JP6278331B2 - Commercial frequency to high frequency converter for induction heating and control method thereof - Google Patents
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Description
本発明は、単相商用周波数交流を昇圧し、力率改善を行うと同時に、誘導加熱（ＩＨ）負荷へ共振状の高周波電流を供給することができるダイレクト方式の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータに関するものである。 The present invention boosts a single-phase commercial frequency alternating current to improve the power factor, and at the same time, supplies a resonant high frequency current to an induction heating (IH) load. It is about.
家電、民生用及び業務用誘導加熱（ＩＨ）機器には、商用周波交流（ＵＦＡＣ）電源から高周波交流（ＨＦＡＣ）の誘導加熱（ＩＨ）負荷へと高効率に電力変換を行うプロセスが不可欠である。既に実用化されている従来のＩＨ用電源装置として、フルブリッジ（ＦＢ）ダイオード整流回路と力率改善回路（ＰＦＣコンバータ；Power Factor Correction Converter）から、高周波インバータを介してＩＨ負荷へ電力を供給する３段階式の回路（図２２を参照）をベースに、ＰＦＣ回路とハーフブリッジ高周波インバータを一体化させて２段式としたブーストハーフブリッジ（ＢＨＢ）のＡＣ−ＡＣコンバータが知られている（図２３を参照）。
しかしながら、ＢＨＢのＡＣ−ＡＣコンバータの場合、ＵＦＡＣ電源を全波整流するためＦＢダイオード整流回路が不可欠であり、それによる電力変換効率の低下と冷却部を含めた装置の小型化の問題がある。
Induction heating (IH) equipment for home appliances, consumer electronics, and commercial use requires an efficient power conversion process from a commercial frequency alternating current (UFAC) power source to a high frequency alternating current (HFAC) induction heating (IH) load. . As a conventional IH power supply device that has already been put into practical use, power is supplied to an IH load via a high-frequency inverter from a full-bridge (FB) diode rectifier circuit and a power factor correction circuit (PFC converter). Based on a three-stage circuit (see FIG. 22), a boost half-bridge (BHB) AC-AC converter is known in which a PFC circuit and a half-bridge high-frequency inverter are integrated to form a two-stage system (see FIG. 22). 23).
However, in the case of a BHB AC-AC converter, an FB diode rectifier circuit is indispensable for full-wave rectification of the UFAC power supply, and there is a problem in that the power conversion efficiency is lowered and the device including the cooling unit is downsized.
また、ＦＢダイオード整流回路を用いず、商用周波交流（ＵＦＡＣ）から高周波交流（ＨＦＡＣ）へダイレクトに電力変換できる１段式ＡＣ−ＡＣコンバータが提案されている（図２４を参照）。１段式ＡＣ−ＡＣコンバータ場合、非平滑ＤＣリンク部を介して、商用周波交流（ＵＦＡＣ）から高周波交流（ＨＦＡＣ）へダイレクトに電力変換することから、ＦＢダイオード整流回路を除去できると同時に、力率改善（ＰＦＣ）も実現できる。
しかしながら、１段式ＡＣ−ＡＣコンバータ場合、回路構造上、電源電圧に対する昇圧機能を持ち得ず、その結果、より高出力を要するＩＨ負荷への応用が困難であるといった問題点がある。
In addition, a single-stage AC-AC converter that can directly convert power from commercial frequency alternating current (UFAC) to high frequency alternating current (HFAC) without using an FB diode rectifier circuit has been proposed (see FIG. 24). In the case of a single-stage AC-AC converter, power conversion is performed directly from commercial frequency alternating current (UFAC) to high frequency alternating current (HFAC) via a non-smooth DC link unit. Rate improvement (PFC) can also be realized.
However, in the case of a single-stage AC-AC converter, there is a problem that it cannot have a boosting function for the power supply voltage due to the circuit structure, and as a result, it is difficult to apply to an IH load that requires higher output.
また、誘導加熱調理器の誘導加熱コイルに高周波電流を供給する電力供給回路において、誘導加熱コイルの一端を交流電源と接続し、それぞれ誘導加熱コイルの他端と交流電源を接続する第１及び第２の電路を設け、第１及び第２の電路にそれぞれスイッチング素子と、キャパシタとを介設し、それぞれ第１及び第２の電路のスイッチング素子を迂回して、誘導加熱コイルの他端側とキャパシタ側を接続する整流素子を介設した迂回電路を設けると共に、交流電源の極性に応じて、一方のスイッチング素子を駆動する駆動回路を設けたＩＨ調理器用の電力供給回路が知られている（特許文献１を参照）。
特許文献１に開示された電力供給回路は、ダイオード等の整流素子でブリッジを構成した整流回路を備えていないため、発熱量が低減され、また整流回路がない分、部品点数が低減されるという利点がある。
しかしながら、電源電圧に対する昇圧機能を持ち得ず、その結果、より強い火力を要するＩＨ調理器など比較的電流容量の大きいＩＨ負荷への応用が困難であるといった問題がある。
In the power supply circuit for supplying a high-frequency current to the induction heating coil of the induction heating cooker, the first and the first ones that connect one end of the induction heating coil to the AC power source and connect the other end of the induction heating coil to the AC power source, respectively. 2 are provided, and a switching element and a capacitor are interposed in the first and second electric circuits, respectively, bypassing the switching elements of the first and second electric circuits, and the other end side of the induction heating coil, There is known a power supply circuit for an IH cooker provided with a bypass circuit having a rectifying element connected to the capacitor side and provided with a drive circuit for driving one of the switching elements according to the polarity of the AC power supply ( (See Patent Document 1).
Since the power supply circuit disclosed in Patent Document 1 does not include a rectifier circuit in which a bridge is formed by a rectifier such as a diode, the amount of heat generation is reduced, and the number of components is reduced because there is no rectifier circuit. There are advantages.
However, it cannot have a boost function for the power supply voltage, and as a result, there is a problem that it is difficult to apply to an IH load having a relatively large current capacity such as an IH cooker that requires stronger heating power.
上記状況に鑑みて、本発明は、入力となる単相商用周波電源から高周波出力まで１段の回路構成にて直接電力変換可能で、かつ、ダイオード整流回路と力率改善昇圧コンバータが不要な誘導加熱用商用周波−高周波コンバータを提供することを目的とする。 In view of the above situation, the present invention is capable of direct power conversion from a single-phase commercial frequency power source serving as an input to a high-frequency output in a single-stage circuit configuration, and does not require a diode rectifier circuit and a power factor improving boost converter. An object is to provide a commercial frequency to high frequency converter for heating.
上記目的を達成すべく、本発明者らは、鋭意研究の結果、ＦＢダイオード整流回路を持たない上で昇圧機能を有するブーストハーフブリッジ（ＢＨＢ）インバータ構造を備え、商用周波交流（ＵＦＡＣ）から高周波交流（ＨＦＡＣ）へダイレクトに電力変換できる１段式ＡＣ−ＡＣコンバータを完成した。 In order to achieve the above object, as a result of intensive studies, the present inventors have a boost half-bridge (BHB) inverter structure having a boosting function without having an FB diode rectifier circuit, and from a commercial frequency alternating current (UFAC) to a high frequency. A one-stage AC-AC converter that can directly convert power to alternating current (HFAC) has been completed.
すなわち、本発明の第１の観点の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータは、下記１）〜７）を備える。
１）交流電源
２）ローサイドの第１スイッチとハイサイドの第２スイッチが直列接続され、第１スイッチと第２スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードが接続されたインバータレッグ
３）ローサイドの第１非平滑ＤＣリンクキャパシタとハイサイドの第２非平滑ＤＣリンクキャパシタが直列接続され、インバータレッグに並列に設けられたキャパシタユニット
４）第１スイッチと第２スイッチの接続中点から分岐して接続された、被加熱物を誘導加熱するワークコイル
５）第１スイッチと第２スイッチの接続中点から分岐して接続されたリアクトル
６）第１非平滑ＤＣリンクキャパシタと第２非平滑ＤＣリンクキャパシタの接続中点から分岐して接続された共振キャパシタ
７）ワークコイルに並列接続されたキャパシタ
That is, the commercial frequency-high frequency converter for induction heating according to the first aspect of the present invention includes the following 1) to 7).
