JP2017199628A - Single state commercial frequency-high frequency converter for induction heating and control method for the same - Google Patents

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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a single stage commercial frequency-high frequency converter for induction heating which can directly convert power from a single-phase commercial frequency AC power supply as an input to a high frequency output with a single stage circuit configuration and is suitable for high output applications.SOLUTION: A step-up PFC converter is configured by a boost full-bridge (BFB) structure comprising LC filters L, C, a boosting reactor L, bridgeless rectification diodes D, D, reference phase switches Q, Q, control phase switches Q, Qand a non-smooth DC link capacitor Cbased on a commercial frequency AC power source Vas an input. A resonance capacitor Cserves as both of a load factor improving function and a series resonance function for an IH load represented by an equivalent series resistance Rand an equivalent series inductor L. Furthermore, in a BFB high frequency resonance type inverter, a partial resonance ZVS operation is performed by using lossless snubber capacitors Cto Cconnected in parallel to respective active switches.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明は、高周波誘導加熱（ＩＨ）による金属熱処理加工（金属表面加工）などへ応用することを目的として、単相あるいは三相の商用周波交流を昇圧し、力率改善を行うと同時に、ＩＨ負荷へ共振状の高周波交流をダイレクトに供給することができる１段式の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータに関するものである。   The present invention is intended to be applied to metal heat treatment (metal surface processing) by high-frequency induction heating (IH), etc., to boost a single-phase or three-phase commercial frequency alternating current to improve the power factor and at the same time The present invention relates to a one-stage commercial frequency-to-high frequency converter for induction heating capable of directly supplying a resonant high frequency alternating current to a load.

高い熱変換効率や部分加熱が可能である上に環境にクリーンな電気エネルギー利用などの特徴を持つＩＨ応用電源機器システムでは、商用周波交流（ＵＦＡＣ）電源から高周波交流（ＨＦＡＣ）のＩＨ負荷へと高効率に電力変換を行うプロセスが不可欠である。
既に実用化されている従来のＩＨ用電源機器として、フルブリッジ（ＦＢ）のダイオード整流回路と力率改善回路（ＰＦＣコンバータ；Power Factor Correction Converter）から、高周波インバータを介してＩＨ負荷へ高周波交流（ＨＦＡＣ）を供給する３段式の回路が知られている（図１９を参照）。
また、上記の３段式の回路をベースに、ＰＦＣ回路とハーフブリッジ高周波インバータを一体化させて２段式としたブーストハーフブリッジ（ＢＨＢ）のＡＣ−ＡＣコンバータが知られている（図２０を参照）。
また、ＦＢダイオード整流回路を用いず、商用周波交流（ＵＦＡＣ）から高周波交流（ＨＦＡＣ）へダイレクトに電力変換できる１段式ＡＣ−ＡＣコンバータが知られている（図２１を参照）。 In IH applied power supply equipment systems that have high heat conversion efficiency and partial heating, as well as the use of clean electrical energy for the environment, from commercial frequency alternating current (UFAC) power supply to high frequency alternating current (HFAC) IH load A process that performs power conversion with high efficiency is indispensable.
As a conventional IH power supply device that has already been put into practical use, a full-bridge (FB) diode rectifier circuit and a power factor correction circuit (PFC converter; Power Factor Correction Converter) are connected to an IH load via a high-frequency inverter. A three-stage circuit for supplying (HFAC) is known (see FIG. 19).
Further, a boost half bridge (BHB) AC-AC converter in which a PFC circuit and a half bridge high frequency inverter are integrated into a two stage type based on the above three stage type circuit is known (see FIG. 20). reference).
A single-stage AC-AC converter that can directly convert power from commercial frequency alternating current (UFAC) to high frequency alternating current (HFAC) without using an FB diode rectifier circuit is known (see FIG. 21).

従来のＩＨ用電源装置において、図１９に示す３段式の回路の場合、入力用商用周波交流電源からフルブリッジ整流回路を通して直流段（ＤＣリンク）を形成し、商用電源電流の力率改善と電源電圧の昇圧機能を兼ねた直流−直流変換器（ＤＣ−ＤＣコンバータ）を用いて、高周波インバータを介してＩＨ負荷へ高周波交流を供給する。しかしながら、図１９に示す３段式の回路の場合、ダイオード等の整流素子でブリッジを構成した整流回路を備えるため、発熱量が多くなり、また多段変換ゆえにパワートランジスタ、インダクタやキャパシタなど回路部品点数の増加による電力変換効率の低下、回路部品コストの増加という問題がある。さらに、平滑直流リンクを得るため、大容量アルミコンデンサを要することから、装置の小型化と同時に長寿化を阻害するという問題がある。   In the conventional IH power supply apparatus, in the case of the three-stage circuit shown in FIG. 19, a DC stage (DC link) is formed through a full-bridge rectifier circuit from the input commercial frequency AC power supply to improve the power factor of the commercial power supply current. A high-frequency alternating current is supplied to the IH load through a high-frequency inverter using a direct-current to direct-current converter (DC-DC converter) that also functions as a power supply voltage booster. However, since the three-stage circuit shown in FIG. 19 includes a rectifier circuit in which a bridge is formed by a rectifier element such as a diode, the amount of generated heat is increased, and the number of circuit components such as a power transistor, an inductor, and a capacitor is increased due to multi-stage conversion. There is a problem that the power conversion efficiency decreases due to the increase in the number of circuit components and the cost of circuit components increases. Furthermore, since a large-capacity aluminum capacitor is required to obtain a smooth DC link, there is a problem that the apparatus is downsized and the longevity is hindered.

また、図２０に示すブーストハーフブリッジ（ＢＨＢ）のＡＣ−ＡＣコンバータの場合、ＵＦＡＣ電源を全波整流するため、フルブリッジ整流回路が不可欠であり、それによる電力変換効率の低下と冷却部を含めた装置の小型化の問題がある。
一方、図２１に示す１段式ＡＣ−ＡＣコンバータ場合、非平滑ＤＣリンクを介して、商用周波交流（ＵＦＡＣ）から高周波交流（ＨＦＡＣ）へダイレクトに電力変換することから、フルブリッジ整流回路を除去できると同時に、力率改善（ＰＦＣ）も実現できるという利点がある。また、非平滑ＤＣリンク方式であるため大容量コンデンサを要せず（ケミコンレス化）、小容量フィルムキャパシタを適用できるため、装置の保守メンテナンス性の向上が期待できる。しかしながら、回路構造上、電源電圧に対する昇圧機能を持ち得ず、その結果、より高出力を要するＩＨ負荷への応用が困難であるといった問題がある。 In the case of the boost-half-bridge (BHB) AC-AC converter shown in FIG. 20, a full-bridge rectifier circuit is indispensable for full-wave rectification of the UFAC power supply, thereby including a reduction in power conversion efficiency and a cooling unit. There is a problem of downsizing of the equipment.
On the other hand, the single-stage AC-AC converter shown in FIG. 21 directly converts power from commercial frequency alternating current (UFAC) to high frequency alternating current (HFAC) via a non-smooth DC link, thus eliminating the full bridge rectifier circuit. At the same time, there is an advantage that power factor improvement (PFC) can be realized. Moreover, since it is a non-smooth DC link system, a large-capacity capacitor is not required (less chemicon), and a small-capacity film capacitor can be applied. However, the circuit structure cannot have a boost function for the power supply voltage, and as a result, there is a problem that it is difficult to apply to an IH load that requires higher output.

また、誘導加熱調理器のワークコイルに高周波電流を供給する電力供給回路において、ワークコイルの一端を入力用商用周波交流電源と接続し、それぞれワークコイルの他端と入力用商用周波交流電源を接続する第１及び第２の電路を設け、第１及び第２の電路にそれぞれスイッチング素子と、キャパシタとを介設し、それぞれ第１及び第２の電路のスイッチング素子を迂回して、ワークコイルの他端側とキャパシタ側を接続する整流素子を介設した迂回電路を設けると共に、入力用商用周波交流電源の極性に応じて、一方のスイッチング素子を駆動する駆動回路を設けたＩＨ調理器用の電力供給回路が知られている（特許文献１を参照）。特許文献１に開示された電力供給回路は、ダイオード等の整流素子でブリッジを構成した整流回路を備えていないため、発熱量が低減され、また整流回路がない分、部品点数が低減されるという利点がある。
しかしながら、電源電圧に対する昇圧機能を持ち得ず、その結果、より強い火力を要するＩＨ調理器など比較的電流容量の大きいＩＨ負荷への応用が困難であるといった問題がある。 Also, in the power supply circuit that supplies high-frequency current to the work coil of the induction heating cooker, one end of the work coil is connected to the input commercial frequency AC power supply, and the other end of the work coil is connected to the input commercial frequency AC power supply. The first and second electric circuits are provided, the switching elements and the capacitors are interposed in the first and second electric circuits, respectively, and the switching elements of the first and second electric circuits are bypassed, respectively. Electric power for an IH cooker provided with a bypass circuit having a rectifying element connecting the other end side and the capacitor side and provided with a drive circuit for driving one of the switching elements according to the polarity of the input commercial frequency AC power supply A supply circuit is known (see Patent Document 1). Since the power supply circuit disclosed in Patent Document 1 does not include a rectifier circuit in which a bridge is formed by a rectifier such as a diode, the amount of heat generation is reduced, and the number of components is reduced because there is no rectifier circuit. There are advantages.
However, it cannot have a boost function for the power supply voltage, and as a result, there is a problem that it is difficult to apply to an IH load having a relatively large current capacity such as an IH cooker that requires stronger heating power.

このような技術背景の下で、本発明者の一人である三島智和は、フルブリッジ整流回路を持たない上で昇圧機能を有するブーストハーフブリッジ（ＢＨＢ）インバータ構造を備えた回路で、商用周波交流（ＵＦＡＣ）から高周波交流（ＨＦＡＣ）へダイレクトに電力変換できる１段式ＡＣ−ＡＣコンバータを既に提案している（特許文献２を参照）。提案したＡＣ−ＡＣコンバータは、入力となる単相商用周波交流電源から高周波出力まで１段の回路構成にて直接電力変換可能で、かつ、フルブリッジ整流回路と力率改善昇圧コンバータが不要である。   Under such a technical background, one of the present inventors, Tomokazu Mishima, is a circuit having a boost half bridge (BHB) inverter structure having a boost function in addition to having a full bridge rectifier circuit. A one-stage AC-AC converter that can directly convert power from (UFAC) to high frequency alternating current (HFAC) has already been proposed (see Patent Document 2). The proposed AC-AC converter can directly convert power from a single-phase commercial frequency AC power source to a high-frequency output as a single-stage circuit configuration, and does not require a full-bridge rectifier circuit and a power factor improving boost converter. .

