JP5169017B2 - Power converter - Google Patents

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この発明は、交流から直流に電力を変換する電力変換装置に関する。   The present invention relates to a power converter that converts power from alternating current to direct current.

従来の電力変換装置においては、ダイオード整流器のＤＣリンクに非対称ブリッジの電圧発生回路が配置されている。この電圧発生回路は、１／Ｒの制御器によって電流を制御することで、系統のインピーダンスが低くても、リップル電流、過電流を抑制している。そして、ＤＣリンク電圧発生回路のコンデンサ（電力貯蔵器）の直流電圧も一定になるように制御されている（例えば、非特許文献１参照）。   In the conventional power converter, an asymmetric bridge voltage generation circuit is arranged on the DC link of the diode rectifier. This voltage generation circuit controls the current with a 1 / R controller, thereby suppressing ripple current and overcurrent even when the impedance of the system is low. And the direct-current voltage of the capacitor | condenser (electric power storage) of a DC link voltage generation circuit is also controlled so that it may become fixed (for example, refer nonpatent literature 1).

Applied Power Electronics Conference and Exposition, 2005. APEC 2005. Twentieth Annual IEEE Volume 1, 6-10 March 2005 Page(s):522 - 528 Vol. 1, "Ultra compact three-phase rectifier with electronic smoothing inductor"Applied Power Electronics Conference and Exposition, 2005. APEC 2005. Twentieth Annual IEEE Volume 1, 6-10 March 2005 Page (s): 522-528 Vol. 1, "Ultra compact three-phase rectifier with electronic smoothing inductor"

従来の電力変換装置では、ＤＣリンク電圧発生回路のコンデンサの直流電圧制御は、直流から交流に電力を変換する回生運転に対応していない。   In the conventional power converter, the DC voltage control of the capacitor of the DC link voltage generation circuit does not support the regenerative operation that converts power from DC to AC.

この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、回生運転においても、ＤＣリンク電圧発生回路の電力貯蔵器の直流電圧を一定にすることができ、ＤＣリンク電圧発生回路に直流電圧源が無くても、運転継続ができる電力変換装置を得るものである。   The present invention has been made to solve the above-described problems. Even in the regenerative operation, the DC voltage of the power storage of the DC link voltage generation circuit can be made constant, and the DC link voltage generation circuit Even if there is no DC voltage source, a power converter capable of continuing operation is obtained.

この発明に係る電力変換装置は、交流電源に接続されたコンバータ、ＤＣリンクコンデンサ、及びコンバータとＤＣリンクコンデンサとの間に直列接続されるＤＣリンク電圧発生回路を備え、コンバータが交流から直流へ電力を変換することによって交流電源側からコンバータを通してＤＣリンクコンデンサ側へ電力を供給する機能、及びコンバータが直流から交流へ電力を変換することによってＤＣリンクコンデンサ側からコンバータを通して交流電源側へ電力を供給する機能をもつ電力変換装置であって、ＤＣリンク電圧発生回路は直列接続された複数の電圧発生回路を有し、それぞれの電圧発生回路はインバータとインバータに接続される電力貯蔵器とで構成され、それぞれの電力貯蔵器の直流電圧値はそれぞれ異なり、電力貯蔵器の直流電圧の設定値と測定値との偏差を小さくするようにインバータの出力電圧を制御することを特徴とするものである。 The power conversion device according to the present invention includes a converter connected to an AC power source, a DC link capacitor, and a DC link voltage generation circuit connected in series between the converter and the DC link capacitor, and the converter converts power from AC to DC. The function of supplying power from the AC power supply side through the converter to the DC link capacitor side by converting the power, and the converter supplies power from the DC link capacitor side through the converter to the AC power supply side by converting power from DC to AC The power conversion device having a function, the DC link voltage generation circuit has a plurality of voltage generation circuits connected in series, each voltage generation circuit is composed of an inverter and a power storage connected to the inverter, Unlike each DC voltage value of each power storage device, the power reservoir It is characterized in that for controlling the inverter output voltage so as to reduce the deviation between the set value and the measured value of the flow voltage.

この発明によれば、ＤＣリンク電圧発生回路は直列接続された複数の電圧発生回路を有し、それぞれの電圧発生回路はインバータとインバータに接続される電力貯蔵器とで構成され、それぞれの電力貯蔵器の直流電圧値はそれぞれ異なり、電力貯蔵器の直流電圧の設定値と測定値との偏差を小さくするようにしたので、回生運転においても、ＤＣリンク電圧発生回路の電力貯蔵器の直流電圧を一定にすることができ、ＤＣリンク電圧発生回路に直流電圧源が無くても、運転継続ができる。 According to the present invention, the DC link voltage generation circuit has a plurality of voltage generation circuits connected in series, and each voltage generation circuit is composed of an inverter and a power storage connected to the inverter. The DC voltage values of the power generators are different from each other, and the deviation between the set value and the measured value of the DC voltage of the power storage device is made small. Therefore, the DC voltage of the power storage device of the DC link voltage generation circuit is Even if there is no DC voltage source in the DC link voltage generation circuit, the operation can be continued.

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１における、三相交流から直流に電力を変換する電力変換装置の構成図である。電力変換装置１４は、主整流器である１パルスコンバータ（コンバータ）１、ＤＣリンク主コンデンサ（ＤＣリンクコンデンサ）２、及び１パルスコンバータ１とＤＣリンク主コンデンサ２との間に配置されたＤＣリンク電圧発生回路３で構成されている。電力変換装置１４は、三相交流の系統電源（交流電源）９からトランスのインダクタンス７を通して供給された交流電力を直流電力に変換し、ＤＣリンク主コンデンサ２を介してこの直流電力を直流負荷８に供給する。直流負荷８としては、直流モータ、電灯などの直流負荷、又は交流系統、交流モータなどに交流電力を供給する電力変換装置が考えられる。また、ＤＣリンク主コンデンサ２側から１パルスコンバータ１を通して系統電源９側に電力を供給する機能も有している。つまり、電力変換装置１４は、力行運転の場合には、１パルスコンバータ１が交流から直流へ電力を変換することによって系統電源９側から１パルスコンバータ１を通してＤＣリンク主コンデンサ２側へ電力を供給することができる。また、回生運転時には、１パルスコンバータ１が直流から交流へ電力を変換することによってＤＣリンク主コンデンサ２側から１パルスコンバータ１を通して系統電源９側へ電力を供給することができる。 Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 is a configuration diagram of a power conversion device that converts power from three-phase alternating current to direct current in Embodiment 1 of the present invention. The power converter 14 includes a one-pulse converter (converter) 1 serving as a main rectifier, a DC link main capacitor (DC link capacitor) 2, and a DC link voltage disposed between the one pulse converter 1 and the DC link main capacitor 2. The generation circuit 3 is configured. The power conversion device 14 converts AC power supplied from a three-phase AC system power supply (AC power supply) 9 through a transformer inductance 7 into DC power, and the DC power is converted to DC load 8 via the DC link main capacitor 2. To supply. The DC load 8 may be a DC converter such as a DC motor or an electric lamp, or a power converter that supplies AC power to an AC system or an AC motor. Also, it has a function of supplying power from the DC link main capacitor 2 side to the system power supply 9 side through the one-pulse converter 1. That is, in the case of powering operation, the power converter 14 supplies power from the system power supply 9 side to the DC link main capacitor 2 side through the 1 pulse converter 1 by converting power from AC to DC by the 1 pulse converter 1. can do. Further, during regenerative operation, the 1-pulse converter 1 converts power from direct current to alternating current, so that power can be supplied from the DC link main capacitor 2 side to the system power supply 9 side through the 1-pulse converter 1.

