JP6379455B2 - 周波数変調信号検出器及び光受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、周波数変調信号検出器及び光受信装置に関する。

近年、光通信ネットワークは、ＲＯＡＤＭ（Reconfigurable Optical Add/Drop Multiplex）の普及により、ネットワーク接続の可変性が大きくなってきている。このため、ネットワークの接続状況を簡易に観測できる機能の要求が高まっている。この要求を実現する技術の一例として、データを伝送する光信号に監視信号などの制御信号を重畳する技術が知られている。

例えば、ＷＤＭ伝送システムにおいて、ＷＤＭ信号に含まれる各波長（チャネル）の光信号（主光信号）に、それぞれ光パスを識別するための制御信号が重畳されることがある。この場合、光伝送装置（以下「ノード」と称することがある。）または受信器は、受信光信号から制御信号を検出することにより、光信号の送信元および光信号の経路を認識することができる。

このような光伝送システムにおいて、各チャネルのデータは、例えば、ＱＰＳＫ、ｍＱＡＭ（ｍは、１６、６４、２５６）などの多値変調方式で変調されて光伝送路を伝送される。一方、監視信号などの制御信号は、例えば、周波数変調方式（ＦＳＫ：Frequency Shift Keying）で主信号光に重畳される。

なお、発明の目的は異なるが、下記の特許文献１には、送信装置が、第１の信号に基づいて位相変調した光信号を、第１の信号よりも低速な第２の信号に基づいて位相変調又は周波数変調して送信することが記載されている。また、特許文献１に記載の受信装置は、送信装置から受信した光信号を分岐し、分岐した一方の光信号の遅延干渉を行なって干渉光を出力する。そして、受信装置は、当該干渉光を電気信号に変換して全波整流した信号に基づいて第２の信号を取得し、分岐した他方の光信号に基づいて第１の信号を取得する。これにより、特許文献１に記載の技術では、速度の異なる複数の信号を多重し、単一波長スロットに単峰的なスペクトル形状で情報を多重することができる。

また、下記の特許文献２には、ｎ値（ｎは２以上の整数）に周波数変調された光信号の特定の光周波数を通過する光フィルタと、当該光フィルタを通過した光を受光する受光素子と、を備えた光信号検波回路が記載されている。特許文献２に記載の光フィルタは、上記ｎ値にそれぞれ対応する光周波数をそれぞれ異なる出力ポートに出力するマッハ・ツェンダ形の周期光フィルタである。

国際公開第ＷＯ２０１０／０２６７５７号 特開平２−９６７１９号公報

光信号に周波数変調方式で制御信号が重畳されている場合、受信器は、例えば、光信号の周波数変調成分を振幅成分に変換することにより制御信号を検出する。ところが、この場合、光信号に制御信号を重畳するための周波数変調成分が大きいとき（すなわち、周波数変動幅が大きいとき）は、その光信号によって伝送されるデータの品質（例えば、誤り率）が劣化するおそれがある。このため、光信号に制御信号を重畳するための周波数変調成分は、データの品質が劣化しないように、十分に小さく制御されることが好ましい。

光信号の周波数変調成分が小さいときは、受信器において、周波数変調成分から得られる振幅成分も小さい。そうすると、光信号の周波数変調成分から得られる振幅成分は、送信器と受信器との間の光伝送路などにおいて発生する強度変調雑音（ＡＭ雑音）の影響を受けやすい。したがって、受信器における制御信号の検出感度は低くなってしまう。

なお、特許文献１及び２には、光信号に重畳された周波数変調信号の検出感度に関して言及していない。

本発明の目的の１つは、光信号に重畳された周波数変調信号の検出感度を向上できるようにすることにある。

本発明の一態様は、周波数変調方式で監視信号が重畳された光信号の波長のスペクトラムの中心波長からシフトした波長に透過帯の中心波長を有し、前記透過帯が前記スペクトラムの一部を透過するよう設定された光フィルタと、前記光フィルタを透過した光を分岐し、各分岐光に対して相対的な遅延差を与えた上で、前記各分岐光を干渉させることで、前記監視信号を検出する光干渉計と、を備える。

光信号に重畳された周波数変調信号の検出感度を向上できる。

一実施形態に係る信号検出回路を適用可能な光伝送システムの一例を示す図である。 図１に例示するＷＤＭ伝送装置の構成例を示すブロック図である。 監視信号を重畳する機能を備える光送信器の構成例を示すブロック図である。 周波数変調について説明する図である。 周波数変調信号の検出について説明する図である。 ＦＳＫ−ＳＶ信号の振幅成分およびＡＭ雑音のパワーについてのシミュレーション結果を示す図である。 一実施形態に係る信号検出回路としての非対称干渉計型ＦＳＫ−ＳＶ信号検出器の構成例を示すブロック図である。 図７に例示する光合流部に入力される各光信号の時間に対する周波数変化の一例（上段）と光合流部の時間に対する出力光パワー変化の一例（下段）とを示す図である。 送信ＦＳＫ−ＳＶ信号（電気信号）の波形例（下段）と、上述したＦＳＫ−ＳＶ信号パルスの周波数変化点を示す電気信号の波形例（上段）とを示す図である。 図７に例示するＢＰＦを設けない場合の図９相当の図である。 図７に例示するＢＰＦの透過帯域を２０ＧＨｚ、オフセット周波数を１０ＧＨｚに設定した場合の光電変換器の出力波形例を示す図である。 はＦＳＫ−ＳＶ信号として利用できる光量を示す概念図である。 図７に例示する制御回路による制御を説明すべく光干渉計の遅延時間に対するモニタポートの平均出力光パワーの一例を示す図である。 図７に例示する制御回路による制御を説明すべく光干渉計の位相差に対するモニタポートの平均出力光パワーの一例を示す図である。 第１変形例に係る非対称干渉計型ＦＳＫ−ＳＶ信号検出器の構成例を示すブロック図である。 第２変形例に係る非対称干渉計型ＦＳＫ−ＳＶ信号検出器の構成例を示すブロック図である。 図１６に例示するエタロン型光フィルタの周期的な透過帯を説明する図である。 第２変形例に係る差動エンコーダの構成例を示すブロック図である。 図１８に例示する差動エンコーダの真理値テーブルの一例を示す図である。 第２変形例に係る信号変換器の構成例を示すブロック図である。 ＦＳＫ−ＳＶ信号を検出する回路（信号検出器）を備える光伝送装置の一例を示す図である。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。ただし、以下に説明する実施形態は、あくまでも例示であり、以下に明示しない種々の変形や技術の適用を排除する意図はない。なお、以下の実施形態で用いる図面において、同一符号を付した部分は、特に断らない限り、同一若しくは同様の部分を表す。

図１は、一実施形態に係る周波数変調信号検出器を適用可能な光伝送システムの一例を示す。図１に示す光伝送システム１は、例示的に、ＷＤＭ伝送装置２〜５、光分岐挿入装置（ＲＯＡＤＭ：Reconfigurable Optical Add/Drop Multiplexer）６〜８、波長クロスコネクト（ＷＸＣ：Wavelength Cross ConnectまたはＰＸＣ：Photonic Cross Connect）９、ネットワーク管理システム（ＮＭＳ）１０を備える。