提案したＡＣ−ＡＣコンバータは、図２２に示すように、ローサイドの第１スイッチとハイサイドの第２スイッチが直列接続され、第１スイッチと第２スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードが接続されたインバータレッグと、ローサイドの第１非平滑ＤＣリンクキャパシタとハイサイドの第２非平滑ＤＣリンクキャパシタが直列接続され、インバータレッグに並列に設けられたキャパシタユニットを備える。また、第１スイッチと第２スイッチの接続中点から分岐して接続されたワークコイルと、第１非平滑ＤＣリンクキャパシタと第２非平滑ＤＣリンクキャパシタの接続中点から分岐して接続された共振キャパシタが直列接続されている。また、第１スイッチと第２スイッチの接続中点から分岐して接続されたリアクトルが入力用商用周波交流電源の一端に直列接続され、入力用商用周波交流電源の他端から分岐して、インバータレッグの第１スイッチ側と接続されるブリッジレス整流用の第１ダイオードと、インバータレッグの第２スイッチ側と接続されるブリッジレス整流用の第２ダイオードが設けられている。   In the proposed AC-AC converter, as shown in FIG. 22, a low-side first switch and a high-side second switch are connected in series, and anti-parallel diodes are connected in parallel to the first switch and the second switch, respectively. An inverter leg, a low-side first non-smooth DC link capacitor and a high-side second non-smooth DC link capacitor are connected in series, and include a capacitor unit provided in parallel with the inverter leg. Further, the work coil branched and connected from the connection middle point of the first switch and the second switch, and the branch and connection from the connection middle point of the first non-smooth DC link capacitor and the second non-smooth DC link capacitor were connected. A resonant capacitor is connected in series. Further, a reactor branched and connected from the connection middle point of the first switch and the second switch is connected in series to one end of the input commercial frequency AC power supply, and branched from the other end of the input commercial frequency AC power supply, A first diode for bridgeless rectification connected to the first switch side of the leg and a second diode for bridgeless rectification connected to the second switch side of the inverter leg are provided.

提案したＡＣ−ＡＣコンバータによれば、第１スイッチおよび第２スイッチのオン／オフ切り替え時（転流時）に、共振電流が第１非平滑ＤＣリンクキャパシタと第２非平滑ＤＣリンクキャパシタおよび共振キャパシタを通過しないため、各キャパシタの移動電荷量が低減でき、その結果、第１スイッチおよび第２スイッチの高周波駆動時に対して、第１キャパシタと第２キャパシタおよび共振キャパシタの電流定格が抑えられるため、より高効率化の効果が得られる。また、単相商用周波数電源に基づいて、ブリッジレス整流用ダイオードとリアクトルに加えて自励式パワー半導体スイッチ（例えば、ＩＧＢＴ，パワーＭＯＳＦＥＴなど）を使用したハーフブリッジ回路を高速にオン／オフ動作（スイッチング動作）させて、ＩＨ負荷（インピーダンスマッチングトランスおよびワークコイルを含めたもの）に高周波の電流を供給する。
提案したＡＣ−ＡＣコンバータによれば、入力となる単相商用周波交流電源から高周波出力まで１段の回路にて直接電力変換可能で、フルブリッジ整流回路と力率改善昇圧コンバータが不要で、大容量コンデンサが不要なため、高効率かつ装置の小型軽量化、低コスト化を図ることができる。また、パワー半導体スイッチのゼロ電圧ソフトスイッチングが実現可能であり、これにより高出力から低出力まで低スイッチング損失と低電磁ノイズを実現できる。 According to the proposed AC-AC converter, when the first switch and the second switch are switched on / off (commutation), the resonance current is changed between the first non-smooth DC link capacitor, the second non-smooth DC link capacitor, and the resonance. Since it does not pass through the capacitor, the amount of mobile charge of each capacitor can be reduced. As a result, the current ratings of the first capacitor, the second capacitor, and the resonant capacitor are suppressed when the first switch and the second switch are driven at a high frequency. Thus, the effect of higher efficiency can be obtained. Based on a single-phase commercial frequency power supply, a half-bridge circuit that uses self-excited power semiconductor switches (for example, IGBT, power MOSFET, etc.) in addition to a bridgeless rectifier diode and a reactor can be turned on / off at high speed (switching). The high frequency current is supplied to the IH load (including the impedance matching transformer and the work coil).
According to the proposed AC-AC converter, power can be directly converted from a single-phase commercial frequency AC power source to high-frequency output in a single stage, eliminating the need for a full-bridge rectifier circuit and a power factor boost converter. Since a capacitor is not required, it is possible to achieve high efficiency and reduce the size and weight of the device and reduce the cost. In addition, zero voltage soft switching of the power semiconductor switch can be realized, thereby realizing low switching loss and low electromagnetic noise from high output to low output.

しかしながら、提案したＡＣ−ＡＣコンバータでは、構造上スイッチの電圧ストレスが大きく、さらなる高出力化が困難であるという問題がある。また、入力用商用周波交流電源の電圧極性に応じて非対称パルス幅変調制御（非対称ＰＷＭ制御）のパルスパターンが入れ替わるように制御を行う必要があるため、入力用商用周波交流電源の電圧極性を検出するセンサを要するため、制御回路が複雑化するという問題がある。
そのため、より高出力用途に適し、かつ、非対称ＰＷＭ制御を行うための電源電圧の極性検出センサを不要とするＡＣ−ＡＣコンバータが求められる。 However, the proposed AC-AC converter has a problem that the voltage stress of the switch is large due to the structure, and it is difficult to further increase the output. In addition, since it is necessary to control the pulse pattern of asymmetric pulse width modulation control (asymmetric PWM control) according to the voltage polarity of the input commercial frequency AC power supply, the voltage polarity of the input commercial frequency AC power supply is detected. Therefore, there is a problem that the control circuit becomes complicated.
Therefore, there is a need for an AC-AC converter that is suitable for higher output applications and does not require a power supply voltage polarity detection sensor for performing asymmetric PWM control.

特開２０００−２５３９８９号公報Japanese Patent Application Laid-Open No. 2000-253989 特開２０１５−２２８３１６号公報JP2015-228316A

上記状況に鑑みて、本発明は、入力となる単相商用周波交流電源から高周波出力まで１段の回路構成にて直接電力変換可能で、フルブリッジ整流回路、力率改善昇圧コンバータ、電源電圧の極性判別用センサを不要とした上で、ＰＦＣ昇圧コンバータと高周波インバータの機能を兼ね備えるブーストフルブリッジ（ＢＦＢ）構造を有し、かつ、電源電圧を検出することなく（センサレス）、高周波スイッチングを実現する位相シフトＰＷＭ制御を適用することにより、高出力用途に適した誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータを提供することを目的とする。   In view of the above situation, the present invention can directly convert power from a single-phase commercial frequency AC power source serving as an input to a high-frequency output with a single-stage circuit configuration, a full-bridge rectifier circuit, a power factor improving boost converter, a power supply voltage It has a boost full bridge (BFB) structure that combines the functions of a PFC boost converter and a high-frequency inverter, eliminating the need for a polarity discrimination sensor, and realizes high-frequency switching without detecting the power supply voltage (sensorless) An object of the present invention is to provide a single stage commercial frequency-high frequency converter for induction heating suitable for high-power applications by applying phase shift PWM control.

上記目的を達成すべく、本発明者らは、フルブリッジ整流回路、力率改善昇圧コンバータ、電源電圧の極性検出センサを持たない上で、昇圧機能を有するブーストフルブリッジ（ＢＦＢ）インバータ構造を備え、位相シフトＰＷＭ制御を行って、制御商用周波交流（ＵＦＡＣ）から高周波交流（ＨＦＡＣ）へダイレクトに電力変換できる誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータを完成した。   In order to achieve the above object, the present inventors have a full-bridge rectifier circuit, a power factor improving step-up converter, and a boost full-bridge (BFB) inverter structure having a step-up function without having a power supply voltage polarity detection sensor. Then, phase shift PWM control was performed to complete an induction heating single stage commercial frequency-high frequency converter capable of directly converting power from controlled commercial frequency alternating current (UFAC) to high frequency alternating current (HFAC).

