JP2017195706A - Three-phase power conversion apparatus - Google Patents
Three-phase power conversion apparatus Download PDFInfo
- Publication number
- JP2017195706A JP2017195706A JP2016084677A JP2016084677A JP2017195706A JP 2017195706 A JP2017195706 A JP 2017195706A JP 2016084677 A JP2016084677 A JP 2016084677A JP 2016084677 A JP2016084677 A JP 2016084677A JP 2017195706 A JP2017195706 A JP 2017195706A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- switching
- voltage
- input current
- sets
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Rectifiers (AREA)
Abstract
Description
本発明は、三相電力変換装置に関する。 The present invention relates to a three-phase power converter.
空気調和装置等の三相電力変換装置の入力電流に含まれる高調波電流は、電力系統に障害を与えるため、高調波電流を抑制する必要がある。三相電力変換装置は、この高調波電流を抑制するために、力率改善機能を備える。 Since the harmonic current contained in the input current of the three-phase power converter such as an air conditioner damages the power system, it is necessary to suppress the harmonic current. The three-phase power converter has a power factor improving function in order to suppress this harmonic current.
例えば、入力が三相交流電源の三相電力変換装置における三相交流電源を整流して直流電圧に変換する整流回路は、一対のダイオードを直列接続してなる3つの直列回路を有し、これら直列回路の各ダイオードの相互接続点が三相交流電源の各相に接続され、この整流回路の出力端に平滑コンデンサが接続される。この整流回路では、力率改善と、入力電流に含まれる高調波成分の抑制のため、各相の入力側にリアクトルが設けられるとともに、これらリアクトルに対する短絡路形成用の複数のスイッチング素子が各ダイオードに並列に接続され、これらスイッチング素子をスイッチングすることにより、入力電流波形を正弦波に追従させる三相アクティブフィルタが採用されている(例えば、特許文献1参照)。 For example, a rectifier circuit that rectifies a three-phase AC power source and converts it into a DC voltage in a three-phase power converter with an input of a three-phase AC power source has three series circuits formed by connecting a pair of diodes in series. The interconnection point of each diode in the series circuit is connected to each phase of the three-phase AC power supply, and a smoothing capacitor is connected to the output terminal of this rectifier circuit. In this rectifier circuit, a reactor is provided on the input side of each phase for power factor improvement and suppression of harmonic components included in the input current, and a plurality of switching elements for forming a short circuit for these reactors are provided for each diode. Are connected in parallel, and a three-phase active filter is adopted that switches these switching elements to follow the input current waveform to a sine wave (see, for example, Patent Document 1).
ここで、スイッチング素子のスイッチングにより入力電流波形を正弦波に追従させることができても、スイッチングに伴うノイズが入力電流に重畳してしまうという問題が生じるが、特許文献1では、各相の半サイクルを3等分(前縁側、中間、後縁側)し、中間期間ではスイッチングをさせず、また、負荷の大きさに応じて電源半周期におけるスイッチング回数の総数を変えずに前縁側と後縁側でのスイッチングの回数の比を変えてスイッチングさせている。 Here, even if the input current waveform can be made to follow a sine wave by switching of the switching element, there arises a problem that noise accompanying switching is superimposed on the input current. Divide the cycle into three equal parts (leading edge side, middle edge, trailing edge side), do not switch in the middle period, and change the total number of switching times in the half cycle of the power supply according to the load size, leading edge side and trailing edge side Switching is performed by changing the ratio of the number of times of switching.
しかしながら、特許文献1は、1相で見ると中間期間でのスイッチングが行われないが、その期間、他相ではスイッチングが行われる。また、負荷の大小によってスイッチングの回数の総数を変えるものではないため、更にスイッチングの回数を減らして高調波電流が抑制でき、より効果的に力率改善を図ることが望まれている。
However,
本願が開示する技術は、上述に鑑みてなされたものであり、三相電力変換装置において、より効果的に力率改善を図ることを目的とする。 The technology disclosed in the present application has been made in view of the above, and aims to more effectively improve the power factor in a three-phase power converter.
本願の開示の技術の一例は、例えば、三相電力変換装置の制御部は、入力電流検出部により検出された入力電流値が所定の電流値以上の場合、3組の二相線間を所定の期間毎に順番に短絡及び開放するようにスイッチング素子を制御し、該入力電流値が前記所定の電流値未満の場合、2組の二相線間を短絡及び開放するようにスイッチング素子を制御する。 An example of the technology disclosed in the present application is, for example, that the control unit of the three-phase power converter is configured to set a predetermined distance between three sets of two-phase lines when the input current value detected by the input current detection unit is equal to or greater than a predetermined current value The switching element is controlled so as to be short-circuited and opened in order for each period of time, and when the input current value is less than the predetermined current value, the switching element is controlled so as to short-circuit and open the two sets of two-phase lines. To do.
本願が開示する技術によれば、例えば、三相電力変換装置において、高周波電流を抑制し、より効果的に力率改善を図ることができる。 According to the technology disclosed in the present application, for example, in a three-phase power converter, high-frequency current can be suppressed and power factor can be improved more effectively.
以下に添付図面を参照して開示の技術に係る三相電力変換装置の実施形態について説明する。以下の実施形態は、例えば空気調和装置又は低温保存装置等の機器のモータに電力を供給する三相電力変換装置に関する。しかし、開示の技術は、機器のモータに電力を供給する三相電力変換装置に広く適用可能である。 Embodiments of a three-phase power converter according to the disclosed technology will be described below with reference to the accompanying drawings. The following embodiments relate to a three-phase power converter that supplies power to a motor of a device such as an air conditioner or a cryogenic storage device. However, the disclosed technique can be widely applied to a three-phase power converter that supplies power to a motor of a device.
なお、以下に示す実施形態は、開示の技術を限定するものではない。また、以下に示す実施形態及びその変形例は、矛盾しない範囲で適宜組み合わせることができる。また、以下に示す実施形態は、開示の技術に係る構成及び処理について主に示し、その他の構成及び処理の説明を簡略又は省略する。また、各実施形態において、同一の構成及び処理には同一の符号を付与し、既出の構成及び処理の説明は省略する。 Note that the embodiments described below do not limit the disclosed technology. In addition, the following embodiments and modifications thereof can be combined as appropriate within a consistent range. In addition, the embodiments described below mainly show configurations and processes according to the disclosed technology, and descriptions of other configurations and processes are simplified or omitted. Moreover, in each embodiment, the same code | symbol is provided to the same structure and process, and description of an existing structure and process is abbreviate | omitted.
