JP3757729B2

JP3757729B2 - Inverter device

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Publication number: JP3757729B2
Application number: JP2000007103A
Authority: JP
Inventors: 耕児宗進; 洋次南; 一郎立澤; 正夫平井
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 2000-01-14
Filing date: 2000-01-14
Publication date: 2006-03-22
Anticipated expiration: 2020-01-14
Also published as: JP2001197752A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流を交流に電力変換するインバータ装置であって、とくにバッテリのような直流電源から商用交流（たとえば、１００Ｖ６０Ｈｚあるいは１００Ｖ５０Ｈｚ）に相当する交流出力を得て一般の電気機器に電源を供給することを可能とするインバータ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、商用交流に相当する交流を出力するこの種のインバータ装置は、実験用電源、コンピュータ設備の非常用電源、太陽光発電装置など、多岐に渡って開発利用されている。この種のインバータ装置の回路構成としては、たとえば図１８に示す構成が従来より知られている。
【０００３】
図１８に示すインバータ装置は、基本的には直流電源Ｅから交流出力のピーク電圧の直流電圧を得るためのＤＣ−ＤＣコンバータ１と、ＤＣ−ＤＣコンバータ１から出力される直流電圧から周期的にパルス幅の変化する矩形波電圧に変換するインバータ２と、インバータ２から出力される矩形波電圧を時間積分することにより滑らかな正弦波に近付けるように波形整形するフィルタ３とからなる。ここに、直流電源ＥとＤＣ−ＤＣコンバータ１との間、およびフィルタ３と負荷への出力端との間にはそれぞれノイズフィルタ７，８を設けてある。
【０００４】
図示例では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１として４個のスイッチング素子からなるブリッジ回路を備えた構成を採用しているものとする。すなわち、ブリッジ回路の各アームを２個ずつ直列接続したスイッチング素子により構成し、各アームをそれぞれ直流電源Ｅに接続するとともに、各アームを構成する各２個のスイッチング素子の接続点間に出力トランスＴ１の１次巻線を接続してある。各アームを構成する直列接続された２個のスイッチング素子は同時にオンにならず、対角位置の各組のスイッチング素子（ここでは、直流電源Ｅの両端間において出力トランスＴ１の１次巻線を介して直列接続されている各２個のスイッチング素子）はそれぞれ同時にオンになるように制御回路４により制御される。つまり、制御回路４からは図１９（ａ）（ｂ）に示すような所定周期の矩形波信号が出力され、ブリッジ回路の各アームを構成する直列接続された２個のスイッチング素子は交互にオンオフされる。このような動作によって、出力トランスＴ１の１次巻線には交互に極性が変化する電圧が印加され、２次巻線に交流電圧を発生させることができる。この交流電圧をダイオードブリッジなどの整流器５により整流し、さらに平滑回路６で平滑することにより直流電圧が得られる。
【０００５】
ここで、平滑回路６の出力電圧がインバータ２の出力電圧のピーク電圧程度になるように、直流電源Ｅの電圧と出力トランスＴ１の巻線の巻比との関係が設定される。たとえば、インバータ２の出力電圧を交流１００Ｖとするのであればピーク電圧は１４１Ｖであるから、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電圧（平滑回路６の出力電圧）は１４１Ｖ程度に設定される。あるいはまた、インバータ２の出力電圧を交流２００Ｖとするのであればピーク電圧は２８２Ｖであるから、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電圧は２８２Ｖ程度に設定される。ただし、上述したＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電圧は目安であって調整は必要である。
【０００６】
平滑回路６から出力される直流電圧は略一定電圧に保たれ、インバータ２およびフィルタ３を用いることによって正弦波状の交流電圧に変換される。インバータ２はＤＣ−ＤＣコンバータ１と同様に４個のスイッチング素子からなるブリッジ回路を備えているものとする。つまり、２個ずつ直列接続されたスイッチング素子からなるブリッジ回路の各アームをそれぞれ平滑回路６の出力端間に接続し、ブリッジ回路の各アームを構成する各２個のスイッチング素子の接続点間にフィルタ３を接続してある。
【０００７】
平滑回路６の出力端間に直列に接続された２個ずつのスイッチング素子はそれぞれ同時にオンにならず、対角位置の各組のスイッチング素子はそれぞれ同時にオンになるように制御回路４によって制御される。ただし、ブリッジ回路の各アームを構成する２個のスイッチング素子は交互にオンオフされるのではなく、対角位置の一方の組のスイッチング素子がオンオフされる期間と、対角位置の他方の組のスイッチング素子がオンオフされる期間とが交互に繰り返される。対角位置の各組のスイッチング素子を交互に切り換える周期は、インバータ装置から出力する交流電圧の周期になるから、たとえば５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚに相当する周期に設定される。また、対角位置の各組のスイッチング素子のオンオフの周波数は一般には２０ｋＨｚ以上に設定される。対角位置の各組のスイッチング素子がオンオフされる期間において、矩形波信号のパルス幅は期間の初期と終期がもっとも短く、期間の中央付近でもっとも長くなるように設定される。つまり、制御回路４からは図１９（ｃ）（ｄ）に示すような矩形波信号が出力され、スイッチング素子はＰＷＭ制御される。このような制御を行い制御回路４からの矩形波信号のパルス幅を適宜に設定することによって、フィルタ３の出力電圧波形を図１９（ｅ）のような正弦波状とすることができる。制御回路４は、一般に出力電圧や出力電流を監視し負荷変動に対しても出力電圧波形を正弦波に保つように矩形波信号のパルス幅をフィードバック制御する。
【０００８】
ところで、上述した構成のインバータ装置では、ＤＣ−ＤＣコンバータ部１の平滑回路６に加えて、インバータ２の出力を波形整形するためのフィルタ３が必要であり、部品点数が多くなり占有スペースが大きくなるという問題を有している。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１において出力トランスＴ１や平滑回路６を小型化するにはスイッチング素子のオンオフの周波数を高くするのが望ましく、またインバータ２におけるスイッチング素子は出力電圧の周波数よりも十分に高い周波数でオンオフする必要がある。したがって、上述したインバータ装置は、高周波ノイズを発生する主なノイズ源として、ＤＣ−ＤＣコンバータ１とインバータ２との２つのノイズ源を備えており、このこともノイズ対策用の部品点数の増加につながる。
【０００９】
なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ１には各種構成があり、入力される直流電圧が出力電圧に近い場合はトランスを用いないチョッパ回路が用いられ、入力される直流電圧が出力電圧に比べて大幅に低い場合はトランスを用いて昇圧する回路が用いられ、入力される直流電圧が出力電圧に比べて大幅に高い場合はトランスを用いて降圧する回路や降圧型のチョッパ回路が用いられる。
【００１０】
上述したように、図１８に示した回路構成では、主として高周波成分の除去やノイズ対策のために部品点数が増加しやすいという問題がある。これに対して、太陽光発電装置などで用いられてきたインバータ装置として、図２０に示すような回路構成が知られている。このインバータ装置は、直流電源Ｅからパルス幅が周期的に変化する矩形波電圧を出力する電力変換回路１１と、電力変換回路１１の出力から高周波成分を除去して滑らかな正弦波の半波波形に近付けるように波形整形することで、インバータ装置の出力電圧波形の全波整流波形に相当する脈流電圧を生成するフィルタ１２と、フィルタ１２で生成された脈流電圧を１周期毎に交互に極性反転させる極性反転回路１３とを備える。ここで、電力変換装置１１にはトランスＴ２が設けられ、直流電源Ｅ側とインバータ装置の出力側とは絶縁されている。また、直流電源Ｅと電力変換回路１１との間、および極性反転回路１３と負荷への出力端との間にはそれぞれノイズフィルタ１６，１７を設けてある。
【００１１】
電力変換回路１１は、平滑回路６を除いて図１８に示したＤＣ−ＤＣコンバータ１と同様の回路構成を有するものとする。つまり、４個のスイッチング素子からなるブリッジ回路を有し、ブリッジ回路の各アームを構成する各２個ずつのスイッチング素子の接続点間にトランスＴ２の１次巻線が接続される。ただし、スイッチング素子をオンオフさせるために制御回路１４から出力される矩形波信号は、図２１（ａ）（ｂ）に示すように、図１８に示したインバータ装置におけるインバータ回路２のスイッチング素子を制御する矩形波信号と同様の波形であって、対角位置の一方の組のスイッチング素子をオンオフさせる期間と他方の組のスイッチング素子をオンオフさせる期間とを、インバータ装置の出力電圧の周期に相当する周期で交互に設けてある。また、矩形波信号は、対角位置の各組のスイッチング素子をオンオフさせる期間内でパルス幅が周期的に変化するように設定される。つまり、電力変換回路１１はＰＷＭ制御される。したがって、トランスＴ２の１次巻線に印加される電圧は、矩形波信号と同様にパルス幅が時間とともに変化し、かつ極性が周期的に変化することになる。
【００１２】
トランスＴ２の２次出力は整流器１５により全波整流されて上述した矩形波信号と同様の波形を有した矩形波電圧になり、整流器１５の出力である矩形波電圧をフィルタ１２に通すことによって矩形波電圧を時間積分し、図２１（ｃ）に示すような正弦波の半波状となる脈流電圧を得ることができる。ここに、直流電源Ｅの電圧とトランスＴ２の巻線の巻比との関係はフィルタ１２の出力電圧のピーク値がインバータ装置の出力電圧のピーク値にほぼ一致するように設定される。フィルタ１２の出力電圧は交流電圧を全波整流した波形に相当するから、極性反転回路１３においてフィルタ１２の出力電圧の極性を１周期毎に反転させることによって、交流電圧を得ることができる。
【００１３】
