JP6342063B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
この発明は、例えば直流送電用の大容量の交直変換装置や交流系統の無効電力を低減させる無効電力補償装置などに使用され、複数相の交流系統に接続された電力変換装置に係り、特に交流系統の動揺に伴う交流電圧変動が発生した時の運転継続制御に関するものである。
一般に、大容量の電力変換装置は、変換器出力が高電圧または大電流となるため、複数の変換器セルを直列または並列に多重化して構成されることが多い。変換器セルを多重化することは、変換器容量を大きくするのみでなく、出力を合成することにより、出力電圧波形に含まれる高調波を低減し、その結果系統に流出する高調波電流を低減することができる。
変換器セルを多重化する方法の１つとして、複数の変換器セルの出力をカスケード接続したマルチレベル変換器があり、その中の一つにモジュラーマルチレベル変換器がある。
モジュラーマルチレベル変換器の各アームは、複数の変換器セルがカスケード接続されて構成されている。
変換器セルを多重化する方法の１つとして、複数の変換器セルの出力をカスケード接続したマルチレベル変換器があり、その中の一つにモジュラーマルチレベル変換器がある。
モジュラーマルチレベル変換器の各アームは、複数の変換器セルがカスケード接続されて構成されている。
従来のモジュラーマルチレベル変換器の各相の第１アーム、第２アームは、それぞれチョッパセル（変換器セル）とリアクトルとを備える。チョッパセルは２つの電力用半導体スイッチング素子（以下、スイッチング素子と称す）が互いに直列接続され、これに直流コンデンサが並列接続される。第１アーム、第２アームは、それぞれほぼ同数のチョッパセルがそれぞれの出力端を介してカスケード接続される。
また、従来のモジュラーマルチレベル変換器の各相の制御は、直流コンデンサの電圧指令値に全ての直流コンデンサの電圧値の平均値を追従させる平均値制御と、直流コンデンサの電圧指令値に各直流コンデンサの電圧値をそれぞれ追従させる個別バランス制御と、さらに第１アーム内の全ての直流コンデンサの電圧値の平均値と第２アーム内の全ての直流コンデンサの電圧値の平均値とを一致させるアームバランス制御とを備える。そして、モジュラーマルチレベル変換器外には流出しないでモジュラーマルチレベル変換器内で循環する循環電流を制御し、また各相の交流電流を制御するように電圧指令値が演算され、直流出力端子電圧を制御するように直流電圧指令値が演算される。（例えば、特許文献１，非特許文献１）
また、従来のモジュラーマルチレベル変換器の各相の制御は、直流コンデンサの電圧指令値に全ての直流コンデンサの電圧値の平均値を追従させる平均値制御と、直流コンデンサの電圧指令値に各直流コンデンサの電圧値をそれぞれ追従させる個別バランス制御と、さらに第１アーム内の全ての直流コンデンサの電圧値の平均値と第２アーム内の全ての直流コンデンサの電圧値の平均値とを一致させるアームバランス制御とを備える。そして、モジュラーマルチレベル変換器外には流出しないでモジュラーマルチレベル変換器内で循環する循環電流を制御し、また各相の交流電流を制御するように電圧指令値が演算され、直流出力端子電圧を制御するように直流電圧指令値が演算される。（例えば、特許文献１，非特許文献１）
また、従来のモジュラーマルチレベル変換器のチョッパセルを構成するスイッチング素子を駆動するのに必要な電源は、変換器セルの直流コンデンサから電力を得る自己給電回路を設けることで、外部からの電源供給を無くすように構成されている。（例えば、特許文献２）
さらに、従来の電力変換装置において、直流コンデンサの過電圧が生じた場合には、抵抗とスイッチが直列接続された放電回路が直流コンデンサと並列に接続されて、直流コンデンサに蓄積された電気エネルギーを、放電回路のスイッチを導通することで抵抗に電流を通電し、消費して直流コンデンサの電圧の電位を低減するように構成されている。（例えば、特許文献３および４）
さらに、従来の電力変換装置において、直流コンデンサの過電圧が生じた場合には、抵抗とスイッチが直列接続された放電回路が直流コンデンサと並列に接続されて、直流コンデンサに蓄積された電気エネルギーを、放電回路のスイッチを導通することで抵抗に電流を通電し、消費して直流コンデンサの電圧の電位を低減するように構成されている。（例えば、特許文献３および４）
電気学会論文誌Ｄ（産業応用部門誌）Ｖｏｌ．１３１，Ｎｏ．１，２０１１（８４〜９２頁）
従来の電力変換装置においては、直流コンデンサの電圧が共通であり、モジュラーマルチレベル変換器のような直流コンデンサの電圧のばらつきは生じないため、スイッチング素子を再度動作させる場合の問題は発生しない。一方、従来のモジュラーマルチレベル変換器を交直変換端子として構成する場合に、交流系統に動揺が発生して交流電圧が低下すると、交流電力の動揺に起因して変換器セルの直流コンデンサの電圧が変動する。このとき、自己給電回路が半導体スイッチング素子を駆動する電力を供給できる最低電圧レベルに到達し、一時的に半導体スイッチング素子のスイッチングを停止する必要がある。しかし、各変換器セルの直流コンデンサの電圧レベルのばらつきが生じ、停止中に内部損失に伴うコンデンサ電圧の放電により、一時的に停止していたスイッチング素子のスイッチング動作を再開するときに、自己給電回路の動作可能な変換器セルと、動作可能範囲外の直流コンデンサの電圧となる変換器セルとが存在する可能性がある。その結果、モジュラーマルチレベル変換器を再度動作させることができない場合があるという課題があった。