[実施形態]
(三相電力変換装置について)
図1は、実施形態に係る三相電力変換装置を示す図である。実施形態に係る三相電力変換装置1は、コンバータ2と制御回路10で構成する。
[Embodiment]
(About three-phase power converter)
FIG. 1 is a diagram illustrating a three-phase power converter according to an embodiment. The three-
図1に示すように、入力電源である三相交流電源100にコンバータ2が接続され、コンバータ2は、入力された三相交流を整流し、力率改善と昇圧を行った出力電圧(後述の平滑コンデンサC1の両端に生じる直流電圧)をインバータ3へ供給する。
As shown in FIG. 1, a
三相交流電源100のR相、S相、T相は、それぞれコンバータ2の入力であるR、S、Tに接続される。
The R-phase, S-phase, and T-phase of the three-phase
コンバータ2の入力された三相交流のグランド線には、電流センサCT2が設けられ、電流センサCT2の出力は後述の制御回路10の入力電流検出部14に接続され、入力電流検出部14により三相交流の入力電流I3が検出される。
A current sensor CT2 is provided on the three-phase AC ground line inputted to the
コンバータ2は、R相の要素として、リアクトルL21、ダイオードD211、スイッチング素子S211、ダイオードD212、スイッチング素子S212を有する。
ダイオードD211とD212は、一対の直列接続した整流子でダイオードD211のアノードとダイオードD212のカソードが接続されている。リアクトルL21は、一端が三相交流電源100のR相に接続され、他端がダイオードD211とD212の接続点に接続されている。また、リアクトルL21の一端は、後述の制御回路10のゼロクロス検出部12と接続され、ゼロクロス検出部12によりR相電圧のゼロクロス点が検出される。
The diodes D211 and D212 are a pair of series-connected commutators, and the anode of the diode D211 and the cathode of the diode D212 are connected. Reactor L21 has one end connected to the R phase of three-phase
リアクトルL21の他端は、後述の制御回路10の入力電圧検出部13と接続され、入力電圧検出部13によりリアクトルL21の他端におけるR相電圧VRが検出される。また、リアクトルL21の他端は、電流センサCT21を介して後述の制御回路10の入力電流検出部14に接続され、入力電流検出部14によりR相電流IRが検出される。
The other end of the reactor L21 is connected to an input
また、コンバータ2は、S相の要素として、リアクトルL22、ダイオードD221、スイッチング素子S221、ダイオードD222、スイッチング素子S222を有する。
ダイオードD221とD222は、一対の直列接続した整流子でダイオードD221のアノードとダイオードD222のカソードが接続されている。リアクトルL22は、一端が三相交流電源100のS相に接続され、他端がダイオードD221とD222の接続点に接続されている。また、リアクトルL22の一端は、後述の制御回路10のゼロクロス検出部12と接続され、ゼロクロス検出部12によりS相電圧のゼロクロス点が検出される。
The diodes D221 and D222 are a pair of series-connected commutators, and the anode of the diode D221 and the cathode of the diode D222 are connected. Reactor L22 has one end connected to the S phase of three-phase
リアクトルL22の他端は、後述の制御回路10の入力電圧検出部13と接続され、入力電圧検出部13によりリアクトルL22の他端におけるS相電圧VSが検出される。また、リアクトルL22の他端は、電流センサCT22を介して後述の制御回路10の入力電流検出部14に接続され、入力電流検出部14によりS相電流Isが検出される。
The other end of the reactor L22 is connected to an input
また、コンバータ2は、T相の要素として、リアクトルL23、ダイオードD231、スイッチング素子S231、ダイオードD232、スイッチング素子S232を有する。
ダイオードD231とD232は、一対の直列接続した整流子でダイオードD231のアノードとダイオードD232のカソードが接続されている。リアクトルL23は、一端が三相交流電源100のT相に接続され、他端がダイオードD231とD232の接続点に接続されている。また、リアクトルL23の一端は、後述の制御回路10のゼロクロス検出部12と接続され、ゼロクロス検出部12によりT相電圧のゼロクロス点が検出される。
The diodes D231 and D232 are a pair of series-connected commutators, and the anode of the diode D231 and the cathode of the diode D232 are connected. Reactor L23 has one end connected to the T phase of three-phase
リアクトルL23の他端は、後述の制御回路10の入力電圧検出部13と接続され、入力電圧検出部13によりリアクトルL23の他端におけるT相電圧VTが検出される。また、リアクトルL23の他端は、電流センサCT23を介して後述の制御回路10の入力電流検出部14に接続され、入力電流検出部14によりT相電流ITが検出される。
The other end of the reactor L23 is connected to an input
各ダイオードD211〜D232には、各ダイオードD211〜D232をそれぞれ短絡するスイッチング素子S211〜S232が、各ダイオードD211〜D232に流れる順方向電流と逆方向の電流が流れる方向に接続されている。スイッチング素子S211〜S232は、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)やFET(Field Effect Transistor)等のスイッチング素子である。スイッチング素子S211〜S232がオンされると、並列に接続されているダイオードD211〜D232が短絡される。 Switching elements S211 to S232 for short-circuiting the respective diodes D211 to D232 are connected to the respective diodes D211 to D232 in a direction in which a forward current flowing in the respective diodes D211 to D232 flows. The switching elements S211 to S232 are switching elements such as IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) and FETs (Field Effect Transistors). When the switching elements S211 to S232 are turned on, the diodes D211 to D232 connected in parallel are short-circuited.