すなわち、極性反転回路１３は４個のスイッチング素子からなるブリッジ回路であって、ブリッジ回路の各アームを構成する２個ずつのスイッチング素子の各直列回路をフィルタ１２の出力端（コンデンサの両端間）に接続してあるものとする。また、各アームを構成する２個ずつのスイッチング素子の接続点を極性反転回路１３の出力端としてある。制御回路１４は極性反転回路１３におけるスイッチング素子をオンオフさせるために図２１（ｄ）（ｅ）のような矩形波信号を出力しており、極性反転回路１３において対角位置の一方の組のスイッチング素子がオンである期間に他方の組のスイッチング素子をオフにする。また、フィルタ１２の出力電圧の１周期毎にスイッチング素子のオンオフが反転するようにしてある。したがって、極性反転回路１３の出力電圧は図２１（ｆ）のように正弦波状の交流電圧波形になる。
【００１４】
図２０に示した回路構成では、電力変換回路１１においてＤＣ−ＤＣ変換を行うと同時に、時間経過に伴ってパルス幅が周期的に変化する矩形波電圧を得ることができ、図１８に示した回路構成のうちのＤＣ−ＤＣコンバータ１とインバータ２の一部機能とを併せ持つことになるから、平滑回路６が不要になり、図１８に示す回路構成よりも部品点数が少なくなる。また、極性反転回路１３においてスイッチング素子をオンオフさせる周波数は、インバータ装置の出力周波数であって商用電源の電源周波数である５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚであるから、極性反転回路１３は高周波ノイズの発生源にならず、スイッチング素子を高周波でスイッチングすることによって発生する高周波ノイズの発生源が電力変換回路１１だけになり、図１８に示した回路構成に比較すると、ノイズの除去が容易であるとともに平滑回路６を設ける必要がなく、結果的に部品点数を少なくすることができるという利点を有している。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図２０に示した回路構成では以下のような問題が生じる。いま、負荷として誘導性負荷を接続するとすれば、誘導性負荷にはリアクトル成分（とくにインダクタンス成分）があるから、図２２に示すように交流電圧（図にａで示す）の極性が反転しても、負荷のリアクトル成分に蓄積されたエネルギがなくなるまでは同じ向きに電流（図にｂで示す）を流そうとする。
【００１６】
すなわち、電流が流れ始めてから電圧が０Ｖになるまでの期間Ｔ２には、図２３に示すように、極性反転回路１３を構成するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のうちの対角位置の一方の組のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４が導通しているとすると、図２３に矢印で示すように、フィルタ１２−スイッチング素子Ｑ１−負荷Ｚ−スイッチング素子Ｑ４−フィルタ１２の経路で電流が流れる。ここに、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４にはそれぞれダイオードＤ１〜Ｄ４が逆並列に接続されているものとする。逆並列とはスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に対して並列であって、かつスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の導通時とは逆向きに電流を流す極性であることを意味する。つまり、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４にｎチャネルのＭＯＳＦＥＴを用いているとすれば、ドレイン側をアノードとしてドレイン−ソースに並列に接続することになる。この極性はＭＯＳＦＥＴのボディダイオードと同じ極性であるから、ダイオードＤ１〜Ｄ４をボディダイオードで兼用することも可能である。
【００１７】
次に、電圧の極性が反転してから電流が同じ向きに流れている期間Ｔ１になると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４はオフになり、対角位置の他方の組のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンになるから、図２４に矢印で示すように、ダイオードＤ２−負荷Ｚ−ダイオードＤ３を通る経路で電流が流れる。ここで、フィルタ１２はチョークインプット型のローパスフィルタであって、整流器１５の出力端間にインダクタ（リアクトル）Ｌ２とコンデンサＣ２との直列回路を接続し、出力をコンデンサＣ２の両端から取り出すようにしている。この構成では、上述のようにダイオードＤ２，Ｄ３を通して電流が流れようとするときに、フィルタ１２のリアクトルＬ２には電流を流すことができないから、フィルタ１２のコンデンサＣ２に電流が流れ込んでコンデンサＣ２の両端電圧が上昇することになる。このコンデンサＣ２はリアクトルＬ２とともに整流器１５の出力電圧の波形を整形するという機能のためだけに用いられているから容量が比較的小さいものであり、負荷Ｚからの回生電力によってコンデンサＣ２の両端電圧が上昇するのである。つまり、負荷Ｚが誘導性負荷であると、図２５にＰ部として示すように、回生電力が生じる期間に出力電圧に大きな歪みを生じることになる。
【００１８】
図１８に示した回路構成においても説明したが、出力電圧波形は監視されており、電圧波形を正弦波に保つようにフィードバック制御を行うが、このフィードバック制御は電力変換回路１１に対して行われるから（極性反転回路１３ではスイッチング素子のオンオフの周波数が出力電圧の周波数に等しく波形の制御ができない）、波形に対する制御を行ってもフィルタ１２などによる時間遅れがあって出力電圧波形の歪みをフィードバック制御のみで除去するのは難しい。
【００１９】
以上説明したように、図１８に示した回路構成では、インバータ２の入力端（１次側）のコンデンサが平滑回路６のコンデンサであって、このコンデンサは直流電圧を得るために設けられているから容量が大きく回生電力による電圧上昇が小さく、また出力電圧波形を正弦波に保つためのフィードバック制御をインバータ２に対して行うことができて電圧波形をフィードバック制御するのが比較的容易であるが、ノイズ対策が面倒であり部品点数の増加につながるという問題を有している。これに対して、図２０に示した回路構成では、ノイズ対策が比較的容易で部品点数も比較的少ないものの、誘導性負荷を用いたときに生じる回生電力によって出力電圧波形に歪みを生じるという問題を有している。
【００２０】
図２０に示した回路構成において誘導性負荷を用いたときの出力電圧波形の歪みを抑制するには、フィルタ１２に設けたコンデンサＣ２の両端電圧が回生電力によって上昇しないように回生電力を別経路で流すことが考えられる。そこで、もっとも簡単な構成としては、図２６に示すように、コンデンサＣ２に抵抗Ｒ２を並列接続することが考えられる。しかし、このような構成を採用すると、抵抗Ｒ２で電力が常時消費されているから損失が大きくなり全体の効率が低下することになる。
【００２１】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、出力段を極性反転回路としたノイズ源の少ない構成であって、しかも比較的少ない部品点数で電圧波形の歪みを抑制したインバータ装置を提供することにある。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、直流電源をスイッチング素子でスイッチングすることによりパルス幅が所定周期で繰り返し変化する矩形波電圧を発生させる電力変換回路と、電力変換回路の出力端間に接続されるリアクトルとコンデンサとの直列回路からなりコンデンサの両端電圧を出力とすることにより電力変換回路から出力される矩形波電圧を時間積分した波形に整形するフィルタと、フィルタの出力電圧の１周期毎に電圧極性を交互に反転させて負荷に印加する交流電圧を出力する極性反転回路とを備えるインバータ装置であって、前記リアクトルが２次巻線を備えるとともに前記２次巻線がダイオードを介して電力変換回路の入力端に接続され、電力変換回路がフィルタとの間に出力電圧を全波整流する整流器を備え、整流器の出力端間には補助スイッチ素子を含むとともに補助スイッチ素子のオン期間において極性反転回路から整流器に向かう向きでリアクトルに流れる電流を通過させる電流経路が形成され、整流器から極性反転回路に向かう向きの電流がリアクトルの１次巻線を通過するときには２次巻線に電流が流れず、前記電流経路に電流が流れる期間においてリアクトルの２次巻線から前記ダイオードを通して電力変換回路の入力側に電力が帰還されるようにリアクトルの１次巻線および２次巻線とダイオードとの極性が設定されており、補助スイッチ素子のオン期間は極性反転回路の出力電圧のピーク値付近に対して０Ｖ付近で長くなるものである。
【００２３】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記極性反転回路の出力電圧の０Ｖ付近でのみ前記補助スイッチ素子がオンになるように補助スイッチ素子が制御されることを特徴とする。
【００３０】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
本実施形態の基本的な構成は図２０に示した従来構成と同様であって、図１に示すように、トランスＴ２を備え直流電源（図示せず）から極性が交互に反転する交流電圧を生成した後に全波整流する電力変換回路１１と、電力変換回路１１から正弦波の半波状の脈流電圧を生成するように高周波成分を除去して波形整形するフィルタ１２と、フィルタ１２の出力電圧の極性を１周期毎に反転させる極性反転回路１３とを備える。トランスＴ２は絶縁トランスであって、インバータ装置の直流電源側と交流出力側とを絶縁している。
【００３１】
図１に示すように、電力変換回路１１は４個のスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４からなるブリッジ回路を有し、ブリッジ回路の各アームを構成するように直列接続された各２個のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２およびスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４の接続点間にトランスＴ２の１次巻線が接続される。また、各２個のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２およびスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４の直列回路はそれぞれ直流電源の両端間に接続される。図示例ではスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４としてはＭＯＳＦＥＴを用いている。スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４は図示しない制御回路からの矩形波信号によってオンオフするように制御される。
【００３２】