この発明は以上のような課題を解決するためになされたもので、交流系統の一時的な電圧低下により変換器セルのスイッチング動作を停止したとき、全ての変換器セルの自己給電回路を動作可能な直流コンデンサの電圧とすることで、変換器セルの再動作を確実に行うことができる電力変換装置を提供することを目的とする。
この発明に係る電力変換装置は、複数相の交流系統の各相に対応して直列接続された複数の変換器セルと、前記変換器セルの動作を個別に制御可能な制御装置を備え、前記変換器セルは逆並列に接続されたダイオードにスイッチング素子を直列接続した直列接続回路と、前記直列接続回路に並列に接続され直流電圧を平滑化する直流コンデンサと、前記スイッチング素子を動作させる自己給電回路とにより構成されている電力変換装置であって、前記制御装置は前記変換器セルの出力電流が所定値以上になった場合または前記直流コンデンサの電圧が前記自己給電回路を動作させる所定範囲を外れた場合に前記スイッチング素子のスイッチング動作を一時停止する保護部と、前記保護部によって一時停止してから所定期間経過ごとに前記直流コンデンサの電圧が前記自己給電回路の動作可能範囲内にあるかを判定する電圧判定部と、前記電圧判定部によって動作可能と判定された前記変換器セルを選択して前記スイッチング素子を動作させる充電制御部と、全ての前記直流コンデンサの電圧が所定範囲内にあると前記電圧判定部が判定したとき前記スイッチング素子のスイッチング動作を再開するゲート制御部とを備えていることを特徴とするものである。
この発明によれば、制御装置は変換器セルの出力電流が所定値以上になった場合または直流コンデンサの電圧が自己給電回路を動作させる所定範囲を外れた場合にスイッチング素子のスイッチング動作を一時停止する保護部と、前記保護部によって一時停止してから所定期間経過ごとに前記直流コンデンサの電圧が前記自己給電回路の動作可能範囲内にあるかを判定する電圧判定部と、前記電圧判定部によって動作可能と判定された前記変換器セルを選択して前記スイッチング素子を動作させる充電制御部と、全ての前記直流コンデンサの電圧が所定範囲内にあると前記電圧判定部が判定したとき前記スイッチング素子のスイッチング動作を再開するゲート制御部とを備えているため、各変換器セルの直流コンデンサ電圧にばらつきが生じても、スイッチング素子の再動作時にそのばらつきを軽減して、全ての変換器セルの自己給電回路を動作可能な直流コンデンサの電圧とすることができるため、変換器セルの再動作を確実に行うことができる電力変換装置を得ることができる効果がある。
以下、この発明の実施の形態について説明するが、各図において同一、または相当部分については同一符号を付して説明する。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１における電力変換装置を示す概略構成図、図２はこの発明の実施の形態１における電力変換装置の変換器セルとセル群制御部の構成例を示す構成図、図３ａはこの発明の実施の形態１における電力変換装置の起動時の直流コンデンサの電圧の推移を説明する説明図、図３ｂはこの発明の実施の形態１における電力変換装置の交流系統が瞬時電圧低下を発生した時の直流コンデンサの電圧の推移を説明する説明図である。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１における電力変換装置を示す概略構成図、図２はこの発明の実施の形態１における電力変換装置の変換器セルとセル群制御部の構成例を示す構成図、図３ａはこの発明の実施の形態１における電力変換装置の起動時の直流コンデンサの電圧の推移を説明する説明図、図３ｂはこの発明の実施の形態１における電力変換装置の交流系統が瞬時電圧低下を発生した時の直流コンデンサの電圧の推移を説明する説明図である。
図１は交直変換装置の一例を示す概略構成図であり、電力変換装置は、主回路であるレグ回路８と、このレグ回路８を制御する制御装置５とを備えている。
レグ回路８は、複数相（図１では三相交流の場合を示す）の交流系統２の各相に対応して構成されて、交流系統２と直流系統４との間で電力の交直変換を行うもので、交流側は連系用の変圧器３を介して交流系統２に接続され、直流側は直流系統４に接続される。なお、この場合の直流系統４としては、直流出力を行う他の電力変換装置が適用される。また、図１の連系用の変圧器３を用いる代わりに、連系リアクトルを介して交流系統２に接続した構成としても良い。
レグ回路８は、複数相（図１では三相交流の場合を示す）の交流系統２の各相に対応して構成されて、交流系統２と直流系統４との間で電力の交直変換を行うもので、交流側は連系用の変圧器３を介して交流系統２に接続され、直流側は直流系統４に接続される。なお、この場合の直流系統４としては、直流出力を行う他の電力変換装置が適用される。また、図１の連系用の変圧器３を用いる代わりに、連系リアクトルを介して交流系統２に接続した構成としても良い。
電力変換装置の各相は、後で詳細に説明する変換器セル１が複数個直列接続された直列接続体のセル群６が二組直列接続され、その接続点がリアクトル７を介して変圧器３の交流線各相に接続されてレグ回路８が構成され、三相分の各レグ回路８の両端は、直流系統４に接続される。各相のレグ回路８を構成する二組のセル群６は一方が正側セル群、他方が負側セル群を構成している。
なお、リアクトル７が挿入される位置は、各レグ回路８のいずれの位置であっても良く、それぞれ複数個であっても良い。また、それぞれのリアクトル値は異なっていても良く、極端には正側セル群のみ、または、負側セル群のみに挿入することもできる。
なお、リアクトル７が挿入される位置は、各レグ回路８のいずれの位置であっても良く、それぞれ複数個であっても良い。また、それぞれのリアクトル値は異なっていても良く、極端には正側セル群のみ、または、負側セル群のみに挿入することもできる。
