JP6389331B2

JP6389331B2 - パイロットチャンネルとデータチャンネルとが組み合わせられたナビゲーション信号の追跡方法及び装置

Info

Publication number: JP6389331B2
Application number: JP2017520470A
Authority: JP
Inventors: 魏蛟竜; 唐祖平; 石建峰
Original assignee: Huazhong University of Science and Technology
Current assignee: Huazhong University of Science and Technology
Priority date: 2015-02-10
Filing date: 2015-04-01
Publication date: 2018-09-12
Anticipated expiration: 2035-04-01
Also published as: EP3258293A4; US20170234987A1; WO2016127479A1; EP3258293B1; JP2017531193A; US10649095B2; CN104614740A; EP3258293A1; CN104614740B

Description

本発明はナビゲーション信号追跡の技術、更に具体的に、パイロットチャンネルとデータチャンネルとが組み合わせられたナビゲーション信号の追跡方法及び装置に関する。

グローバル・ナビゲーション衛星システム（GNSS）の成長に伴って、ナビゲーション信号の体制に新技術がたくさん導入されている。従来のモノデータ・チャンネルのナビゲーション信号と比べて見ると、パイロットチャンネルの導入が近代的ナビゲーション信号体制の最も大きな特長である。GPS及びGalileoのICDファイルに対する解析によると、ほとんどの新規ナビゲーション信号にパイロット分量（GPS L1C、GPS L2C、GPS L5C、Galileo E1 OS、Galileo E5、Galileo E6など）が導入されているようである。

パイロットチャンネルの導入により、ナビゲーション信号の追跡性能がきわめて大いに向上されている。パイロット信号に変調データ・ビットがないので、データ・ビット反転の課題がなく、パイロット信号を追跡する場合に更に長くコヒーレント積分の期間を利用し、追跡の精度を向上できる。なお、パイロットチャンネルのキャリア追跡でデータ・ビットの反転に敏感する純粋な位相ロックループ（Pure PLL）を利用できるが、データチャンネルにデータ・ビットの反転があるので、そのキャリア追跡でデータ・ビット反転に対して敏感しないコスタスループ（Costas loop）しか利用できない。純粋な位相ロックループの動的けん引範囲が360°、該当する位相騒音1-sigma経験しきい値が45°であるが、コスタスループの動的けん引範囲が180°だけであり、該当する位相騒音1-sigma経験しきい値が15°であるので、純粋な位相ロックループは追跡感度がコスタスループ以上である。但し、そのモノパイロットの追跡方式にデータチャンネルの信号が追跡に参加していなく、エネルギーの損失を引き起こすという課題がある。追跡中にデータとパイロットをジョイントさせるのかということは近代的ナビゲーション信号追跡研究のホットスポットとなっている。

パイロットチャンネルとデータチャンネルとが組み合わせられたナビゲーション信号の追跡に関する研究成果が国内外でたくさん出ていて、主にデータパイロットノンコヒーレント累加及びデータパイロットコヒーレント累加である。参考文献[1]「Trade-Off Between Data Rate and Signal Power Split in GNSS Signal Design」にデータパイロットノンコヒーレントジョイント追跡の方法を開示した。それによると、データチャンネルにコスタスループ、パイロットチャンネルに純粋な位相ロックループ利用し、ループの二つの弁別器の出力を所定の重みで加算してデータチャンネル及びパイロットチャンネルに共用されることのできる弁別器の出力を取得する。但し、そのノンコヒーレントの累加方法スクエア損失につながるので、追跡精度が最適なものではない。なお、データチャンネルにコスタスループを利用し、けん引範囲がパイロットチャンネルの純粋な位相ロックループ以下にあるので、モノパイロットより追跡感度の顕著な向上がない。

参考文献[2]「Dual Channel Optimizations of Tracking Schemesfor E1 CBOC Signal」にデータパイロットコヒーレント累加の方法を開示した。その方法によると、データ・ビットに対する見積りによりデータチャンネルとパイロットチャンネルとの可能な組合せ方式を遍歴し、所定の判決方式により最終的組合せ方式を決め、組合せられたコヒーレント積分の結果を追跡に利用する。それにより高いCNRの場合に最適な追跡性能に達成できるが、低いCNRの場合に性能が悪い。よって、パイロットチャンネル付きナビゲーション信号に性能が良好であり、構成が簡単であるパイロットチャンネルとデータチャンネルとが組み合わせられた追跡の方法を提供しなければいけない。

従来の技術の前記の欠陥または改善の需要に鑑みて、本発明では汎用し、達成しやすく、追跡精度でも追跡感度でも高く、パイロットチャンネル付きナビゲーション信号の追跡のための、追跡性能が良好であるパイロットチャンネルとデータチャンネルとが組み合わせられたナビゲーション信号の追跡方法及び装置を提供する。

上述の目的に達成するために、本発明では下記のステップを含む、パイロットチャンネルとデータチャンネルとが組み合わせられたナビゲーション信号の追跡方法を提供する。

ステップ1：ナビゲーション信号を受信して得られたデジタル中間周波数信号を２つに分岐して、一方にローカルキャリア信号の同相成分を掛けて、キャリア成分を取り除いたＩ信号を２組得るとともに、他方にローカルキャリア信号の直交成分を掛けることで、キャリア成分を取り除いたＱ信号を２組得る。

