JP6395991B1 - 多相電力変換装置 - Google Patents

Abstract

直流回路（１００）と交流回路（１２０）との間で電力変換を行う多相電力変換装置（１０）であって、直流回路（１００）と多相電力変換装置（１０）との接続配線部（１１０）に設定した２点（Ｐ１）、（Ｐ２）間のインダクタンス成分に発生する電圧を検出する差電圧検出部（１３）、および差電圧検出部（１３）の出力が予め設定した閾値を越えたとき、多相電力変換装置（１０）内で短絡が発生したと判定する短絡検出部（１４）を備えた。

Description

本願は、バッテリなどの直流電力を交流電力に変換して電動機を駆動する、あるいは、発電機が発電した交流電力を直流電力に変換してバッテリなどの直流電源に供給するための多相電力変換装置に係り、特に、この変換装置内で発生した短絡による過電流を検出する機能を備えた多相電力変換装置に関する。

従来の電力変換装置においては、電力変換装置を構成するパワー半導体の故障またはノイズによる誤動作によって発生した過電流を検知して電力変換を停止し、装置の破壊または発火を防止する過電流保護機能を備えることが一般的である。
例えば、特許文献１には、スイッチング素子の寄生インダクタンスに発生する電圧を積分した出力に基づいて過電流を判定することで、安価な構成で高精度な電流検出機能を実現する技術が紹介されている。

しかし一方で、電力変換装置を構成するスイッチング素子の各々に過電流検出部を設ける必要があるため、回路規模が大きくなり高パワー密度化の妨げになる。

これに対して、例えば、特許文献２には、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置において、直流電源との接続部の入力電圧が所定時間以上にわたって低下することをもって過電流と判定する技術が紹介されている。
これは、直流電源と電力変換装置との間のインダクタンスにより、短絡発生時の急峻な電流変化で生じる入力電圧の降下を利用したものであり、小さな回路規模で電力変換装置の異常な過電流を検出することができる。

しかし一方で、入力電圧の変動が大きいアプリケーションでは、入力電圧が低下した場合に誤検知する懸念があり、判定電圧を適切に設計できない場合がある。その理由は、判定電圧は入力電圧の下限値よりも低く設定する必要があるが、一方で短絡時のパワー半導体素子の抵抗値によっては入力電圧が十分に低下しない場合があるため、判定電圧はある程度高く設定する必要があり、両者が相反するためである。

また、入力電圧の変動による影響を低減する方法として、例えば、特許文献３または特許文献４には、電源と電力変換装置とを接続する接続配線部のシャント抵抗または寄生抵抗を利用して、抵抗の両端の電圧から電流値に換算して過電流を検出する方法が紹介されている。

特開２０００−３２４８４６号公報 特開２０１０−１４１９９０号公報 特開２００１−２７５３９２号公報 特開２０１７−７７１２８号公報

しかしながら、これら接続配線部の抵抗成分を利用した従来技術を、多数のパワー半導体素子で構成される多相電力変換装置に適用する場合、以下の課題がある。
即ち、大電力を扱う多相電力変換装置では、相数に比例して多数のパワー半導体素子を並列接続したり、複数群の電力変換装置を並列化したりするため、電源と電力変換装置との接続配線部には大電流が流れ、高負荷時には更にこの傾向が顕著となる。

そのため、過電流を検出する判定電流値を比較的高く設定する必要がある。一方で、判定電流値を高くし過ぎると、軽負荷時に一つのパワー半導体素子の異常によって短絡が発生した場合に、過電流を検出できない懸念がある。
このように、多相電力変換装置では、各々のパワー半導体素子または各々の相に過電流検出部を設ける必要があり、回路が大規模化するという課題があった。

本願は、上記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、簡便小型な構成により、装置内で発生する短絡を確実に検出することができる多相電力変換装置を得ることを目的とする。

本願に開示される多相電力変換装置は、直流回路と交流回路との間で電力変換を行う多相電力変換装置であって、前記直流回路と前記多相電力変換装置との接続配線部に設定した２点間のインダクタンス成分に発生する電圧を検出する差電圧検出部、および前記差電圧検出部の出力が予め設定した閾値を越えたとき、前記多相電力変換装置内で短絡が発生したと判定する短絡検出部を備え、前記差電圧検出部と前記短絡検出部との間に、前記差電圧検出部の出力の直流成分を除去する微分回路を備えたものである。

