JP2019169991A - Three-phase AC-DC converter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、三相交流（三相ＡＣ）を直流（ＤＣ）に変換する三相ＡＣ−ＤＣコンバータに関するものである。 The present invention relates to a three-phase AC-DC converter that converts three-phase alternating current (three-phase AC) into direct current (DC).
太陽光発電などの分散電源、鉄道・船舶などの輸送交通用電源、またデータセンターなどの情報通信用電源では、ＣＯ２削減のために大型の低周波トランスではなく、小型な高周波トランスの適用が進む傾向であり、特に、中圧交流（例えば、３．３ｋＶ，６．６ｋＶ）から低圧直流（４００〜７００Ｖ）を生成する電源では、パワー半導体素子のスイッチングに基づき交流を変換する高周波リンク電力変圧器（Solid State Transformer;ＳＳＴ）が有用である。ＳＳＴは高周波でトランスを励磁するため、従来の変圧器と比較して大幅な小型化が可能である。しかし現状では、電力変換段数の増加やパワー半導体素子での電力損失、電力制御手段の複雑化などが要因で実用レベルに至っておらず、ＳＳＴの更なる小型軽量化と電力変換効率の向上（高効率化）が期待されている。 In distributed power sources such as solar power generation, transportation traffic power sources such as railways and ships, and information communication power sources such as data centers, small high-frequency transformers can be used instead of large low-frequency transformers to reduce CO 2 emissions. In particular, in a power source that generates low-voltage direct current (400 to 700 V) from medium-voltage alternating current (for example, 3.3 kV, 6.6 kV), high-frequency link power transformation that converts alternating current based on switching of power semiconductor elements. A vessel (Solid State Transformer; SST) is useful. Since the SST excites the transformer at a high frequency, the SST can be greatly reduced in size as compared with a conventional transformer. However, at present, it has not reached a practical level due to factors such as an increase in the number of power conversion stages, power loss in power semiconductor elements, and complexity of power control means, and further reduction in size and weight of SST and improvement in power conversion efficiency (high Efficiency) is expected.
電力変換段数に関しては、低周波交流から直流へ変換（三相ＡＣ−ＤＣ変換）、直流を昇圧変換および力率改善（ＤＣ−ＤＣ昇圧変換）、直流から高周波交流へ変換（ＤＣ−ＡＣ変換）、高周波交流から直流に変換（ＡＣ−ＤＣ変換）といった複数段変換をより簡略化すべきことが要求されている。特に、低周波から高周波を生成する３段変換プロセスを１段まで削減することにより、２〜３％の電力損失の改善が図れると言われている。
また、ＳＳＴデバイス全体の体積増化と重量増化およびメンテナンス頻度増化の要因である大容量の電力フィルタを用いない回路方式の導入は、小型軽量化にとって重要であり、低コスト化が図れる。また、パワー半導体素子の高速スイッチング動作に関して、低損失化、低ノイズ化を実現するソフトスイッチング技術が必要であり、それに適する電力制御として高周波パルス変調制御の導入が重要である。加えて、実用性の観点から、技術的に未成熟な自励式双方スイッチを使用しない回路方式がのぞましい。更に、国内外の三相電源の結線方式の違いや、用途に応じて多重化や直並列化ができる拡張性が必要である。
Regarding the number of power conversion stages, conversion from low frequency alternating current to direct current (three-phase AC-DC conversion), direct current boost conversion and power factor improvement (DC-DC boost conversion), direct current to high frequency alternating current (DC-AC conversion) Therefore, it is required that the multi-stage conversion such as conversion from high-frequency alternating current to direct current (AC-DC conversion) should be simplified. In particular, it is said that the power loss can be improved by 2 to 3% by reducing the three-stage conversion process for generating high frequency from low frequency to one stage.
In addition, the introduction of a circuit system that does not use a large-capacity power filter, which is a factor in increasing the volume and weight of the entire SST device and increasing the maintenance frequency, is important for reducing the size and weight, and can reduce the cost. In addition, with respect to high-speed switching operation of power semiconductor elements, a soft switching technology that realizes low loss and low noise is necessary, and introduction of high-frequency pulse modulation control is important as power control suitable for it. In addition, from the viewpoint of practicality, it is desirable to use a circuit system that does not use a self-excited bi-directional switch that is technically immature. Furthermore, there is a need for expandability that allows multiplexing and series-parallelization according to the difference in the wiring system of domestic and overseas three-phase power sources and the application.
三相交流電圧から直流電圧に変換する従来例としては、例えば特許文献１に電源装置（図２２を参照）が開示されている。特許文献１の電源装置は、三相ＡＣ−ＤＣ変換、ＤＣ−ＤＣ昇圧変換、ＤＣ−ＡＣ変換、ＡＣ−ＤＣ変換と何段階も経た変換を行うために、電力変換効率が低下するという問題を有している。すなわち、高周波トランスの１次側が低周波交流から直流、直流の昇圧、直流から高周波交流の３段変換のため、損失が大きく、また部品数も多くなる。すなわち、多段変換ゆえにパワートランジスタ、インダクタやキャパシタなど回路部品点数の増加による電力変換効率の低下、回路部品コストの増加という問題がある。また、平滑直流リンクを形成する平滑コンデンサ（図２２に示すＣ１，Ｃ２）は、通常、大容量アルミ電解コンデンサ等を利用するため、重量が大きくなり、メンテナンス頻度も多くなり、デバイスの小型化と同時に長寿化を阻害するという問題がある。 As a conventional example for converting a three-phase AC voltage to a DC voltage, for example, Patent Document 1 discloses a power supply device (see FIG. 22). The power supply device of Patent Document 1 performs conversion through multiple stages, such as three-phase AC-DC conversion, DC-DC boost conversion, DC-AC conversion, and AC-DC conversion. Have. That is, since the primary side of the high-frequency transformer is three-stage conversion from low-frequency alternating current to direct current, DC boost, and direct current to high-frequency alternating current, the loss is large and the number of parts is also large. That is, due to the multi-stage conversion, there are problems that the power conversion efficiency decreases due to an increase in the number of circuit components such as power transistors, inductors and capacitors, and the cost of circuit components increases. In addition, the smoothing capacitors (C1 and C2 shown in FIG. 22) that form a smooth DC link usually use large-capacity aluminum electrolytic capacitors and the like, and thus increase the weight, increase the frequency of maintenance, and reduce the size of the device. At the same time, there is a problem of inhibiting longevity.
また、三相交流電圧を単相交流電圧して単相交流を直流に変換する従来例としては、例えば特許文献２にＡＣ−ＤＣコンバータ（図２３を参照）が開示されている。特許文献２にＡＣ−ＤＣコンバータは、３相−単相マトリクスコンバータという回路構成を用い、６個の双方向スイッチを用いて三相交流電圧を単相交流電圧に変換している。しかしながら、双方向スイッチは、デバイスの信頼性が低く、耐圧の高い素子が未開発で、また、転流時に素子の破壊を起こす等の問題を有しており、商業的な利用が困難な状況にある。また、特許文献２にＡＣ−ＤＣコンバータでは、正弦波−三角波比較方式や空間ベクトル変調等の電力制御手法を適用しているために、変調度分解能の制限や制御演算処理の複雑化の恐れがあり、高周波化が困難である。 As a conventional example of converting a single-phase alternating current into a direct current by converting a three-phase alternating current voltage into a single-phase alternating current voltage, for example, Patent Document 2 discloses an AC-DC converter (see FIG. 23). In Patent Document 2, the AC-DC converter uses a circuit configuration called a three-phase / single-phase matrix converter, and converts six-phase AC voltage into single-phase AC voltage using six bidirectional switches. However, bi-directional switches are difficult to commercialize due to problems such as low device reliability, undeveloped elements with high breakdown voltage, and destruction of elements during commutation. It is in. In addition, in the AC-DC converter disclosed in Patent Document 2, since a power control method such as a sine wave-triangular wave comparison method or space vector modulation is applied, there is a risk of limiting the modulation degree resolution or complicating the control processing. Yes, high frequency is difficult.
上記状況に鑑みて、本発明は、三相交流電源から入力する低周波交流を１段の回路構成にて高周波交流に変換することにより、電力損失を少なく、部品点数も減らし、電力変換効率の向上を図ることができる三相ＡＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
商用周波の三相交流電源が接続されたＨＦトランス１次側コンバータは、各相電力制御回路(Phase modular構造)であり、用途に応じてその２次側は直列または並列接続とする。このため、電源の２倍周波成分をもつ電力脈動をキャンセルし、直流出力端における電圧脈動を効果的に抑制した三相ＡＣ−ＤＣコンバータを提供する。
In view of the above situation, the present invention converts the low-frequency alternating current input from the three-phase alternating-current power source into high-frequency alternating current with a single-stage circuit configuration, thereby reducing power loss, reducing the number of parts, and improving the power conversion efficiency. An object of the present invention is to provide a three-phase AC-DC converter that can be improved.
The HF transformer primary side converter to which the commercial frequency three-phase AC power source is connected is a phase power control circuit (phase modular structure), and the secondary side is connected in series or in parallel depending on the application. Therefore, a three-phase AC-DC converter is provided in which power pulsation having a double frequency component of a power supply is canceled and voltage pulsation at a DC output terminal is effectively suppressed.
上記目的を達成すべく、本発明の三相ＡＣ−ＤＣコンバータは、以下の１）〜４）を備え、各相に接続されたフルブリッジインバータ回路の半導体スイッチは、１２０°位相差を設けてスイッチングされる構成である。
１）三相交流電源の各相に接続される昇圧ＡＣチョッパ回路（力率改善コンバータ、以下ＰＦＣ（power factor correction）コンバータ)及びフルブリッジインバータ回路から成る１次側コンバータを備える。
２）上記フルブリッジインバータ回路の出力側を１次側に接続する高周波トランスを備える。
３）上記高周波トランスの２次側に接続され、全波整流回路を有し交流を直流に変換する２次側コンバータを備える。
４）上記フルブリッジインバータ回路を構成する半導体スイッチを制御する制御回路を備える。
In order to achieve the above object, a three-phase AC-DC converter of the present invention comprises the following 1) to 4), and a semiconductor switch of a full bridge inverter circuit connected to each phase has a 120 ° phase difference. It is the structure switched.
1) A step-up AC chopper circuit (power factor correction converter, hereinafter referred to as PFC (power factor correction) converter) connected to each phase of a three-phase AC power source and a primary side converter composed of a full bridge inverter circuit are provided.
2) A high-frequency transformer that connects the output side of the full-bridge inverter circuit to the primary side is provided.
3) A secondary converter connected to the secondary side of the high-frequency transformer and having a full-wave rectifier circuit for converting alternating current into direct current is provided.
4) A control circuit for controlling the semiconductor switch constituting the full bridge inverter circuit is provided.