ＷＤＭ伝送装置２、３、５は、それぞれ、光ファイバ回線を介して光分岐挿入装置６、７、８に接続されている。光分岐挿入装置６、７、８は、それぞれ、光ファイバ回線を介して波長クロスコネクト９に接続されている。ＷＤＭ伝送装置４は、光ファイバ回線を介して波長クロスコネクト９に接続されている。なお、各光ファイバ回線上には、１または複数の光アンプが設けられていてもよい。

ＷＤＭ伝送装置２〜５は、波長の異なる複数の光信号を含むＷＤＭ信号を送信および受信する。光分岐挿入装置６〜８は、入力ＷＤＭ信号の中から指定された波長チャネルを通過させる。また、光分岐挿入装置６〜８は、入力ＷＤＭ信号の中から指定された波長の光信号を分岐してクライアント回線に導く。さらに、光分岐挿入装置６〜８は、クライアント回線から入力される光信号をＷＤＭ信号に挿入する。波長クロスコネクト９は、複数の入力ポートおよび複数の出力ポートを備え、指定された光パスを実現するように、入力信号を出力ポートに導く。なお、明示されていないが、波長クロスコネクト９は、光分岐挿入装置６〜８と同様に、クライアント回線への分岐やクライアント回線からの挿入機能を備えていてもよい。

ＮＭＳ１０は、光伝送システム１において、ユーザから指示される光パスを設定する。すなわち、ＮＭＳ１０は、ユーザから指示される光パスを実現するように、ＷＤＭ伝送装置２〜５、光分岐挿入装置６〜８、及び、波長クロスコネクト９を制御する。

図１に示す例では、光伝送システム１には、光パスＰ１〜Ｐ４が設定されている。各光パスは、それぞれ破線で表されている。光パスＰ１は、ＷＤＭ伝送装置２から光分岐挿入装置６および波長クロスコネクト９を介してＷＤＭ伝送装置４へ光信号を伝送する。光パスＰ２は、ＷＤＭ伝送装置２から光分岐挿入装置６を介してクライアント１１へ光信号を伝送する。光パスＰ３は、ＷＤＭ伝送装置３から光分岐挿入装置７を介してクライアント１２へ光信号を伝送する。光パスＰ４は、クライアント１３から光分岐挿入装置７、波長クロスコネクト９、光分岐挿入装置８を介してＷＤＭ伝送装置５へ光信号を伝送する。なお、各光パスＰ１〜Ｐ４は、双方向に光信号を伝送してもよい。

上述した光伝送システム１において、ＮＭＳ１０は、通信資源を効率的にまたは柔軟に利用するために、異なる光パスに対して同じ波長を割り当てることができる。図１に示す例では、光パスＰ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４に対して、それぞれ、波長λ１、λ３、λ１、λ１が割り当てられている。

ユーザあるいはネットワーク管理者は、光パスが正しく設定されているか確認したいことがある。ところが、複数の光パスに対して同じ波長が割り当てられているときは、各波長チャネルのスペクトルをモニタするだけでは、各光パスを識別することは困難である。例えば、波長クロスコネクト９において、各波長チャネルのスペクトルをモニタするだけでは、光パスＰ１、Ｐ４を識別することは困難である。

そこで、ＮＭＳ１０は、各光パスに対してパスＩＤ（あるいは、ラベル）を割り当てる。そして、光パスの送信元装置は、光パスを介して伝送する光信号に、パスＩＤを表す監視（ＳＶ：Supervisory）信号を重畳する。例えば、ＷＤＭ伝送装置２は、光パス１を介して伝送する光信号に対して「パスＩＤ＝１」を表す監視信号を重畳し、光パス２を介して伝送する光信号に対して「パスＩＤ＝２」を表す監視信号を重畳する。監視信号は、この実施例では、周波数変調方式で光信号に重畳される。

光伝送装置は、受信系（光受信装置）に、光信号に重畳されている監視信号を検出してパスＩＤを取得するための信号検出回路１４を有する。信号検出回路１４は、周波数変調信号検出器の一例である。光伝送装置は、図１に示す実施例では、光分岐挿入装置６〜８および波長クロスコネクト９に相当する。ただし、信号検出回路１４は、必ずしも全ての光伝送装置に設ける必要はなく、また、１つの光伝送装置に対して複数の信号検出回路１４を設けても良い。また、信号検出回路１４は、光伝送装置内に内蔵されていてもよいし、光伝送装置に着脱可能に接続されるようにしてもよい。更に、信号検出回路１４は、ＷＤＭ伝送装置２〜５に設けられてもよい。

図２は、ＷＤＭ伝送装置の構成例を示すブロック図である。図２に示すＷＤＭ伝送装置２０は、図１に示す例では、ＷＤＭ伝送装置２〜５に相当する。ＷＤＭ伝送装置２０は、例示的に、光送信系の一例として、光送信器２１−１〜２１−ｎとマルチプレクサ２２とを備え、光受信系の一例として、光受信器２３−１〜２３−ｎとデマルチプレクサ２４とを備える。

各光送信器２１−１〜２１−ｎは、入力データ列でキャリア光を変調することにより光信号を生成する。ここで、光送信器２１−１〜２１−ｎが使用するキャリア光の波長λ１〜λｎ（すなわち、光周波数）は、互いに異なっている。また、光信号を送信する光送信器２１−１〜２１−ｎには、ネットワーク管理システム１０によりパスＩＤが割り当てられる。パスＩＤは、監視信号として対応する光送信器２１−１〜２１−ｎに与えられる。監視信号は、例えば、所定長のコードである。この場合、各光パスを識別するコードは、図２０に示す検出器に接続して用いる場合においては、互いに直交している。また、監視信号は、互いに異なる周波数のトーン信号であってもよい。トーン信号は、特に限定されるものではないが、例えば、正弦波信号である。なお、監視信号の速度（コードのビットレート、トーン信号の周波数など）は、データ列の速度と比較して十分に低速である。

光送信器２１−１〜２１−ｎは、周波数変調方式で光信号に監視信号を重畳することができる。すなわち、光送信器２１−１〜２１−ｎは、周波数変調方式で監視信号が重畳された光信号を出力することができる。そして、マルチプレクサ２２は、光送信器２１−１〜２１−ｎから出力される光信号を多重化してＷＤＭ信号を生成する。

なお、光送信器２１−１〜２１−ｎによる主信号データ列の変調方式は、互いに同じでもよいし異なっていてもよい。例えば、光送信器２１−１がＱＰＳＫ変調光信号を送信し、光送信器２１−２が１６ＱＡＭ変調光信号を送信してもよい。また、光送信器２１−１〜２１−ｎから出力される光信号のシンボルレートまたはビットレートは、互いに同じでもよいし異なっていてもよい。

デマルチプレクサ２４は、伝送路を介して受信するＷＤＭ信号を波長分離し、光受信器２３−１〜２３−ｎにそれぞれ対応する波長の光信号を出力する。光受信器２３−１〜２３−ｎは、それぞれ対応する光信号を復調してデータ列を再生する。

図３は、監視信号を重畳する機能を備える光送信器の構成例を示すブロック図である。図３に示す光送信器は、例えば図２に示す光送信器２１−１〜２１−ｎの実施例である。ただし、光信号に周波数変調方式で監視信号を重畳する構成は、図３に示す構成または方法に限定されない。