本発明の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータは、下記１）〜８）を備える。
１）ハイサイドの第１スイッチとローサイドの第２スイッチが直列接続され、第１および第２スイッチに各々並列に逆並列ダイオードが接続された第１インバータレッグ
２）ハイサイドの第３スイッチとローサイドの第４スイッチが直列接続され、第３および第４スイッチに各々並列に逆並列ダイオードが接続された第２インバータレッグ
３）インバータレッグに並列に設けられた非平滑ＤＣリンクキャパシタ
４）第１インバータレッグの中点に接続されたワークコイル
５）第２インバータレッグの中点に接続された共振キャパシタ
６）入力用商用周波交流電源
７）入力用商用周波交流電源の一端に直列接続された昇圧用リアクトル
８）インバータレッグと入力用商用周波交流電源の間に接続されるブリッジレス整流用の第１および第２ダイオード The single stage commercial frequency-high frequency converter for induction heating according to the present invention includes the following 1) to 8).
1) A first inverter leg in which a high-side first switch and a low-side second switch are connected in series, and anti-parallel diodes are connected in parallel to the first and second switches, respectively. 2) High-side third switch and low-side A second inverter leg in which anti-parallel diodes are connected in parallel to the third and fourth switches, respectively. 3) a non-smooth DC link capacitor provided in parallel to the inverter leg. 4) a first inverter. Work coil connected to the midpoint of the leg 5) Resonant capacitor connected to the midpoint of the second inverter leg 6) Input commercial frequency AC power supply 7) Booster connected in series to one end of the input commercial frequency AC power supply Reactor 8) First and second dies for bridgeless rectification connected between inverter leg and input commercial frequency AC power source Over de

そして、上記のワークコイルと共振キャパシタが直列接続され、第１インバータレッグと第２インバータレッグとがフルブリッジ構成を成す。
本発明者らは、フルブリッジ整流回路とＰＦＣ昇圧コンバータと高周波インバータの３機能を１つに集約したブーストフルブリッジ（ＢＦＢ）回路を発案した。発案した回路によれば、部品点数の削減と同時に電源電圧の非検出（センサレス）を実現し、かつ、高周波電力制御と電源品質改善動作を同時に実現できる。これにより、電力変換プロセスの損失低減、すなわち電力変換効率の向上に加え、制御回路の簡易化と電源電圧検出用センサのセンサレス化により、コンバータの信頼性向上が図られる。なお、発案した回路では、非平滑ＤＣリンクキャパシタを採用しており、その低周波脈動によるＩＨ負荷（被加熱物体）での機械振動（ローレンツ力の影響）の発生はあるが、非加熱物体を固定する金属熱処理装置では、特に実用上問題とはならない。 The work coil and the resonant capacitor are connected in series, and the first inverter leg and the second inverter leg form a full bridge configuration.
The present inventors have invented a boost full bridge (BFB) circuit in which three functions of a full bridge rectifier circuit, a PFC boost converter, and a high frequency inverter are integrated into one. According to the proposed circuit, it is possible to realize the non-detection (sensorless) of the power supply voltage at the same time as reducing the number of parts, and simultaneously realize the high-frequency power control and the power quality improvement operation. Thereby, in addition to reducing the loss of the power conversion process, that is, improving the power conversion efficiency, the reliability of the converter can be improved by simplifying the control circuit and reducing the sensor for the power supply voltage detection. The proposed circuit employs a non-smooth DC link capacitor, and there is mechanical vibration (influence of Lorentz force) at the IH load (heated object) due to the low frequency pulsation. In the metal heat treatment apparatus for fixing, there is no practical problem.

また、本発明の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータでは、制御方法として、入力用商用周波交流電源の電圧を検出することなく、ブーストフルブリッジ（ＢＦＢ）回路を構成する４石のパワートランジスタの駆動タイミングの位相制御のみにより、高周波出力を調整できる位相シフトパルス幅変調方式を適用する。
単相交流電源に昇圧用リアクトル、或は、三相交流電源の各相に昇圧用リアクトルと４石の逆導通型自励式スイッチからなるＢＦＢ回路を形成し、小容量キャパシタによる非平滑ＤＣリンクキャパシタを内包した回路構造によって、入力用商用周波交流電源の極性に関わらず、ＢＦＢ回路内の上下２石からなるブリッレッグの駆動タイミングパルスを左右間で位相差を設けてスイッチング動作を行い、その高周波出力電流の実効値を位相シフトコントローラ（PS controller）での指令値に応じて連続的に調整できる。
ＢＦＢ回路を構成要素にすることから、位相シフトＰＷＭ制御が適用できる。また、非対称ＰＷＭ方式で要する商用周波交流電源の電圧極性を検出する電源センサが不要となることから、入力用商用周波交流電源の信頼性が格段に向上する。このことは、実用的観点から、シングルステージでの電力変換と並んで重要な特徴である。 Further, in the induction heating single stage commercial frequency-high frequency converter of the present invention, as a control method, a four-stone power transistor constituting a boost full bridge (BFB) circuit without detecting the voltage of the input commercial frequency AC power supply. A phase shift pulse width modulation method that can adjust the high-frequency output only by phase control of the drive timing is applied.
A non-smooth DC link capacitor using a small-capacitance capacitor by forming a boost reactor in a single-phase AC power source or a BFB circuit consisting of a boost reactor and a four-stone reverse conducting self-excited switch in each phase of a three-phase AC power source Regardless of the polarity of the input commercial frequency AC power supply, the BFB leg drive timing pulse in the BFB circuit has a phase difference between the left and right to perform the switching operation, and the high frequency output The effective value of the current can be continuously adjusted according to the command value in the phase shift controller (PS controller).
Since the BFB circuit is a component, phase shift PWM control can be applied. In addition, since the power sensor for detecting the voltage polarity of the commercial frequency AC power source required in the asymmetric PWM method is not required, the reliability of the input commercial frequency AC power source is remarkably improved. This is an important feature along with single-stage power conversion from a practical point of view.

本発明の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータにおいて、非平滑ＤＣリンクキャパシタは、同容量又は略同容量の２つのキャパシタが、第１インバータレッグと第２インバータレッグの各々に並列に設けられたことが好ましい。特に、前記の２つのキャパシタの内の１つのキャパシタは、第１インバータレッグの近傍に配置され、もう１つのキャパシタは、第２インバータレッグの近傍に配置されることが、より好ましい。また、同容量又は略同容量の２つのキャパシタとしたのは、回路配線等により浮遊容量から、２つのキャパシタは、多少値が異なる場合もあり、略同容量の２つのキャパシタであってもよいからである。
同容量又は略同容量の２つのキャパシタが、第１インバータレッグと第２インバータレッグの各々に並列に設けられ、それぞれのキャパシタが各々のインバータレッグの近傍に配置される場合では、１つの非平滑ＤＣリンクキャパシタがインバータレッグに並列に設けられる場合と比べて、配線およびパワー半導体スイッチ内部の寄生（浮遊）インダクタンスに起因するスイッチターンオフ時の寄生振動を抑制し、より高効率な電力変換が期待できる。 In the induction heating single-stage commercial frequency-high frequency converter of the present invention, the non-smooth DC link capacitor has two capacitors of the same capacity or substantially the same capacity provided in parallel in each of the first inverter leg and the second inverter leg. It is preferable. In particular, it is more preferable that one of the two capacitors is disposed in the vicinity of the first inverter leg, and the other capacitor is disposed in the vicinity of the second inverter leg. The two capacitors having the same capacity or substantially the same capacity may be different from the stray capacity due to circuit wiring or the like, and the two capacitors may have slightly different values, or may be two capacitors having substantially the same capacity. Because.
In the case where two capacitors having the same capacity or substantially the same capacity are provided in parallel in each of the first inverter leg and the second inverter leg, and each capacitor is disposed in the vicinity of each inverter leg, one non-smooth Compared to the case where a DC link capacitor is provided in parallel with the inverter leg, parasitic vibration at the time of switch turn-off caused by parasitic (floating) inductance inside the wiring and power semiconductor switch is suppressed, and more efficient power conversion can be expected. .

本発明の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータにおけるインバータレッグにおいて、第１〜第４スイッチにそれぞれ並列に、ゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）用ロスレススナバキャパシタが接続されたことが好ましい。
ＺＶＳ用ロスレススナバキャパシタが接続されることにより、パワー半導体で構成される第１〜第４スイッチのゼロ電圧ソフトスイッチングが実現でき、これにより高出力から低出力まで低スイッチング損失と低電磁ノイズを実現できる。 In the inverter leg in the single stage commercial frequency-high frequency converter for induction heating according to the present invention, it is preferable that a zero-voltage soft switching (ZVS) lossless snubber capacitor is connected in parallel with each of the first to fourth switches.
By connecting a lossless snubber capacitor for ZVS, zero voltage soft switching of the first to fourth switches composed of power semiconductor can be realized, thereby realizing low switching loss and low electromagnetic noise from high output to low output. it can.

また、本発明の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータにおけるインバータレッグにおいて、第１スイッチと第３スイッチにそれぞれ並列に、或は、第２スイッチと第４スイッチにそれぞれ並列に、ゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）用ロスレススナバキャパシタが接続されたことが好ましい。
ＺＶＳ用ロスレススナバキャパシタが接続されることにより、パワー半導体で構成される第１スイッチと第３スイッチのゼロ電圧ソフトスイッチング、或は、第２スイッチと第４スイッチのゼロ電圧ソフトスイッチングが実現でき、これにより高出力から低出力まで低スイッチング損失と低電磁ノイズを実現できる。なお、第１〜第４スイッチ全てに並列にＺＶＳ用ロスレススナバキャパシタが接続される場合と比べて、ハイサイドとローサイドのスイッチ間で転流電流に若干の差異が出るが、実用上さしたる影響ではない。 In addition, in the inverter leg of the single stage commercial frequency-high frequency converter for induction heating according to the present invention, zero voltage softening is performed in parallel with the first switch and the third switch, respectively, or in parallel with the second switch and the fourth switch, respectively. A lossless snubber capacitor for switching (ZVS) is preferably connected.
By connecting the lossless snubber capacitor for ZVS, zero voltage soft switching of the first switch and the third switch made of power semiconductors or zero voltage soft switching of the second switch and the fourth switch can be realized. As a result, low switching loss and low electromagnetic noise can be realized from high output to low output. Compared to the case where a lossless snubber capacitor for ZVS is connected in parallel to all the first to fourth switches, there is a slight difference in commutation current between the high-side and low-side switches. Absent.

本発明の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータにおいて、入力用商用周波交流電源は、インバータレッグのハイサイドに接続され、入力用商用周波交流電源の一端に直列接続された昇圧用リアクトルの端から分岐して、一方はブリッジレス整流用の第１ダイオードを介して第１インバータレッグの第１スイッチ側と接続され、他方はブリッジレス整流用の第２ダイオードを介して第１インバータレッグの第２スイッチ側と接続され、入力用商用周波交流電源の他端は第１インバータレッグの中点に接続されたことが好ましい。この接続方法によれば、電源結線方式の主流である単相３線式交流電源の中性点とＩＨ負荷の一端が共通電位で接続可能となり、高周波スイッチング動作に起因する電磁ノイズの影響を軽減できる。   In the induction heating single-stage commercial frequency-high frequency converter of the present invention, the input commercial frequency AC power source is connected to the high side of the inverter leg, and is connected to one end of the input commercial frequency AC power source in series. One is connected to the first switch side of the first inverter leg via the first diode for bridgeless rectification, and the other is connected to the first inverter leg via the second diode for bridgeless rectification. Preferably, the other end of the input commercial frequency AC power source is connected to the midpoint of the first inverter leg. According to this connection method, the neutral point of the single-phase three-wire AC power supply, which is the mainstream of the power connection method, and one end of the IH load can be connected at a common potential, reducing the influence of electromagnetic noise caused by high-frequency switching operation it can.