交流から直流へ電力を供給する力行運転、及び直流から交流へ電力を返す回生運転に対応するために、１パルスコンバータ１は、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の自己消弧形の半導体スイッチと逆並列ダイオードの三相ブリッジとで構成される。また、力行運転のみに対応する場合には、１パルスコンバータ１は、三相のダイオードブリッジで構成される。１パルスコンバータ１は系統電源９の交流電圧の半周期に１パルスの電圧パルスを出力する。このことによって、スイッチング損失を減らし、スイッチング制御の簡易化ができる。   In order to cope with power running operation that supplies power from AC to DC and regenerative operation that returns power from DC to AC, the 1-pulse converter 1 includes a self-extinguishing semiconductor switch such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) and the like. It consists of a three-phase bridge of antiparallel diodes. Further, in the case of supporting only the power running operation, the 1-pulse converter 1 is configured by a three-phase diode bridge. The one-pulse converter 1 outputs one voltage pulse in the half cycle of the AC voltage of the system power supply 9. This reduces switching loss and simplifies switching control.

ＤＣリンク電圧発生回路３は、複数の電圧発生回路で構成されるので、この出力電圧は多レベル化され、電圧高調波を抑制できる。このため、系統電源９側の高調波低減用フィルタを小型化することができる。本実施の形態では、図１に示すように、ＤＣリンク電圧発生回路３が、第１サブ階調コンバータ４、及び第２サブ階調コンバータ５の２つの電圧発生回路で構成される場合について説明する。第１サブ階調コンバータ４のコンデンサ（直流の電力貯蔵器）１０の直流電圧値（測定値）をＶｃＨ、第２サブ階調コンバータ５のコンデンサ（直流の電力貯蔵器）１１の直流電圧値（測定値）をＶｃＬとすると、ＶｃＨとＶｃＬとの電圧値は、同じであっても（ＶｃＨ：ＶｃＬ＝１：１）、異なっていても良い。   Since the DC link voltage generation circuit 3 includes a plurality of voltage generation circuits, the output voltage is multi-leveled and voltage harmonics can be suppressed. For this reason, the harmonic reduction filter on the system power supply 9 side can be reduced in size. In the present embodiment, as shown in FIG. 1, the case where the DC link voltage generation circuit 3 is configured by two voltage generation circuits of a first sub gradation converter 4 and a second sub gradation converter 5 will be described. To do. The DC voltage value (measured value) of the capacitor (DC power storage) 10 of the first sub gradation converter 4 is VcH, and the DC voltage value of the capacitor (DC power storage) 11 of the second sub gradation converter 5 ( When the measured value is VcL, the voltage values of VcH and VcL may be the same (VcH: VcL = 1: 1) or different.

図２に、ＤＣリンク電圧発生回路３の第１サブ階調コンバータ４の直流電圧と第２サブ階調コンバータ５の直流電圧との電圧比率を変化させた場合の、第１サブ階調コンバータ４の直流電圧と第２サブ階調コンバータ５の直流電圧とＤＣリンク電圧発生回路３の出力電圧との関係を示す。図２（ａ）は電圧比率を第１サブ階調コンバータ４の直流電圧：第２サブ階調コンバータ５の直流電圧＝１：１とした場合、図２（ｂ）は電圧比率を第１サブ階調コンバータ４の直流電圧：第２サブ階調コンバータ５の直流電圧＝２：１とした場合、図２（ｃ）は電圧比率を第１サブ階調コンバータ４の直流電圧：第２サブ階調コンバータ５の直流電圧＝３：１とした場合の、第１、第２サブ階調コンバータ４，５の直流電圧とＤＣリンク電圧発生回路３の出力電圧との関係である。図２に示すように、電圧比率が１：１の場合よりも、電圧比率を３：１、２：１に変更した場合の方が、ＤＣリンク電圧発生回路３の出力電圧を多レベル化でき、電圧高調波の抑制効果が期待できる。製品仕様に合わせて、これらの関係以外の電圧の組合せを選択してもよい。なお、本実施の形態では、２つのサブ階調コンバータを組合せた場合について説明したが、３つ以上のサブ階調コンバータを組合せてもよい。これによって、ＤＣリンク電圧発生回路の出力電圧を更に多レベル化することができる。   FIG. 2 shows the first sub grayscale converter 4 when the voltage ratio between the DC voltage of the first sub grayscale converter 4 and the DC voltage of the second sub grayscale converter 5 of the DC link voltage generation circuit 3 is changed. The relationship between the direct current voltage, the direct current voltage of the second sub-gradation converter 5 and the output voltage of the DC link voltage generation circuit 3 is shown. 2A shows a case where the voltage ratio is set to DC voltage of the first sub gradation converter 4 and DC voltage of the second sub gradation converter 5 = 1: 1. FIG. 2B shows the voltage ratio of the first sub gradation converter 4. When the DC voltage of the gradation converter 4: the DC voltage of the second sub gradation converter 5 = 2: 1, FIG. 2C shows the voltage ratio of the DC voltage of the first sub gradation converter 4: the second sub-level. This is the relationship between the DC voltage of the first and second sub-gradation converters 4 and 5 and the output voltage of the DC link voltage generation circuit 3 when the DC voltage of the tone converter 5 is 3: 1. As shown in FIG. 2, the output voltage of the DC link voltage generation circuit 3 can be multi-leveled when the voltage ratio is changed to 3: 1, 2: 1 than when the voltage ratio is 1: 1. In addition, the effect of suppressing voltage harmonics can be expected. A voltage combination other than these relationships may be selected according to the product specifications. In this embodiment, the case where two sub gray scale converters are combined has been described. However, three or more sub gray scale converters may be combined. As a result, the output voltage of the DC link voltage generation circuit can be further increased in level.