上記１）の三相交流電源の各相に接続される昇圧ＡＣチョッパ回路及びフルブリッジインバータ回路から成る１次側コンバータによって、１段の回路構成にて低周波交流から高周波交流に変換でき、電力損失を少なく、部品点数も減らし、電力変換効率の向上を実現する。また、上記１）の１次側コンバータによれば、従来の直接変換回路（高周波サイクロコンバータやマトリクスコンバータ）とは異なり、技術的に未成熟である双方向スイッチを一切使用せず、既存のパワー半導体スイッチ等を適用でき、実用性が高く低コストのＳＳＴを構築できる。つまり、双方向スイッチが不用な回路構造のため、電力変換器として高い信頼性と低コスト化に有利である。更に、上記１）の１次側コンバータは、平滑直流リンクを一切使用しないことから、従来のように大容量アルミ電解コンデンサが不要となり、長寿命であり電源システムとしての保守メンテナンス性が格段に向上し、また、小型軽量化に向く。
本発明の三相ＡＣ−ＤＣコンバータでは、各相間のフルブリッジインバータ回路を１２０°の位相差を設けてスイッチングさせることにより、出力端での高周波リプルを抑制する。
The primary side converter composed of a step-up AC chopper circuit and a full-bridge inverter circuit connected to each phase of the three-phase AC power source of 1) above can be converted from low-frequency AC to high-frequency AC in a single-stage circuit configuration. The loss is reduced, the number of parts is reduced, and the power conversion efficiency is improved. In addition, according to the primary side converter of 1) above, unlike conventional direct conversion circuits (high-frequency cycloconverters and matrix converters), the existing power is not used without any technically immature bidirectional switch. A semiconductor switch or the like can be applied, and a practical and low-cost SST can be constructed. In other words, since the circuit structure does not require a bidirectional switch, it is advantageous for high reliability and cost reduction as a power converter. In addition, since the primary converter of 1) above does not use any smooth DC link, it does not require a large capacity aluminum electrolytic capacitor as in the conventional case, has a long life, and greatly improves the maintainability as a power supply system. In addition, it is suitable for reducing the size and weight.
In the three-phase AC-DC converter of the present invention, the full-bridge inverter circuit between the phases is switched with a phase difference of 120 ° to suppress high-frequency ripple at the output end.
本発明の三相ＡＣ−ＤＣコンバータは、三相交流電源の結線方式は、Δ結線とＹ結線の双方に適用可能である。
すなわち、三相交流電源がΔ結線の場合には、各相の１次側コンバータが各相の交流電源の両端に接続される構成である。一方、三相交流電源が電源中性点と各相１線が共通結線とされるＹ結線の場合には、各相の１次側コンバータの一端が各相の交流電源の一端に接続され、他端同士が接続される構成である。
本発明の三相ＡＣ−ＤＣコンバータは、国内で主流のΔ結線（三相３線式）に加えて、国外で主流のＹ結線（三相４線式）にも対応できる高い拡張性を有する所謂“ワールドワイド対応電源"である。
In the three-phase AC-DC converter of the present invention, the connection system of the three-phase AC power supply can be applied to both Δ connection and Y connection.
That is, when the three-phase AC power supply is Δ-connected, the primary side converter of each phase is connected to both ends of the AC power supply of each phase. On the other hand, when the three-phase AC power supply is a Y-connection in which the power supply neutral point and each phase 1 wire are a common connection, one end of the primary side converter of each phase is connected to one end of the AC power supply of each phase, The other end is connected.
The three-phase AC-DC converter of the present invention has high expandability that can handle not only mainstream Δ connection (three-phase three-wire system) in Japan but also mainstream Y connection (three-phase four-wire system) outside of Japan. This is a so-called “worldwide power supply”.
本発明の三相ＡＣ−ＤＣコンバータにおける２次側コンバータは、各相の高周波トランスの２次側を並列結線とされることでもよい。高周波トランスの２次側を並列結線として、交流電源周波数の２倍周波数の電力脈動を軽減でき、これにより、出力平滑フィルタ容量を低減可能にできる。なお、従来の三相整流コンバータ同様に、６倍周波数生成分は現われるが、その電力脈動が小さく、出力フィルタで容易に除去することができる。
或は、本発明の三相ＡＣ−ＤＣコンバータにおける２次側コンバータは、各相の高周波トランスの２次側を直列結線とされることでもよい。この場合、各相あたりの入力直列接続が実現でき、大型電動機駆動など産業用高電圧ドライブシステムにも適用可能である。
このように、本発明の三相ＡＣ−ＤＣコンバータにおける高周波トランスの２次側は、用途に応じて並列結線（低インピーダンス負荷の場合）または直列結線（高インピーダンス負荷の場合）が可能である。本発明の三相ＡＣ−ＤＣコンバータでは、２次巻線接続点から小容量平滑フィルタおよび整流器などを介して直流出力を得ることができる。
In the secondary side converter in the three-phase AC-DC converter of the present invention, the secondary side of each phase of the high frequency transformer may be connected in parallel. By using the secondary side of the high-frequency transformer as a parallel connection, it is possible to reduce the power pulsation at twice the frequency of the AC power supply frequency, thereby reducing the output smoothing filter capacity. As with the conventional three-phase rectifier converter, although the 6-fold frequency generation appears, the power pulsation is small and can be easily removed by the output filter.
Alternatively, in the secondary side converter in the three-phase AC-DC converter of the present invention, the secondary side of the high-frequency transformer of each phase may be connected in series. In this case, an input series connection for each phase can be realized, and it can be applied to an industrial high voltage drive system such as a large motor drive.
Thus, the secondary side of the high-frequency transformer in the three-phase AC-DC converter of the present invention can be connected in parallel (in the case of a low impedance load) or series connection (in the case of a high impedance load) depending on the application. In the three-phase AC-DC converter of the present invention, a direct current output can be obtained from the secondary winding connection point via a small-capacity smoothing filter and a rectifier.
本発明の三相ＡＣ−ＤＣコンバータにおける２次側コンバータの全波整流回路は、具体的には、ブリッジ接続した整流ダイオードと、平滑コンデンサから構成される。 Specifically, the full-wave rectifier circuit of the secondary side converter in the three-phase AC-DC converter of the present invention includes a bridge-connected rectifier diode and a smoothing capacitor.
本発明の三相ＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、１次側コンバータは、昇圧ＡＣチョッパ回路及びフルブリッジインバータ回路から成る低周波交流から高周波交流に変換するコンバータユニットがＮ（Ｎ≧２）ユニット直列接続されて各相に接続されてもよい。
本発明の三相ＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、１次側コンバータと各相の交流電源との間には、高周波スイッチングノイズを選択的に除去する低域通過型フィルタが設けられることが好ましい。低域通過型フィルタは、特定の周波数帯域の信号を通過、或は、信号を遮断する機能を備えており、インダクタとキャパシタによって構成されたＬＣフィルタ回路が好適に用いることができ、高周波ノイズを選択的に除去する。ＬＣフィルタ回路は、ＬＰＦ（Low Pass Filter）であり、入力用商用周波交流電源への高周波スイッチング成分を除去できることから、三相交流電源側における電磁ノイズの影響を軽減できる。
In the three-phase AC-DC converter according to the present invention, the primary side converter has N (N ≧ 2) units connected in series with a converter unit for converting from a low-frequency AC to a high-frequency AC composed of a step-up AC chopper circuit and a full bridge inverter circuit. May be connected to each phase.
In the three-phase AC-DC converter of the present invention, it is preferable that a low-pass filter for selectively removing high-frequency switching noise is provided between the primary side converter and the AC power supply of each phase. The low-pass filter has a function of passing a signal in a specific frequency band or blocking the signal, and an LC filter circuit composed of an inductor and a capacitor can be suitably used, and high-frequency noise is reduced. Selectively remove. Since the LC filter circuit is an LPF (Low Pass Filter) and can remove a high-frequency switching component to the input commercial frequency AC power supply, the influence of electromagnetic noise on the three-phase AC power supply side can be reduced.
ここで、本発明の三相ＡＣ−ＤＣコンバータにおける１次側コンバータは、具体的には、下記ａ）〜ｅ）を備え、ａ）の第１インバータレッグとｂ）の第２インバータレッグとがフルブリッジ構成を成す。
ａ）ハイサイドの第１スイッチとローサイドの第２スイッチが直列接続され、第１および第２スイッチに各々逆並列ダイオードが接続された第１インバータレッグを備える。
ｂ）ハイサイドの第３スイッチとローサイドの第４スイッチが直列接続され、第３および第４スイッチに各々逆並列ダイオードが接続された第２インバータレッグを備える。
ｃ）インバータレッグに並列に設けられた非平滑ＤＣリンクキャパシタを備える。
ｄ）各相の交流電源の一端に直列接続された昇圧用リアクトルを備える。
ｅ）インバータレッグと入力用交流電源の間に接続されるブリッジレス整流用の第１および第２ダイオードを備える。
Here, the primary side converter in the three-phase AC-DC converter of the present invention specifically includes the following a) to e), and the first inverter leg of a) and the second inverter leg of b) are Full bridge configuration.
a) A first inverter leg having a high-side first switch and a low-side second switch connected in series, and anti-parallel diodes connected to the first and second switches, respectively.
b) A second inverter leg is provided in which a third switch on the high side and a fourth switch on the low side are connected in series, and an antiparallel diode is connected to each of the third and fourth switches.
c) A non-smooth DC link capacitor provided in parallel with the inverter leg.
d) A boosting reactor connected in series to one end of the AC power supply for each phase is provided.
e) First and second diodes for bridgeless rectification connected between the inverter leg and the input AC power source.
上記構成の１次側コンバータによれば、部品点数の削減を実現し、電力変換プロセスの損失低減、すなわち電力変換効率の向上に加え、コンバータの信頼性向上が図られる。
また、制御方法として、１次側コンバータのスイッチ駆動タイミングを位相制御することにより、高周波出力を調整できる位相シフトパルス幅変調方式を適用する。
三相交流電源の各相に昇圧用リアクトルと第１〜第４スイッチを接続し、小容量キャパシタによる非平滑ＤＣリンクキャパシタを用いることによって、インバータレッグの上下２つのスイッチからなるブリッレッグの駆動タイミングパルスを左右間で位相差を設けてスイッチング動作を行い、その高周波出力電流の実効値を、制御回路の指令値に応じて連続的に調整する。
According to the primary-side converter having the above configuration, the number of parts can be reduced, and in addition to reducing the loss of the power conversion process, that is, improving the power conversion efficiency, the reliability of the converter can be improved.
Further, as a control method, a phase shift pulse width modulation method that can adjust the high-frequency output by controlling the phase of the switch drive timing of the primary side converter is applied.
By connecting a step-up reactor and first to fourth switches to each phase of a three-phase AC power source and using non-smooth DC link capacitors with small capacitors, drive timing pulses for a brileg consisting of two upper and lower switches of an inverter leg A switching operation is performed with a phase difference between left and right, and the effective value of the high-frequency output current is continuously adjusted according to the command value of the control circuit.