図２０に示した従来構成では、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４をオンオフさせる期間とスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３をオンオフさせる期間とをインバータ装置の出力電圧の半周期（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚに相当する周期の半周期）で交互に反転させる制御としたが、本実施形態では、図２（ａ）（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４の組とスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３の組とを交互にオンオフさせるとともに、各組のオン期間を時間経過に伴って変化させる制御としている。すなわち、インバータ装置の出力電圧の半周期に相当する期間内で初期と終期とにおけるスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４のオン期間を短くし、期間の中央付近でもっとも長くなるように制御する。また、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４の組とスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３の組とのオン期間の間にはどちらの組もオフになるデッドオフタイムを設けてあり、デッドオフタイムは期間の中央付近でもっとも短くなる。要するに、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４は一定周期でオンオフし、かつオン期間が時間経過に伴って変化するように制御される。また、デッドオフタイムを設けていることによって、ブリッジ回路の各アームを構成するスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２およびスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４が同時にオンになることが確実に防止され、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２を交互にオンオフさせ、またスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４を交互にオンオフさせながらも、同時にオンになるのを確実に防止することができ、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４に短絡電流が流れるのを防止することができる。
【００３３】
トランスＴ２の２次出力は整流器１５により全波整流されるから、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４のオンオフを図２（ａ）（ｂ）に示す形で制御しても、電力変換回路１１の出力電圧としての整流器１５の出力電圧は、図２１（ａ）（ｂ）に示した矩形波信号で制御した場合と同様に、図２（ｃ）の実線のようになる。図２（ｃ）における破線は、図２（ｃ）に実線で示す矩形波信号を時間積分して得られる波形であり、この波形はフィルタ１２の出力電圧に相当する。すなわち、インバータ装置の出力電圧の半周期の波形になる。
【００３４】
ところで、本実施形態では整流器１５の出力端間に、ダイオードＤｓと抵抗Ｒｓと補助スイッチ素子Ｑｓとの直列回路を接続してあり、制御回路（図示せず）によって補助スイッチ素子Ｑｓを図２（ｄ）に示すタイミングでオンオフさせている。補助スイッチ素子ＱｓにはＭＯＳＦＥＴを用いている。また、フィルタ１２は、従来構成と同様に、整流器１５の出力端間に接続したリアクトルＬ２とコンデンサＣ２との直列回路によって構成されているが、リアクトルＬ２には２次巻線を設けてある。リアクトルＬ２の２次巻線はダイオードＤｆを介して電力変換回路１１の入力端（１次側）に接続したコンデンサＣｆの両端に接続される。
【００３５】
ところで、リアクトルＬ２の１次巻線および２次巻線の極性とダイオードＤｆの極性とは、整流器１５から極性反転回路１３に向かう向きの電流がリアクトルＬ２の１次巻線を通過するときには２次巻線に電流が流れず、極性反転回路１３から整流器１５に向かう向きの電流がリアクトルＬ２の１次巻線を通過するときには２次巻線に電流が流れる極性に設定してある。したがって、補助スイッチ素子ＱｓがオフのときにはリアクトルＬ２の２次巻線に電流が流れることはなく、補助スイッチ素子Ｑｓがオンである期間に極性反転回路１３から整流器１５に向かう向きの電流がリアクトルＬ２の１次巻線を通過すると、リアクトルＬ２がトランスとして機能し、２次巻線に電流が流れることになる。
【００３６】
そこで、従来構成として説明した期間Ｔ１（極性反転回路１３から負荷への印加電圧の極性が反転した後に、負荷に流れる電流の向きが反転するまでの期間）に、補助スイッチ素子Ｑｓがオンになるように制御すれば、リアクトルＬ２はトランスとして機能するからリアクトル成分は非常に小さい値になり、負荷が誘導性負荷であるときに生じる回生電流は、リアクトルＬ２の１次巻線に容易に流れ込むことになる（なお、図１ではスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に逆並列に接続したダイオードＤ１〜Ｄ４を示していないが、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４としてＭＯＳＦＥＴを用いることにより、ボディダイオードがダイオードＤ１〜Ｄ４として機能する）。つまり、負荷への印加電圧の０Ｖ付近で補助スイッチ素子Ｑｓをオンにした場合の理想的な等価回路を示すと図３のようになる。その結果、リアクトルＬ２の１次巻線−ダイオードＤｓ−抵抗Ｒｓ−補助スイッチ素子Ｑｓを通る経路に回生電流が流れ、リアクトルＬ２の２次巻線に誘起された電力がダイオードＤｆを介して電力変換回路１１の１次側に帰還されて、効果的に利用されることになる。また、負荷への印加電圧波形の歪みを引き起こす原因になっている回生電流を電力変換回路１１の１次側へ帰還させているから、電圧波形の歪みが抑制され、正弦波に近い波形の電圧を負荷に印加することができる。
【００３７】
本実施形態では、補助スイッチ素子Ｑｓのオンオフのタイミングを図２（ｄ）のように設定してあり、電力変換回路１１のスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４がいずれもオフである期間（デッドオフタイム）に補助スイッチ素子Ｑｓがオンになるように制御回路で制御している。したがって、補助スイッチ素子Ｑｓのオン期間はインバータ装置の出力電圧のピーク付近でもっとも短く、０Ｖ付近でもっとも長くなる。つまり、インバータ装置の出力電圧が大きい期間には、電力変換回路１１から負荷側に供給する電流が大きく回生電流も生じていないから、補助スイッチ素子Ｑｓのオン期間を短くすることで負荷への出力に対する影響を少なくすることができる。一方、出力電圧が０Ｖ付近では電力変換回路１１から負荷側に供給する電流がほとんどなく、負荷から回生される電流が主となるので、補助スイッチ素子Ｑｓをオンにして電力変換回路１１の１次側に回生する効果を大きくするのである。他の構成および動作は図２０に示した従来構成と同様である。
【００３８】
（第２の実施の形態）
本実施形態は、図４に示すように、回路構成は第１の実施の形態と同構成を有している。すなわち、リアクトルＬ２に２次巻線を設け、２次巻線にはダイオードＤｆを介して電力変換回路１１の１次側に設けたコンデンサＣｆを接続してある。また、整流器１５の出力端間にダイオードＤｓと抵抗Ｒｓと補助スイッチ素子Ｑｓとの直列回路を接続してある。
【００３９】
本実施形態において第１の実施の形態と相違する点は、補助スイッチ素子Ｑｓをオンオフさせるタイミングである。図５（ｄ）に示すように、本実施形態ではインバータ装置の出力電圧の０Ｖ付近であって、出力電圧の極性が反転した後にのみ補助スイッチ素子Ｑｓがオンになる期間を設けてある。要するに、負荷が誘導性負荷であるときに回生電流が流れる期間にのみ補助スイッチ素子Ｑｓがオンになるように制御される。
【００４０】
このような制御によって、補助スイッチ素子Ｑｓは回生電流が流れる期間にのみオンオフされ他の期間にはオフに保たれるから、補助スイッチ素子Ｑｓのオンオフの期間を限定してスイッチングの回数を低減させることでノイズの発生を低減することができる。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。
【００４１】
（参考例１）
本例は、図６に示すように、図２０に示した従来構成に対して、リアクトルＬ２に２次巻線を設けるとともに、２次巻線の両端間にダイオードＤｆを介して抵抗Ｒｆを接続し、さらに整流器１５の出力端間にダイオードＤｓと抵抗Ｒｓと補助スイッチ素子Ｑｓとからなる直列回路を接続した構成を有する。他の構成および制御については第１の実施の形態と同様である。
【００４２】
すなわち、本例では図７（ａ）（ｂ）に示すように電力変換回路１１（図１参照）のスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４をオンオフさせ、これによって図７（ｃ）に示すような矩形波電圧が整流器１５の出力電圧として得られる。この矩形波電圧はインバータ装置の出力電圧（図７（ｃ）に破線で示す）の半周期でパルス幅を周期的に変化させ、出力電圧のピーク付近でパルス幅をもっとも長くし、０Ｖ付近でもっとも短くする。
【００４３】
一方、補助スイッチ素子Ｑｓは、すべてのスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４がオフである期間にオンになり、この期間においてリアクトルＬ２の１次巻線に極性反転回路１３から整流器１５に向かう向きの電流を流すことが可能になっている。つまり、負荷が誘導性負荷であるときに生じる回生電流を、リアクトルＬ２の１次巻線に流すことができ、このときリアクトルＬ２はトランスとして機能することで２次巻線の誘起電圧をダイオードＤｆを介して抵抗Ｒｆに印加することになる。すなわち、第１の実施の形態のように回生電流を電力変換回路１１の１次側に帰還させるのではなく、回生電流を抵抗Ｒｆによって消費させる。この構成では、抵抗Ｒｆでの電力消費は常時生じるのではなく、補助スイッチ素子Ｑｓのオン期間であって、リアクトルＬ２の１次巻線に対して極性反転回路１３から整流器１５に向かう向きの電流が流れるときにのみ抵抗Ｒｆでの電力消費が生じる。したがって、抵抗Ｒｆで消費される電力を比較的少なくしながらも、出力電圧の波形歪みを抑制することができる。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。
【００４４】
（参考例２）
本例は、図８に示すように、回路構成は参考例１と同構成を有している。すなわち、リアクトルＬ２に２次巻線を設け、２次巻線にはダイオードＤｆを介して抵抗Ｒｆを接続してある。また、整流器１５の出力端間にダイオードＤｓと抵抗Ｒｓと補助スイッチ素子Ｑｓとの直列回路を接続してある。
【００４５】
