WO2019077785A1 - 多相電力変換装置 - Google Patents

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power
multiphase
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power conversion
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航平 恩田
竹島　由浩
岩蕗　寛康
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三菱電機株式会社
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    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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Definitions

  • the present application relates to multiphase power conversion for converting DC power such as a battery into AC power to drive a motor, or converting AC power generated by a generator into DC power and supplying the DC power to a battery such as a battery.
  • the present invention relates to a device, and more particularly to a multiphase power conversion device having a function of detecting an overcurrent due to a short circuit generated in the conversion device.
  • Patent Document 1 introduces a technology for realizing a highly accurate current detection function with an inexpensive configuration by determining an overcurrent based on an output obtained by integrating a voltage generated in a parasitic inductance of a switching element. There is.
  • Patent Document 2 for example, in a power conversion device for converting direct current power into alternating current power, a technique for determining an overcurrent by lowering an input voltage at a connection portion with a direct current power supply for a predetermined time or more Is introduced. This is based on the inductance between the DC power supply and the power conversion device, utilizing the drop in input voltage caused by a steep current change when a short circuit occurs, and the abnormal overcurrent of the power conversion device can be reduced with a small circuit scale. It can be detected.
  • the determination voltage needs to be set lower than the lower limit value of the input voltage, but the input voltage may not be sufficiently lowered depending on the resistance value of the power semiconductor element at the time of short circuit. It is necessary to set high to some extent, because the two conflict with each other.
  • Patent Document 3 or Patent Document 4 uses a shunt resistance or a parasitic resistance of a connection wiring portion that connects a power supply and a power conversion device. A method of detecting an overcurrent by converting the voltage at both ends of the current into a current value is introduced.
  • the determination current value for detecting the overcurrent relatively high.
  • the determination current value is too high, there is a concern that the overcurrent can not be detected when a short circuit occurs due to an abnormality of one power semiconductor element at light load.
  • the present application discloses a technique for solving the problems as described above, and it is an object of the present invention to obtain a multiphase power conversion device capable of reliably detecting a short circuit generated in the device by a simple and compact configuration. To aim.
  • the multiphase power conversion device disclosed in the present application is a multiphase power conversion device that performs power conversion between a direct current circuit and an alternating current circuit, and in a connection wiring portion between the direct current circuit and the multiphase power conversion device.
  • a short circuit has occurred in the multiphase power conversion device when the output of the differential voltage detection unit that detects a voltage generated in the inductance component between the set two points and the differential voltage detection unit exceeds a preset threshold.
  • a short circuit detection unit that determines that
  • the multi-phase power converter disclosed in the present application detects the voltage generated in the inductance component between the two points set in the connection wiring portion by the differential voltage detection unit, and particularly changes in current
  • the phenomenon of a short circuit occurring in a device having a large rate can be detected and determined with certainty separated from the phenomenon of overload.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a general configuration of a multiphase power converter according to a first embodiment.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a specific example of the multiphase power converter according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing a specific example of a differential voltage detection unit and a short circuit detection unit of the multiphase power conversion device according to the first embodiment.
  • 5 is a first schematic waveform diagram for explaining the operation principle of short circuit detection in the multiphase power converter according to Embodiment 1.
  • FIG. FIG. 5 is a second schematic waveform diagram for explaining the operation principle of short circuit detection in the multiphase power converter according to the first embodiment.
  • FIG. 13 is a circuit diagram showing a specific example of a portion from the differential voltage detection unit to the short circuit detection unit of the multiphase power conversion device according to the second embodiment.
  • FIG. 13 is a schematic waveform diagram for explaining the operation principle of short circuit detection in the multiphase power converter according to the second embodiment.
  • FIG. 16 is a circuit diagram showing a specific example of a portion from the differential voltage detection unit to the short circuit detection unit of the multiphase power conversion device according to the third embodiment.
  • FIG. 18 is a schematic waveform diagram for explaining the operation principle of short circuit detection in the multiphase power converter according to the third embodiment.
  • FIG. 16 is a circuit diagram showing a specific example of a portion from the differential voltage detection unit to the short circuit detection unit of the multiphase power conversion device according to the fourth embodiment.
  • FIG. 18 is a block diagram showing a specific example of the multiphase power converter according to the fifth embodiment.
  • FIG. 21 is a block diagram showing a specific example of a multiphase power converter according to a sixth embodiment.
  • FIG. 21 is a block diagram showing a general configuration of a multiphase power converter according to a seventh embodiment.
  • FIG. 21 is a block diagram showing a specific example of a multiphase power converter according to a seventh embodiment.
  • FIG. 21 is a block diagram showing a general configuration of a multiphase power converter according to an eighth embodiment.
  • FIG. 21 is a block diagram showing a specific example of a multiphase power converter according to an eighth embodiment.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a general configuration of a multiphase power converter according to a first embodiment.
  • the multi-phase power conversion device 10 performs power conversion between the DC circuit 100 and the AC circuit 120, and includes a main circuit unit 11 and a control unit 12 controlling the main circuit unit 11. Ru.
  • the control unit 12 detects the differential voltage generated in the inductance component 111 between the two points P1 and P2 set in the connection wiring portion 110 between the DC circuit 100 and the multiphase power conversion device 10, and
  • a short circuit detection unit 14 is provided that determines the presence or absence of a short circuit in the multiphase power conversion device based on the output of the differential voltage detection unit 13.
  • FIG. 1 an example in which two points P1 and P2 on the positive side wiring are set as a portion for detecting the differential voltage of the connection wiring portion 110 is described.
  • This is generally intended to avoid the negative side wiring, which tends to be susceptible to common mode noise current. If it is not necessary to consider the influence of this noise, the differential voltage detection point is generally set on the negative side wiring formed at the ground level.
  • the differential voltage detection unit 13 and the short circuit detection will be described in detail later. There is an advantage in that the insulation processing of the part 14 can be simplified.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a specific configuration of the multiphase power conversion device according to the first embodiment.
  • the multiphase power converter the DC power of the DC power supply 100a which is the DC circuit 100 is converted into three phase AC power, and the AC circuit 120 is used to drive the three phase motor 120a which is three phase AC load.
  • a phase (multiphase) inverter 10a is shown as an example. Such a three-phase inverter 10a for driving an electric motor is widely applied to home appliances, electric vehicles, industrial equipment, and the like.
  • the main circuit unit 11 of the three-phase inverter 10 a is configured of power semiconductor modules M 1 to M 6 and a smoothing capacitor 15.
  • a MOSFET Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor
  • the present application is not limited to the following examples in the number of power semiconductor modules, the number of phases of the multiphase power converter, the number of power supplies or loads, and the detailed circuit configuration.
  • FIG. 3 is a diagram showing a specific circuit configuration example of the differential voltage detection unit 13 and the short circuit detection unit 14 of the multiphase power conversion device according to the first embodiment.
  • the circuit is configured to monitor a differential voltage Vdb generated in an inductance component (here, a parasitic inductance component) 111 between two points P1 and P2 set at an interval on the connection wiring portion 110, and the input It is configured to detect that the current Ib is in the overcurrent state.