次に、変換器セル１と制御装置５内に構成されたセル群制御部９の構成例について、図２にもとづき説明する。
図２に示す構成の変換器セル１は、ハーフブリッジ構成を採用した変換器セル１であり、それぞれダイオード１ｃ，１ｄが逆並列に接続された複数（図２の場合２個）の電力用半導体スイッチング素子１ａ，１ｂ（以下、スイッチング素子と称す）を直列接続し、この直列接続回路と並列接続され直流電圧を平滑化する直流コンデンサ１ｅと、直流コンデンサ１ｅと並列に抵抗器１ｆおよび自己給電回路１ｇが接続されて構成されている。
各スイッチング素子１ａ，１ｂは、例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）またはＧＣＴ（Ｇａｔｅ Ｃｏｍｍｕｔａｔｅｄ Ｔｕｒｎ−ｏｆｆ ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）として知られる自己消弧型のスイッチング素子が用いられる。
図２に示す構成の変換器セル１は、ハーフブリッジ構成を採用した変換器セル１であり、それぞれダイオード１ｃ，１ｄが逆並列に接続された複数（図２の場合２個）の電力用半導体スイッチング素子１ａ，１ｂ（以下、スイッチング素子と称す）を直列接続し、この直列接続回路と並列接続され直流電圧を平滑化する直流コンデンサ１ｅと、直流コンデンサ１ｅと並列に抵抗器１ｆおよび自己給電回路１ｇが接続されて構成されている。
各スイッチング素子１ａ，１ｂは、例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）またはＧＣＴ（Ｇａｔｅ Ｃｏｍｍｕｔａｔｅｄ Ｔｕｒｎ−ｏｆｆ ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）として知られる自己消弧型のスイッチング素子が用いられる。
各変換器セル１は、ダイオード１ｃのアノード端子とダイオード１ｄのカソード端子を接続した端子とダイオード１ｄのアノード端子がそれぞれ出力端子となり、各スイッチング素子１ａ，１ｂをオン・オフさせることにより、出力端子から直流コンデンサ１ｅの両端電圧およびゼロ電圧を出力する。
変換器セル１には、直流コンデンサ１ｅの電圧を検出する電圧検出器１ｈと、出力端子の電流を検出する電流検出器１ｉが構成されて、セル群制御部９にそれらの検出値を伝送する。セル群制御部９からは、スイッチング素子１ａ，１ｂのオン・オフを制御するゲート信号が送信されて、自己給電回路１ｇが供給する電力を使い、スイッチング素子１ａ，１ｂのスイッチング状態が制御される。
変換器セル１には、直流コンデンサ１ｅの電圧を検出する電圧検出器１ｈと、出力端子の電流を検出する電流検出器１ｉが構成されて、セル群制御部９にそれらの検出値を伝送する。セル群制御部９からは、スイッチング素子１ａ，１ｂのオン・オフを制御するゲート信号が送信されて、自己給電回路１ｇが供給する電力を使い、スイッチング素子１ａ，１ｂのスイッチング状態が制御される。
セル群制御部９には対応するセル群６を制御する制御機能が構成される。出力端子から出力すべき電圧に応じた電圧指令が外部もしくは制御装置５の内部で生成され、その電圧指令に応じて変換器電圧制御部９ｆでスイッチング素子１ａ，１ｂのオン・オフを制御する通常運転ゲート制御信号を生成してゲート制御部９ｄに送信する。保護部９ｅでは各変換器セル１の電圧検出器１ｈで検出した直流電圧の大きさと、各変換器セル１の電流検出器１ｉで検出した電流の大きさ、および電圧判定部９ａからの判定結果とから、通常運転であることを示すゲートオン信号と、直流コンデンサの電圧の充電制御を指令する充電指令信号のいずれかを出力し、ゲート制御部９ｄに送信する。
電圧判定部９ａでは、各変換器セル１の直流電圧の大きさを評価し、スイッチング素子１ａ，１ｂが制御可能な直流電圧レベルにあるか、そうでないかを判定した結果をセル選択部９ｂおよび保護部９ｅに送る。セル選択部９ｂは電圧判定部９ａの判定結果を元に、充電制御を行う変換器セル１を選択し、選択結果を充電制御部９ｃに送信する。充電制御部９ｃでは選択された変換器セル１のスイッチング素子１ａ，１ｂのオン・オフを制御する充電用ゲート制御信号を生成し、ゲート制御部９ｄに送信する。ゲート制御部９ｄでは、充電指令信号およびゲートオン信号の状態に応じて、通常ゲート制御信号と充電用ゲート制御信号のいずれかを選択し、各変換器セル１にゲート信号を送信する。
なお、図２の構成例では、各変換器セル１の出力端子の電流を検出する電流検出器１ｉが各変換器セル１に構成されているが、セル群６は変換器セル１の直列接続体であることから、電流検出器１ｉはいずれか一つの変換器セル１の電流検出器１ｉを使っても同様である。さらに、電流検出器１ｉを各変換器セル１に構成せず、セル群６に対して一つの電流検出器１ｉを設けるように構成しても良い。
次に、制御装置５のセル群制御部９における制御動作について説明する。
図１に示す構成において、各セル群６は交流系統２の交流電圧に対応した交流電圧成分と、直流系統４に対応した直流電圧成分を出力する。各セル群６は変換器セル１を直列接続した構成であり、各変換器セル１はそれら電圧成分の一部を分担し、直列合成された電圧がセル群６から出力される電圧に相当する。図２においては、直流コンデンサ１ｅの時間平均値はほぼ一定の電圧レベルになるように運転されるので、出力電圧を制御する変換器電圧制御部９ｆではパルス幅変調方式（ＰＷＭ）が一般的に適用されて、所望の出力電圧を得る。図１の電力変換器では、セル群６の出力電圧歪を抑制する目的で、各変換器セル１のスイッチング素子１ａ，１ｂのスイッチングタイミングは各変換器セル１で時間的にずらして制御される。
