JP6322594B2 - 無線通信システム及び無線通信用受信機 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信システムに係り、特に、回転波を送受信する無線通信システム及び無線通信用受信機に関する。

回転波（円偏波）を送受信する無線通信システムとして、特許文献１に記載される技術が提案されている。特許文献１では、送信機が、所定の搬送周波数に対し、ゼロから上記所定の搬送周波数の間の周波数を非線形周期パスとして設定し、円偏波を送信する機能を有する。そして、この搬送波の周波数とゼロとの間の回転周波数にて、伝搬軸に対して回転する電界ベクトルを有する電磁波を生成し送信する。そして、例えば、３つの送信アンテナを有する場合、例えば、それぞれ１２０度位相がシフト（遅延）された電磁波を送信するものが記載されている。一方、受信機は、送信機の非線形周期パスと同一の周波数にて受信された電磁波を復調する。これら送信機及び受信機は、それぞれ位相同期回路（ＰＬＬ）を有し、ＰＬＬを用いて送信機側と同一の周波数にて受信された電磁波を復調するものである。

特表２００２−５１３５３７号公報

しかしながら、特許文献１では、受信機側においても、送信機側と同一の周波数のＰＬＬを用いて復調する構成であるため、仮に、異なる周波数の電磁波（回転波）が到来した場合、受信機側で識別することはできない。従って、周波数帯域を有効に活用し、複数の無線通信機（送信機、受信機）が同時通信を行うことは困難となる。

そこで本発明は、偏波の技術を用いて、より多くの無線機による同時通信を可能とし得る無線通信システム及び無線通信用受信機を提供することにある。

上記課題を解決するため、本発明の無線通信システムは、相互に異なる周波数を有する第１搬送波及び第２搬送波を生成する搬送波生成部と、前記第１及び第２搬送波に基づき回転波を生成する回転波生成部を有する送信機と、受信される前記回転波に対し、所望の搬送波の周波数と同一の周波数を有する正弦波及び所望の回転周波数と同一の周波数を有する正弦波を乗算した結果に基づき、前記所望の回転周波数を有する電波を選択的に復調する回転波復調部と、前記回転波復調部の出力から前記受信された回転波の位相ずれを判定する回転位相判定部を有する受信機と、を備え、前記回転波復調部は、前記所望の搬送波の周波数と同一の周波数を有する正弦波を発生する第１搬送波周波数発生部と、前記所望の回転周波数と同一の周波数を有する正弦波を発生する第１回転周波数発生部を有し、少なくとも、前記第１搬送波周波数発生部からの正弦波と前記受信された回転波との乗算結果及び、前記第１回転周波数発生部からの正弦波と前記受信された回転波との乗算結果に基づき、前記受信された回転波に対応する正弦波を生成する正弦波再生器と、前記所望の搬送波の周波数と同一の周波数を有する正弦波を発生する第２搬送波周波数発生部と、前記所望の回転周波数と同一の周波数を有する正弦波を発生する第２回転周波数発生部を有し、少なくとも、前記第２搬送波周波数発生部からの正弦波と前記受信された回転波との乗算結果及び、前記第２回転周波数発生部からの正弦波と前記受信された回転波との乗算結果に基づき、前記受信された回転波に対応する余弦波を生成する余弦波再生器と、
を有する。

また、本発明の無線通信用受信機は、相互に直交配置される２つの受信アンテナと、前記受信アンテナにより受信された回転波に対し、所望の搬送波の周波数と同一の周波数を有する正弦波及び所望の回転周波数と同一の周波数を有する正弦波を乗算した結果に基づき、前記所望の回転周波数を有する電波を選択的に復調する回転波復調部と、前記回転波復調部の出力から前記受信された回転波の位相ずれを判定する回転位相判定部と、を備え、前記回転波復調部は、前記所望の搬送波の周波数と同一の周波数を有する正弦波を発生する第１搬送波周波数発生部と、前記所望の回転周波数と同一の周波数を有する正弦波を発生する第１回転周波数発生部を有し、少なくとも、前記第１搬送波周波数発生部からの正弦波と前記受信された回転波との乗算結果及び、前記第１回転周波数発生部からの正弦波と前記受信された回転波との乗算結果に基づき、前記受信された回転波に対応する正弦波を生成する正弦波再生器と、前記所望の搬送波の周波数と同一の周波数を有する正弦波を発生する第２搬送波周波数発生部と、前記所望の回転周波数と同一の周波数を有する正弦波を発生する第２回転周波数発生部を有し、少なくとも、前記第２搬送波周波数発生部からの正弦波と前記受信された回転波との乗算結果及び、前記第２回転周波数発生部からの正弦波と前記受信された回転波との乗算結果に基づき、前記前記受信された回転波に対応する余弦波を生成する余弦波再生器と、を有する。

本発明によれば、偏波の技術を用いてより多くの無線機による同時通信を可能とする無線通信システム及び無線通信用受信機を提供できる。

例えば、同一周波数・同一時間にて多数の無線機による同時通信が可能となる。

上記した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。

本発明の一実施例に係る無線通信システムの概略全体構成図である。 図１に示す送信機の構成図であり、回転波生成部の回路構成の説明図である。 図１に示す受信機の構成図であり、回転波復調部の機能ブロックの説明図である。 図３に示す正弦波再生器の回路構成の説明図である。 図３に示す余弦波再生器の回路構成の説明図である。 図１に示す無線通信システムにて送受信される送信データのフレームを示す図である。 本発明の他の実施例に係る無線通信システムの概略全体構成図である。

本明細書では、回転波のうち、伝搬軸に対し送信機側から見て時計回りに回転する回転波を「右旋円偏波」と称し、伝搬軸に対し送信機側から見て反時計回りに回転する回転を「左旋円偏波」と称する。

以下、図面を用いて本発明の実施例について説明する。

図１に、本発明の一実施例に係る無線通信システムの概略全体構成図を示す。無線通信システム１は、送信機２及び受信機３より構成される。送信機２は、送信データ出力部２１、第１搬送波生成部２２ａ、第２搬送波生成部２２ｂ、第１乗算器２３ａ、第２乗算器２３ｂ、回転波生成部２４、第１電力増幅器（Ｆｉｒｓｔ Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：第１ＰＡ）２５ａ、第２電力増幅器（Ｓｅｃｏｎｄ Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：第２ＰＡ）２５ｂ、及び相互に直交配置される第１送信アンテナ２６ａと第２送信アンテナ２６ｂを有する。

また、受信機３は、相互に直交配置される第１受信アンテナ３１ａと第２受信アンテナ３１ｂ、第１低雑音増幅器（Ｆｉｒｓｔ Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：第１ＬＮＡ）３２ａ、第２低雑音増幅器（Ｓｅｃｏｎｄ Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：第２ＬＮＡ）３２ｂ、回転波復調部３３、回転位相判定部３４及びデータ受信部３５を有する。

次に、送信機２の具体的構成及びその動作について説明する。図２は、図１に示す送信機２の構成図であり、回転波生成部２４の回路構成の説明図である。回転波生成部２４は、第１遅延器２７ａ、第２遅延器２７ｂ、減算器２８及び加算器２９より構成される。