本願に開示される多相電力変換装置は、以上のように、差電圧検出部により、接続配線部に設定した２点間のインダクタンス成分に発生する電圧を検出するようにしたので、特に電流変化率が大きい装置内で発生する短絡の現象を、過負荷の現象と確実に峻別して検出し判定することが出来る。

実施の形態１に係る多相電力変換装置の一般的な構成を示すブロック図である。 実施の形態１に係る多相電力変換装置の具体例を示すブロック図である。 実施の形態１に係る多相電力変換装置の差電圧検出部および短絡検出部の具体例を示す回路図である。 実施の形態１に係る多相電力変換装置における短絡検出の動作原理を説明する第１の模式波形図である。 実施の形態１に係る多相電力変換装置における短絡検出の動作原理を説明する第２の模式波形図である。 実施の形態２に係る多相電力変換装置の差電圧検出部から短絡検出部に至る部分の具体例を示す回路図である。 実施の形態２に係る多相電力変換装置における短絡検出の動作原理を説明する模式波形図である。 実施の形態３に係る多相電力変換装置の差電圧検出部から短絡検出部に至る部分の具体例を示す回路図である。 実施の形態３に係る多相電力変換装置における短絡検出の動作原理を説明する模式波形図である。 実施の形態４に係る多相電力変換装置の差電圧検出部から短絡検出部に至る部分の具体例を示す回路図である。 実施の形態５に係る多相電力変換装置の具体例を示すブロック図である。 実施の形態６に係る多相電力変換装置の具体例を示すブロック図である。 実施の形態７に係る多相電力変換装置の一般的な構成を示すブロック図である。 実施の形態７に係る多相電力変換装置の具体例を示すブロック図である。 実施の形態８に係る多相電力変換装置の一般的な構成を示すブロック図である。 実施の形態８に係る多相電力変換装置の具体例を示すブロック図である。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る多相電力変換装置の一般的な構成を示すブロック図である。図１において、多相電力変換装置１０は、直流回路１００と交流回路１２０との間で電力変換を行うもので、主回路部１１とこの主回路部１１を制御する制御部１２とで構成される。特に、制御部１２は、直流回路１００と多相電力変換装置１０との接続配線部１１０に設定した２点Ｐ１、Ｐ２間のインダクタンス成分１１１に発生する差電圧を検出する差電圧検出部１３および差電圧検出部１３の出力に基づき多相電力変換装置内での短絡発生の有無を判定する短絡検出部１４を備えている。

なお、図１では、接続配線部１１０の差電圧を検出する箇所として、正側配線上の２点Ｐ１、Ｐ２を設定する例を記載している。これは、一般に、負側配線は、コモンモードノイズ電流の影響を受けやすい傾向があり、これを避ける意図である。
このノイズの影響を考慮する必要が無い場合は、一般に接地レベルに構成される負側配線上に差電圧検出個所を設定するのが、後段でその詳細を説明する差電圧検出部１３および短絡検出部１４の絶縁処理を簡素化できる点でメリットがある。

図２は、実施の形態１に係る多相電力変換装置の具体的な構成を示すブロック図である。多相電力変換装置として、ここでは、直流回路１００である直流電源１００ａの直流電力を３相の交流電力に変換し、交流回路１２０として３相の交流負荷である３相電動機１２０ａを駆動する３相（多相）インバータ１０ａを一例として示している。
このような電動機駆動用の３相インバータ１０ａは、家電、電動自動車または産業用機器などで幅広く適用されている。

３相インバータ１０ａの主回路部１１は、パワー半導体モジュールＭ１〜Ｍ６と平滑コンデンサ１５とで構成される。
なお、ここでは、パワー半導体モジュールとしてＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を例として記載しているが、本願はこれに限られるものではない。また、本願は、パワー半導体モジュールの個数、多相電力変換装置の相数、および電源または負荷の数、詳細な回路構成において、以下の例に限られるものでないことは明らかである。

