JP2015130742A - Conversion device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、直流から交流への変換装置に関する。 The present invention relates to a converter from direct current to alternating current.
直流電源から入力される直流電圧を、絶縁トランスを含むＤＣ／ＤＣコンバータにより昇圧し、さらに、インバータで交流電圧に変換する変換装置は、例えば太陽光発電用のパワーコンディショナ、自立電源、ＵＰＳ（Uninterruptible Power Supply：無停電電源装置）等に多く用いられている。このような変換装置内で、ＤＣ／ＤＣコンバータは常にスイッチング動作を行い、また、インバータも常にスイッチング動作を行っている（例えば特許文献１（図２））。インバータの出力側にはノイズフィルタが設けられ、ノイズフィルタ内にはＡＣリアクトルが設けられている。 A converter that boosts a DC voltage input from a DC power source using a DC / DC converter including an insulation transformer and converts the DC voltage into an AC voltage using an inverter is, for example, a power conditioner for solar power generation, a self-supporting power source, a UPS ( Uninterruptible Power Supply (Uninterruptible Power Supply). In such a converter, the DC / DC converter always performs a switching operation, and the inverter always performs a switching operation (for example, Patent Document 1 (FIG. 2)). A noise filter is provided on the output side of the inverter, and an AC reactor is provided in the noise filter.
上記のような従来の変換装置において、インバータ内ではスイッチング素子が常に高周波でスイッチングを行っているため、大きなスイッチング損失が発生する。また、ＡＣリアクトルでも電力損失（主に鉄損）が発生する。このような損失は、変換装置の変換効率向上を妨げる要因となっている。
かかる従来の問題点に鑑み、本発明は、変換装置の変換効率を向上させることを目的とする。
In the conventional converter as described above, a large switching loss occurs because the switching element always switches at a high frequency in the inverter. In addition, power loss (mainly iron loss) occurs even in an AC reactor. Such a loss is a factor that hinders improvement in conversion efficiency of the conversion device.
In view of such conventional problems, an object of the present invention is to improve the conversion efficiency of a conversion device.
本発明は、入力される直流電圧を、所望の交流波形の目標電圧に変換して出力する変換装置であって、制御部と、絶縁トランスを含むＤＣ／ＤＣコンバータ及び平滑用のコンデンサを有し、前記制御部が前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御することにより、前記直流電圧を、前記交流波形の絶対値に相当する脈流波形を含む電圧に変換する第１変換部と、前記第１変換部より後段に設けられ、フルブリッジインバータを有し、前記制御部が前記フルブリッジインバータを制御することにより、前記脈流波形を含む電圧を１周期ごとに極性反転して前記目標電圧に変換する第２変換部と、を備えたものである。 The present invention is a conversion device that converts an input DC voltage into a target voltage having a desired AC waveform and outputs the target voltage, and includes a control unit, a DC / DC converter including an insulating transformer, and a smoothing capacitor. The control unit controls the DC / DC converter to convert the DC voltage into a voltage including a pulsating waveform corresponding to the absolute value of the AC waveform, and the first conversion unit. And a full-bridge inverter that is provided at a later stage, and the control unit controls the full-bridge inverter, whereby the voltage including the pulsating waveform is inverted in polarity every cycle and converted to the target voltage. 2 conversion units.
本発明の変換装置によれば、変換効率を向上させることができる。 According to the conversion device of the present invention, the conversion efficiency can be improved.
［実施形態の要旨］
本発明の実施形態の要旨としては、少なくとも以下のものが含まれる。
[Summary of Embodiment]
The gist of the embodiment of the present invention includes at least the following.
（１）これは、入力される直流電圧を、所望の交流波形の目標電圧に変換して出力する変換装置であって、制御部と、絶縁トランスを含むＤＣ／ＤＣコンバータ及び平滑用のコンデンサを有し、前記制御部が前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御することにより、前記直流電圧を、前記交流波形の絶対値に相当する脈流波形を含む電圧に変換する第１変換部と、前記第１変換部より後段に設けられ、フルブリッジインバータを有し、前記制御部が前記フルブリッジインバータを制御することにより、前記脈流波形を含む電圧を１周期ごとに極性反転して前記目標電圧に変換する第２変換部と、を備えている。 (1) This is a conversion device that converts an input DC voltage into a target voltage having a desired AC waveform and outputs the target voltage, and includes a control unit, a DC / DC converter including an insulating transformer, and a smoothing capacitor. And a first converter that converts the DC voltage into a voltage including a pulsating waveform corresponding to an absolute value of the AC waveform by controlling the DC / DC converter by the control unit, and the first Provided at a stage subsequent to the conversion unit, and having a full bridge inverter, the control unit controls the full bridge inverter, so that the voltage including the pulsating current waveform is inverted in polarity every cycle and converted to the target voltage. A second conversion unit.
上記のような変換装置において、第１変換部のハードウェア構成はＤＣ／ＤＣコンバータであるが、直流電圧を、単なる直流電圧に変換するのではなく、交流波形の絶対値に相当する脈流波形を含む電圧に変換する。従って、交流波形の基になる波形は第１変換部によって生成される。そして、第２変換部は、脈流波形を含む電圧を１周期ごとに極性反転して交流波形の目標電圧に変換する。この場合の、第２変換部のフルブリッジインバータは、従来のインバータ動作に比べてスイッチング回数が激減し、かつ、スイッチングを行う際の電圧が低い。従って、第２変換部のスイッチング損失が大幅に低減される。 In the converter as described above, the hardware configuration of the first converter is a DC / DC converter. However, the DC voltage is not simply converted into a DC voltage, but a pulsating waveform corresponding to the absolute value of the AC waveform. Is converted to a voltage containing Therefore, the waveform that is the basis of the AC waveform is generated by the first converter. And a 2nd conversion part inverts the polarity of the voltage containing a pulsating flow waveform for every period, and converts it into the target voltage of an alternating current waveform. In this case, the full bridge inverter of the second conversion unit has a drastic reduction in the number of times of switching compared to the conventional inverter operation, and the voltage at the time of switching is low. Therefore, the switching loss of the second conversion unit is greatly reduced.