  • an inductance component here, a parasitic inductance component
  • the differential voltage Vdb is amplified by the differential amplifier circuit configured by the operational amplifier OP1, and the overcurrent detection signal Ssc is generated by comparing with the reference voltage (threshold) Vref1 predetermined by the comparator CP1. It has become.
  • the output of the differential amplifier circuit is provided with a low pass filter configured of a resistor R5 and a capacitor C1, and configured to remove impulse noise superimposed on the difference voltage Vdb.
  • the resistors R 1, R 2, R 3, and R 4 are elements constituting a differential amplifier circuit of the differential voltage detection unit 13.
  • FIG. 4 is a schematic waveform diagram showing an operation principle of short circuit detection in the multiphase power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 4 shows the power supply current Ib of the DC power supply 100a, the differential voltage Vdb to be monitored, and the overcurrent detection signal Ssc to be generated, in order from the top. Further, tsc is a short circuit occurrence time, IbL is a power supply current value at heavy load, IbS is a power supply current value at light load, Ibth is a conventional determination level, VdbL is a differential voltage at heavy load, VdbS is a difference at light load It represents the voltage.
  • the current Ib flowing through the connection wiring portion 110 is limited by the inductance or the like of the three-phase motor 120a, it is generally changed with a time constant of millisecond (ms) order.
  • the smoothing capacitor 15 is mounted on the main circuit portion 11, the time constant of the current change of the current Ib becomes longer.
  • a short circuit occurs in multiphase power conversion device 10a, that is, in main circuit unit 11, a bypass path with a small inductance is generated, and current Ib is steep with a time constant on the order of microseconds ( ⁇ s). Change to
  • FIG. 4 shows a schematic waveform in the case where the smoothing capacitor 15 is mounted in FIG. 2, but the present invention can also be applied to the case where the smoothing capacitor 15 is not mounted or the capacity of the smoothing capacitor 15 is small.
  • FIG. 5 since a ripple waveform appears in the power supply current Ib at the normal time, a ripple also occurs in the differential voltage Vdb.
  • the normal rate of current change dIbn / dt is limited to a small value by the load-side inductance of the three-phase motor 120a or the like.
  • the reference voltage Vref1 of the comparator CP1 shown in FIG. 3 is the inductance value Lb of the inductance component 111, the amplification factor ⁇ of the circuit, and the maximum current change rate dIbn / dt in the normal operation It may be set based on the current change rate dIbs / dt at the time of short circuit.
  • the control unit 12 detects the overcurrent detection signal Ssc. It is needless to say that the power semiconductor module is controlled to stop the power conversion operation of the multiphase power conversion device 10a in accordance with the output of the power conversion module 10a. In the method of the present application, since a failed power semiconductor module can not be identified, it is appropriate to once turn off all the power semiconductor modules as a method of stopping the power conversion operation.
  • the differential voltage generated in the inductance component 111 between the two points P1 and P2 set in the connection wiring portion 110 of the DC power supply 100a and the three phase inverter 10a Since the differential voltage detection unit 13 that detects Vdb and the short circuit detection unit 14 that determines that a short circuit has occurred in the three-phase inverter 10a when the differential voltage Vdb exceeds a preset threshold Vdbth, the configuration is simple and compact In addition, even if the number of phases increases or the resistance at the short circuit point is large, it is possible to reliably detect the short circuit phenomenon occurring in the three-phase inverter 10a, and a failure of the converter Or it can prevent the spread to the accident such as ignition.
  • the short circuit is detected from the difference voltage Vdb generated in the inductance component 111 between the two points P1 and P2 set in the connection wiring portion 110 to distinguish the phenomenon of the short circuit from the phenomenon such as overload.
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing a specific example of a portion from the differential voltage detection unit 13 to the short circuit detection unit 14 of the multiphase power conversion device according to the second embodiment.
  • the configuration of the entire multiphase power conversion device is the same as that of the first embodiment, the illustration and description thereof will be omitted.
  • the difference from the circuit of FIG. 3 is that a differentiating circuit 16 is newly inserted between the differential voltage detection unit 13 and the short circuit detection unit 14.
  • the differential circuit 16 differentiates a signal obtained by differentially amplifying the differential voltage Vdb by the operational amplifier OP1. That is, this differential circuit 16 is generated due to the parasitic resistance component 112 at the output of the differential voltage detection unit 13, assuming the presence of the parasitic resistance component 112 between the two points P1 and P2 spaced apart on the connection wiring portion 110.
  • the differentiating circuit 16 is configured to differentiate between the capacitor C1 and the resistor R5 in FIG. 6, it is not limited to this.
  • FIG. 7 is a schematic waveform diagram showing an operation principle of short circuit detection in the multiphase power converter according to the second embodiment.
  • the direct current component of the differential voltage Vdb generated at heavy load is converted into the differential signal SdV by the differentiating circuit 16 to remove the direct current component.
  • SdVL represents a differential signal at heavy load
  • SdVS represents a differential signal at light load.
  • the differential circuit 16 is newly inserted between the differential voltage detection unit 13 and the short circuit detection unit 14, parasitics on the connection wiring unit 110 are generated.
  • the presence of the resistance component 112 can prevent short circuit erroneous detection at heavy load.
  • the differential voltage Vdb to be monitored is differentially amplified and differentiated by the differentiating circuit 16.
  • the DC component of the difference voltage Vdb can be removed, there is a problem that the resistance to noise superimposed on the detection signal is reduced because the differential circuit 16 is used.
  • the multiphase power converter according to the third embodiment is an improvement of this point.
  • FIG. 8 is a circuit diagram showing a specific example of a portion from the differential voltage detection unit 13 to the short circuit detection unit 14 of the multiphase power conversion device according to the third embodiment.
  • the configuration of the entire multiphase power conversion device is the same as that of the first embodiment, the illustration and description thereof will be omitted.
  • the difference from the circuit of FIG. 6 is that a configuration is added in which the signal differentiated by the differentiating circuit 16 is integrated by the integrating circuit 17.
  • the configuration of the integration circuit 17 is an incomplete integration circuit using the operational amplifier OP2 in FIG. 8, but is not limited to this.
  • the resistor R 6 and the capacitor C 2 are elements constituting the integrating circuit 17.
  • FIG. 9 is a schematic waveform diagram showing an operation principle of short circuit detection in the multiphase power conversion device according to the third embodiment. Similar to FIG. 7, the direct current component of the differential voltage Vdb generated at heavy load is converted into the differential signal SdV by the differentiating circuit 16 to remove the direct current component. Furthermore, an integration signal SIV is generated from the differential signal SdV by the integration circuit 17, and when this signal exceeds the determination threshold SIVth, it is determined as an overcurrent to generate an overcurrent detection signal Ssc.
  • the generated differential voltage Vdb is expressed by the following equation.
  • Vdb Rb ⁇ Ib + Lb ⁇ dIb / dt (Equation 2)
  • the first term on the right side represents a DC component
  • the second term on the right side represents an AC component.