電圧発生回路である第１サブ階調コンバータ４、及び第２サブ階調コンバータ５は、ダイオードを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチ素子のフルブリッジ構成のインバータ１５とフィルタコンデンサであるコンデンサ１０，１１とで構成される。１パルスコンバータ１でも同様であるが、自己消弧形の半導体スイッチ素子としては、ＩＧＢＴ以外にも、ＧＣＴ（Ｇａｔｅ Ｃｏｍｍｕｔａｔｅｄ Ｔｕｒｎ−ｏｆｆ Ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）、ＧＴＯ（Ｇａｔｅ Ｔｕｒｎ−Ｏｆｆ Ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）、トランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｅｒ）等を用いてもよいし、自己消弧機能がないサイリスタ等でも強制転流動作が可能であれば用いてもよい。また、本実施の形態では、電圧発生回路の電力貯蔵器は、コンデンサを例に説明しているが、電荷を蓄えて電気エネルギーを蓄えるものであれば電池でも良い。   The first sub-gradation converter 4 and the second sub-gradation converter 5 which are voltage generation circuits are a plurality of self-extinguishing semiconductor switch elements such as IGBTs, in which diodes are connected in antiparallel, and an inverter 15 having a full bridge configuration. And capacitors 10 and 11 which are filter capacitors. The same applies to the one-pulse converter 1, but as a self-extinguishing type semiconductor switching element, besides a IGBT, a GCT (Gate Committed Turn-Off Thyristor), a GTO (Gate Turn-Off Thyristor), a transistor, a MOSFET (Metal) Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) may be used, and a thyristor without a self-extinguishing function may be used as long as the forced commutation operation is possible. In the present embodiment, the power storage of the voltage generation circuit has been described by taking a capacitor as an example. However, a battery may be used as long as it stores electric charge and electric energy.

次に、この発明の実施の形態１の動作について説明する。１パルスコンバータ１は、１パルスコンバータの制御系１２によって制御される。図１に示すように、１パルスコンバータの制御系１２において、フィルタ１２１によって系統電圧Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔをフィルタリングした後、ＰＬＬ（ｐｈａｓｅ−ｌｏｃｋｅｄ ｌｏｏｐ）１２２によって系統電圧の位相を検出する。この検出された位相から基本波生成部１２３によって、系統電圧と位相同期し、完全に正弦波化した系統電圧の基本波Ｖｒｏ、Ｖｓｏ、Ｖｔｏを生成する。力行・回生判定部１２４によって、この系統電圧の基本波Ｖｒｏ、Ｖｓｏ、Ｖｔｏから線間電圧を求めて、この線間電圧とＤＣリンク主コンデンサ２の電圧Ｖｃと比較して力行、回生運転を判断する。   Next, the operation of the first embodiment of the present invention will be described. The one-pulse converter 1 is controlled by a control system 12 of the one-pulse converter. As shown in FIG. 1, in the control system 12 of the one-pulse converter, the system voltage Vr, Vs, Vt is filtered by a filter 121, and then the phase of the system voltage is detected by a PLL (phase-locked loop) 122. From the detected phase, the fundamental wave generation unit 123 generates fundamental waves Vro, Vso, and Vto of the system voltage that are phase-synchronized with the system voltage and are completely sine waves. The power running / regeneration determination unit 124 obtains a line voltage from the fundamental waves Vro, Vso, Vto of the system voltage, and compares the line voltage with the voltage Vc of the DC link main capacitor 2 to determine power running and regenerative operation. To do.

系統の線間電圧が大きい場合は、力行運転となり、図１における１パルスコンバータ１のＩＧＢＴをオフ状態とし、逆並列のダイオードのみ導通する。系統の線間電圧が小さい場合は、回生運転となる。回生運転時には、ゲート生成部１２５によって１パルスコンバータ１の半導体スイッチ素子のゲートをオンするためのゲート信号Ｓｇ１が生成される。ゲート信号Ｓｇ１はゲートドライバ１２６を介して１パルスコンバータ１へ送られる。   When the line voltage of the system is large, the power running operation is performed, the IGBT of the one-pulse converter 1 in FIG. 1 is turned off, and only the antiparallel diode is conducted. When the line voltage of the system is small, regenerative operation is performed. During the regenerative operation, the gate generation unit 125 generates a gate signal Sg1 for turning on the gate of the semiconductor switch element of the one-pulse converter 1. The gate signal Sg1 is sent to the one-pulse converter 1 through the gate driver 126.

図３に、回生運転時の、１パルスコンバータ１の半導体スイッチ素子に入力されるゲート信号Ｓｇ１の生成方法の説明図を示す。図３（ａ）は、系統の相電圧の基本波Ｖｉｏ（ｉ＝ｒ、ｓ、ｔ)の電圧値によって半導体スイッチ素子のゲートオンを決定するものである。基本波の電圧が正になり、基本波が判定電圧ＶＨＡＮＴＥＩを越えた時、１パルスコンバータ１の上アームのゲートはオンとなる。基本波の電圧が負になり、基本波が判定電圧−ＶＨＡＮＴＥＩを下回った時、１パルスコンバータ１の下アームのゲートはオンとなる。線間短絡防止のため、各相の上アーム同士、又は下アーム同士のゲートオンのタイミングが重ならないように、各相は位相１２０°以下の通電時間となるように設定されている。また、図３（ｂ）は、系統の相電圧の位相によって半導体スイッチ素子のゲートオンを決定するものである。基本波の電圧が正になり、位相がφ１からφ２までの間、１パルスコンバータ１の上アームのゲートはオンとなり、基本波の電圧が負になり、位相がφ３からφ４までの間、１パルスコンバータ１の下アームのゲートはオンとなる。 FIG. 3 shows an explanatory diagram of a method for generating the gate signal Sg1 input to the semiconductor switch element of the one-pulse converter 1 during the regenerative operation. FIG. 3 (a) determines the gate-on state of the semiconductor switch element based on the voltage value of the fundamental wave Vio (i = r, s, t) of the system phase voltage. When the fundamental wave voltage becomes positive and the fundamental wave exceeds the determination voltage V HANTEI , the gate of the upper arm of the 1-pulse converter 1 is turned on. When the fundamental wave voltage becomes negative and the fundamental wave falls below the determination voltage −V HANTEI , the gate of the lower arm of the 1-pulse converter 1 is turned on. In order to prevent a short circuit between lines, each phase is set to have an energization time of 120 ° or less so that the gate-on timings of the upper arms or lower arms of each phase do not overlap. FIG. 3 (b) determines the gate-on state of the semiconductor switch element according to the phase of the system phase voltage. When the fundamental wave voltage is positive and the phase is from φ1 to φ2, the gate of the upper arm of the 1-pulse converter 1 is turned on, the fundamental wave voltage is negative, and the phase is from φ3 to φ4. The gate of the lower arm of the pulse converter 1 is turned on.