また、ダイオードD211、D221、D231は各々のカソードが接続され、その接続点には、リアクトルL4の一端が接続され、リアクトルL4の他端(すなわち正出力P側)は平滑コンデンサC1の一端に接続されるとともにインバータ3へ接続される。ダイオードD212、D222、D232は各々のアノードとC1の他端が接続され、その接続点(すなわち負出力N側)は接地される。
Each of the diodes D211, D221, and D231 is connected to each cathode, and one end of the reactor L4 is connected to the connection point, and the other end (that is, the positive output P side) of the reactor L4 is connected to one end of the smoothing capacitor C1. And connected to the
コンバータ2の正出力P及び負出力Nは、インバータ3に接続されるとともに、後述の直流電圧検出部16と接続されて、コンバータ2から出力される直流電圧を検出する。
The positive output P and the negative output N of the
インバータ3は、三相電力変換装置1で生成された直流電圧をUVWの三相の交流電力に変換してモータへ供給するもので、U相の要素として、スイッチング素子S41、ダイオードD41、スイッチング素子S42、ダイオードD42を有し、V相の要素として、スイッチング素子S51、ダイオードD51、スイッチング素子S52、ダイオードD52を有し、W相の要素として、スイッチング素子S61、ダイオードD61、スイッチング素子S62、ダイオードD62を有する。
The
スイッチング素子S41〜S62は、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)やFET(Field Effect Transistor)等のスイッチング素子である。スイッチング素子S41〜S62とインバータの通電相を切り換えた際に発生する逆起電力によって発生する還流電流を流すためのダイオードD41〜D62が、それぞれ並列に接続される。 The switching elements S41 to S62 are switching elements such as IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) and FET (Field Effect Transistor). Switching elements S41 to S62 and diodes D41 to D62 for flowing a reflux current generated by a counter electromotive force generated when the energized phase of the inverter is switched are connected in parallel.
三相電力変換装置1の制御回路10は、制御部11、ゼロクロス検出部12、入力電圧検出部13、入力電流検出部14、コンバータ駆動部15、直流電圧検出部16を有する。なお、制御回路10には、モータMを駆動制御するためのインバータ3を駆動するインバータ駆動部17も含まれている。
The
制御部11は、後述のスイッチング相決定処理を含む各種処理を行うとともに、コンバータ駆動部15、インバータ駆動部17を制御する。制御部11が行うスイッチング相決定処理を含む処理については、後述する。
The control unit 11 performs various processes including a switching phase determination process described later, and controls the
制御部11は、記憶部11aを有する。図2は、実施形態に係るルックアップテーブル11a−tを示す図であり、記憶部11aに記憶されている。図2に例示するように、現在の「負荷状態」毎に「直流電圧目標値」、「基準電流最大値」、「ヒステリシス幅」、「入力電流閾値」、「SW制御相」の各項目の値が記憶されている。
The control unit 11 includes a
「負荷状態」については、電流センサCT2を介して入力電流検出部14により検出される三相交流の入力電流I3を5A未満、5A以上15A未満、15A以上に区分してそれぞれの対応する負荷を“小”、“中”、“大”とし、負荷状態に応じてコンバータ2のスイッチングパターンを変更できるようにしている。例えば、「負荷状態」“小”の場合において説明する、「直流電圧目標値」“v1”、「基準電流最大値」“A1”、「ヒステリシス幅」“B1”、「入力電流閾値」“a1”、「SW制御相」“RS相線間 ST相線間”となる。
Regarding the “load state”, the three-phase AC input current I 3 detected by the input
「直流電圧目標値」は、コンバータ2による昇圧後の直流電圧の目標値である。「基準電流最大値」は、後述するコンバータ2のスイッチング素子S211〜S232をスイッチング制御するための各相の基準電流値となる“三角波形”を生成する際の想定される相電流の最大値である。「ヒステリシス幅」は、基準電流値として生成した三角波形に電流上限値と電流下限値を設けることでヒステリシスを持たせ、入力電流I3がヒステリシスの範囲内となるようにスイッチング素子S211〜S232をオン/オフすることで、三相交流の入力電流値が基準電流値になるように制御する。「入力電流閾値」は、三相交流電源100からコンバータ2へ入力される入力電流I3から各負荷状態を特定し、特定した負荷状態における後述する二相線間スイッチングの切換えを行うための閾値である。
The “DC voltage target value” is a target value of the DC voltage after being boosted by the
ゼロクロス検出部12は、三相交流電源100のR相、S相、T相の各相の入力電圧がそれぞれ0となるゼロクロス点を検出し、検出結果を制御部11へ出力する。入力電圧検出部13は、三相交流電源100のR相、S相、T相の各相の入力相電圧VR、VS、VTを検出し、検出結果を制御部11へ出力する。入力電流検出部14は、三相交流電源100からの入力電流I3とR相、S相、T相の各相の相電流IR、IS、ITをそれぞれ電流センサCT2、CT21、CT22、CT23を介して検出し、検出結果を制御部11へ出力する。
The zero-
コンバータ駆動部15は、制御部11の制御のもと、スイッチング素子S211〜S232に対し、ゼロクロス点からの所定の時間内に短絡(オン)及び開放(オフ)動作をさせる駆動信号を出力する。その駆動信号は、ゼロクロス検出部12により検出されるゼロクロス点と、入力電圧検出部13により検出される各相の相電圧VR、VS、VTと、入力電流検出部14により検出される各相の相電流IR、IS、ITに基づいて、スイッチング素子S211〜S232に対する駆動信号(短絡信号)を生成して出力する。駆動信号は、例えば、スイッチング素子S211を駆動するRH信号、スイッチング素子S212を駆動するRL信号、スイッチング素子S221を駆動するSH信号、スイッチング素子S222を駆動するSL信号、スイッチング素子S231を駆動するTH信号、スイッチング素子S232を駆動するTL信号である。コンバータ駆動部15は、出力する駆動信号によって、スイッチング素子S211〜S232をオン、オフ駆動することにより、コンバータ2が出力する直流電圧を昇圧する。
Under the control of the control unit 11, the
直流電圧検出部16は、コンバータ2の出力電圧である直流電圧VPを検出し、制御部11へ出力する。
インバータ駆動部17は、制御部11の制御に基づいてスイッチング素子S41〜S62に対する駆動信号を生成して出力する。インバータ駆動部17は、出力する駆動信号によって、スイッチング素子S41〜S62をオン、オフ駆動することにより、コンバータ2により交流から直流に変換された電力を再度交流に変換し、モータMへ供給する。
The
(制御部11の動作について)
まず、基準電流値の生成について説明する。図3Aは、実施形態に係る基準電流値を示す図である。例えば、図3Aの上方の図に示す周期の1/2が10ms(周波数50Hz)の交流電圧の正弦波波形に対応して入力電流が追従できるように、制御部11は、図3Aの下方の図に示す三角波形の基準電流値を生成する。図3Aの下方の図に示す三角波の傾きは、三角波形のピーク値をルックアップテーブル11a−tに記憶している「基準電流最大値」をもとに決定する。図3Aでは、基準電流最大値が25Aとし、最初の1/4周期である0〜5msの区間はy=Ax(ただし、A=5[A/ms])、次の1/4周期である5〜10msの区間はy=−Ax(ただし、A=5[A/ms])となる。
(About operation | movement of the control part 11)
First, generation of a reference current value will be described. FIG. 3A is a diagram illustrating a reference current value according to the embodiment. For example, in order that the input current can follow the sine wave waveform of the AC voltage having a period of 10 ms (frequency 50 Hz) shown in the upper diagram of FIG. A reference current value having a triangular waveform shown in the figure is generated. The slope of the triangular wave shown in the lower part of FIG. 3A is determined based on the “reference current maximum value” stored in the lookup table 11a-t for the peak value of the triangular waveform. In FIG. 3A, the reference current maximum value is 25 A, and the section of 0 to 5 ms which is the first quarter cycle is y = Ax (where A = 5 [A / ms]) and the next quarter cycle. The section of 5 to 10 ms is y = −Ax (where A = 5 [A / ms]).