まず、送信データ出力部２１から送信データが出力される。この出力される送信データは“１”または“−１”の２値をとるデジタル信号である。以下では、一例として、送信データが“１”の場合について説明する。送信データ出力部２１から出力された送信データは２つに分岐され、一方は第１乗算器２３ａへ入力される。また、分岐された他方の送信データは第２乗算器２３ｂへ入力される。

第１搬送波生成部２２ａは、周波数ｆ_１を有する第１搬送波信号を第１乗算器２３ａへ出力する。第１乗算器２３ａは、入力される送信データ“１”と第１搬送波信号を乗算することによりＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ−Ｓｈｉｆｔ−ｋｅｙｉｎｇ）変調する。ＰＳＫ変調後の信号２４１は、ｓｉｎ（２πｆ_１ｔ）となる。また、第２搬送波生成部２２ｂは、周波数ｆ_２を有する第２搬送波信号を第２乗算器２３ｂへ出力する。ここで、第２乗算器２３ｂは、入力される送信データ“１”と第２搬送信号を乗算することによりＰＳＫ変調する。ＰＳＫ変調後の信号２４２は、ｓｉｎ（２πｆ_２ｔ）となる。ここで、第１搬送波信号の周波数ｆ_１と第２搬送波信号の周波数ｆ_２はそれぞれ異なる。

回転波生成部２４では、第１乗算器２３ａより入力される信号２４１（ｓｉｎ（２πｆ_１ｔ））は分岐され、一方が減算器２８へ、他方が第１遅延器２７ａへ入力される。また、第２乗算器２３ｂより入力される信号２４２（ｓｉｎ（２πｆ_２ｔ））は分岐され、一方が減算器２８へ、他方が第２遅延器２７ｂへ入力される。減算器２８は、入力される信号２４１より信号２４２を減算し信号２５５を第１電力増幅器（第１ＰＡ）２５ａへ出力する。ここで信号２５５は、以下の式（１）に示すｘの値となる。

また、加算器２９は、第１遅延器２７ａにより信号２４１がπ／２だけ遅延（位相シフト）された信号２４３と、第２遅延器２７ｂにより信号２４２がπ／２だけ遅延（位相シフト）された信号２４４を加算し信号２５６を第２電力増幅器２５ｂ（第２ＰＡ）２５ｂへ出力する。なお、信号２４１がπ／２だけ遅延された信号２４３は、ｃｏｓ（２πｆ_１ｔ）となり、信号２４２がπ／２だけ遅延された信号２４４は、ｃｏｓ（２πｆ_２ｔ）となる。また、ここで信号２５６は、以下の式（２）に示すｙの値となる。

信号２５５は、第１電力増幅器（第１ＰＡ）２５ａにより増幅され、第１送信アンテナ２６ａより出力される。また、信号２５６は、第２電力増幅器（第２ＰＡ）２５ｂにより増幅され、第２送信アンテナ２６ｂより出力される。

上述のとおり、送信機２において、第１搬送波生成部２２ａ及び第２搬送波生成部２２ｂにより生成される第１搬送波の周波数ｆ_１と第２搬送波の周波数ｆ_２は異なるものである。従って、送信機２から出力される回転波の回転周波数は、これら第１搬送波の周波数ｆ_１と第２搬送波の周波数ｆ_２との差分により決定される。第１送信アンテナ２６ａより増幅後の信号２５５、第２送信アンテナ２６ｂより増幅後の信号２５６を、空間的に直交させて放射することで、送信される電波は、周波数（ｆ_１＋ｆ_２）／２を有し、回転周波数（｜ｆ_１−ｆ_２｜）／２にて回転する回転波となる。ここで、ｆ_１＞ｆ_２の場合、回転波は右旋円偏波となり、ｆ_１＜ｆ_２の場合、回転波は左旋円偏波となる。なお、本実施例で用いる偏波方式は、円偏波、楕円偏波等に限定されるものではなく、伝搬軸の周りを回転周波数に応じて旋回あるいは回転しつつ搬送される電波を対象とするものであり、上述の特定の偏波方式に限定されるのではない。

次に受信機３の具体的構成及びその動作について説明する。図３は、図１に示す受信機の構成図であり、回転波復調部の機能ブロックの説明図である。回転波復調部３３は、正弦波再生器３６及び余弦波再生器３７を有する。相互に直交配置される第１受信アンテナ３１ａと第２受信アンテナ３１ｂにて受信される電波（回転波）は、それぞれ、第１低雑音増幅器（第１ＬＮＡ）３２ａ及び第２低雑音増幅器（第２ＬＮＡ）３２ｂに入力され増幅される。この時、第１受信アンテナ３１ａと第２受信アンテナ３１ｂは、空間的に直交しており、それぞれの向きに偏波した電波を受信する。これら、直交配置される第１受信アンテナ３１ａ及び第２受信アンテナ３２ｂにより、それぞれ水平偏波及び垂直偏波のみならず、斜め偏波（傾斜する偏波）に対し、その垂直及び水平成分の値に応じて各回転角の斜め偏波をも受信できる。第１低雑音増幅器（第１ＬＮＡ）３２ａにより増幅された信号３３１は分岐され、一方が回転波復調部３３を構成する正弦波再生器３６に入力される。また、他方の信号３３１は回転波復調部３３を構成する余弦波再生器３７に入力される。第２低雑音増幅器（第２ＬＮＡ）３２ｂにより増幅された信号３３２は分岐され、一方が正弦波再生器３６に入力され、他方の信号３３２が余弦波再生器２７に入力される。正弦波再生器３６は、詳細後述する処理を施し信号３４５を回転位相判定部３４へ出力する。また、余弦波再生器３７は、詳細後述する処理を施し信号３６３を回転位相判定部３４へ出力する。回転位相判定部３４で受信データを取り出し、データ受信部３５でデータを取得する。以下では、上述の式（１）及び式（２）における、送信される電波の周波数（ｆ_１＋ｆ_２）／２、すなわち搬送波周波数をｆとし、回転周波数（｜ｆ_１−ｆ_２｜）／２をｇとする。
（１）正弦波再生器３６について
次に、正弦波再生器３６の具体的構成及び動作について説明する。図４は、図３に示す正弦波再生器３６の回路構成の説明図である。正弦波再生器３６は、搬送波周波数ｆを有する正弦波を出力するための位相同期回路（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ： ＰＬＬ）４１、回転周波数ｇを有する正弦波を出力するための位相同期回路（ＰＬＬ）４２、第１遅延器４３ａ、第２遅延器４３ｂ、８個の乗算器４４ａ〜４４ｈ、第１減算器４５ａ、第２減算器４５ｂ、第１ローパスフィルタ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ：ＬＦＰ）４６ａ、第２ローパスフィルタ（ＬＦＰ）４６ｂ、及び加算器４７より構成される。なお、ＰＬＬ４１及びＰＬＬ４２は、図示しない発振器より基準となる周期的な信号を受信する。また、ＰＬＬ４１より出力される正弦波の信号３３３であるｓｉｎ（２πｆｔ）と、第１低雑音増幅器（第１ＬＮＡ）３２ａより入力される信号３３１及び第２低雑音増幅器（第２ＬＮＡ）３２ｂより入力される信号３３２、すなわち受信波とは位相が一致する保証はない。また、同様に、ＰＬＬ４２より出力される正弦波の信号３３５であるｓｉｎ（２πｇｔ）と、上記受信波と位相が一致する保証はない。そこで、搬送波周波数に対する位相ずれをα、回転周波数に対する位相ずれをβとする。ここで、α及びβは定数である。