ステップ2：前記Ｉ信号及びＱ信号のそれぞれについて、２組の信号の一方を３つに分岐して、それぞれにデータチャンネルのベースバンド信号の早めコード、同時コード、及び遅めコードを掛けることで、コード成分を取り除くとともに、他方を３つに分岐して、それぞれにパイロットチャンネルのベースバンド信号の早めコード、同時コード、及び遅めコードを掛けることで、コード成分を取り除く。

ステップ3：各分岐についてコード成分を取り除いた後の信号を積分・ダンプしたコヒーレント積分の結果として、パイロットチャンネルについて、同相早め信号I _PE 、同相同時信号I _PP 、同相遅め信号I _PL 、直交早め信号Q _PE 、直交同時信号Q _PP 、及び直交遅め信号Q _PL を取得し、データチャンネルについて、同相早め信号I _DE 、同相同時信号I _DP 、同相遅め信号I _DL 、直交早め信号Q _DE 、直交同時信号Q _DP 、及び直交遅め信号Q _DL を取得する。

ステップ4:
データ反転検知出力：
Flip = sign（I _PP ×I _DP + Q _PP ×Q _DP ）
ただし、sign(x) ≡ +1（x≧0），-1（x＜0）
を取得する。

ステップ5：
出力重み付け因子：
α ₁ = √（P ₁ /P ₂ ）
ただし、P ₁ ,P ₂ ：データチャンネルの信号出力とパイロットチャンネルの信号出力
を算出する。

削除

ステップ6：
確率重み付け係数：
α ₂ =（Q _PP ×Q _DP + I _PP ×I _DP ）／√(I _DP ² +Q _DP ² )(I _PP ² +Q _PP ² )
を算出する。

ステップ7：
下式：
I _P = I _PP + Flip×I _DP ×α ₁ ， Q _P = Q _PP + Flip×Q _DP ×α ₁
により同相同時信号I _P 及び直交同時信号Q _P を算出し、
次に同相同時信号I _P 及び直交同時信号Q _P に対する位相弁別を行って位相弁別出力Δφを取得し、
前記位相弁別出力Δφに前記確率重み付け係数α ₂ をかけてループフィルタに通すことでキャリア調整量を取得し、
前記ローカルキャリア信号を制御するキャリア用数値制御発振器（ＮＣＯ）に前記キャリア調整量をフィードバックする。

削除

ステップ8：
下式：
I _E = I _PE + Flip×I _DE ×α ₁ ， I _L = I _PL + Flip×I _DL ×α ₁
Q _E = Q _PE + Flip×Q _DE ×α ₁ ， Q _L = Q _PL + Flip×Q _DL ×α ₁
により同相早め信号I _E 、同相遅め信号I _L 、直交早め信号Q _E 、及び直交遅め信号Q _L を算出し、
次に、前記同相早め信号I _E 、前記同相遅め信号I _L 、前記直交早め信号Q _E 及び前記直交遅め信号Q _L に対する位相弁別を行って位相弁別結果Δτを取得し、
前記位相弁別結果Δτに確率重み付け係数α ₂ をかけてループフィルタに通すことによりコード調整量を取得し、
前記ベースバンド信号を制御するコード用数値制御発振器（ＮＣＯ）に前記コード調整量をフィードバックする。

削除

本発明では、キャリア除去手段と、コード除去手段と、ローカルキャリア信号を生成するローカルキャリア信号生成手段と、ベースバンド信号生成手段と、キャリア用数値制御発振器（ＮＣＯ）と、コード用数値制御発振器（ＮＣＯ）と、積分・ダンプ手段と、データ反転検知器と、確率重み付け係数計算器と、出力重み付け因子計算器と、キャリア調整量推定器と、コード調整量推定器とを含む、パイロットチャンネルとデータチャンネルとが組み合わせられたナビゲーション信号の追跡装置も提供する。