次に、図１に示したＤＣリンク電圧発生回路３を制御するＤＣリンク電圧発生回路の制御系１３について説明する。ＤＣリンク電圧発生回路３によって、ＤＣリンクに流れる電流であるＤＣリンク電流が高周波にならないように、電流制御ブロック１３１にて電流高周波成分を打ち消す制御を行う。図４に、電流高周波成分を打ち消す制御を行う電流制御ブロック１３１の制御ブロック図を示す。図４において、電流制御ブロック１３１の中に示したαは定数である。また、図５に電流制御の伝達関数のゲイン特性の一例を示す。低周波領域では、ゲインが小さくなっており、高周波領域では、ゲインが高くなっている。電流制御ブロック１３１において、このような伝達関数を用いて、ＤＣリンク電流の高周波領域を打ち消すように電圧Ｖｉｉを出力する。すなわち、ＤＣリンク電圧発生回路３は、高周波領域では、ＤＣリンク電流の波高値に比例したマイナス量を出力し、−Ｌ・ｄｉ／ｄｔ（Ｌは回路のインダクタンス値、ｉは電流値）を出力するリアクトルと同じような働きをする。   Next, the control system 13 of the DC link voltage generation circuit that controls the DC link voltage generation circuit 3 shown in FIG. 1 will be described. The DC link voltage generation circuit 3 controls the current control block 131 to cancel the current high frequency component so that the DC link current that is the current flowing through the DC link does not become high frequency. FIG. 4 shows a control block diagram of the current control block 131 that performs control to cancel the current high-frequency component. In FIG. 4, α shown in the current control block 131 is a constant. FIG. 5 shows an example of the gain characteristic of the current control transfer function. The gain is small in the low frequency region, and the gain is high in the high frequency region. In the current control block 131, using such a transfer function, the voltage Vii is output so as to cancel the high frequency region of the DC link current. That is, the DC link voltage generation circuit 3 outputs a negative amount proportional to the peak value of the DC link current in the high frequency region, and outputs −L · di / dt (L is the inductance value of the circuit, i is the current value). It works the same as a reactor.

ＤＣリンク電圧発生回路の制御系１３においてＤＣリンクに流れる電流の制御量が決められ、ゲート生成部１３５からＤＣリンク電圧発生回路３へのゲート信号Ｓｇ２が出力され、このゲート信号Ｓｇ２のスイッチ動作によって、ＤＣリンク電圧発生回路３は電圧を出力する。ゲート信号Ｓｇ２はゲートドライバ１３６を介してＤＣリンク電圧発生回路３へ送られる。そして、図１に示すように、ＤＣリンク電圧発生回路３の第１サブ階調コンバータ４、及び第２サブ階調コンバータ５では、常時運転用の直流電圧源を省くために、第１サブ階調コンバータ４のコンデンサ１０の電圧ＶｃＨ、及び第２サブ階調コンバータ５のコンデンサ１１の電圧ＶｃＬを一定にする制御を行う。本実施の形態では、コンデンサ１０，１１の電圧ＶｃＨ，ＶｃＬを一定にする制御として、第１サブ階調コンバータ４と第２サブ階調コンバータ５との間のエネルギー流用によって、第１サブ階調コンバータのコンデンサ１０と第２サブ階調コンバータのコンデンサ１１との電圧比率を一定にする制御（エネルギー流用制御）、及び第１サブ階調コンバータ４の第１サブ電圧を一定にする制御（電圧一定制御）を行っている。そして、ＤＣリンク電圧発生回路３の第１サブ階調コンバータ４、第２サブ階調コンバータ５の各アームの半導体スイッチ素子のゲートをオンするためのゲート信号Ｓｇ２を生成する。   In the control system 13 of the DC link voltage generation circuit, the control amount of the current flowing through the DC link is determined, and the gate signal Sg2 from the gate generation unit 135 to the DC link voltage generation circuit 3 is output, and by the switching operation of the gate signal Sg2 The DC link voltage generation circuit 3 outputs a voltage. The gate signal Sg2 is sent to the DC link voltage generation circuit 3 through the gate driver 136. As shown in FIG. 1, in the first sub-gradation converter 4 and the second sub-gradation converter 5 of the DC link voltage generation circuit 3, in order to omit the DC voltage source for normal operation, the first sub-gradation converter 4 Control is performed to keep the voltage VcH of the capacitor 10 of the tone converter 4 and the voltage VcL of the capacitor 11 of the second sub-gradation converter 5 constant. In the present embodiment, as control for keeping the voltages VcH and VcL of the capacitors 10 and 11 constant, the first sub gray scale is used by diverting energy between the first sub gray scale converter 4 and the second sub gray scale converter 5. Control to make the voltage ratio between the capacitor 10 of the converter and the capacitor 11 of the second sub-gradation converter constant (energy diversion control) and control to make the first sub-voltage of the first sub-gradation converter 4 constant (constant voltage) Control). Then, a gate signal Sg2 for turning on the gate of the semiconductor switch element of each arm of the first sub gradation converter 4 and the second sub gradation converter 5 of the DC link voltage generation circuit 3 is generated.