図４に示すように、図３において、第１低雑音増幅器（第１ＬＮＡ）３２ａ及び第２低雑音増幅器（第２ＬＮＡ）３２ｂより、それぞれ分岐され入力される信号３３１及び信号３２は、正弦波再生器３６内で更にそれぞれ分岐される。
ここで、信号３３１は、２ｃｏｓ（２πｆｔ＋α）ｓｉｎ（２πｇｔ＋β）であり、
信号３３２は、２ｃｏｓ（２πｆｔ＋α）ｃｏｓ（２πｇｔ＋β）である。

分岐された信号３３１のうち、一方は乗算器４４ａへ入力され、他方は乗算器４４ｃに入力される。また、分岐された信号３３２のうち、一方は乗算器４４ｂへ入力され、他方は乗算器４４ｄに入力される。ＰＬＬ４１は、予め設定された所望の搬送波周波数ｆと同一の周波数を有する正弦波の信号３３３であるｓｉｎ（２πｆｔ）を、それぞれ、第１遅延器４３ａ、乗算器４４ｂ及び乗算器４４ａへ出力する。また、ＰＬＬ４２は、予め設定された所望の回転周波数ｇと同一の周波数を有する正弦波の信号３３５であるｓｉｎ（２πｇｔ）を、それぞれ、第２遅延器４３ｂ、乗算器４４ｅ及び乗算器４４ｈへ出力する。

乗算器４４ａは、信号３３１に正弦波の信号３３３を乗算し、後段の乗算器４４ｅへ出力する。乗算器４４ｅは、乗算器４４ａからの出力に、ＰＬＬ４２からの正弦波の信号３３５を乗算し、信号３３７を後段の第１減算器４５ａへ出力する。ここで信号３３７は以下のＡ_１の値となる。

Ａ_１＝２ｃｏｓ（２πｆｔ＋α）ｓｉｎ（２πｇｔ＋β）
×２ｓｉｎ（２πｆｔ）ｓｉｎ（２πｇｔ）
＝｛sin（４πｆｔ＋α）−ｓｉｎ（α）｝
×｛ｃｏｓ（４πｇｔ＋β）−ｃｏｓ（β）｝
乗算器４４ｂは、信号３３２に正弦波の信号３３３を乗算し、後段の乗算器４４ｆへ出力する。乗算器４４ｆは、乗算器４４ｂからの出力に、第２遅延器４３ｂによりＰＬＬ４２からの信号３３５がπ／２だけ遅延（位相シフト）された信号３３６を乗算し、信号３３８を後段の第１減算器４５ａへ出力する。ここで、信号３３６は、ｓｉｎ（２πｇｔ）である信号３３５をπ／２だけ遅延されることにより、余弦波の信号であるｃｏｓ（２πｇｔ）となる。すなわち、第２遅延器４３ｂは、正弦波を余弦波に変換する。また、第１減算器４５ａに入力される信号３３８は以下のＢ_１の値となる。

Ｂ_１＝２ｃｏｓ（２πｆｔ＋α）ｃｏｓ（２πｇｔ＋β）
×２ｓｉｎ（２πｆｔ）ｃｏｓ（２πｇｔ）
＝｛sin（４πｆｔ＋α）−ｓｉｎ（α）｝
×｛ｃｏｓ（４πｇｔ＋β）＋ｃｏｓ（β）｝
第１減算器４５ａは、入力される信号３３７（Ａ_１）より信号３３８（Ｂ_１）を減算し、減算結果の信号３４１（Ａ_１−Ｂ_１）を後段の第１ローパスフィルタ４６ａへ出力する。ここで、第１減算器４５ａより出力される信号３４１（Ａ_１−Ｂ_１）は、以下の値となる。

Ａ_１−Ｂ_１＝−２ｃｏｓ（β）｛ｓｉｎ（４πｆｔ＋α）−ｓｉｎ（α）｝
このように、第１減算器４５ａより出力される信号３４１は、ｓｉｎ（４πｆｔ＋α）の時間変化成分を含む。

第１ローパスフィルタ４６ａは、この時間変化成分（周波数成分）を含む第１減算器４５ａから出力される信号３４１に対し、予め設定される遮断周波数に応じて帯域制限する。遮断周波数の設定については後述する。第１ローパスフィルタ４６ａを通過後の信号３４３は、以下の値となる。

Ａ_１−Ｂ_１〜２ｓｉｎ（α）ｃｏｓ（β）
＝ｓｉｎ（α＋β）＋ｓｉｎ（α−β）
このように、信号３４３は、時間変化成分（周波数成分）がカットされた一定値（定数部）となる。

また、乗算器４４ｃは、信号３３１に、第１遅延器４３ａによりＰＬＬ４１からの信号３３３がπ／２だけ遅延（位相シフト）された信号３３４を乗算し、後段の乗算器４４ｇへ出力する。ここで、信号３３４は、ｓｉｎ（２πｆｔ）である信号３３３をπ／２だけ遅延されることにより、余弦波の信号であるｃｏｓ（２πｆｔ）となる。すなわち、第１遅延器４３ａは、正弦波を余弦波に変換する。乗算器４４ｇは、乗算器４４ｃからの出力に、第２遅延器４３ｂによりＰＬＬ４２からの信号３３５がπ／２だけ遅延（位相シフト）された信号３３６を乗算し、信号３３９を後段の第２減算器４５ｂへ出力する。ここで、信号３３６は、余弦波の信号であるｃｏｓ（２πｇｔ）となる。また、第２減算器４５ｂに入力される信号３３９は以下のＡ_２の値となる。

Ａ_２＝２ｃｏｓ（２πｆｔ＋α）ｓｉｎ（２πｇｔ＋β）
×２ｃｏｓ（２πｆｔ）ｃｏｓ（２πｇｔ）
＝｛ｃｏｓ（４πｆｔ＋α）＋ｃｏｓ（α）｝
×｛ｓｉｎ（４πｇｔ＋β）＋ｓｉｎ（β）｝
乗算器４４ｄは、信号３３２に、第１遅延器４３ａによりＰＬＬ４１からの信号３３３がπ／２だけ遅延（位相シフト）された信号３３４を乗算し、後段の乗算器４４ｈへ出力する。ここで、信号３３４は、ｃｏｓ（２πｆｔ）となる。乗算器４４ｈは、乗算器４４ｄからの出力に、ＰＬＬ４２からの正弦波の信号３３５、すなわち、ｓｉｎ（２πｇｔ）を乗算し、信号３４０を後段の第２減算器４５ｂへ出力する。ここで信号３４０は以下のＢ_２の値となる。