（２）また、（１）の変換装置において例えば、前記第１変換部は、前記直流電圧を、連続した前記脈流波形の電圧に変換する。
この場合、交流波形の基になる（１／２）周期の波形は全て第１変換部によって生成され、第２変換部は出力する交流波形の周波数の２倍の周波数で極性反転のみを行う。すなわち、第２変換部は、高周波のスイッチングを伴うインバータ動作を行わない。そのため、第２変換部の出力側にＡＣリアクトルは不要となり、ＡＣリアクトルによる損失を排除することができる。
(2) Moreover, in the conversion device of (1), for example, the first conversion unit converts the DC voltage into a voltage having a continuous pulsating waveform.
In this case, all (1/2) period waveforms that form the basis of the AC waveform are generated by the first conversion unit, and the second conversion unit performs only polarity reversal at a frequency that is twice the frequency of the output AC waveform. That is, the second conversion unit does not perform inverter operation with high-frequency switching. Therefore, no AC reactor is required on the output side of the second conversion unit, and loss due to the AC reactor can be eliminated.
（３）また、（１）の変換装置において例えば、前記第１変換部の出力する電圧が、前記脈流波形の波高値に対して所定の割合以下となる期間内にあるとき、前記制御部は、前記フルブリッジインバータを、高周波でインバータ動作させることにより、前記期間内の前記交流波形の電圧を生成する。
脈流波形の波高値に対して所定の割合以下となる期間内とは、目標電圧のゼロクロス近傍を意味している。すなわちこの場合、目標電圧のゼロクロス近傍では第２変換部が交流波形の生成に寄与し、それ以外は第１変換部が交流波形の生成に寄与する。第１変換部のみによって脈流波形の全域を生成しようとすると、ゼロクロス近傍で波形の歪みが生じる場合があるが、第２変換部のインバータ動作を局部的に活用することにより、このような波形の歪みを防止し、より滑らかな交流波形の出力を得ることができる。第２変換部をインバータ動作させる期間は短いので、従来のインバータ動作に比べて損失が少ない。ＡＣリアクトルによる損失も少なくなる。
(3) Moreover, in the converter of (1), for example, when the voltage output from the first converter is within a predetermined ratio or less with respect to the peak value of the pulsating waveform, the controller Generates an AC waveform voltage within the period by causing the full-bridge inverter to perform an inverter operation at a high frequency.
The period within a predetermined ratio or less with respect to the peak value of the pulsating waveform means the vicinity of the zero cross of the target voltage. In other words, in this case, the second converter contributes to the generation of the AC waveform near the zero cross of the target voltage, and the first converter contributes to the generation of the AC waveform otherwise. If an attempt is made to generate the entire region of the pulsating flow waveform only by the first conversion unit, waveform distortion may occur in the vicinity of the zero cross, but such a waveform can be obtained by locally utilizing the inverter operation of the second conversion unit. Distortion can be prevented, and a smoother AC waveform output can be obtained. Since the period during which the second converter is operated as an inverter is short, there is less loss compared to the conventional inverter operation. Loss due to AC reactor is also reduced.
（４）なお、（３）における「所定の割合」とは、１８％〜３５％が好ましい。
この場合、ゼロクロス近傍での波形の歪みを防止し、かつ、損失低減の効果も十分に確保することができる。例えば、「所定の割合」を１８％未満にすると、ゼロクロス近傍での僅かな歪みが残る可能性がある。３５％より大きくすると、第２変換部２における高周波のインバータ動作期間が長くなるので、その分、損失低減の効果が薄れる。
(4) The “predetermined ratio” in (3) is preferably 18% to 35%.
In this case, it is possible to prevent waveform distortion in the vicinity of the zero cross and to sufficiently ensure the effect of reducing loss. For example, when the “predetermined ratio” is less than 18%, there is a possibility that slight distortion near the zero cross may remain. If it is larger than 35%, the high-frequency inverter operation period in the second conversion unit 2 becomes longer, and the loss reduction effect is reduced accordingly.
（５）また（１）〜（４）のいずれかの変換装置において、前記コンデンサは、前記第１変換部におけるスイッチングによる高周波の電圧変動を平滑化するが、前記脈流波形は平滑化しない程度の容量を有するべきである。
この場合、スイッチングに伴う高周波の電圧変動は除去しつつ、所望の脈流波形を得ることができる。
(5) In the conversion device according to any one of (1) to (4), the capacitor smoothes high-frequency voltage fluctuations due to switching in the first converter, but does not smooth the pulsating waveform. Should have a capacity of.
In this case, a desired pulsating waveform can be obtained while removing high-frequency voltage fluctuations associated with switching.
［実施形態の詳細］
以下、実施形態の詳細について、図面を参照して説明する。
《第１実施形態》
図１は、本発明の第１実施形態に係る変換装置１００の回路図である。この変換装置１００は、入力される直流電圧ＶＤＣを、所望の交流波形の目標電圧である交流電圧ＶＡＣに変換して出力する装置である。なお、変換装置１００は、交流から直流への変換も可能であるが、ここでは、主として直流から交流への変換に着目して説明する（第２実施形態及び第３実施形態においても同様である。）。
[Details of the embodiment]
Hereinafter, details of the embodiment will be described with reference to the drawings.
<< First Embodiment >>
FIG. 1 is a circuit diagram of a conversion device 100 according to the first embodiment of the present invention. The converter 100 is a device that converts an input DC voltage VDC into an AC voltage VAC that is a target voltage having a desired AC waveform and outputs the converted AC voltage. The conversion device 100 can also convert from alternating current to direct current, but here, description will be given mainly focusing on conversion from direct current to alternating current (the same applies to the second and third embodiments). .)