本発明の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータにおいて、入力用商用周波交流電源は、インバータレッグのローサイドに接続され、入力用商用周波交流電源の一端に直列接続された昇圧用リアクトルの端は第１インバータレッグの中点に接続され、入力用商用周波交流電源の他端から分岐して、一方はブリッジレス整流用の第１ダイオードを介して第１インバータレッグの第１スイッチ側と接続され、他方はブリッジレス整流用の第２ダイオードを介して第１インバータレッグの第２スイッチ側と接続されたことでもよい。   In the induction heating single stage commercial frequency-high frequency converter of the present invention, the input commercial frequency AC power source is connected to the low side of the inverter leg, and the end of the boosting reactor connected in series to one end of the input commercial frequency AC power source is Connected to the midpoint of the first inverter leg, branched from the other end of the input commercial frequency AC power supply, and one is connected to the first switch side of the first inverter leg via the first diode for bridgeless rectification. The other may be connected to the second switch side of the first inverter leg via a second diode for bridgeless rectification.

本発明の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータにおいて、入力用商用周波交流電源と昇圧用リアクトルの間に、高周波ノイズを選択的に除去するＬＣフィルタが備えられたことが好ましい。   In the induction heating single stage commercial frequency-high frequency converter of the present invention, it is preferable that an LC filter for selectively removing high frequency noise is provided between the input commercial frequency AC power source and the boosting reactor.

ＬＣフィルタは、特定の周波数帯域の信号を通過、或は、信号を遮断する機能を備えており、インダクタとキャパシタによって構成されたフィルタ回路であり、高周波ノイズを選択的に除去する。主として低域通過型フィルタであるＬＰＦ（Low Pass Filter）が好適に用いられる。このＬＣフィルタにより、入力用商用周波交流電源への高周波スイッチング成分を除去できることから、電源側における電磁ノイズの影響を軽減できる。   The LC filter has a function of passing a signal in a specific frequency band or blocking the signal, and is a filter circuit including an inductor and a capacitor, and selectively removes high frequency noise. An LPF (Low Pass Filter) that is mainly a low-pass filter is preferably used. Since this LC filter can remove a high-frequency switching component to the input commercial frequency AC power supply, the influence of electromagnetic noise on the power supply side can be reduced.

本発明の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータにおいて、第１〜第４スイッチのパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）により、昇圧用リアクトルを介して、入力用商用周波交流電源の電源電圧に対して、非平滑ＤＣリンクキャパシタの電圧を昇圧する。   In the induction heating single stage commercial frequency-high frequency converter according to the present invention, the pulse width modulation control (PWM control) of the first to fourth switches causes the power supply voltage of the input commercial frequency AC power source through the boosting reactor. Thus, the voltage of the non-smooth DC link capacitor is boosted.

本発明の三相４線式誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータは、三相４線式を用いた配電方式の場合に用いられ、各相に上述の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータが接続され、電源中性点と各相１線が共通結線とされ、各相のワークコイルがＩＨ負荷に高周波の電流を供給する構成である。   The three-phase four-wire induction heating single stage commercial frequency-high frequency converter of the present invention is used in the case of a power distribution system using a three-phase four-wire system, and the above-described single-stage commercial frequency-high frequency for induction heating is used for each phase. The converter is connected, the power supply neutral point and each phase 1 wire are connected in common, and the work coil of each phase supplies a high-frequency current to the IH load.

本発明の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータを備えることにより、高出力で高効率の熱処理加工装置を実現できる。   By including the single stage commercial frequency-high frequency converter for induction heating according to the present invention, a high-output and high-efficiency heat treatment apparatus can be realized.

次に、本発明の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータの制御方法について説明する。
本発明の制御方法は、本発明の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータの制御方法であって、入力用商用周波交流電源の電圧極性を検出することなく、第１スイッチに対する第４スイッチの導通開始区間、或は、第２スイッチに対する第３スイッチの導通開始区間を、ＩＨ出力の指令値に応じて遅らせる位相シフトパルス幅変調制御（ＰＳ−ＰＷＭ制御）を行うステップを備える。
具体的には、ＰＳ−ＰＷＭ制御は、ＢＦＢ回路の出力段となるＩＨ負荷電圧およびＩＨ負荷電流を検出し、それらより得られる瞬時電力を平均化して得られる電力とその指令値との誤差を増幅した後、比例積分器（ＰＩ制御器）を介して、位相シフトコントローラ（PS controller）への入力信号とする。位相シフトコントローラは、第１スイッチ／第２スイッチ，第４スイッチ／第３スイッチ間の適切な位相シフト角に入力信号を変換して、第１スイッチ〜第４スイッチのスイッチング動作のパルス信号を出力することにより、第１スイッチに対する第４スイッチの導通開始区間、又は、第２スイッチに対する第３スイッチの導通開始区間を、ＩＨ出力の指令値に応じて遅らせる。 Next, the control method of the single stage commercial frequency-high frequency converter for induction heating according to the present invention will be described.
The control method of the present invention is a control method of a single stage commercial frequency-high frequency converter for induction heating according to the present invention, wherein the fourth switch with respect to the first switch is detected without detecting the voltage polarity of the input commercial frequency AC power supply. There is a step of performing phase shift pulse width modulation control (PS-PWM control) for delaying the conduction start period or the conduction start period of the third switch relative to the second switch according to the command value of the IH output.
Specifically, the PS-PWM control detects an IH load voltage and an IH load current that become the output stage of the BFB circuit, averages the instantaneous power obtained from them, and calculates an error between the command value. After amplification, the signal is input to a phase shift controller (PS controller) via a proportional integrator (PI controller). The phase shift controller converts the input signal to an appropriate phase shift angle between the first switch / second switch and the fourth switch / third switch, and outputs a pulse signal of the switching operation of the first switch to the fourth switch. Thus, the conduction start interval of the fourth switch with respect to the first switch or the conduction start interval of the third switch with respect to the second switch is delayed according to the command value of the IH output.

本発明の制御方法は、本発明の三相４線式誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータの制御方法である場合、入力用商用周波交流電源の電圧極性を検出することなく、各相の第１スイッチに対する第４スイッチの導通開始区間、或は、各相の第２スイッチに対する第３スイッチの導通開始区間を、ＩＨ出力の指令値に応じて遅らせる位相シフトパルス幅変調制御（ＰＳ−ＰＷＭ制御）を行う。   When the control method of the present invention is the control method of the three-phase four-wire induction heating single stage commercial frequency-high frequency converter of the present invention, each phase of each phase is detected without detecting the voltage polarity of the input commercial frequency AC power supply. Phase shift pulse width modulation control (PS-PWM) for delaying the conduction start period of the fourth switch with respect to the first switch or the conduction start period of the third switch with respect to the second switch of each phase according to the command value of the IH output Control).

本発明の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータによれば、入力となる入力用商用周波交流電源から高周波出力まで１段の回路にて直接電力変換可能で、フルブリッジ整流回路と昇圧用コンバータが不要であるといった効果がある。
また、本発明の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータによれば、昇圧機能を有するブーストハーフブリッジ（ＢＨＢ）インバータ構造によって、位相シフトＰＷＭ制御が適用でき、非対称ＰＷＭ制御方式で必要とする入力用商用周波交流電源の電圧極性検出センサが不要となり、交流電源の信頼性を向上できる。 According to the induction heating single stage commercial frequency-high frequency converter of the present invention, a full-bridge rectifier circuit and a boosting converter can directly convert power in a single stage from an input commercial frequency AC power source to a high frequency output. There is an effect that is unnecessary.
Further, according to the single stage commercial frequency-high frequency converter for induction heating of the present invention, the phase shift PWM control can be applied by the boost half bridge (BHB) inverter structure having the boost function, and the input required in the asymmetric PWM control system. This eliminates the need for a voltage polarity detection sensor for a commercial frequency AC power supply, and improves the reliability of the AC power supply.

また、本発明の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータによれば、フルブリッジ整流回路と昇圧用コンバータが不要であるため、高効率化が図れ、また装置の小型軽量化、低コスト化を図ることができる。
さらに、パワー半導体から成るスイッチのゼロ電圧ソフトスイッチングが実現可能で、高出力から低出力まで低スイッチング損失と低電磁ノイズを実現できる。 In addition, according to the single stage commercial frequency-high frequency converter for induction heating of the present invention, since a full bridge rectifier circuit and a boost converter are not required, the efficiency can be improved, and the apparatus can be reduced in size, weight, and cost. Can be planned.
Furthermore, zero voltage soft switching of a switch made of a power semiconductor can be realized, and low switching loss and low electromagnetic noise can be realized from high output to low output.