また、ここでは、平滑コンデンサ１５を搭載する例を示しているが、平滑コンデンサを搭載しない場合にも有効である。平滑コンデンサ１５の有無による差異については、後段の図４、図５のところで説明する。

図３は、実施の形態１に係る多相電力変換装置の差電圧検出部１３および短絡検出部１４の具体的な回路構成例を示す図である。当該回路は、接続配線部１１０上の間隔を隔てて設定した２点Ｐ１、Ｐ２間のインダクタンス成分（ここでは、寄生インダクタンス成分）１１１に発生する差電圧Ｖｄｂをモニタする構成となっており、入力電流Ｉｂが過電流状態にあることを検出する構成となっている。

具体的には、差電圧Ｖｄｂを演算増幅器ＯＰ１で構成した差動増幅回路で増幅し、比較器ＣＰ１で予め定めた基準電圧（閾値）Ｖｒｅｆ１と比較して過電流検出信号Ｓｓｃを生成する構成になっている。差動増幅回路の出力には、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ１とで構成するローパスフィルタを備え、差電圧Ｖｄｂに重畳したインパルスノイズを除去する構成としている。なお、図３において、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ４は差電圧検出部１３の差動増幅回路を構成する要素である。

図４は、実施の形態１に係る多相電力変換装置における短絡検出の動作原理を示す模式波形図である。図４には、上段から順に、直流電源１００ａの電源電流Ｉｂと、モニタする差電圧Ｖｄｂと、生成する過電流検出信号Ｓｓｃとを示している。また、ｔｓｃは短絡発生時刻、ＩｂＬは重負荷時の電源電流値、ＩｂＳは軽負荷時の電源電流値、Ｉｂｔｈは従来判定レベル、ＶｄｂＬは重負荷時の差電圧、ＶｄｂＳは軽負荷時の差電圧を表している。
時刻ｔｓｃで短絡が発生して大電流が流れると、差電圧Ｖｄｂが破線で示す判定閾値Ｖｄｂｔｈ（図３の基準電圧Ｖｒｅｆ１が相当する）を超過したことを判定し、過電流検出信号Ｓｓｃを生成する。
図中の実線波形は、重負荷時の波形例を示しており、一方で点線波形は、軽負荷時の波形例を示している。

多相電力変換装置においては、相数が増加したり、短絡個所の抵抗が大きい（パワー半導体モジュールにスポット状ショート故障が発生した場合など）場合等を想定すると、図４の上段図に示すように、軽負荷時に発生する短絡電流と重負荷時の正常な電流との差が縮小する。
従って、先の背景技術の欄で説明した特許文献３または特許文献４の場合のように、従来の電流センサ出力とシャント抵抗または寄生抵抗値とから換算した値から過電流を判定する場合、判定の閾値電流Ｉｂｔｈの設計マージンが縮小し、誤検出が発生しやすくなる。

ところで、接続配線部１１０に流れる電流Ｉｂは、３相電動機１２０ａのインダクタンス等によって制限されるため、ｍｉｌｌｉｓｅｃｏｎｄ（ｍｓ）オーダーの時定数で変化するのが一般的である。主回路部１１に平滑コンデンサ１５を搭載する場合は、電流Ｉｂの電流変化の時定数はさらに長くなる。
これに対し、多相電力変換装置１０ａ内、即ち、主回路部１１に短絡が発生した場合は、小さなインダクタンスの迂回経路が発生するため、電流Ｉｂは、ｍｉｃｒｏｓｅｃｏｎｄ（μｓ）オーダーの時定数で急峻に変化する。

以上のことから、インダクタンス成分１１１に発生する差電圧Ｖｄｂに基づいて、多相電力変換装置内で発生する短絡事象をその検出対象とする本実施の形態では、短絡発生時の電流Ｉｂｓの高い電流変化率ｄＩｂｓ／ｄｔとインダクタンス成分Ｌｂとの積で決まる高い差電圧Ｖｄｂの値に基づいて判定するので、図４の中段図に示すように、重負荷時の誤検出防止と過電流検出とが両立する設計範囲を広くすることができる。