1) AC power supply 2) Inverter leg in which a low-side first switch and a high-side second switch are connected in series, and anti-parallel diodes are connected in parallel to the first switch and the second switch, respectively. A smoothing DC link capacitor and a high-side second non-smoothing DC link capacitor are connected in series, and a capacitor unit 4 provided in parallel to the inverter leg 4) is connected by branching from a connection midpoint between the first switch and the second switch. The work coil for induction heating the object to be heated 5) A reactor branched and connected from the connection midpoint of the first switch and the second switch 6) Connection of the first non-smooth DC link capacitor and the second non-smooth DC link capacitor Resonant capacitor connected by branching from the middle point 7) Capacitor connected in parallel to the work coil
そして、上記４）のワークコイルと上記６）の共振キャパシタが直列接続され、上記５）のリアクトルと上記１）の交流電源の一端が直列接続され、交流電源の他端から分岐して半波整流用の第１ダイオードを介して上記２）のインバータレッグの第１スイッチ側と接続され、交流電源の他端から分岐して半波整流用の第２ダイオードを介して上記２）のインバータレッグの第２スイッチ側と接続される。 Then, the work coil of 4) and the resonance capacitor of 6) are connected in series, the reactor of 5) and one end of the AC power source of 1) are connected in series, branch from the other end of the AC power source, and half-wave The inverter leg of 2) is connected to the first switch side of the inverter leg of 2) above through the first diode for rectification, and is branched from the other end of the AC power supply and passed through the second diode for half-wave rectification. Is connected to the second switch side.
上記構成によれば、第１スイッチおよび第２スイッチのオン／オフ切り替え時、すなわち転流時に、共振電流が第１非平滑ＤＣリンクキャパシタと第２非平滑ＤＣリンクキャパシタおよび共振キャパシタを通過しないため、各キャパシタの移動電荷量が低減する。その結果、第１スイッチおよび第２スイッチの高周波駆動時に対して、第１キャパシタと第２キャパシタおよび共振キャパシタの耐熱定格が抑えられるため、より高効率化の効果が得られる。
上記構成によれば、単相商用周波数電源に基づいて、半波整流用ダイオードとリアクトル（インダクタ）に加えて自励式パワー半導体スイッチ（例えば、ＩＧＢＴ，パワーＭＯＳＦＥＴなど）を使用したハーフブリッジ回路を高速にオン／オフ動作（スイッチング動作）させて、誘導加熱負荷（ワークコイル）に高周波の電流を供給できる。
上記構成によれば、入力となる単相商用周波電源から高周波出力まで１段の回路にて直接電力変換可能で、ダイオード整流回路と力率改善昇圧コンバータが不要とできる。また、高効率かつ装置の小型軽量化、低コスト化を図ることができる。また、パワー半導体スイッチのゼロ電圧ソフトスイッチングが実現可能で、これにより高出力から低出力まで低スイッチング損失と低電磁ノイズを実現できる。さらに、各相制御による三相電源システムへも拡張が可能である。
According to the above configuration, the resonance current does not pass through the first non-smooth DC link capacitor, the second non-smooth DC link capacitor, and the resonance capacitor when the first switch and the second switch are switched on / off, that is, at the time of commutation. The moving charge amount of each capacitor is reduced. As a result, since the heat resistance rating of the first capacitor, the second capacitor, and the resonant capacitor is suppressed when the first switch and the second switch are driven at high frequency, the effect of higher efficiency can be obtained.
According to the above configuration, a half-bridge circuit that uses a self-excited power semiconductor switch (for example, IGBT, power MOSFET, etc.) in addition to a half-wave rectifier diode and a reactor (inductor) based on a single-phase commercial frequency power supply is high-speed. Can be turned on / off (switching operation) to supply a high-frequency current to the induction heating load (work coil).
According to the above configuration, power can be directly converted from a single-phase commercial frequency power source serving as an input to a high-frequency output by a single-stage circuit, and a diode rectifier circuit and a power factor improving boost converter can be dispensed with. In addition, it is possible to achieve high efficiency and reduce the size and weight of the apparatus and reduce the cost. Moreover, zero voltage soft switching of the power semiconductor switch can be realized, thereby realizing low switching loss and low electromagnetic noise from high output to low output. Furthermore, it can be extended to a three-phase power supply system with each phase control.
本発明の第２の観点の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータは、下記１´）〜７´）を備える。
１´）交流電源
２´）ローサイドの第１スイッチとハイサイドの第２スイッチが直列接続され、第１スイッチと第２スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードが接続されたインバータレッグ
３´）ローサイドの第１非平滑ＤＣリンクキャパシタとハイサイドの第２非平滑ＤＣリンクキャパシタが直列接続され、インバータレッグに並列に設けられたキャパシタユニット
４´）第１スイッチと第２スイッチの接続中点から分岐して接続された、被加熱物を誘導加熱するワークコイル
５´）交流電源の一端と直列接続されたリアクトル
６´）第１非平滑ＤＣリンクキャパシタと第２非平滑ＤＣリンクキャパシタの接続中点から分岐して接続された共振キャパシタ
７´）ワークコイルに並列接続されたキャパシタ
A commercial frequency-high frequency converter for induction heating according to a second aspect of the present invention includes the following 1 ′) to 7 ′).
1 ') AC power supply 2') Inverter leg 3 ') Low side first switch and high side second switch are connected in series, and anti-parallel diodes are connected in parallel to the first switch and second switch, respectively. The first non-smooth DC link capacitor and the high-side second non-smooth DC link capacitor are connected in series, and the capacitor unit 4 'provided in parallel with the inverter leg is branched from the connection middle point of the first switch and the second switch. Connected to the work coil 5 ') for induction heating the object to be heated, connected to the reactor 6') in series with one end of the AC power source, from the midpoint of connection between the first non-smooth DC link capacitor and the second non-smooth DC link capacitor Resonant capacitor 7 ') branched and connected Capacitor connected in parallel to work coil
そして、上記４´）のワークコイルと上記６´）の共振キャパシタが直列接続され、上記１´）の交流電源の他端が第１スイッチと第２スイッチの接続中点に接続され、上記５´）のリアクトルの他端から分岐して半波整流用の第２ダイオードを介して上記２）のインバータレッグの第２スイッチ側と接続され、リアクトルの他端から分岐して半波整流用の第１ダイオードを介して上記２）のインバータレッグの第１スイッチ側と接続される。 The work coil of 4 ′) and the resonance capacitor of 6 ′) are connected in series, and the other end of the AC power source of 1 ′) is connected to the midpoint of connection between the first switch and the second switch, and the 5 ′) Branched from the other end of the reactor and connected to the second switch side of the inverter leg of 2) through a second diode for half-wave rectification, and branched from the other end of the reactor for half-wave rectification. It is connected to the first switch side of the inverter leg 2) through a first diode.
第２の観点の構成によれば、第１の観点の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータと同様に、単相商用周波数電源に基づいて、半波整流用ダイオードとリアクトル（インダクタ）に加えて自励式パワー半導体スイッチ（例えば、ＩＧＢＴ，パワーＭＯＳＦＥＴなど）を使用したハーフブリッジ回路を高速にオン／オフ動作（スイッチング動作）させて、誘導加熱負荷（ワークコイル）に高周波の電流を供給できる。入力となる単相商用周波電源から高周波出力まで１段の回路にて直接電力変換可能で、ダイオード整流回路と力率改善昇圧コンバータが不要となる。パワー半導体スイッチのゼロ電圧ソフトスイッチングが実現可能で、これにより高出力から低出力まで低スイッチング損失と低電磁ノイズを実現できる。
第２の観点の構成によれば、第１の観点の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータよりも、各相制御による三相電源システムへも拡張に有利である。
According to the configuration of the second aspect, in addition to the half-wave rectifying diode and the reactor (inductor) based on the single-phase commercial frequency power supply, as in the induction heating commercial frequency-high frequency converter of the first aspect, A high-frequency current can be supplied to the induction heating load (work coil) by turning on / off (switching) a high-speed half-bridge circuit using an excitation type power semiconductor switch (for example, IGBT, power MOSFET, etc.). Direct conversion of power is possible with a single-stage circuit from a single-phase commercial frequency power source to high-frequency output as an input, eliminating the need for a diode rectifier circuit and a power factor improving boost converter. Zero voltage soft switching of power semiconductor switches can be realized, which can realize low switching loss and low electromagnetic noise from high output to low output.
According to the structure of the 2nd viewpoint, it is advantageous to expansion to the three-phase power supply system by each phase control rather than the commercial frequency-high frequency converter for induction heating of the 1st viewpoint.