本例において参考例１と相違する点は、補助スイッチ素子Ｑｓをオンオフさせるタイミングである。図９（ｄ）に示すように、本例ではインバータ装置の出力電圧の０Ｖ付近であって、出力電圧の極性が反転した後にのみ補助スイッチ素子Ｑｓがオンになる期間を設けてある。要するに、負荷が誘導性負荷であるときに回生電流が流れる期間にのみ補助スイッチ素子Ｑｓがオンになるように制御される。
【００４６】
このような制御によって、補助スイッチ素子Ｑｓは回生電流が流れる期間にのみオンオフされ他の期間にはオフに保たれるから、補助スイッチ素子Ｑｓのオンオフの期間を限定してスイッチングの回数を低減させることでノイズの発生を低減することができる。他の構成および動作は参考例１と同様である。
【００４７】
（参考例３）
本例の基本的な構成は図２０に示した従来構成と同様であって、図１０に示すように帰還トランスＴ３を設け、フィルタ１２を構成するコンデンサＣ２に、ダイオードＤｓと帰還トランスＴ３の１次巻線と補助スイッチ素子Ｑｓとの直列回路を並列接続した構成を有する。帰還トランスＴ３の２次巻線にはダイオードＤｆを介してコンデンサＣｆを接続してあり、このコンデンサＣｆは電力変換回路１１の１次側に接続してある。すなわち、第１の実施の形態ではリアクトルＬ２に２次巻線を設けたのに対して、本例ではリアクトルＬ２には２次巻線を設けずに帰還トランスＴ３を別途に設けてある。また、帰還トランスＴ３の１次巻線をダイオードＤｓと補助スイッチ素子Ｑｓとの間に挿入することによって抵抗Ｒｓは不要になっている。ここに、帰還トランスＴ３の１次巻線および２次巻線の極性とダイオードＤｆの極性との関係は、補助スイッチ素子Ｑｓがオンであって帰還トランスＴ３の１次巻線に電流が流れるときに、帰還トランスＴ３の２次側においてダイオードＤｆを通して電流が流れる極性としてある。他の構成および制御は第１の実施の形態と同様である。
【００４８】
すなわち、図１１に示すように、電力変換回路１１のすべてのスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４がオフである期間に補助スイッチ素子Ｑｓをオンにするように制御しており、負荷が誘導性負荷であるときに生じる回生電流は、補助スイッチ素子Ｑｓがオンである期間においてダイオードＤｓ−帰還トランスＴ３の１次巻線−補助スイッチ素子Ｑｓの経路を通して流れることになり、ダイオードＤｆを通して電力変換回路１１の１次側に帰還される。つまり、第１の実施の形態と同様に動作し同様の作用を奏する。ここで、帰還トランスＴ３は回生電流だけを流すものであり、フィルタ１２を構成する要素ではないから、リアクトルＬ２に比較してかなり小型のものを用いることができる。
【００４９】
（参考例４）
本例は、図１２に示すように、回路構成は参考例３と同構成を有している。すなわち、帰還トランスＴ３を設け、帰還トランスＴ３の２次巻線にはダイオードＤｆを介して電力変換回路１１の１次側に設けたコンデンサＣｆを接続してある。また、コンデンサＣ２の両端間にダイオードＤｓと帰還トランスＴ３の１次巻線と補助スイッチ素子Ｑｓとの直列回路を接続してある。
【００５０】
本例において参考例３と相違する点は、補助スイッチ素子Ｑｓをオンオフさせるタイミングである。図１３（ｄ）に示すように、本例ではインバータ装置の出力電圧の０Ｖ付近であって、出力電圧の極性が反転した後にのみ補助スイッチ素子Ｑｓがオンになる期間を設けてある。要するに、負荷が誘導性負荷であるときに回生電流が流れる期間にのみ補助スイッチ素子Ｑｓがオンになるように制御される。
【００５１】
このような制御によって、補助スイッチ素子Ｑｓは回生電流が流れる期間にのみオンオフされ他の期間にはオフに保たれるから、補助スイッチ素子Ｑｓのオンオフの期間を限定してスイッチングの回数を低減させることでノイズの発生を低減することができる。他の構成および動作は参考例３と同様である。
【００５２】
（参考例５）
本例は、図１４に示すように、図２０に示した従来構成に対して、帰還トランスＴ３を設け、帰還トランスＴ３の２次巻線の両端間に抵抗Ｒｆを接続し、さらにフィルタ１２を構成するコンデンサＣ２に、ダイオードＤｓと帰還トランスＴ３の１次巻線と補助スイッチ素子Ｑｓとの直列回路を並列接続した構成を有する。他の構成および制御については参考例３と同様である。
【００５３】
すなわち、本例では図１５（ａ）（ｂ）に示すように電力変換回路１１（図１２参照）のスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４をオンオフさせ、これによって図１５（ｃ）に示すような矩形波電圧が整流器１５の出力電圧として得られる。この矩形波電圧はインバータ装置の出力電圧（図１５（ｃ）に破線で示す）の半周期でパルス幅を周期的に変化させ、出力電圧のピーク付近でパルス幅をもっとも長くし、０Ｖ付近でもっとも短くする。
【００５４】
一方、補助スイッチ素子Ｑｓは、すべてのスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４がオフである期間にオンになり、この期間において帰還トランスＴ３の１次巻線に極性反転回路１３からの回生電流を流すことが可能になっている。つまり、負荷が誘導性負荷であるときに生じる回生電流を、帰還トランスＴ３の１次巻線に流すことができ、このとき帰還トランスＴ３は２次巻線の誘起電圧を抵抗Ｒｆに印加することになる。すなわち、参考例３のように回生電流を電力変換回路１１の１次側に帰還させるのではなく、回生電流を抵抗Ｒｆによって消費させる。この構成では、抵抗Ｒｆでの電力消費は常時生じるのではなく、補助スイッチ素子Ｑｓのオン期間であって、帰還トランスＴ３の１次巻線に対して極性反転回路１３から回生電流が流れるときにのみ抵抗Ｒｆでの電力消費が生じる。したがって、抵抗Ｒｆで消費される電力を比較的少なくしながらも、出力電圧の波形歪みを抑制することができる。
【００５５】
ところで、本例においては帰還トランスＴ３の２次巻線にダイオードを設けることなく抵抗Ｒｆを接続している。これは、第１の実施形態、第２の実施形態ないし参考例１、参考例２においては、リアクトルＬ２の１次巻線に両方向に電流が流れるから、一方向の電流のみを選択するためにダイオードが必要であり、また参考例３、参考例４では電力変換回路１１の入力端に極性があるからダイオードが必要であるのに対して、本例では帰還トランスＴ３の１次巻線に流れる電流の向きが一方向のみであり、また抵抗Ｒｆには極性がないダイオードが不要になっているのである。他の構成および動作は参考例３と同様である。
【００５６】
（参考例６）
本例は、図１６に示すように、回路構成は参考例５と同構成を有している。すなわち、帰還トランスＴ３を設け、帰還トランスＴ３の２次巻線には抵抗Ｒｆを接続してある。また、コンデンサＣ２の両端間にダイオードＤｓと帰還トランスＴ３の１次巻線と補助スイッチ素子Ｑｓとの直列回路を接続してある。
【００５７】
本例において参考例５と相違する点は、補助スイッチ素子Ｑｓをオンオフさせるタイミングである。図１７（ｄ）に示すように、本例ではインバータ装置の出力電圧の０Ｖ付近であって、出力電圧の極性が反転した後にのみ補助スイッチ素子Ｑｓがオンになる期間を設けてある。要するに、負荷が誘導性負荷であるときに回生電流が流れる期間にのみ補助スイッチ素子Ｑｓがオンになるように制御される。
【００５８】
このような制御によって、補助スイッチ素子Ｑｓは回生電流が流れる期間にのみオンオフされ他の期間にはオフに保たれるから、補助スイッチ素子Ｑｓのオンオフの期間を限定してスイッチングの回数を低減させることでノイズの発生を低減することができる。他の構成および動作は参考例３と同様である。
【００５９】
【発明の効果】
請求項１の発明の構成によれば、出力電圧が商用電源程度の低周波であれば高周波を発生する回路部分は電力変換回路のみであるから、高周波ノイズの発生源が１回路であってノイズ対策が比較的容易であるとともに部品点数が少なくなる。しかも、補助スイッチ素子のオン期間においては負荷として誘導性負荷を用いたときに生じる回生電力をリアクトルの２次巻線を通して電力変換回路の入力側に帰還することができるから、回生電力による出力電圧波形の歪みを抑制しながらも電力を有効利用することができ、高効率で出力電圧の波形歪みが少ないインバータ装置を提供することができる。
【００６０】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記極性反転回路の出力電圧の０Ｖ付近でのみ前記補助スイッチ素子がオンになるように補助スイッチ素子が制御されるものであり、補助スイッチ素子のオン期間を回生電力が生じる期間付近のみに設定することで補助スイッチ素子のオンオフの回数を少なくすることが可能であり、結果的に補助スイッチ素子のオンオフによるノイズの発生を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態を示す要部回路図である。
【図２】同上の動作説明図である。
【図３】同上の要部の等価回路図である。
【図４】本発明の第２の実施の形態を示す要部回路図である。
【図５】同上の動作説明図である。
【図６】参考例１を示す要部回路図である。
【図７】同上の動作説明図である。
【図８】参考例２を示す要部回路図である。
【図９】同上の動作説明図である。
【図１０】参考例３を示す要部回路図である。
【図１１】同上の動作説明図である。
【図１２】参考例４を示す要部回路図である。
【図１３】同上の動作説明図である。
【図１４】参考例５を示す要部回路図である。
【図１５】同上の動作説明図である。
【図１６】参考例６を示す要部回路図である。
【図１７】同上の動作説明図である。
【図１８】従来例を示す概略回路図である。
【図１９】同上の動作説明図である。
【図２０】他の従来例を示す概略回路図である。
【図２１】同上の動作説明図である。
【図２２】同上の動作説明図である。
【図２３】同上の動作説明図である。
【図２４】同上の動作説明図である。
【図２５】同上の動作説明図である。
【図２６】さらに他の従来例を示す要部回路図である。
【符号の説明】
１１電力変換回路
１２フィルタ
１３極性反転回路
１５整流器
Ｃ２コンデンサ
Ｄｆダイオード
Ｅ直流電源
Ｌ２リアクトル
Ｑ１〜Ｑ４スイッチング素子
Ｑ１１〜Ｑ１４スイッチング素子
Ｑｓ補助スイッチ素子
Ｒｆ抵抗
Ｔ３帰還トランス[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention is an inverter device that converts direct current into alternating current, and obtains an alternating current output corresponding to a commercial alternating current (for example, 100 V 60 Hz or 100 V 50 Hz) from a direct current power source such as a battery to supply power to general electric equipment. The present invention relates to an inverter device that can be used.