図１に示す構成において、各セル群６は交流系統２の交流電圧に対応した交流電圧成分と、直流系統４に対応した直流電圧成分を出力する。各セル群６は変換器セル１を直列接続した構成であり、各変換器セル１はそれら電圧成分の一部を分担し、直列合成された電圧がセル群６から出力される電圧に相当する。図２においては、直流コンデンサ１ｅの時間平均値はほぼ一定の電圧レベルになるように運転されるので、出力電圧を制御する変換器電圧制御部９ｆではパルス幅変調方式（ＰＷＭ）が一般的に適用されて、所望の出力電圧を得る。図１の電力変換器では、セル群６の出力電圧歪を抑制する目的で、各変換器セル１のスイッチング素子１ａ，１ｂのスイッチングタイミングは各変換器セル１で時間的にずらして制御される。
保護部９ｅではスイッチング素子１ａ，１ｂがスイッチング可能な電流レベルを超えた動作をしないように、さらに、スイッチング素子１ａ，１ｂと直流コンデンサ１ｅおよび自己給電回路１ｇが所定の直流電圧レベルを超えた動作をしないように保護するように動作する。具体的には、各変換器セル１の出力電流の検出値の大きさが過電流検出値以上になることを判定して、通常運転指令に相当するゲートオン信号を無効状態とし、スイッチング素子のスイッチング動作を停止する（ゲートブロック状態）。さらには、各変換器セル１の直流コンデンサ１ｅの電圧を検出する電圧検出器１ｈの検出値が、過電圧検出値以上になるか、または、低電圧検出値以下になるかすると、前記と同様にゲートオン信号を無効状態とする。
次いで保護部９ｅでは、一度ゲートオン信号を無効状態とした後、所定期間経過後、各変換器セル１の出力電流の検出値の大きさが過電流検出値より小さく、かつ、各変換器セル１の直流コンデンサ１ｅの電圧の検出値が過電圧検出値より小さく、かつ、直流コンデンサ１ｅの電圧の検出値が低電圧検出値よりも大きいことを判定して、全ての条件を満足する状態になったときゲートオン信号を有効状態とし、スイッチング素子１ａ，１ｂのスイッチング状態は、変換器電圧制御部９ｆが出力する通常運転ゲート制御信号に応じて制御されるようにする。
ここで、保護部９ｅが過電流検出や過電圧検出および低電圧検出して、ゲートオン信号が一時的に無効状態となり、再度ゲートオン信号を有効状態とすることが可能となる事象の発生状況として、交流系統２の電圧変動が考えられる。交流系統２の電圧変動は、例えば落雷による瞬時電圧低下、交流系統２に構成される送電線や変圧器および調相設備などの投入または解列等の事象により発生する。交流系統２に電圧変動が発生すると、セル群６が出力している電圧と交流系統２の電圧との差電圧が増加し、リアクトル７や変圧器３に印加される電圧が増加する。この電圧増加は、リアクトル７と変圧器３の主にインダクタンス成分の電圧として作用し、その結果リアクトル７と変圧器３に流れる電流が増加する。セル群６はオン・オフを繰り返すスイッチング素子１ａ，１ｂと直流コンデンサ１ｅで構成され、インピーダンスが低いことから、リアクトル７と変圧器３に流れる電流がセル群６にも流れ、差電圧が大きいほど大きな電流が流れることで過電流を検出したり、その大きな電流が直流コンデンサ１ｅにも流れることで過電圧や低電圧を検出したりすることとなる。
なお、交流系統２の電圧変動による過渡的な電流および電圧により、スイッチング素子１ａ，１ｂを破損しないように、所定期間は、過渡的な電流および電圧が収まる期間を考慮して設定される。また、その他に所定期間を設定する際の考慮すべき要因は、各変換器セル１の出力電流の検出および直流コンデンサ１ｅの電圧の検出に要する時間、検出された各変換器セル１の出力電流および直流コンデンサ１ｅの電圧の情報が保護部９ｅに送られるまでの時間、およびセル群制御部９の処理に要した時間である。
なお、交流系統２の電圧変動による過渡的な電流および電圧により、スイッチング素子１ａ，１ｂを破損しないように、所定期間は、過渡的な電流および電圧が収まる期間を考慮して設定される。また、その他に所定期間を設定する際の考慮すべき要因は、各変換器セル１の出力電流の検出および直流コンデンサ１ｅの電圧の検出に要する時間、検出された各変換器セル１の出力電流および直流コンデンサ１ｅの電圧の情報が保護部９ｅに送られるまでの時間、およびセル群制御部９の処理に要した時間である。
出力電流の過電流については、セル群６が直列接続されていることから、各変換器セル１に流れる電流が同一であることは明白であるが、電流が流れることにより生じる直流コンデンサ１ｅの電圧については、各変換器セル１のスイッチング素子１ａ，１ｂのスイッチングタイミングが同一ではなく時間的なずれが存在していること、および直流コンデンサ１ｅの電位は同一ではなく運転状態によりばらつきが生じることで、各変換器セル１で異なっている。例えば、交流系統２で瞬時電圧低下が発生して電圧差が生じた場合、保護部９ｅでは各変換器セル１の直流電圧のうち、最も低い電圧レベルにある電圧値と直流低電圧設定値を比較し、ゲートオン信号を無効状態とすると、各変換器セル１の直流電圧レベルはばらついた状態で保持されることとなる。交流系統２の電圧が低下した状態で、スイッチング素子１ａ，１ｂをオフ状態にすると、図２のハーブブリッジセルでは出力電圧が直流コンデンサ１ｅの電圧レベルより高くならないとダイオード１ｃを介して充電することができないため、電圧保持状態となる。しかし、図２に示すように直流コンデンサ１ｅと並列接続された抵抗１ｆの作用により、直流コンデンサ１ｅの電圧は徐々に放電されて低下する。