図３（ａ）に示す光送信器は、周波数チューナブルレーザ光源３１および光変調器３２を有する。周波数チューナブルレーザ光源３１は、周波数制御信号に応じた発振周波数で連続光を生成する。よって、周波数制御信号として監視信号を与えることにより、周波数チューナブルレーザ光源３１は、監視信号に応じた発振周波数で連続光を生成することができる。光変調器３２は、周波数チューナブルレーザ光源３１により生成される連続光を送信データ列で変調する。この結果、周波数変調方式で監視信号が重畳された光信号が生成される。

図３（ｂ）に示す光送信器は、デジタル信号処理で周波数変調を実現する。すなわち、マッピング回路３３は、送信データ列をＩ成分データ列およびＱ成分データ列にマッピングする。積算回路３４は、監視信号を積分する。なお、図３（ｂ）に示す構成では、監視信号ｆ(t)は、コードまたはトーン信号の振幅時間波形を表すデジタルデータ列である。そして、積算回路３４は、積分結果として、下記の位相情報θ(t)を出力する。
θ(t)＝∫2πf(t)dt
ｍｏｄ２π回路３５は、積算回路３４の出力値を０〜２πの範囲内の値に変換する。ただし、積算回路３４の値域が０〜２πとなるように設計されている場合は、ｍｏｄ２π回路３５は省略可能である。

回転演算回路３６は、下記の演算により、位相情報θ(t)を利用してＩ成分データ列およびＱ成分データ列を回転させる。Ｉ、Ｑは、回転演算回路３６の入力データである。また、Ｉ’、Ｑ’は、回転演算回路３６の出力データである。
Ｉ’＝Ｉcosθ(t)−Ｑsinθ(t)
Ｑ’＝Ｉsinθ(t)＋Ｑcosθ(t)

回転演算回路３６により得られるデータＩ’およびデータＱ’は、それぞれＤ／Ａ変換器３７によりアナログ信号に変換されて光変調器３８に与えられる。そして、光変調器３８は、レーザ光源３９から出力される連続光をデータＩ’およびデータＱ’で変調することにより変調光信号を生成する。この結果、周波数変調方式で監視信号が重畳された光信号が生成される。

図４は、周波数変調について説明する図である。図４は、時刻Ｔ０、Ｔ１〜Ｔ４における光送信器の時間分解出力スペクトルを示している。それぞれの時刻における出力光スペクトルの広がりは、送信データ列による変調に従って生じるスペクトル広がりを表しており、光主信号の変調方式や変調速度に応じてさまざまな幅や形状をとり得る。光送信器から出力される光信号には、図３を参照しながら説明したように、周波数変調方式で監視信号が重畳されている。図４に示す例では、監視信号はデジタルコードであり、時刻Ｔ１〜Ｔ４において光信号に重畳されるコードは「０１１０」である。また、光送信器が使用するキャリア光の中心周波数はｆcである。

時刻Ｔ０においては、光信号に監視信号が重畳されていない。この場合、光送信器は、光信号の中心周波数をシフトさせない。したがって、時刻Ｔ０に出力される光信号のスペクトルの中心周波数は、ｆcである。

時刻Ｔ１においては、光信号に「０」が重畳される。この場合、この実施例では、光送信器は、光信号の周波数を−Δｆだけシフトさせる。したがって、時刻Ｔ１に出力される光信号のスペクトルの中心周波数は、ｆc−Δｆである。

時刻Ｔ２においては、光信号に「１」が重畳される。この場合、この実施例では、光送信器は、光信号の周波数を＋Δｆだけシフトさせる。したがって、時刻Ｔ２に出力される光信号のスペクトルの中心周波数は、ｆc＋Δｆである。同様に、時刻Ｔ３に出力される光信号のスペクトルの中心周波数はｆc＋Δｆであり、時刻Ｔ４に出力される光信号のスペクトルの中心周波数はｆc−Δｆである。

周波数シフトΔｆは、キャリア光の周波数と比較して十分に小さい。また、Δｆは、ＷＤＭ伝送システムの隣接チャネルと干渉しないように決定される。例えば、ＩＴＵ−Ｔで規定されている５０ＧＨｚ／１００ＧＨｚ周波数グリッド上に波長チャネルが配置されるＷＤＭ伝送システムでは、Δｆは、特に限定されるものではないが、１ＭＨｚ〜１ＧＨｚ程度とする。

図４に示す例では、監視信号が「０」および「１」であるときの周波数シフトがそれぞれ「−Δｆ」および「＋Δｆ」であるが、この方式に限定されるものではない。例えば、監視信号が「０」および「１」であるときの周波数シフトがそれぞれ「＋Δｆ」および「−Δｆ」であってもよい。また、監視信号が「０（または、１）」であるときの周波数シフトをゼロとし、監視信号が「１（または、０）」であるときに光周波数をシフトするようにしてもよい。さらに、監視信号は、２値以外の多値周波数シフトキーイングで光信号に重畳してもよい。

なお、図４に示す例では監視信号がデジタル信号であるが、監視信号がアナログ信号である場合も、光周波数をシフトさせる方法は実質的に同じである。ただし、監視信号がアナログ信号である場合には、周波数シフト量は、離散的ではなく、連続的に変化する。

図５は、周波数変調信号の検出について説明する図である。ここでは、光信号は、データ信号および監視信号を伝送する。監視信号は、上述したように、周波数変調方式で光信号に重畳されている。すなわち、監視信号は、周波数変調信号（または、ＦＳＫ信号）の一例である。よって、以下の記載では、監視信号を「ＦＳＫ−ＳＶ信号」と呼ぶことがある。なお、この光信号の中心波長は、λcである。

上述の光信号からＦＳＫ−ＳＶ信号を検出する回路は、例えば、図５（ａ）に示すように、光フィルタ４１、受光器（ＰＤ）４２、ＤＣ除去コンデンサ４３、検出器４４を有する。そして、入力光信号は、光フィルタ４１に導かれる。

入力光信号には、上述したように、周波数変調方式でＦＳＫ−ＳＶ信号が重畳されている。このため、この光信号の中心波長は、図５（ｂ）に示すように、ＦＳＫ−ＳＶ信号に応じて、λc−Δλとλc＋Δλとの間で変動する。なお、図５（ｂ）は、光信号のスペクトラムおよび光フィルタ４１の透過帯を示している。

受光器４２は、光フィルタ４１の出力光（すなわち、光フィルタ４１によりフィルタリングされた光信号）を電気信号に変換する。この電気信号は、光フィルタ４１の出力光のパワーを表す。ここで、光フィルタ４１の出力光のパワーは、図５（ｂ）に示す斜線領域の面積で表される。すなわち、光フィルタ４１の出力光のパワーは、光信号の中心波長がλc−ΔλであるときはＰ１で表され、光信号の中心波長がλc＋ΔλであるときはＰ２で表される。

ＤＣ除去コンデンサ４３は、受光器４２により生成される電気信号からＤＣ成分を除去する。したがって、ＤＣ除去コンデンサ４３から出力される電気信号は、振幅成分に変換されたＦＳＫ−ＳＶ信号を表す。なお、データ信号は、例えば、受光器４２の電気帯域制限（高域側）、または、不図示の低域通過フィルタによって平均化されているものとする。或いは、受光器４２の動作速度がデータ信号のシンボルレートに対して十分に低速である場合には、データ信号は受光器４２によって平均化される。平均化されたデータ信号は、実質的に、ＤＣ除去コンデンサ４３により除去される。そして、検出器４４は、ＤＣ除去コンデンサ４３の出力信号からＦＳＫ−ＳＶ信号を検出する。