[0002]
[Prior art]
In general, this type of inverter device that outputs alternating current equivalent to commercial alternating current has been developed and utilized in a wide variety of fields, such as an experimental power source, an emergency power source for computer equipment, and a solar power generation device. As a circuit configuration of this type of inverter device, for example, the configuration shown in FIG. 18 is conventionally known.
[0003]
The inverter device shown in FIG. 18 basically has a DC-DC converter 1 for obtaining a DC voltage of an AC output peak voltage from a DC power supply E and a DC voltage output from the DC-DC converter 1 periodically. The inverter 2 converts to a rectangular wave voltage with a varying pulse width, and the filter 3 shapes the waveform so as to approach a smooth sine wave by time-integrating the rectangular wave voltage output from the inverter 2. Here, noise filters 7 and 8 are provided between the DC power source E and the DC-DC converter 1 and between the filter 3 and the output terminal to the load, respectively.
[0004]
In the illustrated example, it is assumed that the DC-DC converter 1 has a configuration including a bridge circuit composed of four switching elements. In other words, each arm of the bridge circuit is composed of two switching elements connected in series, each arm is connected to the DC power source E, and the output transformer is connected between the connection points of the two switching elements constituting each arm. The primary winding of T1 is connected. The two switching elements connected in series constituting each arm are not turned on at the same time, and each pair of switching elements in the diagonal position (here, the primary winding of the output transformer T1 is connected between both ends of the DC power supply E). The two switching elements connected in series via each other are controlled by the control circuit 4 so as to be simultaneously turned on. That is, the control circuit 4 outputs a rectangular wave signal having a predetermined period as shown in FIGS. 19A and 19B, and two switching elements connected in series constituting each arm of the bridge circuit are alternately turned on and off. Is done. By such an operation, a voltage whose polarity is alternately changed is applied to the primary winding of the output transformer T1, and an AC voltage can be generated in the secondary winding. The AC voltage is rectified by a rectifier 5 such as a diode bridge, and further smoothed by a smoothing circuit 6 to obtain a DC voltage.
[0005]
Here, the relationship between the voltage of the DC power source E and the winding ratio of the winding of the output transformer T1 is set so that the output voltage of the smoothing circuit 6 is about the peak voltage of the output voltage of the inverter 2. For example, if the output voltage of the inverter 2 is AC 100V, the peak voltage is 141V, so the output voltage of the DC-DC converter 1 (the output voltage of the smoothing circuit 6) is set to about 141V. Alternatively, if the output voltage of the inverter 2 is AC 200V, the peak voltage is 282V, so the output voltage of the DC-DC converter 1 is set to about 282V. However, the output voltage of the DC-DC converter 1 described above is a guideline and needs to be adjusted.
[0006]
The DC voltage output from the smoothing circuit 6 is maintained at a substantially constant voltage, and is converted into a sinusoidal AC voltage by using the inverter 2 and the filter 3. Similarly to the DC-DC converter 1, the inverter 2 includes a bridge circuit composed of four switching elements. That is, each arm of the bridge circuit composed of two switching elements connected in series is connected between the output terminals of the smoothing circuit 6, and between the connection points of the two switching elements constituting each arm of the bridge circuit. A filter 3 is connected.
[0007]
The two switching elements connected in series between the output terminals of the smoothing circuit 6 are controlled by the control circuit 4 so that the switching elements in the diagonal positions are not turned on at the same time, and the switching elements in the diagonal positions are turned on at the same time. The However, the two switching elements constituting each arm of the bridge circuit are not alternately turned on / off, but the period during which one set of switching elements at the diagonal position is turned on / off and the other set at the other diagonal position. Periods in which the switching elements are turned on and off are alternately repeated. Since the cycle of alternately switching each pair of switching elements at the diagonal positions is the cycle of the AC voltage output from the inverter device, it is set to a cycle corresponding to, for example, 50 Hz or 60 Hz. The on / off frequency of each pair of switching elements at the diagonal positions is generally set to 20 kHz or more. In the period in which each pair of switching elements at the diagonal positions is turned on / off, the pulse width of the rectangular wave signal is set to be shortest at the beginning and end of the period and longest near the center of the period. That is, the control circuit 4 outputs a rectangular wave signal as shown in FIGS. 19C and 19D, and the switching element is PWM-controlled. By performing such control and appropriately setting the pulse width of the rectangular wave signal from the control circuit 4, the output voltage waveform of the filter 3 can be made sinusoidal as shown in FIG. The control circuit 4 generally monitors the output voltage and output current, and feedback-controls the pulse width of the rectangular wave signal so as to keep the output voltage waveform in a sine wave against load fluctuations.
[0008]
By the way, in the inverter apparatus of the structure mentioned above, in addition to the smoothing circuit 6 of the DC-DC converter part 1, the filter 3 for waveform-shaping the output of the inverter 2 is required, and the number of parts increases and an occupied space is large. Has the problem of becoming. In order to reduce the size of the output transformer T1 and the smoothing circuit 6 in the DC-DC converter 1, it is desirable to increase the ON / OFF frequency of the switching element, and the switching element in the inverter 2 is sufficiently higher than the frequency of the output voltage. It is necessary to turn on and off at the frequency. Therefore, the inverter device described above includes two noise sources, the DC-DC converter 1 and the inverter 2, as main noise sources that generate high-frequency noise. This also increases the number of noise countermeasure components. Connected.
[0009]
The DC-DC converter 1 has various configurations. When the input DC voltage is close to the output voltage, a chopper circuit that does not use a transformer is used. The input DC voltage is significantly lower than the output voltage. In this case, a circuit that boosts the voltage using a transformer is used. When the input DC voltage is significantly higher than the output voltage, a circuit that steps down using a transformer or a step-down chopper circuit is used.
[0010]
As described above, the circuit configuration shown in FIG. 18 has a problem that the number of components tends to increase mainly for the removal of high-frequency components and noise countermeasures. On the other hand, a circuit configuration as shown in FIG. 20 is known as an inverter device that has been used in a solar power generation device or the like. This inverter device includes a power conversion circuit 11 that outputs a rectangular wave voltage whose pulse width changes periodically from a DC power source E, and a smooth half-wave waveform of a sine wave by removing high-frequency components from the output of the power conversion circuit 11. By shaping the waveform so as to approach the filter, the filter 12 that generates a pulsating voltage corresponding to the full-wave rectified waveform of the output voltage waveform of the inverter device, and the pulsating voltage generated by the filter 12 alternately for each cycle A polarity reversing circuit 13 for reversing the polarity. Here, the power converter 11 is provided with a transformer T2, and the DC power source E side and the output side of the inverter device are insulated. Noise filters 16 and 17 are provided between the DC power source E and the power conversion circuit 11 and between the polarity inversion circuit 13 and the output terminal to the load, respectively.
[0011]
The power conversion circuit 11 has the same circuit configuration as that of the DC-DC converter 1 shown in FIG. 18 except for the smoothing circuit 6. That is, a bridge circuit composed of four switching elements is provided, and the primary winding of the transformer T2 is connected between the connection points of two switching elements each constituting each arm of the bridge circuit. However, the rectangular wave signal output from the control circuit 14 for turning on and off the switching element controls the switching element of the inverter circuit 2 in the inverter device shown in FIG. 18, as shown in FIGS. The period of turning on and off one set of switching elements at the diagonal position and the period of turning on and off the other set of switching elements correspond to the period of the output voltage of the inverter device. They are provided alternately at intervals. The rectangular wave signal is set such that the pulse width periodically changes within a period in which each pair of switching elements at the diagonal positions is turned on / off. That is, the power conversion circuit 11 is PWM controlled. Therefore, in the voltage applied to the primary winding of the transformer T2, the pulse width changes with time and the polarity changes periodically as in the rectangular wave signal.
[0012]
The secondary output of the transformer T2 is full-wave rectified by the rectifier 15 to become a rectangular wave voltage having the same waveform as the rectangular wave signal described above, and the rectangular wave voltage that is the output of the rectifier 15 is passed through the filter 12 to be rectangular. The wave voltage is time-integrated to obtain a pulsating voltage that is a half wave of a sine wave as shown in FIG. Here, the relationship between the voltage of the DC power source E and the winding ratio of the winding of the transformer T2 is set so that the peak value of the output voltage of the filter 12 substantially matches the peak value of the output voltage of the inverter device. Since the output voltage of the filter 12 corresponds to a waveform obtained by full-wave rectification of the AC voltage, the AC voltage can be obtained by inverting the polarity of the output voltage of the filter 12 every period in the polarity inverting circuit 13.
[0013]
That is, the polarity inversion circuit 13 is a bridge circuit composed of four switching elements, and each series circuit of two switching elements constituting each arm of the bridge circuit is connected to the output end of the filter 12 (between both ends of the capacitor). It is assumed that it is connected to Further, the connection point of two switching elements constituting each arm is used as the output terminal of the polarity inverting circuit 13. The control circuit 14 outputs a rectangular wave signal as shown in FIGS. 21D and 21E to turn on and off the switching elements in the polarity inverting circuit 13, and the polarity inverting circuit 13 switches one set of diagonal positions. The other set of switching elements is turned off while the elements are on. The on / off state of the switching element is inverted every cycle of the output voltage of the filter 12. Therefore, the output voltage of the polarity inverting circuit 13 becomes a sinusoidal AC voltage waveform as shown in FIG.