本発明の三相ＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、非平滑ＤＣリンクキャパシタは、同容量又は略同容量の２つのキャパシタが、第１インバータレッグと第２インバータレッグの各々に並列に設けられたことが好ましい。特に、前記の２つのキャパシタの内の１つのキャパシタは、第１インバータレッグの近傍に配置され、もう１つのキャパシタは、第２インバータレッグの近傍に配置されることがより好ましい。また、同容量又は略同容量の２つのキャパシタとしたのは、回路配線等により浮遊容量から、２つのキャパシタは、多少値が異なる場合もあり、略同容量の２つのキャパシタであってもよいからである。
同容量又は略同容量の２つのキャパシタが、第１インバータレッグと第２インバータレッグの各々に並列に設けられ、それぞれのキャパシタが各々のインバータレッグの近傍に配置される場合では、１つの非平滑ＤＣリンクキャパシタがインバータレッグに並列に設けられる場合と比べて、配線およびパワー半導体スイッチ内部の寄生（浮遊）インダクタンスに起因するスイッチターンオフ時の寄生振動を抑制し、より高効率な電力変換が期待できる。
In the three-phase AC-DC converter of the present invention, it is preferable that the non-smooth DC link capacitor has two capacitors having the same capacity or substantially the same capacity provided in parallel in each of the first inverter leg and the second inverter leg. . In particular, it is more preferable that one of the two capacitors is disposed in the vicinity of the first inverter leg, and the other capacitor is disposed in the vicinity of the second inverter leg. The two capacitors having the same capacity or substantially the same capacity may be different from the stray capacity due to circuit wiring or the like, and the two capacitors may have slightly different values, or may be two capacitors having substantially the same capacity. Because.
In the case where two capacitors having the same capacity or substantially the same capacity are provided in parallel in each of the first inverter leg and the second inverter leg, and each capacitor is disposed in the vicinity of each inverter leg, one non-smooth Compared to the case where a DC link capacitor is provided in parallel with the inverter leg, parasitic vibration at the time of switch turn-off caused by parasitic (floating) inductance inside the wiring and power semiconductor switch is suppressed, and more efficient power conversion can be expected. .
本発明の三相ＡＣ−ＤＣコンバータにおけるインバータレッグにおいて、第１〜第４スイッチにそれぞれ並列に、ゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）用ロスレススナバキャパシタが接続されたことが好ましい。
ＺＶＳ用ロスレススナバキャパシタが接続されることにより、パワー半導体で構成される第１〜第４スイッチのゼロ電圧ソフトスイッチングが実現でき、これにより高出力から低出力まで低スイッチング損失と低電磁ノイズを実現できる。
In the inverter leg in the three-phase AC-DC converter of the present invention, it is preferable that a lossless snubber capacitor for zero voltage soft switching (ZVS) is connected in parallel with each of the first to fourth switches.
By connecting a lossless snubber capacitor for ZVS, zero voltage soft switching of the first to fourth switches composed of power semiconductor can be realized, thereby realizing low switching loss and low electromagnetic noise from high output to low output. it can.
また、本発明の三相ＡＣ−ＤＣコンバータにおけるインバータレッグにおいて、第１スイッチと第３スイッチにそれぞれ並列に、或は、第２スイッチと第４スイッチにそれぞれ並列に、ゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）用ロスレススナバキャパシタが接続されたことが好ましい。
ＺＶＳ用ロスレススナバキャパシタが接続されることにより、パワー半導体で構成される第１スイッチと第２スイッチのゼロ電圧ソフトスイッチング、或は、第３スイッチと第４スイッチのゼロ電圧ソフトスイッチングが実現でき、これにより高出力から低出力まで低スイッチング損失と低電磁ノイズを実現できる。なお、第１〜第４スイッチ全てに並列にＺＶＳ用ロスレススナバキャパシタが接続される場合と比べて、ハイサイドとローサイドのスイッチ間で転流電流に若干の差異が出るが、実用上さしたる影響ではない。
In the inverter leg in the three-phase AC-DC converter of the present invention, zero voltage soft switching (ZVS) is performed in parallel with the first switch and the third switch, respectively, or in parallel with the second switch and the fourth switch, respectively. A lossless snubber capacitor for use is preferably connected.
By connecting the lossless snubber capacitor for ZVS, zero voltage soft switching of the first switch and the second switch made of power semiconductors or zero voltage soft switching of the third switch and the fourth switch can be realized. As a result, low switching loss and low electromagnetic noise can be realized from high output to low output. Compared to the case where a lossless snubber capacitor for ZVS is connected in parallel to all the first to fourth switches, there is a slight difference in commutation current between the high-side and low-side switches. Absent.
本発明の三相ＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、各相の交流電源は、インバータレッグのハイサイドに接続され、各相の交流電源の一端に直列接続された昇圧用リアクトルの端から分岐して、一方はブリッジレス整流用の第１ダイオードを介して第１インバータレッグの第１スイッチ側と接続され、他方はブリッジレス整流用の第２ダイオードを介して第１インバータレッグの第２スイッチ側と接続されることが好ましい。この接続方法によれば、高周波スイッチング動作に起因する電磁ノイズの影響を軽減できる。 In the three-phase AC-DC converter of the present invention, the AC power supply for each phase is connected to the high side of the inverter leg, and is branched from the end of the step-up reactor connected in series to one end of the AC power supply for each phase. Is connected to the first switch side of the first inverter leg via a first diode for bridgeless rectification, and the other is connected to the second switch side of the first inverter leg via a second diode for bridgeless rectification. It is preferable. According to this connection method, the influence of electromagnetic noise caused by the high frequency switching operation can be reduced.
本発明の三相ＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、各相の交流電源は、インバータレッグのローサイドに接続され、各相の交流電源の一端に直列接続された昇圧用リアクトルの端は第１インバータレッグの中点に接続されることでもよい。 In the three-phase AC-DC converter of the present invention, the AC power supply of each phase is connected to the low side of the inverter leg, and the end of the boosting reactor connected in series to one end of the AC power supply of each phase is in the first inverter leg. It may be connected to a point.
本発明の三相ＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、第１〜第４スイッチのパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）により、昇圧用リアクトルを介して、各相の交流電圧に対して、非平滑ＤＣリンクキャパシタの電圧を昇圧する。
本発明の三相ＡＣ−ＤＣコンバータにおける１次側コンバータにおいて、インバータレッグと入力用交流電源の間に接続されるブリッジレス整流用の第１および第２ダイオードを、パワーＭＯＳＦＥＴ又はパワートランジスタに置換し、同期整流（synchronous rectification）方式の回路とすることにより、さらに変換効率を高めることが可能である。
In the three-phase AC-DC converter of the present invention, the non-smooth DC link capacitor is connected to the AC voltage of each phase via the boosting reactor by the pulse width modulation control (PWM control) of the first to fourth switches. Boost the voltage.
In the primary side converter in the three-phase AC-DC converter of the present invention, the first and second diodes for bridgeless rectification connected between the inverter leg and the input AC power supply are replaced with power MOSFETs or power transistors. By using a synchronous rectification circuit, it is possible to further increase the conversion efficiency.
次に、本発明の三相ＡＣ−ＤＣコンバータの制御方法について説明する。
本発明の制御方法は、本発明の三相ＡＣ−ＤＣコンバータの制御方法であって、各相に接続されたフルブリッジインバータ回路の半導体スイッチが１２０°位相差を設けてスイッチングされ、第１スイッチに対する第４スイッチの導通開始区間、或は、第２スイッチに対する第３スイッチの導通開始区間を、各相ブリッジ回路の基準相レッグに応じて制御相レッグを遅らせる位相シフトパルス幅変調制御を行う。位相シフトパルス幅変調の制御回路は、第１スイッチ／第２スイッチ，第４スイッチ／第３スイッチ間の適切な位相シフト角に入力信号を変換して、第１スイッチ〜第４スイッチのスイッチング動作のパルス信号を出力することにより、第１スイッチに対する第４スイッチの導通開始区間、又は、第２スイッチに対する第３スイッチの導通開始区間を、各相ブリッジ回路の基準相レッグに応じて制御相レッグを遅らせる。
Next, a method for controlling the three-phase AC-DC converter of the present invention will be described.
The control method of the present invention is a control method of a three-phase AC-DC converter of the present invention, wherein a semiconductor switch of a full bridge inverter circuit connected to each phase is switched with a 120 ° phase difference, and the first switch The phase shift pulse width modulation control for delaying the control phase leg in accordance with the reference phase leg of each phase bridge circuit is performed in the conduction start period of the fourth switch with respect to or the conduction start period of the third switch with respect to the second switch. The phase shift pulse width modulation control circuit converts the input signal to an appropriate phase shift angle between the first switch / second switch, the fourth switch / third switch, and performs switching operations of the first switch to the fourth switch. By outputting the pulse signal, the conduction start period of the fourth switch with respect to the first switch or the conduction start period of the third switch with respect to the second switch is controlled according to the reference phase leg of each phase bridge circuit. Delay.
本発明の制御方法において、具体的には、１次側コンバータは、昇圧ＡＣチョッパ回路／ＰＦＣコンバータ及びフルブリッジインバータ回路から成る低周波交流から高周波交流に変換するコンバータユニットがＮ（Ｎ≧２）ユニット直列接続されて各相に接続され、同一相に接続される各コンバータユニットは２π／Ｎの位相差を設けてスイッチングされる。 In the control method of the present invention, specifically, the primary side converter has N (N ≧ 2) converter units for converting from a low-frequency AC to a high-frequency AC composed of a step-up AC chopper circuit / PFC converter and a full bridge inverter circuit. Units are connected in series and connected to each phase, and each converter unit connected to the same phase is switched with a phase difference of 2π / N.
本発明の三相ＡＣ−ＤＣコンバータによれば、三相交流電源から入力する低周波交流を１段の回路構成にて高周波交流に変換することにより、電力損失を少なく、部品点数も減らし、電力変換効率の向上を図ることができるといった効果がある。
また、本発明の三相ＡＣ−ＤＣコンバータによれば、電力変換効率の高効率化が図れ、装置の小型軽量化、低コスト化を図ることができる。さらに、パワー半導体スイッチのゼロ電圧ソフトスイッチングが実現可能で、高出力から低出力までスイッチング損失及び電磁ノイズの低減を実現できる。
According to the three-phase AC-DC converter of the present invention, the low-frequency alternating current input from the three-phase alternating-current power source is converted into the high-frequency alternating current with a one-stage circuit configuration, thereby reducing power loss and the number of parts. There is an effect that the conversion efficiency can be improved.
Further, according to the three-phase AC-DC converter of the present invention, the power conversion efficiency can be increased, and the apparatus can be reduced in size and weight and cost. Furthermore, zero voltage soft switching of power semiconductor switches can be realized, and switching loss and electromagnetic noise can be reduced from high output to low output.
以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明していく。なお、本発明の範囲は、以下の実施例や図示例に限定されるものではなく、幾多の変更及び変形が可能である。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. The scope of the present invention is not limited to the following examples and illustrated examples, and many changes and modifications can be made.