ところが、入力光信号は、ＡＭ雑音を含んでいる。ＡＭ雑音は、例えば、光送信器と光受信器との間の伝送路において光信号に付加される。したがって、検出器４４に入力される信号Ｐは、下式で表される。なお、２×Ｐsvは、ＦＳＫ−ＳＶ信号に起因する振幅成分を表す。また、２×Ｐam_noiseは、ＡＭ雑音を表す。なお、ここでは、便宜的に２倍を掛けた表現にしている。
Ｐ＝２×（Ｐsv＋Ｐam_noise）

検出器４４は、信号Ｐから２×Ｐsvを検出することによりＦＳＫ−ＳＶ信号を検出する。したがって、Ｐsvに対してＰam_noiseが小さければ、検出器４４は、ＦＳＫ−ＳＶ信号を精度良く検出できる。

Ｐsvの大きさは、ＦＳＫ−ＳＶ信号の周波数変動幅（図４に示す例では、Δｆ）に依存する。ところが、ＦＳＫ−ＳＶ信号の周波数変動幅が大きいときは、光信号によって伝送されるデータの品質（例えば、誤り率）が劣化するおそれがある。このため、ＦＳＫ−ＳＶ信号の周波数変動幅は、データの品質が劣化しないように小さく制御される。そうすると、Ｐsvを大きくするには限界がある。すなわち、Ｐam_noiseに対してＰsvを十分に大きくすることには限界がある。

図６は、ＦＳＫ−ＳＶ信号の振幅成分およびＡＭ雑音のパワーについてのシミュレーション結果を示す。横軸は、光信号の中心周波数と光フィルタ４１の透過帯の中心周波数との差分（すなわち、オフセット周波数）を表す。ＦＳＫ−ＳＶ信号の周波数変動幅は、１００ＭＨｚである。ＡＭ雑音の変調深さ（modulation depth）は、２パーセントである。光フィルタ４１の透過帯の幅は、２０ＧＨｚである。

このシミュレーションによれば、ＡＭ雑音に対して、ＦＳＫ−ＳＶ信号の振幅成分は小さい。例えば、ＦＳＫ−ＳＶ信号の振幅成分が最大となるようにオフセット周波数が制御されたときであっても、ＦＳＫ−ＳＶ信号の振幅成分は、ＡＭ雑音よりも約７ｄＢも小さい。したがって、図５（ａ）に示す検出回路では、ＦＳＫ−ＳＶ信号を感度よく検出することは困難である。

図７は、一実施形態に係る周波数変調信号検出器としての非対称干渉計型ＦＳＫ−ＳＶ信号検出器の構成例を示すブロック図である。図７に示す非対称干渉計型ＦＳＫ−ＳＶ信号検出器は、例示的に、光フィルタ５１、光伝搬路５２，５４Ａ，５４Ｂ，５７Ａ，５７Ｂ，６１、光分岐部５３、光位相調整部５５、光遅延部５６、光合流部５８、モニタＰＤ５９、制御回路６０、光電変換器６２及び信号変換器６３を備える。

光フィルタ５１は、例えば帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）であり、例示的に、図５（ｂ）に示した透過帯を有する。すなわち、ＢＰＦ５１は、例示的に、中心波長λcよりも長波長側（あるいは短波長側でもよい）にシフトした波長に透過帯の中心波長を有し、入力ＷＤＭ光信号のうち１波長の光信号帯域（スペクトラム）の一部を透過する帯域幅を有する。当該帯域幅は、例示的に、１波長の光信号帯域の半分よりも狭い帯域に設定してよい。ＢＰＦ５１を透過した光は、ＦＳＫ−ＳＶ信号に比例する強度変調信号成分を含む。なお、ＢＰＦ５１の出力光のパワーも、既述の光フィルタ４１と同様に、図５（ｂ）に示す斜線領域の面積で表される。すなわち、ＢＰＦ５１の出力光のパワーは、光信号の中心波長がλc−ΔλであるときはＰ１で表され、光信号の中心波長がλc＋ΔλであるときはＰ２で表される。

光伝搬路５２は、ＢＰＦ５１を透過した光信号を光分岐部５３に導く。当該光伝搬路５２を伝搬する光信号は、強度変調成分及び周波数変調成分を含む光信号である。なお、光伝搬路５２には、光ファイバや光導波路を適用することができる。他の光伝搬路５４Ａ，５４Ｂ，５７Ａ，５７Ｂ及び６１についても同様である。

光分岐部５３は、光伝搬路５２から入力された光信号を２分岐して光伝搬路５４Ａ及び５４Ｂへ出力する。光分岐部５３は、例示的に、２入力２出力の光カプラを用いて実現してよい。この場合、当該光カプラの入力ポートの１つは、空きポートでよい。

光伝搬路５４Ａは、光分岐部５３で分岐された光信号の一方を光位相調整部５５に導く。また、伝搬路５４Ｂは、光分岐部５３で分岐された光信号の他方を光遅延部５６に導く。

光位相調整部５５は、光伝搬路５４Ａから入力される光信号の位相を調整する。当該調整は、モニタＰＤ５９でモニタされる、光合流部５８の出力光パワーに応じて、制御回路６０によって制御される。当該制御の詳細については後述する。

光遅延部５６は、光伝搬路５４Ｂから入力される光信号を遅延させる。遅延時間は、例示的に、ＦＳＫ−ＳＶ信号周期の約１／１０に設定される。光遅延部５６は、例示的に、光ファイバによる遅延線を用いて実現できる。例えば、ＦＳＫ−ＳＶ信号が１ＭＨｚ相当で、最大周波数偏移が１００ＭＨｚの場合、光ファイバによる遅延線２０ｍで、線形な周波数変化を仮定すると、ＦＳＫ−ＳＶ信号の周波数変化点において約π／１０の位相差（図８の上段参照）を発生させることができる。

光伝搬路５７Ａ及び５７Ｂは、それぞれ、光位相調整部５５及び光遅延部５６から出力される光信号を光合流部５８に導く。

光合流部５８は、各光伝搬路５７Ａ及び５７Ｂから入力される光信号を干渉させて干渉光を光伝搬路６１へ出力する。干渉光の一部はモニタＰＤ５９へ分岐される。光合流部５８は、例示的に、２入力２出力の光カプラを用いて実現できる。

上述の光分岐部５３、光伝搬路５４Ａ，５４Ｂ，５７Ａ，５７Ｂ、光位相調整部５５、光遅延部５６、及び、光合流部５８は、非対称型の光干渉計５０の一例を成す。

モニタＰＤ５９は、光合流部５８から入力される光信号のパワーに応じた電気信号を生成して制御回路６０に出力する。

制御回路６０は、モニタＰＤ５９でモニタされたパワーに応じて光位相調整部５５による位相調整量を制御する。当該制御は、例示的に、各光伝搬路５７Ａ及び５７Ｂから光合流部５８に入力される光信号のＦＳＫ−ＳＶ信号成分の値に差異がある時間部分（ＦＳＫ−ＳＶ信号パルスの変化点）において、光が光電変換器６１へ出力するようになされる。

光伝搬路６１は、光合流部５８から出力される光を光電変換器６２に導く。

光電変換器６２は、光伝搬路６１から入力される光を電気信号に変換する。当該電気信号は、ＦＳＫ−ＳＶ信号パルスの周波数変化点（立上り及び立下り）を示す電気信号であり、送信側で重畳されたＦＳＫ−ＳＶ信号の電気信号の２倍の信号速度を有する。