その中、
前記キャリア用ＮＣＯは、前記ローカルキャリア信号生成手段を制御し、
前記コード用ＮＣＯは、前記ベースバンド信号生成手段を制御し、
前記ローカルキャリア信号生成手段は、コサインマップ及びサインマップを有し、
前記キャリア除去手段は、前記ローカルキャリア信号に基づいて、前記ナビゲーション信号から得られた前記デジタル中間周波数信号から、キャリア成分を除去したＩ信号及びＱ信号を得るものであり、
前記ベースバンド信号生成手段は、データチャンネルのベースバンド信号を生成する手段と、パイロットチャンネルのベースバンド信号を生成する手段とを有し、
前記データチャンネルのベースバンド信号を生成する手段は、データチャンネル用に、早めコード、同時コード、及び遅めコードを生成し、
前記パイロットチャンネルのベースバンド信号を生成する手段は、パイロットチャンネル用に、早めコード、同時コード、及び遅めコードを生成し、
前記コード除去手段は、データチャンネル用及びパイロットチャンネル用の、
早めコード、同時コード、及び遅めコードのそれぞれに基づいて、前記Ｉ信号及びＱ信号から、データチャンネル用及びパイロットチャンネル用に、それぞれコード成分を除去するものであり、
前記積分・ダンプ手段は、前記コード除去手段によってコード成分が除去された信号をコヒーレント積分して、パイロットチャンネルについて、同相早め信号I _PE 、同相同時信号I _PP 、同相遅め信号I _PL 、直交早め信号Q _PE 、直交同時信号Q _PP 、及び直交遅め信号Q _PL を取得し、データチャンネルについて、同相早め信号I _DE 、同相同時信号I _DP 、同相遅め信号I _DL 、直交早め信号Q _DE 、直交同時信号Q _DP 、及び直交遅め信号Q _DL を取得するものであり、
前記データ反転検知器は、データ反転検知出力：
Flip = sign（I _PP ×I _DP + Q _PP ×Q _DP ）
ただし、sign(x) ≡ +1（x≧0），-1（x＜0）
を取得するものであり、
前記出力重み付け因子計算器は、出力重み付け因子：
α ₁ = √（P ₁ /P ₂ ）
ただし、P ₁ ,P ₂ ：データチャンネルの信号出力とパイロットチャンネルの信号出力
を算出するものであり、
前記確率重み付け係数計算器は、確率重み付け係数：
α ₂ =（Q _PP ×Q _DP + I _PP ×I _DP ）／√(I _DP ² +Q _DP ² )(I _PP ² +Q _PP ² )
を算出するものであり、
前記キャリア調整量推定器は、
I _P = I _PP + Flip×I _DP ×α ₁ ， Q _P = Q _PP + Flip×Q _DP ×α ₁
により同相同時信号I _P 及び直交同時信号Q _P を算出し、
次に同相同時信号I _P 及び直交同時信号Q _P に対する位相弁別を行って位相弁別出力Δφを取得し、
前記位相弁別出力Δφに前記確率重み付け係数α ₂ をかけてループフィルタに通すことでキャリア調整量を取得し、
前記キャリア用ＮＣＯに前記キャリア調整量をフィードバックするものであり、
前記コード調整量推定器は、
I _E = I _PE + Flip×I _DE ×α ₁ ， I _L = I _PL + Flip×I _DL ×α ₁
Q _E = Q _PE + Flip×Q _DE ×α ₁ ， Q _L = Q _PL + Flip×Q _DL ×α ₁
により同相早め信号I _E 、同相遅め信号I _L 、直交早め信号Q _E 、及び直交遅め信号QLを算出し、
次に、前記同相早め信号I _E 、前記同相遅め信号I _L 、前記直交早め信号Q _E 及び前記直交遅め信号Q _L に対する位相弁別を行って位相弁別結果Δτを取得し、
前記位相弁別結果Δτに確率重み付け係数α ₂ をかけてループフィルタに通すことによりコード調整量を取得し、
前記コード用ＮＣＯに前記コード調整量をフィードバックするものである。

全体として、従来の技術と比べて見ると、本発明による上記の技術案は下記の長所がある。

本発明によるデータ反転検知器の導入により、データ・ビット反転という課題が解決され、データチャンネルのコヒーレント積分の結果及びパイロットチャンネルのコヒーレント積分の結果がコヒーレント累加できるようになっているので、高いCNR環境で最適な追跡精度を達成できる。確率重み付け係数の導入により、弁別器の出力結果が最大の尤度確率で重み付けを行い、低いCNRの環境で良好な追跡性能を保証し、追跡の感度を向上できる。その上、前記の2つの革新的構成はコヒーレント積分の後に導入され、低速処理であり、高速処理部分の複雑さが増さないので、追跡機器の全体が簡単であり、達成しやすい。

本発明によるパイロットチャンネルとデータチャンネルとが組み合わせられたナビゲーション信号の追跡方法のプロセスチャート本発明によるパイロットチャンネルとデータチャンネルとが組み合わせられたナビゲーション信号の追跡方法の実例の全体的ブロック図本発明によるデータ反転検知のブロック図本発明によるキャリア調整量推定のブロック図本発明によるコード調整量推定のブロック図本発明によるパイロットチャンネルとデータチャンネルとが組み合わせられたナビゲーション信号の追跡装置の全体ブロック図

次に、図及び実例により本発明について詳細に説明する。ちなみに、実例は本発明の説明のためのものだけであり、本発明を限定するものではない。なお、下記の実例で説明する技術的特徴は対立となることがないと相互の組合せが許容される。