図６に、エネルギー流用制御ブロック１３２の制御ブロック図を示す。エネルギー流用制御ブロック１３２では、第１サブ階調コンバータ４と第２サブ階調コンバータ５との間のエネルギーのやり取りによって、これらのコンデンサ電圧を一定比率に制御するエネルギー流用制御を行う。第１サブ階調コンバータ４、第２サブ階調コンバータ５のそれぞれのコンデンサ１０、１１の電圧ＶｃＨ、ＶｃＬを所定の比率で割った値を比べて、大きい電圧のコンデンサから小さい電圧のコンデンサへエネルギーが流れるように、ＤＣリンク電流ＩＤＣＣを考慮して、第１サブ階調コンバータ４、第２サブ階調コンバータ５は、各々の出力電圧を選択する。例えば、図２（ｂ）の第１サブ階調コンバータ４の直流電圧と第２サブ階調コンバータ５の直流電圧との比が２：１である場合には、ＶｃＨ／２とＶｃＬ／１の大きさを比べる。なお、ＤＣリンク電流ＩＤＣＣは電流センサ６によって測定される。   FIG. 6 shows a control block diagram of the energy diversion control block 132. The energy diversion control block 132 performs energy diversion control for controlling these capacitor voltages at a constant ratio by exchanging energy between the first sub-gradation converter 4 and the second sub-gradation converter 5. Compare the values obtained by dividing the voltages VcH and VcL of the capacitors 10 and 11 of the first sub-gradation converter 4 and the second sub-gradation converter 5 by a predetermined ratio, and the energy from the large voltage capacitor to the small voltage capacitor In consideration of the DC link current IDCC, the first sub-gradation converter 4 and the second sub-gradation converter 5 select the respective output voltages. For example, when the ratio of the direct current voltage of the first sub gradation converter 4 and the direct current voltage of the second sub gradation converter 5 in FIG. 2B is 2: 1, VcH / 2 and VcL / 1 Compare sizes. The DC link current IDCC is measured by the current sensor 6.

図６には、第１サブ階調コンバータ４、第２サブ階調コンバータ５の直流電圧の設定値がそれぞれ４０Ｖ、２０Ｖである条件の場合を示している。ＶｃＨ／２とＶｃＬ／１との大きさの比較、及び電流ＩＤＣＣの向きによってＫＣＨＬが１か−１に決定する。例えば、電圧指令Ｖｉが１０≦Ｖｉ≦３０になった場合、第１サブ階調コンバータ４の出力電圧指令Ｖ＿ｏｕｔ＿Ｈ、第２サブ階調コンバータ５の出力電圧指令Ｖ＿ｏｕｔ＿Ｌは、ＫＣＨＬの値に応じて、それぞれ４０Ｖ、−２０Ｖ、又はそれぞれ０Ｖ、２０Ｖになり、ＤＣリンク電圧発生回路３が、全体として２０Ｖを出力するように制御されている。また、電圧指令Ｖｉが−３０≦Ｖｉ≦−１０になった場合、第１サブ階調コンバータ４の出力電圧指令Ｖ＿ｏｕｔ＿Ｈ、第２サブ階調コンバータ５の出力電圧指令Ｖ＿ｏｕｔ＿Ｌは、ＫＣＨＬの値に応じて、それぞれ０Ｖ、−２０Ｖ、又はそれぞれ−４０Ｖ、２０Ｖになり、ＤＣリンク電圧発生回路３が、全体として−２０Ｖを出力するように制御されている。   FIG. 6 shows a case where the DC voltage set values of the first sub-gradation converter 4 and the second sub-gradation converter 5 are 40V and 20V, respectively. KCHL is determined to be 1 or −1 depending on the comparison between the magnitudes of VcH / 2 and VcL / 1 and the direction of the current IDCC. For example, when the voltage command Vi becomes 10 ≦ Vi ≦ 30, the output voltage command V_out_H of the first sub gradation converter 4 and the output voltage command V_out_L of the second sub gradation converter 5 are set according to the value of KCHL. The voltages are respectively 40V, −20V, or 0V and 20V, respectively, and the DC link voltage generation circuit 3 is controlled to output 20V as a whole. Further, when the voltage command Vi becomes −30 ≦ Vi ≦ −10, the output voltage command V_out_H of the first sub grayscale converter 4 and the output voltage command V_out_L of the second sub grayscale converter 5 correspond to the value of KCHL. Therefore, the DC link voltage generation circuit 3 is controlled to output -20V as a whole, respectively, 0V, -20V, or -40V, 20V.

図７に、電圧一定制御ブロック１３３の制御ブロック図を示す。電圧一定制御ブロック１３３では、第１サブ階調コンバータ４のコンデンサ１０の電圧ＶｃＨを一定に制御する電圧一定制御を行う。ＤＣリンク電流ＩＤＣＣの流れる方向を考慮して、第１サブ階調コンバータ４のコンデンサ１０の電圧の指令値（設定値）ＶｃＨ＊と測定値ＶｃＨとの偏差を求める。そして、ＰＩ制御部１３４において、この偏差のＰＩ制御を行う。この偏差のＰＩ制御の操作量Ｖｉｃを電流制御の操作量Ｖｉｉから差し引いた量Ｖｉを電圧として、ＤＣリンク電圧発生回路３のインバータ１５が電圧出力するように、コンデンサ電圧ＶｃＨは指令値ＶｃＨ＊に応じて一定制御される。つまり、ＤＣリンク電圧発生回路３は、コンデンサの直流電圧の設定値と測定値との偏差を小さくするようにインバータ１５の出力電圧を制御している。なお、前述の第１サブ階調コンバータ４と第２サブ階調コンバータ５との間のエネルギー流用制御と組み合わせて、第２サブ階調コンバータ５のコンデンサ１１の電圧ＶｃＬも一定に制御される。このように、それぞれのコンデンサの直流電圧値の比率を一定にするエネルギー流用制御に、電圧一定制御を組み合わせることによって、運転時に電圧発生回路に直流電圧源が不要となる。   FIG. 7 shows a control block diagram of the constant voltage control block 133. The constant voltage control block 133 performs constant voltage control for controlling the voltage VcH of the capacitor 10 of the first sub gradation converter 4 to be constant. In consideration of the direction in which the DC link current IDCC flows, the deviation between the command value (set value) VcH * of the capacitor 10 of the first sub-gradation converter 4 and the measured value VcH is obtained. Then, the PI control unit 134 performs PI control of this deviation. The capacitor voltage VcH is set to the command value VcH * so that the inverter 15 of the DC link voltage generating circuit 3 outputs a voltage with the amount Vi obtained by subtracting the PI control operation amount Vic from the current control operation amount Vii as a voltage. In response, constant control is performed. That is, the DC link voltage generation circuit 3 controls the output voltage of the inverter 15 so as to reduce the deviation between the set value of the DC voltage of the capacitor and the measured value. Note that the voltage VcL of the capacitor 11 of the second sub gradation converter 5 is also controlled to be constant in combination with the above-described energy diversion control between the first sub gradation converter 4 and the second sub gradation converter 5. In this way, by combining the constant voltage control with the energy diversion control that makes the ratio of the DC voltage value of each capacitor constant, a DC voltage source becomes unnecessary in the voltage generation circuit during operation.