  • the DC component Rb ⁇ Ib of the difference voltage Vdb in Equation 2 is removed by passing through the differentiating circuit 16 and the integrating circuit 17, and a short circuit is determined based on the AC component Lb ⁇ dIb / dt. It becomes a structure, the fall of tolerance with respect to the noise superimposed on a detection signal can be suppressed, and the erroneous detection at the time of heavy load can be prevented.
  • the integration circuit 17 is further provided between the differentiation circuit 16 and the short circuit detection unit 14. It is possible to suppress a drop in resistance to superimposed noise, and to prevent erroneous detection at heavy load.
  • the differential voltage Vdb to be monitored is differentially amplified, and the direct current component generated by the parasitic resistance component 112 of the connection wiring portion 110 is eliminated by the differentiating circuit 16 and the integrating circuit 17 to reduce the weight. It is intended to prevent false detection at the time of load and to suppress a drop in resistance to noise superimposed on the detection signal.
  • the multiphase power converter according to the fourth embodiment is an improvement of this point.
  • FIG. 10 is a circuit diagram showing a specific example of a portion from the differential voltage detection unit 13 to the short circuit detection unit 14 of the multiphase power conversion device according to the fourth embodiment.
  • the configuration of the entire multiphase power conversion device is the same as that of the first embodiment, the illustration and description thereof will be omitted.
  • the integration circuit 17 configured to perform first-order integration is an integration circuit 17 a configured to perform second-order integration.
  • the configuration of the integration circuit 17a although two incomplete integration circuits using the operational amplifiers OP2 and OP3 are provided here, the present invention is not limited to this.
  • the integration circuit 17 a that performs integration of two stages is provided between the differentiation circuit 16 and the short circuit detection unit 14. While removing the direct current component of voltage Vdb, there is an action which integrates difference voltage Vdb. For this reason, even if impulse noise having a large alternating current property is superimposed on the detection signal, the noise component can be removed by this integration action, and noise resistance can be improved.
  • FIG. 11 is a block diagram showing a specific example of the multiphase power conversion device according to the fifth embodiment.
  • the multiphase power conversion device 10b of FIG. 11 converts AC power from an AC power supply 120c corresponding to a three-phase AC generator into DC power, and supplies DC power to a DC power supply 100a corresponding to a storage battery. It is an example.
  • the DC load 100b receives supply of power from the DC power supply 100a.
  • the control of the main circuit unit 11 of the three-phase converter 10 b is performed by the control unit 12 as in the three-phase inverter 10 a of FIG. 2.
  • the control unit 12 detects a differential voltage generated in an inductance component 111 between two points P1 and P2 set in the connection wiring portion 110 between the DC power supply 100a and the three-phase converter 10b, and a differential voltage detection unit 13
  • a short circuit detection unit 14 is provided that determines the presence or absence of a short circuit in the multiphase power converter based on the output of the detection unit 13.
  • FIG. 11 shows an example in which two points P1 and P2 on the positive side wiring are set as a portion for detecting the differential voltage of the connection wiring portion 110, it has been described in the first embodiment. Similarly, a differential voltage between two points on the negative side wiring may be detected.
  • connection wiring portion 110 between the DC power supply 100a and the three-phase converter 10b for converting AC power from the AC power supply 120c into DC power is set.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a specific example of the multiphase power converter according to the sixth embodiment.
  • a difference from the first embodiment shown in FIG. 2 is that the inductance component of the filter circuit provided at the input portion of the three-phase inverter 10a is used as the inductance component of the connection wiring portion 110.
  • the filter circuit in the sixth embodiment shows an example of a pi-type filter configured of the filter capacitor 113, the filter reactor 111a, and the smoothing capacitor 15, inductance components of other filter circuits different therefrom are used. It may be a configuration.
  • the inductance value of the filter reactor 111a is sufficiently larger than the inductance value of the parasitic inductance of the connection wiring portion 110, and the parasitic resistance component becomes relatively smaller. Therefore, the influence of the parasitic resistance component described in the second embodiment Have the effect of being suppressed.
  • the signal level of the differential voltage Vdb to be monitored becomes large, so that, for example, there is a possibility that the differential amplification circuit in the differential voltage detection unit 13 can be omitted.
  • the noise generated from the three-phase inverter 10a can be reduced by providing the pi type filter circuit.
  • the differential voltage detection unit 13 of the multiphase power conversion device detects the voltage generated in the inductance component of the filter reactor 111a, the influence of the parasitic resistance component is suppressed. And other effects.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a general configuration of a multiphase power converter according to a seventh embodiment.
  • the multiphase power converter is configured by a multiphase power converter 10c having two main circuit portions 11a and 11b of a multiphase inverter. Thereby, larger power can be converted and the two AC circuits 120 can be driven.
  • FIG. 14 is a block diagram showing a specific configuration of the multiphase power conversion device according to the seventh embodiment.
  • the DC sides of the main circuit portion 11a, which is the first power conversion device, and the main circuit portion 11b, which is the second power conversion device are parallel to each other via the connection wiring portion 110.
  • the alternating current side of the main circuit unit 11a and the main circuit unit 11b is connected to the three-phase motor 120a, which is a first alternating current circuit, and the three-phase motor 120b, which is a second alternating current circuit. It is done.
  • the main circuit portion 11a is composed of power semiconductor modules M1 to M6 and a smoothing capacitor 15a
  • the main circuit portion 11b is composed of power semiconductor modules M7 to M12 and a smoothing capacitor 15b.
  • the seventh embodiment is a two-group multiphase power conversion device for driving two three-phase electric motors 120a and 120b, and is adopted, for example, in an electric automobile. Also in this configuration, the inductance component between the two points P1 and P2 set in the connection wiring portion 110 to be the common route of the two groups by the differential voltage detection unit 13 and the short circuit detection unit 14 provided in the common control unit 12 Based on the differential voltage generated at 111, a short circuit occurring in the multi-phase power conversion device configured in two groups can be detected, and the power conversion operation can be stopped and protected.
  • the two groups of main circuit units 11a and 11b are connected to DC power supply 100a via one connection wiring unit 110, whereby the two groups are processed.
  • a short circuit generated in the main circuit portions 11a and 11b can be detected at one place.
  • FIG. 15 is a block diagram showing a general configuration of a multiphase power conversion device according to an eighth embodiment. While the multiphase power converter of FIG. 14 has a two-group configuration in which the main circuit units are configured in parallel, the multiphase power converter of the eighth embodiment has two groups of main circuit units. It is a multiphase power converter configured in series. For example, the first stage may convert direct current into direct current, and the second stage may convert direct current into alternating current.
  • FIG. 16 is a block diagram showing a specific configuration of the multiphase power conversion device according to the eighth embodiment.
  • Multi-phase power conversion device 10d of FIG. 16 is boosted by multi-phase (three-phase) converter main circuit unit 11c and multi-phase (three-phase) converter main circuit unit 11c for converting DC power of DC power supply 100a into boosted DC power.
  • the configuration is provided with a multi-phase (three-phase) inverter main circuit unit 11 d that converts the DC power into AC power to drive the three-phase motor 120 a.