本発明の第３の観点の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータは、第１の観点又は第２の観点の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータのインバータレッグにおいて、ワークコイルにキャパシタが並列接続される替わりに、ワークコイルと共振キャパシタとの直列接続部の２節点間に並列にキャパシタが接続される構成を成す。
第３の観点の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータによれば、第１スイッチおよび第２スイッチのオン／オフ切り替え時、すなわち転流時に、共振電流が第１非平滑ＤＣリンクキャパシタと第２非平滑ＤＣリンクキャパシタを通過しないため、各キャパシタの移動電荷量が低減する。その結果、第１スイッチおよび第２スイッチの高周波駆動時に対して、第１非平滑ＤＣリンクキャパシタと第２非平滑ＤＣリンクキャパシタの耐熱定格が抑えられるため、第1および第２の観点の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータに準じたより高効率化の効果が得られる。また、電圧クランプ動作がより効果的となり、ＺＶＳ動作を確保しやくなる。
The commercial frequency-high frequency converter for induction heating according to the third aspect of the present invention has a capacitor connected in parallel to the work coil in the inverter leg of the commercial frequency-high frequency converter for induction heating according to the first aspect or the second aspect. Instead, the capacitor is connected in parallel between the two nodes of the series connection portion of the work coil and the resonant capacitor.
According to the commercial frequency-high frequency converter for induction heating according to the third aspect, when the first switch and the second switch are switched on / off, that is, at the time of commutation, the resonance current flows between the first non-smooth DC link capacitor and the second non-switching capacitor. Since it does not pass through the smooth DC link capacitor, the amount of moving charges of each capacitor is reduced. As a result, the heat resistance rating of the first non-smooth DC link capacitor and the second non-smooth DC link capacitor can be suppressed when the first switch and the second switch are driven at high frequency, so that the induction heating according to the first and second aspects can be achieved. The effect of higher efficiency according to the commercial frequency-high frequency converter can be obtained. In addition, the voltage clamping operation becomes more effective, and it becomes easier to ensure the ZVS operation.
本発明の第４の観点の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータは、第１の観点又は第２の観点の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータのキャパシタユニットにおいて、ハイサイドもしくはローサイドの非平滑ＤＣリンクキャパシタが除去される構成を成す。
第４の観点の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータでは、キャパシタユニットのキャパシタを１つにし、すなわち、非平滑（脈動）リンクキャパシタを１つにまとめ、回路構造上の簡単化を図るものである。なお、かかる構成の場合、共振キャパシタが直流成分を持つことから、ＩＨ負荷と直列の共振キャパシタ容量は若干増加する。
The induction heating commercial frequency-high frequency converter according to the fourth aspect of the present invention is a high-side or low-side non-smooth DC link in the capacitor unit of the induction heating commercial frequency-high frequency converter according to the first aspect or the second aspect. The configuration is such that the capacitor is removed.
In the commercial frequency-high frequency converter for induction heating according to the fourth aspect, the capacitor of the capacitor unit is integrated into one, that is, the non-smooth (pulsation) link capacitors are combined into one to simplify the circuit structure. . In this configuration, since the resonant capacitor has a direct current component, the resonant capacitor capacity in series with the IH load slightly increases.
ここで、本発明の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータは、第１スイッチと第２スイッチのパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）により、リアクトルを介して、電源電圧に対してキャパシタユニットの電圧（脈動ＤＣリンク電圧）を昇圧することが好ましい。 Here, the commercial frequency-high frequency converter for induction heating according to the present invention uses the pulse width modulation control (PWM control) of the first switch and the second switch, the voltage of the capacitor unit (pulsation) with respect to the power supply voltage via the reactor. It is preferable to boost the DC link voltage.
本発明の第５の観点の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータは、第１の観点又は第２の観点の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータのインバータレッグにおいて、ワークコイルにキャパシタが並列接続される替わりに、第１スイッチと第２スイッチにそれぞれ或は一方に一括して並列にゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）用ロスレススナバキャパシタが接続される構成を成す。 The induction heating commercial frequency-high frequency converter of the fifth aspect of the present invention has a capacitor connected in parallel to the work coil in the inverter leg of the induction heating commercial frequency-high frequency converter of the first aspect or the second aspect. Instead, a lossless snubber capacitor for zero voltage soft switching (ZVS) is connected to each of the first switch and the second switch in parallel in one or both.
次に、本発明の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの制御方法について説明する。
本発明の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの制御方法は、本発明の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの制御方法であって、下記ａ）〜ｃ）のステップを備える。
ａ）第１スイッチと第２スイッチの非対称パルス幅変調（ＰＷＭ）制御を行うステップ
ｂ）正の半サイクルの時は第１スイッチのオン時比率ならびに負の半サイクルの時は第２スイッチのオン時比率によって、キャパシタユニットの昇圧比を決定するステップ
ｃ）交流電源の電圧極性に応じて非対称パルス幅変調制御のパルスパターンが入れ替わるように制御を行うステップ
Next, the control method of the induction heating commercial frequency-high frequency converter of the present invention will be described.
The induction heating commercial frequency-high frequency converter control method of the present invention is the induction heating commercial frequency-high frequency converter control method of the present invention, and includes the following steps a) to c).
a) Step of performing asymmetric pulse width modulation (PWM) control of the first switch and the second switch b) On-time ratio of the first switch during the positive half cycle and on of the second switch during the negative half cycle Step of determining the boost ratio of the capacitor unit according to the time ratio c) Step of performing control so that the pulse pattern of the asymmetric pulse width modulation control is switched according to the voltage polarity of the AC power supply
本発明の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータによれば、入力となる単相商用周波電源から高周波出力まで１段の回路にて直接電力変換可能で、ダイオード整流回路と力率改善昇圧コンバータが不要できるといった効果がある。
また、本発明の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータによれば、ダイオード整流回路と力率改善昇圧コンバータが不要であるため、高効率化が図れ、また装置の小型軽量化、低コスト化を図ることができる。
さらに、パワー半導体スイッチのゼロ電圧ソフトスイッチングが実現可能で、高出力から低出力まで低スイッチング損失と低電磁ノイズを実現できる。
According to the commercial frequency-high frequency converter for induction heating of the present invention, power can be directly converted from a single-phase commercial frequency power source serving as an input to a high frequency output in a single stage circuit, and a diode rectifier circuit and a power factor improving boost converter are not required. There is an effect that can be done.
Further, according to the commercial frequency-to-high frequency converter for induction heating according to the present invention, a diode rectifier circuit and a power factor improving step-up converter are unnecessary, so that high efficiency can be achieved, and the apparatus can be reduced in size, weight, and cost. be able to.
Furthermore, zero voltage soft switching of power semiconductor switches can be realized, and low switching loss and low electromagnetic noise can be realized from high output to low output.
以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明していく。なお、本発明の範囲は、以下の実施例や図示例に限定されるものではなく、幾多の変更及び変形が可能である。
なお、実施例１〜５は、それぞれ上述の説明の第１の観点〜第５の観点の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータに相当する。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. The scope of the present invention is not limited to the following examples and illustrated examples, and many changes and modifications can be made.
Examples 1 to 5 correspond to the induction heating commercial frequency-high frequency converters of the first to fifth aspects of the above description, respectively.
（回路構成）
図１に、実施例１の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの回路構成図を示す。図１に示す回路において、ｖｉｎは商用周波交流（ＵＦＡＣ）電源、Ｌｂは昇圧用入力リアクトル、Ｄ３とＤ４は逆流阻止用ダイオード、Ｑ１とＱ２はそれぞれローサイドの第１スイッチ（アクティブスイッチ）とハイサイドの第２スイッチ（アクティブスイッチ）、Ｃ１とＣ２はそれぞれローサイドの第１キャパシタ（非平滑ＤＣリンクキャパシタ）とハイサイドの第２キャパシタ（非平滑ＤＣリンクキャパシタ）、Ｃ０は共振キャパシタ、Ｒ０−Ｌ０は等価実効抵抗Ｒ０および等価実効インダクタンスＬ０の直列回路として表されるＩＨ負荷である。ここで、アクティブスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）と非平滑ＤＣリンクキャパシタ（Ｃ１，Ｃ２）とにより、ＡＣ昇圧部を形成する。これと同時に、アクティブスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）とＲ０−Ｌ０で表されるＩＨ負荷およびその力率改善と直列共振を兼ねた共振キャパシタＣ０から成るブーストハーフブリッジ（ＢＨＢ）の高周波共振形（ＨＦ−Ｒ）インバータを形成する。また、アクティブスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）と、Ｒ０−Ｌ０で表されるＩＨ負荷に並列接続されたキャパシタＣｒを用いたゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）動作を達成する。
(Circuit configuration)
FIG. 1 shows a circuit configuration diagram of a commercial frequency-high frequency converter for induction heating according to the first embodiment. In the circuit shown in FIG. 1, v in the commercial frequency alternating current (UFAC) power, L b is the step-up input reactor, D 3 and D 4 are reverse-blocking diodes, Q 1 and Q 2 are the first switch of each low-side ( second switch active switch) and the high-side (active switch), C 1 and C 2, respectively low-side first capacitor (non-smooth DC link capacitor) and the high-side second capacitor (non-smooth DC link capacitors), C 0 is a resonant capacitor, and R 0 -L 0 is an IH load expressed as a series circuit of an equivalent effective resistance R 0 and an equivalent effective inductance L 0 . Here, an AC boosting unit is formed by the active switches (Q 1 , Q 2 ) and the non-smooth DC link capacitors (C 1 , C 2 ). At the same time, the high frequency of the boost half bridge (BHB) comprising the active switch (Q 1 , Q 2 ) and the IH load represented by R 0 -L 0 and the resonance capacitor C 0 that combines the power factor improvement and series resonance. A resonant (HF-R) inverter is formed. Further, to achieve the active switch (Q 1, Q 2), the R 0 -L 0 represented by IH load to zero voltage soft switching using the parallel connected capacitors C r (ZVS) operation.
