JP6361276B2 - 光多重装置及び光ｏｆｄｍ信号の生成方法 - Google Patents

Description

本件は、光多重装置及び光ＯＦＤＭ信号の生成方法に関する。

通信の需要の増加に伴って、光ファイバの伝送帯域が最大限に活用されるように、光信号を高密度に多重する技術が研究されている。このような技術として、例えば、ナイキスト波長多重方式やコヒーレント光直交周波数分割多重（CO-OFDM: Coherent Optical-Orthogonal Frequency Divisional Multiplexer）方式が存在する。

ＣＯ−ＯＦＤＭ方式は、周波数軸上でスペクトル同士が隣接するサブキャリア信号間の直交性を利用することにより、サブキャリア信号間の干渉を抑制する。このため、ＣＯ−ＯＦＤＭ方式は、狭い周波数帯域に高密度でサブキャリア信号を多重することができるので、周波数利用効率の理論限界値（例えば、２値符号（強度変調方式）の場合は１（bit/Hz））の実現手段として期待されている。

ＣＯ−ＯＦＤＭ方式により多重された多重光信号（光ＯＦＤＭ信号）の生成には、隣接するサブキャリア信号の中心周波数の間隔が変調のシンボルレート（ボーレート）に等しくなるように、各サブキャリア信号の中心周波数を高精度に制御することが求められる。

これに対し、例えば非特許文献１には、高精度な周波数制御手段として、ＳＳＢ（Single Side Band）変調と、光ファイバ内の非線形光学効果である相互位相変調（XPM: Cross(X) Phase Modulation）とを利用する点が記載されている。

Robert Elschnert, Thomas Richtert, Tomoyuki Kato, Shigeki Watanabe, Colja Schubert, "Distributed Coherent Optical OFDM Multiplexing Using Fiber Frequency Conversion and Free-Running Lasers", OFC/NFOEC2012, PDP5C.8, 2012.

光ＯＦＤＭ信号を生成するには、さらに、隣接するサブキャリア信号間の直交性を保証するように、各サブキャリア信号のデータシンボルのタイミング、つまり変調タイミングの高精度な制御も求められる。サブキャリア信号間で変調タイミングに差分が生ずると、スペクトルが重複する周波数領域において隣接サブキャリア信号間の干渉が発生し、通信品質が低下する。

一方、無線通信に使用される電気的なＯＦＤＭ信号は、建物などによる電波の反射（マルチパス）の影響を低減するため、サブキャリア信号のシンボルレートが、光ＯＦＤＭ信号より低く抑えられている。このため、変調タイミング及び周波数の制御は、数ＧＨｚ帯までの周波数信号であれば駆動できるＤＳＰ（Digital Signal Processor（デジタル信号処理回路））の処理能力でも可能である。ＯＦＤＭ信号を生成手段として、ＤＳＰを用いることにより、ハードウェアの規模が低減される。

しかし、ＣＯ−ＯＦＤＭ方式では、有限な光ファイバの伝送帯域を最大限に活用して大容量伝送を実現するため、無線通信の場合とは異なり、例えば数十ＧＨｚの高いシンボルレートで変調が行われる。このため、変調タイミング及び周波数の制御に要求される処理能力は、ＤＳＰの処理能力を上回り、ＤＳＰを用いて光ＯＦＤＭ信号を生成することは困難である。

これに対し、高精度な周波数の制御手段として、例えばＸＰＭ及びＳＳＢ変調などが存在するが、サブキャリア信号の変調タイミングの高精度な制御手段は存在しない。したがって、サブキャリア信号同士の干渉を抑制することができないという問題がある。

そこで本件は上記の課題に鑑みてなされたものであり、サブキャリア信号同士の干渉が抑制された光ＯＦＤＭ信号を生成する光多重装置及び光ＯＦＤＭ信号の生成方法を提供することを目的とする。

本明細書に記載の光多重装置は、第１サブキャリア信号に隣接するように第２サブキャリア信号を多重することにより、光ＯＦＤＭ信号を生成する装置であり、前記光ＯＦＤＭ信号から、前記第１サブキャリア信号及び前記第２サブキャリア信号のスペクトル同士のクロスポイントの周波数成分を含む所定の帯域幅の光成分を抽出して、前記光成分のパワーを検出する検出部と、前記検出部が検出したパワーが最小値となるように、または所定の閾値を下回るように、前記第２サブキャリア信号のデータシンボルのタイミングを制御する制御部とを有する。

本明細書に記載の光ＯＦＤＭ信号の生成方法は、第１サブキャリア信号に隣接するように第２サブキャリア信号を多重することにより、光ＯＦＤＭ信号を生成する光ＯＦＤＭ信号の生成方法において、前記光ＯＦＤＭ信号から、前記第１サブキャリア信号及び前記第２サブキャリア信号のスペクトル同士のクロスポイントの周波数成分を含む所定の帯域幅の光成分を抽出し、前記光成分のパワーを検出し、前記検出部が検出したパワーが最小値となるように、または所定の閾値を下回るように、前記第２サブキャリア信号のデータシンボルのタイミングを制御する方法である。

サブキャリア信号同士の干渉が抑制された光ＯＦＤＭ信号を生成できる。

光ＯＦＤＭ信号のスペクトルの一例を示す波形図である。 サブキャリア信号の一例を示す波形図である。 光ＯＦＤＭ信号の一例を示す波形図である。 隣接するサブキャリア信号のスペクトルの一例を示す波形図である。 データシンボルのタイミング差、及びタイミング差に対するクロスポイントのパワーの変化を示す図である。 光多重装置を用いた光伝送システムの一例を示す構成図である。 実施例に係る光多重装置の構成図である。 モニタ部の一例を示す構成図である。 データシンボルのタイミング差に対するクロスポイントのパワーの変化を、光フィルタの透過帯域ごとに示すグラフである。 光フィルタの減衰比に対するクロスポイントのパワーの変化を、光フィルタの透過帯域ごとに示すグラフである。 モニタ部の他例を示す構成図である。 モニタ部の他例を示す構成図である。 制御回路の一例を示す構成図である。 実施例に係る光ＯＦＤＭ信号の生成方法を示すフローチャートである。 変調タイミングの制御処理の一例を示すフローチャートである。 変調タイミングの制御処理の他例を示すフローチャートである。

（光ＯＦＤＭ信号の直交条件）
図１は、光ＯＦＤＭ信号のスペクトルの一例を示す波形図である。光ＯＦＤＭ信号は、搬送周波数（中心周波数）が相違する複数のサブキャリア信号Ｓ０〜Ｓ１５を搬送光に多重して得られるマルチキャリア信号である。各サブキャリア信号Ｓ０〜Ｓ１５は、周波数軸上、中心周波数の間隔（キャリア間隔）ｆ_０で配置されている。なお、本例では、１６波のサブキャリア信号Ｓ０〜Ｓ１５を挙げるが、サブキャリア信号Ｓ０〜Ｓ１５の数に限定はない。

スペクトル同士が周波数軸上で隣接するサブキャリア信号Ｓ０〜Ｓ１５は、以下の式（１）〜（３）により表される直交条件を満たす。ここで、ｍ，ｎは整数であり、Ｔ＝１／ｆ_０である。