[0014]
In the circuit configuration shown in FIG. 20, it is possible to obtain a rectangular wave voltage in which the pulse width changes periodically with the lapse of time as well as performing DC-DC conversion in the power conversion circuit 11, as shown in FIG. Since the DC-DC converter 1 and the partial function of the inverter 2 are included in the circuit configuration, the smoothing circuit 6 is not necessary, and the number of components is smaller than that of the circuit configuration shown in FIG. Further, since the frequency at which the switching element is turned on / off in the polarity inverting circuit 13 is the output frequency of the inverter device and the power supply frequency of the commercial power supply, which is 50 Hz or 60 Hz, the polarity inverting circuit 13 does not become a source of high frequency noise. The power conversion circuit 11 is the only source of high-frequency noise generated by switching the switching element at a high frequency. Compared with the circuit configuration shown in FIG. 18, noise can be easily removed and the smoothing circuit 6 is provided. This has the advantage that the number of parts can be reduced as a result.
[0015]
[Problems to be solved by the invention]
However, the circuit configuration shown in FIG. 20 has the following problems. Now, if an inductive load is connected as a load, the inductive load has a reactor component (particularly an inductance component), so the polarity of the AC voltage (shown by a in the figure) is reversed as shown in FIG. However, until the energy accumulated in the reactor component of the load is exhausted, an electric current (indicated by b in the figure) is made to flow in the same direction.
[0016]
That is, in the period T2 from when the current starts to flow until the voltage becomes 0 V, as shown in FIG. 23, switching of one set of diagonal positions among the switching elements Q1 to Q4 constituting the polarity inverting circuit 13 is performed. Assuming that the elements Q1 and Q4 are conducting, current flows through the path of the filter 12-switching element Q1-load Z-switching element Q4-filter 12 as shown by an arrow in FIG. Here, it is assumed that diodes D1 to D4 are connected in antiparallel to the switching elements Q1 to Q4, respectively. The reverse parallel means that the polarity is parallel to the switching elements Q1 to Q4 and the current flows in the opposite direction to that when the switching elements Q1 to Q4 are turned on. That is, if n-channel MOSFETs are used for the switching elements Q1 to Q4, the drain side is connected as an anode to the drain-source in parallel. Since this polarity is the same polarity as the body diode of the MOSFET, the diodes D1 to D4 can also be used as the body diode.
[0017]
Next, when a period T1 in which the current flows in the same direction after the polarity of the voltage is reversed, the switching elements Q1 and Q4 are turned off, and the other pair of switching elements Q2 and Q3 at the diagonal positions are turned on. Therefore, as shown by an arrow in FIG. 24, a current flows through a path passing through the diode D2-load Z-diode D3. Here, the filter 12 is a choke input type low-pass filter, and a series circuit of an inductor (reactor) L2 and a capacitor C2 is connected between the output ends of the rectifier 15, and an output is taken out from both ends of the capacitor C2. Yes. In this configuration, when the current is about to flow through the diodes D2 and D3 as described above, the current cannot flow through the reactor L2 of the filter 12, so that the current flows into the capacitor C2 of the filter 12 and the capacitor C2 The voltage at both ends will rise. Since the capacitor C2 is used only for the function of shaping the waveform of the output voltage of the rectifier 15 together with the reactor L2, the capacitance is relatively small. The voltage across the capacitor C2 is caused by the regenerative power from the load Z. It rises. That is, when the load Z is an inductive load, as shown as P part in FIG. 25, a large distortion occurs in the output voltage during a period in which regenerative power is generated.
[0018]
As described in the circuit configuration shown in FIG. 18, the output voltage waveform is monitored, and feedback control is performed so as to keep the voltage waveform as a sine wave. This feedback control is performed on the power conversion circuit 11. (The polarity inversion circuit 13 has an ON / OFF frequency of the switching element equal to the frequency of the output voltage, and the waveform cannot be controlled.) Even if the waveform is controlled, there is a time delay due to the filter 12 or the like, and the distortion of the output voltage waveform is fed back. It is difficult to remove by control alone.
[0019]
As described above, in the circuit configuration shown in FIG. 18, the capacitor at the input terminal (primary side) of the inverter 2 is the capacitor of the smoothing circuit 6, and this capacitor is provided to obtain a DC voltage. However, it is relatively easy to perform feedback control on the voltage waveform by performing feedback control on the inverter 2 to keep the output voltage waveform in a sine wave. However, noise countermeasures are troublesome, leading to an increase in the number of parts. On the other hand, in the circuit configuration shown in FIG. 20, although noise countermeasures are relatively easy and the number of parts is relatively small, there is a problem in that the output voltage waveform is distorted by regenerative power generated when an inductive load is used. have.
[0020]
In order to suppress the distortion of the output voltage waveform when an inductive load is used in the circuit configuration shown in FIG. 20, the regenerative power is connected to another path so that the voltage across the capacitor C <b> 2 provided in the filter 12 does not rise due to the regenerative power. It is conceivable to flow in. Therefore, as the simplest configuration, it is conceivable to connect a resistor R2 in parallel to a capacitor C2, as shown in FIG. However, when such a configuration is adopted, the power is always consumed by the resistor R2, so that the loss is increased and the overall efficiency is lowered.
[0021]
The present invention has been made in view of the above-mentioned reasons, and its object is to reduce the voltage waveform distortion with a relatively small number of components, with a configuration with few noise sources in which the output stage is a polarity inverting circuit. It is to provide an inverter device.
[0022]
[Means for Solving the Problems]
According to a first aspect of the present invention, there is provided a power conversion circuit that generates a rectangular wave voltage whose pulse width repeatedly changes at a predetermined cycle by switching a DC power supply with a switching element, and a reactor connected between output terminals of the power conversion circuit, A filter that consists of a series circuit with a capacitor and outputs the voltage across the capacitor as an output to shape the rectangular wave voltage output from the power converter circuit into a time-integrated waveform, and the voltage polarity for each cycle of the output voltage of the filter An inverter device comprising a polarity reversing circuit for alternately alternating and outputting an alternating voltage applied to a load, wherein the reactor comprises a secondary winding and the secondary winding is connected to a power conversion circuit via a diode. Connected to the input terminal, the power conversion circuit has a rectifier that performs full-wave rectification of the output voltage between the filter and the output terminal of the rectifier. Current path for passing a current flowing through the reactor in a direction towards the rectifier from the polarity inverting circuit in the ON period of the auxiliary switching device with a switch element is formed, When the current directed from the rectifier to the polarity inversion circuit passes through the primary winding of the reactor, no current flows through the secondary winding, The polarity of the primary and secondary windings of the reactor and the diode is set so that power is fed back from the secondary winding of the reactor to the input side of the power conversion circuit through the diode during the period when the current flows in the current path. Been In addition, the ON period of the auxiliary switch element becomes longer in the vicinity of 0 V with respect to the vicinity of the peak value of the output voltage of the polarity inverting circuit. Is.
[0023]
The invention of claim 2 is characterized in that, in the invention of claim 1, the auxiliary switch element is controlled so that the auxiliary switch element is turned on only in the vicinity of 0 V of the output voltage of the polarity inverting circuit.
[0030]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
(First embodiment)
The basic configuration of this embodiment is the same as the conventional configuration shown in FIG. 20, and as shown in FIG. 1, an AC voltage having a transformer T2 and having a polarity alternately inverted from a DC power source (not shown) is used. A power conversion circuit 11 that performs full-wave rectification after generation, a filter 12 that removes high-frequency components so as to generate a sinusoidal half-wave pulsating voltage from the power conversion circuit 11, and an output voltage of the filter 12 And a polarity reversing circuit 13 for reversing the polarity of each cycle. The transformer T2 is an insulating transformer and insulates the DC power supply side and the AC output side of the inverter device.
[0031]
As shown in FIG. 1, the power conversion circuit 11 has a bridge circuit composed of four switching elements Q11 to Q14, and each of the two switching elements Q11 connected in series so as to constitute each arm of the bridge circuit. The primary winding of transformer T2 is connected between the connection points of Q12 and switching elements Q13 and Q14. Further, each of the two switching elements Q11 and Q12 and the series circuit of the switching elements Q13 and Q14 is connected between both ends of the DC power supply. In the illustrated example, MOSFETs are used as the switching elements Q11 to Q14. Switching elements Q11 to Q14 are controlled to be turned on / off by a rectangular wave signal from a control circuit (not shown).
[0032]
In the conventional configuration shown in FIG. 20, the period in which switching elements Q11, Q14 are turned on and off and the period in which switching elements Q12, Q13 are turned on / off are a half cycle of the output voltage of the inverter device (a half cycle of a cycle corresponding to 50 Hz or 60 Hz). In this embodiment, as shown in FIGS. 2A and 2B, the group of switching elements Q11 and Q14 and the group of switching elements Q12 and Q13 are alternately turned on and off. The on period of each set is controlled to change with time. That is, the ON period of the switching elements Q11 to Q14 in the initial stage and the final stage is shortened within a period corresponding to a half cycle of the output voltage of the inverter device, and is controlled to be longest in the vicinity of the center of the period. In addition, a dead-off time in which both sets are turned off is provided between the on-period of the switching elements Q11 and Q14 and the switching elements Q12 and Q13. Shorter. In short, the switching elements Q11 to Q14 are controlled so as to be turned on and off at a constant cycle, and the on period changes with time. Further, by providing the dead-off time, the switching elements Q11 and Q12 and the switching elements Q13 and Q14 constituting each arm of the bridge circuit are reliably prevented from being turned on at the same time, and the switching elements Q11 and Q12 are alternately switched. Even when the switching elements Q13 and Q14 are alternately turned on and off, it can be surely prevented from being turned on at the same time, and a short-circuit current can be prevented from flowing through the switching elements Q11 to Q14.