２つのアクティプスイッチＱ１とＱ２の非対称ＰＷＭパターンに基づく高周彼スイッチングにより、入力リアクトルＬｂを介して商用交流電源ｖｉｎを非平滑ＤＣリンク部(ｖｄ)で昇圧する。そのため、Ｃ１とＣ２の電庄は、図２に示すように、それぞれ商用交流周波の半波整流の包絡線に沿って変動する。
また同時に、Ｃ１，Ｃ２およびＣ０はＬ０と直列共振を得て、Ｃ１−Ｃ０−Ｌ０−Ｒ０−Ｑ１及びＣ２−Ｑ２−Ｒ０−Ｌ０−Ｃ０のネットワークにおけるＨＦ−Ｒインバータ動作を行う。ここで、回路の動作周波数ｆｓを、ＨＦ−Ｒインバータの負荷共振周波数ｆｒより高い誘導性負荷領域に設定することにより、各アクティプスイッチＱ１とＱ２は、ＺＶＳターンオフおよびゼロ電圧・ゼロ電流ソフトスイッチング（ＺＶＺＣＳ）ターンオンを実現する。
The high circumferential he switching based on two asymmetric PWM pattern Akti flop switches Q 1, Q 2, boosts the commercial AC power source v in a non-smooth DC link part (v d) through an input reactor L b. Therefore, as shown in FIG. 2, the electrical voltage of C 1 and C 2 varies along the envelope of half-wave rectification of commercial AC frequency.
At the same time, C 1 , C 2 and C 0 gain series resonance with L 0, and C 1 -C 0 -L 0 -R 0 -Q 1 and C 2 -Q 2 -R 0 -L 0 -C 0 HF-R inverter operation is performed in the network. Here, the operating frequency f s of the circuit, by setting a high inductive load area than the load resonance frequency f r of the HF-R inverters, each activator flop switches Q 1, Q 2 are, ZVS turn-off and the zero voltage and zero Realize soft current switching (ZVZCS) turn-on.
実施例１の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータは、ＦＢダイオード整流回路を除去したブリッジレスかつ昇圧機能を有しているため、高効率かつＰＦＣ機能をよりシンプルな回路構造で実現することができる。
ＩＨ負荷での高周波電力制御として、Ｑ１とＱ２の非対称ＰＷＭを適用する。ここで、ｖｉｎ＞０の正の半サイクルではＱ１、ｖｉｎ＜０の負の半サイクルではＱ２のオン時比率により脈動リンク部ｖｄの昇圧比は決定される。そのため、図３に示すように商用電源の極性に応じて、Ｑ１とＱ２のスイッチゲート駆動パルスパターンを相互に切り替える必要がある。
この時、回路動作（高周波スイッチングサイクル）１周期ＴSにおける主スイッチのオン期間をＴｏｎと定義すると、そのオン時の比率Ｄは下記数式（１）で表すことができる。
Since the commercial frequency-high frequency converter for induction heating according to the first embodiment has a bridgeless and step-up function from which the FB diode rectifier circuit is removed, high efficiency and a PFC function can be realized with a simpler circuit structure. .
As the high frequency power control with IH load, apply an asymmetrical PWM for Q 1 and Q 2. Here, v in> Q 1 is a positive half cycle of 0, v in <negative step-up ratio of the pulsation link portion v d by on-time ratio of Q 2 is a half-cycle of 0 is determined. Therefore, depending on the polarity of the commercial power supply as shown in FIG. 3, it is necessary to interleave the switch gate drive pulse pattern for Q 1 and Q 2.
At this time, if the ON period of the main switch in one cycle T S of the circuit operation (high frequency switching cycle) is defined as T on , the ON ratio D can be expressed by the following formula (1).
（回路動作）
次に、図１に示す回路構成の回路動作について図４〜１２を参照して説明する。
図４に、電源電圧が正の半サイクルｖｉｎ＞０における実施例１の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの理論動作波形を示す。電源電圧が正の半サイクルｖｉｎ＞０において、実施例１の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの動作は、以下に述べる６つの動作モードから成る。実施例１の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータは、図４に示すように、時間の経過に従い、アクティブスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）をそれぞれのゲートトリガ信号によってオン・オフ制御することによって、ｔ０〜ｔ６の区間において高周波電力変換を行う。
以下、ｔ０〜ｔ６の各区間（ｔｎ〜ｔｎ＋１；ｎ＝０〜５）における実施例１の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの６つの動作モードについて説明する。なお、図５は６つの動作モードのモード遷移図を示している。
(Circuit operation)
Next, the circuit operation of the circuit configuration shown in FIG. 1 will be described with reference to FIGS.
FIG. 4 shows a theoretical operation waveform of the commercial frequency-high frequency converter for induction heating according to the first embodiment when the power supply voltage is a positive half cycle v in > 0. In the half cycle v in > 0 in which the power supply voltage is positive, the operation of the commercial frequency-high frequency converter for induction heating according to the first embodiment includes the following six operation modes. As shown in FIG. 4, the commercial frequency-high frequency converter for induction heating according to the first embodiment performs on / off control of the active switches (Q 1 , Q 2 ) with respective gate trigger signals as time passes. performing high frequency power conversion in the interval of t 0 ~t 6.
Hereinafter, six operation modes of the commercial frequency-high frequency converter for induction heating according to the first embodiment in each section (t n to t n + 1 ; n = 0 to 5) of t 0 to t 6 will be described. FIG. 5 shows mode transition diagrams of six operation modes.
＜Ｍｏｄｅ１：区間ｔ０〜ｔ１＞
モード１は、ローサイドスイッチ複流モードである。図６に示すように、ローサイドスイッチＱ１がオン状態であり、電源電流ｉｉｎはｖｉｎ−Ｌｂ−Ｓ１−Ｄ３の経路で流れて、入力リアクトルＬｂにエネルギーが蓄えられる。一方、ＨＦ−Ｒインバータ部では、Ｃ１−Ｃ０−Ｌ０−Ｒ０−Ｓ１の経路で電流が流れており、アクティブスイッチＱ１がターンオフするまで継続する。
<Mode1: interval t 0 ~t 1>
Mode 1 is a low-side switch double flow mode. As shown in FIG. 6, a low-side switch Q 1 is turned on, the power supply current i in the flow in a path v in -L b -S 1 -D 3 , energy is stored in the input reactor L b. On the other hand, in the HF-R inverter unit, a current flows through a path of C 1 -C 0 -L 0 -R 0 -S 1 and continues until the active switch Q 1 is turned off.
＜Ｍｏｄｅ２：区間ｔ１〜ｔ２＞
モード２は、部分共振ＺＶＳモードである。図７に示すように、時刻ｔ１にてスイッチＳ１のゲート信号を取り除くと、電源電流ｉｉｎはｖｉｎ−Ｌｂ−Ｃｒ−Ｃ０−Ｃ１−Ｄ３の経路を流れる。同時に、ＨＦ−Ｒインバータ部ではＩＨ負荷および並列キャパシタＣｒの経路からなる直列共振回路を形成するため、Ｑ１の端子電圧ｖＱ１はゼロ電圧の状熊から傾きを持ちながら上昇し、ＺＶＳターンオフ動作を開始するとともに、Ｑ２の端子電圧ｖＱ２は脈動リンク電圧ｖｄから緩やかに下降し始める。
<Mode2: interval t 1 ~t 2>
Mode 2 is a partial resonance ZVS mode. As shown in FIG. 7, upon removal of the gate signal of the switch S 1 at time t 1, the power supply current i in the flowing path of v in -L b -C r -C 0 -C 1 -D 3. At the same time, HF-R to form a series resonant circuit consisting of the path of IH loading and parallel capacitor C r is the inverter unit, the terminal voltage v Q1 of Q 1 is increased while having a slope from Jo bear zero voltage, ZVS turn-off starts the operation, the terminal voltage v Q2 Q 2 'starts to gradually drops from the pulsating link voltage v d.