制御部11は、上述のような三角波形を、R相、S相、T相の相毎、かつ、ゼロクロス検出部12により各相のゼロクロスが検出される毎に生成する。その周期は、交流電源の周波数が50Hzの場合、その半周期の10msとなる。
The control unit 11 generates the triangular waveform as described above for each phase of the R phase, the S phase, and the T phase, and whenever the zero cross of each phase is detected by the zero
そして、制御部11は、生成した三角波形の基準電流値に入力電流を追従させるためにスイッチング素子S211〜S232をオン/オフさせる。スイッチング素子S211〜S232をオンオフさせるために、図3Bに示すように基準電流値に破線で示す電流上限値及び電流下限値を設定し、電流上限値と電流下限値の幅をヒステリシス幅とする。このヒステリシス幅は、「負荷状態」に対応して、ルックアップテーブル11a−tに記憶している「ヒステリシス幅」が三角波形の基準電流値に付加される。図3Bは、実施形態に係る基準電流値とヒステリシスを示す図である。制御部11は、例えば図3Bに示すように、0〜5msの区間はy=Ax(ただし、A=5[A/ms])、5〜10msの区間はy=−Ax(ただし、A=5[A/ms])である三角波形に対して、0〜10msの全区間においてプラスのヒステリシス+0.898[A]を付加する。また、制御部11は、例えば図3Bに示す三角波形に対して、マイナスのヒステリシスとして、5msにおいて最大の−0.898[A]となり、0ms及び10msでは0となる線形補間値を付加する。なお、以下では、ヒステリシス幅を含む基準電流値を、単に“基準電流値”と呼ぶ。 Then, the control unit 11 turns on / off the switching elements S211 to S232 in order to make the input current follow the reference current value of the generated triangular waveform. In order to turn on and off the switching elements S211 to S232, as shown in FIG. 3B, a current upper limit value and a current lower limit value indicated by a broken line are set as the reference current value, and the width between the current upper limit value and the current lower limit value is defined as a hysteresis width. As for the hysteresis width, the “hysteresis width” stored in the lookup table 11a-t is added to the reference current value of the triangular waveform corresponding to the “load state”. FIG. 3B is a diagram illustrating a reference current value and hysteresis according to the embodiment. For example, as illustrated in FIG. 3B, the control unit 11 determines that y = Ax (where A = 5 [A / ms]) in a section of 0 to 5 ms, and y = −Ax (where A = 5 [A / ms]), plus hysteresis +0.898 [A] is added to the entire triangular waveform of 0 to 10 ms. Further, for example, the control unit 11 adds a linear interpolation value which is −0.898 [A] which is the maximum at 5 ms and becomes 0 at 0 ms and 10 ms as a negative hysteresis with respect to the triangular waveform illustrated in FIG. 3B. Hereinafter, the reference current value including the hysteresis width is simply referred to as “reference current value”.