Ｂ_２＝２ｃｏｓ（２πｆｔ＋α）ｃｏｓ（２πｇｔ＋β）
×２ｃｏｓ（２πｆｔ）ｓｉｎ（２πｇｔ）
＝｛ｃｏｓ（４πｆｔ＋α）＋ｃｏｓ（α）｝
×｛ｓｉｎ（４πｇｔ＋β）−ｓｉｎ（β）｝
第２減算器４６ｂは、入力される信号３３９（Ａ_２）より信号３４０（Ｂ_２）を減算し、減算結果の信号３４２（Ａ_２−Ｂ_２）を後段の第２ローパスフィルタ４６ｂへ出力する。ここで、第２減算器４５ｂより出力される信号３４２（Ａ_２−Ｂ_２）は、以下の値となる。

Ａ_２−Ｂ_２＝２ｓｉｎ（β）｛ｃｏｓ（４πｆｔ＋α）＋ｃｏｓ（α）｝
このように、第２減算器４５ｂより出力される信号３４２は、ｃｏｓ（４πｆｔ＋α）の時間変化成分（周波数成分）を含む。

第２ローパスフィルタ４６ｂは、この時間変化成分（周波数成分）を含む第２減算器４５ｂから出力される信号３４２に対し、予め設定される遮断周波数（詳細は後述）に応じて帯域制限する。第２ローパスフィルタ４６ｂを通過後の信号３４４は、以下の値となる。

Ａ_２−Ｂ_２〜２ｃｏｓ（α）ｓｉｎ（β）
＝ｓｉｎ（α＋β）−ｓｉｎ（α−β）
このように、信号３４３は、時間変化成分（周波数成分）がカットされた一定値（定数部）となる。

加算器４７は、信号３４３及び信号３４４を加算し、信号３４５を回転位相判定部３４へ出力する。ここで、信号３４５は、２ｓｉｎ（α＋β）となる。

なお、上述の信号３３７（Ａ_１）における２ｓｉｎ（２πｆｔ）ｓｉｎ（２πｇｔ）、信号３３８（Ｂ_１）における２ｓｉｎ（２πｆｔ）ｃｏｓ（２πｇｔ）、信号３３９（Ａ_２）における２ｃｏｓ（２πｆｔ）ｃｏｓ（２πｇｔ）、及び信号３４０（Ｂ_２）における２ｃｏｓ（２πｆｔ）ｓｉｎ（２πｇｔ）に示されるように、式を簡略化するため正弦波及び余弦波を定数倍としている。すなわち、第１低雑音増幅器（第１ＬＮＡ）３２ａより入力される信号３３１、第２低雑音増幅器（第２ＬＮＡ）３２ｂより入力される信号３３２に乗算される正弦波及び余弦波を２倍としているが、特に、信号処理において本質に影響を及ぼすものではない。
（２）余弦波再生器３７について
次に、余弦波再生器３７の具体的構成及び動作について説明する。図５は、図３に示す余弦波再生器３７の回路構成の説明図である。余弦波再生器３７は、搬送周波数ｆを有する正弦波を出力するための位相同期回路（ＰＬＬ）５１、回転周波数ｇを有する正弦波を出力するための位相同期回路（ＰＬＬ）５２、第１遅延器５３ａ、第２遅延器５３ｂ、８個の乗算器５４ａ〜５４ｈ、第１減算器５５ａ、第２減算器５５ｂ、第１ローパスフィルタ５６ａ、第２ローパスフィルタ５６ｂ、及び加算器５７より構成される。なお、ＰＬＬ５１及びＰＬＬ５２は、図示しない発振器より基準となる周期的な信号を受信する。また、上述の正弦波再生器３６と同様に、ＰＬＬ５１より出力される正弦波の信号３５１であるｓｉｎ（２πｆｔ）と、第１低雑音増幅器（第１ＬＮＡ）３２ａより入力される信号３３１及び第２低雑音増幅器（第２ＬＮＡ）３２ｂより入力される信号３３２、すなわち受信波とは位相が一致する保証はない。また、同様にＰＬＬ５２より出力される正弦波の信号３５３であるｓｉｎ（２πｇｔ）と、上記受信波と位相が一致する保証はないため、搬送周波数に対する位相ずれα、回転周波数に対する位相ずれをβとする。ここで、α及びβは定数である。

図５に示すように、図３において、第１低雑音増幅器（第１ＬＮＡ）３２ａ及び第２低雑音増幅器（第２ＬＮＡ）３２ｂより、それぞれ分岐され入力される信号３３１及び信号３２は、余弦波再生器３７内で更にそれぞれ分岐される。
ここで、信号３３１は、２ｃｏｓ（２πｆｔ＋α）ｓｉｎ（２πｇｔ＋β）であり、
信号３３２は、２ｃｏｓ（２πｆｔ＋α）ｃｏｓ（２πｇｔ＋β）である。

分岐された信号３３１のうち、一方は乗算器５４ａへ入力され、他方は乗算器５４ｃに入力される。また、分岐された信号３３２のうち、一方は乗算器５４ｂへ入力され、他方は乗算器５４ｄに入力される。ＰＬＬ５１は、任意に設定可能な所望の搬送波周波数ｆと同一の周波数を有する正弦波の信号３５１であるｓｉｎ（２πｆｔ）を、それぞれ、第１遅延器５３ａ、乗算器５４ｃ及び乗算器５４ｄへ出力する。また、ＰＬＬ５２は、任意に設定可能な所望の回転周波数ｇと同一の周波数を有する正弦波の信号３５３であるｓｉｎ（２πｇｔ）を、それぞれ、第２遅延器５３ｂ、乗算器５４ｅ及び乗算器５４ｈへ出力する。

乗算器５４ａは、信号３３１に、第１遅延器５３ａによりＰＬＬ５１からの信号３５１がπ／２だけ遅延（位相シフト）された信号３５２（ｃｏｓ（２πｆｔ）））を乗算し、後段の乗算器５４ｅへ出力する。乗算器５４ｅは、乗算器５４ａの出力にＰＬＬ５２からの正弦波の信号３５３を乗算し、信号３５５を後段の第１減算器５５ａへ出力する。ここで信号３５５は以下のＡ_３の値となる。

Ａ_３＝２ｃｏｓ（２πｆｔ＋α）ｓｉｎ（２πｇｔ＋β）
×２ｃｏｓ（２πｆｔ）ｓｉｎ（２πｇｔ）
＝｛ｃｏｓ（４πｆｔ＋α）＋ｃｏｓ（α）｝
×｛ｃｏｓ（４πｇｔ＋β）−ｃｏｓ（β）｝
乗算器５４ｂは、信号３３２に、第１遅延器５３ａによりＰＬＬ５１からの信号３５１がπ／２だけ遅延（位相シフト）された信号３５２（ｃｏｓ（２πｆｔ））を乗算し、後段の乗算器５４ｆへ出力する。乗算器５４ｆは、乗算器５４ｂからの出力に、第２遅延器５３ｂによりＰＬＬ５２からの信号３５３がπ／２だけ遅延（位相シフト）された信号３５４（ｃｏｓ（２πｇｔ））を乗算し、信号３５６を後段の第１減算器５５ａへ出力する。ここで信号３５６は以下のＢ_３の値となる。