  • Such a configuration is a configuration employed in an electric automobile.
  • the main circuit portion 11c is composed of power semiconductor modules M1 to M6 and a smoothing capacitor 15a
  • the main circuit portion 11d is composed of power semiconductor modules M7 to M12 and a smoothing capacitor 15b.
  • the differential voltage detection unit 13 and the short circuit detection unit 14 included in the common control unit 12 connect the input side of the multiphase (three-phase) converter main circuit unit 11c to the DC power supply 100a. Based on the difference voltage generated in the inductance component 111 between the set two points P1 and P2, a short circuit generated in the multi-phase power converter composed of two groups is detected, and the power conversion operation is stopped and protected. You can do it.
  • a three-phase configuration in which three boost reactors 18a to 18c are arranged in parallel is shown as an example.
  • the specific configuration of the differential voltage detection unit 13 may be any of the configurations described in the first to fourth embodiments, and the detailed description of the operation will be omitted.
  • the two groups of main circuit units 11c and 11d are connected to DC power supply 100a via one connection wiring unit 110, whereby the two groups are processed. A short circuit occurring in the main circuit portions 11c and 11d can be detected at one place.

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Abstract

直流回路（１００）と交流回路（１２０）との間で電力変換を行う多相電力変換装置（１０）であって、直流回路（１００）と多相電力変換装置（１０）との接続配線部（１１０）に設定した２点（Ｐ１）、（Ｐ２）間のインダクタンス成分に発生する電圧を検出する差電圧検出部（１３）、および差電圧検出部（１３）の出力が予め設定した閾値を越えたとき、多相電力変換装置（１０）内で短絡が発生したと判定する短絡検出部（１４）を備えた。

Description

多相電力変換装置
　本願は、バッテリなどの直流電力を交流電力に変換して電動機を駆動する、あるいは、発電機が発電した交流電力を直流電力に変換してバッテリなどの直流電源に供給するための多相電力変換装置に係り、特に、この変換装置内で発生した短絡による過電流を検出する機能を備えた多相電力変換装置に関する。
　従来の電力変換装置においては、電力変換装置を構成するパワー半導体の故障またはノイズによる誤動作によって発生した過電流を検知して電力変換を停止し、装置の破壊または発火を防止する過電流保護機能を備えることが一般的である。
　例えば、特許文献１には、スイッチング素子の寄生インダクタンスに発生する電圧を積分した出力に基づいて過電流を判定することで、安価な構成で高精度な電流検出機能を実現する技術が紹介されている。
　しかし一方で、電力変換装置を構成するスイッチング素子の各々に過電流検出部を設ける必要があるため、回路規模が大きくなり高パワー密度化の妨げになる。
　これに対して、例えば、特許文献２には、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置において、直流電源との接続部の入力電圧が所定時間以上にわたって低下することをもって過電流と判定する技術が紹介されている。
　これは、直流電源と電力変換装置との間のインダクタンスにより、短絡発生時の急峻な電流変化で生じる入力電圧の降下を利用したものであり、小さな回路規模で電力変換装置の異常な過電流を検出することができる。
　しかし一方で、入力電圧の変動が大きいアプリケーションでは、入力電圧が低下した場合に誤検知する懸念があり、判定電圧を適切に設計できない場合がある。その理由は、判定電圧は入力電圧の下限値よりも低く設定する必要があるが、一方で短絡時のパワー半導体素子の抵抗値によっては入力電圧が十分に低下しない場合があるため、判定電圧はある程度高く設定する必要があり、両者が相反するためである。
　また、入力電圧の変動による影響を低減する方法として、例えば、特許文献３または特許文献４には、電源と電力変換装置とを接続する接続配線部のシャント抵抗または寄生抵抗を利用して、抵抗の両端の電圧から電流値に換算して過電流を検出する方法が紹介されている。
特開２０００－３２４８４６号公報 特開２０１０－１４１９９０号公報 特開２００１－２７５３９２号公報 特開２０１７－７７１２８号公報
　しかしながら、これら接続配線部の抵抗成分を利用した従来技術を、多数のパワー半導体素子で構成される多相電力変換装置に適用する場合、以下の課題がある。
　即ち、大電力を扱う多相電力変換装置では、相数に比例して多数のパワー半導体素子を並列接続したり、複数群の電力変換装置を並列化したりするため、電源と電力変換装置との接続配線部には大電流が流れ、高負荷時には更にこの傾向が顕著となる。
　そのため、過電流を検出する判定電流値を比較的高く設定する必要がある。一方で、判定電流値を高くし過ぎると、軽負荷時に一つのパワー半導体素子の異常によって短絡が発生した場合に、過電流を検出できない懸念がある。
　このように、多相電力変換装置では、各々のパワー半導体素子または各々の相に過電流検出部を設ける必要があり、回路が大規模化するという課題があった。
　本願は、上記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、簡便小型な構成により、装置内で発生する短絡を確実に検出することができる多相電力変換装置を得ることを目的とする。