図１において、変換装置１００は、第１変換部１と、第２変換部２と、制御部３とを主要な構成要素として、構成されている。第１変換部１には、直流電圧ＶＤＣが、平滑用のコンデンサ４を介して入力される。直流電圧ＶＤＣは、電圧センサ５によって検知され、検知した電圧の情報は、制御部３に送られる。第２変換部２の出力電圧である交流電圧ＶＡＣは、電圧センサ６によって検知され、検知した電圧の情報は、制御部３に送られる。 In FIG. 1, the converter 100 is comprised by using the 1st conversion part 1, the 2nd conversion part 2, and the control part 3 as main components. A DC voltage VDC is input to the first conversion unit 1 via a smoothing capacitor 4. The DC voltage VDC is detected by the voltage sensor 5, and information on the detected voltage is sent to the control unit 3. AC voltage V AC is the second output voltage of the converter unit 2 is detected by a voltage sensor 6, information of the detected voltage is sent to the control unit 3.
上記第１変換部１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０及び平滑用のコンデンサ１４を備えている。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、入力側から順に、４つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４によって構成されるフルブリッジ回路１１と、絶縁トランス１２と、４つのスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８によって構成される整流回路１３とを備え、これらは図示のように接続されている。 The first converter 1 includes a DC / DC converter 10 and a smoothing capacitor 14. The DC / DC converter 10 includes, in order from the input side, a full bridge circuit 11 including four switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4, an insulating transformer 12, and four switching elements Q5, Q6, Q7, and Q8. The rectifier circuit 13 is configured, and these are connected as illustrated.
第２変換部２は、４つのスイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０，Ｑ１１，Ｑ１２によって構成されるフルブリッジインバータ２１と、コンデンサ２２とを備えている。第２変換部２の出力は、所望の交流波形の交流電圧ＶＡＣとなる。
上記スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ１２は、制御部３によって制御される。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ１２としては、例えばＦＥＴやＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いることができる。
The second conversion unit 2 includes a full bridge inverter 21 including four switching elements Q9, Q10, Q11, and Q12, and a capacitor 22. The output of the second converter 2 becomes an AC voltage V AC of the desired AC waveform.
The switching elements Q1 to Q12 are controlled by the control unit 3. As the switching elements Q1 to Q12, for example, an FET or an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) can be used.
次に、上記変換装置１００の動作について説明する。まず、制御部３は、第１変換部１のフルブリッジ回路１１（スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４）を、ＰＷＭ制御する。
図２は、フルブリッジ回路１１に対するゲート駆動パルスを示す図である。図中、二点鎖線で示す波形が、目標電圧である交流電圧ＶＡＣである。ゲート駆動パルスの周波数は、交流電圧ＶＡＣの周波数（５０又は６０Ｈｚ）に比べて格段に高周波（例えば２０ｋＨｚ）であるため、個々のパルスは描けないが、交流波形の絶対値のピークでパルス幅が最も広くなり、絶対値が０に近づくほど狭くなる。
Next, the operation of the conversion device 100 will be described. First, the control unit 3 performs PWM control on the full bridge circuit 11 (switching elements Q1 to Q4) of the first conversion unit 1.
FIG. 2 is a diagram illustrating gate drive pulses for the full bridge circuit 11. In the figure, a waveform indicated by two-dot chain line, an AC voltage V AC is the target voltage. The frequency of the gate drive pulse is much higher than the frequency (50 or 60 Hz) of the AC voltage VAC (for example, 20 kHz), so individual pulses cannot be drawn, but the pulse width is the peak of the absolute value of the AC waveform. Becomes the widest and becomes narrower as the absolute value approaches zero.
図３は、ゲート駆動パルスの作り方を示す図である。上段は、高周波の搬送波と、参照波としての交流波形の正弦波の絶対値とを示す図である。なお、横軸の時間は、非常に短い時間を拡大しているため、参照波は直線状に見えているが、例えば０〜π／２に向かって上昇しているところである。搬送波は２組（太めの線と、細めの線）重ねて表示してあり、時間的に互いに半周期ずれた２つの台形状波形からなる。すなわち、斜めに立ち上がってレベル１を少し保ち、その後０に急落するのが１つの台形波形の１サイクルであり、このような波形が連続的に出現し、かつ、２組の波形は半周期ずれている。 FIG. 3 is a diagram showing how to generate a gate drive pulse. The upper stage is a diagram showing a high-frequency carrier wave and an absolute value of an AC waveform sine wave as a reference wave. Since the time on the horizontal axis is a very short time, the reference wave appears to be linear, but is rising toward 0 to π / 2, for example. Two sets of carrier waves (a thick line and a thin line) are displayed in an overlapping manner, and are composed of two trapezoidal waveforms that are temporally shifted from each other by a half cycle. That is, it rises diagonally, keeps level 1 for a while, and then suddenly drops to 0 is one cycle of one trapezoidal waveform, such a waveform appears continuously, and the two sets of waveforms are shifted by a half cycle ing.
上記のような搬送波と参照波とを比較し、正弦波の絶対値の方が大きい区間に対応したパルスを出現させると、下段に示すＰＷＭ制御されたゲート駆動パルスが得られる。なお、ゲート駆動パルスは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４をオンにするパルスと、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３をオンにするパルスが交互に出力される。これにより、絶縁トランス１２の１次巻線に正電圧と負電圧とが交互に、かつ、均等に与えられる。なお、参照波（正弦波）のゼロクロス近傍は、パルス幅が出にくいので、図２に示した様に、ゼロクロス近傍はゲート駆動パルスが出力されないに等しい状態となる。 When the carrier wave and the reference wave as described above are compared and a pulse corresponding to a section having a larger absolute value of the sine wave appears, a PWM-controlled gate drive pulse shown in the lower stage is obtained. As the gate drive pulse, a pulse for turning on switching elements Q1 and Q4 and a pulse for turning on switching elements Q2 and Q3 are alternately output. Thereby, a positive voltage and a negative voltage are alternately and evenly applied to the primary winding of the insulating transformer 12. Since the pulse width is not easily generated in the vicinity of the zero cross of the reference wave (sine wave), as shown in FIG. 2, the vicinity of the zero cross is in a state equivalent to no gate drive pulse being output.