図1に本発明によるパイロットチャンネルとデータチャンネルとが組み合わせられたナビゲーション信号の追跡方法のプロセスチャートを示す。デジタル中間周波数信号にキャリア用数値制御発振器（numerically controlled oscillator、以下「NCO」と略す）に制御されたローカルキャリア信号をかける。キャリアの除去を完成し、キャリア除去後の信号にそれぞれコード用NCOに制御されたデータチャンネルのベースバンド信号及びパイロットチャンネルのベースバンド信号をかけてコードの除去を完成し、コード除去後の信号が積分・ダンプされて各分岐コヒーレント積分の結果を取得し、そのコヒーレント積分の結果によりデータ反転検知及び確率重み付け係数の計算を達成し、データチャンネルとパイロットチャンネルの信号出力の比により出力重み付け因子を算出し、データ反転検知の結果、出力重み付け因子及び確率重み付け係数がキャリア調整量の推定を補助してキャリア調整量を取得すること、データ反転検知の結果、出力重み付け因子及び確率重み付け係数がコード調整量の推定を補助してコード調整量を取得し、キャリア調整量をキャリア用NCOにフィードバックし、コード調整量をコード用NCOにフィードバックする。

説明の便利のために、次に代表的な実例を利用して説明するが、当該実例は説明のための例だけであり、本発明を制限するものではない。本発明の説明及び特許請求の範囲でのすべての改訂又は同等の交換などは全部本発明の範囲にあるとみなす。

図2に本発明によるパイロットチャンネルとデータチャンネルとが組み合わせられたナビゲーション信号の追跡方法の実例の全体的ブロック図を示す。本実例のローカルキャリア信号について同相（I）及び直交（Q）の二つの分岐、ベースバンド信号について早め（E）、同時（P）及び遅め（L）の三つの分岐を利用する。本実例の追跡はデジタル中間周波数信号から始まり、RFアナログ信号のAD転換及びダウンコンバージョンについては考えない。対象信号体制はパイロットチャンネル付きナビゲーション信号であり、受信するデジタル中間周波数信号は下式（1）で示す。

その中、
P₁：データチャンネルの信号出力
d（t）：今の時点のｔのデータ・ビット符号
c_d：データチャンネルの拡散コード
τ：信号遅れ
ω_IF：信号角周波数
φ₀：キャリアの初期位相
θ：データチャンネルのベースバンド信号とパイロットチャンネルのベースバンド信号との間の位相差
P₂：パイロットチャンネルの信号出力
C_P：パイロットチャンネルの拡散コード
n（t）：平均値が0、出力スペクトル密度がN₀であるホワイトノイズ

ここの受信式が本発明を限定するためのものではなく、データチャンネル及びパイロットチャンネルを含み、二者の間の位相差が一定である信号のすべてが本発明の範囲にあるとみなす。

図2に示す代表例は詳細なステップが下記のとおりである。

ステップ1：パイロットチャンネルとデータチャンネルとが組み合わせられたナビゲーション信号の追跡であるので、データチャンネル及びパイロットチャンネルの信号は周波数が同じであり、位相差が一定であり、データチャンネル及びパイロットチャンネルがキャリア用NCO 1及びコード用NCO 6を共用する。図2のとおりに、キャリア用NCO 1がそれぞれコサインマップ2及びサインマップ3を制御する。コサインマップ2は同相キャリア信号、サインマップ3は直交キャリア信号を発生する。同相キャリア信号及びデジタル中間周波数信号はサンプリングパルスに制御されて乗算器4で乗算されて同相分岐信号I、直交キャリア信号及びデジタル中間周波数信号はサンプリングパルスに制御されて乗算器5で乗算されて直交分岐信号Qが取得される。

ステップ2：パイロットチャンネル及びデータチャンネルに共用されるコード用NCO6がそれぞれパイロットチャンネルのベースバンド信号発生器7及びデータチャンネルのベースバンド信号発生器8を駆動してパイロットチャンネルの早めベースバンド信号及びデータチャンネルの早めベースバンド信号を生成する。パイロットチャンネルの早めベースバンド信号は遅れ装置9によりパイロットチャンネルの同時ベースバンド信号及び遅めベースバンド信号を発生する。データチャンネルの早めベースバンド信号は遅れ装置10によりデータチャンネルの同時ベースバンド信号及び遅めベースバンド信号を発生する。

ステップ3：パイロットチャンネルの早め、同時及び遅めという3つのベースバンド信号をそれぞれ位相シフトθ後の同相分岐信号Iと乗算器11、12、13により乗算し、積分・ダンプ装置23、24、25によりコヒーレント積分して、パイロットチャンネルについて、同相早め信号、同相同時信号及び同相遅め信号（即ちI_PE、I_PP、I_PL）を取得する。

パイロットチャンネルの早め、同時及び遅めという3つのベースバンド信号をそれぞれ位相シフトθ後の直交分岐信号Qと乗算器14、15、16により乗算し、積分・ダンプ装置26、27、28によりコヒーレント積分して、パイロットチャンネルについて、直交早め信号、直交同時信号及び直交遅め信号（即ちQ_PE、Q_PP、Q_PL）を取得する。

データチャンネルの早め、同時及び遅めという3つのベースバンド信号をそれぞれ同相分岐信号Iと乗算器20、21、22により乗算し、積分・ダンプ装置34、33、32によりコヒーレント積分して、データチャンネルについて、同相早め信号、同相同時信号及び同相遅め信号（即ちI_DE、I_DP、I_DL）を取得する。