三相ＡＣ−ＤＣコンバータの一実施態様について、図１に示す回路構成図を参照して説明する。図１に示す三相ＡＣ−ＤＣコンバータは、三相交流電圧ｖｉｎの各相に接続される１次側コンバータユニット（Ｎｏ．１〜Ｎｏ．３）と、１次側コンバータユニットの出力側を１次側に接続するＨＦトランス（高周波トランス）と、ＨＦトランスの２次側に接続され、整流ダイオードのブリッジ式の全波整流回路を用いて交流を直流に変換する２次側コンバータと、１次側コンバータユニットを制御する制御回路（図示せず）から構成される。制御回路は、各相に接続された１次側コンバータユニットに対して、１２０°位相差を設けてスイッチングする。 One embodiment of the three-phase AC-DC converter will be described with reference to the circuit configuration diagram shown in FIG. Three-phase AC-DC converter shown in FIG. 1 includes a primary converter unit connected to each phase of the three-phase AC voltage v in (No.1~No.3), the output side of the primary-side converter unit An HF transformer (high frequency transformer) connected to the primary side, a secondary side converter connected to the secondary side of the HF transformer and converting AC to DC using a bridge-type full-wave rectifier circuit of a rectifier diode; It comprises a control circuit (not shown) that controls the secondary converter unit. The control circuit switches the primary side converter unit connected to each phase with a 120 ° phase difference.
１次側コンバータユニットは、昇圧用リアクトルＬｂとブリッジレス整流用の第１および第２ダイオードＤ５，Ｄ６から成る昇圧ＡＣチョッパ回路／ＰＦＣコンバータと、フルブリッジインバータ回路から構成される。
フルブリッジインバータ回路は、ハイサイドの第１スイッチＳ１とローサイドの第２スイッチＳ２が直列接続され、第１および第２スイッチに各々逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が接続された第１インバータレッグと、ハイサイドの第３スイッチＳ３とローサイドの第４スイッチＳ４が直列接続され、第３および第４スイッチに各々逆並列ダイオードＤ３，Ｄ４が接続された第２インバータレッグから構成され、第１インバータレッグと第２インバータレッグはフルブリッジ構成を形成している。スイッチＱ１,Ｑ２は基準相スイッチとなり、スイッチＱ３,Ｑ４は制御相スイッチとなり、それぞれアクティブスイッチとして動作する。
非平滑ＤＣリンクキャパシタ（Ｃｄ）は、昇圧ＡＣチョッパ回路の一部として作用すると同時に、フルブリッジ回路においては高周波周期での電圧源となる。低周波（商用周波）と高周波とを「リンク」する非平滑直流ステージとして位置付けられる要素である。
１次側コンバータユニットは、昇圧用リアクトルＬｂと、ブリッジレス整流用ダイオードＤ５,Ｄ６と、基準相スイッチＱ１,Ｑ２と、制御相スイッチＱ４,Ｑ４と、非平滑ＤＣリンクキャパシタ（Ｃｄ）とから成り、昇圧形ＰＦＣコンバータを形成している。
Primary converter unit includes a step-up AC chopper circuit / PFC converter consisting of the step-up reactor L b and the first and second diodes D 5, D 6 for bridgeless rectification, composed of full-bridge inverter circuit.
Full bridge inverter circuit, the first switch S 1 and the second switch S 2 of the low-side of the high side are connected in series, a first inverter, each anti-parallel diode D 1, D 2 are connected to the first and second switches a leg, the third switch S 3 and the fourth switch S 4 of the low-side of the high side are connected in series, constituting a second inverter leg, each antiparallel to the third and fourth switch diodes D 3, D 4 is connected The first inverter leg and the second inverter leg form a full bridge configuration. The switches Q 1 and Q 2 serve as reference phase switches, and the switches Q 3 and Q 4 serve as control phase switches and operate as active switches.
The non-smooth DC link capacitor (C d ) acts as a part of the step-up AC chopper circuit, and at the same time, becomes a voltage source at a high frequency period in the full bridge circuit. It is an element positioned as a non-smooth DC stage that “links” low frequency (commercial frequency) and high frequency.
Primary converter unit includes a boosting reactor L b, a bridgeless rectifier diode D 5, D 6, the reference phase switch Q 1, Q 2, and the control phase switch Q 4, Q 4, non-smooth DC link It is composed of a capacitor (C d ) and forms a step-up PFC converter.
１次側コンバータユニットのフルブリッジインバータ回路は、各アクティブスイッチに並列に接続するロスレススナバキャパシタ（Ｃｓ１〜Ｃｓ４）を利用して、部分共振のゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）動作を行う。また、非平滑ＤＣリンクキャパシタ（Ｃｄ）は、大容量アルミ電解コンデンサを使用しない、所謂、ケミコンレスであり、高いメンテナンス性と軽量・省スペース化を図ることができる。
図１に示す回路には、各相の交流電圧ｖｉｎ側にＬＣフィルタ（ＬｆとＣｆ）を設けているが、これは各相の交流電圧ｖｉｎの高周波スイッチング成分を除去できることから、電源側における電磁ノイズの影響を軽減するためのものである。従って、ＬＣフィルタを設けなくとも、三相ＡＣ−ＤＣコンバータの機能を発揮することができる。
The full bridge inverter circuit of the primary side converter unit performs a partial resonance zero voltage soft switching (ZVS) operation using lossless snubber capacitors (C s1 to C s4 ) connected in parallel to each active switch. In addition, the non-smooth DC link capacitor (C d ) is a so-called Chemicon-less that does not use a large-capacity aluminum electrolytic capacitor, and can achieve high maintainability, light weight, and space saving.
The circuit shown in FIG. 1, since it is provided with a LC filter (L f and C f) in each phase of the AC voltage v in the side, which is capable of removing high-frequency switching components of each phase of the AC voltage v in, This is to reduce the influence of electromagnetic noise on the power supply side. Therefore, the function of the three-phase AC-DC converter can be exhibited without providing an LC filter.
１次側コンバータユニットのフルブリッジインバータ回路の４つのアクティブスイッチ（Ｑ１〜Ｑ４）に対して、位相シフトＰＷＭ制御を用いることにより、電源電圧を検出することなく、高周波スイッチングを実現する。
図１に示す回路における位相シフトＰＷＭ制御は、図示しない位相シフトコントローラ（制御回路）により行う。図２に、制御機能ブロック図を付加した回路構成図を示す。図２に示すように、位相シフトコントローラは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ接続されたフルブリッジインバータ回路の４つのアクティブスイッチ（Ｑ１〜Ｑ４）を、１２０°位相差を設けてスイッチングするように制御する。すなわち、図２の矢印Ａの点線枠に示すように、２次側コンバータの出力直流電圧Ｖｏと出力電流Ｉｏを、それぞれリファレンス電圧Ｖｏｒｅｆとリファレンス電流Ｉｏｒｅｆと比較することによりモニタリングし、Ｑ１／Ｑ２，Ｑ４／Ｑ３間の適切な位相シフト角φｓ ＊に入力信号を変換する。そして、アクティブスイッチ（Ｑ１〜Ｑ４）にゲート駆動回路ユニット（Gate Driver）がゲート駆動パルスを供給し、基準相アクティブスイッチＱ１に対するＱ４の導通開始区間、又は、同じく基準相アクティブスイッチＱ２に対するＱ３の導通開始区間を、相間で１２０°の位相差を設けて、各相ブリッジ回路の基準相レッグに応じて制御相レッグを遅らせる位相シフトパルス幅変調制御を行う。
By using phase shift PWM control for the four active switches (Q 1 to Q 4 ) of the full bridge inverter circuit of the primary side converter unit, high frequency switching is realized without detecting the power supply voltage.
The phase shift PWM control in the circuit shown in FIG. 1 is performed by a phase shift controller (control circuit) (not shown). FIG. 2 shows a circuit configuration diagram to which a control function block diagram is added. As shown in FIG. 2, the phase shift controller includes four active switches (Q 1 to Q 4 ) of the full bridge inverter circuit connected to the U phase, the V phase, and the W phase, respectively, with a 120 ° phase difference. Control to switch. That is, as shown by the dotted line frame of the arrow A in FIG. 2, the output DC voltage V o and the output current I o of the secondary side converter are monitored by comparing with the reference voltage V oref and the reference current I oref , respectively. The input signal is converted to an appropriate phase shift angle φ s * between Q 1 / Q 2 and Q 4 / Q 3 . Then, a gate drive circuit unit (Gate Driver) supplies a gate drive pulse to the active switches (Q 1 to Q 4 ), and a conduction start period of Q 4 with respect to the reference phase active switch Q 1 , or a reference phase active switch Q conduction start section of Q 3 for 2, and provided with a phase difference of 120 ° between phases, it performs a phase shift pulse width modulation control to delay the control phase legs according to the reference phase leg of each phase bridge circuit.
各相の交流電源（ｖｉｎ）は、昇圧用リアクトル（Ｌｂ）を介して、非平滑ＤＣリンクキャパシタ（Ｃｄ）の端子電圧（ｖｄ）へ昇圧される。そのため、非平滑ＤＣリンクキャパシタ（Ｃｄ）の端子電圧は、各相の交流電圧の半波整流に振幅変調をかけた包絡線を示す。
また同時に、非平滑ＤＣリンクキャパシタ（Ｃｄ）は、位相シフトＰＷＭ制御により、フルブリッジ回路における高周波インバータ動作を行う。
The AC power supply (v in ) of each phase is boosted to the terminal voltage (v d ) of the non-smooth DC link capacitor (C d ) via the boosting reactor (L b ). Therefore, the terminal voltage of the non-smooth DC link capacitor (C d ) shows an envelope obtained by applying amplitude modulation to half-wave rectification of the AC voltage of each phase.
At the same time, the non-smooth DC link capacitor (C d ) performs a high frequency inverter operation in the full bridge circuit by phase shift PWM control.
ここで、回路の動作周波数（スイッチング周波数）ｆｓを、１次側コンバータユニットのフルブリッジインバータ回路の直列共振周波数ｆｒより高く設定して、各アクティブスイッチ（Ｑ１〜Ｑ４ )がＺＶＳターンオフおよびゼロ電圧／ゼロ電流ソフトスイッチング（ＺＶＺＣＳ) ターンオンを実現する。回路の動作周波数ｆｓは、一般的には、５〜２００ｋＨｚ近傍で使用されているが、アクティブスイッチの高速化によりさらに、周波数が高くなる場合がある。 Here, the operating frequency (switching frequency) f s of the circuit, is set higher than the series resonance frequency f r of the full bridge inverter circuit on the primary side converter unit, each active switch (Q 1 to Q 4) is ZVS turn-off And zero voltage / zero current soft switching (ZVZCS) turn-on. The operating frequency f s of the circuit is generally used in the vicinity of 5 to 200 kHz, but the frequency may be further increased by increasing the speed of the active switch.
回路の制御方法は、基準相スイッチ（Ｑ１,Ｑ２）に対して、制御相スイッチ（Ｑ３,Ｑ４）のオンタイミングを調整する位相シフトＰＷＭ制御を適用する。このとき、回路動作の１ 周期（Ｔｓ）における位相シフト期間をtφｓと定義すると、tφｓは下記数式で表される。ここで、φｓは位相シフト角である。各相の交流電圧ｖｉｎの正半サイクルと負半サイクルでアクティブスイッチのゲート信号の切り替えを行わなくとも、所望の動作を得られることから、各相の交流電圧ｖｉｎの極性判別用センサが不要である。 As a circuit control method, phase shift PWM control for adjusting the on-timing of the control phase switches (Q 3 , Q 4 ) is applied to the reference phase switches (Q 1 , Q 2 ). At this time, when a phase shift time in one cycle (T s) of the circuit operation is defined as t .phi.s, t .phi.s is represented by the following formula. Here, φ s is a phase shift angle. Without performing the switching of the gate signals of the active switches in the positive half cycle and Fuhan cycle of each phase of the AC voltage v in, since it is obtained the desired operation, the polarity discriminating sensor of each phase of the AC voltage v in It is unnecessary.