実施例１の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの単相回路構成図と制御ブロック図Single-phase circuit configuration diagram and control block diagram of the commercial frequency-high frequency converter for induction heating of Example 1 位相シフトパルス幅変調制御（ＰＳ−ＰＷＭ制御）におけるゲートパルス信号パターンの説明図Illustration of gate pulse signal pattern in phase shift pulse width modulation control (PS-PWM control) 商用周波交流サイクルの理論波形図Theoretical waveform diagram of commercial frequency AC cycle 高周波サイクル（スイッチング周期，電源正半サイクル）の理論波形図Theoretical waveform diagram of high-frequency cycle (switching cycle, power supply half cycle) 動作モード遷移図（電源電圧の正の半サイクル）Operation mode transition diagram (positive voltage half cycle) 動作モード遷移図（電源電圧の負の半サイクル）Operation mode transition diagram (negative half cycle of power supply voltage) 非平滑ＤＣリンクキャパシタの電圧のシミュレーション解析結果のグラフGraph of simulation analysis results of non-smooth DC link capacitor voltage 商用周波交流サイクルの実験波形図Experimental waveform diagram of commercial frequency AC cycle 高周波サイクル（スイッチング周期，電源正半サイクル）の実験波形図Experimental waveform diagram of high-frequency cycle (switching cycle, power supply half cycle) 位相シフトＰＷＭによる電力制御特性図Power control characteristic diagram by phase shift PWM 実測効率特性図Actual efficiency chart 実施例２の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの単相回路構成図Single-phase circuit configuration diagram of the induction heating commercial frequency-high frequency converter of Example 2 実施例３の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの単相回路構成図Single phase circuit configuration diagram of induction heating commercial frequency-high frequency converter of Example 3 実施例４の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの単相回路構成図Single-phase circuit configuration diagram of induction heating commercial frequency-high frequency converter of Example 4 実施例５の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの三相回路構成図Three-phase circuit configuration diagram of induction heating commercial frequency-high frequency converter of Example 5 三相回路の商用周波交流サイクルのシミュレーション波形図Simulation waveform diagram of commercial frequency AC cycle of three-phase circuit 三相回路の高周波サイクルのシミュレーション波形図Simulation waveform diagram of high-frequency cycle of three-phase circuit 実施例６の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの単相回路構成図Single-phase circuit configuration diagram of induction heating commercial frequency-high frequency converter of Example 6 従来の３段式ＡＣ−ＡＣコンバータの回路構成図Circuit diagram of a conventional three-stage AC-AC converter 従来の２段式ＢＨＢ構造のＡＣ−ＡＣコンバータの回路構成図A circuit configuration diagram of an AC-AC converter having a conventional two-stage BHB structure 従来の１段式ＡＣ−ＡＣコンバータの回路構成図Circuit diagram of a conventional single-stage AC-AC converter 既に提案している１段式ＡＣ−ＡＣコンバータの回路構成図Circuit diagram of the already proposed one-stage AC-AC converter

以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明していく。なお、本発明の範囲は、以下の実施例や図示例に限定されるものではなく、幾多の変更及び変形が可能である。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. The scope of the present invention is not limited to the following examples and illustrated examples, and many changes and modifications can be made.

（回路構成）
図１に、実施例１の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータの単相回路構成図と制御ブロック図を示す。図１に示す回路は、以下１）〜８）の回路要素で構成される。
１）ハイサイドの第１スイッチ（Ｓ１）とローサイドの第２スイッチ（Ｓ２）が直列接続され、第１および第２スイッチに各々並列に逆並列ダイオード（Ｄ１，Ｄ２）が接続された第１インバータレッグ
２）ハイサイドの第３スイッチ（Ｓ３）とローサイドの第４スイッチ（Ｓ４）が直列接続され、第３および第４スイッチに各々並列に逆並列ダイオード（Ｄ３，Ｄ４）が接続された第２インバータレッグ
３）インバータレッグに並列に設けられた非平滑ＤＣリンクキャパシタ（Ｃｄ）
４）第１インバータレッグの中点に接続されたワークコイル
５）第２インバータレッグの中点に接続された共振キャパシタ（Ｃ０）
６）入力用商用周波交流電源（ｖｓ）
７）入力用商用周波交流電源（ｖｓ）の一端に直列接続された昇圧用リアクトル（Ｌｂ）
８）インバータレッグと入力用商用周波交流電源（ｖｓ）の間に接続されるブリッジレス整流用の第１および第２ダイオード（Ｄ５，Ｄ６） (Circuit configuration)
FIG. 1 shows a single phase circuit configuration diagram and a control block diagram of a single stage commercial frequency-high frequency converter for induction heating according to the first embodiment. The circuit shown in FIG. 1 includes circuit elements 1) to 8) below.
1) A high-side first switch (S 1 ) and a low-side second switch (S 2 ) are connected in series, and anti-parallel diodes (D 1 , D 2 ) are connected in parallel to the first and second switches, respectively. The first inverter leg 2) the third switch (S 3 ) on the high side and the fourth switch (S 4 ) on the low side are connected in series, and the anti-parallel diodes (D 3 , D) are connected in parallel to the third and fourth switches, respectively. 4 ) second inverter leg connected to 3) non-smooth DC link capacitor (C d ) provided in parallel with the inverter leg
4) Work coil connected to the midpoint of the first inverter leg 5) Resonant capacitor (C 0 ) connected to the midpoint of the second inverter leg
6) Commercial frequency AC power supply for input (v s )
7) Boosting reactor (L b ) connected in series to one end of the input commercial frequency AC power supply (v s )
8) First and second diodes (D 5 , D 6 ) for bridgeless rectification connected between the inverter leg and the input commercial frequency AC power supply (v s )

ワークコイルと共振キャパシタ（Ｃ０）は直列接続されており、第１インバータレッグと第２インバータレッグはフルブリッジ構成を形成している。図１の回路構成図において（他の図も同様）、ワークコイルを高周波トランスモデルで表記しているが、説明の簡易化のため、高周波トランスおよび被加熱物体（実効抵抗Ｒｈと実効インダクタンスＬｈ）を、一括してＩＨ負荷（等価実効抵抗Ｒｏと等価実効インダクタンスＬｏ）で表記する。このため、フルブリッジ構成のインバータレッグ間は、Ｒｏ−Ｌｏ−Ｃｏの直列共振回路となる。特に、金属熱処理装置の場合、ワークコイルとして、１次側回路からみたインピーダンスと、２次側回路につながる負荷インピーダンスとを広範囲にわたり整合し変換できるインピーダンスマッチングトランスが好適に用いられる。
図１に示す回路では、入力用商用周波交流電源（ｖｓ）をもとに、ＬＣフィルタ（Ｌｆ，Ｃｆ）と、昇圧用リアクトル（Ｌｂ）と、ブリッジレス整流用ダイオード（Ｄ５,Ｄ６）と、基準相スイッチ（Ｑ１,Ｑ２）と、制御相スイッチ（Ｑ４,Ｑ４）と、非平滑ＤＣリンクキャパシタ（Ｃｄ）とから成るブーストフルブリッジ（ＢＦＢ）構造で、昇圧形ＰＦＣコンバータが形成されている。共振キャパシタ（Ｃ０）は、ＩＨ負荷に対して負荷力率改善機能と直列共振機能を兼ねている。被加熱物体には、インピーダンスマッチングトランスを介して、電流や電圧が供給される。 The work coil and the resonance capacitor (C 0 ) are connected in series, and the first inverter leg and the second inverter leg form a full bridge configuration. In the circuit configuration diagram of FIG. 1 (the same applies to other drawings), the work coil is represented by a high-frequency transformer model. However, for simplicity of explanation, the high-frequency transformer and the object to be heated (effective resistance Rh and effective inductance L) are shown. h ) is collectively expressed as an IH load (equivalent effective resistance R o and equivalent effective inductance L o ). For this reason, a series resonance circuit of R o -L o -C o is formed between the inverter legs of the full bridge configuration. In particular, in the case of a metal heat treatment apparatus, an impedance matching transformer capable of matching and converting the impedance viewed from the primary side circuit and the load impedance connected to the secondary side circuit over a wide range is suitably used as the work coil.
In the circuit shown in FIG. 1, based on an input commercial frequency AC power supply (v s ), an LC filter (L f , C f ), a boosting reactor (L b ), and a bridgeless rectifier diode (D 5 , D 6 ), a reference phase switch (Q 1 , Q 2 ), a control phase switch (Q 4 , Q 4 ), and a non-smooth DC link capacitor (C d ), a boost full bridge (BFB) structure A step-up PFC converter is formed. The resonance capacitor (C 0 ) has both a load power factor improvement function and a series resonance function with respect to the IH load. A current or voltage is supplied to the object to be heated via an impedance matching transformer.

ここで、ＢＦＢ高周波共振形インバータは、各アクティブスイッチに並列に接続するロスレススナバキャパシタ（Ｃｓ１〜Ｃｓ４）を利用して、部分共振のゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）動作を行う。また、非平滑ＤＣリンクキャパシタ（Ｃｄ）は、大容量平滑コンデンサを使用しない、所謂、ケミコンレスであり、高いメンテナンス性と軽量化を図ることができる。
なお、図１に示す回路には、入力用商用周波交流電源（ｖｓ）側にＬＣフィルタ（ＬｆとＣｆ）を設けているが、これは、入力用商用周波交流電源への高周波スイッチング成分を除去できることから、電源側における電磁ノイズの影響を軽減するためのものである。従って、ＬＣフィルタを設けなくとも、誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータの機能を発揮することができる。 Here, the BFB high-frequency resonant inverter performs a partial resonance zero voltage soft switching (ZVS) operation using lossless snubber capacitors (C s1 to C s4 ) connected in parallel to the active switches. Further, the non-smooth DC link capacitor (C d ) is a so-called Chemicon-less that does not use a large-capacity smoothing capacitor, and can achieve high maintainability and light weight.
The circuit shown in FIG. 1 is provided with LC filters (L f and C f ) on the side of the input commercial frequency AC power supply (v s ), which is a high-frequency switching to the input commercial frequency AC power supply. Since the component can be removed, it is for reducing the influence of electromagnetic noise on the power supply side. Therefore, the function of a single stage commercial frequency-high frequency converter for induction heating can be exhibited without providing an LC filter.