　本願に開示される多相電力変換装置は、直流回路と交流回路との間で電力変換を行う多相電力変換装置であって、前記直流回路と前記多相電力変換装置との接続配線部に設定した２点間のインダクタンス成分に発生する電圧を検出する差電圧検出部、および前記差電圧検出部の出力が予め設定した閾値を越えたとき、前記多相電力変換装置内で短絡が発生したと判定する短絡検出部を備えたものである。
　本願に開示される多相電力変換装置は、以上のように、差電圧検出部により、接続配線部に設定した２点間のインダクタンス成分に発生する電圧を検出するようにしたので、特に電流変化率が大きい装置内で発生する短絡の現象を、過負荷の現象と確実に峻別して検出し判定することが出来る。
実施の形態１に係る多相電力変換装置の一般的な構成を示すブロック図である。 実施の形態１に係る多相電力変換装置の具体例を示すブロック図である。 実施の形態１に係る多相電力変換装置の差電圧検出部および短絡検出部の具体例を示す回路図である。 実施の形態１に係る多相電力変換装置における短絡検出の動作原理を説明する第１の模式波形図である。 実施の形態１に係る多相電力変換装置における短絡検出の動作原理を説明する第２の模式波形図である。 実施の形態２に係る多相電力変換装置の差電圧検出部から短絡検出部に至る部分の具体例を示す回路図である。 実施の形態２に係る多相電力変換装置における短絡検出の動作原理を説明する模式波形図である。 実施の形態３に係る多相電力変換装置の差電圧検出部から短絡検出部に至る部分の具体例を示す回路図である。 実施の形態３に係る多相電力変換装置における短絡検出の動作原理を説明する模式波形図である。 実施の形態４に係る多相電力変換装置の差電圧検出部から短絡検出部に至る部分の具体例を示す回路図である。 実施の形態５に係る多相電力変換装置の具体例を示すブロック図である。 実施の形態６に係る多相電力変換装置の具体例を示すブロック図である。 実施の形態７に係る多相電力変換装置の一般的な構成を示すブロック図である。 実施の形態７に係る多相電力変換装置の具体例を示すブロック図である。 実施の形態８に係る多相電力変換装置の一般的な構成を示すブロック図である。 実施の形態８に係る多相電力変換装置の具体例を示すブロック図である。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係る多相電力変換装置の一般的な構成を示すブロック図である。図１において、多相電力変換装置１０は、直流回路１００と交流回路１２０との間で電力変換を行うもので、主回路部１１とこの主回路部１１を制御する制御部１２とで構成される。特に、制御部１２は、直流回路１００と多相電力変換装置１０との接続配線部１１０に設定した２点Ｐ１、Ｐ２間のインダクタンス成分１１１に発生する差電圧を検出する差電圧検出部１３および差電圧検出部１３の出力に基づき多相電力変換装置内での短絡発生の有無を判定する短絡検出部１４を備えている。
　なお、図１では、接続配線部１１０の差電圧を検出する箇所として、正側配線上の２点Ｐ１、Ｐ２を設定する例を記載している。これは、一般に、負側配線は、コモンモードノイズ電流の影響を受けやすい傾向があり、これを避ける意図である。
　このノイズの影響を考慮する必要が無い場合は、一般に接地レベルに構成される負側配線上に差電圧検出個所を設定するのが、後段でその詳細を説明する差電圧検出部１３および短絡検出部１４の絶縁処理を簡素化できる点でメリットがある。
　図２は、実施の形態１に係る多相電力変換装置の具体的な構成を示すブロック図である。多相電力変換装置として、ここでは、直流回路１００である直流電源１００ａの直流電力を３相の交流電力に変換し、交流回路１２０として３相の交流負荷である３相電動機１２０ａを駆動する３相（多相）インバータ１０ａを一例として示している。
　このような電動機駆動用の３相インバータ１０ａは、家電、電動自動車または産業用機器などで幅広く適用されている。
　３相インバータ１０ａの主回路部１１は、パワー半導体モジュールＭ１～Ｍ６と平滑コンデンサ１５とで構成される。
　なお、ここでは、パワー半導体モジュールとしてＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を例として記載しているが、本願はこれに限られるものではない。また、本願は、パワー半導体モジュールの個数、多相電力変換装置の相数、および電源または負荷の数、詳細な回路構成において、以下の例に限られるものでないことは明らかである。
　また、ここでは、平滑コンデンサ１５を搭載する例を示しているが、平滑コンデンサを搭載しない場合にも有効である。平滑コンデンサ１５の有無による差異については、後段の図４、図５のところで説明する。
　図３は、実施の形態１に係る多相電力変換装置の差電圧検出部１３および短絡検出部１４の具体的な回路構成例を示す図である。当該回路は、接続配線部１１０上の間隔を隔てて設定した２点Ｐ１、Ｐ２間のインダクタンス成分（ここでは、寄生インダクタンス成分）１１１に発生する差電圧Ｖｄｂをモニタする構成となっており、入力電流Ｉｂが過電流状態にあることを検出する構成となっている。
　具体的には、差電圧Ｖｄｂを演算増幅器ＯＰ１で構成した差動増幅回路で増幅し、比較器ＣＰ１で予め定めた基準電圧（閾値）Ｖｒｅｆ１と比較して過電流検出信号Ｓｓｃを生成する構成になっている。差動増幅回路の出力には、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ１とで構成するローパスフィルタを備え、差電圧Ｖｄｂに重畳したインパルスノイズを除去する構成としている。なお、図３において、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ４は差電圧検出部１３の差動増幅回路を構成する要素である。
　図４は、実施の形態１に係る多相電力変換装置における短絡検出の動作原理を示す模式波形図である。図４には、上段から順に、直流電源１００ａの電源電流Ｉｂと、モニタする差電圧Ｖｄｂと、生成する過電流検出信号Ｓｓｃとを示している。また、ｔｓｃは短絡発生時刻、ＩｂＬは重負荷時の電源電流値、ＩｂＳは軽負荷時の電源電流値、Ｉｂｔｈは従来判定レベル、ＶｄｂＬは重負荷時の差電圧、ＶｄｂＳは軽負荷時の差電圧を表している。
　時刻ｔｓｃで短絡が発生して大電流が流れると、差電圧Ｖｄｂが破線で示す判定閾値Ｖｄｂｔｈ（図３の基準電圧Ｖｒｅｆ１が相当する）を超過したことを判定し、過電流検出信号Ｓｓｃを生成する。
　図中の実線波形は、重負荷時の波形例を示しており、一方で点線波形は、軽負荷時の波形例を示している。
　多相電力変換装置においては、相数が増加したり、短絡個所の抵抗が大きい（パワー半導体モジュールにスポット状ショート故障が発生した場合など）場合等を想定すると、図４の上段図に示すように、軽負荷時に発生する短絡電流と重負荷時の正常な電流との差が縮小する。
　従って、先の背景技術の欄で説明した特許文献３または特許文献４の場合のように、従来の電流センサ出力とシャント抵抗または寄生抵抗値とから換算した値から過電流を判定する場合、判定の閾値電流Ｉｂｔｈの設計マージンが縮小し、誤検出が発生しやすくなる。
　ところで、接続配線部１１０に流れる電流Ｉｂは、３相電動機１２０ａのインダクタンス等によって制限されるため、ｍｉｌｌｉｓｅｃｏｎｄ（ｍｓ）オーダーの時定数で変化するのが一般的である。主回路部１１に平滑コンデンサ１５を搭載する場合は、電流Ｉｂの電流変化の時定数はさらに長くなる。