＜Ｍｏｄｅ３：区間ｔ２〜ｔ３＞
モード３は、ハイサイドスイッチ複流モードである。図８に示すように、時刻ｔ2にてｖＱ１がｖｄまで達して、Ｑ１のＺＶＳターンオフ動作が完了する。これと同時に、ｖＱ２がゼロまで下降するとＩＨ負荷電流と電源電流ｉｉｎが合わさり逆並列ダイオードＤ２へ転流し、Ｃ２―Ｃ0―Ｌ０―Ｒ０―Ｄ2の経路で電流が流れる。この間にＳ２にゲート駆動パスルを供給し、Ｑ２のＺＶＺＣＳターンオンを実現する。
<Mode 3 : section t 2 to t 3 >
Mode 3 is a high-side switch double flow mode. As shown in FIG. 8, is reached at time t 2 v Q1 until v d, ZVS turn-off operation of the Q 1 is completed. At the same time, v Q2 is when lowered to zero IH load current and supply current i in is commutated to the anti-parallel diode D 2 mate, current flows through a path of C 2 -C 0 -L 0 -R 0 -D 2 . Supply the gate drive Pasuru to S 2 during this time, to realize ZVZCS turn-on of Q 2.
＜Ｍｏｄｅ４：区間ｔ３〜ｔ４＞
モード４は、ハイサイドスイッチ単流モードである。図９に示すように、時刻ｔ3にてＱ２を流れる電流ｉＱ２がＤ２ からＳ２へ転流すると、Ｃ２からＩＨ負荷へ電力が供給されるモードとなり、Ｃ２−Ｓ2−Ｒ０−Ｌ０−Ｃ０の経路で電流が流れる。一方、電源電流ｉｉｎは、Ｖｉｎ−Ｌｂ−Ｒ０−Ｌ０−Ｃ０−Ｃ１−Ｄ３の経路で流れ、電源からもＩＨ負荷へ電力を供給する状態となる。
<Mode 4 : section t 3 to t 4 >
Mode 4 is a high-side switch single-flow mode. As shown in FIG. 9, at time t 3 , the current i Q2 flowing through Q 2 is D2 S2 when commutation to from, a mode in which power is supplied from the C 2 to IH load, current flows through a path of C 2 -S 2 -R 0 -L 0 -C 0. On the other hand, the power source current i in flows through a route of V in −L b −R 0 −L 0 −C 0 −C 1 −D 3 , and power is supplied from the power source to the IH load.
＜Ｍｏｄｅ５：区間ｔ４〜ｔ５＞
モード５は、部分共振ＺＶＳモードである。図１０に示すように、時刻ｔ4にてＳ２へのゲート信号を除去すると、Ｒ０−Ｌ０−Ｃrの直列共振が起こり、ｖＱ２はゼロ電圧の状態から緩やかに上昇し、Ｑ２のＺＶＳターンオフ動作を開始する。一方、Ｃr端子電圧の緩やか変化とともにｖＱ１は脈動リンク電圧ｖｄから緩やかに下降する区間となる。
<Mode 5 : Section t 4 to t 5 >
Mode 5 is a partial resonance ZVS mode. As shown in FIG. 10, removal of the gate signal to the S 2 at time t 4, occurs series resonance of R 0 -L 0 -C r, v Q2 is gradually increased from the state of zero voltage, Q 2 ZVS turn-off operation is started. On the other hand, v Q1 is a section that gradually drops from the pulsating link voltage v d with gradual change of C r terminal voltage.
＜Ｍｏｄｅ６：区間ｔ５〜ｔ６＞
モード６は、ローサイドスイッチ単流モードである。図１１に示すように、時刻ｔ５にてｖＱ２がｖｄに達して、Ｑ２のＺＶＳターンオフ動作が完了する。これと同時にｖＱ１がゼロまで降下し、Ｑ１の逆並列ダイオードＤ１が順バイアスとなり導通する。この間、スイッチＳ１ヘゲート駆動パルスを供給すると、Ｑ１はＺＶＺＣＳターンオン動作を得る。
<Mode6: interval t 5 ~t 6>
Mode 6 is a low-side switch single-flow mode. As shown in FIG. 11, v Q2 reaches v d at time t 5, ZVS turn-off operation Q 2 'is completed. At the same time v Q1 is lowered to zero, the inverse parallel diode D 1 of the Q 1 is conductive becomes forward biased. During this time, the supply switch S 1 Hegeto driving pulses, Q 1 to obtain a ZVZCS turn-on operation.
次に、電源電圧が負の半サイクルｖｉｎ＜０において、実施例１の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの動作は、以下に述べる６つの動作モードから成る。図１２に、電源電圧が負の半サイクルｖｉｎ＜０における実施例１の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの６つの動作モードのモード遷移図を示す。
以下、ｔ０’〜ｔ６ ’の各区間における実施例１の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの６つの動作モードについて説明する。
なお、ｖｉｎ＜０の負の半サイクルでは、Ｑ１とＱ２，Ｄ３とＤ４，Ｃ１とＣ２での転流現象が入れ替わり、Ｖｉｎ＞０と同様の動作モード遷移を示す。
Next, in the half cycle v in <0 in which the power supply voltage is negative, the operation of the commercial frequency-high frequency converter for induction heating according to the first embodiment includes the following six operation modes. FIG. 12 shows mode transition diagrams of six operation modes of the commercial frequency-high frequency converter for induction heating according to the first embodiment in a half cycle v in <0 in which the power supply voltage is negative.
Hereinafter, six operation modes of the commercial frequency-high frequency converter for induction heating according to the first embodiment in each section from t 0 ′ to t 6 ′ will be described.
In the negative half cycle of v in <0, commutation phenomena in Q 1 and Q 2 , D 3 and D 4 , and C 1 and C 2 are interchanged, and the same operation mode transition as in V in > 0 is exhibited. .
＜Ｍｏｄｅ１’：区間ｔ０’〜ｔ１ ’＞
モード１’は、ハイサイドスイッチ複流モードである。ハイサイドスイッチＱ２がオン状態であり、電源電流ｉｉｎはｖｉｎ−Ｄ４−Ｓ２−Ｌｂの経路で流れて、入力リアクトルＬｂにエネルギーが蓄えられる。一方、ＨＦ−Ｒインバータ部では、Ｃ２−Ｓ２−Ｒ０−Ｌ０−Ｃ０の経路で電流が流れており、アクティブスイッチＱ２がターンオフするまで継続する。
<Mode 1 ′: Section t 0 ′ to t 1 ′>
Mode 1 ′ is a high-side switch double flow mode. High-side switch Q 2 is on, the power supply current i in the flow in a path v in -D 4 -S 2 -L b , energy is stored in the input reactor L b. On the other hand, the HF-R inverter unit, C 2 -S 2 -R 0 -L 0 -C path and current flows in the 0 and continues until the active switch Q 2 is turned off.
＜Ｍｏｄｅ２’：区間ｔ１’〜ｔ２ ’＞
モード２’は、部分共振ＺＶＳモードである。時刻ｔ１’にてスイッチＳ２のゲート信号を取り除くと、電源電流ｉｉｎはｖｉｎ−Ｄ４−Ｃ２−Ｃ０−Ｃｒ−Ｌｂの経路を流れる。これと同時に、ＨＦ−Ｒインバータ部ではＩＨ負荷および並列キャパシタＣｒの経路からなる直列共振回路を形成するため、Ｑ２の端子電圧ｖＱ２はゼロ電圧の状熊から傾きを持ちながら上昇し、ＺＶＳターンオフ動作を開始するとともに、Ｑ１の端子電圧ｖＱ１は脈動リンク電圧ｖｄから緩やかに下降し始める。
<Mode 2 ′: Section t 1 ′ to t 2 ′>
Mode 2 ′ is a partial resonance ZVS mode. The removal of the gate signal of the switch S 2 at time t 1 ', the power supply current i in the flowing path of v in -D 4 -C 2 -C 0 -C r -L b. At the same time, the HF-R inverter unit for forming a series resonant circuit consisting of the path of IH loading and parallel capacitor C r, the terminal voltage v Q2 of Q 2 is increased while having a slope from Jo bear zero voltage, starts the ZVS turn-off operation, the terminal voltage v Q1 for Q 1 starts to gradually drops from the pulsating link voltage v d.