抵抗１ｆは直流コンデンサ１ｅの漏れ電流のばらつきによる電圧のばらつきを抑制するように作用するが、この効果は例えば図３ａに示すように、直流コンデンサ１ｅを交流系統２からの電力で初期充電する場合には、各変換器セル１のスイッチング素子１ａ，１ｂをオフ状態とし、ダイオード１ｃに電流が流れて直流コンデンサ１ｅに電荷を蓄積するので、各変換器セル１に流れる電流が共通であることを考慮すると、直流コンデンサ１ｅの電圧は時間推移とともに抵抗１ｆで設計されたばらつきの範囲に収まる。そして、自己給電回路は直流コンデンサ１ｅの充電された電圧レベルの最も低い電圧レベルに対して、余裕を持って動作できるように設計される。充電される直流電圧の各変換器セル１に関する平均値は、交流系統２の電圧レベルに比例した値となり、定常的に運用される交流系統２の電圧に応じて設計される。
一方、先に説明したように、図１の電力変換装置が運転中に、保護部９ｅが低電圧を検出して、ゲートオン信号を無効状態にすると充電時以上のばらつきが生じる可能性がある。例えば図３ｂに示すように、時点Ａで交流系統２が瞬時電圧低下を発生した時の直流コンデンサ１ｅの電圧の時間推移の一例で説明する。交流系統２の電圧低下時に、各変換器セル１の直流コンデンサ１ｅの電圧が、交流電圧変動と変換器電圧制御部９ｆとの影響で、充電時よりも大きなばらつきを生じる可能性がある。そして、時点Ｂで保護部９ｅが低電圧を検出してゲートオン信号を無効状態とすると、各変換器セル１の直流コンデンサ１ｅの電圧を合成した電圧値よりも交流電圧の大きさが小さいと、ダイオード１ｃには電流が流れずそのばらつきが維持されて徐々に放電する。また、ダイオード１ｃに充電電流が流れる状態に交流電圧が復帰しても、過電圧とならずに通常運用時の電圧レベルであれば、各変換器セル１のコンデンサ電圧の平均値が充電時の電圧レベルに到達するものの、そのばらつきが解消せずに抵抗１ｆの効果で徐々に放電される。その後、所定期間を経て、保護部９ｅが各変換器セル１の直流電圧を判定すると、自己給電回路の動作可能レベルより小さい変換器セル１が存在する可能性があり、その結果再度ゲートオン信号を有効状態にできないこととなる。
この場合には、セル群制御部９では、ゲートオン信号を無効状態とし、所定期間経たときに、各変換器セル１の直流コンデンサ１ｅの電圧レベルを判定することで、自己給電回路が動作可能な変換器セル１を選択する。各変換器セル１の直流コンデンサ１ｅの電圧の平均値は、交流系統２の電圧が定常的に運用される電圧レベルに回復してれば、余裕を持ち自己給電回路が動作できるレベルになる。このため、少なくともセル群６に構成される半分以上の変換器セル１の直流コンデンサ１ｅの電圧は、自己給電回路が動作できるレベルにある。セル選択部９ｂでは、これら自己給電回路が動作可能な変換器セル１のうち、すべてまたは一部を選択して充電制御部９ｃに選択されたセル情報を送信する。充電制御部９ｃではセル選択部９ｂで選択された各変換器セル１のゲート信号が、スイッチング素子１ａがオフでスイッチング素子１ｂがオンとなるゲート制御信号をゲート制御部９ｄに送信する。この動作と平行して、電圧判定部９ａでは、ゲートオン信号を無効状態にした後、所定期間を経て再度ゲートオン信号を有効状態にするときに、各変換器セル１のコンデンサ電圧が低電圧検出レベルよりも低い変換器セル１が存在することを判定して、充電完了信号を未完了状態として保護部９ｅに送信する。
そして、保護部９ｅは充電完了信号が未完了状態を判断して、充電指令を充電完了状態から、充電状態に変更してゲート制御部９ｄに送信する。ゲート制御部９ｄではゲートオン信号が無効状態で、充電指令が充電状態のときに充電制御部９ｃの出力するゲート制御信号を各変換器セル１のゲート信号として各変換器セル１に送信する。各変換器セル１のスイッチング素子１ｂがオン状態になると、その変換器セル１の出力電圧は零電圧出力状態となり、電流は直流コンデンサ１ｅを通過しない状態となる。これにより、各変換器セル１の出力電圧を合成したセル群６の電圧が低下し、交流系統２の電圧レベルよりも低い位相区間（通常交流系統電圧のピーク付近）が発生することで、交流系統２の電圧とセル群６の合成した電圧との間に電位差が生じて、変圧器３に電流が流れる。さらに、その電流はセル群６に流れる。すなわち、スイッチング素子１ｂをオンにしていない変換器セル１のダイオード１ｃに電流が流れ、該当する直流コンデンサ１ｅを充電して直流電圧を上昇させることができる。
この充電状態になってから所定期間経たときに、電圧判定部９ａでは、全ての変換器セル１の直流電圧が、自己給電回路が動作可能なレベル以上になったことを判定して、充電完了信号を未完了状態から完了状態に変更し、さらに保護部９ｅでは充電完了状態を判定して充電指令を充電状態から、充電完了状態に変更してゲート制御部９ｄに送信する。これにより、ゲート制御部９ｄは充電指令が充電完了状態になると、各変換器セル１のゲート信号を充電用ゲート制御信号からオフ状態にして、全てのスイッチング素子１ａ，１ｂをオフ状態とする。その後、保護部９ｅでは、充電完了信号が完了状態になると同時か所定の時間遅れを持ってゲートオン信号を有効状態としてゲート制御部９ｄに送信する。このゲートオン信号を受けてゲート制御部９ｄは、変換器電圧制御部９ｆから送信されている通常運転ゲート信号を選択して各変換器セル１に対してゲート信号を送信する。このスイッチング動作が完了すると、図１の電力変換装置が通常運転状態に復帰する。なお、通常運転状態では、直流コンデンサ１ｅの電圧の時間平均値はほぼ一定の電圧レベルになるように運転され、所望の交流系統２の交流電圧および所望の直流系統４の直流電圧を得ることができる。