４つのアクティブスイッチ（Ｑ１〜Ｑ４）に対して、図１（２）に示す制御ブロック図の位相シフトＰＷＭ制御を用いることにより、電源電圧を検出することなく、高周波スイッチングを実現する。
図１に示す回路におけるＰＳ−ＰＷＭ制御は、図１（２）に示すように、ＢＦＢ回路の出力段となるＩＨ負荷電圧ＶｏおよびＩＨ負荷電流Ｉｏを検出し、それらより得られる瞬時電力Ｐｏを平均化（Average）して得られる電力Ｐｏ ＊とその指令値Ｐｏｒｅｆであるとの誤差を増幅した後、比例積分器（ＰＩ制御器）を介して、位相シフトコントローラ（PS controller）への入力信号とする。位相シフトコントローラは、各アクティブスイッチ（Ｑ１〜Ｑ４）間、すなわち、Ｑ１／Ｑ２，Ｑ４／Ｑ３間の適切な位相シフト角φｓ ＊に入力信号を変換して、アクティブスイッチ（Ｑ１〜Ｑ４）のゲート駆動バルスを供給（Gate Drivers）することにより、アクティブスイッチＱ１に対するＱ４の導通開始区間、又は、アクティブスイッチＱ２に対するＱ３の導通開始区間を、ＩＨ出力の指令値に応じて遅らせる。
入力用商用周波交流電源（ｖｓ）は、昇圧用リアクトル（Ｌｂ）を介して、非平滑ＤＣリンクキャパシタ（Ｃｄ）の端子電圧（ｖｄ）へ昇圧される。そのため、非平滑ＤＣリンクキャパシタ（Ｃｄ）の端子電圧（ｖｄ）は、図３に示すように、商用周波の半波整流に振幅変調をかけた包絡線を示す。
また同時に、非平滑ＤＣリンクキャパシタ（Ｃｄ）および共振キャパシタ（Ｃ０）は、ＩＨ負荷の等価直列インダクタ（Ｌ０）と直列共振を得て、位相シフトＰＷＭ制御により、Ｃｄ−Ｑ１−Ｒ０−Ｌ０−Ｃ０−Ｑ４およびＣｄ−Ｑ３−Ｃ０−Ｌ０−Ｒ０−Ｑ２の閉回路における高周波インバータ動作を行う。
ここで、回路の動作周波数（スイッチング周波数）ｆｓを、ＢＦＢ回路の直列共振周波数ｆｒより高いＩＨ負荷領域に設定して、各アクティブスイッチ（Ｑ１〜Ｑ４ )がＺＶＳターンオフおよびゼロ電圧／ゼロ電流ソフトスイッチング（ＺＶＺＣＳ) ターンオンを実現する。回路の動作周波数ｆｓは、一般的には、５〜２００ｋＨｚ近傍で使用されているが、アクティブスイッチの高速化によりさらに、周波数が高くなる場合がある。 By using the phase shift PWM control of the control block diagram shown in FIG. 1 (2) for the four active switches (Q 1 to Q 4 ), high frequency switching is realized without detecting the power supply voltage.
PS-PWM control in the circuit shown in FIG. 1, as shown in FIG. 1 (2), detects IH load voltage V o and IH load current I o as the output stage of the BFB circuit, instantaneous power obtained from them after amplifying the error of the P o averaging (average, which) and power obtained by P o * and its a command value P oref, via a proportional integrator (PI controller), the phase shift controller (PS controller ) As an input signal. The phase shift controller converts the input signal into an appropriate phase shift angle φ s * between the active switches (Q 1 to Q 4 ), that is, between Q 1 / Q 2 and Q 4 / Q 3 , By supplying the gate drive pulse of (Q 1 to Q 4 ) (Gate Drivers), the conduction start period of Q 4 with respect to the active switch Q 1 or the conduction start period of Q 3 with respect to the active switch Q 2 is output as IH. Delay according to the command value.
The input commercial frequency AC power supply (v s ) is boosted to the terminal voltage (v d ) of the non-smooth DC link capacitor (C d ) via the boosting reactor (L b ). Therefore, the terminal voltage (v d ) of the non-smooth DC link capacitor (C d ) shows an envelope obtained by applying amplitude modulation to half-wave rectification of the commercial frequency, as shown in FIG.
At the same time, the non-smooth DC link capacitor (C d ) and the resonant capacitor (C 0 ) obtain series resonance with the equivalent series inductor (L 0 ) of the IH load, and C d −Q 1 − by phase shift PWM control. performing a high-frequency inverter operation in R 0 -L 0 -C 0 -Q 4 and C d -Q 3 -C 0 -L 0 -R 0 -Q 2 closed circuits.
Here, the operating frequency (switching frequency) f s of the circuit, by setting a high IH load region than the series resonance frequency f r of the BFB circuits, each active switch (Q 1 to Q 4) is ZVS turn-off and zero voltage / Zero current soft switching (ZVZCS) Realizes turn-on. The operating frequency f s of the circuit is generally used in the vicinity of 5 to 200 kHz, but the frequency may be further increased by increasing the speed of the active switch.

回路の制御方法は、図２に示すように基準相スイッチ（Ｑ１,Ｑ２）に対して、制御相スイッチ（Ｑ３,Ｑ４）のオンタイミングを調整する位相シフトＰＷＭ制御を適用する。このとき、回路動作の１ 周期（Ｔｓ）における位相シフト期間をtφｓと定義すると、tφｓは下記数式で表される。ここで、φｓは位相シフト角である。 As a circuit control method, phase shift PWM control for adjusting the on-timing of the control phase switches (Q 3 , Q 4 ) is applied to the reference phase switches (Q 1 , Q 2 ) as shown in FIG. At this time, when a phase shift time in one cycle (T s) of the circuit operation is defined as t .phi.s, t .phi.s is represented by the following formula. Here, φ s is a phase shift angle.

これにより、商用周波の電源電圧の正半サイクルと負半サイクルでアクティブスイッチのゲート信号の切り替えを行わなくとも、所望の動作を得られることから、商用周波の電源電圧の極性判別用センサが不要となり、背景技術で述べた既に提案したＢＨＢ回路に用いる制御方法である非対称ＰＷＭと比較して、よりシンプルな制御系システムが構築できることになる。   As a result, the desired operation can be obtained without switching the gate signal of the active switch between the positive half cycle and the negative half cycle of the commercial frequency power supply voltage, thus eliminating the need for a sensor for determining the polarity of the commercial frequency power supply voltage. Thus, a simpler control system can be constructed as compared with the asymmetric PWM which is the control method used for the BHB circuit already proposed in the background art.

（回路動作）
次に、図１に示す回路構成の回路動作について、図４〜７を参照して説明する。
図４に、商用周波の電源電圧ｖｓが正の半サイクル（ｖｓ＞０）における実施例１の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータの理論動作波形を示す。
電源電圧が正の半サイクルｖｓ＞０において、実施例１の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータの動作は、以下に述べる１１の動作モードから成る。
実施例１の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータは、図４に示すように、時間の経過に従い、アクティブスイッチをそれぞれのゲートトリガ信号によってオン／オフ制御することによって、ｔ０〜ｔ１１の区間において高周波電力変換を行う。
以下、ｔ０〜ｔ１１の各区間（ｔｎ〜ｔｎ＋１；ｎ＝０〜５）における実施例１の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータの１１の動作モードについて説明する。なお、図５は１１の動作モードのモード遷移図を示している。 (Circuit operation)
Next, the circuit operation of the circuit configuration shown in FIG. 1 will be described with reference to FIGS.
FIG. 4 shows a theoretical operation waveform of the single stage commercial frequency-high frequency converter for induction heating according to the first embodiment when the commercial frequency power supply voltage v s is a positive half cycle (v s > 0).
The operation of the single stage commercial frequency-to-high frequency converter for induction heating in Example 1 in the half cycle v s > 0 in which the power supply voltage is positive comprises the following eleven operation modes.
Induction heating single stage power-frequency Example 1 - RF converter, as shown in FIG. 4, in accordance with the lapse of time, by controlling the on / off active switch by a respective gate trigger signal, t 0 ~t 11 High-frequency power conversion is performed in the interval.
Hereinafter, 11 operation modes of the single stage commercial frequency-high frequency converter for induction heating according to the first embodiment in each section (t n to t n + 1 ; n = 0 to 5) of t 0 to t 11 will be described. FIG. 5 shows a mode transition diagram of eleven operation modes.

＜Mode １：電力定常区間ｔ０〜ｔ１＞
アクティブスイッチ（Ｑ１,Ｑ４）がオン状態であり、商用周波の電源電流ＩｓはＶｓ−Ｌｂ−Ｄ５−Ｓ１−Ｖｓの経路で流れ、昇圧用インダクタＬｂに磁気エネルギーが蓄積される。一方、高周波インバータでは、Ｓ１−Ｒｏ−Ｌｏ−Ｃｏ−Ｓ４−Ｃｄ−Ｓ１の経路で電流が流れ、非平滑キャパシタＣｄから静電エネルギーが放出されて負荷へ電力供給される。 <Mode 1: power steady-state period t 0 ~t 1>
Active switch (Q 1, Q 4) are ON, the power supply current I s of the commercial frequency flows in a path V s -L b -D 5 -S 1 -V s, magnetic energy in the boosting inductor L b Is accumulated. On the other hand, in the high frequency inverter, a current flows through a path of S 1 −R o −L o −C o −S 4 −C d −S 1 , and electrostatic energy is discharged from the non-smoothing capacitor C d to supply power to the load. Is done.

＜Mode ２：基準相レッグ部分共振区間ｔ１〜ｔ２（ハイサイド−＞ローサイド）＞
時刻ｔ１において、スイッチＳ１のゲート信号を取り除くと、電源電流ＩｓはＶｓ−Ｌｂ−Ｄ５−Ｃｓ１の経路を流れ、ハイサイドのアクティブスイッチＱ１に並列のロスレススナバキャパシタＣｓ１の充電を開始する。ロスレススナバキャパシタＣｓ１の端子電圧、すなわちアクティブスイッチＱ１の端子間電圧ＶＱ１は、ゼロから緩やかに上昇を始める。これと同時に、ローサイドのアクティブスイッチＱ２に並列のロスレススナバキャパシタＣｓ２は放電を開始し、アクティブスイッチＱ２の端子電圧ＶＱ２は、非平滑ＤＣリンクキャパシタＣｄの端子電圧ｖｄより緩やかに下降を開始する。すなわち、ロスレススナバキャパシタＣｓ１, Ｃｓ２およびＩＨ負荷等価実効インダクタンスＬｏによる部分共振動作となる。 <Mode 2: Reference phase leg partial resonance section t 1 to t 2 (high side-> low side)>
At time t 1, when removing the gate signal of the switch S 1, the power supply current I s is V s -L b -D 5 -C path flow s1, parallel lossless snubber capacitor activates switch to Q 1 high side C Start charging s1 . The terminal voltage of the lossless snubber capacitors C s1, i.e. the terminal voltage V Q1 of active switch Q 1 is, begin gradually rises from zero. At the same time, lossless snubber capacitors C s2 parallel to the active switch Q 2 of the low-side starts to discharge, the terminal voltage V Q2 of active switch Q 2 are slowly than the terminal voltage v d of the non-smoothed DC link capacitor C d Start descent. That is, a partial resonance operation by the lossless snubber capacitors C s1, C s2 and IH load equivalent effective inductance L o.