[0033]
Since the secondary output of the transformer T2 is full-wave rectified by the rectifier 15, even if the on / off states of the switching elements Q11 to Q14 are controlled as shown in FIGS. The output voltage of the rectifier 15 is as shown by the solid line in FIG. 2C, as in the case of being controlled by the rectangular wave signal shown in FIGS. The broken line in FIG. 2C is a waveform obtained by time integration of the rectangular wave signal indicated by the solid line in FIG. 2C, and this waveform corresponds to the output voltage of the filter 12. That is, the waveform is a half cycle of the output voltage of the inverter device.
[0034]
By the way, in this embodiment, a series circuit of a diode Ds, a resistor Rs, and an auxiliary switch element Qs is connected between the output terminals of the rectifier 15, and the auxiliary switch element Qs is connected to the auxiliary switch element Qs by a control circuit (not shown). It is turned on and off at the timing shown in d). A MOSFET is used as the auxiliary switch element Qs. Moreover, the filter 12 is comprised by the series circuit of the reactor L2 and the capacitor | condenser C2 which were connected between the output terminals of the rectifier 15, like the conventional structure, However, The reactor L2 is provided with the secondary winding. The secondary winding of the reactor L2 is connected to both ends of a capacitor Cf connected to the input end (primary side) of the power conversion circuit 11 via a diode Df.
[0035]
By the way, the polarity of the primary and secondary windings of the reactor L2 and the polarity of the diode Df are secondary when the current in the direction from the rectifier 15 toward the polarity inverting circuit 13 passes through the primary winding of the reactor L2. The polarity is set such that current does not flow through the winding and current flows in the direction from the polarity inverting circuit 13 toward the rectifier 15 through the primary winding of the reactor L2. Therefore, when the auxiliary switch element Qs is off, no current flows through the secondary winding of the reactor L2, and during the period when the auxiliary switch element Qs is on, the current directed from the polarity inverting circuit 13 toward the rectifier 15 is not reactor L2. When passing through the primary winding, the reactor L2 functions as a transformer, and a current flows through the secondary winding.
[0036]
Therefore, the auxiliary switch element Qs is turned on during the period T1 (period until the direction of the current flowing through the load is reversed after the polarity of the voltage applied from the polarity inverting circuit 13 to the load is reversed) described as the conventional configuration. If controlled in this way, reactor L2 functions as a transformer, so the reactor component becomes a very small value, and the regenerative current generated when the load is an inductive load easily flows into the primary winding of reactor L2. (Note that the diodes D1 to D4 connected in antiparallel to the switching elements Q1 to Q4 are not shown in FIG. 1, but the body diode functions as the diodes D1 to D4 by using MOSFETs as the switching elements Q1 to Q4. To do). That is, FIG. 3 shows an ideal equivalent circuit when the auxiliary switch element Qs is turned on around 0 V of the voltage applied to the load. As a result, a regenerative current flows through a path passing through the primary winding of the reactor L2, the diode Ds, the resistance Rs, and the auxiliary switching element Qs, and the power induced in the secondary winding of the reactor L2 is converted into power through the diode Df. It is fed back to the primary side of the circuit 11 and used effectively. In addition, since the regenerative current that causes the distortion of the voltage waveform applied to the load is fed back to the primary side of the power conversion circuit 11, the voltage waveform distortion is suppressed, and the voltage having a waveform close to a sine wave Can be applied to the load.
[0037]
In the present embodiment, the on / off timing of the auxiliary switch element Qs is set as shown in FIG. 2D, and the switching elements Q11 to Q14 of the power conversion circuit 11 are all off (dead off time). Control is performed by the control circuit so that the auxiliary switch element Qs is turned on. Therefore, the ON period of the auxiliary switch element Qs is the shortest near the peak of the output voltage of the inverter device and the longest near 0V. That is, since the current supplied from the power conversion circuit 11 to the load side is large and no regenerative current is generated during the period when the output voltage of the inverter device is high, the output to the load is shortened by shortening the ON period of the auxiliary switch element Qs. Can be less affected. On the other hand, when the output voltage is around 0 V, there is almost no current supplied from the power conversion circuit 11 to the load side, and the current regenerated from the load is mainly used. The effect of regenerating to the side is increased. Other configurations and operations are the same as those of the conventional configuration shown in FIG.
[0038]
(Second Embodiment)
As shown in FIG. 4, the present embodiment has the same circuit configuration as that of the first embodiment. That is, a secondary winding is provided in the reactor L2, and a capacitor Cf provided on the primary side of the power conversion circuit 11 is connected to the secondary winding via a diode Df. A series circuit of a diode Ds, a resistor Rs, and an auxiliary switch element Qs is connected between the output terminals of the rectifier 15.
[0039]
The difference between the present embodiment and the first embodiment is the timing at which the auxiliary switch element Qs is turned on / off. As shown in FIG. 5D, in this embodiment, there is a period in which the auxiliary switch element Qs is turned on only near the output voltage of 0V of the inverter device and after the polarity of the output voltage is inverted. In short, the auxiliary switch element Qs is controlled to be turned on only during a period when the regenerative current flows when the load is an inductive load.
[0040]
By such control, the auxiliary switch element Qs is turned on / off only during a period in which the regenerative current flows and is kept off in other periods. Therefore, the number of times of switching is reduced by limiting the on / off period of the auxiliary switch element Qs. Thus, the generation of noise can be reduced. Other configurations and operations are the same as those in the first embodiment.
[0041]
( Reference example 1 )
This example As shown in FIG. 6, with respect to the conventional configuration shown in FIG. 20, a secondary winding is provided in the reactor L2, and a resistor Rf is connected between both ends of the secondary winding via a diode Df. In addition, a series circuit including a diode Ds, a resistor Rs, and an auxiliary switch element Qs is connected between the output terminals of the rectifier 15. Other configurations and controls are the same as those in the first embodiment.
[0042]
That is, This example Then, as shown in FIGS. 7A and 7B, the switching elements Q11 to Q14 of the power conversion circuit 11 (see FIG. 1) are turned on and off, whereby a rectangular wave voltage as shown in FIG. Obtained as output voltage. This rectangular wave voltage periodically changes the pulse width in the half cycle of the output voltage of the inverter device (indicated by a broken line in FIG. 7C), makes the pulse width the longest near the peak of the output voltage, and near 0V. Make it the shortest.
[0043]
On the other hand, the auxiliary switch element Qs is turned on during a period in which all the switching elements Q11 to Q14 are off, and a current in a direction from the polarity reversing circuit 13 to the rectifier 15 is supplied to the primary winding of the reactor L2 during this period. It is possible. In other words, the regenerative current generated when the load is an inductive load can be passed through the primary winding of the reactor L2. At this time, the reactor L2 functions as a transformer, so that the induced voltage of the secondary winding is converted to the diode Df. To be applied to the resistor Rf. That is, the regenerative current is not fed back to the primary side of the power conversion circuit 11 as in the first embodiment, but is consumed by the resistor Rf. In this configuration, the power consumption at the resistor Rf does not always occur, but the current is directed to the rectifier 15 from the polarity inverting circuit 13 with respect to the primary winding of the reactor L2 during the ON period of the auxiliary switch element Qs. Only when current flows, power consumption at the resistor Rf occurs. Therefore, the waveform distortion of the output voltage can be suppressed while the power consumed by the resistor Rf is relatively small. Other configurations and operations are the same as those in the first embodiment.
[0044]
( Reference example 2 )
This example As shown in FIG. Reference example 1 It has the same configuration. That is, a secondary winding is provided in the reactor L2, and a resistor Rf is connected to the secondary winding via a diode Df. A series circuit of a diode Ds, a resistor Rs, and an auxiliary switch element Qs is connected between the output terminals of the rectifier 15.
[0045]
This example In Reference example 1 Is different from the timing of turning on and off the auxiliary switch element Qs. As shown in FIG. This example Then, there is a period in which the auxiliary switch element Qs is on only after the polarity of the output voltage is reversed, which is around 0 V of the output voltage of the inverter device. In short, the auxiliary switch element Qs is controlled to be turned on only during a period when the regenerative current flows when the load is an inductive load.
[0046]
By such control, the auxiliary switch element Qs is turned on / off only during a period in which the regenerative current flows and is kept off in other periods. Therefore, the number of times of switching is reduced by limiting the on / off period of the auxiliary switch element Qs. Thus, the generation of noise can be reduced. Other configurations and operations are Reference example 1 It is the same.
[0047]
( Reference example 3 )
This example 20 is the same as the conventional configuration shown in FIG. 20. A feedback transformer T3 is provided as shown in FIG. 10, and a primary winding of the diode Ds and the feedback transformer T3 is provided in the capacitor C2 constituting the filter 12. A series circuit of a line and an auxiliary switch element Qs is connected in parallel. A capacitor Cf is connected to the secondary winding of the feedback transformer T3 via a diode Df, and this capacitor Cf is connected to the primary side of the power conversion circuit 11. That is, in the first embodiment, the secondary winding is provided in the reactor L2, whereas This example In the reactor L2, a feedback transformer T3 is separately provided without providing a secondary winding. Further, the resistor Rs is not necessary by inserting the primary winding of the feedback transformer T3 between the diode Ds and the auxiliary switch element Qs. Here, the relationship between the polarity of the primary and secondary windings of the feedback transformer T3 and the polarity of the diode Df is such that when the auxiliary switch element Qs is on and a current flows through the primary winding of the feedback transformer T3. Further, the current flows through the diode Df on the secondary side of the feedback transformer T3. Other configurations and controls are the same as those in the first embodiment.