以上説明したように、交流系統２に電圧動揺が発生したときに、一時的にスイッチング素子１ａ，１ｂのスイッチング動作を停止する場合に、各変換器セル１の直流コンデンサ１ｅの電圧がばらついた状態で保持され、自己給電回路が動作できる電圧レベルより小さい電圧となる変換器セル１が存在しても、その直流コンデンサ１ｅを充電し再度スイッチング素子１ａ，１ｂのスイッチング動作を再開することができる。これにより、直流コンデンサ１ｅを０Ｖ付近まで放電して、再度全ての直流コンデンサ１ｅを初期充電から開始する必要がなく、電力変換装置の運転継続性が向上する。
なお、上記説明では図２の変換器セル１はハーフブリッジ回路で構成しているが、フルブリッジ回路で構成しても同様の動作が可能である。
また、ここでは、保護部９ｅで、過電流検出、過電圧検出、および低電圧検出によりゲートオン信号を無効にする場合に、交流系統２の電圧が瞬時的に低下する場合を例に挙げた。故障が除去された後に再起動が可能な故障であれば、どのような場合でも電力変換装置の運転継続性が向上する効果がある。なお、その他の再起動が可能な故障には、交流系統２の瞬時的な過電圧の場合が挙げられる。
さらに、変換器セル１の個数が多い場合、ゲート制御部９ｄからの通信の遅れが各変換器セル１で異なる構成となり得る。この場合では、各変換器セル１のゲートブロック状態への移行にもばらつきが生じることとなり、直流コンデンサ１ｅの電圧のばらつきの要因となる。このような状態においても、電力変換装置の運転継続性が向上する効果がある。
なお、上記説明では図２の変換器セル１はハーフブリッジ回路で構成しているが、フルブリッジ回路で構成しても同様の動作が可能である。
また、ここでは、保護部９ｅで、過電流検出、過電圧検出、および低電圧検出によりゲートオン信号を無効にする場合に、交流系統２の電圧が瞬時的に低下する場合を例に挙げた。故障が除去された後に再起動が可能な故障であれば、どのような場合でも電力変換装置の運転継続性が向上する効果がある。なお、その他の再起動が可能な故障には、交流系統２の瞬時的な過電圧の場合が挙げられる。
さらに、変換器セル１の個数が多い場合、ゲート制御部９ｄからの通信の遅れが各変換器セル１で異なる構成となり得る。この場合では、各変換器セル１のゲートブロック状態への移行にもばらつきが生じることとなり、直流コンデンサ１ｅの電圧のばらつきの要因となる。このような状態においても、電力変換装置の運転継続性が向上する効果がある。
実施の形態２．
図４はこの発明の実施の形態２における電力変換装置を示す概略構成図、図５はこの発明の実施の形態２における電力変換装置の変換器セルとセル群制御部の構成例を示す構成図である。上記実施の形態１では、交直変換装置の一例により、直列接続体のセル群６が二組直列接続されたレグ回路８の接続点に交流系統２の各相を接続した場合について説明したが、実施の形態２では、無効電力補償装置の一例により、レグ回路８の三組が三角結線されて、その各接続点が交流系統２の各相に接続されている場合について説明する。
図４はこの発明の実施の形態２における電力変換装置を示す概略構成図、図５はこの発明の実施の形態２における電力変換装置の変換器セルとセル群制御部の構成例を示す構成図である。上記実施の形態１では、交直変換装置の一例により、直列接続体のセル群６が二組直列接続されたレグ回路８の接続点に交流系統２の各相を接続した場合について説明したが、実施の形態２では、無効電力補償装置の一例により、レグ回路８の三組が三角結線されて、その各接続点が交流系統２の各相に接続されている場合について説明する。
図４は無効電力補償装置の一例を示す概略構成図であり、電力変換装置のレグ回路８は、複数相（図４では特に三相交流の場合を示す）の交流系統２の各相間に構成されて、連系用の変圧器３を介して交流系統２に接続さる。電力変換装置の各相は、セル群６とリアクトル７が直列に接続されて、変圧器３の交流線の線間に接続されてレグ回路８が構成され、三相分の各レグ回路８は、三角結線されて短絡された直流のループ回路を構成している。また、図４の連系変圧器３を用いる代わりに、連系リアクトルを介して交流系統２に接続した構成としても良い。なお、通常は三角結線により短絡されたループ回路に流れる直流のループ電流をほぼ零となるように運転されるが、交流系統２に無効電力が発生すると直流のループ電流を通電して、無効電力を低減させるように運転される。
図５に示す構成の変換器セル１は、フルブリッジ構成を採用した変換器セル１であり、それぞれダイオード１ｃ，１ｄと、ダイオード１ｌ，１ｍが逆並列に接続された回路に対して、複数（この場合４個）のスイッチング素子１ａ，１ｂと、スイッチング素子１ｊ，１ｋをそれぞれ直列に接続した直列接続回路と、この直列接続回路と直流電圧を平滑化する直流コンデンサ１ｅと抵抗１ｆおよび自己給電回路１ｇが並列接続されて構成されている。
各スイッチング素子１ａ，１ｂ，１ｊ，１ｋは、実施の形態１と同様にＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）やＧＣＴ（Ｇａｔｅ Ｃｏｍｍｕｔａｔｅｄ Ｔｕｒｎ−ｏｆｆ ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）として知られる自己消弧型のスイッチング素子が用いられる。
各スイッチング素子１ａ，１ｂ，１ｊ，１ｋは、実施の形態１と同様にＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）やＧＣＴ（Ｇａｔｅ Ｃｏｍｍｕｔａｔｅｄ Ｔｕｒｎ−ｏｆｆ ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）として知られる自己消弧型のスイッチング素子が用いられる。