Ｂ_３＝２ｃｏｓ（２πｆｔ＋α）ｃｏｓ（２πｇｔ＋β）
×２ｃｏｓ（２πｆｔ）ｃｏｓ（２πｇｔ）
＝｛ｃｏｓ（４πｆｔ＋α）＋ｃｏｓ（α）｝
×｛ｃｏｓ（４πｇｔ＋β）＋ｃｏｓ（β）｝
第１減算器５５ａは、入力される信号３５６（Ｂ_３）より信号３５５（Ａ_３）を減算し、減算結果の信号３５９（Ｂ_３―Ａ_３）を後段の第１ローパスフィルタ５６ａへ出力する。ここで、第１減算器５５ａより出力される信号３５９（Ｂ_３―Ａ_３）は、以下の値となる。

Ｂ_３−Ａ_３＝２ｃｏｓ（β）｛ｃｏｓ（４πｆｔ＋α）＋ｃｏｓ（α）｝
このように、第１減算器５５ａより出力される信号３５９は、ｃｏｓ（４πｆｔ＋α）の時間変化成分（周波数成分）を含む。

第１ローパスフィルタ５６ａは、この時間変化成分（周波数成分）を含む第１減算器５５ａから出力される信号３５９に対し、予め設定される遮断周波数に応じて帯域制限する。第１ローパスフィルタ５６ａを通過後の信号３６１は、以下の値となる。

Ｂ_３−Ａ_３〜２ｃｏｓ（α）ｃｏｓ（β）
＝ｃｏｓ（α＋β）＋ｃｏｓ（α−β）
このように、信号３６１は、時間変化成分（周波数成分）がカットされた一定値（定数部）となる。

また、乗算器５４ｃは、信号３３１にＰＬＬ５１からの正弦波信号３５１（ｓｉｎ（２πｆｔ））を乗算し、後段の乗算器５４ｇへ出力する。乗算器５４ｇは、乗算器５４ｃからの出力に、第２遅延器５３ｂによりＰＬＬ５２からの信号３５３がπ／２だけ遅延（位相シフト）された信号３５４（ｃｏｓ（２πｇｔ））を乗算し、信号３５７を後段の第２減算器５５ｂへ出力する。ここで信号３５７は以下のＡ_４の値となる。

Ａ_４＝２ｃｏｓ（２πｆｔ＋α）ｓｉｎ（２πｇｔ＋β）
×２ｓｉｎ（２πｆｔ）ｃｏｓ（２πｇｔ）
＝｛ｃｏｓ（４πｆｔ＋α）−ｓｉｎ（α）｝
×｛ｃｏｓ（４πｇｔ＋β）−ｃｏｓ（β）｝
乗算器５４ｄは、信号３３２に、ＰＬＬ５１からの信号３５１（ｓｉｎ（２πｆｔ））を乗算し、後段の乗算器５４ｈへ出力する。乗算器５４ｈは、乗算器５４ｄからの出力に、ＰＬＬ５２からの信号３５３（ｓｉｎ（２πｇｔ））を乗算し、信号３５８を後段の第２減算器５５ｂへ出力する。ここで信号３５８は以下のＢ_４の値となる。

Ｂ_４＝２ｃｏｓ（２πｆｔ＋α）ｃｏｓ（２πｇｔ＋β）
×２ｓｉｎ（２πｆｔ）ｓｉｎ（２πｇｔ）
＝｛ｓｉｎ（４πｆｔ＋α）−ｓｉｎ（α）｝
×｛ｃｏｓ（４πｇｔ＋β）＋ｃｏｓ（β）｝
第２減算器５５ｂは、入力される信号３５８（Ｂ_４）より信号３５７（Ａ_４）を減算し、減算結果の信号３６０（Ｂ_４―Ａ_４）を後段の第２ローパスフィルタ５６ｂへ出力する。ここで、第２減算器５５ｂより出力される信号３６０（Ｂ_４―Ａ_４）は、以下の値となる。

Ｂ_４−Ａ_４＝２ｓｉｎ（β）｛ｓｉｎ（４πｆｔ＋α）−ｓｉｎ（α）｝
このように、第２減算器５５ｂより出力される信号３６０は、ｃｏｓ（４πｇｔ＋β）の時間変化成分（周波数成分）を含む。

第２ローパスフィルタ５６ｂは、この時間変化成分（周波数成分）を含む第２減算器５５ｂから出力される信号３６０に対し、予め設定される遮断周波数に応じて帯域制限する。第２ローパスフィルタ５６ｂを通過後の信号３６２は、以下の値となる。

Ｂ_４−Ａ_４〜２ｓｉｎ（α）ｓｉｎ（β）
＝ｃｏｓ（α＋β）−ｃｏｓ（α−β）
このように、信号３６２は、時間変化成分（周波数成分）がカットされた一定値（定数部）となる。

加算器５７は、信号３６１及び信号３６２加算し、信号３６３を回転位相判定部３４へ出力する。ここで、信号３６３は、２ｃｏｓ（α＋β）となる。

なお、上述の正弦波再生器３６の場合と同様に、上述の信号３５５（Ａ_３）における２ｃｏｓ（２πｆｔ）ｓｉｎ（２πｇｔ）、信号３５６（Ｂ_３）における２ｃｏｓ（２πｆｔ）ｃｏｓ（２πｇｔ）、信号３５７（Ａ_４）における２ｓｉｎ（２πｆｔ）ｃｏｓ（２πｇｔ）、及び信号３５８（Ｂ_４）における２ｓｉｎ（２πｆｔ）ｓｉｎ（２πｇｔ）に示されるように、式を簡略化するため正弦波及び余弦波を定数倍としている。すなわち、第１低雑音増幅器（第１ＬＮＡ）３２ａより入力される信号３３１、第２低雑音増幅器（第２ＬＮＡ）３２ｂより入力される信号３３２に乗算される正弦波及び余弦波を２倍としているが、特に、信号処理において本質に影響を及ぼすものではない。

次に、回転位相判定部３４について説明する。図３〜図５に示すように、回転位相判定部３４には、回転波復調部３３を構成する正弦波再生器３６より信号３４５（２ｓｉｎ（α＋β））及び、余弦波再生器３７より信号３６３（２ｃｏｓ（α＋β））が入力される。回転位相判定部３４は、これら入力される信号３４５及び信号３６３に基づき位相判定行う。上述の回転波復調部３３の説明においては、図２に示す送信データ出力部２１より出力される送信データが“１”の場合を例に説明した。

回転位相判定部３４では、例えば、送信データが“１”であり、且つ、α＋βが“０”の場合、ｃｏｓ（α＋β）は“１”となる。また、送信データが“−１”である場合、受信信号（受信波）自体が−１倍となり、且つ、α＋βが“０”の場合は、結果としてｃｏｓ（α＋β）は“−１”となる。しかし、α＋βが“π／２”の場合は、送信データの如何に依らずｃｏｓ（α＋β）は“０”となる。また、α＋βが“π”の場合は、送信データの如何に依らずｃｏｓ（α＋β）の値は送信データと反転する。