次に、図１に示す回路構成の回路動作について説明する。
三相交流電源の各相の交流電圧ｖｉｎが正の半サイクル（ｖｓ＞０）において、本実施例の三相ＡＣ−ＤＣコンバータの１次側コンバータユニットの動作は、以下に述べる１２の動作モードから成る。本実施例の三相ＡＣ−ＤＣコンバータの１次側コンバータユニットは、時間の経過に従い、アクティブスイッチをそれぞれのゲートトリガ信号によってオン／オフ制御することによって、ｔ０〜ｔ１１の区間において高周波電力変換を行う。
以下、ｔ０〜ｔ１１の各区間（ｔｎ〜ｔｎ＋１；ｎ＝０〜５）における本実施例の三相ＡＣ−ＤＣコンバータの１次側コンバータユニットの各動作モードについて説明する。
なお、参考までに、単相ＡＣ−ＤＣコンバータにおける遷移モード図とモード動作波形図を、それぞれ図１４と図１５に示す。
Next, the circuit operation of the circuit configuration shown in FIG. 1 will be described.
In three-phase AC power supply of each phase of the AC voltage v in the positive half cycle (v s> 0), the operation of the three-phase AC-DC converter of the primary side converter unit of this embodiment, 12 described below It consists of operating modes. The primary side converter unit of the three-phase AC-DC converter of the present embodiment performs high-frequency power in the period from t 0 to t 11 by performing on / off control of the active switch with each gate trigger signal as time passes. Perform conversion.
Hereinafter, each operation mode of the primary side converter unit of the three-phase AC-DC converter of the present embodiment in each section (t n to t n + 1 ; n = 0 to 5) of t 0 to t 11 will be described.
For reference, a transition mode diagram and a mode operation waveform diagram in a single-phase AC-DC converter are shown in FIGS. 14 and 15, respectively.
＜Mode １：電力定常区間ｔ０〜ｔ１＞
アクティブスイッチ（Ｑ１,Ｑ４）がオン状態であり、各相の交流電流ＩｉｎはＶｉｎ−Ｌｂ−Ｄ５−Ｓ１−Ｖｉｎの経路で流れ、昇圧用インダクタＬｂに磁気エネルギーが蓄積される。一方、高周波インバータでは、Ｓ１−Ｔ１−Ｓ４−Ｃｄ−Ｓ１の経路で電流が流れ、非平滑キャパシタＣｄから静電エネルギーが放出されてＨＦトランスへ電力供給される。
<Mode 1: power steady-state period t 0 ~t 1>
The active switches (Q 1 , Q 4 ) are in the ON state, and the alternating current I in of each phase flows through the path of V in −L b −D 5 −S 1 −V in and magnetic energy is supplied to the boosting inductor L b. Is accumulated. On the other hand, in the high-frequency inverter, current flows through a path of S 1 -T 1 -S 4 -C d -S 1 , electrostatic energy is discharged from the non-smoothing capacitor C d, and power is supplied to the HF transformer.
＜Mode ２：基準相レッグ部分共振区間ｔ１〜ｔ２（ハイサイド−＞ローサイド）＞
時刻ｔ１において、スイッチＳ１のゲート信号を取り除くと、各相の交流電流ＩｉｎはＶｉｎ−Ｌｂ−Ｄ５−Ｃｓ１の経路を流れ、ハイサイドのアクティブスイッチＱ１に並列のロスレススナバキャパシタＣｓ１の充電を開始する。ロスレススナバキャパシタＣｓ１の端子電圧、すなわちアクティブスイッチＱ１の端子間電圧ＶＱ１は、ゼロから緩やかに上昇を始める。これと同時に、ローサイドのアクティブスイッチＱ２に並列のロスレススナバキャパシタＣｓ２は放電を開始し、アクティブスイッチＱ２の端子電圧ＶＱ２は、非平滑ＤＣリンクキャパシタＣｄの端子電圧ｖｄより緩やかに下降を開始する。すなわち、ロスレススナバキャパシタＣｓ１, Ｃｓ２およびＨＦトランスの漏れインダクタンスによる部分共振動作となる。
<Mode 2: Reference phase leg partial resonance section t 1 to t 2 (high side-> low side)>
At time t 1, when removing the gate signal of the switch S 1, the alternating current I in each phase flows through the path of V in -L b -D 5 -C s1 , parallel to the active switch to Q 1 high side lossless Charging of the snubber capacitor C s1 is started. The terminal voltage of the lossless snubber capacitors C s1, i.e. the terminal voltage V Q1 of active switch Q 1 is, begin gradually rises from zero. At the same time, lossless snubber capacitors C s2 parallel to the active switch Q 2 of the low-side starts to discharge, the terminal voltage V Q2 of active switch Q 2 are slowly than the terminal voltage v d of the non-smoothed DC link capacitor C d Start descent. That is, the partial resonance operation is performed by the lossless snubber capacitors C s1 and C s2 and the leakage inductance of the HF transformer.
＜Mode ３：基準相レッグＺＶＳ区間ｔ２〜ｔ３＞
時刻ｔ２において、ハイサイドのアクティブスイッチＱ１の端子間電圧ＶＱ１がｖｄまで達すると、アクティブスイッチＱ１のＺＶＳターンオフ動作が完了する。これと同時に、ローサイドのアクティブスイッチＱ２の端子電圧ＶＱ２がゼロまで下降すると、ＨＦトランス１次側巻線電流ＩＴが逆並列ダイオードＤ２へ転流し、Ｓ４−Ｄ２−Ｔ１−Ｓ４の経路で電流が流れる。この間にスイッチＳ２にゲート駆動パルスを供給して、ローサイドのアクティブスイッチＱ２のゼロ電圧／ゼロ電流ソフトスイッチング（ＺＶＺＣＳ）ターンオンを実現する。一方、各相の入力交流電流Ｉｉｎは、非平滑ＤＣリンクキャパシタＣｄへ流れ込み、昇圧用インダクタＬｂの残存磁気エネルギーは、非平滑ＤＣリンクキャパシタＣｄへの蓄積静電エネルギーとなる。
<Mode 3: standard phase leg ZVS interval t 2 ~t 3>
In time t 2, the the high-side terminal voltage V Q1 of active switch to Q 1 reaches v d, ZVS turn-off operation of the active switch Q 1 is completed. At the same time, when the active switch Q 2 of the terminal voltage V Q2 of the low side is lowered to zero, HF transformer primary winding current I T is commutated to the anti-parallel diode D 2, S 4 -D 2 -T 1 - current flows through a path of S 4. During this time, a gate drive pulse is supplied to the switch S 2 to realize zero voltage / zero current soft switching (ZVZCS) turn-on of the low-side active switch Q 2 . On the other hand, the input AC current I in each phase flows into the non-smooth DC link capacitor C d, the residual magnetic energy of the boost inductor L b is a storage electrostatic energy to the non-smooth DC link capacitor C d.
＜Mode ４：制御相レッグ部分共振区間ｔ３〜ｔ４（ローサイド−＞ハイサイド）＞
時刻ｔ３において、スイッチＳ４へのゲート駆動信号を取り除くと、ＨＦトランス１次側巻線電流ＩＴの一部は、ローサイドのアクティブスイッチＱ４に並列のロスレススナバキャパシタＣｓ４に電流が流れ込み、アクティブスイッチＱ４の端子電圧ＶＱ４はゼロから緩やかに上昇を始める。これと同時に、残りのＨＦトランスに流れる電流ＩＴは、ハイサイドのアクティブスイッチＱ３のロスレススナバキャパシタＣｓ３を放電し、アクティブスイッチＱ３の端子電圧ＶＱ３は非平滑ＤＣリンクキャパシタＣｄの端子電圧ｖｄより緩やかに下降を始める。
<Mode 4: the control phase leg portions resonance interval t 3 ~t 4 (low -> high side)>
At time t 3, upon removal of the gate drive signal to the switch S 4, a portion of the HF transformer primary winding current I T, a current flows to the active switch Q 4 of the low-side in parallel lossless snubber capacitor C s4 The terminal voltage V Q4 of the active switch Q 4 starts to rise slowly from zero. At the same time, the current I T flows to the rest of HF transformer, to discharge the lossless snubber capacitor C s3 active switch Q 3 of the high-side terminal voltage V Q3 active switch Q 3 are the non-smooth DC link capacitor C d begin a gradual descent from the terminal voltage v d.
＜Mode ５：制御相レッグＺＶＳ区間ｔ４〜ｔ５＞
時刻ｔ４において、ローサイドのアクティブスイッチＱ４の端子電圧ＶＱ４がｖｄまで達すると、アクティブスイッチＱ４のＺＶＳターンオフ動作が完了する。これと同時に、ハイサイドのアクティブスイッチＱ３の端子電圧ＶＱ３がゼロまで下降すると、ＨＦトランスに流れる電流ＩＴは逆並列ダイオードＤ３へ転流し、Ｄ３−Ｃｄ−Ｄ２−Ｔ１−Ｄ３の経路で電流が流れる。この間にハイサイドのアクティブスイッチＱ３のゲート駆動パルスを供給し、アクティブスイッチＱ３のゼロ電圧／ゼロ電流ソフトスイッチング（ＺＶＺＣＳ）ターンオンを実現する。
<Mode 5: control phase leg ZVS interval t 4 ~t 5>
At time t 4, the terminal voltage V Q4 of the low-side active switch Q 4 reaches v d, ZVS turn-off operation of the active switch Q 4 is completed. At the same time, the terminal voltage V Q3 of active switch Q 3 of the high side is lowered to zero, the current I T flowing through the HF transformer commutated to the anti-parallel diode D 3, D 3 -C d -D 2 -T 1 current flows through a path of -D 3. During which supplies a gate drive pulse of the active switch Q 3 of the high-side, to realize a zero-voltage / zero-current soft switching (ZVZCS) turn-on of the active switch Q 3.
＜Mode ６：電力供給定常区間ｔ５〜ｔ6＞
時刻ｔ５において、逆並列ダイオードＤ３からスイッチＳ３へ転流し、ＨＦトランスに流れる電流ＩＴの極性が切り替わるとともに、各相の入力交流電流Ｉｉｎの一部からＨＦトランスへ電力を供給する状態となる。
さらに、時刻ｔ６において、逆並列ダイオードＤ２からスイッチＳ２への転流が完了すると、各相の入力交流電流Ｉｉｎとともに非平滑ＤＣリンクキャパシタＣｄも放電状態となりＨＦトランスに流れる電流ＩＴとなる。
<Mode 6: power supply steady interval t 5 ~t 6>
At time t 5, commutated from anti-parallel diode D 3 to the switch S 3, with the polarity of the current I T flowing through the HF transformer is switched to supply power from a portion of each phase of the input AC current I in the HF transformer It becomes a state.