[0048]
That is, as shown in FIG. 11, when all the switching elements Q11 to Q14 of the power conversion circuit 11 are controlled to turn on the auxiliary switch element Qs and the load is an inductive load. The regenerative current generated in the current flows through the path of the diode Ds-the primary winding of the feedback transformer T3-the auxiliary switch element Qs during the period in which the auxiliary switch element Qs is on, and the primary of the power conversion circuit 11 passes through the diode Df. Returned to the side. That is, it operates in the same manner as the first embodiment and has the same effect. Here, since the feedback transformer T3 flows only the regenerative current and is not an element constituting the filter 12, a considerably smaller one can be used as compared with the reactor L2.
[0049]
( Reference example 4 )
This example As shown in FIG. Reference example 3 It has the same configuration. That is, the feedback transformer T3 is provided, and the capacitor Cf provided on the primary side of the power conversion circuit 11 is connected to the secondary winding of the feedback transformer T3 via the diode Df. Further, a series circuit of the diode Ds, the primary winding of the feedback transformer T3, and the auxiliary switch element Qs is connected between both ends of the capacitor C2.
[0050]
This example In Reference example 3 Is different from the timing of turning on and off the auxiliary switch element Qs. As shown in FIG. This example Then, there is a period in which the auxiliary switch element Qs is on only after the polarity of the output voltage is reversed, which is around 0 V of the output voltage of the inverter device. In short, the auxiliary switch element Qs is controlled to be turned on only during a period when the regenerative current flows when the load is an inductive load.
[0051]
By such control, the auxiliary switch element Qs is turned on / off only during a period in which the regenerative current flows and is kept off in other periods. Therefore, the number of times of switching is reduced by limiting the on / off period of the auxiliary switch element Qs. Thus, the generation of noise can be reduced. Other configurations and operations are Reference example 3 It is the same.
[0052]
( Reference Example 5 )
This example As shown in FIG. 14, a feedback transformer T3 is provided with respect to the conventional configuration shown in FIG. 20, a resistor Rf is connected between both ends of the secondary winding of the feedback transformer T3, and a filter 12 is further configured. A series circuit of a diode Ds, a primary winding of a feedback transformer T3, and an auxiliary switch element Qs is connected in parallel to the capacitor C2. For other configurations and controls Reference example 3 It is the same.
[0053]
That is, This example Then, as shown in FIGS. 15A and 15B, the switching elements Q11 to Q14 of the power conversion circuit 11 (see FIG. 12) are turned on and off, whereby a rectangular wave voltage as shown in FIG. Obtained as output voltage. This rectangular wave voltage is obtained by periodically changing the pulse width in a half cycle of the output voltage of the inverter device (shown by a broken line in FIG. 15C), making the pulse width the longest near the peak of the output voltage, and near 0V. Make it the shortest.
[0054]
On the other hand, the auxiliary switch element Qs is turned on while all the switching elements Q11 to Q14 are turned off, and the regenerative current from the polarity inverting circuit 13 can flow through the primary winding of the feedback transformer T3 during this period. It has become. That is, the regenerative current generated when the load is an inductive load can be passed through the primary winding of the feedback transformer T3. At this time, the feedback transformer T3 applies the induced voltage of the secondary winding to the resistor Rf. become. That is, Reference example 3 The regenerative current is not fed back to the primary side of the power conversion circuit 11 as described above, but is consumed by the resistor Rf. In this configuration, power consumption at the resistor Rf does not always occur, but when the regenerative current flows from the polarity inversion circuit 13 to the primary winding of the feedback transformer T3 during the ON period of the auxiliary switch element Qs. Only power consumption at the resistor Rf occurs. Therefore, the waveform distortion of the output voltage can be suppressed while the power consumed by the resistor Rf is relatively small.
[0055]
by the way, This example The resistor Rf is connected to the secondary winding of the feedback transformer T3 without providing a diode. this is, 1st Embodiment, 2nd Embodiment Or Reference Example 1 and Reference Example 2 Since a current flows in both directions in the primary winding of reactor L2, a diode is required to select only one direction of current, and Reference Example 3, Reference Example 4 Then, since the input terminal of the power conversion circuit 11 has polarity, a diode is necessary. This example Then, the direction of the current flowing through the primary winding of the feedback transformer T3 is only in one direction, and a diode having no polarity is not required for the resistor Rf. Other configurations and operations are Reference example 3 It is the same.
[0056]
( Reference Example 6 )
This example As shown in FIG. Reference Example 5 It has the same configuration. That is, a feedback transformer T3 is provided, and a resistor Rf is connected to the secondary winding of the feedback transformer T3. Further, a series circuit of the diode Ds, the primary winding of the feedback transformer T3, and the auxiliary switch element Qs is connected between both ends of the capacitor C2.
[0057]
This example In Reference Example 5 Is different from the timing of turning on and off the auxiliary switch element Qs. As shown in FIG. This example Then, there is a period in which the auxiliary switch element Qs is on only after the polarity of the output voltage is reversed, which is around 0 V of the output voltage of the inverter device. In short, the auxiliary switch element Qs is controlled to be turned on only during a period when the regenerative current flows when the load is an inductive load.
[0058]
By such control, the auxiliary switch element Qs is turned on / off only during a period in which the regenerative current flows and is kept off in other periods. Therefore, the number of times of switching is reduced by limiting the on / off period of the auxiliary switch element Qs. Thus, the generation of noise can be reduced. Other configurations and operations are Reference example 3 It is the same.
[0059]
【The invention's effect】
Invention of Claim 1 According to the configuration of If the power voltage is as low as the commercial power supply, the circuit portion that generates high frequency is only the power conversion circuit. Therefore, the source of high frequency noise is one circuit, and noise countermeasures are relatively easy and the number of parts is small. Less. In addition, the regenerative power generated when an inductive load is used as the load can be fed back to the input side of the power conversion circuit through the secondary winding of the reactor during the on-period of the auxiliary switch element. It is possible to provide an inverter device that can effectively use power while suppressing waveform distortion, and that is highly efficient and has little waveform distortion of output voltage.
[0060]
According to a second aspect of the present invention, in the first aspect of the invention, the auxiliary switch element is controlled so that the auxiliary switch element is turned on only in the vicinity of 0 V of the output voltage of the polarity inverting circuit. By setting the ON period only in the vicinity of the period during which regenerative power is generated, it is possible to reduce the number of times the auxiliary switch element is turned on and off, and as a result, it is possible to suppress the occurrence of noise due to the on and off of the auxiliary switch element. .
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a main part circuit diagram showing a first embodiment of the present invention;
FIG. 2 is an operation explanatory diagram of the above.
FIG. 3 is an equivalent circuit diagram of the main part of the above.
FIG. 4 is a main circuit diagram showing a second embodiment of the present invention.
FIG. 5 is an operation explanatory diagram of the above.
[Fig. 6] Reference example 1 FIG.
FIG. 7 is an operation explanatory diagram of the above.
[Fig. 8] Reference example 2 FIG.
FIG. 9 is an operation explanatory diagram of the above.
FIG. 10 Reference example 3 FIG.
FIG. 11 is an operation explanatory diagram of the above.
FIG. Reference example 4 FIG.
FIG. 13 is an operation explanatory diagram of the above.
FIG. 14 Reference Example 5 FIG.
FIG. 15 is an operation explanatory diagram of the above.
FIG. 16 Reference Example 6 FIG.
FIG. 17 is an operation explanatory view of the above.
FIG. 18 is a schematic circuit diagram showing a conventional example.
FIG. 19 is an operation explanatory diagram of the above.
FIG. 20 is a schematic circuit diagram showing another conventional example.
FIG. 21 is an operation explanatory diagram of the above.
FIG. 22 is an operation explanatory diagram of the above.
FIG. 23 is an operation explanatory diagram of the above.
FIG. 24 is an operation explanatory diagram of the above.
FIG. 25 is an operation explanatory diagram of the above.
FIG. 26 is a main part circuit diagram showing still another conventional example.
[Explanation of symbols]
11 Power conversion circuit
12 Filter
13 Polarity inversion circuit
15 Rectifier
C2 capacitor
Df diode
E DC power supply
L2 reactor
Q1-Q4 switching element
Q11 to Q14 switching element
Qs Auxiliary switch element
Rf resistance
T3 feedback transformer

Claims

It consists of a power converter circuit that generates a rectangular wave voltage whose pulse width repeatedly changes at a predetermined cycle by switching the DC power supply with a switching element, and a series circuit of a reactor and a capacitor connected between the output terminals of the power converter circuit. A filter that shapes the rectangular wave voltage output from the power converter circuit into a time-integrated waveform by using the voltage across the capacitor as an output, and the load polarity by alternately inverting the voltage polarity for each cycle of the output voltage of the filter An inverter device including a polarity inverting circuit for outputting an alternating voltage to be applied, wherein the reactor includes a secondary winding, and the secondary winding is connected to an input terminal of a power conversion circuit via a diode, The conversion circuit includes a rectifier that performs full-wave rectification of the output voltage between the filter and an auxiliary switch element between the output terminals of the rectifier. Current path for passing a current flowing through the reactor in a direction towards the rectifier from the polarity inversion circuit is formed in the on-period of the auxiliary switching device with the current orientation toward the polarity inverting circuit from the rectifier passes through the primary winding of the reactor Sometimes the primary winding of the reactor is such that no current flows through the secondary winding and power is fed back from the secondary winding of the reactor to the input side of the power conversion circuit through the diode during the period when the current flows through the current path. The polarity of the secondary winding and the diode is set, and the ON period of the auxiliary switch element becomes longer in the vicinity of 0V with respect to the vicinity of the peak value of the output voltage of the polarity inversion circuit .

Inverter equipment according to claim 1, wherein the auxiliary switching device is controlled such that the auxiliary switching device is turned on only at 0V vicinity of the output voltage of the polarity inversion circuit.