データチャンネルの早め、同時及び遅めという3つのベースバンド信号をそれぞれ直交分岐信号Qと乗算器17、18、19により乗算し、積分・ダンプ装置31、30、29によりコヒーレント積分してデータチャンネルについて、直交早め信号、直交同時信号及び直交遅め信号（即ちQ_DE、Q_DP、Q_DL）を取得する。

ステップ4：前記の同時分岐コヒーレント積分の結果であるI_PP、Q_PP、I_DP、Q_DPによりデータ反転検知を行う。データ反転検知のブロック図が図3の通りである。I_PPとI_DP を乗算器35により乗算する。Q_PPとQ_DP を乗算器36により乗算する。二つの乗算結果を加算器37により加算し、符号抽出器38により加算した結果について符号を取り、データ反転検知出力Flipを取得する。
Flip=sign(I_PP×I_DP ＋Q_PP×Q_DP)

その中、
sign：符号関数を取る。
sign(x)：x≧0の場合に出力が+1、x＜0の場合に出力が-1である。即ち、データ反転検知出力Flipが＋1である場合、データチャンネルがパイロットチャンネルと同相であり、−1である場合、データチャンネルとパイロットチャンネルとの差が180°である。

ステップ5：出力重み付け因子を算出する。データチャンネルとパイロットチャンネルの出力比が実際の信号体制では1:1ではないので、データチャンネルとパイロットチャンネルのコヒーレント積分の結果についてコヒーレント累加を行う場合に出力の影響を考えなければいけない。出力重み付け因子α₁が直接にパイロットチャンネルとデータチャンネルとが組み合わせられたナビゲーション信号の追跡精度に影響を及ぼすことがあるので、本実例で最適な出力重み付け因子を示す（式（2）参照）。

その中、P₁及びP₂はそれぞれデータチャンネル及びパイロットチャンネル信号出力を示す。当該重み付け因子を取ると、パイロットチャンネルとデータチャンネルとが組み合わせられたナビゲーション信号の追跡精度を最適にできる。

ステップ6：確率重み付け係数を算出する。データ反転を検知する場合、騒音があるので、検知結果が完全に正確なものではなく、所定の確率で正確なものである。正確である確率が高いという結果の場合、今回の弁別器の出力が信頼できるという確率が高いと判断できるので、大きな重みで出力するが、その反対に、正確である確率が低いという結果の場合、今回の弁別器の出力が信頼できるという確率が低いと判断できるので、小さな重みで出力する。

上式（1）によると、データチャンネル及びパイロットチャンネルの同時分岐のコヒーレント積分の結果は下式で求める。

その中、
T_P：コヒーレント積分時間
d：現在のデータ・ビット
n_DIP、n_DQP、n_PIP、n_PQP：各分岐コヒーレント積分後の正規化された騒音

θをベクトル1（I_DP、Q_DP）とベクトル2（I_PP、Q_PP）との角度とする。信号がない場合、n_DIP、n_DQP、n_PIP及びn_PQPがゼロ平均値のホワイトノイズであるので、θは0〜180°の間に平均して分布しなければいけなく、信号がある場合、d=1とすると、二つのベクトルの信号が同相であり、角度θが小さい確率が高い。前記のデータ反転検知器の原理によると、θ<90°の場合、d=1と判断し、角度θが小さければ小さいほど正確と判断する確率が高くなるが、角度θが90°に近い場合、正確と判断する確率が低い。d=-1とすると、二つのベクトルの信号が反対相であり、角度θが大きいほど確率が高い。前記のデータ反転検知器の原理によると、θ＞90°の場合、d=-1と判断する。この場合、角度θが180°に近ければ近いほど、正確と判断する確率が高く、角度θが90°に近ければ近いほど、正確と判断する確率が低い。実際に、θ=90°の場合、騒音があると判断できるので、完全にdの±を判断できない。この結果が完全に信頼できないので、重み0で出力しなければいけない。但し、実際に、この最大尤度確率重みの算出過程が非常に複雑であり、エンジニアリングの達成に不利であり、データ反転検知の正確確率と同じ単調性を有するすべての重み付け係数を近似的確率重み付け係数にしてもよく、近似度が高ければ高いほど追跡の結果が良い。本実例では、最大尤度確率重みと同じ単調性を有し近似度が高い確率重み付け係数で、最大尤度確率重みを代替する。確率重み付け係数α₂は下式（7）で示す。

この最大尤度確率に基づく重み付け因子は唯一ではなく、近似的方法もたくさんあり、データ反転検知の正確確率と同じ単調性を有する重み付け係数のすべてが本発明の範囲にある。

ステップ7：キャリア調整量推定のブロック図は図4の通りである。同時分岐コヒーレント積分の結果（即ちI_PP、Q_PP、I_DP、Q_DP）をキャリア調整量の推定のために用いる。I_DP及びQ_DP にそれぞれ乗算器39、40によりデータ反転検知器の出力Flipを乗算してデータ反転の影響を除去し、乗算の結果にそれぞれ乗算器41、42により出力重み付け因子α₁ を乗算し、その結果についてそれぞれ加算器43、44によりI_PP及びI_DPとコヒーレント累加を行ってI_P及びQ_Pを取得する。I_P及びQ_Pについて位相弁別器45により位相弁別を行って位相弁別出力Δφを取得する。データ・ビット反転が除去されたので、四象限逆正接arctan(I_P、Q_P)のような純粋な位相ロックループ位相弁別器を利用できる。位相弁別出力Δφに乗算器46により確率重み付け係数α₂ を乗算し、ループフィルタ47によりフィルタ処理を行って最終的キャリア調整量を取得する。キャリア調整量が図2のキャリア用NCO 1にフィードバックされ、キャリア用NCO 1を調整し、パイロットチャンネルとデータチャンネルとが組み合わせられたナビゲーション信号のキャリアに対する追跡を達成する。