上記のようなゲート駆動パルスで駆動されたフルブリッジ回路１１の出力は絶縁トランス１２によって所定の巻数比で変圧された後、整流回路１３によって整流されるとともに、コンデンサ１４によって平滑化される。平滑は高周波のスイッチングの痕跡を消す程度には作用するが、商用周波数程度の低周波を平滑化することはできない。すなわち、そのような結果となるよう、コンデンサ１４の容量は、適正値に選定されている。容量が適正値より格段に大きいと、商用周波数程度の低周波まで平滑化されて、波形の形状がなまってしまう。適正値を選択することにより、スイッチングに伴う高周波の電圧変動は除去しつつ、所望の脈流波形を得ることができる。 The output of the full bridge circuit 11 driven by the gate drive pulse as described above is transformed by the insulation transformer 12 at a predetermined turn ratio, then rectified by the rectifier circuit 13 and smoothed by the capacitor 14. Smoothing works to the extent that it eliminates traces of high-frequency switching, but it cannot smooth low frequencies such as commercial frequencies. That is, the capacity of the capacitor 14 is selected to an appropriate value so as to obtain such a result. If the capacity is much larger than the appropriate value, the waveform is smoothed down to a low frequency such as the commercial frequency, and the waveform shape is distorted. By selecting an appropriate value, a desired pulsating waveform can be obtained while removing high-frequency voltage fluctuations associated with switching.
なお、整流回路１３は、制御部３からゲート駆動パルスを与えなくても（スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８が全てオフでも）、素子内蔵のダイオードにより整流を行うことができるが、ゲート駆動パルスを与えれば同期整流を行うことができる。すなわち、ダイオード整流をする場合にダイオードに電流が流れるタイミングで、制御部３からスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８にゲート駆動パルスを与える。そうすれば同期整流方式となって、電流は半導体素子の方を流れるため、整流回路１３全体の電力損失を低減することができる。 The rectifier circuit 13 can perform rectification by a diode built in the element even when the gate drive pulse is not given from the control unit 3 (even when the switching elements Q5 to Q8 are all off). Synchronous rectification can be performed. That is, when diode rectification is performed, a gate drive pulse is applied from the control unit 3 to the switching elements Q5 to Q8 at a timing when a current flows through the diode. If it does so, it will become a synchronous rectification system, and since an electric current flows through the semiconductor element, the power loss of the whole rectifier circuit 13 can be reduced.
図４の（ａ）は、このようにして得ようとする第１変換部１の出力波形の指令値（理想値）である。なお、横軸が時間、縦軸が電圧を表している。すなわち、これは、交流電圧ＶＡＣの交流波形を全波整流した脈流波形となる。この場合、目標電圧である交流電圧ＶＡＣの周波数は、例えば５０Ｈｚである。従って、脈流波形の１周期は、（１／５０）秒＝０．０２秒のさらに１／２であり、０．０１秒である。また、この例では、波高値が２８２．８Ｖ（２００×２１／２）、実効値は２００Ｖである。 FIG. 4A shows the command value (ideal value) of the output waveform of the first conversion unit 1 to be obtained in this way. The horizontal axis represents time and the vertical axis represents voltage. In other words, this is an AC waveform of the AC voltage V AC becomes pulsating waveform full-wave rectification. In this case, the frequency of the AC voltage VAC that is the target voltage is, for example, 50 Hz. Therefore, one period of the pulsating flow waveform is 1/2 of (1/50) seconds = 0.02 seconds, and is 0.01 seconds. In this example, the peak value is 282.8 V (200 × 2 1/2 ), and the effective value is 200 V.
また、図４の（ｂ）は、実際にコンデンサ１４の両端に現れる脈流波形の電圧である。（ａ）との比較により明らかなように、ほぼ、指令値通りの脈流波形が得られる。 FIG. 4B shows the voltage of the pulsating waveform that actually appears at both ends of the capacitor 14. As is clear from comparison with (a), a pulsating flow waveform almost equivalent to the command value is obtained.
図５は、第２変換部２のフルブリッジインバータを構成するスイッチング素子Ｑ９〜Ｑ１２のゲート駆動パルスである。（ａ）は、スイッチング素子Ｑ９，Ｑ１２に対するゲート駆動パルス、（ｂ）は、スイッチング素子Ｑ１０，Ｑ１１に対するゲート駆動パルスである。図示のように、交互に１／０となることにより、図４の脈流波形は、脈流１周期ごとに極性反転する。 FIG. 5 shows gate drive pulses of the switching elements Q9 to Q12 constituting the full bridge inverter of the second conversion unit 2. (A) is a gate drive pulse for the switching elements Q9 and Q12, and (b) is a gate drive pulse for the switching elements Q10 and Q11. As shown in the figure, by alternately becoming 1/0, the polarity of the pulsating flow waveform of FIG. 4 is reversed every pulsating flow period.
図６は、このようにして出力される交流電圧ＶＡＣを表すグラフであり、（ａ）は目標電圧（理想値）、（ｂ）は実際に電圧センサ６が検知する交流電圧ＶＡＣである。ゼロクロス付近に若干の歪みはあるが、ほぼ正確な交流波形が得られている。 Figure 6 is a graph showing the AC voltage V AC this manner is outputted, is (a) a target voltage (ideal value), (b) an AC voltage V AC actually the voltage sensor 6 detects . Although there is some distortion in the vicinity of the zero cross, an almost accurate AC waveform is obtained.
以上のように、上記の変換装置１００によれば、第１変換部１のハードウェア構成はＤＣ／ＤＣコンバータであるが、直流電圧を、単なる直流電圧に変換するのではなく、交流波形の絶対値に相当する脈流波形に変換する。従って、交流波形の基になる波形は第１変換部１によって生成される。そして、第２変換部２は、脈流波形を含む電圧を１周期ごとに極性反転して交流波形の目標電圧に変換する。 As described above, according to the conversion device 100 described above, the hardware configuration of the first conversion unit 1 is a DC / DC converter. However, the DC voltage is not simply converted into a DC voltage, but an absolute AC waveform is obtained. It is converted into a pulsating flow waveform corresponding to the value. Therefore, the waveform that is the basis of the AC waveform is generated by the first converter 1. And the 2nd conversion part 2 inverts the polarity of the voltage containing a pulsating flow waveform for every period, and converts it into the target voltage of an alternating current waveform.