図4は、実施形態に係る制御部の動作を説明するための概略的波形図及びタイムチャートである。なお、図4は、コンバータ2が後述の3組の二相線間スイッチング制御を行う場合であっても、2組の二相線間スイッチング制御を行う場合であっても、スイッチング駆動対象のスイッチング素子が異なるのみで、その他は同様である。また、図4に、全波整流された電源交流電圧を示す。
FIG. 4 is a schematic waveform diagram and a time chart for explaining the operation of the control unit according to the embodiment. Note that FIG. 4 shows the switching drive target switching regardless of whether the
先ず、制御部11は、基準電流値と、入力電流検出部14により検出された入力電流値とを比較し、比較結果に基づいてスイッチング素子S211〜S232のスイッチング信号を生成する。制御部11は、スイッチング信号によりコンバータ駆動部15を介してコンバータ2を制御し、スイッチング動作区間にわたり、基準電流値を基準としてスイッチング素子S211〜S232がスイッチングすることで、入力電流波形を得る(図4(a)参照)。
First, the control unit 11 compares the reference current value with the input current value detected by the input
制御部11は、ゼロクロス検出部12によりゼロクロスが検出されると(図4(b)参照)、スイッチング許可信号がHレベルとなり(図4(f)参照)、短絡させる2相線間の対象となるスイッチング素子をオン(On)する(図4(d)参照)。その後、入力電流値(瞬時平均値)が上昇し、電流上限値に達するとソフト処理による電流コンパレータ出力がHiからLoとなり、対象となるスイッチング素子をオフ(Off)し(図4(a)、(c)参照)、パルスカウント値がインクリメントされる(図4(d)、(e)参照)。また、スイッチング許可信号がHレベルの場合、ゼロクロス検出部12によりゼロクロスが検出され、基準電流値の上限である電流上限値に達すると対象となるスイッチング素子をオフし、スイッチング素子のオフにより入力電流値が下降し、基準電流値の下限である電流下限値に達するとスイッチング素子が再びオン(On)にされる。このようにして、対象となるスイッチング素子がオン(On)、オフ(Off)されることを繰り返すことにより、入力電流値を基準電流値に追従させることができる(図4(a)参照)。
When the zero cross is detected by the zero cross detection unit 12 (see FIG. 4B), the control unit 11 turns the switching permission signal to the H level (see FIG. 4F), and the target between the two-phase lines to be short-circuited. The switching element to be turned on is turned on (see FIG. 4D). Thereafter, when the input current value (instantaneous average value) rises and reaches the current upper limit value, the current comparator output by the soft process is changed from Hi to Lo, and the target switching element is turned off (Off) (FIG. 4A). (See (c)), the pulse count value is incremented (see FIGS. 4D and 4E). When the switching permission signal is at the H level, the zero cross is detected by the zero
制御部11は、スイッチング素子S211〜S232のスイッチング回数をカウントし(図4(e)参照)、カウント値が所定値(パルス数設定値)に達したときにスイッチング許可信号がLレベルになり(図4(f)参照)、スイッチング素子S211〜S232のスイッチングを終了する。 The control unit 11 counts the number of switching times of the switching elements S211 to S232 (see FIG. 4E), and when the count value reaches a predetermined value (pulse number setting value), the switching permission signal becomes L level ( 4 (f)), switching of the switching elements S211 to S232 is completed.
制御部11は、入力電流検出部14により所定の期間(例えば50μs毎)で検出された入力電流値と、記憶部11aが有するルックアップテーブル11a−tに格納される現在の「負荷状態」に対応する「入力電流閾値」とを比較する。そして、制御部11は、検出された入力電流I3が「入力電流閾値」以上の場合には、コンバータ2にて3組の二相線間をスイッチング制御する。また、制御部11は、検出された入力電流I3が「入力電流閾値」未満の場合には、コンバータ2にて3組あるうちの2組の二相線間をスイッチング制御する。なお、スイッチングする2組の二相線間は予め定められており、ルックアップテーブル11a−tに記憶されている。
The control unit 11 sets the input current value detected by the input
(3組及び2組の二相線間スイッチング制御の概要)
図5Aは、実施形態に係る3組の二相線間スイッチング制御の概要を説明するためのタイムチャートである。図5Aにおいては、三相交流電源100のR相、S相、T相の各相の出力電圧の波形は、全て周期が2πであり、互いに位相が2π/3ずつ異なる。この場合において、R相、S相、T相の各相の出力電圧の波形がゼロクロスした時点から例えばπ/3だけ位相が進む時間まで、二相線間を短絡及び開放させるスイッチング素子をオン/オフすることにより、力率改善を図る。
(Overview of switching control between two and two sets of two-phase lines)
FIG. 5A is a time chart for explaining an overview of three sets of switching control between two-phase lines according to the embodiment. In FIG. 5A, the output voltage waveforms of the R-phase, S-phase, and T-phase of the three-phase
例えば、図5Aにおいて、三相交流電源100のR相の出力電圧の波形が負から正へ変化する過程でゼロクロスしたとき(図5Aの(1))からπ/3の位相が進むまで(図5Aの(2))の期間、スイッチング素子S212をオン/オフ制御し、S221をオン状態としてRS相線間のスイッチング制御を行う。次に、三相交流電源100のT相の出力電圧の波形が正から負へ変化する過程でゼロクロスしたとき(図5Aの(2))からπ/3の位相が進むまで(図5Aの(3))の期間、スイッチング素子S212をオン/オフ制御し、S231をオン状態としてRT相線間のスイッチング制御を行う。次に、三相交流電源100のS相の出力電圧の波形が負から正へ変化する過程でゼロクロスしたとき(図5Aの(3))からπ/3の位相が進むまで(図5Aの(4))の期間、スイッチング素子S222をオン/オフ制御し、S231をオン状態としてST相線間のスイッチング制御を行う。
For example, in FIG. 5A, the phase of the output voltage of the R phase of the three-phase
次に、三相交流電源100のR相の出力電圧の波形が正から負へ変化する過程でゼロクロスしたとき(図5Aの(4))からπ/3の位相が進むまで(図5Aの(5))の期間、スイッチング素子S222をオン/オフ制御し、S211をオン状態としてSR相線間のスイッチング制御を行う。次に、三相交流電源100のT相の出力電圧の波形が負から正へ変化する過程でゼロクロスしたとき(図5Aの(5))からπ/3の位相が進むまで(図5Aの(6))の期間、スイッチング素子S232をオン/オフ制御し、S211をオン状態としてTR相線間のスイッチング制御を行う。次に、三相交流電源100のS相の出力電圧の波形が正から負へ変化する過程でゼロクロスしたとき(図5Aの(6))からπ/3の位相が進むまで(図5Aの(7))の期間、スイッチング素子S232をオン/オフ制御し、S221をオン状態としてTS相線間のスイッチング制御を行う。このようにして、・・・RS相線間→RT相線間→ST相線間→SR相線間→TR相線間→TS相線間→RS相線間・・・と繰り返すスイッチング制御(以下、3組の二相線間スイッチング制御)が電源周期1サイクルで行われる。また、同じ二相線間のスイッチング制御でも上記のように三相交流電源100の出力電圧が正の電圧相をオン/オフ制御し、負の電圧相をオン状態とする。
Next, until the phase of π / 3 advances (from (4) in FIG. 5A) when zero-crossing occurs in the process in which the waveform of the R-phase output voltage of the three-phase
一方、図5Bは、実施形態に係る2組の二相線間スイッチング制御の概要を説明するためのタイムチャートである。図5Bにおいては、三相交流電源100のR相、S相、T相の各相の出力電圧の波形は、図5Aと同様であるが、上記の二相線間のスイッチングのうち1つの二相線間、例えば、RS相線間(SR相線間)の期間はスイッチングを行わないようにする。すなわち、図5Bにおける(1)〜(2)の間、(4)〜(5)の間は、三相交流電源100のR相の出力電圧の波形がゼロクロスしても、その期間のスイッチングを行わない。このようにして、(RS相線間)→RT相線間→ST相線間→(SR相線間)→TR相線間→TS相線間・・・のように“()”内の二相線間の期間はスイッチング制御を行わない(以下、2組の二相線間スイッチング制御)。
On the other hand, FIG. 5B is a time chart for explaining an outline of two sets of switching control between two-phase lines according to the embodiment. In FIG. 5B, the waveform of the output voltage of each of the R-phase, S-phase, and T-phase of the three-phase
上記3組および2組の二相線間スイッチングの実施例では、各相の電圧のゼロクロス点に基づいてπ/3期間毎に二相線間のスイッチングを切り換えるようにしているが、π/6毎に切り換えるようにしてもよい。この場合、各相のゼロクロス点を検出する他にゼロクロスからπ/6を計時するタイマを用いて切り換える。π/6毎にRS相線間→RT相線間→ST相線間→SR相線間→TR相線間→TS相線間→RS相線間・・・と繰り返すスイッチングが電源周期の半サイクルで行われる。 In the embodiment of switching between the two sets of two-phase lines described above, the switching between the two-phase lines is switched every π / 3 period based on the zero-cross point of the voltage of each phase. It may be switched every time. In this case, in addition to detecting the zero cross point of each phase, switching is performed using a timer that measures π / 6 from the zero cross. Switching between RS phase lines → RT phase lines → ST phase lines → SR phase lines → TR phase lines → TS phase lines → RS phase lines every π / 6 is half the power cycle Done in a cycle.