そこで、図６に示す無線通信システム１にて送受信される送信データのフレームを用いる。図６に示すように、送信データのフレーム（送信データフォーマット）は、送信ヘッダ及びデータ本体から構成される。送信ヘッダは、無線通信システム１を構成する送信機２及び受信機３にて共有され、位相判定に用いられる。例えば、α＋βが“π／２”の場合、送信ヘッダ部の受信データは、ｃｏｓ（α＋β）が“０”，“０”，“０”，“０”、ｓｉｎ （α＋β）が“１”，“１”，“０”，“１”となるため、α＋βが“π／２”であることを判定でき、正しくデータを受信することが可能となる。α＋βの分解能は、受信データの分解能に依存するが、最低“π”の分解能があれば、データの受信は可能である。また、図６では、一例として、送信ヘッダを４ｂｉｔとする場合を例に示すが、これに限らず、データの反転に対して非対称であれば良く、例えば、２ｂｉｔあるいは、１ｂｙｔｅ等としても良い。

以上のとおり、本実施例に係る無線通信システム１の基本動作について説明した。以下では、複数の回転周波数を有する電波の中から、所望の回転周波数を有する電波を選択的に復調する動作について説明する。

図３に示す受信機３に、所望の搬送波と同一の搬送波周波数ｆを有し、所望の回転周波数ｇとは異なる回転周波数ｇ’を有する電波が入力された場合を想定する。この場合、図４に示す正弦波再生器３６では、第１低雑音増幅器（第１ＬＮＡ）３２ａ及び第２低雑音増幅器（第２ＬＮＡ）３２ｂより、それぞれ分岐され入力される信号３３１及び信号３３２は、上述の通り、正弦波再生器３６内で更にそれぞれ分岐される。

ここで、信号３３１は、２ｃｏｓ（２πｆｔ＋α）ｓｉｎ（２πｇ’ｔ＋β）であり、信号３３２は、２ｃｏｓ（２πｆｔ＋α）ｃｏｓ（２πｇ’ｔ＋β）となる。乗算器４４ａは、信号３３１に、ＰＬＬ４１から搬送周波数ｆと同一の周波数を有する正弦波の信号３３３（ｓｉｎ（２πｆｔ））を乗算し、後段の乗算器４４ｅに出力する。乗算器４４ｅは、乗算器４４ａからの出力に、ＰＬＬ４２から所望の回転周波数ｇと同一の周波数を有する正弦波の信号３３５（ｓｉｎ（２πｇｔ））を乗算し、信号３３７を後段の第１減算器４５ａへ出力する。ここでの信号３３７は、以下のＡの値となる。

Ａ＝２ｃｏｓ（２πｆｔ＋α）ｓｉｎ（２πｇ’ｔ＋β）
×２ｓｉｎ（２πｆｔ）ｓｉｎ（２πｇｔ）
＝｛sin（４πｆｔ＋α）−ｓｉｎ（α）｝
×｛ｃｏｓ（２π（ｇ＋ｇ’）ｔ＋β）−ｃｏｓ（２π（ｇ−ｇ’）＋β）｝
乗算器４４ｂは、信号３３２に、正弦波の信号３３３（ｓｉｎ（２πｆｔ））を乗算し、後段の乗算器４４ｆへ出力する。乗算器４４ｆは、乗算器４４ｂからの出力に、第２遅延器４３ｂによりＰＬＬ４２からの信号３３５がπ／２だけ遅延（位相シフト）された信号３３６（ｃｏｓ（２πｇｔ））を乗算し、信号３３８を後段の第１減算器４５ａへ出力する。第１減算器４５ａへ入力される信号３３８は以下のＢの値となる。

Ｂ＝２ｃｏｓ（２πｆｔ＋α）ｃｏｓ（２πｇ’ｔ＋β）
×２ｓｉｎ（２πｆｔ）ｃｏｓ（２πｇｔ）
＝｛sin（４πｆｔ＋α）−ｓｉｎ（α）｝
×｛ｃｏｓ（２π（ｇ−ｇ’）ｔ＋β）＋ｃｏｓ（２π（ｇ−ｇ’）＋β）｝
第１減算器４５ａは、入力される信号３３７（Ａ）より信号３３８（Ｂ）を減算し、減算結果の信号３４１（Ａ−Ｂ）を後段の第１ローパスフィルタ４６ａへ出力する。ここで、第１減算器４５ａより出力される信号３４１は、以下の値となる。

Ａ−Ｂ＝−２ｃｏｓ（２π（ｇ−ｇ’）ｔ＋β）
×｛ｓｉｎ（４πｆｔ＋α）−ｓｉｎ（α）｝
このように、第１減算器４５ａより出力される信号３４１は、時間変化成分（周波数成分）を含む。そこで、第１ローパスフィルタ４６ａに予め設定される遮断周波数を、ｇ−ｇ’より小さいに設定すると、第１ローパスフィルタ４６ａより出力される信号は、“０”となる。なお、図４に示す、第２ローパスフィルタ４６ｂ、図５に示す余弦波再生器３７を構成する第１ローパスフィルタ５６ａ及び第２ローパスフィルタ５６ｂにおいても同様となる。従って、所望の周波数、ここでは、回転周波数ｇ以外の回転周波数ｇ‘を有する電波が入力された場合、正弦波再生器３６を構成する第１ローパスフィタ４６ａと第２ローパスフィルタ４６ｂ、及び余弦波再生器３７を構成する第１ローパスフィルタ５６ａ及び第２ローパスフィルタ５６ｂの出力は、全て“０”となる。

所望の回転周波数ｇの選択を可能とするローパスフィルタ（４６ａ，４６ｂ，５６ａ，５６ｂ）の遮断周波数について、所望の回転周波数ｇと異なる回転周波数ｇ’が単独で受信機３にて受信され、又は、所望の回転周波数ｇに回転周波数ｇ’が重畳され受信機３にて受信された場合であっても、使用するローパスフィルタの性能（特性）に応じて、ｇ−ｇ’より小さい値に遮断周波数を設定することで、時間変化成分（周波数成分）を含む回転周波数ｇ’を遮断することが可能となる。従って、所望の回転周波数ｇのみを得ることができる。仮に、ｇ−ｇ’より大きい値に遮断周波数が設定される場合には、ローパスフィルタを通過する回転波に回転周波数ｇ’の成分を含むこととなる。しかし、想定される、所望の回転周波数ｇと異なる回転周波数ｇ’との差分を識別可能な特性を有するローパスフィルタを用いれば、より高精度に所望の回転周波数ｇを識別することが可能となる。換言すれば、同一の周波数帯域内で使用可能な回転周波数の種類は、ローパスフィルタに設定される遮断周波数に依存するということである。

以上のとおり、本実施例によれば、偏波の技術を用いてより多くの無線通信機による同時通信を可能とする無線通信システムを提供できる。また、例えば、同一周波数・同一時間にて多数の無線機による同時通信が可能となる。

また、同一の搬送波周波数を有し、且つ異なる回転周波数を有する電波の中から、所望の回転周波数を有する電波を識別し受信することが可能となる。これにより、従来の周波数帯域を分割しチャンネル数を増加する無線通信方式と比較し、更に各周波数帯域内を回転周波数により分割し通信することができ、チャンネル数を飛躍的に増大でき、多元接続通信を実現することが可能となる。