＜Mode ３：基準相レッグＺＶＳ区間ｔ２〜ｔ３＞
時刻ｔ２において、ハイサイドのアクティブスイッチＱ１の端子間電圧ＶＱ１がｖｄまで達すると、アクティブスイッチＱ１のＺＶＳターンオフ動作が完了する。これと同時に、ローサイドのアクティブスイッチＱ２の端子電圧ＶＱ２がゼロまで下降すると、ＩＨ負荷電流Ｉｏが逆並列ダイオードＤ２へ転流し、Ｓ４−Ｄ２−Ｒｏ−Ｌｏ−Ｃｏ−Ｓ４の経路で電流が流れる。この間にスイッチＳ２にゲート駆動パルスを供給して、ローサイドのアクティブスイッチＱ２のゼロ電圧／ゼロ電流ソフトスイッチング（ＺＶＺＣＳ）ターンオンを実現する。一方、入力電流Ｉｓは、非平滑ＤＣリンクキャパシタＣｄへ流れ込み、昇圧用インダクタＬｂの残存磁気エネルギーは、非平滑ＤＣリンクキャパシタＣｄへの蓄積静電エネルギーとなる。 <Mode 3: standard phase leg ZVS interval t 2 ~t 3>
In time t 2, the the high-side terminal voltage V Q1 of active switch to Q 1 reaches v d, ZVS turn-off operation of the active switch Q 1 is completed. At the same time, the terminal voltage V Q2 of active switch Q 2 of the low-side is lowered to zero, the IH load current I o is commutated to the anti-parallel diode D 2, S 4 -D 2 -R o -L o -C o current flows through a path of -S 4. During this time, a gate drive pulse is supplied to the switch S 2 to realize zero voltage / zero current soft switching (ZVZCS) turn-on of the low-side active switch Q 2 . On the other hand, the input current I s flows into the non-smooth DC link capacitor C d, the residual magnetic energy of the boost inductor L b is a storage electrostatic energy to the non-smooth DC link capacitor C d.

＜Mode ４：制御相レッグ部分共振区間ｔ３〜ｔ４（ローサイド−＞ハイサイド）＞
時刻ｔ３において、スイッチＳ４へのゲート駆動信号を取り除くと、ＩＨ負荷電流Ｉｏの一部は、ローサイドのアクティブスイッチＱ４に並列のロスレススナバキャパシタＣｓ４に電流が流れ込み、アクティブスイッチＱ４の端子電圧ＶＱ４はゼロから緩やかに上昇を始める。これと同時に、残りのＩＨ負荷電流Ｉｏは、ハイサイドのアクティブスイッチＱ３のロスレススナバキャパシタＣｓ３を放電し、アクティブスイッチＱ３の端子電圧ＶＱ３は非平滑ＤＣリンクキャパシタＣｄの端子電圧ｖｄより緩やかに下降を始める。 <Mode 4: the control phase leg portions resonance interval t 3 ~t 4 (low -> high side)>
At time t 3, upon removal of the gate drive signal to the switch S 4, a portion of the IH load current I o, a current flows in parallel lossless snubber capacitor C s4 active switch Q 4 of the low-side active switch Q 4 The terminal voltage VQ4 of the current begins to rise slowly from zero. At the same time, the remaining IH load current I o discharges lossless snubber capacitor C s3 active switch Q 3 of the high-side terminal voltage V Q3 active switch Q 3 are the terminal voltage of the non-smooth DC link capacitor C d v begin a gradual descent than d.

＜Mode ５：制御相レッグＺＶＳ区間ｔ４〜ｔ５＞
時刻ｔ４において、ローサイドのアクティブスイッチＱ４の端子電圧ＶＱ４がｖｄまで達すると、アクティブスイッチＱ４のＺＶＳターンオフ動作が完了する。これと同時に、ハイサイドのアクティブスイッチＱ３の端子電圧ＶＱ３がゼロまで下降すると、ＩＨ負荷電流Ｉｏは逆並列ダイオードＤ３へ転流し、Ｄ３−Ｃｄ−Ｄ２−Ｒｏ−Ｌｏ−Ｃｏ−Ｄ３の経路で電流が流れる。この間にハイサイドのアクティブスイッチＱ３のゲート駆動パルスを供給し、アクティブスイッチＱ３のゼロ電圧／ゼロ電流ソフトスイッチング（ＺＶＺＣＳ）ターンオンを実現する。 <Mode 5: control phase leg ZVS interval t 4 ~t 5>
At time t 4, the terminal voltage V Q4 of the low-side active switch Q 4 reaches v d, ZVS turn-off operation of the active switch Q 4 is completed. At the same time, the terminal voltage V Q3 of active switch Q 3 of the high side is lowered to zero, the IH load current I o is commutated to the anti-parallel diode D 3, D 3 -C d -D 2 -R o -L A current flows through the path of o- C o -D 3 . During which supplies a gate drive pulse of the active switch Q 3 of the high-side, to realize a zero-voltage / zero-current soft switching (ZVZCS) turn-on of the active switch Q 3.

＜Mode ６，Mode ７：電力供給定常区間ｔ５〜ｔ７＞
時刻ｔ５において、逆並列ダイオードＤ３からスイッチＳ３へ転流し、ＩＨ負荷電流Ｉｏの極性が切り替わるとともに、入力電流Ｉｓの一部からＩＨ負荷へ電力を供給する状態となる。
さらに、時刻ｔ６において、逆並列ダイオードＤ２からスイッチＳ２への転流が完了すると、入力電流Ｉｓとともに非平滑ＤＣリンクキャパシタＣｄも放電状態となりＩＨ負荷電流Ｉｏとなる。 <Mode 6, Mode 7: power supply steady interval t 5 ~t 7>
At time t 5, commutated from anti-parallel diode D 3 to the switch S 3, with the polarity switches the IH load current I o, the state for supplying electric power from a portion of the input current I s to the IH load.
Further, at time t 6, the commutation from the anti-parallel diode D 2 to the switch S 2 is complete, non-smooth DC link capacitor C d with the input current I s becomes the discharge state becomes IH load current I o.

＜Mode ８：基準相レッグ部分共振区間ｔ７〜ｔ８（ローサイド−＞ハイサイド）＞
時刻ｔ７において、スイッチＳ２のゲート駆動信号を取り除くと、ＩＨ負荷電流ＩｏはローサイドのアクティブスイッチＱ２に並列のロスレススナバキャパシタＣｓ２の充電を開始する。ロスレススナバキャパシタＣｓ２の端子電圧、すなわちアクティブスイッチＱ２の端子間電圧ＶＱ２は、ゼロから緩やかに上昇を始める。これと同時に、ハイサイドのアクティブスイッチＱ１に並列のロスレススナバキャパシタＣｓ１は放電を開始し、アクティブスイッチＱ１の端子電圧ＶＱ１は、非平滑ＤＣリンクキャパシタＣｄの端子電圧ｖｄより緩やかに下降を開始する。すなわち、ロスレススナバキャパシタＣｓ１, Ｃｓ２およびＩＨ負荷等価実効インダクタンスＬｏによる部分共振動作となる。 <Mode 8: reference phase leg portions resonance interval t 7 ~t 8 (low -> high side)>
At time t 7, when removing the gate drive signal of the switch S 2, the IH load current I o will start charging the parallel lossless snubber capacitor C s2 active switch Q 2 of the low side. The terminal voltage of the lossless snubber capacitors C s2, i.e. the terminal voltage V Q2 of active switch Q 2 is, begin gradually rises from zero. At the same time, lossless snubber capacitors C s1 parallel to the active switch to Q 1 high side starts to discharge, the terminal voltage V Q1 of active switch Q 1 is gently than the terminal voltage v d of the non-smoothed DC link capacitor C d Start descent. That is, a partial resonance operation by the lossless snubber capacitors C s1, C s2 and IH load equivalent effective inductance L o.

＜Mode ９：基準相レッグＺＶＳ区間ｔ８〜ｔ９＞
時刻ｔ８において、ローサイドのアクティブスイッチＱ２の端子間電圧ＶＱ２がｖｄまで達すると、アクティブスイッチＱ２のＺＶＳターンオフ動作が完了する。これと同時に、ハイサイドのアクティブスイッチＱ１の端子電圧ＶＱ１がゼロまで下降すると、ＩＨ負荷電流Ｉｏが逆並列ダイオードＤ１へ転流し、Ｓ３−Ｃｏ−Ｌｏ−Ｒｏ−Ｄ１−Ｓ３の経路で電流が流れる。この間にスイッチＳ１にゲート駆動パルスを供給して、ハイサイドのアクティブスイッチＱ１のゼロ電圧／ゼロ電流ソフトスイッチング（ＺＶＺＣＳ）ターンオンを実現する。 <Mode 9: standard phase leg ZVS interval t 8 ~t 9>
At time t 8, when the terminal voltage V Q2 of active switch Q 2 of the low-side reaches v d, ZVS turn-off operation of the active switch Q 2 is completed. At the same time, the terminal voltage V Q1 of active switch to Q 1 high side is lowered to zero, the IH load current I o is commutated to the anti-parallel diode D 1, S 3 -C o -L o -R o -D current flows through a path of 1 -S 3. During this time and supplies the gate drive pulses to the switch S 1, to realize a zero-voltage / zero-current soft switching (ZVZCS) turn-on of the active switch to Q 1 high side.

＜Mode １０：制御相レッグ部分共振区間ｔ９〜ｔ１０（ハイサイド−＞ローサイド）＞
時刻ｔ９において、スイッチＳ３へのゲート駆動信号を取り除くと、ＩＨ負荷電流Ｉｏの一部は、ハイサイドのアクティブスイッチＱ３に並列のロスレススナバキャパシタＣｓ３に電流が流れ込み、アクティブスイッチＱ３の端子電圧ＶＱ３はゼロから緩やかに上昇を始める。これと同時に、残りのＩＨ負荷電流Ｉｏは、ローサイドのアクティブスイッチＱ４のロスレススナバキャパシタＣｓ４を放電し、アクティブスイッチＱ４の端子電圧ＶＱ４は非平滑ＤＣリンクキャパシタＣｄの端子電圧ｖｄより緩やかに下降を始める。 <Mode 10: control phase leg portions resonant period t 9 ~t 10 (high side ->low)>
At time t 9, when removing the gate drive signal to the switch S 3, a portion of the IH load current I o, a current flows to the active switch Q 3 of the high-side in parallel lossless snubber capacitor C s3, the active switch Q 3 of the terminal voltage V Q3 begins to gradually increase from zero. At the same time, the remaining IH load current I o discharges lossless snubber capacitor C s4 active switch Q 4 of the low side, the terminal voltage V Q4 of active switch Q 4 textured DC link capacitor C d of the terminal voltage v Starts descent more slowly than d .