この場合の、第２変換部２のフルブリッジインバータは、従来のインバータ動作に比べてスイッチング回数が激減する。すなわち、例えば２０ｋＨｚ程度の高周波から、１００Ｈｚ（例えば５０Ｈｚの交流１周期あたりに２回）に激減（１／２００）する。また、第２変換部２がスイッチングを行うのは、ゼロクロスのタイミングであるため、スイッチングをする際の電圧が極めて低い（理想的には０Ｖ）。従って、第２変換部２のスイッチング損失が大幅に低減される。また、第２変換部２は、高周波のスイッチングを伴うインバータ動作を行わないので、第２変換部２の出力側にＡＣリアクトルは不要となり、ＡＣリアクトルによる電力の損失を排除することができる。 In this case, the switching frequency of the full bridge inverter of the second conversion unit 2 is drastically reduced as compared with the conventional inverter operation. That is, for example, it is drastically reduced (1/200) from a high frequency of about 20 kHz to 100 Hz (for example, twice per cycle of 50 Hz). In addition, since the second converter 2 performs switching at the zero cross timing, the voltage at the time of switching is extremely low (ideally 0 V). Therefore, the switching loss of the second conversion unit 2 is greatly reduced. Moreover, since the 2nd conversion part 2 does not perform the inverter operation | movement accompanied by a high frequency switching, an AC reactor becomes unnecessary on the output side of the 2nd conversion part 2, and the loss of the electric power by an AC reactor can be excluded.
以上のような損失の低減により、変換装置１００の変換効率を向上させることができる。 By reducing the loss as described above, the conversion efficiency of the conversion device 100 can be improved.
なお、前述のように、変換装置１００は、交流から直流への変換にも使用可能である。但し、この場合は、図１２に示す回路図が、より好ましい。
図１２が図１と異なる点は、交流側にＡＣリアクトル２３を設け、コンデンサ２２と共に、フィルタ回路（ローパスフィルタ）を構成している点である。図１２において、交流側から給電する場合には、第２変換部２は「整流回路」となり、第１変換部１の整流回路１３が「インバータ」となる。この「インバータ」が発生する高周波成分は、上記のフィルタ回路の存在により交流側には漏出しない。
As described above, the conversion device 100 can also be used for conversion from alternating current to direct current. However, in this case, the circuit diagram shown in FIG. 12 is more preferable.
FIG. 12 differs from FIG. 1 in that an AC reactor 23 is provided on the AC side, and a filter circuit (low-pass filter) is configured together with the capacitor 22. In FIG. 12, when power is supplied from the AC side, the second converter 2 is a “rectifier circuit”, and the rectifier circuit 13 of the first converter 1 is an “inverter”. The high-frequency component generated by the “inverter” does not leak to the AC side due to the presence of the filter circuit.
また、この場合のフルブリッジ回路１１は、「整流回路」となる。制御部３は、絶縁トランス１２が磁気飽和しない程度の適切なスイッチング周波数でスイッチング素子Ｑ５及びＱ８と、スイッチング素子Ｑ６及びＱ７を、交互にオンさせることで絶縁トランス１２に電力を送り込む。絶縁トランス１２の出力は「整流回路」としてのフルブリッジ回路１１により整流され、直流電圧となる。 Further, the full bridge circuit 11 in this case is a “rectifier circuit”. The control unit 3 sends power to the insulating transformer 12 by alternately turning on the switching elements Q5 and Q8 and the switching elements Q6 and Q7 at an appropriate switching frequency such that the insulating transformer 12 is not magnetically saturated. The output of the insulation transformer 12 is rectified by a full bridge circuit 11 as a “rectifier circuit” to become a DC voltage.
《第２実施形態》
図７は、本発明の第２実施形態に係る変換装置１００の回路図である。図１との違いは、第２変換部２におけるフルブリッジインバータ２１の出力側に、ＡＣリアクトル２３を設けた点、及び、第１変換部１の出力電圧を検知する電圧センサ９を設けた点であり、その他のハードウェア構成は同じである。ＡＣリアクトル２３及びコンデンサ２２は、第２変換部２の出力に含まれる高周波成分を取り除くフィルタ回路（ローパスフィルタ）を構成する。電圧センサ９が検知した電圧の情報は、制御部３に送られる。
<< Second Embodiment >>
FIG. 7 is a circuit diagram of the conversion apparatus 100 according to the second embodiment of the present invention. The difference from FIG. 1 is that an AC reactor 23 is provided on the output side of the full-bridge inverter 21 in the second converter 2 and a voltage sensor 9 that detects the output voltage of the first converter 1 is provided. Other hardware configurations are the same. The AC reactor 23 and the capacitor 22 constitute a filter circuit (low-pass filter) that removes a high-frequency component contained in the output of the second conversion unit 2. Information on the voltage detected by the voltage sensor 9 is sent to the control unit 3.
図８は、フルブリッジ回路１１に対するゲート駆動パルスを示す図である。図中、二点鎖線で示す波形が、目標電圧の交流電圧ＶＡＣである。ゲート駆動パルスの周波数は、交流電圧ＶＡＣの周波数（５０又は６０Ｈｚ）に比べて格段に高周波（例えば２０ｋＨｚ）であるため、個々のパルスは描けないが、交流波形の絶対値のピークでパルス幅が最も広くなり、絶対値が０に近づくほど狭くなる。図２との違いは、交流波形のゼロクロス近傍において図２よりも広い範囲で、ゲート駆動パルスが出力されない点である。 FIG. 8 is a diagram illustrating gate drive pulses for the full bridge circuit 11. In the figure, a waveform indicated by two-dot chain line, an AC voltage V AC of the target voltage. The frequency of the gate drive pulse is much higher than the frequency (50 or 60 Hz) of the AC voltage VAC (for example, 20 kHz), so individual pulses cannot be drawn, but the pulse width is the peak of the absolute value of the AC waveform. Becomes the widest and becomes narrower as the absolute value approaches zero. The difference from FIG. 2 is that the gate drive pulse is not output in the vicinity of the zero cross of the AC waveform in a wider range than FIG.