サブキャリア信号Ｓｎ（ｎ＝０，１，２，・・・，１５）は、搬送周波数がｎｆ_０であり、シンボル長Ｔ＝１／ｆ_０のデジタル信号である。時間ｔ＝０〜Ｔに存在する１シンボル分のサブキャリア信号Ｓｎの波形は、データシンボルの値ａｎ，ｂｎを用いて、以下の式（４）により表される。

図２は、サブキャリア信号Ｓｎの一例を示す波形図である。Ｔ＝１／ｆ_０であるので、シンボル長Ｔの間には、ｎ周期分の正弦波が存在する。正弦波の振幅及び位相は、データシンボルの値ａｎ，ｂｎに応じて、シンボルごとに変化する。

ベースバンドの光ＯＦＤＭ信号は、同一のタイミングでサブキャリア信号Ｓ０〜Ｓ１５を合成することにより生成される。このため、ベースバンドの光ＯＦＤＭ信号の波形Ｓｂ（ｔ）は、以下の式（５）のように、ｎ＝０〜Ｎ−１（Ｎ：整数（本例では１６））とした式（４）の値の合計となる。

図３は、光ＯＦＤＭ信号の一例を示す波形図である。波形Ｓｂ（ｔ）は、搬送周波数ｎｆ_０が相違する複数のデジタル変調信号（ｎ＝０〜１５）、つまりサブキャリア信号Ｓ０〜Ｓ１５を組み合わせたものであり、マルチキャリア変調信号の形態を有する。光ＯＦＤＭ信号は、中心周波数の間隔ｆ_０が一定であるだけでなく、サブキャリア信号間の干渉を抑制するためには、サブキャリア信号Ｓ０〜Ｓ１５に変調されたデータシンボルのタイミングがそろっていることが条件となる。

また、光ＯＦＤＭ信号は、使用可能な周波数帯域に応じて、周波数変換される。周波数変換された光ＯＦＤＭ信号の波形Ｓ（ｔ）は、以下の式（６）で表される。

ここで、ｆｃは、搬送帯域における基準となる周波数であり、サブキャリア信号Ｓ０〜Ｓ１５の搬送周波数ｆｃ〜ｆｃ＋（Ｎ−１）ｆ_０のうち、最も低い搬送周波数である。

図４は、隣接するサブキャリア信号Ｓｋ，Ｓｋ＋１（ｋ：整数）のスペクトルの一例を示す波形図である。図４には、一例として、中心周波数がｆｃ＋ｋｆ_０であるサブキャリア信号Ｓｋ、及び中心周波数がｆｃ＋（ｋ＋１）ｆ_０であるサブキャリア信号Ｓｋ＋１が示されている。

各サブキャリア信号Ｓｋ，Ｓｋ＋１のスペクトルは、中心周波数ｆｃ＋ｋｆ_０，ｆｃ＋（ｋ＋１）ｆ_０を中心とした対称な波形を有する。各サブキャリア信号Ｓｋ，Ｓｋ＋１のパワーは、中心周波数ｆｃ＋ｋｆ_０，ｆｃ＋（ｋ＋１）ｆ_０から離れるにつれて、周期ｆ_０で振動しながら減少する。

このため、一方のサブキャリア信号Ｓｋ，Ｓｋ＋１の中心周波数ｆｃ＋ｋｆ_０，ｆｃ＋（ｋ＋１）ｆ_０において、他方のサブキャリア信号Ｓｋ＋１，Ｓｋの大きさは０となる。すなわち、サブキャリア信号Ｓｋ，Ｓｋ＋１の一方の大きさが、最大値であるとき、他方の大きさは、０（最小値）となる。これにより、サブキャリア信号Ｓｋ，Ｓｋ＋１同士の干渉が抑制される。

しかし、上記の中心周波数に関する直交条件が満たされても、サブキャリア信号Ｓｋ，Ｓｋ＋１間にデータシンボルのタイミングの差（変調タイミングの差）が存在すると、サブキャリア信号Ｓｋ，Ｓｋ＋１同士が干渉する。特に、スペクトル同士の重複が顕著な中心周波数ｆｃ＋ｋｆ_０，ｆｃ＋（ｋ＋１）ｆ_０間の領域Ａ１では、干渉光が顕著に発生する。なお、スペクトル同士の重複がほとんどない中心周波数ｆｃ＋ｋｆ_０，ｆｃ＋（ｋ＋１）ｆ_０の外側の領域Ａ２では、干渉光はほとんどない。

干渉光が発生すると、領域Ａ１のうち、サブキャリア信号Ｓｋ，Ｓｋ＋１のスペクトル同士のクロスポイント（交差する位置）Ｐのパワーが、顕著に増加する。一方、干渉光が発生していない場合、クロスポイントＰのパワーは、最小値となる。上述したように、干渉光は、変調タイミングの差に応じて生ずる。

図５（ａ）及び図５（ｂ）には、データシンボルのタイミング差、及びタイミング差に対するクロスポイントのパワーの変化がそれぞれ示されている。図５（ａ）は、一例として、横軸を時間ｔとし、強度変調によりデータ「１」及び「０」（２進数）に変調されたサブキャリア信号Ｓｋ，Ｓｋ＋１の波形を示す。サブキャリア信号Ｓｋ＋１は、データシンボルのタイミングが、サブキャリア信号Ｓｋに対してΔｔだけ遅れている。

図５（ｂ）において、横軸は、周期Ｔで正規化したタイミング差Δｔ／Ｔを示し、縦軸は、クロスポイントＰのパワー（ｄＢ）を示す。Δｔ／Ｔ＝０の場合、つまりサブキャリア信号Ｓｋ，Ｓｋ＋１間にデータシンボルのタイミングのずれがない場合、クロスポイントＰのパワーは、最小値を示す。一方、Δｔ／Ｔ＞０の場合、つまりサブキャリア信号Ｓｋ，Ｓｋ＋１間にデータシンボルのタイミングのずれがある場合、クロスポイントＰのパワーは、タイミング差Δｔの絶対値が大きいほど、大きい値を示す。

（光多重装置）
実施例の光多重装置は、上記のクロスポイントＰのパワーが最小値となるように変調タイミングを制御する。より具体的には、光多重装置は、変調タイミングを変化させつつ、クロスポイントＰのパワーＰ_Ｘ，Ｐ_Ｘ＋１をサンプリングすることにより、クロスポイントＰのパワーが最小値となる変調タイミングを検出する。また、他の実施例の光多重装置は、変調タイミングを変化させつつ、クロスポイントＰのパワーＰ_Ｘ，Ｐ_Ｘ＋が所定の閾値Ｐｔｈを下回る変調タイミングを検出する。これにより、サブキャリア信号同士の干渉が抑制された光ＯＦＤＭ信号が生成される。以下に光多重装置に関する構成を説明する。