図７は、本発明の他の実施例に係る実施例２の無線通信システムの概略全体構成図である。上述の実施例１では、使用する回転周波数は、予め送信機及び受信機共に割り当てられ、受信機が、受信される回転波の中から所望の回転周波数（予め割り当てされた回転周波数）を有する回転波（電波）を識別し、受信する構成とした。これに対し、本実施例では、個々の回転周波数を動的に割り当てる構成とした点が実施例１と異なる。

図７に示すように、本実施例に係る無線通信システムは、親機６１、複数の子機６２〜６５より構成される。図７では、簡略化して親機６１及び子機６２〜６５が１つのアンテナを有するよう記載しているが、実施例１と同様に、相互に直交配置される２つのアンテナを有し、また、親機６１及び子機６２〜６５が、実施例１に示す送信機２及び受信機３の双方を備え、送受信機（以下、無線機と称す）として機能する。

親機６１は、子機６２〜６５へ周波数を割り当てる。この時、全ての無線機は、共通の回転周波数（以下、共通周波数と称する）を有しており、この共通周波数は周波数の割り当てのみに用いられる。例えば、子機６５が通信を開始する場合、先ず、当該子機６５が親機６１に対し、共通周波数を用いて、「周波数割り当て要求」を送信する。親機６１は、「周波数割り当て要求」を受信すると、子機６５に対し、共通周波数を用いて、「割り当て応答」を送信し、周波数を割り当てる。子機６５は、親機６１より送信される「割り当て応答」を受信し、この「割り当て応答」に含まれる回転周波数（割り当てられた回転周波数）を用いて個別の通信を開始する。

ここで、子機６２〜６４のうち、少なくとも１以上の子機から親機６１に対し、同時に「割り当て要求」が送信された場合、或いは、親機６１が他の子機（６２〜６４）と通信状態にある場合等により、親機６１から「割り当て応答」が送信されない場合が生じ得る。この場合、子機６５は、ランダム時間待機し、再度、「割り当て要求」を親機６１に対し送信する（リトライ）。

また、子機６５が、親機６１より「割り当て応答」を受信し、この「割り当て応答」に含まれる回転周波数（割り当てられた回転周波数）を用いて個別通信を開始し、当該個別通信が終了すると、親機６１に対して「開放要求」を送信し、周波数を開放する。これにより、これまで子機６５に割り当てられていた回転周波数を、他の子機６２〜６４の何れか１の子機へ、親機６１による割り当てが可能な状態となる。

なお、本実施例では、親機６１及び子機６２〜６５が、実施例１と同様に、相互に直交配置される２つのアンテナ、送信機２及び受信機３の双方を備える構成としたが、これに限られるものではない。例えば、周波数シンセサイザ機能を有する位相同期回路（ＰＬＬ）を備える、より簡易な回路構成としても良い。

以上のとおり、本実施例によれば、実施例１による効果に加え、更に、回転周波数の動的割り当てが可能となり、同じ周波数帯域内でより多くの無線機を使用することが可能となる。

実施例２では、図７に示すように、親機６１が、子機（６２〜６５）からの「周波数割り当て要求」の受信に応じて、「割り当て応答」を当該子機へ送信することにより、回転周波数を動的に割り当てる構成とした。これに対し、本実施例では、図７に示す親機６１及び複数の子機６２〜６５間で時分割通信する構成とした点が異なる。

図７に示す無線通信システムでは、子機の台数を４台としているが、以下に示すように、無線通信システム間で送受信される送信データのフレーム（送信データフォーマット）を、分割された複数のタイムスロットにより構成することで、一度の送受信により、タイムスロット数分の通信経路（通信チャンネル）を確立することが可能となる。

例えば、送信データのフレームに含まれるスロット数を８個に設定し、相互に周波数の異なる回転周波数として、２０個の回転周波数を用意した場合、同時通信可能となる無線機の台数は１６０台となる。すなわち、同時に確立される通信経路（通信チャンネル数）は１６０となる。ここで、各無線機の構成は、実施例１に示した、送信機２及び受信機３の双方を備えた送受信機とする。

本実施例によれば、各無線機が、受信される受信データ（回転波）を所望の回転周波数に対応するものか識別でき、更に、送信データのフレームを複数のタイムスロットにより構成することで、実施例２による効果に加え、更に、同時通信可能な無線機の台数を増加することが可能となる。

実施例２では、図７に示すように、親機６１が、子機（６２〜６５）からの「周波数割り当て要求」の受信に応じて、「割り当て応答」を当該子機へ送信することにより、回転周波数を動的に割り当てる構成とした。これに対し、本実施例では、実施例２の構成に、更に、周波数分割通信方式を導入する点が実施例２と異なる。本実施例において無線通信システムを構成する親機及び子機の構成は、実施例１に示す送信機２及び受信機３の双方を有する送受信機（無線機）とする。

実施例１で述べたように、回転波を生成するためには、２つの周波数、すなわち、第１搬送波周波数（ｆ_１）及び第２搬送波周波数（ｆ_２）が必要となる。以下では、第１搬送波周波数（ｆ_１）及び第２搬送波周波数（ｆ_２）として、それぞれ４２６ＭＨｚ帯と４２９ＭＨｚ帯を使用する場合を例に説明する。

第１搬送波周波数（ｆ_１）の帯域である４２６ＭＨｚ帯を、更に１２．５ｋＨｚ刻みで１０個のチャンネルに周波数分割し、また、第２搬送波周波数（ｆ_２）の帯域である４２９ＭＨｚ帯に１２．５ｋＨｚ刻みで４６個のチャンネルに周波数分割し、使用可能とする。この場合、送信する回転波の周波数は、実施例１にて述べたように、２つの周波数の平均（（ｆ_１＋ｆ_２）／２）、回転周波数は２つの周波数の差（（｜ｆ_１−ｆ_２｜）／２）で決定される。従って、この場合における、使用可能な周波数の組み合わせは４６０組となる。すなわち、相互に回転周波数が異なる回転波を４６０個生成可能となる。

回転周波数を生成するため、２つの周波数帯域が必要であることは、回転波生成におけるデメリットとなる。しかしながら、周波数分割多重通信方式と組み合わせることで、チャンネル数のデメリットを解消することが可能となる。

本実施例によれば、回転波生成に用いられる第１搬送波周波数（ｆ_１）及び第２搬送波周波数（ｆ_２）のそれぞれを更に、所定の周波数刻みで周波数分割することにより、相互に異なる回転周波数を有する回転波を、実施例２と比較し、増加することが可能となる。

なお、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の実施例の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