ステップ8：コード調整量推定のブロック図は図5の通りである。早め分岐及び遅め分岐のコヒーレント積分の結果（即ちI_PE、Q_PE、I_PL、Q_PL、I_DE、Q_DE、I_DL、Q_DL）をコード調整量推定のために用いる。I_DE、Q_DE、I_DL、Q_DL にそれぞれ乗算器49、50、51、52によりデータ反転検知器の出力Flipを乗算してデータ反転の影響を除去し、乗算の結果をそれぞれ乗算器53、54、55、56により出力重み付け因子α_１と乗算し、その結果についてそれぞれ加算器57、58、59、60によりI_PE、Q_PE、I_PL、Q_PLとコヒーレント累加を行ってジョイントコヒーレント積分の結果である同相早め信号I_E、直交早め信号Q_E、同相遅め信号I_L、直交遅め信号Q_Lを取得する。コード位相弁別器には異なる実施方法がたくさんあるので、発明の完全性のために、ノンコヒーレント早めマイナス遅め弁別器を例示するが、他の方式も本発明の範囲にある。ジョイントコヒーレント積分の結果であるI_E、Q_E及びI_L、Q_Lがそれぞれノンコヒーレント積算器61、62によりノンコヒーレント積算を行って早めノンコヒーレント積算の結果Ｅ_Ｓ及び遅めノンコヒーレント積算の結果Ｌ_Ｓを取得する。ノンコヒーレント積算は、下式（8）で示される。

その中、Nはノンコヒーレント積算回数である。早めノンコヒーレント積算の結果Ｅ_Ｓ及び遅めノンコヒーレント積算の結果Ｌ_Ｓについて位相弁別器63により位相弁別を行って位相弁別結果Δτを取得する。ここでノンコヒーレント早めマイナス遅め平方位相弁別器を利用し、正規化処理を行う。この位相弁別器は本発明の完全性のためのものだけであり、他の方式も本発明の範囲にある。位相弁別結果Δτは下式（9）で示される。

位相弁別結果Δτを乗算器64により確率重み付け係数α_２と乗算し、ループフィルタ65によりフィルタ処理を行って最終的にコード調整量を取得する。コード調整量が図2のコード用NCO6にフィードバックされ、コード用NCO 6を調整し、ベースバンド信号に対する追跡を達成する。

図6は本発明によるパイロットチャンネルとデータチャンネルとが組み合わせられたナビゲーション信号の追跡装置の全体ブロック図であり、キャリア用NCO 104がローカルキャリア信号ジェネレータ102を制御してローカルキャリア信号を生成し、コード用NCO 105がベースバンド信号ジェネレータ103を制御してベースバンド信号を生成する。注意しなければいけないのは、ベースバンド信号ジェネレータ103が生成するベースバンド信号が同時にデータチャンネルのベースバンド信号及びパイロットチャンネルのベースバンド信号を含むということである。ローカルキャリア信号とデジタル中間周波数信号がキャリア除去手段100によりキャリア除去され、キャリア除去後の信号とベースバンド信号がコード除去手段101によりコード除去される。コード除去後の信号を積分・ダンプ装置106によりコヒーレント積分の結果であるパイロットチャンネルの同相早め信号I _PE 、同相同時信号I _PP 、同相遅め信号I _PL 、直交早め信号Q _PE 、直交同時信号Q _PP 、及び直交遅め信号Q _P と、データチャンネルの同相早め信号I _DE 、同相同時信号I _DP 、同相遅め信号I _DL 、直交早め信号Q _DE 、直交同時信号Q _DP 、及び直交遅め信号Q _DLを取得する。その中、同時分岐のコヒーレント積分の結果がデータ反転検知器107に送信され、データ反転検知出力Flipを取得する。データ反転検知器107の原理は図3の通りである。同時分岐のコヒーレント積分の結果が確率重み付け係数計算器108にも送信され、確率重み付け係数α₂を取得する。その原理は式（7）の通りである。データチャンネルとパイロットチャンネルの出力の比により、出力重み付け因子計算器109により出力重み付け因子α₁を取得する。同時分岐コヒーレント積分の結果がキャリア調整量推定器110に送信される。その代表的実例が図4の通りである。キャリア調整量推定器110によってキャリア調整量を取得し、当該キャリア調整量によりキャリア用NCO 104を制御し、パイロットチャンネルとデータチャンネルとが組み合わせられたナビゲーション信号のキャリアに対する追跡を達成する。積分・ダンプ装置106がコヒーレント積分の結果の中の早め分岐及び遅め分岐のコヒーレント積分の結果を取得し、コード調整量推定器111に送信する。その代表的実例が図5の通りである。コード調整量見積り器111がコード調整量を取得し、当該コード調整量によりコード用NCO105を制御して、ベースバンド信号に対する追跡に達成する。