図６は、光多重装置を用いた光伝送システムの一例を示す構成図である。光伝送システムは、搬送光源２０と、クロック光源２１と、合波部２２と、伝送路（光ファイバ）Ｒ上に設けられた複数の光多重装置（＃１〜＃ｎ）１ａ，１と、受信装置２３とを有する。なお、図６において、グラフＧ１〜Ｇ４には、横軸を周波数ｆとした光スペクトルの一例が示されている。

搬送光源２０は、周波数ν_０の連続発振光（CW: Continuous Wave）を合波部２２に出力する。連続発振光は、後段の光多重装置（＃１〜＃ｎ）１ａ，１によりｎ波のサブキャリア信号Ｓ０〜ＳN-1が多重される搬送光として用いられる。

クロック光源２１は、繰り返し周波数ｆ_０／Ｎの正弦波で変調された周波数ν_ＣＬＫのパルス光を合波部２２に出力する。パルス光は、後段の光多重装置（＃１〜＃ｎ）１ａ，１がサブキャリア信号Ｓ０〜ＳN-1を同期して生成するための光クロック信号ＣＬＫとして用いられる。

合波部２２は、例えば光カプラであり、搬送光ν_０及び光クロック信号ＣＬＫを合波する。搬送光ν_０及び光クロック信号ＣＬＫは、合波部２２により多重されて伝送路Ｒに出力される（グラフＧ１参照）。

光多重装置（＃１）１ａは、搬送光ν_０に、サブキャリア信号Ｓ０を多重する（グラフＧ２参照）。光多重装置（＃２〜＃ｎ）１は、サブキャリア信号Ｓ０が多重された搬送光に、サブキャリア信号Ｓ１〜ＳN-1を順次に多重する（グラフＧ３、Ｇ４参照）。光多重装置（＃２〜＃ｎ）１は、サブキャリア信号Ｓ０〜ＳN-1間において、周波数の直交関係が成立するように、サブキャリア信号Ｓ１〜ＳN-1を搬送光ν_０にそれぞれ多重する。これにより、サブキャリア信号Ｓ０〜ＳN-1が多重された光ＯＦＤＭ信号が生成される。

受信装置２３は、光ＯＦＤＭ信号から、サブキャリア信号Ｓ０〜ＳN-1を局発光でそれぞれ検波することにより受信する。検波手段としては、例えばホモダイン検波やヘテロダイン検波が挙げられる。

図７は、実施例に係る光多重装置（＃ｊ）１（ｊ＝２，３，・・・，ｎ）の構成図である。図７において、グラフＧ１０〜Ｇ１６には、横軸を周波数ｆとした光スペクトルの一例が示されている。なお、図７において、実線は光信号の経路を示し、点線は電気信号の経路を示す。

光多重装置（＃ｊ）１は、光分岐部３１，３４，４４と、光合波器３２，４７と、非線形光学媒質３３と、クロック再生部４１と、逓倍器４２と、ＣＷ光源４３と、光周波数シフト回路４５と、光変調器４６とを有する。光多重装置（＃ｊ）１は、さらに、タイミング調整回路５１と、信号発生器５２と、制御回路（制御部）５３と、モニタ部（検出部）５４とを有する。なお、光多重装置（＃１）１ａは、例えば他の光多重装置（＃ｊ）１から、光分岐部３４、制御回路５３、及びモニタ部５４を除いた構成を有する。

光多重装置（＃ｊ）１は、サブキャリア信号（第１サブキャリア信号）Ｓj-1が多重された搬送光ν_０と光クロック信号ＣＬＫの多重光が、伝送路Ｒから入力される（グラフＧ１０参照）。サブキャリア信号Ｓj-1は、前段の光多重装置（＃１〜＃ｎ−１）１ａ，１により搬送光に多重された信号である。光多重装置（＃ｊ）１は、サブキャリア信号Ｓj-1に隣接するサブキャリア信号（第２サブキャリア信号）Ｓjを搬送光ν_０に多重する。すなわち、光多重装置（＃ｊ）１は、サブキャリア信号Ｓj-1に隣接するようにサブキャリア信号Ｓjを多重することにより、光ＯＦＤＭ信号を生成する。

光分岐部３１は、例えば光スプリッタであり、伝送路Ｒから入力された多重光をクロック再生部４１及び光合波部３２にパワー分岐して出力する。クロック再生部４１は、多重光から光クロック信号ＣＬＫを抽出し、周波数ｆ_０／Ｎの電気的なクロック信号に変換して、逓倍器４２に出力する。逓倍器４２は、電気的なクロック信号の周波数をＮ倍することにより、周波数ｆ_０の電気的なクロック信号を生成し、タイミング調整回路５１及び光周波数シフト回路４５に出力する。

ＣＷ光源４３は、周波数ν_ＣＷの連続発振光を光分岐部４４に出力する（グラフＧ１１参照）。サブキャリア信号Ｓjは、周波数ν_ＣＷの連続発振光に基づいて生成される。光分岐部４４は、例えば光スプリッタであり、連続発振光を光周波数シフト回路４５及び光合波器４７にパワー分岐して出力する（グラフＧ１３参照）。

光周波数シフト回路４５は、逓倍器４２から入力された周波数ｆ_０の電気的なクロック信号に基づいて、ＣＷ光源４３から入力された周波数ν_ＣＷの連続発振光を、周波数ν_ＣＷ＋ｊｆ_０の連続発振光に変換する（グラフＧ１２参照）。光周波数シフト回路４５としては、ＳＳＢ変調器や光周波数コム発生器が用いられる。

光周波数コム発生器は、例えばマッハツェンダ型変調器であり、光周波数コムを生成する。光周波数コムは、一定の周波数（ｆ_０）間隔の光スペクトル群である。光周波数シフト回路４５として光周波数コム発生器を用いる場合、例えば、光フィルタにより、光周波数コムから周波数ν_ＣＷ＋ｊｆ_０の光成分を抽出することで、周波数ν_ＣＷの連続発振光が、周波数ν_ＣＷ＋ｊｆ_０の連続発振光に変換される。

タイミング調整回路５１は、逓倍器４２から入力された周波数ｆ_０の電気的なクロック信号に基づいて、信号発生器５２にデータ信号の出力タイミングを指示する。また、タイミング調整回路５１は、制御回路５３から入力された制御信号Ｓｃに基づいて、データ信号の出力タイミングに遅延時間を与える。より具体的には、タイミング調整回路５１は、制御信号Ｓｃに基づいてクロック信号の位相を調整して、信号発生器５２に出力する。

信号発生器５２は、タイミング調整回路５１から指示された出力タイミングに従って光変調器４６にデータ信号を出力する。例えば、信号発生器５２は、タイミング調整回路５１から入力されたクロック信号に同期して送信対象のデータ信号を生成する。

光変調器４６は、光周波数シフト回路４５から入力された周波数ν_ＣＷ＋ｊｆ_０の連続発振光を、信号発生器５２から入力されたデータ信号に基づいて、周波数ｆ_０に等しいシンボルレートＢで変調する（グラフＧ１４参照）。光変調器４６は、有限な光ファイバ（伝送路Ｒ）の伝送帯域を最大限に活用して大容量伝送を実現するため、無線通信の場合とは異なり、例えば数十ＧＨｚの高いシンボルレートＢ（ｆ_０）で変調を行う。