１・・・無線通信システム
２・・・送信機
３・・・受信機
２１・・・送信データ出力部
２２ａ・・・第１搬送波生成部
２２ｂ・・・第２搬送波生成部
２３ａ・・・第１乗算器
２３ｂ・・・第２乗算器
２４・・・回転波生成部
２５ａ・・・第１電力増幅器（第１ＰＡ）
２５ｂ・・・第２電力増幅器（第２ＰＡ）
２６ａ・・・第１送信アンテナ
２６ｂ・・・第２送信アンテナ
２７ａ・・・第１遅延器
２７ｂ・・・第２遅延器
２８・・・減算器
２９，４７，５７・・・加算器
３１ａ・・・第１受信アンテナ
３１ｂ・・・第２受信アンテナ
３２ａ・・・第１低雑音増幅器（第１ＬＮＡ）
３２ｂ・・・第２低雑音増幅器（第２ＬＮＡ）
３３・・・回転波復調部
３４・・・回転位相判定部
３５・・・データ受信部
３６・・・正弦波再生器
３７・・・余弦波再生器
４１，４２，５１，５２・・・位相同期回路（ＰＬＬ）
４３ａ，５３ａ・・・第１遅延器
４３ｂ，５３ｂ・・・第２遅延器
４４ａ〜４４ｈ，５４ａ〜５４ｈ・・・乗算器
４５ａ，５５ａ・・・第１減算器
４５ｂ，５５ｂ・・・第２減算器
４６ａ，５６ａ・・・第１ローパスフィルタ
４６ｂ，５６ｂ・・・第２ローパスフィルタ
６１・・・親機
６２〜９５・・・子機
２４１〜２４４，２５５，２５６，３３１〜３４５，３５１〜３６３・・・信号

Claims (8)

1. 相互に異なる周波数を有する第１搬送波及び第２搬送波を生成する搬送波生成部と、前記第１及び第２搬送波に基づき回転波を生成する回転波生成部を有する送信機と、
   受信される前記回転波に対し、所望の搬送波の周波数と同一の周波数を有する正弦波及び所望の回転周波数と同一の周波数を有する正弦波を乗算した結果に基づき、前記所望の回転周波数を有する電波を選択的に復調する回転波復調部と、前記回転波復調部の出力から前記受信された回転波の位相ずれを判定する回転位相判定部を有する受信機と、を備え、
   前記回転波復調部は、
   前記所望の搬送波の周波数と同一の周波数を有する正弦波を発生する第１搬送波周波数発生部と、前記所望の回転周波数と同一の周波数を有する正弦波を発生する第１回転周波数発生部を有し、少なくとも、前記第１搬送波周波数発生部からの正弦波と前記受信された回転波との乗算結果及び、前記第１回転周波数発生部からの正弦波と前記受信された回転波との乗算結果に基づき、前記受信された回転波に対応する正弦波を生成する正弦波再生器と、
   前記所望の搬送波の周波数と同一の周波数を有する正弦波を発生する第２搬送波周波数発生部と、前記所望の回転周波数と同一の周波数を有する正弦波を発生する第２回転周波数発生部を有し、少なくとも、前記第２搬送波周波数発生部からの正弦波と前記受信された回転波との乗算結果及び、前記第２回転周波数発生部からの正弦波と前記受信された回転波との乗算結果に基づき、前記受信された回転波に対応する余弦波を生成する余弦波再生器と、
   を有することを特徴とする無線通信システム。
2. 請求項１に記載の無線通信システムにおいて、
   前記正弦波再生器は、前記所望の回転周波数に他の回転周波数が重畳され受信された重畳回転波と前記第１搬送波周波数発生部からの正弦波との乗算結果に基づく信号及び、前記重畳回転波と前記第１回転周波数発生部からの正弦波との乗算結果に基づく信号から、前記所望の回転周波数に相当する周波数成分を通過可能とするフィルタを有することを特徴とする無線通信システム。
3. 請求項１に記載の無線通信システムにおいて、
   前記余弦波再生器は、前記所望の回転周波数に他の回転周波数が重畳され受信された重畳回転波と前記第２搬送波周波数発生部からの正弦波との乗算結果に基づく信号及び、前記重畳回転波と前記第２回転周波数発生部からの正弦波との乗算結果に基づく信号から、前記所望の回転周波数に相当する周波数成分を通過可能とするフィルタを有することを特徴とする無線通信システム。
4. 請求項２に記載の無線通信システムにおいて、
   前記受信機は、２つの低雑音増幅器を備え、
   前記正弦波再生器は、前記低雑音増幅器を介して入力される前記回転波と前記第１搬送波周波数発生部からの正弦波とを乗算する乗算器と、前記低雑音増幅器を介して入力される前記回転波と前記第１回転周波数発生部からの正弦波とを乗算する乗算器と、を備えることを特徴とする無線通信システム。
5. 請求項３に記載の無線通信システムにおいて、
   前記受信機は、２つの低雑音増幅器を備え、
   前記余弦波再生器は、前記低雑音増幅器を介して入力される前記回転波と前記第２搬送波周波数発生部からの正弦波とを乗算する乗算器と、前記低雑音増幅器を介して入力される前記回転波と前記第２回転周波数発生部からの正弦波とを乗算する乗算器と、を備えることを特徴とする無線通信システム。
6. 相互に直交配置される２つの受信アンテナと、
   前記受信アンテナにより受信された回転波に対し、所望の搬送波の周波数と同一の周波数を有する正弦波及び所望の回転周波数と同一の周波数を有する正弦波を乗算した結果に基づき、前記所望の回転周波数を有する電波を選択的に復調する回転波復調部と、
   前記回転波復調部の出力から前記受信された回転波の位相ずれを判定する回転位相判定部と、を備え、
   前記回転波復調部は、
   前記所望の搬送波の周波数と同一の周波数を有する正弦波を発生する第１搬送波周波数発生部と、前記所望の回転周波数と同一の周波数を有する正弦波を発生する第１回転周波数発生部を有し、少なくとも、前記第１搬送波周波数発生部からの正弦波と前記受信された回転波との乗算結果及び、前記第１回転周波数発生部からの正弦波と前記受信された回転波との乗算結果に基づき、前記受信された回転波に対応する正弦波を生成する正弦波再生器と、
   前記所望の搬送波の周波数と同一の周波数を有する正弦波を発生する第２搬送波周波数発生部と、前記所望の回転周波数と同一の周波数を有する正弦波を発生する第２回転周波数発生部を有し、少なくとも、前記第２搬送波周波数発生部からの正弦波と前記受信された回転波との乗算結果及び、前記第２回転周波数発生部からの正弦波と前記受信された回転波との乗算結果に基づき、前記前記受信された回転波に対応する余弦波を生成する余弦波再生器と、
   を有することを特徴する無線通信用受信機。
7. 請求項６に記載の無線通信用受信機において、
   前記正弦波再生器は、前記所望の回転周波数に他の回転周波数が重畳され受信された重畳回転波と前記第１搬送波周波数発生部からの正弦波との乗算結果に基づく信号及び、前記重畳回転波と前記第１回転周波数発生部からの正弦波との乗算結果に基づく信号から、前記所望の回転周波数に相当する周波数成分を通過可能とするフィルタを有することを特徴とする無線通信用受信機。
8. 請求項６に記載の無線通信用受信機において、
   前記余弦波再生器は、前記所望の回転周波数に他の回転周波数が重畳され受信された重畳回転波と前記第２搬送波周波数発生部からの正弦波との乗算結果に基づく信号及び、前記重畳回転波と前記第２回転周波数発生部からの正弦波との乗算結果に基づく信号から、前記所望の回転周波数に相当する周波数成分を通過可能とするフィルタを有することを特徴とする無線通信用受信機。

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