Further, at time t 6, the commutation from the anti-parallel diode D 2 to the switch S 2 is completed, the current flows along with each phase of the input AC current I in a non-smooth DC link capacitor C d also HF transformer becomes discharged state I T.
＜Mode ７：電力供給定常区間ｔ６〜ｔ７＞
時刻ｔ６にて負荷電流が入力電流Ｉｉｎを超えると、非平滑ＤＣリンクキャパシタが放電モードとなり、第２スイッチＱ２において逆並列ダイオードＤ２からスイッチＳ２へ転流する。
<Mode 7: power supply steady interval t 6 ~t 7>
When the load current exceeds the input current I in at time t 6, the non-smooth DC link capacitor becomes discharging mode, commutation from the anti-parallel diode D 2 to the switch S 2 in the second switch Q2.
＜Mode ８：基準相レッグ部分共振区間ｔ７〜ｔ８（ローサイド−＞ハイサイド）＞
時刻ｔ７において、スイッチＳ２のゲート駆動信号を取り除くと、ＨＦトランス１次側巻線電流ＩＴはローサイドのアクティブスイッチＱ２に並列のロスレススナバキャパシタＣｓ２の充電を開始する。ロスレススナバキャパシタＣｓ２の端子電圧、すなわちアクティブスイッチＱ２の端子間電圧ＶＱ２は、ゼロから緩やかに上昇を始める。これと同時に、ハイサイドのアクティブスイッチＱ１に並列のロスレススナバキャパシタＣｓ１は放電を開始し、アクティブスイッチＱ１の端子電圧ＶＱ１は、非平滑ＤＣリンクキャパシタＣｄの端子電圧ｖｄより緩やかに下降を開始する。すなわち、ロスレススナバキャパシタＣｓ１, Ｃｓ２およびＨＦトランスの漏れインダクタンスによる部分共振動作となる。
<Mode 8: reference phase leg portions resonance interval t 7 ~t 8 (low -> high side)>
At time t 7, when removing the gate drive signal of the switch S 2, HF transformer primary winding current I T starts charging the parallel lossless snubber capacitor C s2 active switch Q 2 of the low side. The terminal voltage of the lossless snubber capacitors C s2, i.e. the terminal voltage V Q2 of active switch Q 2 is, begin gradually rises from zero. At the same time, lossless snubber capacitors C s1 parallel to the active switch to Q 1 high side starts to discharge, the terminal voltage V Q1 of active switch Q 1 is gently than the terminal voltage v d of the non-smoothed DC link capacitor C d Start descent. That is, the partial resonance operation is performed by the lossless snubber capacitors C s1 and C s2 and the leakage inductance of the HF transformer.
＜Mode ９：基準相レッグＺＶＳ区間ｔ８〜ｔ９＞
時刻ｔ８において、ローサイドのアクティブスイッチＱ２の端子間電圧ＶＱ２がｖｄまで達すると、アクティブスイッチＱ２のＺＶＳターンオフ動作が完了する。これと同時に、ハイサイドのアクティブスイッチＱ１の端子電圧ＶＱ１がゼロまで下降すると、ＨＦトランス１次側巻線電流ＩＴが逆並列ダイオードＤ１へ転流し、Ｓ３−Ｔ１−Ｄ１−Ｓ３の経路で電流が流れる。この間にスイッチＳ１にゲート駆動パルスを供給して、ハイサイドのアクティブスイッチＱ１のゼロ電圧／ゼロ電流ソフトスイッチング（ＺＶＺＣＳ）ターンオンを実現する。
<Mode 9: standard phase leg ZVS interval t 8 ~t 9>
At time t 8, when the terminal voltage V Q2 of active switch Q 2 of the low-side reaches v d, ZVS turn-off operation of the active switch Q 2 is completed. At the same time, the high-side terminal voltage V Q1 of active switch to Q 1 is lowered to zero, HF transformer primary winding current I T is commutated to the anti-parallel diode D 1, S 3 -T 1 -D 1 current flows through a path of -S 3. During this time and supplies the gate drive pulses to the switch S 1, to realize a zero-voltage / zero-current soft switching (ZVZCS) turn-on of the active switch to Q 1 high side.
＜Mode １０：制御相レッグ部分共振区間ｔ９〜ｔ１０（ハイサイド−＞ローサイド）＞
時刻ｔ９において、スイッチＳ３へのゲート駆動信号を取り除くと、ＨＦトランス１次側巻線電流ＩＴの一部は、ハイサイドのアクティブスイッチＱ３に並列のロスレススナバキャパシタＣｓ３に電流が流れ込み、アクティブスイッチＱ３の端子電圧ＶＱ３はゼロから緩やかに上昇を始める。これと同時に、残りのＨＦトランス１次側巻線電流ＩＴは、ローサイドのアクティブスイッチＱ４のロスレススナバキャパシタＣｓ４を放電し、アクティブスイッチＱ４の端子電圧ＶＱ４は非平滑ＤＣリンクキャパシタＣｄの端子電圧ｖｄより緩やかに下降を始める。
<Mode 10: control phase leg portions resonant period t 9 ~t 10 (high side ->low)>
At time t 9, when removing the gate drive signal to the switch S 3, a portion of the HF transformer primary winding current I T, the active switch Q 3 of the high-side current in parallel lossless snubber capacitor C s3 flows, the terminal voltage V Q3 active switch Q 3 are begin gradually rises from zero. At the same time, the remaining HF transformer primary winding current I T, and discharges the lossless snubber capacitor C s4 active switch Q 4 of the low side, the terminal voltage V Q4 of active switch Q 4 textured DC link capacitor C It begins to fall more slowly than the terminal voltage v d of d .
＜Mode １１：基準相レッグＺＶＳ区間ｔ１０〜ｔ１１＞
時刻ｔ１０において、ハイサイドのアクティブスイッチＱ３の端子間電圧ＶＱ３がｖｄまで達すると、アクティブスイッチＱ３のＺＶＳターンオフ動作が完了する。これと同時に、ローサイドのアクティブスイッチＱ４の端子電圧ＶＱ４がゼロまで下降すると、ＨＦトランス1次側電流ＩＴが逆並列ダイオードＤ４へ転流し、各相の入力交流電流Ｉｉｎの一部と重なりながら、Ｄ４−Ｔ１−Ｖｓ−Ｌｂ−Ｄ５−Ｃｄ−Ｄ４の経路で電流が流れる。この間にスイッチＳ４にゲート駆動パルスを供給して、ローサイドのアクティブスイッチＱ４のゼロ電圧／ゼロ電流ソフトスイッチング（ＺＶＺＣＳ）ターンオンを実現する。
<Mode 11: the reference phase leg ZVS interval t 10 ~t 11>
At time t 10, when the terminal voltage V Q3 of active switch Q 3 of the high-side reaches v d, ZVS turn-off operation of the active switch Q 3 is completed. At the same time, the terminal voltage V Q4 of active switch Q 4 of the low-side is lowered to zero, HF transformer primary current I T is commutated to the anti-parallel diode D 4, a part of each phase of the input AC current I in And a current flows through a route of D 4 −T 1 −V s −L b −D 5 −C d −D 4 . During this time and supplies the gate drive pulses to the switch S 4, to realize a zero-voltage / zero-current soft switching (ZVZCS) turn-on of the low-side active switch Q 4.
＜Mode １２：電力供給定常区間ｔ１１〜ｔ１２＞
時刻ｔ１１にて負荷電流が入力電流Ｉｉｎより下回ると、基準相レッグのハイサイドスイッチＱ１はＤ１からＳ１へ転流し、その順方向導通電流は次第に増加する。
<Mode 12: Power Supply Steady Period t 11 to t 12 >
When the load current at time t 11 falls below the input current I in, the high-side switch to Q 1 reference phase leg commutates from D 1 to S 1, the forward conduction current increases gradually.
一方、各相の入力交流電圧ｖｉｎが負の半サイクル（ｖｓ＜０）においての動作モードは、アクティブスイッチ（Ｑ１とＱ２，Ｑ３とＱ４）、ブリッジレス整流用ダイオード（Ｄ５とＤ６），ロスレススナバキャパシタ（Ｃｓ１とＣｓ２, Ｃｓ３とＣｓ４）での転流現象がそれぞれ入れ替わり、各相の入力交流電圧ｖｉｎが正の半サイクル（ｖｓ＞０）と同様の動作モード遷移となる。 On the other hand, the operation mode of the each phase of the input AC voltage v in the negative half cycle (v s <0), the active switch (Q 1 and Q 2, Q 3 and Q 4), bridgeless rectifier diode (D 5 and D 6), the commutation behavior of lossless snubber capacitor (C s1 and C s2, C s3 and C s4) is replaced each phase of the input AC voltage v in the positive half cycle (v s> 0) The same operation mode transition is performed.
スイッチターンオフ時の電圧変化率（ｄｖ／ｄｔ）が最も高くなる非平滑ＤＣリンクキャパシタＣｄの端子電圧ｖｄのピーク付近においては、ターンオフ後にロスレススナバキャパシタの電荷が完全に放電する前に、相対するスイッチがオンすることになる。ここでは、この時の電圧を残留電圧とし、その際の不完全なＺＶＳ動作をセミＺＶＳ動作とする。 In the vicinity of the peak of the terminal voltage v d of the non-smooth DC link capacitor C d where the voltage change rate (dv / dt) at the time of switch turn-off is the highest, before the charge of the lossless snubber capacitor is completely discharged after the turn-off, Will be turned on. Here, the voltage at this time is defined as a residual voltage, and the incomplete ZVS operation at that time is defined as a semi-ZVS operation.
図１の三相ＡＣ−ＤＣコンバータ回路のスイッチング周波数と出力直流電圧の関係について、図３及び図４を参照して説明する。図３，４は、実施例１の回路において、各相位相シフト角差とスイッチング周波数との関係を示したものである。各相において、高周波トランス（ＨＦトランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３）の巻き線間の漏れインダクタンスを用いて直列共振による電流反転を可能とする。本実施例の回路では、この直列共振周波数は２０kHzに設定されている。なお、平滑キャパシタＣ７は１００μＦ，負荷抵抗は２０Ωである。
図３（１），（２）に、スイッチング周波数が３０kHzで，各相位相シフト角差が１２０°と０°の場合におけるVo（出力直流電圧）及びVaco（出力交流電圧）を比較する。また、図３（３），（４）に、スイッチング周波数が２６kHzで，各相位相シフト角差が１２０°と０°の場合におけるVo（出力直流電圧）及びVaco（出力交流電圧）を比較する。さらに、図４（１）（２）に、スイッチング周波数が２２kHzで，各相位相シフト角差が１２０°と０°の場合におけるVo（出力直流電圧）及びVaco（出力交流電圧）を比較する。
The relationship between the switching frequency and the output DC voltage of the three-phase AC-DC converter circuit of FIG. 1 will be described with reference to FIGS. 3 and 4 show the relationship between the phase shift angle difference of each phase and the switching frequency in the circuit of the first embodiment. In each phase, current reversal by series resonance is enabled by using leakage inductance between windings of the high-frequency transformer (HF transformers T 1 , T 2 , T 3 ). In the circuit of this embodiment, this series resonance frequency is set to 20 kHz. The smoothing capacitor C7 is 100 μF and the load resistance is 20Ω.