変調方式としては、強度変調、またはＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）などの多値変調方式が挙げられる。光変調器４６としては、例えばＬＮ（LiNbO3）変調器などが用いられる。

光変調器４６により変調された変調光は、光合波器４７に入力され、ＣＷ光源４３から出力された周波数ν_ＣＷの連続発振光と合波される。これにより、周波数間隔ｊｆ_０の差周波を有する光ビート信号が生成される（グラフＧ１５参照）。光ビート信号は、伝送路Ｒに接続された光合波器３２に入力される。

サブキャリア信号Ｓj-1が多重された搬送光ν_０と光ビート信号は、光合波器３２により合波され、伝送路Ｒに接続された非線形光学媒質３３に入力される。これにより、非線形光学媒質３３内で相互位相変調（XPM: Cross Phase Modulation）が発生するため、サブキャリア信号Ｓj-1が多重された搬送光ν_０に、周波数ν_０±ｊｆ_０のサブキャリア信号Ｓjが多重される（グラフＧ１６参照）。相互位相変調は、非線形光学効果の１つであり、波長が異なる２つの光波が、非線形光学媒質３３中を伝搬するとき、一方の光波の光強度に比例して、他方の光波に位相変化が生ずる現象である。

非線形光学媒質３３は、例えば光ファイバである。光ファイバとしては、シングルモードファイバ、分散シフトファイバ、高非線形ファイバ、フォトニック結晶ファイバ、及びカルコゲナイドファイバなどが挙げられる。また、屈折率を高めるように、ゲルマニウムまたはビスマスなどがコアに添加されたファイバまたは導波路構造、及び、光パワー密度を高めるように、縮小されたモードフィールドを有するファイバまたは導波路構造も、非線形光学媒質３３として用いられる。

また、非線形光学媒質３３は、光ファイバに限定されず、他のデバイスを用いてもよい。例えば、量子井戸構造を有する半導体光アンプ、量子ドット半導体光アンプ、及びシリコンフォトニクス型導波路なども、非線形光学媒質３３として用いられる。

このように、非線形光学媒質３３に、光ビート信号を入力することにより、搬送光ν_０に、サブキャリア信号Ｓjが、周波数ν_０からビート信号の差周波ｊｆ_０だけ離れた位置に多重される。光ビート信号の差周波ｊｆ_０は、ＳＳＢ変調器や光周波数コム発生器などの光周波数シフト回路４５により、高精度に制御されている。このため、サブキャリア信号Ｓjは、中心周波数ν_０±ｊｆ_０を有し、隣接する他のサブキャリア信号Ｓj-1との間で周波数の直交関係が成立する。

上述したように、光ＯＦＤＭ信号は、サブキャリア信号Ｓ１〜ＳN-1間で周波数の直交関係が成立するだけでなく、データシンボルのタイミングがそろっていなければ、サブキャリア信号Ｓ１〜ＳN-1間で干渉が発生する。このため、モニタ部５４及び制御回路５３は、タイミング調整回路５１に対し、上記のクロスポイントＰのパワーに基づいて、変調タイミングのフィードバック制御を行う。

サブキャリア信号Ｓj-1，Ｓjが多重された搬送光ν_０は、非線形光学媒質３３に接続された光分岐部３４により、次段の光多重装置（＃ｊ＋１）１及びモニタ部５４にパワー分岐されて出力される。モニタ部５４は、サブキャリア信号Ｓj-1，ＳjのクロスポイントＰのパワーを検出して、制御回路５３に通知する。

制御回路５３は、モニタ部５４が検出したクロスポイントＰのパワーに基づいて、タイミング調整回路５１を制御する。すなわち、制御回路５３は、モニタ部５４が検出したクロスポイントＰのパワーに応じ、サブキャリア信号Ｓjのデータシンボルのタイミング、つまり変調タイミングを制御する。より具体的には、制御回路５３は、クロスポイントＰのパワーが最小値になるように、データ信号の出力タイミングの遅延時間を示す制御信号Ｓｃをタイミング調整回路５１に出力する。

図８は、モニタ部５４の一例を示す構成図である。モニタ部５４は、光フィルタ５４１と、フォトディテクタ５４２と、パワーメータ５４３とを有する。なお、図８において、グラフＧ２１，Ｇ２２には、横軸を周波数ｆとした光スペクトルの一例が示されている。

光フィルタ５４１には、光分岐部３４から、サブキャリア信号Ｓj-1，Ｓjが多重された搬送光ν_０（グラフＧ２１参照）が入力される。光フィルタ５４１は、搬送光ν_０（光ＯＦＤＭ信号）から、サブキャリア信号Ｓj-1，Ｓjのスペクトル同士のクロスポイントＰの周波数成分を含む光成分Ｆｕ，Ｆｄ（グラフＧ２２参照）を抽出する。光成分Ｆｕ，Ｆｄは、シンボルレートＢ以下の帯域幅ＢＷを有する。光成分光フィルタ５４１としては、薄膜蒸着型光フィルタやＦＢＧ（Fiber Bragg Grating）型光フィルタが用いられる。

光フィルタ５４１は、サブキャリア信号Ｓj-1，ＳjのクロスポイントＰの周波数ν_０＋（ｊ−０．５）ｆ_０、またはν_０−（ｊ−０．５）ｆ_０を中心周波数とする幅ＢＷの透過帯域を有する。これにより、光フィルタ５４１は、搬送光ν_０から上側波帯側の光成分Ｆｕまたは下側波帯側の光成分Ｆｄを抽出する。抽出された光成分Ｆｕ，Ｆｄは、フォトディテクタ５４２に入力される。

フォトディテクタ５４２は、光フィルタ５４１により抽出された光成分Ｆｕ，Ｆｄを検波して、電気信号に変換する。パワーメータ５４３は、フォトディテクタ５４２から入力された電気信号に基づいて、光成分Ｆｕ，Ｆｄのパワーを検出する。すなわち、フォトディテクタ５４２は、光フィルタ５４１を透過した光成分Ｆｕ，Ｆｄのパワーを検出する。検出されたパワーは、制御回路５３に通知される。このように、モニタ部５４は、光フィルタ５４１及びフォトディテクタ５４２を用いて、容易に光成分Ｆｕ，Ｆｄのパワーを検出する。

上述したように、サブキャリア信号Ｓj-1，Ｓj間でデータシンボルのタイミング、つまり変調タイミングがそろっている場合、サブキャリア信号Ｓj-1，ＳjのクロスポイントＰのパワーは、最小値となる（図５参照）。制御回路５３は、パワーメータ５４３で検出されたパワーが最小値となるように、タイミング調整回路５１に遅延時間を指示することにより、変調タイミングを制御する。

図９は、データシンボルのタイミング差Δｔに対するクロスポイントＰのパワーの変化を、光フィルタ５４１の透過帯域ＢＷごとに示すグラフである。図９において、横軸は、シンボルレートの周期Ｔにより正規化されたタイミング差Δｔ／Ｔを示し、縦軸は、最大値に対して規格化したクロスポイントＰのパワーのレベル比Ｌを示す。