図４は、図２で平滑コンデンサ１５を搭載した場合の模式波形を示しているが、平滑コンデンサ１５を搭載しない場合または平滑コンデンサ１５の容量が小さい場合にも適用できる。
この場合、図５に示す通り、正常時に電源電流Ｉｂにリップル波形が現れるため、それに伴って差電圧Ｖｄｂにもリップルが発生する。この正常時の電流変化率ｄＩｂｎ／ｄｔは、３相電動機１２０ａ等の負荷側のインダクタンスによって小さな値に制限される。

一方で、短絡発生時には、負荷側のインダクタンスと関係なく電流が急増するため、その電流変化率ｄＩｂｓ／ｄｔは大きな値になる。この性質を利用して、図３に示した比較器ＣＰ１の基準電圧Ｖｒｅｆ１は、インダクタンス成分１１１のインダクタンス値Ｌｂと、回路の増幅率αと、通常動作時の最大電流変化率ｄＩｂｎ／ｄｔと、短絡時の電流変化率ｄＩｂｓ／ｄｔとに基づいて設定すればよい。

なお、上述の増幅率αは、検出した差電圧Ｖｄｂを差動増幅する場合のゲインに相当し、例えば、図３の回路では、α＝Ｒ３／Ｒ１で求まる。
具体的に、通常動作時に誤検出せず、短絡時を異常として判定できるためには、以下の条件が要求される。

α・Ｌｂ・ｄＩｂｎ／ｄｔ＜Ｖｒｅｆ１＜α・Ｌｂ・ｄＩｂｓ／ｄｔ ・・（式１）

以上の説明では、短絡検出部１４が多相電力変換装置内の短絡を検出して過電流検出信号Ｓｓｃを生成した以降の動作について触れていないが、制御部１２は、この過電流検出信号Ｓｓｃの出力に応じて多相電力変換装置１０ａの電力変換動作を停止するようパワー半導体モジュールを制御することは言うまでもない。
なお、本願の方式では、故障したパワー半導体モジュールを特定することはできないため、電力変換動作を停止する方法としては、全パワー半導体モジュールを一旦オフするのが適当である。

以上のように、実施の形態１に係る多相電力変換装置は、直流電源１００ａと３相インバータ１０ａとの接続配線部１１０に設定した２点Ｐ１、Ｐ２間のインダクタンス成分１１１に発生する差電圧Ｖｄｂを検出する差電圧検出部１３およびこの差電圧Ｖｄｂが予め設定した閾値Ｖｄｂｔｈを越えたとき３相インバータ１０ａ内で短絡が発生したと判定する短絡検出部１４を備えたので、簡便小型な構成で、しかも、たとえ相数が増加したり、短絡個所の抵抗が大きい場合等を想定しても、３相インバータ１０ａ内で発生する短絡の現象を確実に検出することが出来、変換器の故障または発火等の事故への波及を防止することが出来る。

実施の形態２．
先の実施の形態１では、接続配線部１１０に設定した２点Ｐ１、Ｐ２間のインダクタンス成分１１１に発生する差電圧Ｖｄｂから短絡を検出することで、短絡の現象を過負荷等の現象と峻別する構成を採用している。
従って、仮に、この２点間にインダクタンス成分に加えて寄生抵抗成分が存在すると、その分、判定マージン減少の原因となり得る。

勿論、これを考慮して、この２点Ｐ１、Ｐ２を設定する接続配線部１１０を構成する往復導体部分の断面積を大きく、また、離反距離を増やす等の対策が望ましいが、実施の形態２は、この寄生抵抗成分の存在が無視できないと仮定した場合の対策案を提供するものである。

図６は、実施の形態２に係る多相電力変換装置の差電圧検出部１３から短絡検出部１４に至る部分の具体例を示す回路図である。なお、多相電力変換装置全体の構成は先の実施の形態１と変わるところがないので、その図示説明は省略する。

先の図３の回路と異なるのは、差電圧検出部１３と短絡検出部１４との間に、微分回路１６を新たに挿入した点である。そして、差電圧Ｖｄｂを演算増幅器ＯＰ１で差動増幅した信号をこの微分回路１６で微分する構成としている。
即ち、この微分回路１６は、接続配線部１１０上の間隔を隔てた２点Ｐ１、Ｐ２間の寄生抵抗成分１１２の存在を想定し、差電圧検出部１３の出力における、寄生抵抗成分１１２により発生する直流成分を除去する訳である。
なお、微分回路１６の構成としては、図６では、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ５で微分する構成としているが、これに限られるものではない。