＜Ｍｏｄｅ３’：区間ｔ２’〜ｔ３ ’＞
モード３’は、ローサイドスイッチ複流モードである。時刻ｔ２’にてｖＱ２がｖｄまで達して、Ｑ２のＺＶＳターンオフ動作が完了する。これと同時に、ｖＱ１がゼロまで下降するとＩＨ負荷電流と電源電流ｉｉｎが合わさり逆並列ダイオードＤ１へ転流し、Ｃ１―Ｄ１―Ｒ０―Ｌ０―Ｃ0の経路で電流が流れる。この間にＳ１へゲート駆動パスルを供給し、Ｑ１のＺＶＺＣＳターンオンを実現する。
<Mode 3 ′: Section t 2 ′ to t 3 ′>
Mode 3 ′ is a low-side switch double flow mode. Reached at time t 2 'v Q2 until v d, ZVS turn-off operation of Q 2 is completed. At the same time, when v Q1 drops to zero, the IH load current and the power source current i in are combined and commutated to the anti-parallel diode D 1 , and current flows through the path C 1 -D 1 -R 0 -L 0 -C 0. . Supply the gate drive Pasuru to S 1 during this time, to realize ZVZCS turn-on of Q 1.
＜Ｍｏｄｅ４’：区間ｔ３’〜ｔ４ ’＞
モード４’は、ローサイドスイッチ単流モードである。時刻ｔ３’にてＱ１を流れる電流ｉＱ１がＤ１ からＳ１へ転流すると、Ｃ１からＩＨ負荷へ電力が供給されるモードとなり、Ｃ１−Ｃ０−Ｌ０−Ｒ０−Ｓ１の経路で電流が流れる。一方、電源電流ｉｉｎは、Ｖｉｎ−Ｄ４−Ｃ２−Ｃ０−Ｌ０−Ｒ０−Ｌｂの経路で流れ、電源からもＩＨ負荷へ電力を供給する状態となる。
<Mode 4 ′: Section t 3 ′ to t 4 ′>
Mode 4 ′ is a low-side switch single-flow mode. When the current i Q1 flowing through Q 1 at time t 3 ′ is commutated from D 1 to S 1 , power is supplied from C 1 to the IH load, and C 1 -C 0 -L 0 -R 0- current flows through a path of S 1. On the other hand, the power source current i in flows through a path of V in −D 4 −C 2 −C 0 −L 0 −R 0 −L b , and power is supplied from the power source to the IH load.
＜Ｍｏｄｅ５’：区間ｔ４’〜ｔ５ ’＞
モード５’は、部分共振ＺＶＳモードである。時刻ｔ４’にてＳ１へのゲート信号を除去すると、ＨＦ−Ｒインバータ部ではＩＨ負荷および並列キャパシタＣｒの経路からなる直列共振回路を形成するため、ｖＱ１はゼロ電圧の状態から緩やかに上昇し、Ｑ１のＺＶＳターンオフ動作を開始する。一方、Ｃr端子電圧の緩やか変化とともに、ｖＱ２は脈動リンク電圧ｖｄから緩やかに下降する区間となる。
<Mode 5 ′: Section t 4 ′ to t 5 ′>
Mode 5 ′ is a partial resonance ZVS mode. When the gate signal to S 1 is removed at time t 4 ′, the HF-R inverter unit forms a series resonant circuit including the path of the IH load and the parallel capacitor Cr , so that v Q1 is gradually reduced from the zero voltage state. to rise to, to start the ZVS turn-off operation of Q 1. On the other hand, the gradual change in C r terminal voltage, v Q2 is a section that gradually drops from the pulsating link voltage v d.
＜Ｍｏｄｅ６’：区間ｔ５’〜ｔ６ ’＞
モード６’は、ハイサイドスイッチ単流モードである。時刻ｔ５’にてｖＱ１がｖｄに達して、Ｑ１のＺＶＳターンオフ動作が完了する。これと同時にｖＱ２がゼロまで降下し、Ｑ２の逆並列ダイオードＤ２が順バイアスとなり導通する。この間、スイッチＳ２ヘゲート駆動パルスを供給すると、Ｑ２はＺＶＺＣＳターンオン動作を得る。
<Mode 6 ′: Section t 5 ′ to t 6 ′>
Mode 6 ′ is a high-side switch single-flow mode. At time t 5 ′, v Q1 reaches v d, and the ZVS turn-off operation of Q 1 is completed. At the same time v Q2 is lowered to zero, the inverse parallel diode D 2 Q 2 'is conductive becomes forward biased. During this time, the supply switch S 2 Hegeto drive pulses, Q 2 get ZVZCS turn-on operation.
比較例として、従来の２段階式ブーストハーフブリッジ（ＢＨＢ）のＡＣ−ＡＣコンバータと、実施例１の商用周波−高周波コンバータにおける、導通素子とその経路を下記表１に示す。２段階式ブーストハーフブリッジ（ＢＨＢ）のＡＣ−ＡＣコンバータでは、ＵＦＡＣ−ＤＣ変換により、常時２つのダイオードと１つのアクティブスイッチまたは環流用として働く逆並列ダイオードを加えた３素子となる。これに対して、実施例１の商用周波−高周波コンバータでは、逆流阻止用の１ダイオードと１つのアクティブスイッチまたは環流用として働く逆並列ダイオードを加えた２素子となる。これにより、回路の導通損失を低減することが可能となり、電力変換効率の向上できる。また、使用するパワー半導体スイッチ数の低減から低コスト化も期待できる。 As a comparative example, the conductive elements and their paths in the conventional two-stage boost half bridge (BHB) AC-AC converter and the commercial frequency-high frequency converter of the first embodiment are shown in Table 1 below. In a two-stage boost half-bridge (BHB) AC-AC converter, by UFAC-DC conversion, there are always three diodes plus two active diodes or an anti-parallel diode that works for recirculation. On the other hand, in the commercial frequency-high frequency converter of the first embodiment, there are two elements including one diode for backflow prevention and one active switch or a reverse parallel diode that works for recirculation. Thereby, it becomes possible to reduce the conduction | electrical_connection loss of a circuit, and can improve power conversion efficiency. In addition, cost reduction can be expected from the reduction in the number of power semiconductor switches used.
実施例１の商用周波−高周波コンバータの基本動作特性について、下記表２に示す回路パラメータに基づきシミユレーションにより検証した結果を説明する。 The result of verifying the basic operating characteristics of the commercial frequency-high frequency converter of Example 1 by simulation based on the circuit parameters shown in Table 2 below will be described.
ローサイドスイッチＱ１のオン時比率Ｄ＝０．５におけるシミユレーション波形を図１３および図１４に示す。図１３より電源電圧ｖｉｎおよび電源電流ｉｉｎの波形からＰＦＣ動作が確認でき、また脈動リンク電圧ｖｄの波形より電源電圧ｖｉｎの昇圧動作が確認できる。
加えて、図１４より２つのアクティブスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）は、ターンオン時にＺＶＺＣＳ、ターンオフ時にＺＶＳ動作をそれぞれ達成していることが確認でき、ＩＨ負荷へ高周波共振電流を供給する様子がわかる。
The stain Yu configuration waveforms shown in FIGS. 13 and 14 in the low side switch to Q 1 on-time ratio D = 0.5. Figure 13 PFC operation from the waveform of the power supply voltage v in and the power supply current i in than can be confirmed, also boosting operation of the power supply voltage v in from the waveform of the pulsating link voltage v d can be confirmed.
In addition, it can be confirmed from FIG. 14 that the two active switches (Q 1 and Q 2 ) achieve ZVZCS at the time of turn-on and ZVS operation at the time of turn-off, respectively, and supply high-frequency resonance current to the IH load. .
なお、電源電圧ｖｉｎのゼロクロスに付近（ｖｉｎ＝１０Ｖ）におけるＱ１とＱ２のスイッチング波形を調べると、電源からの供給電力が極めて小さい領域であることから、部分共振によるＺＶＳ動作に必要な磁気エネルギーがＨＦ−Ｒインバータで確保できず、その結果、完全なＺＶＳ動作から外れることがわかった。しかしながら、この共振崩れに起因するスイッチ転流時の電力損失は小さく、回路全体の性能へはさしたる影響はないと考える。 Incidentally, when examining the power supply voltage v in the switching waveform for Q 1, Q 2 in the vicinity of (v in = 10V) to the zero crossing, since it is supplied power from the power source is a very small area, necessary for the ZVS operation by the partial resonance As a result, it was found that the magnetic energy could not be secured by the HF-R inverter, and as a result, it deviated from the complete ZVS operation. However, the power loss at the time of switch commutation due to this resonance collapse is small, and it is considered that there is no significant influence on the performance of the entire circuit.