図９の（ａ）は、図８のゲート駆動パルスによって得ようとしている第１変換部１の出力波形の指令値（理想値）である。なお、横軸が時間、縦軸が電圧を表している。すなわち、これは、交流電圧ＶＡＣの交流波形を全波整流したような脈流波形を含むものとなっている。この場合、目標電圧である交流電圧ＶＡＣの周波数は、例えば５０Ｈｚである。従って、脈流波形の１周期は、（１／５０）秒＝０．０２秒のさらに１／２であり、０．０１秒である。また、この例では、波高値が２８２．８Ｖ（２００×２１／２）である。 (A) of FIG. 9 is a command value (ideal value) of the output waveform of the first conversion unit 1 to be obtained by the gate drive pulse of FIG. The horizontal axis represents time and the vertical axis represents voltage. That is, this includes a pulsating waveform that is obtained by full-wave rectifying the AC waveform of the AC voltage VAC. In this case, the frequency of the AC voltage VAC that is the target voltage is, for example, 50 Hz. Therefore, one period of the pulsating flow waveform is 1/2 of (1/50) seconds = 0.02 seconds, and is 0.01 seconds. In this example, the peak value is 282.8 V (200 × 2 1/2 ).
また、図９の（ｂ）は、実際にコンデンサ１４の両端に現れる脈流波形の電圧である。（ａ）との比較により明らかなように、ほぼ、指令値通りの脈流波形が得られるが、目標電圧の波高値に対して所定の割合以下、例えば１００Ｖ以下の電圧となる期間内で、波形が少し歪んでいる。 FIG. 9B shows the voltage of the pulsating waveform that actually appears at both ends of the capacitor 14. As apparent from the comparison with (a), a pulsating flow waveform almost equal to the command value is obtained, but within a period when the voltage is a predetermined ratio or less, for example, 100 V or less, with respect to the peak value of the target voltage, The waveform is slightly distorted.
図１０の（ａ）は、図９の（ｂ）と同様の図に、ゼロクロス近傍の目標電圧の波形を点線で書き加えた図である。また、図１０の（ｂ）、（ｃ）は、第２変換部２のフルブリッジインバータを構成するスイッチング素子Ｑ９〜Ｑ１２のゲート駆動パルスである。（ｂ）は、スイッチング素子Ｑ９，Ｑ１２に対するゲート駆動パルス、（ｃ）は、スイッチング素子Ｑ１０，Ｑ１１に対するゲート駆動パルスである。図中の縦方向の細かい線が入っている領域は、高周波のスイッチングによりＰＷＭ制御が行われる。 FIG. 10A is a diagram in which the waveform of the target voltage near the zero cross is added to the same diagram as FIG. 9B by a dotted line. 10B and 10C show gate drive pulses of the switching elements Q9 to Q12 constituting the full bridge inverter of the second conversion unit 2. FIG. (B) is a gate drive pulse for the switching elements Q9 and Q12, and (c) is a gate drive pulse for the switching elements Q10 and Q11. In the region where the fine lines in the vertical direction are entered, PWM control is performed by high-frequency switching.
図示のように、（ｂ）、（ｃ）のゲート駆動パルスは交互に１／０となる。これにより、（ａ）の脈流波形は、脈流１周期ごとに反転する。また、制御部３は、（ｂ）すなわちスイッチング素子Ｑ９，Ｑ１２の制御に関して、（ａ）に示す、第１変換部１が出力する電圧が例えば１００Ｖ以下である場合には、スイッチング素子Ｑ９，Ｑ１２を高周波でスイッチングさせ、インバータ動作を行わせる。これにより、ゼロクロス近傍での目標電圧に近づくように第２変換部２から電圧が出力される。また、制御部３は、（ｃ）においても同様に、例えば１００Ｖ以下の電圧である場合には、スイッチング素子Ｑ１０，Ｑ１１を高周波でスイッチングさせ、インバータ動作を行わせる。これにより、ゼロクロス近傍での目標電圧の電圧に近づくように、第２変換部２から電圧が出力される。 As shown in the figure, the gate drive pulses of (b) and (c) are alternately 1/0. As a result, the pulsating flow waveform of (a) is inverted every pulsating flow cycle. In addition, regarding the control of (b), that is, the switching elements Q9 and Q12, the control unit 3 switches the switching elements Q9 and Q12 when the voltage output from the first conversion unit 1 shown in (a) is 100 V or less, for example. Is switched at a high frequency to perform inverter operation. Thereby, a voltage is output from the 2nd conversion part 2 so that the target voltage near zero crossing may be approached. Similarly, in (c), the control unit 3 switches the switching elements Q10 and Q11 at a high frequency to perform an inverter operation when the voltage is 100 V or less, for example. Thereby, a voltage is output from the 2nd conversion part 2 so that the voltage of the target voltage in the zero cross vicinity may be approximated.
図１１は、第２変換部２から、ＡＣリアクトル２３及びコンデンサ２２によるフィルタ回路を介して出力される交流電圧ＶＡＣを表すグラフであり、（ａ）は目標電圧（理想値）、（ｂ）は実際に電圧センサ６が検知する交流電圧ＶＡＣである。（ｂ）に示すように、ゼロクロス付近の歪みも無く、ほぼ目標電圧通りの交流波形が得られている。 FIG. 11 is a graph showing the AC voltage VAC output from the second conversion unit 2 through the filter circuit including the AC reactor 23 and the capacitor 22, where (a) is a target voltage (ideal value) and (b). is an AC voltage V AC actually voltage sensor 6 is detected. As shown in (b), there is no distortion in the vicinity of the zero cross, and an AC waveform almost as the target voltage is obtained.