レベル比Ｌは、サブキャリア信号Ｓj-1，Ｓj間で最も顕著に干渉が発生した場合（ずれが半周期Ｔ／２の場合）のパワーに対する、全く干渉がない場合のパワーの比を示す。なお、レベル比Ｌは、サブキャリア信号Ｓj-1，Ｓjの変調方式をＱＰＳＫとし、光フィルタ５４１の透過帯域ＢＷを、Ｂ，Ｂ／２，Ｂ／４，Ｂ／８として算出された値である。

タイミング差Δｔ／Ｔ＝０の近傍において、クロスポイントＰのパワーは、光フィルタ５４１の透過帯域ＢＷが狭いほど、最大値に対して相対的に小さい値を示す。このため、光フィルタ５４１の周波数の分解能が高いほど、クロスポイントＰのパワーの最小値の検出が容易となる。すなわち、光フィルタ５４１の周波数の分解能が高いほど、クロスポイントＰのパワーの最小値の検出精度が向上する。例えば、透過帯域ＢＷ＝Ｂの場合、クロスポイントＰのパワーのレベル比Ｌは、約−４（ｄＢ）であるのに対し、透過帯域ＢＷ＝Ｂ／８の場合、クロスポイントＰのパワーのレベル比Ｌは、約−２０（ｄＢ）である。

上述したように、サブキャリア信号Ｓjの変調は、無線通信の場合とは異なり、例えば数十ＧＨｚの高いシンボルレートＢ（ｆ_０）で行われる。このため、透過帯域ＢＷ＝Ｂ／８としてクロスポイントＰのパワーを検出する場合でも、帯域幅ＢＷが十分に広い光フィルタ５４１が使用できる。

上述したように、例えば数十ＧＨｚの高いシンボルレートＢ（ｆ_０）で変調を行う場合、変調タイミング及び周波数の制御に要求される処理能力が、ＤＳＰの処理能力を上回るため、ＤＳＰを用いて光ＯＦＤＭ信号を生成することは困難である。しかし、上記の構成によると、帯域幅ＢＷが十分に広い光フィルタ５４１、つまり分解能が低い光フィルタ５４１を用いてサブキャリア信号Ｓjの変調タイミングを制御し、サブキャリア信号Ｓj-1，Ｓj間の干渉が低減された光ＯＦＤＭ信号を生成できる。

なお、透過帯域ＢＷ＞Ｂの場合、検出されるクロスポイントＰのパワーには、干渉が発生しない周波数領域Ａ２（図４参照）のパワーが含まれる。周波数領域Ａ２のパワーは、サブキャリア信号Ｓj-1，Ｓj間で最も顕著に干渉が発生した場合と、全く干渉がない場合とにおいて一定である。このため、透過帯域ＢＷ＞Ｂの場合のクロスポイントＰのパワーのレベル比Ｌは、透過帯域ＢＷ＝Ｂの場合と同様である。したがって、クロスポイントＰのパワーの最小値は、透過帯域ＢＷ≦Ｂの範囲において効果的に検出される。

また、本実施例において、光フィルタ５４１は、クロスポイントPの周波数ν_０＋（ｊ−０．５）ｆ_０、ν_０−（ｊ−０．５）ｆ_０を中心周波数として、光成分Ｆｕ，Ｆｄを抽出する。つまり、光成分Ｆｕ，Ｆｄの中心周波数は、クロスポイントＰの周波数ν_０＋（ｊ−０．５）ｆ_０、ν_０−（ｊ−０．５）ｆ_０であるため、サブキャリア信号Ｓj-1，Ｓj間の干渉光のパワーが効果的に検出される。このため、クロスポイントＰのパワーの最小値が、高精度に検出される。

図１０は、光フィルタ５４１の減衰比に対するクロスポイントＰのパワーの変化を、光フィルタの透過帯域ＢＷごとに示すグラフである。図１０において、横軸は、光フィルタ５４１の減衰比を示し、縦軸は、最大値に対して規格化したクロスポイントＰのパワーのレベル比Ｌを示す。なお、レベル比Ｌは、サブキャリア信号Ｓj-1，Ｓjの変調方式をＱＰＳＫとし、光フィルタ５４１の透過帯域ＢＷを、Ｂ，Ｂ／２，Ｂ／４，Ｂ／８として算出された値である。

図１０から理解されるように、減衰比が約３０（ｄＢ）以上である光フィルタ５４１を使用すれば、クロスポイントＰのパワーの最小値を十分に検出することができる。

このように、図８に示された構成によれば、サブキャリア信号Ｓj-1，Ｓjを数十ＧＨｚの高いシンボルレートＢ（ｆ_０）で変調を行う場合でも、クロスポイントＰのパワーの最小値を検出することができる。一方、低いシンボルレートＢ（ｆ_０）で変調を行う場合、電気的なＲＦ（Radio Frequency）スペクトルアナライザを用いて、クロスポイントＰのパワーの最小値を検出することができる。

図１１は、モニタ部５４の他例を示す構成図である。モニタ部５４は、光フィルタ５４４と、フォトディテクタ５４５と、ＲＦスペクトルアナライザ５４６とを有する。なお、図１１において、グラフＧ３１，Ｇ３２には、横軸を周波数ｆとした光スペクトルの一例が示されている。

光フィルタ５４４には、光分岐部３４から、サブキャリア信号Ｓj-1，Ｓjが多重された搬送光ν_０（グラフＧ３１参照）が入力される。光フィルタ５４４は、後段のフォトディテクタ５４５による強度検波を可能とするため、サブキャリア信号Ｓj-1，Ｓjが多重された搬送光ν_０から、上側波帯ＳＢｕまたは下側波帯ＳＢｄを抽出する（グラフＧ３２参照）。仮に、サブキャリア信号Ｓj-1，Ｓjが多重された搬送光ν_０が、そのままフォトディテクタ５４５に入力された場合、フォトディテクタ５４５は、上側波帯ＳＢｕまたは下側波帯ＳＢｄが互いに位相反転しているため、連続発振光として見え、強度検波できない。

フォトディテクタ５４５は、上側波帯ＳＢｕまたは下側波帯ＳＢｄを電気信号に変換して強度検波する。このとき、サブキャリア信号Ｓj-1，Ｓjの中心周波数ν_０＋（ｊ−１）ｆ_０，ν_０＋ｊｆ_０は、フォトディテクタ５４５の動作帯域内にあるものとする。ＲＦスペクトルアナライザ５４６は、クロスポイントＰのパワーを検出して、制御回路５３に通知する。

また、サブキャリア信号Ｓj-1，Ｓjの周波数帯域が、フォトディテクタ５４５及びＲＦスペクトルアナライザ５４６の動作帯域外である場合、局発光を利用して、サブキャリア信号Ｓj-1，Ｓjの周波数帯域を低周波数帯に変換してもよい。

図１２は、モニタ部５４の他例を示す構成図である。モニタ部５４は、局発光源５４７と、光合波器５４８と、フォトディテクタ５４９と、ＲＦスペクトルアナライザ５４０とを有する。なお、図１２において、グラフＧ４１〜Ｇ４３には、横軸を周波数ｆとしたスペクトルの一例が示されている。