(実施形態に係るスイッチング制御処理)
図6Aは、実施形態に係るスイッチング制御処理を示すフローチャートである。先ず、制御部11は、入力電流値を検出して現在の負荷状態に対応する直流電圧目標値をルックアップテーブル11a−t参照して選択する(ステップS11)。
(Switching control processing according to the embodiment)
FIG. 6A is a flowchart illustrating a switching control process according to the embodiment. First, the control unit 11 detects an input current value and selects a DC voltage target value corresponding to the current load state with reference to the lookup table 11a-t (step S11).
次に、制御部11は、スイッチング相決定処理1を実行する(ステップS12)。スイッチング相決定処理1の詳細は、図6Bを参照して後述する。
Next, the control part 11 performs the switching phase determination process 1 (step S12). Details of the switching
次に、制御部11は、直流電圧検出部16により直流電圧VPを検出する(ステップS13)。 Next, the controller 11 detects the DC voltage VP by the DC voltage detector 16 (step S13).
ステップS14では、制御部11は、ステップS13で検出した直流電圧VPよりヒステリシスを含む基準電流値を生成する。次に、制御部11は、入力電流検出部14により入力電流を検出する(ステップS15)。 In step S14, the control unit 11 generates a reference current value including hysteresis from the DC voltage VP detected in step S13. Next, the control part 11 detects an input current by the input current detection part 14 (step S15).
次に、制御部11は、ステップS15で検出した入力電流と、ステップS14で生成した基準電流値を比較し(ステップS16)、入力電流が基準電流値に追従するようなPWM信号をコンバータ駆動部15で生成しコンバータ2へ出力する(ステップS17)。次に、制御部11は、スイッチング制御処理を終了するか否かを判定する(ステップS18)。制御部11は、負荷が軽く直流電圧VPの昇圧する必要がないと判断するとスイッチング制御処理を終了し(ステップS18:Yes)、スイッチング制御処理を終了しない場合(ステップS18:No)、ステップS11へ処理を移す。 Next, the control unit 11 compares the input current detected in step S15 with the reference current value generated in step S14 (step S16), and generates a PWM signal such that the input current follows the reference current value. 15 is generated and output to the converter 2 (step S17). Next, the controller 11 determines whether or not to end the switching control process (step S18). When the control unit 11 determines that the load is light and it is not necessary to increase the DC voltage VP, the control unit 11 ends the switching control process (step S18: Yes). If the switching control process is not ended (step S18: No), the process proceeds to step S11. Move processing.
(実施形態に係るスイッチング制御処理におけるスイッチング相決定処理1)
図6Bは、実施形態に係るスイッチング制御処理におけるステップS12のスイッチング相決定処理1のサブルーチンを示すフローチャートである。
(Switching
FIG. 6B is a flowchart illustrating a subroutine of switching
先ず、制御部11は、入力電流検出部14により検出された入力電流に対応する現在の「負荷状態」を判別し、ルックアップテーブル11a−tに記憶されている現在の「負荷状態」に該当する「入力電流閾値」未満か否かを判定する(ステップS12a)。制御部11は、入力電流検出部14により検出された入力電流が、ルックアップテーブル11a−tに記憶されている現在の「負荷状態」に対応する「入力電流閾値」未満の場合(ステップS12a:Yes)、2組の二相線間スイッチング制御を行うと決定する(ステップS12b)。一方、制御部11は、入力電流が「入力電流閾値」以上の場合(ステップS12a:No)、3組の二相線間スイッチング制御を行うと決定する(ステップS12c)。制御部11は、ステップS12b又はステップS12cの処理が終了すると、スイッチング相決定処理1を終了し、図6AのステップS13へ処理を戻す。
First, the control unit 11 determines the current “load state” corresponding to the input current detected by the input
このように、各負荷に対応した入力電流閾値より入力電流値が大きい(負荷が大きい)場合には従来通り3組の二相線間スイッチング制御を行い、入力電流値が小さい(負荷が小さい)場合には、入力高調波電流、昇圧の度合が小さいために、3つの組合せがある二相線間のうち2組の二相線間だけのスイッチング制御で高調波電流を抑制し、必要な出力電力を得られる。その結果、スイッチング回数を減少させ、スイッチングロスの低減、スイッチングノイズの低減が図れる。 As described above, when the input current value is larger than the input current threshold corresponding to each load (the load is large), switching control between two sets of two-phase lines is performed as usual, and the input current value is small (the load is small). In this case, since the input harmonic current and the degree of boosting are small, the harmonic current is suppressed by switching control between only two sets of two-phase lines among the two combinations of three-phase lines, and the required output Electric power can be obtained. As a result, the number of switching operations can be reduced, switching loss can be reduced, and switching noise can be reduced.