次に、このような制御を行うことによって得られる電流・電圧波形について説明する。図８は、ＤＣリンクにＤＣリンク電圧発生回路が無く、フィルタとして５０μＨのＡＣリアクトル１１０を設置した従来の電力変換装置の回路図である。電力変換装置は、１パルスコンバータ１０１、ＤＣリンク主コンデンサ１０２などで構成され、三相交流の系統電源（交流電源）１０９からトランスのインダクタンス１０７を通して供給された交流電力を直流電力に変換する。   Next, current / voltage waveforms obtained by performing such control will be described. FIG. 8 is a circuit diagram of a conventional power conversion apparatus in which a DC link voltage generation circuit is not provided in the DC link and a 50 μH AC reactor 110 is installed as a filter. The power conversion device includes a one-pulse converter 101, a DC link main capacitor 102, and the like, and converts AC power supplied from a three-phase AC system power source (AC power source) 109 through a transformer inductance 107 into DC power.

図９は、系統電圧に高調波電圧が重畳されない場合の電流・電圧波形の計算結果で、図１０は、系統電圧に高調波電圧が基本波の１５％分だけ重畳される場合の電流・電圧波形計算結果である。図９において、図（ａ）には系統電源１０９の電流波形、図（ｂ）には系統電源１０９の系統電圧Ｖｒ、１パルスコンバータ１０１の出力電圧Ｖｏ、１パルスコンバータ１０１のＤＣ電圧Ｖｄｃの各波形、図（ｃ）には系統電源１０９の系統電流の閾値レベルＴＨＤ−Ｉ、１パルスコンバータ１０１の出力電圧の閾値レベルＴＨＤ−Ｖの各波形、図（ｄ）にはＤＣリンク電流ＩＤＣＣの波形をそれぞれ示す。また、図（ｅ）には、Ｒ相、Ｓ相へのゲート信号を示す。図１０において、図（ａ）には系統電源１０９の電流波形、図（ｂ）には系統電源１０９の系統電圧Ｖｒ、１パルスコンバータ１０１の出力電圧Ｖｏ、１パルスコンバータ１０１のＤＣ電圧Ｖｄｃの各波形、図（ｃ）にはＤＣリンク電流ＩＤＣＣの波形をそれぞれ示す。また、図（ｄ）には、Ｒ相、Ｓ相へのゲート信号を示す。なお、図（ｃ）中の数字は各閾値レベルの平均値である。   FIG. 9 is a calculation result of a current / voltage waveform when the harmonic voltage is not superimposed on the system voltage, and FIG. 10 is a current / voltage when the harmonic voltage is superimposed on the system voltage by 15% of the fundamental wave. It is a waveform calculation result. 9, the current waveform of the system power supply 109 is shown in FIG. 9A, and the system voltage Vr of the system power supply 109, the output voltage Vo of the pulse converter 101, and the DC voltage Vdc of the pulse converter 101 are shown in FIG. Waveform, FIG. (C) shows each waveform of the threshold level THD-I of the grid current of the grid power supply 109, the threshold level THD-V of the output voltage of the pulse converter 101, and FIG. (D) shows the waveform of the DC link current IDCC. Respectively. FIG. 4E shows gate signals to the R phase and the S phase. 10, the current waveform of the system power supply 109 is shown in FIG. 10A, and the system voltage Vr of the system power supply 109, the output voltage Vo of the pulse converter 101, and the DC voltage Vdc of the pulse converter 101 are shown in FIG. A waveform and a waveform of the DC link current IDCC are shown in FIG. FIG. 4D shows gate signals to the R phase and the S phase. In addition, the number in FIG. (C) is an average value of each threshold level.

図９（ｄ）に示すように系統電圧に高調波電圧が重畳されない場合には、ＤＣリンク電流ＩＤＣＣは安定している。しかしながら、図１０（ｃ）に示すように系統電圧に高調波電圧が重畳される場合には、ＤＣリンク電流ＩＤＣＣは安定せず、図１０（ｂ）に示すようにＤＣリンク主コンデンサ２の出力電圧の電圧リップルは大きくなる。   As shown in FIG. 9D, when the harmonic voltage is not superimposed on the system voltage, the DC link current IDCC is stable. However, when the harmonic voltage is superimposed on the system voltage as shown in FIG. 10 (c), the DC link current IDCC is not stable, and the output of the DC link main capacitor 2 as shown in FIG. 10 (b). The voltage ripple of the voltage increases.