信号変換器６３は、光電変換器６２から入力される、ＦＳＫ−ＳＶ信号パルスの変化点を示す電気信号から送信側で重畳されたＦＳＫ−ＳＶ信号のパルス情報を再生して、ＦＳＫ−ＳＶ信号を再生する。

上述した非対称干渉計型ＦＳＫ−ＳＶ信号検出器では、まず、ＢＰＦ５１にて、入力ＷＤＭ光信号から、１波長の信号帯域の一部（当該信号帯域の半分よりも狭い帯域）の光信号が切り出される。切り出された光信号は、１波長の光信号の中心波長から長波長側（あるいは短波長側）にシフトした波長に中心波長を有する。

次いで、ＢＰＦ５１によって切り出された（ＢＰＦ５１を透過した）光信号は、光伝搬路５２を通じて光分岐部５３に入力される。光分岐部５３は入力された光信号を２分岐して、一方を光位相調整部５５へ出力し、他方を光遅延部５６へ出力する。

光遅延部５６に入力された光信号は、例示的に、ＦＳＫ−ＳＶ信号の信号周期の約１／１０だけ遅延されて光合流部５８へ出力される。光位相調整部５５に入力された光信号は、既述の位相調整を受けた後、光合流部５８に出力される。

図８の上段に、光合流部５８に入力される各光信号の時間に対する周波数変化の一例を示し、図８の下段に、光合流部５８の時間に対する出力光パワー変化の一例を示す。図８の上段において、実線で示す波形が光遅延部５６による遅延を受けていない光信号の波形に相当し、点線で示す波形が光遅延部５６による遅延を受けた光信号の波形に相当する。各光信号は、遅延の有無によって、相対的に約π／１０の位相差を有する。

図８に例示するように、光合流部５８は、ＦＳＫ−ＳＶ信号成分の値に差異がある時間部分（ＦＳＫ−ＳＶ信号パルスの変化点）において光を出力する。別言すると、光遅延部５６による遅延を受けた光信号と遅延を受けない光信号との平均位相差に応じた光パワー変動が光合流部５８の出力に現れる。例えば、ＦＳＫ−ＳＶ信号成分（周波数成分）の差が最大のタイミングにおいて出力光パルスのピークが発生する。

光合流部５８から上述のごとく出力された光パルスは、光伝搬路６１を通じて光電変換器６２に出力され、光電変換器６２において電気信号に変換される。当該電気信号は、ＦＳＫ−ＳＶ信号パルスの周波数変化点を示す電気信号であり、信号変換器６３にて、送信側で重畳されたＦＳＫ−ＳＶ信号のパルス情報が再生されて、ＦＳＫ−ＳＶ信号が再生される。

図９に、送信ＦＳＫ−ＳＶ信号（電気信号）の波形例（下段）と、上述したＦＳＫ−ＳＶ信号パルスの周波数変化点を示す電気信号の波形例（上段）とを示す。図９は、送信ＦＳＫ−ＳＶ信号のビットレートが１Ｍｂ／ｓであり、周波数偏差が１００ＭＨｚの場合の波形例を例示している。図９の下段と上段の波形を比較すれば分かるように、送信ＦＳＫ−ＳＶ信号パルスの周波数変化点（立上り及び立下り）においてピークを有する検出信号が得られる。比較例として、図１０に、ＢＰＦ５１を設けない場合の図９相当の波形例を示す。図１０に例示するように、送信ＦＳＫ−ＳＶ信号パルスの周波数変化点（立上り及び立下り）においてパルスが出力されるが、当該パルスはノイズが大きいためＦＳＫ−ＳＶ信号を精度良く再生するのは困難である。

図１１に、ＢＰＦ５１の透過帯域を２０ＧＨｚ、オフセット周波数を１０ＧＨｚに設定した場合の光電変換器６２の出力波形例を示す。なお、図１１の横軸は周波数を表し、縦軸はパワーを表す。図１１に例示するように、ＡＭ雑音（変調度２％）よりも、ＦＳＫ−ＳＶ信号の２倍波が２０ｄＢ以上大きい。すなわち、図６の例に比べて、ＦＳＫ−ＳＶ信号パワーとＡＭ雑音パワーとの比（ＳＮ比）が約３０ｄＢ改善することが分かる。

図１２に、本実施形態のＦＳＫ−ＳＶ信号検出器で利用できる光量と、従来のＦＳＫ−ＳＶ信号検出器で利用できる光量との違いを、概念図で示す。図１２（ｂ）に例示するように、従来のＦＳＫ−ＳＶ信号検出器では、ＦＳＫ−ＳＶ信号として検出できる光パワー変動量は、縦線枠で示す部分×Ｔ（Ｔ＝ＳＶ信号周期）であり、ＳＶ信号１周期内で利用できる光量は概一定で、光量自体が小さい。これに対し、図１２（ａ）に例示するように、本実施形態のＦＳＫ−ＳＶ信号検出器では、ＦＳＫ−ＳＶ信号として検出できる光パワー変動量は、縦線枠で示す部分×Ｔｐ（Ｔｐ＝ＳＶ信号周期内で発生するパルス信号幅）である。なお、Ｔｐ＜Ｔ／１０である。すなわち、本実施形態のＦＳＫ−ＳＶ信号検出器では、パルス動作ではあるが、瞬間的に光フィルタ５１を透過する全光量を利用できる。そのため、パルス出力時以外の光出力をほぼゼロにすることで、従来のＦＳＫ−ＳＶ信号検出器よりも大きな瞬時値の信号を得ることができる。したがって、ＡＭ雑音などの影響を従来よりも低減できる。

（制御回路６０による光位相調整制御）
次に、上述した制御回路６０による光位相調整部５５の制御の一例について説明する。概略すると、制御回路６０は、モニタＰＤ５９の平均出力パワーが最大になるように光位相調整部５５を制御することで、光合流部５８から出力される光信号のＳＮ比を最大化することが可能である。

図７に例示した光干渉計５０では、光分岐部５３から光合流部５８へ至る２つの光経路を通過した光信号の位相差が２πの整数倍の場合に、光合流部５８のモニタＰＤ５９と接続されたポート（以下「モニタポート」と称することがある。）に全ての光が出力される。これに対し、２つの光信号の位相差が２πの整数倍でない光成分は、光合流部５８の光電変換器６２が接続されたポートに出力される。したがって、以下の４つのケースが考えられる。
（１）光干渉計５０の２つの光経路の位相差が２πの整数倍で、かつ、光合流部５８で合流する２つの光信号の周波数が同じであるケース。このケースでは、光合流部５８のモニタポートに光が出力される。
（２）光干渉計５０の２つの光経路の位相差が２πの整数倍で、かつ、光合流部５８で合流する２つの光信号の周波数が異なるケース。このケースでは、光合流部５８の光電変換器６１が接続されたポートに光が出力される。
（３）光干渉計５０の２つの光経路の位相差が２πの整数倍で無く、かつ、光合流部５８で合流する２つの光信号の周波数が同じであるケース。このケースでは、光合流部５８のモニタポート及び光電変換器６２が接続されたポートのそれぞれに光が出力され得る。
（４）光干渉計５０の２つの光経路の位相差が２πの整数倍で無く、かつ、光合流部５８で合流する２つの光信号の周波数が異なるケース。このケースでは、光合流部５８のモニタポート及び光電変換器６２が接続されたポートのそれぞれに光が出力され得る。