そして、図５に示すように、各変換器セル１は、ダイオード１ｃのアノード端子とダイオード１ｄのカソード端子を接続した端子と、ダイオード１ｌのアノード端子とダイオード１ｍのカソード端子が接続した端子とがそれぞれ出力端子となり、各スイッチング素子１ａ，１ｂ，１ｊ，１ｋをオン・オフさせることにより、出力端子から直流コンデンサ１ｅの両端電圧の正極性と逆極性および零電圧を出力する。
変換器セル１には、直流コンデンサ１ｅの電圧を検出する電圧検出器１ｈと、出力端子の電流を検出する電流検出器１ｉが構成されて、セル群制御部９にそれらの検出値を伝送する。セル群制御部９からは、スイッチング素子１ａ，１ｂ，１ｊ，１ｋのオン・オフを制御するゲート信号が送信されて、自己給電回路１ｇが供給する電力を使い、スイッチング素子１ａ，１ｂ，１ｊ，１ｋのスイッチング状態が制御される。
セル群制御部９には対応するセル群６を制御する制御機能が構成されるが、各変換器セル１がフルブリッジ構成であることで、スイッチング素子の個数が異なる以外は実施の形態１と同様であるので説明を省略する。
変換器セル１には、直流コンデンサ１ｅの電圧を検出する電圧検出器１ｈと、出力端子の電流を検出する電流検出器１ｉが構成されて、セル群制御部９にそれらの検出値を伝送する。セル群制御部９からは、スイッチング素子１ａ，１ｂ，１ｊ，１ｋのオン・オフを制御するゲート信号が送信されて、自己給電回路１ｇが供給する電力を使い、スイッチング素子１ａ，１ｂ，１ｊ，１ｋのスイッチング状態が制御される。
セル群制御部９には対応するセル群６を制御する制御機能が構成されるが、各変換器セル１がフルブリッジ構成であることで、スイッチング素子の個数が異なる以外は実施の形態１と同様であるので説明を省略する。
次に、この実施の形態２に係る制御装置５のセル群制御部９における制御動作の詳細について、以下に説明する。
図４に示す構成において、各セル群６は交流系統２の交流線間電圧に対応した交流電圧成分を出力する。各セル群６は変換器セル１を直列接続した構成であり、各変換器セル１はそれら電圧成分の一部を分担し、直列合成された電圧がセル群６から出力される電圧に相当する。図５においては、直流コンデンサ１ｅの時間平均値はほぼ一定の電圧レベルになるように運転されるので、出力電圧を制御する変換器電圧制御部９ｆではパルス幅変調方式（ＰＷＭ）が一般的に適用されて、所望の出力電圧を得る。図４の電力変換器では、セル群６の出力電圧歪を抑制する目的で、各変換器セル１のスイッチング素子１ａ，１ｂ，１ｊ，１ｋのスイッチングタイミングは各変換器セル１で時間的にずらして制御される。
図４に示す構成において、各セル群６は交流系統２の交流線間電圧に対応した交流電圧成分を出力する。各セル群６は変換器セル１を直列接続した構成であり、各変換器セル１はそれら電圧成分の一部を分担し、直列合成された電圧がセル群６から出力される電圧に相当する。図５においては、直流コンデンサ１ｅの時間平均値はほぼ一定の電圧レベルになるように運転されるので、出力電圧を制御する変換器電圧制御部９ｆではパルス幅変調方式（ＰＷＭ）が一般的に適用されて、所望の出力電圧を得る。図４の電力変換器では、セル群６の出力電圧歪を抑制する目的で、各変換器セル１のスイッチング素子１ａ，１ｂ，１ｊ，１ｋのスイッチングタイミングは各変換器セル１で時間的にずらして制御される。
図５のセル群制御部９の電圧判定部９ａ、セル選択部９ｂ、ゲート制御部９ｄ、保護部９ｅ、変換器電圧制御部９ｆの動作は実施の形態１と同様であるので説明を省略する。充電制御部９ｃでは、セル選択部９ｂで選択された変換器セル（自己給電回路が動作可能なセル）のすべてかその一部の変換器セル１のスイッチング素子１ｂと１ｋをオンするゲート制御信号か、またはスイッチング素子１ａと１ｌをオンするゲート制御信号をゲート制御部９ｄに出力する。これにより、各変換器セル１の出力電圧を合成したセル群６の電圧が低下し、交流電圧レベルよりも低い位相区間が発生することで、スイッチング素子をオンにしていない変換器セル１のダイオード１ｃと１ｍに電流が流れ、該当する直流コンデンサ１ｅを充電して直流電圧を上昇させることができる。
以上のようにこの実施の形態２においても、交流系統２の電圧動揺が発生したときに、一時的にスイッチング素子１ａ，１ｂ，１ｊ，１ｋのスイッチング動作を停止する場合に、各変換器セル１の直流コンデンサ１ｅの電圧がばらついた状態で保持され、自己給電回路１ｇが動作できる電圧レベルより小さい電圧となる変換器セル１が存在しても、その直流コンデンサ１ｅを充電し再度スイッチング素子１ａ，１ｂ，１ｊ，１ｋのスイッチング動作を再開することができる。これにより、直流コンデンサ１ｅを０Ｖ付近まで放電して、再度すべての直流コンデンサ１ｅを初期充電から開始する必要がなく、電力変換装置の運転継続性が向上する。
実施の形態３．
上記実施の形態１では、充電制御部９ｃはセル選択部９ｂで選択されたすべてまたは一部の変換器セル１に対して充電用ゲート信号を送信する場合について説明したが、実施の形態３では、充電制御部９ｃはセル選択部９ｂで選択された変換器セル１の内で直流電圧の高いものから１個ずつの変換器セル１に対して充電用ゲート信号を順次出力するようにしたものである。
以上のように構成されているので、充電するときに交流系統２の電圧とセル群６との間に一度に発生する電位差が、変換器セル１の１個の直流コンデンサ１ｅに充電されている直流電圧に制限されるので、充電電流の大きさが抑制されて、充電時の過電流発生を抑止するように動作する。なお、この実施の形態３では一度にゲートを制御する変換器セル数を１個としたが、複数個同時に順次制御しても、１度に発生する電位差を抑制することができる。また、順次制御するときの間隔は、所定値に設定しても良いし、出力電流の大きさが所定値以下であることを判定して次に進めることもできる。