図１１は、ＤＣリンクにＤＣリンク電圧発生回路３を有し、ＡＣリアクトルが配置されない場合の本実施の形態の回路図である。図１２は系統電圧に高調波電圧が重畳されない場合の電流・電圧波形の計算結果で、図１３は、系統電圧に高調波電圧が基本波の１５％分だけ重畳される場合の電流・電圧波形の計算結果である。図１２において、図（ａ）には系統電源９の系統電流の波形、図（ｂ）には系統電源９の系統電圧Ｖｒ、１パルスコンバータ１の出力電圧Ｖｏ、１パルスコンバータ１のＤＣ電圧Ｖｄｃの各波形、図（ｃ）には第１サブ階調コンバータ４のコンデンサ１０の電圧ＶｃＨ、コンデンサ電圧指令ＶｃＨ＊の各波形、図（ｄ）にはＤＣリンク電流ＩＤＣＣの波形をそれぞれ示す。また、図（ｅ）には、Ｒ相、Ｓ相へのゲート信号を示す。図１３において、図（ａ）には系統電源９の系統電流の波形、図（ｂ）には系統電源９の系統電圧Ｖｒ、１パルスコンバータ１の出力電圧Ｖｏ、１パルスコンバータ１のＤＣ電圧Ｖｄｃの各波形、図（ｃ）には系統電源９の系統電流の閾値レベルＴＨＤ−Ｉ、１パルスコンバータ１の出力電圧の閾値レベルＴＨＤ−Ｖの各波形、図（ｄ）には第１サブ階調コンバータ４のコンデンサ１０の電圧ＶｃＨ，第２サブ階調コンバータ５のコンデンサ１１の電圧ＶｃＬの各波形、図（ｅ）にはＤＣリンク電流ＩＤＣＣの波形をそれぞれ示す。   FIG. 11 is a circuit diagram of the present embodiment when the DC link has the DC link voltage generation circuit 3 and no AC reactor is arranged. FIG. 12 is a calculation result of the current / voltage waveform when the harmonic voltage is not superimposed on the system voltage, and FIG. 13 is a current / voltage waveform when the harmonic voltage is superimposed on the system voltage by 15% of the fundamental wave. Is the calculation result of In FIG. 12, (a) shows the waveform of the system current of the system power supply 9, and (b) shows the system voltage Vr of the system power supply 9, the output voltage Vo of the pulse converter 1, and the DC voltage Vdc of the pulse converter 1. (C) shows the voltage VcH of the capacitor 10 of the first sub-gradation converter 4 and each waveform of the capacitor voltage command VcH *, and FIG. (D) shows the waveform of the DC link current IDCC. FIG. 4E shows gate signals to the R phase and the S phase. In FIG. 13, (a) shows the waveform of the system current of the system power supply 9, and (b) shows the system voltage Vr of the system power supply 9, the output voltage Vo of the 1 pulse converter 1, and the DC voltage Vdc of the 1 pulse converter 1. FIG. 4C shows the waveforms of the threshold level THD-I of the grid current of the grid power supply 9 and the threshold level THD-V of the output voltage of the pulse converter 1, and FIG. Each waveform of the voltage VcH of the capacitor 10 of the tone converter 4 and the voltage VcL of the capacitor 11 of the second sub-gradation converter 5 is shown in the waveform (e) of FIG.

図１２（ｄ）に示すように系統電圧に高調波電圧が重畳されない場合には、ＤＣリンク電流ＩＤＣＣは安定しており、図９のような系統にリアクトルを設置した従来方式の結果と同様な結果が得られているのがわかる。また、図１２（ｂ）に示すように第１サブ階調コンバータ４、及び第２サブ階調コンバータ５を直列構成にしたＤＣリンク電圧発生回路３の多レベル電圧出力の効果によって、コンバータ出力電圧のスイッチングの電圧高調波は、図９のような従来方式の結果と比べても、それほど大きくならない。このため、系統の高調波低減用フィルタは大きくする必要がない。さらに、図１２（ｃ）に示すようにＤＣリンク電圧発生回路３の第１サブ階調コンバータ４のコンデンサ１０の電圧ＶｃＨは、電圧指令をステップ的に変化させても、追随して、制御できることがわかる。そして、系統電圧に高調波電圧が重畳される場合には、図１３（ｄ）に示すようにＤＣリンク電流の振動は、図１０のような系統にリアクトルを設置した従来方式の場合よりも小さくなり、図１３（ｂ）に示すように１パルスコンバータ１のＤＣリンク主コンデンサ２の電圧リップルも小さくなる。   As shown in FIG. 12 (d), when the harmonic voltage is not superimposed on the system voltage, the DC link current IDCC is stable and is the same as the result of the conventional method in which the reactor is installed in the system as shown in FIG. You can see the result. Further, as shown in FIG. 12B, the converter output voltage is obtained by the effect of the multi-level voltage output of the DC link voltage generation circuit 3 in which the first sub gradation converter 4 and the second sub gradation converter 5 are configured in series. The switching voltage harmonics are not so large even when compared with the result of the conventional method as shown in FIG. For this reason, it is not necessary to enlarge the harmonic reduction filter of the system. Further, as shown in FIG. 12 (c), the voltage VcH of the capacitor 10 of the first sub-gradation converter 4 of the DC link voltage generation circuit 3 can be controlled and controlled even if the voltage command is changed stepwise. I understand. When the harmonic voltage is superimposed on the system voltage, as shown in FIG. 13 (d), the vibration of the DC link current is smaller than that in the conventional system in which the reactor is installed in the system as shown in FIG. Thus, as shown in FIG. 13B, the voltage ripple of the DC link main capacitor 2 of the one-pulse converter 1 is also reduced.

なお、本実施の形態では、ＤＣリンク電圧発生回路３が２つの電圧発生回路で構成される場合について説明したが、１つの電圧発生回路で構成される場合でも、ＤＣリンク電圧発生回路３のコンデンサ電圧を一定にする制御する方法は有効である。ＤＣリンク電流ＩＤＣＣを考慮して、コンデンサ電圧の偏差のＰＩ制御の操作量を電流制御の操作量Ｖｉｉから差し引いた量Ｖｉを電圧として、ＤＣリンク電圧発生回路３のインバータ１５が出力することによって、コンデンサ電圧は一定に制御される。   In the present embodiment, the case where the DC link voltage generation circuit 3 is configured by two voltage generation circuits has been described. However, even when the DC link voltage generation circuit 3 is configured by one voltage generation circuit, the capacitor of the DC link voltage generation circuit 3 is configured. A method for controlling the voltage to be constant is effective. In consideration of the DC link current IDCC, the inverter 15 of the DC link voltage generation circuit 3 outputs the voltage Vi by subtracting the PI control operation amount of the capacitor voltage deviation from the current control operation amount Vii. The capacitor voltage is controlled to be constant.

以上のことから、回生運転においても、ＤＣリンク電圧発生回路のコンデンサ（電力貯蔵器）の直流電圧を一定にすることができ、ＤＣリンク電圧発生回路に直流電圧源が無くても、運転継続ができる。   From the above, even in the regenerative operation, the DC voltage of the capacitor (power storage) of the DC link voltage generation circuit can be made constant, and the operation can be continued even if the DC link voltage generation circuit has no DC voltage source. it can.