以上のように、第２実施形態の変換装置１００によれば、第１変換部１のハードウェア構成はＤＣ／ＤＣコンバータであるが、直流電圧を、単なる直流電圧に変換するのではなく、交流波形の絶対値に相当する脈流波形（但し、ゼロクロス近傍を除く。）に変換する。従って、交流波形の基になる波形は主として第１変換部１によって生成される。また、第２変換部２は、第１変換部１が出力した脈流波形を含む電圧を１周期ごとに極性反転して交流波形の目標電圧に変換する。さらに、第２変換部２は、ゼロクロス近傍についてのみ、インバータ動作を行って第１変換部１が生成しなかったゼロクロス近傍の交流波形を生成し、出力する。 As described above, according to the conversion device 100 of the second embodiment, the hardware configuration of the first conversion unit 1 is a DC / DC converter. However, instead of converting a direct current voltage into a simple direct current voltage, an alternating current is used. It is converted into a pulsating waveform corresponding to the absolute value of the waveform (excluding the vicinity of the zero cross). Therefore, the waveform that is the basis of the AC waveform is mainly generated by the first converter 1. Moreover, the 2nd conversion part 2 inverts the polarity of the voltage containing the pulsating flow waveform which the 1st conversion part 1 output for every period, and converts it into the target voltage of an alternating current waveform. Further, the second conversion unit 2 performs an inverter operation only in the vicinity of the zero cross, and generates and outputs an AC waveform in the vicinity of the zero cross that the first conversion unit 1 did not generate.
すなわちこの場合、目標電圧のゼロクロス近傍では第２変換部２が交流波形の生成に寄与し、それ以外は第１変換部１が交流波形の生成に寄与する。第１変換部１のみによって脈流波形の全域を生成しようとすると、ゼロクロス近傍で波形の歪みが生じる場合があるが、第２変換部２のインバータ動作を局部的に活用することにより、このような波形の歪みを防止し、より滑らかな交流波形の出力を得ることができる。 That is, in this case, the second converter 2 contributes to the generation of the AC waveform near the zero cross of the target voltage, and the first converter 1 contributes to the generation of the AC waveform otherwise. If the entire region of the pulsating waveform is generated only by the first conversion unit 1, waveform distortion may occur in the vicinity of the zero cross, but this is achieved by utilizing the inverter operation of the second conversion unit 2 locally. It is possible to prevent distortion of the waveform and to obtain a smoother AC waveform output.
なお、第２変換部２をインバータ動作させる期間は短いので、従来のインバータ動作に比べれば損失が極めて少ない。また、ＡＣリアクトル２３による損失も、従来のインバータ動作に比べれば損失が少ない。さらに、インバータ動作するゼロクロス近傍の期間は比較的電圧が低いことも、スイッチングによる損失及びＡＣリアクトルによる損失を低減させることに寄与する。
以上のような損失の低減により、変換装置１００の変換効率を向上させることができ、しかも、より滑らかな交流波形の出力を得ることができる。
In addition, since the period for which the second conversion unit 2 is operated as an inverter is short, the loss is extremely small as compared with the conventional inverter operation. Further, the loss due to the AC reactor 23 is less than that of the conventional inverter operation. In addition, the relatively low voltage during the period near the zero cross in which the inverter is operated also contributes to reducing the loss due to switching and the loss due to the AC reactor.
By reducing the loss as described above, the conversion efficiency of the conversion device 100 can be improved, and a smoother AC waveform output can be obtained.
なお、第２変換部２を高周波でインバータ動作させる期間を決める基準は、波高値に対して所定の割合以下となること、である。上記の例では波高値２８２．８Ｖに対して所定の割合とする閾値を１００Ｖとしたので、所定の割合とは、１００Ｖ／２８２．８Ｖ≒０．３５である。但し１００Ｖは、余裕を見た値であり、図４の（ｂ）では５０Ｖ以下で歪みが現れている。従って、閾値を５０Ｖまで下げてもよい。５０Ｖの場合には、所定の割合とは、５０Ｖ／２８２．８Ｖ≒０．１８である。 In addition, the reference | standard which determines the period which performs the inverter operation | movement of the 2nd conversion part 2 with a high frequency is that it becomes below a predetermined ratio with respect to a peak value. In the above example, since the threshold value for the predetermined ratio with respect to the peak value 282.8V is 100V, the predetermined ratio is 100V / 282.8V≈0.35. However, 100V is a value that gives a margin, and in FIG. 4B, distortion appears at 50V or less. Therefore, the threshold value may be lowered to 50V. In the case of 50V, the predetermined ratio is 50V / 282.8V≈0.18.
従って、「所定の割合」としては、１８％〜３５％が好適であると考えられる。電圧の実効値が２００Ｖ以外の場合も同様に、波高値に対して１８％〜３５％が好適である。「所定の割合」を１８％未満にすると、ゼロクロス近傍での僅かな歪みが残る可能性がある。３５％より大きくすると、第２変換部２における高周波のインバータ動作期間が長くなるので、その分、損失低減の効果が薄れる。 Therefore, it is considered that the “predetermined ratio” is preferably 18% to 35%. Similarly, when the effective value of the voltage is other than 200 V, 18% to 35% is preferable with respect to the peak value. If the “predetermined ratio” is less than 18%, there is a possibility that a slight distortion remains in the vicinity of the zero cross. If it is larger than 35%, the high-frequency inverter operation period in the second conversion unit 2 becomes longer, and the loss reduction effect is reduced accordingly.
《第３実施形態》
図１３は、本発明の第３実施形態に係る変換装置１００の回路図である。図７（第２実施形態）との違いは、絶縁トランス１２の１次側（図の左側）巻線１２ｐがセンタータップ付きである点、及び、図７ではフルブリッジ回路１１である部分が、センタータップを利用したプッシュプル回路１１Ａである点である。プッシュプル回路１１Ａは、ＤＣリアクトル１５及びスイッチング素子Ｑａ，Ｑｂを備え、図示のように接続されている。スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂは、制御部３によりＰＷＭ制御され、プッシュプル回路１１Ａの動作時には、一方がオンのとき他方はオフである。
<< Third Embodiment >>
FIG. 13 is a circuit diagram of the conversion apparatus 100 according to the third embodiment of the present invention. The difference from FIG. 7 (second embodiment) is that the primary side (left side of the drawing) winding 12p of the insulating transformer 12 has a center tap, and in FIG. This is a push-pull circuit 11A using a center tap. The push-pull circuit 11A includes a DC reactor 15 and switching elements Qa and Qb, which are connected as illustrated. The switching elements Qa and Qb are PWM-controlled by the control unit 3, and when the push-pull circuit 11A is operating, one is on and the other is off.