　これに対し、多相電力変換装置１０ａ内、即ち、主回路部１１に短絡が発生した場合は、小さなインダクタンスの迂回経路が発生するため、電流Ｉｂは、ｍｉｃｒｏｓｅｃｏｎｄ（μｓ）オーダーの時定数で急峻に変化する。
　以上のことから、インダクタンス成分１１１に発生する差電圧Ｖｄｂに基づいて、多相電力変換装置内で発生する短絡事象をその検出対象とする本実施の形態では、短絡発生時の電流Ｉｂｓの高い電流変化率ｄＩｂｓ／ｄｔとインダクタンス成分Ｌｂとの積で決まる高い差電圧Ｖｄｂの値に基づいて判定するので、図４の中段図に示すように、重負荷時の誤検出防止と過電流検出とが両立する設計範囲を広くすることができる。
　図４は、図２で平滑コンデンサ１５を搭載した場合の模式波形を示しているが、平滑コンデンサ１５を搭載しない場合または平滑コンデンサ１５の容量が小さい場合にも適用できる。
　この場合、図５に示す通り、正常時に電源電流Ｉｂにリップル波形が現れるため、それに伴って差電圧Ｖｄｂにもリップルが発生する。この正常時の電流変化率ｄＩｂｎ／ｄｔは、３相電動機１２０ａ等の負荷側のインダクタンスによって小さな値に制限される。
　一方で、短絡発生時には、負荷側のインダクタンスと関係なく電流が急増するため、その電流変化率ｄＩｂｓ／ｄｔは大きな値になる。この性質を利用して、図３に示した比較器ＣＰ１の基準電圧Ｖｒｅｆ１は、インダクタンス成分１１１のインダクタンス値Ｌｂと、回路の増幅率αと、通常動作時の最大電流変化率ｄＩｂｎ／ｄｔと、短絡時の電流変化率ｄＩｂｓ／ｄｔとに基づいて設定すればよい。
　なお、上述の増幅率αは、検出した差電圧Ｖｄｂを差動増幅する場合のゲインに相当し、例えば、図３の回路では、α＝Ｒ３／Ｒ１で求まる。
　具体的に、通常動作時に誤検出せず、短絡時を異常として判定できるためには、以下の条件が要求される。
　α・Ｌｂ・ｄＩｂｎ／ｄｔ＜Ｖｒｅｆ１＜α・Ｌｂ・ｄＩｂｓ／ｄｔ　・・（式１）
　以上の説明では、短絡検出部１４が多相電力変換装置内の短絡を検出して過電流検出信号Ｓｓｃを生成した以降の動作について触れていないが、制御部１２は、この過電流検出信号Ｓｓｃの出力に応じて多相電力変換装置１０ａの電力変換動作を停止するようパワー半導体モジュールを制御することは言うまでもない。
　なお、本願の方式では、故障したパワー半導体モジュールを特定することはできないため、電力変換動作を停止する方法としては、全パワー半導体モジュールを一旦オフするのが適当である。
　以上のように、実施の形態１に係る多相電力変換装置は、直流電源１００ａと３相インバータ１０ａとの接続配線部１１０に設定した２点Ｐ１、Ｐ２間のインダクタンス成分１１１に発生する差電圧Ｖｄｂを検出する差電圧検出部１３およびこの差電圧Ｖｄｂが予め設定した閾値Ｖｄｂｔｈを越えたとき３相インバータ１０ａ内で短絡が発生したと判定する短絡検出部１４を備えたので、簡便小型な構成で、しかも、たとえ相数が増加したり、短絡個所の抵抗が大きい場合等を想定しても、３相インバータ１０ａ内で発生する短絡の現象を確実に検出することが出来、変換器の故障または発火等の事故への波及を防止することが出来る。
実施の形態２．
　先の実施の形態１では、接続配線部１１０に設定した２点Ｐ１、Ｐ２間のインダクタンス成分１１１に発生する差電圧Ｖｄｂから短絡を検出することで、短絡の現象を過負荷等の現象と峻別する構成を採用している。
　従って、仮に、この２点間にインダクタンス成分に加えて寄生抵抗成分が存在すると、その分、判定マージン減少の原因となり得る。
　勿論、これを考慮して、この２点Ｐ１、Ｐ２を設定する接続配線部１１０を構成する往復導体部分の断面積を大きく、また、離反距離を増やす等の対策が望ましいが、実施の形態２は、この寄生抵抗成分の存在が無視できないと仮定した場合の対策案を提供するものである。
　図６は、実施の形態２に係る多相電力変換装置の差電圧検出部１３から短絡検出部１４に至る部分の具体例を示す回路図である。なお、多相電力変換装置全体の構成は先の実施の形態１と変わるところがないので、その図示説明は省略する。
　先の図３の回路と異なるのは、差電圧検出部１３と短絡検出部１４との間に、微分回路１６を新たに挿入した点である。そして、差電圧Ｖｄｂを演算増幅器ＯＰ１で差動増幅した信号をこの微分回路１６で微分する構成としている。
　即ち、この微分回路１６は、接続配線部１１０上の間隔を隔てた２点Ｐ１、Ｐ２間の寄生抵抗成分１１２の存在を想定し、差電圧検出部１３の出力における、寄生抵抗成分１１２により発生する直流成分を除去する訳である。
　なお、微分回路１６の構成としては、図６では、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ５で微分する構成としているが、これに限られるものではない。
　図７は、実施の形態２に係る多相電力変換装置における短絡検出の動作原理を示す模式波形図である。図に示すように、重負荷時に発生する差電圧Ｖｄｂの直流成分を微分回路１６で微分信号ＳｄＶに変換し、直流成分を除去する。時刻ｔｓｃに短絡が発生して大電流が流れると、微分信号ＳｄＶが判定閾値ＳｄＶｔｈを超過したことを判定し、過電流検出信号Ｓｓｃを生成する。なお、図７において、ＳｄＶＬは重負荷時の微分信号、ＳｄＶＳは軽負荷時の微分信号を表している。
　以上のように、実施の形態２に係る多相電力変換装置は、差電圧検出部１３と短絡検出部１４との間に、微分回路１６を新たに挿入したので、接続配線部１１０上の寄生抵抗成分１１２の存在によって懸念される重負荷時の短絡誤検出を防止することができる。
実施の形態３．
　先の実施の形態２では、モニタする差電圧Ｖｄｂを差動増幅し、微分回路１６で微分する構成であった。しかし、この構成では、差電圧Ｖｄｂの直流成分を除去できる一方で、微分回路１６を用いるために検出信号に重畳するノイズに対する耐性が低下する課題がある。
　実施の形態３に係る多相電力変換装置は、この点を改良したものである。
　図８は、実施の形態３に係る多相電力変換装置の差電圧検出部１３から短絡検出部１４に至る部分の具体例を示す回路図である。なお、多相電力変換装置全体の構成は先の実施の形態１と変わるところがないので、その図示説明は省略する。
　先の図６の回路と異なるのは、微分回路１６で微分した信号を積分回路１７で積分する構成を追加していることである。積分回路１７の構成としては、図８では、演算増幅器ＯＰ２を用いた不完全積分回路としているが、これに限られるものではない。なお、図８において、抵抗Ｒ６、コンデンサＣ２は積分回路１７を構成する要素である。
　図９は、実施の形態３に係る多相電力変換装置における短絡検出の動作原理を示す模式波形図である。図７と同様に、重負荷時に発生する差電圧Ｖｄｂの直流成分を微分回路１６で微分信号ＳｄＶに変換し、直流成分を除去する。さらに、積分回路１７により、微分信号ＳｄＶから積分信号ＳＩＶを生成し、この信号が判定閾値ＳＩＶｔｈを超過したことをもって過電流と判定して過電流検出信号Ｓｓｃを生成する。
　ここで、電源電流をＩｂ、接続配線部１１０上の２点Ｐ１、Ｐ２間の寄生抵抗成分１１２およびインダクタンス成分１１１をそれぞれＲｂおよびＬｂとすると、接続配線部１１０上の２点Ｐ１、Ｐ２間に発生する差電圧Ｖｄｂは以下の式で表される。
　Ｖｄｂ＝Ｒｂ・Ｉｂ＋Ｌｂ・ｄＩｂ／ｄｔ　・・・　（式２）
　式２において、右辺第一項は直流成分を表し、右辺第二項は交流成分を表す。本実施の形態３では、微分回路１６と積分回路１７とを経ることで、式２における、差電圧Ｖｄｂの直流成分Ｒｂ・Ｉｂが除去され、交流成分Ｌｂ・ｄＩｂ／ｄｔにより短絡の判定を行う構成となり、検出信号に重畳するノイズに対する耐性の低下を抑制することが出来、重負荷時の誤検出を防止することができる。