実施例１の商用周波−高周波コンバータの高周波ＺＶＳ動作を確認するため、上記表２の回路パラメータに基づいた試作器により評価した。試作器は，高周波リッツ線（撚り数１０５）による平面型ＩＨワークコイル（ターン数２３）を適用し、絶縁体(アクリル樹脂板) を介して磁性ステンレス鍋を実負荷として使用した。
図１５および図１６に、Ｄ＝０．４時におけるＱ１とＱ２のスイッチング波形を示す。図より、ローサイド／ハイサイドの両スイッチともに、ＺＶＺＣＳターンオン、ＺＶＳターンオフ動作をそれぞれ達成していることが確認できる。
In order to confirm the high frequency ZVS operation of the commercial frequency-high frequency converter of Example 1, it was evaluated by a prototype based on the circuit parameters in Table 2 above. The prototype used a flat type IH work coil (number of turns 23) with high-frequency litz wire (twist number 105), and used a magnetic stainless steel pan as an actual load via an insulator (acrylic resin plate).
15 and 16 show switching waveforms of Q 1 and Q 2 when D = 0.4. From the figure, it can be confirmed that both the low-side / high-side switches achieve ZVZCS turn-on and ZVS turn-off operations.
また、図１７に非対称ＰＷＭに基づく電力特性を示す。定格出力２．８ｋＷから最小０．１ｋＷまで非対称ＰＷＭにより連続的に高周波電力制御を実現できていることから、例として家庭用ＩＨ調理器に適した電力レギュレーション機能を備えることがわかる。なお、実測電力変換効率として、Ｐ０＝２．２ｋＷにて９５．３％ の最高効率を確認できた。 FIG. 17 shows power characteristics based on asymmetric PWM. Since the high frequency power control can be continuously realized by the asymmetric PWM from the rated output of 2.8 kW to the minimum of 0.1 kW, it can be seen that the power regulation function suitable for the home IH cooker is provided as an example. As the measured power conversion efficiency, the maximum efficiency of 95.3% was confirmed at P 0 = 2.2 kW.
図１８は、実施例２の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの回路構成図を示している。実施例２の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータでは、実施例１の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータと比べ、交流電源をローサイドではなくハイサイドに配置した回路構成となっている。
電源をハイサイドに配置することにより、三相電源システムへの拡張に有利となる。
なお、後述する実施例３〜５の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの回路構成において、交流電源をローサイドではなくハイサイドに配置した回路構成にしても構わない。電源をハイサイドに配置することにより、三相電源システムへの拡張に有利となる。
FIG. 18 shows a circuit configuration diagram of the induction heating commercial frequency-high frequency converter of the second embodiment. The induction heating commercial frequency-high frequency converter of the second embodiment has a circuit configuration in which the AC power supply is arranged on the high side instead of the low side, as compared with the induction heating commercial frequency-high frequency converter of the first embodiment.
Arranging the power supply on the high side is advantageous for expansion to a three-phase power supply system.
In addition, in the circuit configuration of the commercial frequency-high frequency converter for induction heating of Examples 3 to 5 to be described later, a circuit configuration in which the AC power source is arranged on the high side instead of the low side may be used. Arranging the power supply on the high side is advantageous for expansion to a three-phase power supply system.
三相電源システムへの拡張に有利となるのは、三相電源の中性点（例えば、星形結線）が対地に対して同電位となり安定化するため、対地容量を経由して漏洩電流が軽減され、トリップ現象や伝導性ノイズが抑制されるからである。
また、実施例２の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータでは、実施例１の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータのようなローサイドタイプにおける導通経路と、電源極性との対応が逆になる。すなわち、ハイサイドタイプにおける電源が正の半サイクルの電流経路は、ローサイドタイプにおける電源が負の半サイクルの電流経路に対応している。また反対に、ハイサイドタイプにおける電源が負の半サイクルの電流経路は、ローサイドタイプにおける電源が正の半サイクルの電流経路に対応する。
The advantage of expansion to a three-phase power supply system is that the neutral point of the three-phase power supply (for example, star connection) becomes the same potential with respect to the ground and stabilizes, so that the leakage current is reduced via the ground capacity. This is because the trip phenomenon and conductive noise are suppressed.
Further, in the induction heating commercial frequency-high frequency converter of the second embodiment, the correspondence between the conduction path and the power supply polarity in the low side type as in the induction heating commercial frequency-high frequency converter of the first embodiment is reversed. That is, the current path of the high-side type power supply with a positive half cycle corresponds to the current path of the low-side type power supply with a negative half cycle. Conversely, the half-cycle current path in which the power supply in the high-side type is negative corresponds to the current path in which the power supply in the low-side type is positive half-cycle.
図１９は、実施例３の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの回路構成図を示している。実施例３の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータでは、実施例１の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータと比べ、インバータレッグにおいて、ワークコイルにキャパシタＣｒが並列接続される替わりに、Ｒ０−Ｌ０で表されるＩＨ負荷とＣ０で表される共振キャパシタとの直列接続部の２節点間に並列にキャパシタＣｒが接続された回路構成である。
図１９に示すように、ＩＨ負荷と直列に接続された共振キャパシタＣ０との間を内包するように、ａ−ｂ端子間にダイレクトに並列キャパシタＣｒを結線する方が、より効果的にＺＶＳ動作を確保しやくなる。
FIG. 19 shows a circuit configuration diagram of the induction heating commercial frequency-high frequency converter of the third embodiment. In the induction heating commercial frequency-high frequency converter of the third embodiment, compared to the induction heating commercial frequency-high frequency converter of the first embodiment, in the inverter leg, instead of the capacitor Cr being connected in parallel to the work coil, R 0- capacitor C r in parallel between two nodes of the series-connected portion between the resonance capacitor represented by IH load and C 0 represented by L 0 is connected circuit structure.
As shown in FIG. 19, so as to include between the resonant capacitor C 0 which is connected to the IH series with the load, it is better to connect the parallel capacitor C r directly between a-b terminals, effectively It becomes easier to secure the ZVS operation.
図２０は、実施例４の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの回路構成図を示している。実施例４の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータでは、実施例１の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータと比べ、キャパシタユニットにおいて、ローサイドの第１非平滑ＤＣリンクキャパシタが除去されたシングルエンドプッシュプル型回路構成である。 FIG. 20 shows a circuit configuration diagram of the induction heating commercial frequency-high frequency converter of the fourth embodiment. In the induction heating commercial frequency-high frequency converter of the fourth embodiment, compared to the induction heating commercial frequency-high frequency converter of the first embodiment, the single-end push-pull in which the low-side first non-smooth DC link capacitor is removed in the capacitor unit. Type circuit configuration.
図２１に、実施例５の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの回路構成図を示す。図２１に示す回路において、ｖｉｎは商用周波交流（ＵＦＡＣ）電源、Ｌｂは昇圧用入力リアクトル、Ｄ３とＤ４は逆流阻止用ダイオード、Ｑ１とＱ２はそれぞれローサイドの第１スイッチ（アクティブスイッチ）とハイサイドの第２スイッチ（アクティブスイッチ）、Ｃ１とＣ２はそれぞれローサイドの第１キャパシタ（非平滑ＤＣリンクキャパシタ）とハイサイドの第２キャパシタ（非平滑ＤＣリンクキャパシタ）、Ｃ０は共振キャパシタ、Ｒ０−Ｌ０は等価実効抵抗Ｒ０および等価実効インダクタンスＬ０の直列回路として表されるＩＨ負荷である。ここで、アクティブスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）と非平滑ＤＣリンクキャパシタ（Ｃ１，Ｃ２）とにより、ＡＣ昇圧部を形成する。これと同時に、アクティブスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）とＲ０−Ｌ０で表されるＩＨ負荷およびその力率改善と直列共振を兼ねた共振キャパシタＣ０から成るブーストハーフブリッジ（ＢＨＢ）の高周波共振形（ＨＦ−Ｒ）インバータを形成し、アクティブスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）それぞれに或は一方に一括して並列接続されるロスレススナバキャパシタ（ＣＳ１，ＣＳ２）を用いたゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）動作を達成する。 In FIG. 21, the circuit block diagram of the induction heating commercial frequency-high frequency converter of Example 5 is shown. In the circuit shown in FIG. 21, v in the commercial frequency alternating current (UFAC) power, L b is the step-up input reactor, D 3 and D 4 are reverse-blocking diodes, Q 1 and Q 2 are the first switch of each low-side ( second switch active switch) and the high-side (active switch), C 1 and C 2, respectively low-side first capacitor (non-smooth DC link capacitor) and the high-side second capacitor (non-smooth DC link capacitors), C 0 is a resonant capacitor, and R 0 -L 0 is an IH load expressed as a series circuit of an equivalent effective resistance R 0 and an equivalent effective inductance L 0 . Here, an AC boosting unit is formed by the active switches (Q 1 , Q 2 ) and the non-smooth DC link capacitors (C 1 , C 2 ). At the same time, the high frequency of the boost half bridge (BHB) comprising the active switch (Q 1 , Q 2 ) and the IH load represented by R 0 -L 0 and the resonance capacitor C 0 that combines the power factor improvement and series resonance. Zero-voltage software using lossless snubber capacitors (C S1 , C S2 ) that form resonant (HF-R) inverters and are connected in parallel to each of the active switches (Q 1 , Q 2 ) or one at a time A switching (ZVS) operation is achieved.