図７は、実施の形態２に係る多相電力変換装置における短絡検出の動作原理を示す模式波形図である。図に示すように、重負荷時に発生する差電圧Ｖｄｂの直流成分を微分回路１６で微分信号ＳｄＶに変換し、直流成分を除去する。時刻ｔｓｃに短絡が発生して大電流が流れると、微分信号ＳｄＶが判定閾値ＳｄＶｔｈを超過したことを判定し、過電流検出信号Ｓｓｃを生成する。なお、図７において、ＳｄＶＬは重負荷時の微分信号、ＳｄＶＳは軽負荷時の微分信号を表している。

以上のように、実施の形態２に係る多相電力変換装置は、差電圧検出部１３と短絡検出部１４との間に、微分回路１６を新たに挿入したので、接続配線部１１０上の寄生抵抗成分１１２の存在によって懸念される重負荷時の短絡誤検出を防止することができる。

実施の形態３．
先の実施の形態２では、モニタする差電圧Ｖｄｂを差動増幅し、微分回路１６で微分する構成であった。しかし、この構成では、差電圧Ｖｄｂの直流成分を除去できる一方で、微分回路１６を用いるために検出信号に重畳するノイズに対する耐性が低下する課題がある。
実施の形態３に係る多相電力変換装置は、この点を改良したものである。

図８は、実施の形態３に係る多相電力変換装置の差電圧検出部１３から短絡検出部１４に至る部分の具体例を示す回路図である。なお、多相電力変換装置全体の構成は先の実施の形態１と変わるところがないので、その図示説明は省略する。

先の図６の回路と異なるのは、微分回路１６で微分した信号を積分回路１７で積分する構成を追加していることである。積分回路１７の構成としては、図８では、演算増幅器ＯＰ２を用いた不完全積分回路としているが、これに限られるものではない。なお、図８において、抵抗Ｒ６、コンデンサＣ２は積分回路１７を構成する要素である。

図９は、実施の形態３に係る多相電力変換装置における短絡検出の動作原理を示す模式波形図である。図７と同様に、重負荷時に発生する差電圧Ｖｄｂの直流成分を微分回路１６で微分信号ＳｄＶに変換し、直流成分を除去する。さらに、積分回路１７により、微分信号ＳｄＶから積分信号ＳＩＶを生成し、この信号が判定閾値ＳＩＶｔｈを超過したことをもって過電流と判定して過電流検出信号Ｓｓｃを生成する。

ここで、電源電流をＩｂ、接続配線部１１０上の２点Ｐ１、Ｐ２間の寄生抵抗成分１１２およびインダクタンス成分１１１をそれぞれＲｂおよびＬｂとすると、接続配線部１１０上の２点Ｐ１、Ｐ２間に発生する差電圧Ｖｄｂは以下の式で表される。

Ｖｄｂ＝Ｒｂ・Ｉｂ＋Ｌｂ・ｄＩｂ／ｄｔ ・・・ （式２）

式２において、右辺第一項は直流成分を表し、右辺第二項は交流成分を表す。本実施の形態３では、微分回路１６と積分回路１７とを経ることで、式２における、差電圧Ｖｄｂの直流成分Ｒｂ・Ｉｂが除去され、交流成分Ｌｂ・ｄＩｂ／ｄｔにより短絡の判定を行う構成となり、検出信号に重畳するノイズに対する耐性の低下を抑制することが出来、重負荷時の誤検出を防止することができる。

以上のように、実施の形態３に係る多相電力変換装置は、微分回路１６と短絡検出部１４との間に、さらに、積分回路１７を設ける構成としたので、微分回路１６の検出信号に重畳するノイズに対する耐性の低下を抑制することが出来、重負荷時の誤検出を防止することができる。