　以上のように、実施の形態３に係る多相電力変換装置は、微分回路１６と短絡検出部１４との間に、さらに、積分回路１７を設ける構成としたので、微分回路１６の検出信号に重畳するノイズに対する耐性の低下を抑制することが出来、重負荷時の誤検出を防止することができる。
実施の形態４．
　先の実施の形態３では、モニタする差電圧Ｖｄｂを差動増幅し、微分回路１６と積分回路１７とで接続配線部１１０の寄生抵抗成分１１２によって発生する直流電流成分を除去することで、重負荷時の誤検出を防止するとともに検出信号に重畳するノイズに対する耐性の低下を抑制するものであった。
　しかし、検出信号に交流性の大きなインパルスノイズが重畳した場合、例えば、接続配線部と主回路配線との磁気結合によりノイズが発生する場合、さらには、インバータを構成する半導体素子のスイッチングによる電流リップルに伴いノイズが発生する場合等、先の積分回路１７の採用をもってしてもノイズによる誤検出が発生する懸念がある。
　実施の形態４に係る多相電力変換装置は、この点を改良したものである。
　図１０は、実施の形態４に係る多相電力変換装置の差電圧検出部１３から短絡検出部１４に至る部分の具体例を示す回路図である。なお、多相電力変換装置全体の構成は先の実施の形態１と変わるところがないので、その図示説明は省略する。
　先の図８の回路と異なるのは、１階積分する構成の積分回路１７を、２階積分する構成の積分回路１７ａとしていることである。積分回路１７ａの構成としては、ここでは演算増幅器ＯＰ２、ＯＰ３を用いた不完全積分回路を２段設ける構成としているが、これに限られるものではない。
　以上のように、実施の形態４に係る多相電力変換装置は、微分回路１６と短絡検出部１４との間に、２段の積分を行う積分回路１７ａを設ける構成としたので、モニタする差電圧Ｖｄｂの直流成分を除去すると共に、差電圧Ｖｄｂを積分する作用がある。このため、検出信号に交流性の大きなインパルスノイズが重畳したとしても、この積分作用によってノイズ成分が除去されノイズ耐性を向上させることができる。
実施の形態５．
　図１１は、実施の形態５に係る多相電力変換装置の具体例を示すブロック図である。
　図１１の多相電力変換装置１０ｂは、３相交流発電機が相当する交流電源１２０ｃからの交流電力を直流電力に変換し、蓄電池が相当する直流電源１００ａに直流電力を供給する３相コンバータの例である。直流負荷１００ｂは、直流電源１００ａから電力の供給を受ける。
　３相コンバータ１０ｂの主回路部１１は、図２の３相インバータ１０ａと同様、その制御は、制御部１２で行う。制御部１２は、直流電源１００ａと３相コンバータ１０ｂとの間の接続配線部１１０に設定した２点Ｐ１、Ｐ２間のインダクタンス成分１１１に発生する差電圧を検出する差電圧検出部１３および差電圧検出部１３の出力に基づき多相電力変換装置内での短絡発生の有無を判定する短絡検出部１４を備えている。
　なお、図１１では、接続配線部１１０の差電圧を検出する箇所として、正側配線上の２点Ｐ１、Ｐ２を設定する例を記載しているが、先の実施の形態１で説明したと同様、負側配線上の２点間の差電圧を検出しても良い。
　図１１における差電圧検出部１３および短絡検出部１４の構成および動作は、先の各形態例の構成および動作と同様であるので、再度の説明は省略する。
　以上のように、実施の形態５に係る多相電力変換装置は、交流電源１２０ｃからの交流電力を直流電力に変換する３相コンバータ１０ｂと直流電源１００ａとの間の接続配線部１１０に設定した２点Ｐ１、Ｐ２間のインダクタンス成分１１１に発生する差電圧を検出することで、３相コンバータ１０ｂ内で発生する短絡を確実に検出することが出来る。
実施の形態６．
　図１２は、実施の形態６に係る多相電力変換装置の具体例を示すブロック図である。先の図２に示した実施の形態１と異なる点は、接続配線部１１０のインダクタンス成分として、３相インバータ１０ａの入力部に設けたフィルタ回路のインダクタンス成分を利用するものである。
　本実施の形態６におけるフィルタ回路は、フィルタコンデンサ１１３とフィルタリアクトル１１１ａおよび平滑コンデンサ１５で構成されるパイ型フィルタの例を示しているが、これとは異なる他のフィルタ回路のインダクタンス成分を用いた構成であっても良い。
　フィルタリアクトル１１１ａのインダクタンス値は、接続配線部１１０の寄生インダクタンスのインダクタンス値よりも十分大きくなり、寄生抵抗成分が相対的に小さくなるので、先の実施の形態２で説明した、寄生抵抗成分による影響が抑制される効果がある。
　また、モニタする差電圧Ｖｄｂの信号レベルが大きくなり、従って、例えば、差電圧検出部１３での差動増幅回路を省略できる可能性もある。
　さらに、パイ型フィルタ回路を設けたことにより、３相インバータ１０ａから発生するノイズを低減することができる。
　なお、図１２における差電圧検出部１３および短絡検出部１４の構成および動作は、先の各形態例の構成および動作と同様であるので、再度の説明は省略する。
　以上のように、実施の形態６に係る多相電力変換装置の差電圧検出部１３は、フィルタリアクトル１１１ａのインダクタンス成分に発生する電圧を検出するようにしたので、寄生抵抗成分による影響が抑制される等の効果がある。
実施の形態７．
　図１３は、実施の形態７に係る多相電力変換装置の一般的な構成を示すブロック図である。先の図１の構成に対して、多相電力変換装置が、多相インバータの２つの主回路部１１ａ、１１ｂを有する多相電力変換装置１０ｃで構成されている。
　これにより、より大きな電力を変換し、２つの交流回路１２０を駆動することができる。
　図１４は、実施の形態７に係る多相電力変換装置の具体的な構成を示すブロック図である。図１４の多相電力変換装置１０ｃは、第一電力変換装置である主回路部１１ａと第二電力変換装置である主回路部１１ｂとの直流側は互いに並列にして接続配線部１１０を介して直流回路である直流電源１００ａに接続され、主回路部１１ａと主回路部１１ｂとの交流側は、それぞれ第一交流回路である３相電動機１２０ａおよび第二交流回路である３相電動機１２０ｂに接続されている。なお、主回路部１１ａは、パワー半導体モジュールＭ１～Ｍ６と平滑コンデンサ１５ａとで構成され、主回路部１１ｂは、パワー半導体モジュールＭ７～Ｍ１２と平滑コンデンサ１５ｂとで構成される。
　本実施の形態７は、２つの３相電動機１２０ａおよび１２０ｂを駆動する２群構成の多相電力変換装置で、例えば、電動自動車で採用されている。この構成においても、共通の制御部１２に備えた差電圧検出部１３および短絡検出部１４により、２群の共通の経路となる接続配線部１１０に設定された２点Ｐ１、Ｐ２間のインダクタンス成分１１１に発生する差電圧に基づいて、２群で構成された多相電力変換装置内で発生する短絡を検出し、電力変換動作を停止して保護することが出来る。
　以上のように、実施の形態７に係る多相電力変換装置は、２群の主回路部１１ａ、１１ｂを１個の接続配線部１１０を介して直流電源１００ａに接続することにより、２群の主回路部１１ａ、１１ｂ内に発生する短絡を１個所で検出することができる。
実施の形態８．
　図１５は、実施の形態８に係る多相電力変換装置の一般的な構成を示すブロック図である。先の図１４の多相電力変換装置が主回路部を並列に構成した２群構成であったのに対して、本実施の形態８の多相電力変換装置は、２群の主回路部を直列に構成した多相電力変換装置である。例えば、１段目が直流を直流に変換し、２段目が直流を交流に変換する構成がある。