つまり、光干渉計５０の２つの光経路の位相差が２πの整数倍で無い場合には、光合流部５８で合流する２つの光信号の周波数差の有無によらず、光合流部５８のモニタポートと光電変換器６２が接続されたポートとの双方に光が出力され得る。そのため、周波数変化点での光信号検出のＳＮが劣化する。当該劣化を避けるため、例えば、光合流部５８で合流する２つの光信号の光位相条件を光位相調整部５５により調整する。

光位相調整部５５は、例示的に、光信号を伝搬させる媒体（光導波路や光ファイバなど）で、かつ、光の位相を、この媒体の屈折率を変化させることによって調整する。温度変化で媒体の屈折率を調整する場合には、光導波路や光ファイバの温度を近接するヒーター及びペルチェ素子などを用いて変化させることができる。また、光導波路を電気光学効果のある材料で構成すると、印加電圧を変化させることで、光の位相を調整できる。

また、光遅延部５６により一方の光信号に与えられる遅延時間の最適値は、ＦＳＫ−ＳＶ信号の変調周期（Ｔ）と、光信号の周波数変調の立上り／立下がり時間（ｔｒ／ｔｆ）とによって決まる。その最適な状態（光合流部５８の光電変換器６２へのポートに良好なＳＮの光信号が出力される時）では光信号のＳＮが最大になる。そのため、光信号の周波数変調の立上り／立下がり時間（ｔｒ／ｔｆ）が周波数変調周期（Ｔ）に対して十分小さい場合、つまり、（ｔｒ＋ｔｆ）＜＜Ｔの場合には、光干渉計５０に入力される光信号のパワーは時間的にほぼ一定なので、モニタポートの出力はおおよそで（Ｔ−（ｔｒ＋ｔｆ））／Ｔ×（光干渉計５０への入力パワー）の値に近づき出力が最大になる。

例えば、ＦＳＫ−ＳＶ信号のビットレートが１Ｍｂ／Ｓであり、ＦＳＫ−ＳＶ信号の変調周期が１０００ｎｓであるとして、シミュレーション計算を行なうと、図１３に示すように、遅延時間を１３０ｎｓにした場合に、得られる光信号のＳＮが最良になる。この時に、光合流部５８のモニタポートの平均出力が最大になる。なお、最適な遅延時間は、ＦＳＫ−ＳＶ信号のビットレートに応じて変化する。そのため、制御回路６０は、光合流部５８のモニタポートの平均出力が最大になるように光位相調整部５５を制御することで、得られる光信号のＳＮを最大にでき得る。

また、図１４に例示するように、図７に例示した光干渉計５０において、２つの光経路を通過した各光信号の位相差が２πの整数倍である場合に、得られる光信号のＳＮが最良になり、この時に、光合流部５８のモニタポートの平均出力が最大になる。したがって、制御回路６０は、当該モニタポートの平均出力が最大になるように光位相調整部５５を制御することで、得られる光信号のＳＮを最大にでき得る。

（第１変形例）
図１５は、上述した実施形態の第１変形例に係る非対称干渉計型ＦＳＫ−ＳＶ信号検出器の構成例を示すブロック図である。図１５に示す非対称干渉計型ＦＳＫ−ＳＶ信号検出器は、図７に例示した構成を偏波ダイバーシティ構成にしたものに相当する。すなわち、図１５に例示する信号検出器は、ＢＰＦ５１の後段に偏光分離素子６４を備え、偏光分離素子６４にてＢＰＦ５１の通過光を直交する２つの偏波成分に分離し、それぞれの偏波成分に対して図７に点線枠Ａで示すブロックによる信号処理を実施する。

偏光分離素子６４には、例示的に、複屈折性結晶や、多層膜コーティングプリズムを用いた偏波分離ビームスプリッタなどを用いて実現できる。偏光分離素子６４で分離された偏波成分の一方（例えば図１５の紙面上下方向に電界の振動方向を有する偏波成分）は、光伝搬路６５Ａを通じて一方の光分岐部５３Ａに導かれる。偏光分離素子６４で分離された偏波成分の他方（例えば図１５の紙面垂直方向に電界の振動方向を有する偏波成分）は、光伝搬路６５Ｂを通じて他方の光分岐部５３Ｂに導かれる。

光分岐部５３Ａ及び５３Ｂは、それぞれ、図７に例示した光分岐部５３と同一若しくは同様のものであり、偏光分離素子６４で分離された偏波成分の一方を２分岐する。光分岐部５３Ａで２分岐された一方の偏波成分の光は、光伝搬路５４Ａ及び５４Ｂを通じて一方の偏波成分に対応した光位相調整部５５Ａ及び光遅延部５６Ａに入力される。

光位相調整部５５Ａ及び光遅延部５６Ａは、それぞれ、図７に例示した光位相調整部５５及び光遅延部５６と同一若しくは同様のものである。したがって、光位相調整部５５Ａ及び光遅延部５６Ａにより、一方の偏波成分を光分岐部５３Ａで分岐した２つの光信号に対して既述のとおりの相対的な位相差が与えられる。当該位相差は、既述のように、モニタＰＤ５９Ａの平均出力パワーが最大となるように制御回路６０Ａによって制御（調整）される。

光位相調整部５５Ａ及び光遅延部５６Ａの各出力光は、それぞれ対応する光伝搬路５７Ａ及び５７Ｂを通じて光合流部５８Ａに入力される。光合流部５８Ａは、図７に例示した光合流部５８と同一若しくは同様のものである。したがって、光合流部５８Ａは、一方の偏波成分について図８及び図９に例示したようにＦＳＫ−ＳＶ信号の周波数変化点に応じた光パルスを出力する。当該光パルスは、光伝搬路６１Ａを通じて光電変換器６２Ａへ導かれる。

光電変換器６２Ａは、図７に例示した光電変換器６２と同一若しくは同様のものである。したがって、光電変換器６２Ａは、一方の偏波成分について光合流部５８Ａから出力される光パルスを電気信号に変換して、ＦＳＫ−ＳＶ信号パルスの周波数変化点を示す電気信号を得る。

一方、光分岐部５３Ｂで２分岐された一方の偏波成分の光は、光伝搬路５４Ａ及び５４Ｂを通じて他方の偏波成分に対応した光位相調整部５５Ｂ及び光遅延部５６Ｂに入力される。

光位相調整部５５Ｂ及び光遅延部５６Ｂは、それぞれ、図７に例示した光位相調整部５５及び光遅延部５６と同一若しくは同様のものである。したがって、光位相調整部５５Ｂ及び光遅延部５６Ｂにより、他方の偏波成分を光分岐部５３Ｂで分岐した２つの光信号に対して既述のとおりの相対的な位相差が与えられる。当該位相差は、既述のように、モニタＰＤ５９Ｂの平均出力パワーが最大となるように制御回路６０Ｂによって制御（調整）される。

光位相調整部５５Ｂ及び光遅延部５６Ｂの各出力光は、それぞれ対応する光伝搬路５７Ａ及び５７Ｂを通じて光合流部５８Ｂに入力される。光合流部５８Ｂは、図７に例示した光合流部５８と同一若しくは同様のものである。したがって、光合流部５８Ｂは、他方の偏波成分について図８及び図９に例示したようにＦＳＫ−ＳＶ信号の周波数変化点に応じた光パルスを出力する。当該光パルスは、光伝搬路６１Ｂを通じて光電変換器６２Ｂへ導かれる。