また、ステップS13とステップS14との間にスイッチング相決定処理2を追加してもよい。スイッチング相決定処理2の詳細は、図6Cを参照して後述する。
Moreover, you may add the switching
(実施形態に係るスイッチング制御処理におけるスイッチング相決定処理2)
スイッチング相決定処理1によって2組の二相線間スイッチング制御が決定しても、検出した直流電圧VPが、直流電圧目標値より小さい場合、供給電力が不足し、さらに電流高調波のレベルが高くなっている虞がある。これを解決するためにスイッチング相決定処理2では、直流電圧目標値から直流電圧VPを引いた不足電圧が予め定めた不足電圧の所定値以上の場合、3組の二相線間スイッチング制御に切り換えるようにする。ここで予め定めた不足電圧の所定値とは、直流電圧目標値と直流電圧VPの差がそれ以上大きくなると、コンバータが供給できる電圧が不足し、さらに高調波電流が高くなり、コンバータの能力と特性が要求を満たさなくなる閾値で、予め実験等によって定められるものである。図6Cは、実施形態に係るスイッチング制御処理におけるスイッチング相決定処理2のサブルーチンを示すフローチャートである。
(Switching
Even if the switching control between two sets of two-phase lines is determined by the switching
先ず、制御部11は、図6AのステップS13で検出した直流電圧VPと、直流電圧目標値との差が所定値以上か否かを判定する(ステップS20a)。制御部11は、直流電圧目標値からステップS13で検出した直流電圧VPを引いた不足電圧が所定値以上の場合(ステップS20a:Yes)、ステップS20bへ処理を移す。一方、制御部11は、直流電圧目標値からステップS13で検出した直流電圧VPを引いた不足電圧が所定値以上でない場合(ステップS20a:No)、スイッチング相決定処理2を終了し、図6AのステップS14へ処理を移す。
First, the control unit 11 determines whether or not the difference between the DC voltage VP detected in step S13 of FIG. 6A and the DC voltage target value is equal to or greater than a predetermined value (step S20a). When the undervoltage obtained by subtracting the DC voltage VP detected in step S13 from the DC voltage target value is equal to or greater than a predetermined value (step S20a: Yes), the control unit 11 moves the process to step S20b. On the other hand, when the insufficient voltage obtained by subtracting the DC voltage VP detected in step S13 from the DC voltage target value is not equal to or greater than the predetermined value (step S20a: No), the control unit 11 ends the switching
ステップS20bでは、制御部11は、現在、2組の二相線間スイッチング制御を行うと決定されているか否かを判定する。制御部11は、現在、2組の二相線間スイッチング制御を行うと決定されている場合(ステップS20b:Yes)、3組の二相線間スイッチング制御を行うと変更し(ステップS20c)、スイッチング相決定処理2を終了し、図6AのステップS14へ処理を移す。一方、制御部11は、現在、3組の二相線間スイッチング制御を行うと決定されている場合(ステップS20b:No)、スイッチング相決定処理2を終了し、図6AのステップS14へ処理を移す。
In step S20b, the control unit 11 determines whether or not it is currently determined to perform switching between two sets of two-phase lines. When the control unit 11 is currently determined to perform switching control between two sets of two-phase lines (step S20b: Yes), the control unit 11 changes when performing switching control between two sets of two-phase lines (step S20c). The switching
このようにスイッチング相決定処理2の処理を追加することで、入力電流値によって2組の二相線間スイッチング制御が決定しても、検出した直流電圧VPが、直流電圧目標値より所定の電圧値以上小さい場合、供給電力が不足し電流高調波のレベルが高くなっている虞があるために3組の二相線間スイッチング制御に切り換えて、直流電圧VPが直流電圧目標値に早く到達できるようにする。
By adding the processing of the switching
(実施形態の変形例)
(1)制御部11は、入力電流検出部14により検出される入力電流値が所定値未満の場合(例えば機器の起動直後等)には、スイッチング許可信号を禁止として、スイッチング素子S211〜S232のスイッチングを行わないとしてもよい。
(Modification of the embodiment)
(1) When the input current value detected by the input
(2)制御部11は、2組の二相線間スイッチング制御を行う際には、スイッチングする二相線間を固定する他に、2組の二相線間スイッチング制御への移行の都度、二相線間のスイッチングを行わない2相線間を、所定の順序又は輪番に従って決定するとしてもよい。これにより、コンバータ2のスイッチング素子S211〜S232のスイッチング頻度をより平準化し、スイッチング素子のスイッチング頻度の偏りをなくし特定のスイッチング素子に負荷がかからなくすることができる。
(2) When the control unit 11 performs the switching control between two sets of two-phase lines, in addition to fixing the switching between the two-phase lines, every time the control unit 11 shifts to the two sets of switching control between the two-phase lines, The two-phase lines that are not switched between the two-phase lines may be determined according to a predetermined order or a ring number. As a result, the switching frequency of switching elements S211 to S232 of
上述の実施形態における各処理の一部を公知の方法で行うことができる場合がある。また、上述の実施形態における各処理を示すフローチャートにおいて、最終結果へ影響を与えない(つまり最終結果が同一である)限りにおいて処理途中のステップの実行順序を入れ替える、もしくは、ステップを並行して実行することができる。この他、上述及び図示の具体的名称、処理手順、制御手順、各種のデータを含む情報については、一例を示すに過ぎず、特記する場合を除いて適宜変更することができる。 In some cases, a part of each process in the above-described embodiment can be performed by a known method. In addition, in the flowchart showing each process in the above-described embodiment, the execution order of the steps in the middle of the process is changed as long as the final result is not affected (that is, the final result is the same), or the steps are executed in parallel. can do. In addition, the information including the specific names, processing procedures, control procedures, and various data described above and illustrated is merely an example, and can be changed as appropriate unless otherwise specified.