実施の形態４．
先の実施の形態３では、モニタする差電圧Ｖｄｂを差動増幅し、微分回路１６と積分回路１７とで接続配線部１１０の寄生抵抗成分１１２によって発生する直流電流成分を除去することで、重負荷時の誤検出を防止するとともに検出信号に重畳するノイズに対する耐性の低下を抑制するものであった。

しかし、検出信号に交流性の大きなインパルスノイズが重畳した場合、例えば、接続配線部と主回路配線との磁気結合によりノイズが発生する場合、さらには、インバータを構成する半導体素子のスイッチングによる電流リップルに伴いノイズが発生する場合等、先の積分回路１７の採用をもってしてもノイズによる誤検出が発生する懸念がある。
実施の形態４に係る多相電力変換装置は、この点を改良したものである。

図１０は、実施の形態４に係る多相電力変換装置の差電圧検出部１３から短絡検出部１４に至る部分の具体例を示す回路図である。なお、多相電力変換装置全体の構成は先の実施の形態１と変わるところがないので、その図示説明は省略する。

先の図８の回路と異なるのは、１階積分する構成の積分回路１７を、２階積分する構成の積分回路１７ａとしていることである。積分回路１７ａの構成としては、ここでは演算増幅器ＯＰ２、ＯＰ３を用いた不完全積分回路を２段設ける構成としているが、これに限られるものではない。

以上のように、実施の形態４に係る多相電力変換装置は、微分回路１６と短絡検出部１４との間に、２段の積分を行う積分回路１７ａを設ける構成としたので、モニタする差電圧Ｖｄｂの直流成分を除去すると共に、差電圧Ｖｄｂを積分する作用がある。このため、検出信号に交流性の大きなインパルスノイズが重畳したとしても、この積分作用によってノイズ成分が除去されノイズ耐性を向上させることができる。

実施の形態５．
図１１は、実施の形態５に係る多相電力変換装置の具体例を示すブロック図である。
図１１の多相電力変換装置１０ｂは、３相交流発電機が相当する交流電源１２０ｃからの交流電力を直流電力に変換し、蓄電池が相当する直流電源１００ａに直流電力を供給する３相コンバータの例である。直流負荷１００ｂは、直流電源１００ａから電力の供給を受ける。

３相コンバータ１０ｂの主回路部１１は、図２の３相インバータ１０ａと同様、その制御は、制御部１２で行う。制御部１２は、直流電源１００ａと３相コンバータ１０ｂとの間の接続配線部１１０に設定した２点Ｐ１、Ｐ２間のインダクタンス成分１１１に発生する差電圧を検出する差電圧検出部１３および差電圧検出部１３の出力に基づき多相電力変換装置内での短絡発生の有無を判定する短絡検出部１４を備えている。

なお、図１１では、接続配線部１１０の差電圧を検出する箇所として、正側配線上の２点Ｐ１、Ｐ２を設定する例を記載しているが、先の実施の形態１で説明したと同様、負側配線上の２点間の差電圧を検出しても良い。

図１１における差電圧検出部１３および短絡検出部１４の構成および動作は、先の各形態例の構成および動作と同様であるので、再度の説明は省略する。

以上のように、実施の形態５に係る多相電力変換装置は、交流電源１２０ｃからの交流電力を直流電力に変換する３相コンバータ１０ｂと直流電源１００ａとの間の接続配線部１１０に設定した２点Ｐ１、Ｐ２間のインダクタンス成分１１１に発生する差電圧を検出することで、３相コンバータ１０ｂ内で発生する短絡を確実に検出することが出来る。

実施の形態６．
図１２は、実施の形態６に係る多相電力変換装置の具体例を示すブロック図である。先の図２に示した実施の形態１と異なる点は、接続配線部１１０のインダクタンス成分として、３相インバータ１０ａの入力部に設けたフィルタ回路のインダクタンス成分を利用するものである。

本実施の形態６におけるフィルタ回路は、フィルタコンデンサ１１３とフィルタリアクトル１１１ａおよび平滑コンデンサ１５で構成されるパイ型フィルタの例を示しているが、これとは異なる他のフィルタ回路のインダクタンス成分を用いた構成であっても良い。