局発光源５４７は、周波数ν_Ｌ０の局発光Ｌ_０を光合波器５４８に出力する。光合波器５４８は、例えば光カプラであり、局発光源５４７から局発光Ｌ_０が入力され、光分岐部３４から、サブキャリア信号Ｓj-1，Ｓjが多重された搬送光ν_０（グラフＧ４１参照）が入力される。局発光Ｌ_０及びサブキャリア信号Ｓj-1，Ｓjが多重された搬送光ν_０は、光合波器５４８により合波されて（グラフＧ４２参照）、フォトディテクタ５４９に入力される。

局発光Ｌ_０の周波数ν_Ｌ０は、例えば、上側波帯を検波する場合、サブキャリア信号Ｓj-1の中心周波数ν_０＋（ｊ−１）ｆ_０から間隔Δｆをおいた位置に設定される。ここで、間隔Δｆは、フォトディテクタ５４９及びＲＦスペクトルアナライザ５４０の動作帯域内の値である。これにより、サブキャリア信号Ｓj-1，Ｓjの周波数帯域が低周波数帯に変換され（グラフＧ４３参照）、ＲＦスペクトルアナライザ５４６は、クロスポイントＰのパワーを検出できる。検出されたパワーは、制御回路５３に通知する。

図１３は、制御回路５３の一例を示す構成図である。制御回路５３は、アナログ−デジタル変換部（Ａ／Ｄ）５３１と、メモリ５３２と、比較演算回路５３３と、ドライバ回路５３４とを有する。なお、メモリ５３２に代えて、ハードディスクドライブなどの他の記憶手段が用いられてもよい。

アナログ−デジタル変換部５３１は、モニタ部５４から入力される検出信号をサンプリングすることによりデジタル信号に変換し、クロスポイントＰのパワーをメモリ５３２に記録する。比較演算回路５３３は、メモリ５３２から、クロスポイントＰのパワーを読み出し、前回読み出したパワーと比較し、比較結果をドライバ回路５３４に出力する。

ドライバ回路５３４は、入力された比較結果に応じて、制御信号Ｓｃを生成し、タイミング調整回路５１に出力する。上述したように、制御信号Ｓｃは、データ信号の出力タイミングの遅延時間を示す。ドライバ回路５３４は、クロスポイントＰのパワーが最小値になった場合、または所定の閾値Ｐｔｈ（最小値に近い値）を下回った場合、遅延時間を固定する。なお、比較演算回路５３３及びドライバ回路５３４としては、例えばＤＳＰが用いられる。

このように、制御回路５３は、モニタ部５４が検出したパワーに応じ、サブキャリア信号Ｓjのデータシンボルのタイミングを制御する。これにより、サブキャリア信号Ｓj-1，Ｓj同士の干渉が抑制された光ＯＦＤＭ信号が生成される。

遅延時間が固定されるまでの間は、サブキャリア信号Ｓj-1，Ｓj間に干渉が生ずるため、通信品質が低下する。このため、遅延時間が固定されるまでの間をサブキャリア信号Ｓj-1，Ｓjのトレーニング期間とし、トレーニング期間中、通信サービスを停止してもよい。この場合、トレーニング期間中、信号発生器５２は、データ信号として、例えば固定パタンを有するアイドルデータを光変調器４６に出力し、トレーニング期間の終了後、データ信号を、アイドルデータから主信号（ユーザデータ）に切り替えてもよい。これにより、主信号のエラーが防止される。

次に、上記の光多重装置１を用いた光ＯＦＤＭ信号の生成方法について説明する。図１４は、実施例に係る光ＯＦＤＭ信号の生成方法を示すフローチャートである。

まず、光多重装置１は、サブキャリア信号Ｓj-1が多重された搬送光ν_０に、データ信号に基づいて所定のシンボルレートＢで変調されたサブキャリア信号Ｓjを、サブキャリア信号Ｓj-1に隣接するように多重する（ステップＳｔ１）。次に、光多重装置１は、サブキャリア信号Ｓj-1，Ｓjが多重された搬送光ν_０をモニタ部５４に入力する（ステップＳｔ２）。

次に、モニタ部５４の光フィルタ５４１は、入力された搬送光ν_０から、サブキャリア信号Ｓj-1，Ｓjのスペクトル同士のクロスポイントＰの周波数成分を含む光成分Ｆｕ，Ｆｄを抽出する（ステップＳｔ３）。光成分Ｆｕ，Ｆｄは、所定のシンボルレートＢ以下の帯域幅ＢＷを有する。次に、フォトディテクタ５４２は、光成分Ｆｕ，Ｆｄを電気信号に変換して強度検波する（ステップＳｔ４）。

次に、パワーメータ５４３は、光成分Ｆｕ，Ｆｄのパワーを検出する（ステップＳｔ５）。次に、制御回路５３は、検出されたパワーに応じ、サブキャリア信号Ｓjのデータシンボルのタイミング、つまり変調タイミングを制御する（ステップＳｔ６）。このようにして、光ＯＦＤＭ信号は生成される。

次に、制御回路５３による変調タイミングの制御処理を説明する。

図１５は、変調タイミングの制御処理の一例を示すフローチャートである。本例において、制御回路５３は、データ信号の出力タイミング、つまり変調タイミングの遅延時間Δｔを変化させつつ、クロスポイントＰのパワーＰ_Ｘ，Ｐ_Ｘ＋１をサンプリングすることにより、クロスポイントＰのパワーが最小値となる変調タイミングを検出する。

まず、アナログ−デジタル変換部５３１は、モニタ部５４が検出したパワーＰ_Ｘをメモリ５３２に記録する（ステップＳｔ１１）。次に、ドライバ回路５３４は、タイミング調整回路５１に変調タイミングの遅延時間Δｔを増加させる（ステップＳｔ１２）。

次に、アナログ−デジタル変換部５３１は、モニタ部５４が検出したパワーＰ_Ｘ＋１をメモリ５３２に記録する（ステップＳｔ１３）。次に、比較演算回路５３３は、パワーＰ_Ｘ＋１を、前回検出されたパワーＰ_Ｘと比較する（ステップＳｔ１４）。

Ｐ_Ｘ＋１≦Ｐ_Ｘの場合（ステップＳｔ１４のＮｏ）、ドライバ回路５３４は、Ｐ_Ｘ＝Ｐ_Ｘ＋１として（ステップＳｔ２０）、再び変調タイミングの遅延時間Δｔを増加させる（ステップＳｔ１２）。この場合、パワーＰ_Ｘ＋１の検出点が、図５（ｂ）の負の領域（Δｔ／Ｔ＜０）に存在するため、ドライバ回路５３４は、変調タイミングの遅延時間Δｔを増加させることにより、パワーを最小値（Δｔ／Ｔ＝０）に近づけるように制御する。