本発明の実施の形態１における、電力変換装置の構成図である。It is a block diagram of the power converter device in Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施の形態１における、第１サブ階調コンバータの直流電圧と第２サブ階調コンバータの直流電圧とＤＣリンク電圧発生回路の出力電圧との関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between the DC voltage of a 1st sub gradation converter, the DC voltage of a 2nd sub gradation converter, and the output voltage of a DC link voltage generation circuit in Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施の形態１における、回生運転時の１パルスコンバータの半導体スイッチ素子のゲート信号の生成方法の説明図である。It is explanatory drawing of the production | generation method of the gate signal of the semiconductor switch element of the 1 pulse converter at the time of regenerative operation in Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施の形態１における、電流制御ブロックの制御ブロック図である。It is a control block diagram of a current control block in Embodiment 1 of the present invention. 本発明の実施の形態１における、電流制御の伝達関数のゲイン特性である。It is a gain characteristic of the transfer function of current control in Embodiment 1 of the present invention. 本発明の実施の形態１における、エネルギー流用制御の制御ブロック図である。It is a control block diagram of energy diversion control in Embodiment 1 of the present invention. 本発明の実施の形態１における、電圧一定御の制御ブロック図である。It is a control block diagram of voltage constant control in Embodiment 1 of this invention. 従来の電力変換装置の回路図である。It is a circuit diagram of the conventional power converter. 従来の電力変換装置における、系統電圧に高調波電圧が重畳されない場合の電圧・電流波形である。It is a voltage and current waveform in the case where a harmonic voltage is not superimposed on a system voltage in a conventional power converter. 従来の電力変換装置における、系統電圧に高調波電圧が重畳される場合の電圧・電流波形である。It is a voltage / current waveform in the case where a harmonic voltage is superimposed on a system voltage in a conventional power converter. 本発明の実施の形態１における、電力変換装置の回路図である。It is a circuit diagram of the power converter device in Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施の形態１における、系統電圧に高調波電圧が重畳されない場合の電圧・電流波形である。FIG. 5 is a voltage / current waveform when a harmonic voltage is not superimposed on the system voltage in Embodiment 1 of the present invention. FIG. 本発明の実施の形態１における、系統電圧に高調波電圧が重畳される場合の電圧・電流波形である。FIG. 5 is a voltage / current waveform when a harmonic voltage is superimposed on a system voltage in Embodiment 1 of the present invention. FIG.

符号の説明Explanation of symbols

１ １パルスコンバータ(主整流器)、２ ＤＣリンク主コンデンサ、３ ＤＣリンク電圧発生回路、４ 第１サブ階調コンバータ、５ 第２サブ階調コンバータ、６ 電流センサ、７ トランスのインダクタンス、８ 直流負荷、９ 系統電源、１０ 第１サブ階調コンバータのコンデンサ、１１ 第２サブ階調コンバータのコンデンサ、１２ １パルスコンバータの制御系、１３ ＤＣリンク電圧発生回路の制御系、１４ 電力変換装置、１５ インバータ、１２１ フィルタ、１２２ ＰＬＬ、１２３ 基本波生成部、１２４ 力行・回生判定部、１２５，１３５ ゲート生成部、１２６，１３６ ゲートドライバ、１３１ 電流制御ブロック、１３２ エネルギー流用制御ブロック、１３３ 電圧一定制御ブロック、１３４ ＰＩ制御部。   1 1 pulse converter (main rectifier), 2 DC link main capacitor, 3 DC link voltage generation circuit, 4 first sub gradation converter, 5 second sub gradation converter, 6 current sensor, 7 transformer inductance, 8 DC load , 9 system power supply, 10 capacitor of first sub gradation converter, 11 capacitor of second sub gradation converter, 12 control system of 1 pulse converter, 13 control system of DC link voltage generation circuit, 14 power conversion device, 15 inverter , 121 filter, 122 PLL, 123 fundamental wave generation unit, 124 power running / regeneration determination unit, 125, 135 gate generation unit, 126, 136 gate driver, 131 current control block, 132 energy flow control block, 133 voltage constant control block, 134 PI controller.

Claims (5)

交流電源に接続されたコンバータ、ＤＣリンクコンデンサ、及び前記コンバータと前記ＤＣリンクコンデンサとの間に直列接続されるＤＣリンク電圧発生回路を備え、前記コンバータが交流から直流へ電力を変換することによって前記交流電源側から前記コンバータを通して前記ＤＣリンクコンデンサ側へ電力を供給する機能、及び前記コンバータが直流から交流へ電力を変換することによって前記ＤＣリンクコンデンサ側から前記コンバータを通して前記交流電源側へ電力を供給する機能をもつ電力変換装置であって、
前記ＤＣリンク電圧発生回路は直列接続された複数の電圧発生回路を有し、それぞれの前記電圧発生回路はインバータと前記インバータに接続される電力貯蔵器とで構成され、それぞれの前記電力貯蔵器の直流電圧値はそれぞれ異なり、
前記電力貯蔵器の直流電圧の設定値と測定値との偏差を小さくするように前記インバータの出力電圧を制御することを特徴とする電力変換装置。 A converter connected to an AC power source, a DC link capacitor, and a DC link voltage generating circuit connected in series between the converter and the DC link capacitor, the converter converting power from AC to DC A function of supplying power from the AC power source side to the DC link capacitor side through the converter, and the converter supplies power from the DC link capacitor side to the AC power source side through the converter by converting power from DC to AC. A power conversion device having the function of
The DC link voltage generation circuit includes a plurality of voltage generation circuits connected in series, and each of the voltage generation circuits includes an inverter and a power storage connected to the inverter. DC voltage values are different,
A power conversion apparatus, wherein the output voltage of the inverter is controlled so as to reduce a deviation between a set value and a measured value of a DC voltage of the power storage. 前記コンバータは前記交流電源の交流電圧の半周期に１パルスの電圧を出力することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。 The power converter according to claim 1, wherein the converter outputs a voltage of one pulse in a half cycle of the AC voltage of the AC power supply. 前記それぞれの電力貯蔵器の直流電圧値の比率を一定にすることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。 The power converter according to claim 1 , wherein a ratio of DC voltage values of the respective power storage units is made constant. 複数の前記電圧発生回路のインバータは、それぞれ電圧出力し、複数の前記電圧発生回路間のエネルギーを相互に流用することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。 2. The power conversion device according to claim 1 , wherein the inverters of the plurality of voltage generation circuits each output a voltage and mutually use energy between the plurality of voltage generation circuits. 前記電力貯蔵器に電力を供給する直流電圧源を有しないことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。 The power converter according to claim 1, wherein a DC voltage source that supplies power to the power storage is not provided.
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