本発明の誘導加熱用高周波インバータは、電磁調理器（誘導加熱調理器）、水蒸気を含む流体加熱装置、動力的強力超音波発生装置（超音波洗浄機，超音波ホモジナイザーなど）、超音波溶接機、レーザープリンタなど、高周波交流電流を要する電気機器や電気設備に有用である。 The induction heating high-frequency inverter of the present invention includes an electromagnetic cooker (induction heating cooker), a fluid heating device containing steam, a powerful dynamic ultrasonic generator (such as an ultrasonic cleaner and an ultrasonic homogenizer), and an ultrasonic welder. It is useful for electrical equipment and equipment that require high-frequency alternating current, such as laser printers.
ｖｉｎ 商用交流電源
ｉｉｎ 電源電流
Ｑ１，Ｑ２ アクティブスイッチ
Ｄ１，Ｄ２ 逆並列ダイオード
Ｄ３〜Ｄ６ 逆流阻止／整流ダイオード
Ｃ１，Ｃ２ 非平滑ＤＣリンクキャパシタ
Ｌｂ 昇圧用リアクトル
Ｒ０ ＩＨ負荷等価実効抵抗
Ｌ０ ＩＨ負荷等価実効インダクタンス
Ｃ０ 直列共振キャパシタ
Ｃｒ 並列キャパシタ
ＣＳ１，ＣＳ２ ＺＶＳ用ロスレススナバキャパシタ
v in commercial AC power source i in power source current Q 1 , Q 2 active switch D 1 , D 2 reverse parallel diode D 3 to D 6 reverse current blocking / rectifier diode C 1 , C 2 non-smooth DC link capacitor L b boosting reactor R 0 IH load equivalent effective resistance L 0 IH load equivalent effective inductance C 0 series resonant capacitor C r parallel capacitor C S1 , C S2 Lossless snubber capacitor for ZVS
Claims (8)
ローサイドの第１スイッチとハイサイドの第２スイッチが直列接続され、第１スイッチと第２スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードが接続されたインバータレッグと、
ローサイドの第１非平滑直流（ＤＣ）リンクキャパシタとハイサイドの第２非平滑ＤＣリンクキャパシタが直列接続され、前記インバータレッグに並列に設けられたキャパシタユニットと、
第１スイッチと第２スイッチの接続中点から分岐して接続された、被加熱物を誘導加熱するワークコイルと、
第１スイッチと第２スイッチの接続中点から分岐して接続されたリアクトルと、
第１キャパシタと第２キャパシタの接続中点から分岐して接続された共振キャパシタと、
を備え、
前記ワークコイルと前記共振キャパシタが直列接続され、
前記ワークコイルにキャパシタが並列接続され、
前記リアクトルと前記交流電源の一端が直列接続され、
前記交流電源の他端から分岐して半波整流用の第１ダイオードを介して前記インバータレッグの第１スイッチ側と接続され、
前記交流電源の他端から分岐して半波整流用の第２ダイオードを介して前記インバータレッグの第２スイッチ側と接続された、
ことを特徴とする誘導加熱用商用周波−高周波コンバータ。 AC power supply,
An inverter leg in which a first switch on a low side and a second switch on a high side are connected in series, and an anti-parallel diode is connected in parallel to each of the first switch and the second switch;
A low-side first non-smooth direct current (DC) link capacitor and a high-side second non-smooth DC link capacitor connected in series, and a capacitor unit provided in parallel with the inverter leg;
A work coil for inductively heating an object to be heated, which is branched and connected from the connection middle point of the first switch and the second switch;
A reactor branched and connected from the connection midpoint of the first switch and the second switch;
A resonant capacitor branched and connected from a connection midpoint of the first capacitor and the second capacitor;
With
The work coil and the resonant capacitor are connected in series,
A capacitor is connected in parallel to the work coil,
One end of the reactor and the AC power supply are connected in series,
Branched from the other end of the AC power supply and connected to the first switch side of the inverter leg via a first diode for half-wave rectification,
Branched from the other end of the AC power supply and connected to the second switch side of the inverter leg via a second diode for half-wave rectification,
A commercial frequency-high frequency converter for induction heating, characterized in that.
ローサイドの第１スイッチとハイサイドの第２スイッチが直列接続され、第１スイッチと第２スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードが接続されたインバータレッグと、
ローサイドの第１キャパシタとハイサイドの第２キャパシタが直列接続され、前記インバータレッグに並列に設けられたキャパシタユニットと、
第１スイッチと第２スイッチの接続中点から分岐して接続された、被加熱物を誘導加熱するワークコイルと、
前記交流電源の一端と直列接続されたリアクトルと、
第１非平滑ＤＣリンクキャパシタと第２非平滑ＤＣリンクキャパシタの接続中点から分岐して接続された共振キャパシタと、
を備え、
前記ワークコイルと前記共振キャパシタが直列接続され、
前記ワークコイルにキャパシタが並列接続され、
前記交流電源の他端が第１スイッチと第２スイッチの接続中点に接続され、
前記リアクトルの他端から分岐して半波整流用の第１ダイオードを介して前記インバータレッグの第１スイッチ側と接続され、
前記リアクトルの他端から分岐して半波整流用の第２ダイオードを介して前記インバータレッグの第２スイッチ側と接続された、
ことを特徴とする誘導加熱用商用周波−高周波コンバータ。 AC power supply,
An inverter leg in which a first switch on a low side and a second switch on a high side are connected in series, and an anti-parallel diode is connected in parallel to each of the first switch and the second switch;
A low-side first capacitor and a high-side second capacitor connected in series, and a capacitor unit provided in parallel to the inverter leg;
A work coil for inductively heating an object to be heated, which is branched and connected from the connection middle point of the first switch and the second switch;
A reactor connected in series with one end of the AC power source;
A resonant capacitor branched and connected from a connection midpoint of the first non-smooth DC link capacitor and the second non-smooth DC link capacitor;
With
The work coil and the resonant capacitor are connected in series,
A capacitor is connected in parallel to the work coil,
The other end of the AC power supply is connected to the midpoint of connection between the first switch and the second switch;
Branched from the other end of the reactor and connected to the first switch side of the inverter leg via a first diode for half-wave rectification,
Branched from the other end of the reactor and connected to the second switch side of the inverter leg via a second diode for half-wave rectification,
A commercial frequency-high frequency converter for induction heating, characterized in that.
第１スイッチと第２スイッチの非対称パルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）を行うステップと、
正の半サイクルの時は第１スイッチのオン時比率ならびに負の半サイクルの時は第２スイッチのオン時比率によって、前記キャパシタユニットの昇圧比を決定するステップと、
前記交流電源の電圧極性に応じて非対称パルス幅変調制御のパルスパターンが入れ替わるように制御を行うステップ、
を備えたことを特徴とする誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの制御方法。 A method for controlling a commercial frequency-high frequency converter for induction heating according to any one of claims 1 to 6,
Performing asymmetric pulse width modulation control (PWM control) of the first switch and the second switch;
Determining the step-up ratio of the capacitor unit according to the on-time ratio of the first switch during the positive half cycle and the on-time ratio of the second switch during the negative half cycle;
Performing control so that the pulse pattern of asymmetric pulse width modulation control is switched according to the voltage polarity of the AC power supply;
A control method for a commercial frequency-high frequency converter for induction heating, comprising:
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