フィルタリアクトル１１１ａのインダクタンス値は、接続配線部１１０の寄生インダクタンスのインダクタンス値よりも十分大きくなり、寄生抵抗成分が相対的に小さくなるので、先の実施の形態２で説明した、寄生抵抗成分による影響が抑制される効果がある。

また、モニタする差電圧Ｖｄｂの信号レベルが大きくなり、従って、例えば、差電圧検出部１３での差動増幅回路を省略できる可能性もある。
さらに、パイ型フィルタ回路を設けたことにより、３相インバータ１０ａから発生するノイズを低減することができる。
なお、図１２における差電圧検出部１３および短絡検出部１４の構成および動作は、先の各形態例の構成および動作と同様であるので、再度の説明は省略する。

以上のように、実施の形態６に係る多相電力変換装置の差電圧検出部１３は、フィルタリアクトル１１１ａのインダクタンス成分に発生する電圧を検出するようにしたので、寄生抵抗成分による影響が抑制される等の効果がある。

実施の形態７．
図１３は、実施の形態７に係る多相電力変換装置の一般的な構成を示すブロック図である。先の図１の構成に対して、多相電力変換装置が、多相インバータの２つの主回路部１１ａ、１１ｂを有する多相電力変換装置１０ｃで構成されている。
これにより、より大きな電力を変換し、２つの交流回路１２０を駆動することができる。

図１４は、実施の形態７に係る多相電力変換装置の具体的な構成を示すブロック図である。図１４の多相電力変換装置１０ｃは、第一電力変換装置である主回路部１１ａと第二電力変換装置である主回路部１１ｂとの直流側は互いに並列にして接続配線部１１０を介して直流回路である直流電源１００ａに接続され、主回路部１１ａと主回路部１１ｂとの交流側は、それぞれ第一交流回路である３相電動機１２０ａおよび第二交流回路である３相電動機１２０ｂに接続されている。なお、主回路部１１ａは、パワー半導体モジュールＭ１〜Ｍ６と平滑コンデンサ１５ａとで構成され、主回路部１１ｂは、パワー半導体モジュールＭ７〜Ｍ１２と平滑コンデンサ１５ｂとで構成される。

本実施の形態７は、２つの３相電動機１２０ａおよび１２０ｂを駆動する２群構成の多相電力変換装置で、例えば、電動自動車で採用されている。この構成においても、共通の制御部１２に備えた差電圧検出部１３および短絡検出部１４により、２群の共通の経路となる接続配線部１１０に設定された２点Ｐ１、Ｐ２間のインダクタンス成分１１１に発生する差電圧に基づいて、２群で構成された多相電力変換装置内で発生する短絡を検出し、電力変換動作を停止して保護することが出来る。

以上のように、実施の形態７に係る多相電力変換装置は、２群の主回路部１１ａ、１１ｂを１個の接続配線部１１０を介して直流電源１００ａに接続することにより、２群の主回路部１１ａ、１１ｂ内に発生する短絡を１個所で検出することができる。

実施の形態８．
図１５は、実施の形態８に係る多相電力変換装置の一般的な構成を示すブロック図である。先の図１４の多相電力変換装置が主回路部を並列に構成した２群構成であったのに対して、本実施の形態８の多相電力変換装置は、２群の主回路部を直列に構成した多相電力変換装置である。例えば、１段目が直流を直流に変換し、２段目が直流を交流に変換する構成がある。

図１６は、実施の形態８に係る多相電力変換装置の具体的な構成を示すブロック図である。図１６の多相電力変換装置１０ｄは、直流電源１００ａの直流電力を昇圧した直流電力に変換する多相（３相）コンバータ主回路部１１ｃおよび多相（３相）コンバータ主回路部１１ｃで昇圧した直流電力を交流電力に変換して３相電動機１２０ａを駆動する多相（３相）インバータ主回路部１１ｄを備えた構成である。このような構成は、電動自動車で採用される構成である。なお、主回路部１１ｃは、パワー半導体モジュールＭ１〜Ｍ６と平滑コンデンサ１５ａとで構成され、主回路部１１ｄは、パワー半導体モジュールＭ７〜Ｍ１２と平滑コンデンサ１５ｂとで構成される。