前記が本発明による代表的な実例だけであり、本発明を制限するものではなく、本発明の精神及び原則に基づいて行ういかなる改訂、同等の交換及び改善などは本発明の範囲にある。

Claims

パイロットチャンネルとデータチャンネルとが組み合わせられたナビゲーション信号の追跡方法において、
ナビゲーション信号を受信して得られたデジタル中間周波数信号を２つに分岐して、一方にローカルキャリア信号の同相成分を掛けて、キャリア成分を取り除いたＩ信号を２組得るとともに、他方にローカルキャリア信号の直交成分を掛けることで、キャリア成分を取り除いたＱ信号を２組得るステップ１と、
前記Ｉ信号及びＱ信号のそれぞれについて、２組の信号の一方を３つに分岐して、それぞれにデータチャンネルのベースバンド信号の早めコード、同時コード、及び遅めコードを掛けることで、コード成分を取り除くとともに、他方を３つに分岐して、それぞれにパイロットチャンネルのベースバンド信号の早めコード、同時コード、及び遅めコードを掛けることで、コード成分を取り除くステップ２と、
各分岐についてコード成分を取り除いた後の信号を積分・ダンプしたコヒーレント積分の結果として、パイロットチャンネルについて、同相早め信号I _PE 、同相同時信号I _PP 、同相遅め信号I _PL 、直交早め信号Q _PE 、直交同時信号Q _PP 、及び直交遅め信号Q _PL を取得し、データチャンネルについて、同相早め信号I _DE 、同相同時信号I _DP 、同相遅め信号I _DL 、直交早め信号Q _DE 、直交同時信号Q _DP 、及び直交遅め信号Q _DL を取得するステップ３と、
データ反転検知出力：
Flip = sign（I _PP ×I _DP + Q _PP ×Q _DP ）
ただし、sign(x) ≡ +1（x≧0），-1（x＜0）
を取得するステップ４と、
出力重み付け因子：
α ₁ = √（P ₁ /P ₂ ）
ただし、P ₁ ,P ₂ ：データチャンネルの信号出力とパイロットチャンネルの信号出力
を算出するステップ５と、
確率重み付け係数：
α ₂ =（Q _PP ×Q _DP + I _PP ×I _DP ）／√(I _DP ² +Q _DP ² )(I _PP ² +Q _PP ² )
を算出するステップ６と、
下式：
I _P = I _PP + Flip×I _DP ×α ₁ ， Q _P = Q _PP + Flip×Q _DP ×α ₁
により同相同時信号I _P 及び直交同時信号Q _P を算出し、
次に同相同時信号I _P 及び直交同時信号Q _P に対する位相弁別を行って位相弁別出力Δφを取得し、
前記位相弁別出力Δφに前記確率重み付け係数α ₂ をかけてループフィルタに通すことでキャリア調整量を取得し、
前記ローカルキャリア信号を制御するキャリア用数値制御発振器（ＮＣＯ）に前記キャリア調整量をフィードバックするステップ７と、
下式：
I _E = I _PE + Flip×I _DE ×α ₁ ， I _L = I _PL + Flip×I _DL ×α ₁
Q _E = Q _PE + Flip×Q _DE ×α ₁ ， Q _L = Q _PL + Flip×Q _DL ×α ₁
により同相早め信号I _E 、同相遅め信号I _L 、直交早め信号Q _E 、及び直交遅め信号Q _L を算出し、
次に、前記同相早め信号I _E 、前記同相遅め信号I _L 、前記直交早め信号Q _E 及び前記直交遅め信号Q _L に対する位相弁別を行って位相弁別結果Δτを取得し、
前記位相弁別結果Δτに確率重み付け係数α ₂ をかけてループフィルタに通すことによりコード調整量を取得し、
前記ベースバンド信号を制御するコード用数値制御発振器（ＮＣＯ）に前記コード調整量をフィードバックするステップ８と、
を含むことを特徴とする、追跡方法。
前記ステップ1で受信した前記デジタル中間周波数信号が、データチャンネルとパイロットチャンネルとを含有し、両者の位相差が一定であることを特徴とする請求項1に記載の方法。
前記ステップ1で受信したデジタル中間周波数信号が以下の式で表されることを特徴とする請求項1に記載の方法。