一方、Ｐ_Ｘ＋１＞Ｐ_Ｘの場合（ステップＳｔ１４のＹｅｓ）、ドライバ回路５３４は、Ｐ_Ｘ＝Ｐ_Ｘ＋１として（ステップＳｔ１５）、変調タイミングの遅延時間Δｔを減少させる（ステップＳｔ１６）。この場合、パワーＰ_Ｘ＋１の検出点が、図５（ｂ）の正の領域（Δｔ／Ｔ＞０）に存在するため、ドライバ回路５３４は、変調タイミングの遅延時間Δｔを減少させることにより、パワーを最小値（Δｔ／Ｔ＝０）に近づけるように制御する。

次に、アナログ−デジタル変換部５３１は、モニタ部５４が検出したパワーＰ_Ｘ＋１をメモリ５３２に記録する（ステップＳｔ１７）。次に、比較演算回路５３３は、パワーＰ_Ｘ＋１を、前回検出されたパワーＰ_Ｘと比較する（ステップＳｔ１８）。

Ｐ_Ｘ＋１≦Ｐ_Ｘの場合（ステップＳｔ１８のＮｏ）、ドライバ回路５３４は、Ｐ_Ｘ＝Ｐ_Ｘ＋１として（ステップＳｔ２１）、再び変調タイミングの遅延時間Δｔを減少させる（ステップＳｔ１６）。この場合、パワーＰ_Ｘ＋１の検出点が、図５（ｂ）の正の領域に存在するため、ドライバ回路５３４は、変調タイミングの遅延時間Δｔを減少させることにより、パワーを最小値に近づけるように制御する。

一方、Ｐ_Ｘ＋１＞Ｐ_Ｘの場合（ステップＳｔ１８のＹｅｓ）、ドライバ回路５３４は、変調タイミングの遅延時間Δｔを確定させる（ステップＳｔ１９）。この場合、パワーＰ_Ｘ＋１の検出点が、図５（ｂ）の正の領域から負の領域に入ったため、ドライバ回路５３４は、パワーの最小値を検出したものと判断し、変調タイミングの遅延時間Δｔを確定させて、制御を終了する。このようにして、変調タイミングの制御処理は行われる。

上述したように、制御回路５３は、モニタ部５４が検出したパワーが最小値となるように、サブキャリア信号Ｓjの変調のタイミングを制御する。このため、サブキャリア信号Ｓj-1，Ｓj同士の干渉が効果的に低減される。

また、制御回路５３は、上記の制御方法に限定されず、モニタ部５４が検出したパワーが所定の閾値Ｐｔｈより小さくなるように、サブキャリア信号Ｓjの変調のタイミングを制御してもよい。

図１６は、変調タイミングの制御処理の他例を示すフローチャートである。まず、ドライバ回路５３４は、ネットワーク制御装置などからの指示に従って閾値Ｐｔｈを設定する（ステップＳｔ３１）。変調タイミングの遅延時間（データシンボルのタイミング差）Δｔは、変調方式に応じて異なるため、閾値Ｐｔｈは、例えば変調方式に基づいて決定される。なお、閾値Ｐｔｈは、図１５に示された制御処理で得られたパワーの最小値に基づいて決定されてもよい。

次に、アナログ−デジタル変換部５３１は、モニタ部５４が検出したパワーＰ_Ｘをメモリ５３２に記録する（ステップＳｔ３２）。次に、ドライバ回路５３４は、タイミング調整回路５１に変調タイミングの遅延時間Δｔを増加させる（ステップＳｔ３３）。

次に、アナログ−デジタル変換部５３１は、モニタ部５４が検出したパワーＰ_Ｘ＋１をメモリ５３２に記録する（ステップＳｔ３４）。次に、比較演算回路５３３は、パワーＰ_Ｘ＋１を、閾値Ｐｔｈと比較する（ステップＳｔ３５）。Ｐ_Ｘ＜Ｐｔｈの場合（ステップＳｔ３５のＹｅｓ）、ドライバ回路５３４は、変調タイミングの遅延時間Δｔを確定させる（ステップＳｔ４１）。これにより、制御処理は終了する。

一方、Ｐ_Ｘ≧Ｐｔｈの場合（ステップＳｔ３５のＮｏ）、比較演算回路５３３は、パワーＰ_Ｘ＋１を、前回検出されたパワーＰ_Ｘと比較する（ステップＳｔ３６）。

Ｐ_Ｘ＋１≦Ｐ_Ｘの場合（ステップＳｔ３６のＮｏ）、ドライバ回路５３４は、Ｐ_Ｘ＝Ｐ_Ｘ＋１として（ステップＳｔ４２）、再び変調タイミングの遅延時間Δｔを増加させる（ステップＳｔ３３）。この場合、パワーＰ_Ｘ＋１の検出点が、図５（ｂ）の負の領域に存在するため、ドライバ回路５３４は、変調タイミングの遅延時間Δｔを増加させることにより、パワーを最小値に近づけるように制御する。

一方、Ｐ_Ｘ＋１＞Ｐ_Ｘの場合（ステップＳｔ３６のＹｅｓ）、ドライバ回路５３４は、Ｐ_Ｘ＝Ｐ_Ｘ＋１として（ステップＳｔ３７）、変調タイミングの遅延時間Δｔを減少させる（ステップＳｔ３８）。この場合、パワーＰ_Ｘ＋１の検出点が、図５（ｂ）の正の領域に存在するため、ドライバ回路５３４は、変調タイミングの遅延時間Δｔを減少させることにより、パワーを最小値（Δｔ／Ｔ＝０）に近づけるように制御する。

次に、アナログ−デジタル変換部５３１は、モニタ部５４が検出したパワーＰ_Ｘ＋１をメモリ５３２に記録する（ステップＳｔ３９）。次に、比較演算回路５３３は、パワーＰ_Ｘ＋１を、閾値Ｐｔｈと比較する（ステップＳｔ４０）。Ｐ_Ｘ≧Ｐｔｈの場合（ステップＳｔ４０のＮｏ）、比較演算回路５３３は、再び変調タイミングの遅延時間Δｔを減少させる（ステップＳｔ３８）。

一方、Ｐ_Ｘ＋１＜Ｐｔｈの場合（ステップＳｔ４０のＹｅｓ）、ドライバ回路５３４は、変調タイミングの遅延時間Δｔを確定させる（ステップＳｔ４１）。これにより、制御処理は終了する。

本例において、制御回路５３は、モニタ部５４が検出したパワーが所定の閾値Ｐｔｈより小さくなるように、サブキャリア信号Ｓjの変調のタイミングを制御する。このため、図１５の例と比較すると、変調タイミングの遅延時間Δｔを確定までに要する時間が、短縮される。また、閾値Ｐｔｈを、サブキャリア信号Ｓjの変調方式に応じて設定することにより、制御処理を最適化できる。

これまで述べたように、実施例に係る光多重装置１は、第１サブキャリア信号Ｓj-1に隣接するように第２サブキャリア信号Ｓjを多重することにより、光ＯＦＤＭ信号を生成する。光多重装置１は、検出部（モニタ部）５４と、制御部（制御回路）５３とを有する。