開示の技術のより広範な態様は、上述のように表しかつ記述した特定の詳細及び代表的な実施形態に限定されるものではない。したがって、添付の特許請求の範囲及びその均等物によって定義される総括的な発明の概念の精神または範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能である。 The broader aspects of the disclosed technology are not limited to the specific details and representative embodiments depicted and described above. Accordingly, various modifications can be made without departing from the spirit or scope of the general inventive concept as defined by the appended claims and their equivalents.
M モータ
S211〜S232、S41〜S62 スイッチング素子
D211〜D232、D41〜D62 ダイオード
L4、L21〜L23 リアクトル
C1 平滑コンデンサ
CT2、CT21〜CT23 電流センサ
1 三相電力変換装置
2 コンバータ
3 インバータ
10 制御回路
11 制御部
11a 記憶部
11a−t ルックアップテーブル
12 ゼロクロス検出部
13 入力電圧検出部
14 入力電流検出部
15 コンバータ駆動部
16 直流電圧検出部
17 インバータ駆動部
100 三相交流電源
M Motors S211 to S232, S41 to S62 Switching elements D211 to D232, D41 to D62 Diodes L4, L21 to L23 Reactor C1 Smoothing capacitor CT2, CT21 to CT23
Claims (3)
三相交流の入力電流値を検出する入力電流検出部と、
三相交流の各相の入力電圧値を検出する入力電圧検出部と、
各相の前記入力電流値と、各相の前記入力電圧値とに基づいて、三相のうちの二相線間をスイッチング制御するように前記複数のスイッチング素子を制御する制御部と
を備え、
前記制御部は、前記入力電流検出部により検出された入力電流値が所定の電流値以上の場合、3組の二相線間をスイッチング制御し、該入力電流値が前記所定の電流値未満の場合、前記3組の二相線間のうち2組の二相線間だけをスイッチング制御する
ことを特徴とする三相電力変換装置。 In a three-phase power converter comprising a plurality of switching elements having diodes connected in parallel,
An input current detection unit for detecting a three-phase AC input current value;
An input voltage detector for detecting the input voltage value of each phase of the three-phase AC;
A controller that controls the plurality of switching elements so as to perform switching control between two-phase lines of the three phases based on the input current value of each phase and the input voltage value of each phase; and
The control unit performs switching control between three sets of two-phase lines when the input current value detected by the input current detection unit is equal to or greater than a predetermined current value, and the input current value is less than the predetermined current value. In the case, the switching control is performed only between two sets of two-phase lines among the three sets of two-phase lines.
をさらに備え、
前記制御部は、前記入力電流検出部により検出された入力電流値を基に予め定めた直流電圧目標値から前記直流電圧検出部により検出された出力直流電圧を引いた不足電圧が予め定めた不足電圧の所定値以上の場合、前記3組の二相線間スイッチング制御を行う
ことを特徴とする請求項1に記載の三相電力変換装置。 The plurality of diodes further form a rectifier circuit, further comprising a DC voltage detector that detects a DC voltage output from the rectifier circuit,
The control unit has a predetermined insufficient voltage obtained by subtracting the output DC voltage detected by the DC voltage detection unit from a predetermined DC voltage target value based on the input current value detected by the input current detection unit. 2. The three-phase power converter according to claim 1, wherein when the voltage is equal to or higher than a predetermined value, the switching control between the three sets of two-phase lines is performed.
ことを特徴とする請求項1又は2に記載の三相電力変換装置。 When the control unit switches from the three sets of two-phase line switching control to the two sets of two-phase line switching control, a predetermined combination of two phase lines for performing the two sets of two-phase line switching control is predetermined. The three-phase power converter according to claim 1, wherein the three-phase power converter is determined according to the order of:
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2016084677A JP2017195706A (en) | 2016-04-20 | 2016-04-20 | Three-phase power conversion apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2016084677A JP2017195706A (en) | 2016-04-20 | 2016-04-20 | Three-phase power conversion apparatus |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2017195706A true JP2017195706A (en) | 2017-10-26 |
Family
ID=60155035
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2016084677A Pending JP2017195706A (en) | 2016-04-20 | 2016-04-20 | Three-phase power conversion apparatus |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2017195706A (en) |
-
2016
- 2016-04-20 JP JP2016084677A patent/JP2017195706A/en active Pending
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
TWI643439B (en) | Power conversion device and three-phase AC power supply device | |
US11205952B2 (en) | Methods and systems for controlling current source rectifiers | |
US10439542B2 (en) | Electric power conversion device | |
Ben-Brahim | A discontinuous PWM method for balancing the neutral point voltage in three-level inverter-fed variable frequency drives | |
JP5928946B2 (en) | Rectification circuit and motor drive device using the same | |
US9831676B2 (en) | Power conversion device and three-phase AC power supply device | |
JP2011229342A (en) | Motor drive device with function for dynamically switching conversion operation mode of ac/dc converter | |
JP2013183565A (en) | Current-type power conversion device | |
AU2017336112A1 (en) | Control device for power converter | |
WO2015104886A1 (en) | Power conversion device | |
JP2013085347A (en) | Ac-dc converter | |
KR101915991B1 (en) | Power transforming apparatus and air conditioner including the same | |
JP6630220B2 (en) | Welding power supply | |
JP2016149913A (en) | Power conversion device | |
JP2017195706A (en) | Three-phase power conversion apparatus | |
JP4517762B2 (en) | Switching control method, rectifier, and drive system | |
JP2012010507A (en) | Dc power supply device | |
JP2017127114A (en) | Power conversion device | |
Riedemann et al. | A resonant current control of an open-end winding induction motor fed by an indirect matrix converter | |
JP6440067B2 (en) | Power converter | |
Singh et al. | Three-phase electric drive with modified electronic smoothing inductor | |
JP2008099508A (en) | Power converter and air conditioner using the same | |
JP3969021B2 (en) | Power supply device and switching power supply control method | |
JPH07308069A (en) | Boosting type three-phase full-wave rectifier and its control method | |
Brueske et al. | PWM modulation for a three-level inverter with neutral-point balancing for a permanent magnet synchronous machine |