その中、
P₁：データチャンネルの信号出力
d（t）：今の時点のｔのデータ・ビット符号
c_d：データチャンネルの拡散コード
τ：信号遅れ
ω_IF：信号角周波数
φ₀：キャリアの初期位相
θ：データチャンネルのベースバンド信号とパイロットチャンネルのベースバンド信号との間の位相差
P₂：パイロットチャンネルの信号出力
C_P：パイロットチャンネルの拡散コード
n（t）：平均値が0、出力スペクトル密度がN₀であるホワイトノイズ
前記ステップ7の位相弁別において、純粋な位相ロックループ回路を用いることを特徴とする請求項1に記載の方法。
前記ステップ8において、Ｎ回の積算によってノンコヒーレント積算：
E _S = Σ _k=1..N (I _E ² (k) + Q _E ² (k))
L _S = Σ _k=1..N (I _L ² (k) + Q _L ² (k))
を行い、E _S とL _S とに対する位相弁別を行って、前記位相弁別結果Δτを取得することを特徴とする、請求項１に記載の方法。
キャリア除去手段と、コード除去手段と、ローカルキャリア信号を生成するローカルキャリア信号生成手段と、ベースバンド信号生成手段と、キャリア用数値制御発振器（ＮＣＯ）と、コード用数値制御発振器（ＮＣＯ）と、積分・ダンプ手段と、データ反転検知器と、確率重み付け係数計算器と、出力重み付け因子計算器と、キャリア調整量推定器と、コード調整量推定器とを含む、パイロットチャンネルとデータチャンネルとが組み合わせられたナビゲーション信号の追跡装置において、
前記キャリア用ＮＣＯは、前記ローカルキャリア信号生成手段を制御し、
前記コード用ＮＣＯは、前記ベースバンド信号生成手段を制御し、
前記ローカルキャリア信号生成手段は、コサインマップ及びサインマップを有し、
前記キャリア除去手段は、前記ローカルキャリア信号に基づいて、前記ナビゲーション信号から得られた前記デジタル中間周波数信号から、キャリア成分を除去したＩ信号及びＱ信号を得るものであり、
前記ベースバンド信号生成手段は、データチャンネルのベースバンド信号を生成する手段と、パイロットチャンネルのベースバンド信号を生成する手段とを有し、
前記データチャンネルのベースバンド信号を生成する手段は、データチャンネル用に、早めコード、同時コード、及び遅めコードを生成し、
前記パイロットチャンネルのベースバンド信号を生成する手段は、パイロットチャンネル用に、早めコード、同時コード、及び遅めコードを生成し、
前記コード除去手段は、データチャンネル用及びパイロットチャンネル用の、早めコード、同時コード、及び遅めコードのそれぞれに基づいて、前記Ｉ信号及びＱ信号から、データチャンネル用及びパイロットチャンネル用に、それぞれコード成分を除去するものであり、
前記積分・ダンプ手段は、前記コード除去手段によってコード成分が除去された信号をコヒーレント積分して、パイロットチャンネルについて、同相早め信号I _PE 、同相同時信号I _PP 、同相遅め信号I _PL 、直交早め信号Q _PE 、直交同時信号Q _PP 、及び直交遅め信号Q _PL を取得し、データチャンネルについて、同相早め信号I _DE 、同相同時信号I _DP 、同相遅め信号I _DL 、直交早め信号Q _DE 、直交同時信号Q _DP 、及び直交遅め信号Q _DL を取得するものであり、
前記データ反転検知器は、データ反転検知出力：
Flip = sign（I _PP ×I _DP + Q _PP ×Q _DP ）
ただし、sign(x) ≡ +1（x≧0），-1（x＜0）
を取得するものであり、
前記出力重み付け因子計算器は、出力重み付け因子：
α ₁ = √（P ₁ /P ₂ ）
ただし、P ₁ ,P ₂ ：データチャンネルの信号出力とパイロットチャンネルの信号出力
を算出するものであり、
前記確率重み付け係数計算器は、確率重み付け係数：
α ₂ =（Q _PP ×Q _DP + I _PP ×I _DP ）／√(I _DP ² +Q _DP ² )(I _PP ² +Q _PP ² )
を算出するものであり、
前記キャリア調整量推定器は、
I _P = I _PP + Flip×I _DP ×α ₁ ， Q _P = Q _PP + Flip×Q _DP ×α ₁
により同相同時信号I _P 及び直交同時信号Q _P を算出し、
次に同相同時信号I _P 及び直交同時信号Q _P に対する位相弁別を行って位相弁別出力Δφを取得し、
前記位相弁別出力Δφに前記確率重み付け係数α ₂ をかけてループフィルタに通すことでキャリア調整量を取得し、
前記キャリア用ＮＣＯに前記キャリア調整量をフィードバックするものであり、
前記コード調整量推定器は、
I _E = I _PE + Flip×I _DE ×α ₁ ， I _L = I _PL + Flip×I _DL ×α ₁
Q _E = Q _PE + Flip×Q _DE ×α ₁ ， Q _L = Q _PL + Flip×Q _DL ×α ₁
により同相早め信号I _E 、同相遅め信号I _L 、直交早め信号Q _E 、及び直交遅め信号QLを算出し、
次に、前記同相早め信号I _E 、前記同相遅め信号I _L 、前記直交早め信号Q _E 及び前記直交遅め信号Q _L に対する位相弁別を行って位相弁別結果Δτを取得し、
前記位相弁別結果Δτに確率重み付け係数α ₂ をかけてループフィルタに通すことによりコード調整量を取得し、
前記コード用ＮＣＯに前記コード調整量をフィードバックするものであることを特徴とする、追跡装置。