以上のようにこの実施の形態３では、実施の形態１または２の効果に加えて、充電時の電流を最小限に抑制することができ、電力変換装置の運転継続性が向上する。なお、他の部分については上記実施の形態１と同様であるため説明を省略する。
上記実施の形態１では、充電制御部９ｃはセル選択部９ｂで選択されたすべてまたは一部の変換器セル１に対して充電用ゲート信号を送信する場合について説明したが、実施の形態３では、充電制御部９ｃはセル選択部９ｂで選択された変換器セル１の内で直流電圧の高いものから１個ずつの変換器セル１に対して充電用ゲート信号を順次出力するようにしたものである。
以上のように構成されているので、充電するときに交流系統２の電圧とセル群６との間に一度に発生する電位差が、変換器セル１の１個の直流コンデンサ１ｅに充電されている直流電圧に制限されるので、充電電流の大きさが抑制されて、充電時の過電流発生を抑止するように動作する。なお、この実施の形態３では一度にゲートを制御する変換器セル数を１個としたが、複数個同時に順次制御しても、１度に発生する電位差を抑制することができる。また、順次制御するときの間隔は、所定値に設定しても良いし、出力電流の大きさが所定値以下であることを判定して次に進めることもできる。
以上のようにこの実施の形態３では、実施の形態１または２の効果に加えて、充電時の電流を最小限に抑制することができ、電力変換装置の運転継続性が向上する。なお、他の部分については上記実施の形態１と同様であるため説明を省略する。
なお、この発明は、その発明の範囲内において各実施の形態を自由に組み合わせたり、実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。
１ 変換器セル、１ａ スイッチング素子、１ｂ スイッチング素子、１ｃ ダイオード、１ｄ ダイオード、１ｅ 直流コンデンサ、１ｆ 抵抗、１ｇ 自己給電回路、１ｈ 電圧検出器、１ｉ 電流検出器、２ 交流系統、３ 変圧器、４ 直流系統、５ 制御装置、６ セル群、７ リアクトル、８ レグ回路、９ セル群制御部、９ａ 電圧判定部、９ｂ セル選択部、９ｃ 充電制御部、９ｄ ゲート制御部、９ｅ 保護部、９ｆ 変換器電圧制御部
Claims (8)
- 複数相の交流系統の各相に対応して直列接続された複数の変換器セルと、前記変換器セルの動作を個別に制御可能な制御装置を備え、前記変換器セルは逆並列に接続されたダイオードにスイッチング素子を直列接続した直列接続回路と、前記直列接続回路に並列に接続され直流電圧を平滑化する直流コンデンサと、前記スイッチング素子を動作させる自己給電回路とにより構成されている電力変換装置であって、前記制御装置は前記変換器セルの出力電流が所定値以上になった場合または前記直流コンデンサの電圧が前記自己給電回路を動作させる所定範囲を外れた場合に前記スイッチング素子のスイッチング動作を一時停止する保護部と、前記保護部によって一時停止してから所定期間経過ごとに前記直流コンデンサの電圧が前記自己給電回路の動作可能範囲内にあるかを判定する電圧判定部と、前記電圧判定部によって動作可能と判定された前記変換器セルを選択して前記スイッチング素子を動作させる充電制御部と、全ての前記直流コンデンサの電圧が所定範囲内にあると前記電圧判定部が判定したとき前記スイッチング素子のスイッチング動作を再開するゲート制御部とを備えていることを特徴とする電力変換装置。
- 前記充電制御部で選択された前記変換器セルは、前記スイッチング素子のスイッチング動作により零電圧出力状態にされることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
- 複数の前記変換器セルの直列接続体が二組直列接続された接続点を前記交流系統の各相に接続し、残りの両端が直流系統に接続されていることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
- 複数の前記変換器セルの直列接続体の三組が三角結線されて、その各接続点が前記交流系統の各相に接続されていることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
- 前記保護部は前記変換器セルの出力電流の検出値が過電流検出値よりも大きい場合または前記直流コンデンサの電圧の検出値が過電圧検出値よりも大きい場合または前記直流コンデンサの電圧の検出値が低電圧検出値よりも小さい場合に前記スイッチング素子のスイッチング動作を一時停止することを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
- 前記保護部は、前記交流系統の電圧が瞬時的に過電圧を発生した場合、または前記保護部は前記交流系統の電圧が瞬時的に低下した場合に、前記スイッチング素子のスイッチング動作を一時停止することを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
- 前記充電制御部は選択された前記変換器セルの前記スイッチング素子を順次動作させることを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
- 前記充電制御部は前記スイッチング素子の同時に動作させる数を所定数に制限することを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
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