　図１６は、実施の形態８に係る多相電力変換装置の具体的な構成を示すブロック図である。図１６の多相電力変換装置１０ｄは、直流電源１００ａの直流電力を昇圧した直流電力に変換する多相（３相）コンバータ主回路部１１ｃおよび多相（３相）コンバータ主回路部１１ｃで昇圧した直流電力を交流電力に変換して３相電動機１２０ａを駆動する多相（３相）インバータ主回路部１１ｄを備えた構成である。このような構成は、電動自動車で採用される構成である。なお、主回路部１１ｃは、パワー半導体モジュールＭ１～Ｍ６と平滑コンデンサ１５ａとで構成され、主回路部１１ｄは、パワー半導体モジュールＭ７～Ｍ１２と平滑コンデンサ１５ｂとで構成される。
　この構成においても、共通の制御部１２に備えた差電圧検出部１３および短絡検出部１４により、多相（３相）コンバータ主回路部１１ｃの入力側と直流電源１００ａとの接続配線部１１０に設定された２点Ｐ１、Ｐ２間のインダクタンス成分１１１に発生する差電圧に基づいて、２群で構成された多相電力変換装置内で発生する短絡を検出し、電力変換動作を停止して保護することが出来る。
　本実施の形態では、３つの昇圧リアクトル１８ａ～１８ｃを並列にした３相構成を例として示している。差電圧検出部１３の具体的な構成は、実施の形態１から実施の形態４で説明した構成のいずれであってもよく、その詳細な動作の説明は割愛する。
　以上のように、実施の形態８に係る多相電力変換装置は、２群の主回路部１１ｃ、１１ｄを１個の接続配線部１１０を介して直流電源１００ａに接続することにより、２群の主回路部１１ｃ、１１ｄ内に発生する短絡を１個所で検出することができる。
　本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。
１０，１０ａ，１０ｂ，１０ｃ，１０ｄ　多相電力変換装置、１１　主回路部、１１ａ，１１ｂ　多相（３相）インバータ主回路部、１１ｃ　多相（３相）コンバータ主回路部、１１ｄ　多相（３相）インバータ主回路部、１２　制御部、１３　差電圧検出部、１４　短絡検出部、１５　平滑コンデンサ、１６　微分回路、１７，１７ａ　積分回路、１００　直流回路、１００ａ　直流電源、１００ｂ　直流負荷、１１０　接続配線部、１１１　インダクタンス成分、１１１ａ　フィルタリアクトル、１１２　寄生抵抗成分、１２０　交流回路、１２０ａ，１２０ｂ　３相電動機、１２０ｃ　交流電源。

Claims (11)

  1. 直流回路と交流回路との間で電力変換を行う多相電力変換装置であって、
    前記直流回路と前記多相電力変換装置との接続配線部に設定した２点間のインダクタンス成分に発生する電圧を検出する差電圧検出部、および前記差電圧検出部の出力が予め設定した閾値を越えたとき、前記多相電力変換装置内で短絡が発生したと判定する短絡検出部を備えた多相電力変換装置。
  2. 前記差電圧検出部と前記短絡検出部との間に、前記差電圧検出部の出力の直流成分を除去する微分回路を備えた請求項１記載の多相電力変換装置。
  3. 前記微分回路と前記短絡検出部との間に、前記微分回路の出力を積分する積分回路を備えた請求項２記載の多相電力変換装置。
  4. 前記接続配線部にフィルタリアクトルを挿入する場合、前記差電圧検出部は、前記フィルタリアクトルのインダクタンス成分に発生する電圧を検出するようにした請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の多相電力変換装置。
  5. 複数の前記多相電力変換装置を１個の前記接続配線部を介して前記直流回路に接続することにより前記複数の前記多相電力変換装置内で発生する短絡を１個所で検出可能とした請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の多相電力変換装置。
  6. 前記多相電力変換装置である第一電力変換装置と第二電力変換装置とを備え、前記第一電力変換装置と前記第二電力変換装置との直流側は互いに並列にして前記接続配線部を介して前記直流回路に接続され、前記第一電力変換装置と前記第二電力変換装置との交流側は、それぞれ前記交流回路である第一交流回路および第二交流回路に接続された請求項５記載の多相電力変換装置。
  7. 前記多相電力変換装置は、前記直流回路からの直流電力を交流電力に変換して前記交流回路に出力する多相インバータである請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の多相電力変換装置。
  8. 前記多相電力変換装置は、前記交流回路からの交流電力を直流電力に変換して前記直流回路に出力する多相コンバータである請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の多相電力変換装置。
  9. 前記多相電力変換装置は、前記直流回路からの直流電力を直流電力に変換する多相コンバータおよび前記多相コンバータからの直流電力を交流電力に変換して前記交流回路に出力する多相インバータを備えた請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の多相電力変換装置。
  10. 前記直流回路は直流電源であり、前記交流回路は交流負荷である請求項１から請求項９のいずれか１項に記載の多相電力変換装置。
  11. 前記直流回路は直流負荷であり、前記交流回路は交流電源である請求項１から請求項９のいずれか１項に記載の多相電力変換装置。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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JPS5736584A (en) * 1980-08-12 1982-02-27 Mitsubishi Electric Corp Shortcircuit protection device
JP2012120296A (ja) * 2010-11-30 2012-06-21 Aisin Aw Co Ltd 駆動制御装置
JP2015220531A (ja) * 2014-05-15 2015-12-07 三菱電機株式会社 Ｌｆ送信アンテナの断線診断装置
WO2016143012A1 (ja) * 2015-03-06 2016-09-15 日産自動車株式会社 電力調整システム及びその制御方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5736584A (en) * 1980-08-12 1982-02-27 Mitsubishi Electric Corp Shortcircuit protection device
JP2012120296A (ja) * 2010-11-30 2012-06-21 Aisin Aw Co Ltd 駆動制御装置
JP2015220531A (ja) * 2014-05-15 2015-12-07 三菱電機株式会社 Ｌｆ送信アンテナの断線診断装置
WO2016143012A1 (ja) * 2015-03-06 2016-09-15 日産自動車株式会社 電力調整システム及びその制御方法

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