図１３において、直流電圧ＶＤＣによる電流は、ＤＣリアクトル１５からスイッチング素子Ｑａ，Ｑｂのうちオンになっている方を通って絶縁トランス１２に入り、センタータップから出る。スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂの交互のオン・オフが繰り返されることにより、絶縁トランス１２による変圧を行うことができる。スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂのゲート駆動パルスをＰＷＭ制御することにより、第２実施形態における第１変換部１と同様の機能を実現することができる。 In FIG. 13, the current by the DC voltage V DC enters the isolation transformer 12 from the DC reactor 15 through the switching element Qa, Qb which is turned on, and exits from the center tap. By alternately turning on and off the switching elements Qa and Qb, transformation by the insulating transformer 12 can be performed. By performing PWM control on the gate drive pulses of the switching elements Qa and Qb, the same function as that of the first conversion unit 1 in the second embodiment can be realized.
すなわち、第３実施形態における第１変換部１の出力波形の指令値（理想値）は、第２実施形態と同様に、図９の（ａ）に示されるものである。
また、第２変換部２のフルブリッジインバータ２１を構成するスイッチング素子Ｑ９，Ｑ１２に対するゲート駆動パルス、及び、スイッチング素子Ｑ１０，Ｑ１１に対するゲート駆動パルスは、それぞれ、第２実施形態と同様に、図１０の（ｂ）、（ｃ）に示すものとなる。
こうして、第２実施形態と同様に、図１１の（ｂ）に示すような、ほぼ目標電圧通りの交流波形が得られる。
That is, the command value (ideal value) of the output waveform of the first converter 1 in the third embodiment is shown in (a) of FIG. 9 as in the second embodiment.
Further, the gate drive pulses for the switching elements Q9 and Q12 and the gate drive pulses for the switching elements Q10 and Q11 constituting the full-bridge inverter 21 of the second conversion unit 2 are the same as those in the second embodiment, as shown in FIG. (B) and (c).
Thus, as in the second embodiment, an AC waveform almost as shown in the target voltage as shown in FIG. 11B is obtained.
以上のように、第３実施形態の変換装置１００によれば、第２実施形態と同様の機能を実現し、滑らかな交流波形の出力を得ることができる。また、プッシュプル回路１１Ａは、スイッチング素子の数が第２実施形態のフルブリッジ回路１１（図７）より少ないため、その分、スイッチング損失が少ない。 As described above, according to the conversion device 100 of the third embodiment, a function similar to that of the second embodiment can be realized, and a smooth AC waveform output can be obtained. In addition, since the push-pull circuit 11A has fewer switching elements than the full bridge circuit 11 (FIG. 7) of the second embodiment, the switching loss is reduced accordingly.
《その他》
なお、第１〜第３実施形態の変換装置１００は、蓄電池等の直流電源から交流電力を供給する電源システム、自立電源、ＵＰＳ等に広く用いることができる。
<Others>
In addition, the converter 100 of 1st-3rd embodiment can be widely used for the power supply system which supplies alternating current power from DC power supplies, such as a storage battery, a self-supporting power supply, UPS.
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。 The embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.
１ 第１変換部
２ 第２変換部
３ 制御部
４ コンデンサ
５ 電圧センサ
６ 電圧センサ
８ コンデンサ
９ 電圧センサ
１０ ＤＣ／ＤＣコンバータ
１１ フルブリッジ回路
１１Ａ プッシュプル回路
１１ｐ １次側巻線
１２ 絶縁トランス
１３ 整流回路
１４ コンデンサ
１５ ＤＣリアクトル
２１ フルブリッジインバータ
２２ コンデンサ
２３ ＡＣリアクトル
１００ 変換装置
Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード
Ｑ１〜Ｑ１２，Ｑａ，Ｑｂ スイッチング素子
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 1st conversion part 2 2nd conversion part 3 Control part 4 Capacitor 5 Voltage sensor 6 Voltage sensor 8 Capacitor 9 Voltage sensor 10 DC / DC converter 11 Full bridge circuit 11A Push pull circuit 11p Primary side coil | winding 12 Isolation transformer 13 Rectification Circuit 14 Capacitor 15 DC reactor 21 Full bridge inverter 22 Capacitor 23 AC reactor 100 Converter D1 to D4 Diodes Q1 to Q12, Qa, Qb Switching element
Claims (5)
制御部と、
絶縁トランスを含むＤＣ／ＤＣコンバータ及び平滑用のコンデンサを有し、前記制御部が前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御することにより、前記直流電圧を、前記交流波形の絶対値に相当する脈流波形を含む電圧に変換する第１変換部と、
前記第１変換部より後段に設けられ、フルブリッジインバータを有し、前記制御部が前記フルブリッジインバータを制御することにより、前記脈流波形を含む電圧を１周期ごとに極性反転して前記目標電圧に変換する第２変換部と、
を備えている変換装置。 A conversion device that converts an input DC voltage into a target voltage having a desired AC waveform and outputs the target voltage,
A control unit;
A DC / DC converter including an insulating transformer and a smoothing capacitor are provided, and the control unit controls the DC / DC converter, whereby the DC voltage is converted into a pulsating waveform corresponding to the absolute value of the AC waveform. A first conversion unit for converting into a voltage including,
Provided in a stage subsequent to the first conversion unit, and having a full bridge inverter, the control unit controls the full bridge inverter to reverse the polarity of the voltage including the pulsating current waveform every cycle. A second conversion unit for converting to a voltage;
A conversion device comprising:
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