検出部５４３は、光ＯＦＤＭ信号から、第１及び第２サブキャリア信号Ｓj-1,Ｓjのスペクトル同士のクロスポイントＰの周波数成分を含む光成分Ｆｕ，Ｆｄを抽出し、光成分Ｆｕ，Ｆｄのパワーを検出する。制御回路５３は、検出部５４３が検出したパワーに応じ、第２サブキャリア信号Ｓjのデータシンボルのタイミングを制御する。

上記の構成によると、抽出された光成分Ｆｕ，Ｆｄは、第１サブキャリア信号Ｓj-1及び第２サブキャリア信号Ｓjのスペクトル同士のクロスポイントＰの周波数成分を含む。また、制御回路５３は、検出部５４３が検出した光成分Ｆｕ，Ｆｄのパワーに応じ、第２サブキャリア信号Ｓjの変調のタイミングを制御する。

したがって、実施例に係る光多重装置１によると、サブキャリア信号Ｓj-1，Ｓj同士の干渉が抑制された光ＯＦＤＭ信号が生成できる。

また、実施例に係る光ＯＦＤＭ信号の生成方法は、第１サブキャリア信号Ｓj-1に隣接するように第２サブキャリア信号Ｓjを多重することにより、光ＯＦＤＭ信号を生成する方法である。光ＯＦＤＭ信号の生成方法は、以下の工程を含む。

工程（１）：光ＯＦＤＭ信号から、第１サブキャリア信号Ｓj及び第２サブキャリア信号Ｓj-1のスペクトル同士のクロスポイントＰの周波数成分を含む光成分Ｆｕ，Ｆｄを抽出する。
工程（２）：光成分のパワーＦｕ，Ｆｄを検出する。
工程（３）：検出したパワーに応じ、第２サブキャリア信号Ｓj-1のデータシンボルのタイミングを制御する。

実施例に係る光ＯＦＤＭ信号の生成方法は、上記の光多重装置１と同様の構成を含むので、上述した内容と同様の作用効果を奏する。

上述した実施形態は本発明の好適な実施の例である。但し、これに限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変形実施可能である。

なお、以上の説明に関して更に以下の付記を開示する。
（付記１） 第１サブキャリア信号に隣接するように第２サブキャリア信号を多重することにより、光ＯＦＤＭ信号を生成する光多重装置において、
前記光ＯＦＤＭ信号から、前記第１サブキャリア信号及び前記第２サブキャリア信号のスペクトル同士のクロスポイントの周波数成分を含む光成分を抽出して、前記光成分のパワーを検出する検出部と、
前記検出部が検出したパワーに応じ、前記第２サブキャリア信号のデータシンボルのタイミングを制御する制御部とを有することを特徴とする光多重装置。
（付記２） 前記検出部は、前記光ＯＦＤＭ信号から、前記第１サブキャリア信号及び前記第２サブキャリア信号のスペクトル同士のクロスポイントの周波数成分を含む光成分を抽出する光フィルタと、前記光フィルタを透過した光成分のパワーを検出するフォトディテクタとを有することを特徴とする付記１に記載の光多重装置。
（付記３） 前記第１サブキャリア信号及び前記第２サブキャリア信号は、それぞれ、データ信号に基づいて所定のシンボルレートで変調されており、
前記光フィルタは、前記光ＯＦＤＭ信号から、前記所定のシンボルレート以下の帯域幅を有する光成分を抽出することを特徴とする付記２に記載の光多重装置。
（付記４） 第１サブキャリア信号に隣接するように第２サブキャリア信号を多重することにより、光ＯＦＤＭ信号を生成する光ＯＦＤＭ信号の生成方法において、
前記光ＯＦＤＭ信号から、前記第１サブキャリア信号及び前記第２サブキャリア信号のスペクトル同士のクロスポイントの周波数成分を含む光成分を抽出し、
前記光成分のパワーを検出し、
検出したパワーに応じ、前記第２サブキャリア信号のデータシンボルのタイミングを制御することを特徴とする光ＯＦＤＭ信号の生成方法。
（付記５） 前記光ＯＦＤＭ信号を光フィルタに入力することにより、前記光ＯＦＤＭ信号から、前記第１サブキャリア信号及び前記第２サブキャリア信号のスペクトル同士のクロスポイントの周波数成分を含む光成分を抽出し、
抽出した光成分をフォトディテクタに入力することより、前記光フィルタを透過した光成分のパワーを検出することを特徴とする付記４に記載の光ＯＦＤＭ信号の生成方法。
（付記６） 前記第１サブキャリア信号及び前記第２サブキャリア信号は、それぞれ、データ信号に基づいて所定のシンボルレートで変調されており、
前記光ＯＦＤＭ信号を光フィルタに入力することにより、前記光ＯＦＤＭ信号から、前記所定のシンボルレート以下の帯域幅を有する光成分を抽出することを特徴とする付記５に記載の光ＯＦＤＭ信号の生成方法。

１ 光多重装置
５３ 制御部（制御回路）
５４ モニタ部（検出部）
５４１ 光フィルタ
５４２ フォトディテクタ
５４３ パワーメータ
Ｂ シンボルレート
ＢＷ 帯域幅
Ｓj-1 サブキャリア信号（第１サブキャリア信号）
Ｓj サブキャリア信号（第２サブキャリア信号）

Claims (4)

1. 第１サブキャリア信号に隣接するように第２サブキャリア信号を多重することにより、光ＯＦＤＭ信号を生成する光多重装置において、
   前記光ＯＦＤＭ信号から、前記第１サブキャリア信号及び前記第２サブキャリア信号のスペクトル同士のクロスポイントの周波数成分を含む所定の帯域幅の光成分を抽出して、前記光成分のパワーを検出する検出部と、
   前記検出部が検出したパワーが最小値となるように、または所定の閾値を下回るように、前記第２サブキャリア信号のデータシンボルのタイミングを制御する制御部とを有することを特徴とする光多重装置。
2. 前記検出部は、前記光ＯＦＤＭ信号から、前記第１サブキャリア信号及び前記第２サブキャリア信号のスペクトル同士のクロスポイントの周波数成分を含む光成分を抽出する光フィルタと、前記光フィルタを透過した光成分のパワーを検出するフォトディテクタとを有することを特徴とする請求項１に記載の光多重装置。
3. 前記第１サブキャリア信号及び前記第２サブキャリア信号は、それぞれ、データ信号に基づいて所定のシンボルレートで変調されており、
   前記光フィルタは、前記光ＯＦＤＭ信号から、前記所定のシンボルレート以下の帯域幅を有する光成分を抽出することを特徴とする請求項２に記載の光多重装置。
4. 第１サブキャリア信号に隣接するように第２サブキャリア信号を多重することにより、光ＯＦＤＭ信号を生成する光ＯＦＤＭ信号の生成方法において、
   前記光ＯＦＤＭ信号から、前記第１サブキャリア信号及び前記第２サブキャリア信号のスペクトル同士のクロスポイントの周波数成分を含む所定の帯域幅の光成分を抽出し、
   前記光成分のパワーを検出し、
   検出したパワーが最小値となるように、または所定の閾値を下回るように、前記第２サブキャリア信号のデータシンボルのタイミングを制御することを特徴とする光ＯＦＤＭ信号の生成方法。
   

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