光電変換器６２Ｂは、図７に例示した光電変換器６２と同一若しくは同様のものである。したがって、光電変換器６２Ｂは、他方の偏波成分について光合流部５８Ｂから出力される光パルスを電気信号に変換して、ＦＳＫ−ＳＶ信号パルスの周波数変化点を示す電気信号を得る。

各偏波成分に対応した光電変換器６２Ａ及び６２Ｂで得られた電気信号は、電気信号合流部６６にて電流を合流し、信号変換器６３に入力される。信号変換器６３は、図７に例示した信号変換器６３と同一若しくは同様のものであり、ＦＳＫ−ＳＶ信号パルスの周波数変化点を示す電気信号から、送信側で重畳されたＦＳＫ−ＳＶ信号のパルス情報を再生して、ＦＳＫ−ＳＶ信号を再生する。

以上のように、偏波ダイバーシティ構成の非対称干渉計型ＦＳＫ−ＳＶ信号検出器は、偏光分離素子６４で分離された各偏波成分のそれぞれに対して同等の信号処理を行なうため、少なくとも、光学部品部分は２系統の処理になる。

また、偏光分離素子６４と光電変換器６２Ａ及び６２Ｂとの間の光伝搬路には、対応する偏波成分の偏波状態を保持する光学系、例えば、偏波面保持光ファイバなどを用いるとよい。さらに、２系統の光干渉計の制御は、各偏波成分について光遅延量を同等にすることを除いて、個別制御で良い。ただし、当該制御（制御回路６０Ａ及び６０Ｂ）は、各偏波成分に共通としても構わない。

ＦＳＫ−ＳＶ信号検出器を偏波ダイバーシティ構成にすることで、各偏波成分についての光信号処理になるため、偏波ダイバーシティ構成でない通常構成の場合に生じる光学部内部（光伝搬経路内）での偏波状態変化による光の干渉状態の変動が抑圧される。したがって、通常構成の場合よりも安定してＦＳＫ−ＳＶ信号を受信することができる。

（第２変形例）
図１６は、上述した実施形態の第２変形例に係る非対称干渉計型ＦＳＫ−ＳＶ信号検出器の構成例を示すブロック図である。図１６に例示する非対称干渉計型ＦＳＫ−ＳＶ信号検出器は、図７に例示した構成に比して、光フィルタ５１に代えてエタロン型光フィルタ５１Ａを備える点が異なる。

エタロン型光フィルタ５１Ａは、図１７に例示するように、波長に対して周期的に変化する透過帯を有する。なお、図１７には、ＷＤＭ信号の各チャネルのスペクトラムを例示している。各チャネル（ｉ−１），ｉ，（ｉ＋１）のスペクトラムがそれぞれ実線および破線で２重に描かれているが、これは、ＦＳＫ−ＳＶ信号によってスペクトラムが変動している様子を表している。

入力ＷＤＭ信号の各チャネルは、例示的に、一定またはほぼ一定の波長間隔で配置される。非限定的な一例として、各チャネルは、５０ＧＨｚ間隔で配置される。そして、各チャネルの光信号にそれぞれＦＳＫ−ＳＶ信号が多重化されている。

エタロン型光フィルタ５１Ａは、図１７に例示するように、Δλ１間隔で透過帯を有する。なお、Δλ１は、入力ＷＤＭ信号の各チャネルが配置される間隔とほぼ同じである。

エタロン型光フィルタ５１Ａは、図１７に例示するように、ＷＤＭ信号の各チャネルのスペクトラムの中心波長の長波長側（あるいは短波長側でもよい）に対応する透過帯が配置されるように制御される。エタロン型光フィルタ５１Ａが上述のように制御されている場合、ＷＤＭ信号の各チャネルから抽出される成分は、図７及び図８に例示した実施形態と実質的に同じである。

したがって、光電変換器６２では、入力ＷＤＭ信号に含まれる各チャネル（ｉ）に重畳されたＦＳＫ−ＳＶ信号（Ｐsv_i）の周波数変化点を示す電気信号を合成した信号に相当する信号が得られる。よって、入力ＷＤＭ信号中の光信号からＦＳＫ−ＳＶ信号を精度良く検出できる。

図１８は、第２変形例に係る差動エンコーダの構成例を示すブロック図である。図１８に例示する差動エンコーダは、図２及び図３に例示した光送信器に適用可能である。例えば、図１８に例示する差動エンコーダによって差動エンコードされた信号ｂ_ｎを図３（ａ）及び図３（ｂ）に例示した光送信器での「監視信号」として用いることができる。

差動エンコーダは、例示的に、入力信号ａ_ｎを遅延させて遅延信号ａ_ｎ−１を出力する遅延素子６７と、入力信号ａ_ｎと遅延信号ａ_ｎ−１とに対し排他的論理輪演算（ＥＸ−ＯＲ）を施して差動エンコード信号ｂ_ｎを出力するＥＸ−ＯＲ回路６８とを備える。なお、図１９に、差動エンコーダの真理値テーブルを示す。差動エンコーダは、当該真理値テーブルに従って差動エンコード信号ｂ_ｎを生成、出力する。

図２０は、既述の信号変換器６３の構成例を示すブロック図である。信号変換器６３には、フロンドエンド部の受光器６９の出力（電気信号）が入力される。受光器６９は、例示的に、図７又は図１５に例示した構成において信号変換器６３の前段部分、あるいは、図１６に例示した構成を具備する。

ここで、信号変換器６３は、ＷＤＭ信号の各チャネルの光信号にそれぞれ多重化されているＦＳＫ−ＳＶ信号を検出することができる。

この例では、ＦＳＫ−ＳＶ信号は、互いに直交するコードで実現されている。また、ＷＤＭ信号は、ｍ個の波長チャネルを収容するものとする。この場合、信号変換器６３は、サンプリング器７１、シフトレジスタ７２−１〜７２−ｍ、相関器７３−１〜７３−ｍ、判定器７４−１〜７４−ｍを有する。なお、入力ＷＤＭ信号が図２に例示したＷＤＭ伝送装置により生成される場合は、好ましくは、ｍ＝ｎである。

サンプリング器７１は、受光器６９から出力される信号をサンプリングする。サンプリングクロックの周波数は、たとえば、ＦＳＫ−ＳＶ信号を表すコードのビットレート（または、チップレート）と同じである。そして、サンプリング器７１により得られるサンプルデータ列は、シフトレジスタ７２−１〜７２−ｍに導かれる。シフトレジスタ７２−１〜７２−ｍの長さは、ＦＳＫ−ＳＶ信号を表すコードのビット長と同じである。

相関器７３−１〜７３−ｍには、それぞれ、対応するコード１〜ｍが与えられる。コード１〜ｍは、例えば、図１に例示したＮＭＳ１０から与えられる。また、コード１〜ｍは、入力ＷＤＭ信号中の光信号にそれぞれ多重化されていることが期待されるコードである。そして、相関器７３−１〜７３−ｍは、それぞれ、コード１〜ｍとシフトレジスタ７２−１〜７２−ｍに保持されているサンプルデータ列との間の相関を計算する。なお、コード１〜ｍの内容は、固定的な情報では無く、信号変換器６３の同時信号処理の並列数を表す。図１に例示したＮＭＳ１０が管理するコード情報の総数は、一般的にｍより大きい。