FIGS. 3A and 3B compare Vo (output DC voltage) and Vaco (output AC voltage) when the switching frequency is 30 kHz and the phase shift angle difference between each phase is 120 ° and 0 °. 3 (3) and 3 (4) compare Vo (output DC voltage) and Vaco (output AC voltage) when the switching frequency is 26 kHz and the phase shift angle difference between each phase is 120 ° and 0 °. . 4 (1) and (2) compare Vo (output DC voltage) and Vaco (output AC voltage) when the switching frequency is 22 kHz and the phase shift angle difference between each phase is 120 ° and 0 °.
図３，４のグラフの結果を図５の相関図に纏める。スイッチング周波数が直列共振周波数２０kHzに近づくと、出力直流電圧が上がることがわかる。また、それと同時に波形のリプルが大きくなることがわかる。一方で、スイッチング周波数が同じ場合、各相位相シフト角差が０°よりも１２０°の方が、出力直流電圧が若干低下するが、波形のリプルが小さく、脈動が抑えられることがわかる。
図１６〜図１８は、本実施例の三相ＡＣ−ＤＣコンバータの出力並列方式の高周波周期における各相１次側波形、各相２次側波形および１次側スイッチング波形を示す。１２０°位相差による高周波電流生成とその出力合成およびゼロ電圧ソフトスイッチング動作が達成できていることがわかる。
The results of the graphs of FIGS. 3 and 4 are summarized in the correlation diagram of FIG. It can be seen that the output DC voltage increases as the switching frequency approaches the series resonance frequency of 20 kHz. At the same time, it can be seen that the ripple of the waveform increases. On the other hand, when the switching frequency is the same, when the phase shift angle difference of each phase is 120 ° rather than 0 °, the output DC voltage is slightly reduced, but the ripple of the waveform is small and pulsation is suppressed.
16 to 18 show the primary phase waveform of each phase, the secondary side waveform of each phase, and the primary side switching waveform in the high-frequency cycle of the output parallel system of the three-phase AC-DC converter of this embodiment. It can be seen that high-frequency current generation by 120 ° phase difference, output synthesis, and zero voltage soft switching operation can be achieved.
本実施例の三相ＡＣ−ＤＣコンバータの回路構成図を図６に示す。上述の実施例１の回路構成（図１）では、三相交流電源側はΔ結線で接続されており、２次側のＨＦトランスの結線は並列接続されている。本実施例の三相ＡＣ−ＤＣコンバータの回路構成では、実施例１の回路構成（図１）と異なり、三相交流電源側は、電源中性点と各相１線が共通結線とされるＹ結線で接続され、２次側のＨＦトランスの結線は直列接続されている。それ以外の構成は、実施例１の回路構成と同じであり、図６に示す三相ＡＣ−ＤＣコンバータは、三相交流電圧ｖｉｎの各相に接続される１次側コンバータユニット（Ｎｏ．１〜Ｎｏ．３）と、１次側コンバータユニットの出力側を１次側に接続するＨＦトランス（高周波トランス）と、ＨＦトランスの２次側に接続され、整流ダイオードのブリッジ式の全波整流回路を用いて交流を直流に変換する２次側コンバータと、１次側コンバータユニットを制御する制御回路（図示せず）から構成される。制御回路は、各相に接続された１次側コンバータユニットに対して、１２０°位相差を設けてスイッチングする。
１次側コンバータユニットは、昇圧用リアクトルＬｂとブリッジレス整流用の第１および第２ダイオードＤ５，Ｄ６から成る昇圧ＡＣチョッパ回路／ＰＦＣコンバータと、フルブリッジインバータ回路から構成される。
FIG. 6 shows a circuit configuration diagram of the three-phase AC-DC converter of this embodiment. In the circuit configuration of the first embodiment described above (FIG. 1), the three-phase AC power supply side is connected by Δ connection, and the connection of the secondary HF transformer is connected in parallel. In the circuit configuration of the three-phase AC-DC converter of the present embodiment, unlike the circuit configuration of the first embodiment (FIG. 1), on the three-phase AC power supply side, the power supply neutral point and each phase 1 wire are connected in common. The Y-connection is used, and the secondary HF transformer connection is connected in series. The other configuration is the same as the circuit configuration of the first embodiment, the three-phase AC-DC converter shown in FIG. 6, the primary converter unit connected to each phase of the three-phase AC voltage v in (No. 1 to No. 3), an HF transformer (high frequency transformer) for connecting the output side of the primary converter unit to the primary side, and a bridge-type full-wave rectification of a rectifier diode connected to the secondary side of the HF transformer. The circuit includes a secondary side converter that converts alternating current into direct current, and a control circuit (not shown) that controls the primary side converter unit. The control circuit switches the primary side converter unit connected to each phase with a 120 ° phase difference.
Primary converter unit includes a step-up AC chopper circuit / PFC converter consisting of the step-up reactor L b and the first and second diodes D 5, D 6 for bridgeless rectification, composed of full-bridge inverter circuit.
図７，８にスイッチング周波数と出力直流電圧のグラフ及び相関図を示す。図７（１），（２）及び図８に示すように、スイッチング周波数が直列共振周波数２０kHzに近い２２kHzの場合、実施例１と同様に、各相位相シフト角差が０°よりも１２０°の方が、出力直流電圧が若干低下するが、波形のリプルが小さく、脈動が抑えられることがわかる。
また、図７（２）のリプルの拡大した図７（３）から、出力電圧が入力電圧（６０Hz）の６倍のリプル（３６０Hz）を有することが確認できた。なお、各相位相シフト角差１２０°の場合は、出力電圧の曲線が安定状態に達する時間が、各相位相シフト角差０°の場合よりも長いことも確認されている。
7 and 8 show graphs and correlation diagrams of the switching frequency and the output DC voltage. As shown in FIGS. 7 (1), 7 (2), and 8, when the switching frequency is 22 kHz, which is close to the series resonance frequency 20 kHz, each phase phase shift angle difference is 120 ° from 0 ° as in the first embodiment. It can be seen that although the output DC voltage is slightly lower, the ripple of the waveform is smaller and the pulsation is suppressed.
Further, from FIG. 7 (3) in which the ripple of FIG. 7 (2) is enlarged, it was confirmed that the output voltage has a ripple (360Hz) that is six times the input voltage (60Hz). It has been confirmed that when the phase shift angle difference is 120 °, the time for the output voltage curve to reach a stable state is longer than when the phase shift angle difference is 0 °.
本実施例の三相ＡＣ−ＤＣコンバータの回路構成図を図９に示す。上述の実施例１の回路構成（図１）では、三相交流電源側はΔ結線で接続されており、２次側のＨＦトランスの結線は並列接続されているが、本実施例の三相ＡＣ−ＤＣコンバータの回路構成では、図９に示すように、三相交流電源側はΔ結線で接続され、２次側のＨＦトランスの結線は直列接続されている。それ以外の構成は、実施例１の回路構成と同じである。
高周波トランスの２次側を直列結線にすることにより、各相あたりの入力直列接続が実現でき、大型電動機駆動など産業用高電圧ドライブシステムに適用できる。
図１９〜図２１は、本実施例の三相ＡＣ−ＤＣコンバータの出力直列方式の高周波周期における各相１次側波形、各相２次側波形および１次側スイッチング波形を示す。１２０°位相差による高周波電流生成とその出力合成およびゼロ電圧ソフトスイッチング動作が達成できていることがわかる。
FIG. 9 shows a circuit configuration diagram of the three-phase AC-DC converter of the present embodiment. In the circuit configuration of the first embodiment (FIG. 1), the three-phase AC power supply side is connected by Δ connection, and the connection of the secondary HF transformer is connected in parallel. In the circuit configuration of the AC-DC converter, as shown in FIG. 9, the three-phase AC power supply side is connected by Δ connection, and the connection of the secondary HF transformer is connected in series. Other configurations are the same as the circuit configuration of the first embodiment.
By connecting the secondary side of the high-frequency transformer in series, input series connection for each phase can be realized, and it can be applied to an industrial high-voltage drive system such as a large motor drive.
FIG. 19 to FIG. 21 show the primary phase waveform of each phase, the secondary side waveform of each phase, and the primary side switching waveform in the high-frequency period of the output series system of the three-phase AC-DC converter of this embodiment. It can be seen that high-frequency current generation by 120 ° phase difference, output synthesis, and zero voltage soft switching operation can be achieved.
本実施例の三相ＡＣ−ＤＣコンバータの回路構成図を図１０に示す。上述の実施例２の回路構成（図６）では、三相交流電源側は、電源中性点と各相１線が共通結線とされるＹ結線で接続され、２次側のＨＦトランスの結線は直列接続されているが、本実施例の三相ＡＣ−ＤＣコンバータの回路構成では、図１０に示すように、三相交流電源側は、電源中性点と各相１線が共通結線とされるＹ結線で接続され、２次側のＨＦトランスの結線は並列接続されている。それ以外の構成は、実施例２の回路構成と同じである。
高周波トランスの２次側を並列結線にすることにより、交流電源周波数の２倍周波数の電力脈動を軽減でき、これにより、出力平滑フィルタ容量を低減可能にできる。なお、従来の三相整流コンバータ同様に、６倍周波数生成分は現われるが、その電力脈動が小さく、出力フィルタで容易に除去することができる。
実施例１〜４の如く、本発明の三相ＡＣ−ＤＣコンバータにおける高周波トランスの２次側は、用途に応じて並列結線（低インピーダンス負荷の場合）または直列結線（高インピーダンス負荷の場合）を用途に応じて選択できる。
FIG. 10 shows a circuit configuration diagram of the three-phase AC-DC converter of this embodiment. In the circuit configuration of the above-described second embodiment (FIG. 6), the three-phase AC power supply side is connected by a Y connection in which the power supply neutral point and each phase 1 wire are connected in common, and the secondary HF transformer is connected. Are connected in series. However, in the circuit configuration of the three-phase AC-DC converter of this embodiment, as shown in FIG. The Y-connections are connected, and the secondary HF transformer connections are connected in parallel. The other configuration is the same as the circuit configuration of the second embodiment.
By making the secondary side of the high-frequency transformer in parallel connection, power pulsation at twice the frequency of the AC power supply frequency can be reduced, and thereby the output smoothing filter capacity can be reduced. As with the conventional three-phase rectifier converter, although the 6-fold frequency generation appears, the power pulsation is small and can be easily removed by the output filter.
As in Examples 1 to 4, the secondary side of the high-frequency transformer in the three-phase AC-DC converter of the present invention can be connected in parallel (in the case of a low impedance load) or series connection (in the case of a high impedance load) depending on the application. It can be selected according to the application.