この構成においても、共通の制御部１２に備えた差電圧検出部１３および短絡検出部１４により、多相（３相）コンバータ主回路部１１ｃの入力側と直流電源１００ａとの接続配線部１１０に設定された２点Ｐ１、Ｐ２間のインダクタンス成分１１１に発生する差電圧に基づいて、２群で構成された多相電力変換装置内で発生する短絡を検出し、電力変換動作を停止して保護することが出来る。

本実施の形態では、３つの昇圧リアクトル１８ａ〜１８ｃを並列にした３相構成を例として示している。差電圧検出部１３の具体的な構成は、実施の形態１から実施の形態４で説明した構成のいずれであってもよく、その詳細な動作の説明は割愛する。

以上のように、実施の形態８に係る多相電力変換装置は、２群の主回路部１１ｃ、１１ｄを１個の接続配線部１１０を介して直流電源１００ａに接続することにより、２群の主回路部１１ｃ、１１ｄ内に発生する短絡を１個所で検出することができる。

本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。

１０，１０ａ，１０ｂ，１０ｃ，１０ｄ 多相電力変換装置、１１ 主回路部、１１ａ，１１ｂ 多相（３相）インバータ主回路部、１１ｃ 多相（３相）コンバータ主回路部、１１ｄ 多相（３相）インバータ主回路部、１２ 制御部、１３ 差電圧検出部、１４ 短絡検出部、１５ 平滑コンデンサ、１６ 微分回路、１７，１７ａ 積分回路、１００ 直流回路、１００ａ 直流電源、１００ｂ 直流負荷、１１０ 接続配線部、１１１ インダクタンス成分、１１１ａ フィルタリアクトル、１１２ 寄生抵抗成分、１２０ 交流回路、１２０ａ，１２０ｂ ３相電動機、１２０ｃ 交流電源。

Claims (10)

1. 直流回路と交流回路との間で電力変換を行う多相電力変換装置であって、
   前記直流回路と前記多相電力変換装置との接続配線部に設定した２点間のインダクタンス成分に発生する電圧を検出する差電圧検出部、および前記差電圧検出部の出力が予め設定した閾値を越えたとき、前記多相電力変換装置内で短絡が発生したと判定する短絡検出部を備え、
   前記差電圧検出部と前記短絡検出部との間に、前記差電圧検出部の出力の直流成分を除去する微分回路を備えた多相電力変換装置。
2. 前記微分回路と前記短絡検出部との間に、前記微分回路の出力を積分する積分回路を備えた請求項１記載の多相電力変換装置。
3. 前記接続配線部にフィルタリアクトルを挿入する場合、前記差電圧検出部は、前記フィルタリアクトルのインダクタンス成分に発生する電圧を検出するようにした請求項１または請求項２に記載の多相電力変換装置。
4. 複数の前記多相電力変換装置を１個の前記接続配線部を介して前記直流回路に接続することにより前記複数の前記多相電力変換装置内で発生する短絡を１個所で検出可能とした請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の多相電力変換装置。
5. 前記多相電力変換装置である第一電力変換装置と第二電力変換装置とを備え、前記第一電力変換装置と前記第二電力変換装置との直流側は互いに並列にして前記接続配線部を介して前記直流回路に接続され、前記第一電力変換装置と前記第二電力変換装置との交流側は、それぞれ前記交流回路である第一交流回路および第二交流回路に接続された請求項４記載の多相電力変換装置。
6. 前記多相電力変換装置は、前記直流回路からの直流電力を交流電力に変換して前記交流回路に出力する多相インバータである請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の多相電力変換装置。
7. 前記多相電力変換装置は、前記交流回路からの交流電力を直流電力に変換して前記直流回路に出力する多相コンバータである請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の多相電力変換装置。
8. 前記多相電力変換装置は、前記直流回路からの直流電力を直流電力に変換する多相コンバータおよび前記多相コンバータからの直流電力を交流電力に変換して前記交流回路に出力する多相インバータを備えた請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の多相電力変換装置。
9. 前記直流回路は直流電源であり、前記交流回路は交流負荷である請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の多相電力変換装置。
10. 前記直流回路は直流負荷であり、前記交流回路は交流電源である請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の多相電力変換装置。

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