判定器７４−１〜７４−ｍは、それぞれ、相関器７３−１〜７３−ｍにより計算された相関値と閾値とを比較する。そして、判定器７４−１〜７４−ｍは、この比較の結果に基づいて、コード１〜ｍが検出されたか否かを判定する。例えば、相関器７３−１により計算された相関値が閾値よりも高ければ、判定器７４−１は、入力ＷＤＭ信号のチャネル１からＦＳＫ−ＳＶ信号を抽出する。

以上のようにして、１箇所以上の送信側において、互いに直交するコードで実現された、ＷＤＭ光信号に含まれる各チャネルのＦＳＫ−ＳＶ信号を差動信号化して送信する。送信信号は、ＲＯＡＤＭにて適宜組み合わされたＷＤＭ光信号になり、そのＷＤＭ光信号に含まれる各チャネルのＦＳＫ−ＳＶ信号を、受光器６９で差動受信して電気信号に変換する。信号変換器６３は、この電気信号の状態で、元の互いに直交するコードに復元した電気信号を同時受信する（並列に受信処理する）ことができる。

（光伝送装置）
図２１は、ＦＳＫ−ＳＶ信号を検出する回路（信号検出器）を備える光伝送装置の一例を示す。図２１に示す光伝送装置は、例示的に、ＲＯＡＤＭ２００である。ＲＯＡＤＭ２００は、光アンプ２０１、光スプリッタ２０２、波長ブロッカ２０３、光スプリッタ２０４、光カプラ２０５、光アンプ２０６、信号検出回路２０７を有する。信号検出回路２０７は、図７、図１５、図１６、又は、図２０に例示した構成を具備する。

光アンプ２０１は、入力ＷＤＭ信号を増幅する。光スプリッタ２０２は、光アンプ２０１により増幅されたＷＤＭ信号を波長ブロッカ２０３に導くと共に、そのＷＤＭ信号を分岐してドロップ信号を生成する。ドロップ信号は、例えば、不図示の波長選択分岐器またはデマルチプレクサに導かれる。波長選択分岐器は、指定された波長をドロップ信号から選択してクライアント端末に導く。デマルチプレクサは、ドロップ信号を波長ごとに分離する。この場合、デマルチプレクサにより得られる複数の光信号の一部または全部がクライアント端末に導かれる。

波長ブロッカ２０３は、例えば、ネットワーク管理システム１０からの指示に応じて、入力ＷＤＭ信号中の指定された波長を通過させ、他の波長をブロックする。光スプリッタ２０４は、波長ブロッカ２０３から出力される光信号を分岐して光カプラ２０５および信号検出回路２０７に導く。光カプラ２０５は、光スプリッタ２０４から出力される光信号にアド信号を加えることにより、出力ＷＤＭ信号を生成する。アド信号は、例えば、クライアント端末から送信される。そして、光アンプ２０６は、光カプラ２０５により得られる出力ＷＤＭ信号を増幅する。なお、ＲＯＡＤＭ２００は、図２１に示す波長ブロッカ２０３の代わりに、波長選択スイッチを有する構成であってもよい。

信号検出回路２０７の動作は、図７〜図２０を参照して説明した通りである。すなわち、信号検出回路２０７は、光スプリッタ２０４から導かれてくるＷＤＭ信号の各チャネルのいずれかに重畳されたＦＳＫ−ＳＶ信号を検出する。

１ 光伝送システム
２〜５，２０ ＷＤＭ伝送装置
６〜８，２００ 光分岐挿入装置（ＲＯＡＤＭ：Reconfigurable Optical Add/Drop Multiplexer）
９ 波長クロスコネクト（ＷＸＣ：Wavelength Cross ConnectまたはＰＸＣ：Photonic Cross Connect）
１０ ネットワーク管理システム（ＮＭＳ）
１１〜１３ クライアント
１４ 信号検出回路（周波数変調信号検出器）
２１−１〜２１−ｎ 光送信器
２２ マルチプレクサ
２３−１〜２３−ｎ 光受信器
２４ デマルチプレクサ
３１ 周波数チューナブルレーザ光源
３２，３８ 光変調器
３３ マッピング回路
３４ 積算回路
３５ ｍｏｄ２π回路
３６ 回転演算回路
３７ Ｄ／Ａ変換器
３９ レーザ光源
４１ 光フィルタ
４２ 受光器
４３ ＤＣ除去コンデンサ
４４ 検出器
５０ 光干渉計
５１ 光フィルタ
５１Ａ エタロン型光フィルタ
５２，５４Ａ，５４Ｂ，５７Ａ，５７Ｂ，６１，６１Ａ，６１Ｂ，６５Ａ，６５Ｂ， 光伝搬路
５３，５３Ａ，５３Ｂ 光分岐部
５５，５５Ａ，５５Ｂ 光位相調整部
５６，５６Ａ，５６Ｂ 光遅延部
５８，５８Ａ，５８Ｂ 光合流部
５９ モニタＰＤ
６０ 制御回路
６２，６２Ａ，６２Ｂ 光電変換器
６３ 信号変換器
６４ 偏光分離素子
６６ 電気信号合流部
６７ 遅延素子
６８ 排他的論理和（ＥＸ−ＯＲ）回路
６９ 受光器
７１ サンプリング器
７２−１〜７２−ｍ シフトレジスタ
７３−１〜７３−ｍ 相関器
７４−１〜７４−ｍ 判定器
２０１，２０６ 光アンプ
２０２ 光スプリッタ
２０３ 波長ブロッカ
２０４ 光スプリッタ
２０５ 光カプラ
２０７ 信号検出回路

Claims (7)

1. 周波数変調方式で監視信号が重畳された光信号の波長のスペクトラムの中心波長からシフトした波長に透過帯の中心波長を有し、前記透過帯が前記スペクトラムの一部を透過するよう設定された光フィルタと、
   前記光フィルタを透過した光を分岐し、各分岐光に対して相対的な遅延差を与えた上で、前記各分岐光を干渉させることで、前記監視信号を検出する光干渉計と、
   を備えた、周波数変調信号検出器。
2. 前記光干渉計の出力光パワーをモニタするモニタと、
   前記モニタでモニタされた前記出力光パワーの時間的な平均値が最大となるように前記遅延差を調整する制御回路と、を更に備えた、請求項１に記載の周波数変調信号検出器。
3. 前記光フィルタの出力光を異なる偏波成分に分離する偏光分離素子を更に備え、
   前記光干渉計が前記偏波成分のそれぞれについて設けられた、請求項１又は２に記載の周波数変調信号検出器。
4. 前記光フィルタの前記透過帯が、前記波長の光信号のスペクトラムの半分よりも狭い帯域に設定されている、請求項１〜３のいずれか１項に記載の周波数変調信号検出器。
5. 前記光フィルタが、エタロン型光フィルタである、請求項１〜４のいずれか１項に記載の周波数変調信号検出器。
6. 前記遅延差が、前記監視信号の時間周期の１０分の１倍程度に設定される、請求項１〜５のいずれか１項に記載の周波数変調信号検出器。
7. 周波数変調方式で監視信号が重畳された光信号を受信する光受信装置であって、
   請求項１〜６のいずれか１項に記載の周波数変調信号検出器を備えた、光受信装置。

Images