本実施例の三相ＡＣ−ＤＣコンバータの回路構成図を図１１に示す。本実施例の三相ＡＣ−ＤＣコンバータは、比較的大容量電源に対して有効となる回路構成である。本実施例の回路構成では、三相交流電源側はΔ結線で接続されており、２次側のＨＦトランスの結線は並列接続されているが、実施例１の回路構成（図１）と異なり、図１１に示すように、各相に昇圧ＡＣチョッパ回路及びフルブリッジインバータ回路から成る低周波交流から高周波交流に変換する１次側コンバータユニットが３ユニット直列接続されている。１次側コンバータユニットNo.1〜No.9の構成とその他の構成は実施例１の回路構成と同じである。
同一相に直列接続されたそれぞれの１次側コンバータユニット（No.1〜No.3，No4〜No.6，No.7〜No.9）内部では、位相シフトコントローラ（図示せず）により、それぞれのフルブリッジインバータ回路の４つのアクティブスイッチ（Ｑ１〜Ｑ４）を、出力指令に応じて位相差を設けてスイッチングする位相シフトパルス幅変調を適用する。さらに、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ接続されたフルブリッジインバータ回路（No.1とNo.4とNo.7，No.2とNo.5とNo.8，No.3とNo.6とNo.9）のそれぞれの４つのアクティブスイッチ（Ｑ１〜Ｑ４）は１２０°位相差を設けてスイッチングするように位相シフトコントローラにより制御される。
本実施例の三相ＡＣ−ＤＣコンバータでは、１次側コンバータユニットは、各相の最小ユニットに対して位相シフトパルス幅変調を適用し、各相における直列接続された最小ユニット同士が３６０°／Ｎの位相差を設けられ（ここで、Ｎは同一相に直列接続されたユニット数であり、本実施例ではＮ＝３になる）、相間は１２０°の位相差を設けられる。
FIG. 11 shows a circuit configuration diagram of the three-phase AC-DC converter of the present embodiment. The three-phase AC-DC converter of this embodiment has a circuit configuration that is effective for a relatively large capacity power supply. In the circuit configuration of the present embodiment, the three-phase AC power supply side is connected by a Δ connection, and the secondary HF transformer connection is connected in parallel, but is different from the circuit configuration of the first embodiment (FIG. 1). As shown in FIG. 11, three units of a primary side converter unit for converting from a low-frequency alternating current to a high-frequency alternating current comprising a step-up AC chopper circuit and a full bridge inverter circuit are connected in series to each phase. The configurations of the primary side converter units No. 1 to No. 9 and the other configurations are the same as the circuit configuration of the first embodiment.
Inside each primary converter unit (No.1 to No.3, No4 to No.6, No.7 to No.9) connected in series in the same phase, a phase shift controller (not shown) Phase shift pulse width modulation is applied in which the four active switches (Q 1 to Q 4 ) of each full bridge inverter circuit are switched by providing a phase difference according to the output command. In addition, full-bridge inverter circuits (No.1, No.4 and No.7, No.2, No.5, No.8, No.3 and No.) connected to U phase, V phase and W phase respectively. The four active switches (Q 1 to Q 4 ) of No. 6 and No. 9) are controlled by the phase shift controller so as to switch with a 120 ° phase difference.
In the three-phase AC-DC converter of this embodiment, the primary-side converter unit applies phase shift pulse width modulation to the minimum unit of each phase, and the minimum units connected in series in each phase are 360 ° / A phase difference of N is provided (where N is the number of units connected in series in the same phase, and N = 3 in this embodiment), and a phase difference of 120 ° is provided between the phases.
図１２と図１３は、上述の実施例１〜４における三相ＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、それぞれ２次側ＨＦトランスの結線が直列接続と並列接続の場合の２次側コンバータにおける三相交流電源側の力率改善（ＰＦＣ)動作を示すシミュレーション波形を示している。図１２と図１３から、２次側ＨＦトランスの結線が直列接続と並列接続の双方とも、各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の力率１運転を実現しており、ＰＦＣ動作が可能であることが確認できる。 FIGS. 12 and 13 show the three-phase AC power source side in the secondary-side converter when the connection of the secondary-side HF transformer is a series connection and a parallel connection in the three-phase AC-DC converter in the first to fourth embodiments. The simulation waveform which shows power factor improvement (PFC) operation | movement of No. 1 is shown. From FIG. 12 and FIG. 13, the connection of the secondary side HF transformer realizes the power factor 1 operation of each phase (U phase, V phase, W phase) in both series connection and parallel connection, and the PFC operation is It can be confirmed that it is possible.
本発明の三相ＡＣ−ＤＣコンバータは、直流給電が有効に利用できる分野、例えばスマートグリッドなどの電力分野、発電プラントや製造所など産業分野ならびに船舶・鉄道などの輸送分野におけるＡＣ−ＤＣコンバータとして有用である。また、電池を動力源とする自動車や船舶（フェリー旅客船）などへの非接触給電にも適用可能である。 The three-phase AC-DC converter of the present invention is used as an AC-DC converter in fields where DC power can be used effectively, such as power fields such as smart grids, industrial fields such as power plants and factories, and transportation fields such as ships and railroads. Useful. Further, the present invention can also be applied to non-contact power supply to automobiles or ships (ferry passenger ships) using batteries as a power source.
ｖｉｎ 三相交流電圧
ｖｏｕｔ 出力直流電圧
Ｑ１〜Ｑ４ アクティブスイッチ
Ｓ１〜Ｓ４ トランジスタスイッチ
Ｄ１〜Ｄ４ 逆並列ダイオード
Ｄ５，Ｄ６ 逆流阻止／整流ダイオード
Ｃｄ 非平滑ＤＣリンクキャパシタ
Ｌｂ 昇圧用リアクトル
ＣＳ１〜ＣＳ４ ＺＶＳ用ロスレススナバキャパシタ
v in the three-phase AC voltage v out output DC voltage Q 1 to Q 4 active switch S 1 to S 4 transistor switches D 1 to D 4 anti-parallel diode D 5, D 6 reverse blocking / rectifying diode C d textured DC link capacitor L b boost reactor C S1 -C S4 ZVS for lossless snubber capacitor
Claims (17)
前記フルブリッジインバータ回路の出力側を１次側に接続する高周波トランスと、
前記高周波トランスの２次側に接続され、全波整流回路を有し交流を直流に変換する２次側コンバータと、
前記フルブリッジインバータ回路を構成する半導体スイッチを制御する制御回路、
を備え、
各相に接続された前記フルブリッジインバータ回路は、１２０°位相差を設けてスイッチングされることを特徴とする三相ＡＣ−ＤＣコンバータ。 A primary side converter composed of a step-up AC chopper circuit (power factor correction converter) and a full bridge inverter circuit connected to each phase of a three-phase AC power source;
A high-frequency transformer connecting the output side of the full-bridge inverter circuit to the primary side;
A secondary-side converter connected to the secondary side of the high-frequency transformer and having a full-wave rectifier circuit for converting alternating current into direct current;
A control circuit for controlling a semiconductor switch constituting the full-bridge inverter circuit;
With
The three-phase AC-DC converter, wherein the full bridge inverter circuit connected to each phase is switched with a phase difference of 120 °.
ハイサイドの第１スイッチとローサイドの第２スイッチが直列接続され、第１および第２スイッチに各々逆並列ダイオードが接続された第１インバータレッグと、
ハイサイドの第３スイッチとローサイドの第４スイッチが直列接続され、第３および第４スイッチに各々逆並列ダイオードが接続された第２インバータレッグと、
インバータレッグに並列に設けられた非平滑ＤＣリンクキャパシタと、
各相の交流電源の一端に直列接続された昇圧用リアクトルと、
インバータレッグと入力用交流電源の間に接続されるブリッジレス整流用の第１および第２ダイオードと、
を備え、
第１インバータレッグと第２インバータレッグとがフルブリッジ構成を成す請求項１〜７の何れかの三相ＡＣ−ＤＣコンバータ。 The primary side converter
A first inverter leg in which a first switch on a high side and a second switch on a low side are connected in series, and an anti-parallel diode is connected to each of the first and second switches;
A second inverter leg in which a third switch on the high side and a fourth switch on the low side are connected in series, and an antiparallel diode is connected to each of the third and fourth switches;
A non-smooth DC link capacitor provided in parallel with the inverter leg;
A boosting reactor connected in series to one end of the AC power supply of each phase;
First and second diodes for bridgeless rectification connected between the inverter leg and the input AC power source;
With
The three-phase AC-DC converter according to claim 1, wherein the first inverter leg and the second inverter leg form a full bridge configuration.
各相の交流電源の一端に直列接続された前記昇圧用リアクトルの端から分岐して、一方はブリッジレス整流用の第１ダイオードを介して第１インバータレッグの第１スイッチ側と接続され、他方はブリッジレス整流用の第２ダイオードを介して第１インバータレッグの第２スイッチ側と接続される請求項８〜１１の何れかの三相ＡＣ−ＤＣコンバータ。 AC power for each phase is connected to the high side of the inverter leg,
Branched from the end of the step-up reactor connected in series to one end of the AC power supply of each phase, one is connected to the first switch side of the first inverter leg via the first diode for bridgeless rectification, and the other The three-phase AC-DC converter according to any one of claims 8 to 11, which is connected to the second switch side of the first inverter leg via a second diode for bridgeless rectification.
各相の交流電源の一端に直列接続された前記昇圧用リアクトルの端は第１インバータレッグの中点に接続される請求項８〜１１の何れかの三相ＡＣ−ＤＣコンバータ。 AC power for each phase is connected to the low side of the inverter leg,
The three-phase AC-DC converter according to any one of claims 8 to 11, wherein an end of the step-up reactor connected in series to one end of an AC power supply of each phase is connected to a midpoint of a first inverter leg.
各相に接続された前記フルブリッジインバータ回路の半導体スイッチが１２０°位相差を設けてスイッチングされ、
第１スイッチに対する第４スイッチの導通開始区間、或は、第２スイッチに対する第３スイッチの導通開始区間を、各相ブリッジ回路の基準相レッグに応じて制御相レッグを遅らせる位相シフトパルス幅変調制御を行うことを特徴とする三相ＡＣ−ＤＣコンバータ制御方法。 A method for controlling a three-phase AC-DC converter according to any one of claims 8 to 15, comprising:
The semiconductor switch of the full bridge inverter circuit connected to each phase is switched with a phase difference of 120 °,
Phase shift pulse width modulation control for delaying the control phase leg in accordance with the reference phase leg of each phase bridge circuit in the conduction start period of the fourth switch with respect to the first switch or the conduction start period of the third switch with respect to the second switch A three-phase AC-DC converter control method comprising:
同一相に接続される各コンバータユニットは２π／Ｎの位相差を設けてスイッチングされる請求項１６の三相ＡＣ−ＤＣコンバータ制御方法。 In the primary side converter, N (N ≧ 2) units are connected in series with a converter unit for converting from a low-frequency AC to a high-frequency AC composed of a step-up AC chopper circuit and a full bridge inverter circuit, and connected to each phase.
The three-phase AC-DC converter control method according to claim 16, wherein the converter units connected to the same phase are switched with a phase difference of 2π / N.
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