＜Mode １１：基準相レッグＺＶＳ区間ｔ１０〜ｔ１１＞
時刻ｔ１０において、ハイサイドのアクティブスイッチＱ３の端子間電圧ＶＱ３がｖｄまで達すると、アクティブスイッチＱ３のＺＶＳターンオフ動作が完了する。これと同時に、ローサイドのアクティブスイッチＱ４の端子電圧ＶＱ４がゼロまで下降すると、ＩＨ負荷電流Ｉｏが逆並列ダイオードＤ４へ転流し、入力電流Ｉｓの一部と重なりながら、Ｄ４−Ｃｏ−Ｌｏ−Ｒｏ−Ｖｓ−Ｌｂ−Ｄ５−Ｃｄ−Ｄ４の経路で電流が流れる。この間にスイッチＳ４にゲート駆動パルスを供給して、ローサイドのアクティブスイッチＱ４のゼロ電圧／ゼロ電流ソフトスイッチング（ＺＶＺＣＳ）ターンオンを実現する。 <Mode 11: the reference phase leg ZVS interval t 10 ~t 11>
At time t 10, when the terminal voltage V Q3 of active switch Q 3 of the high-side reaches v d, ZVS turn-off operation of the active switch Q 3 is completed. At the same time, the terminal voltage V Q4 of active switch Q 4 of the low-side is lowered to zero, the IH load current I o is commutated to the anti-parallel diode D 4, while overlapping part of the input current I s, D 4 - C o -L o -R o -V s -L b -D 5 -C current flows through a path of d -D 4. During this time and supplies the gate drive pulses to the switch S 4, to realize a zero-voltage / zero-current soft switching (ZVZCS) turn-on of the low-side active switch Q 4.

一方、電源電圧ｖｓが負の半サイクル（ｖｓ＜０）においての動作モードは、アクティブスイッチ（Ｑ１とＱ２，Ｑ３とＱ４）、ブリッジレス整流用ダイオード（Ｄ５とＤ６），ロスレススナバキャパシタ（Ｃｓ１とＣｓ２, Ｃｓ３とＣｓ４）での転流現象がそれぞれ入れ替わり、電源電圧ｖｓが正の半サイクル（ｖｓ＞０）と同様の動作モード遷移となる。 On the other hand, the power supply voltage v s is the operation mode in the negative half cycle (v s <0), the active switch (Q 1 and Q 2, Q 3 and Q 4), bridgeless rectifier diode (D 5 and D 6 ), commutation phenomena lossless snubber capacitor (C s1 and C s2, C s3 and C s4) is replaced respectively, in the operating mode transition similar to the power supply voltage v s is positive half cycle (v s> 0) .

スイッチターンオフ時の電圧変化率（ｄｖ／ｄｔ）が最も高くなる非平滑ＤＣリンクキャパシタＣｄの端子電圧ｖｄのピーク付近においては、ターンオフ後にロスレススナバキャパシタの電荷が完全に放電する前に、相対するスイッチがオンすることになる。ここでは、この時の電圧を残留電圧とし、その際の不完全なＺＶＳ動作をセミＺＶＳ動作とする。 In the vicinity of the peak of the terminal voltage v d of the non-smooth DC link capacitor C d where the voltage change rate (dv / dt) at the time of switch turn-off is the highest, before the charge of the lossless snubber capacitor is completely discharged after the turn-off, Will be turned on. Here, the voltage at this time is defined as a residual voltage, and the incomplete ZVS operation at that time is defined as a semi-ZVS operation.

（非平滑ＤＣリンクキャパシタの特性）
実施例１の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータ（以下、「ＢＦＢ ＡＣ−ＡＣコンバータ」という）では、ブーストフルブリッジ（ＢＦＢ）構成で、非平滑ＤＣリンクキャパシタにより、昇圧ＰＦＣ動作を達成する。非平滑ＤＣリンクキャパシタの特性について、本発明者が既に提案した前述のブーストハーフブリッジ（ＢＨＢ）構成の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータ（以下、「ＢＨＢ ＡＣ−ＡＣコンバータ」という）と比較しながら説明する。ここでは、スイッチング周期（ＨＦＡＣサイクル）におけるそれぞれの電圧と電流パラメータに着目する。なお、アクティブスイッチの耐圧は、両回路ともに非平滑ＤＣリンクキャパシタの端子電圧ｖｄと等しい。ＢＦＢ ＡＣ−ＡＣコンバータの非平滑ＤＣリンクキャパシタ電圧の平均値をｖｄ，ＢＦＢとすると、電源電圧ｖｓが一定にＶｓであると仮定すると下記数式が成立する。 (Characteristics of non-smooth DC link capacitor)
In the induction heating single stage commercial frequency-high frequency converter (hereinafter referred to as “BFB AC-AC converter”) according to the first embodiment, boost PFC operation is achieved by a non-smooth DC link capacitor in a boost full bridge (BFB) configuration. . The characteristics of the non-smooth DC link capacitor are compared with the commercial frequency-high frequency converter for induction heating (hereinafter referred to as “BHB AC-AC converter”) having the above-described boost half bridge (BHB) configuration already proposed by the present inventor. explain. Here, attention is focused on each voltage and current parameter in the switching period (HFAC cycle). Note that the withstand voltage of the active switch is equal to the terminal voltage v d of the non-smooth DC link capacitor in both circuits. When the average value of the non-smooth DC link capacitor voltage BFB AC-AC converter v d, the BFB, the power supply voltage v s assume the following formula as the V s is established constant.

また、ＢＨＢ ＡＣ−ＡＣコンバータにおいて、非平滑ＤＣリンクキャパシタ電圧の平均値をｖｄ，ＢＨＢとすると、オン時比率Ｄ（０＜Ｄ＜０．５）を用いて、下記数式で表される。 Further, in the BHB AC-AC converter, when the average value of the non-smooth DC link capacitor voltage is v d, BHB , the on-time ratio D (0 <D <0.5) is used.

ここで、ＨＦＡＣサイクルにおいて、非平滑ＤＣリンクキャパシタ電圧の平均値ｖｄ，ＢＨＢは、ローサイドの第１非平滑ＤＣリンクキャパシタ電圧ｖＣ１とハイサイドの第２非平滑ＤＣリンクキャパシタ電圧ｖＣ２の和となる。
非平滑ＤＣリンクキャパシタ電圧ｖｄの値が等しいと仮定した場合に、ＩＨ負荷電圧ならびにＩＨ負荷電流は、それぞれの下記数式の関係を満たす。 Here, in the HFAC cycle, the average value v d, BHB of the non-smooth DC link capacitor voltage is the sum of the low-side first non-smooth DC link capacitor voltage v C1 and the high-side second non-smooth DC link capacitor voltage v C2 . It becomes.
If the value of the non-smooth DC link capacitor voltage v d was assumed to be equal, IH load voltage and IH load current, satisfy the respective following equations.

ＩＨ負荷電圧ならびにＩＨ負荷電流は、ＢＦＢ ＡＣ−ＡＣコンバータの方が、ＢＨＢ ＡＣ−ＡＣコンバータよりも大きくなることが確認できる。したがって、ＢＦＢ ＡＣ−ＡＣコンバータの方が、ＢＨＢ ＡＣ−ＡＣコンバータと比較して高出力となる。このため、同出力電力条件において、ＢＦＢ ＡＣ−ＡＣコンバータの方が、非平滑ＤＣリンクキャパシタ電圧ｖｄ、すなわちスイッチ電圧を低く抑制できることが理論的に明らかである。
また、最大出力を基準とした負荷電力における非平滑ＤＣリンクキャパシタ電圧のピーク値と平均値をシミュレーション解析により比較した結果を図７（ａ）（ｂ）にそれぞれ示す。ここで、非平滑ＤＣリンクキャパシタ電圧のピーク値は、高周波の脈動成分を考慮した電源電圧ｖｓのピーク点での最大値とし、平均電圧はＵＦＡＣの２倍となるサイクルを１周期として平均値とした。これにより、ＢＨＢ ＡＣ−ＡＣコンバータでは、出力電力に対して電圧ストレスが低減されていることが確認できる。 It can be confirmed that the IH load voltage and the IH load current are larger in the BFB AC-AC converter than in the BHB AC-AC converter. Therefore, the BFB AC-AC converter has a higher output than the BHB AC-AC converter. For this reason, it is theoretically clear that the BFB AC-AC converter can suppress the non-smooth DC link capacitor voltage v d , that is, the switch voltage, under the same output power condition.
Moreover, the result of having compared the peak value and average value of the non-smooth DC link capacitor voltage in the load electric power on the basis of the maximum output by the simulation analysis is shown in FIGS. Here, the peak value of the non-smooth DC link capacitor voltage is the maximum value at the peak point of the power supply voltage v s in consideration of the frequency of the pulsating component, the average voltage average value a cycle twice the UFAC as 1 cycle It was. Thereby, in the BHB AC-AC converter, it can be confirmed that the voltage stress is reduced with respect to the output power.

（実験結果）
図１に示した回路構成の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータについて、基本動作特性に関して、試作器を用いた実験により検証したので検証結果を以下に説明する。
試作器の回路パラメータを下記表１に示す。本試作器では、撚り数１０５の高周波リッツ線を用いた巻き数２３の平面型ＩＨワークコイルを適用した。
金属熱処理負荷として鉄を使用し、インピーダンスマッチングトランスを含めたＩＨ負荷を構成した。また、試作器に適用するアクティブスイッチ（Ｑ１〜Ｑ４）には、６００Ｖ耐圧のハーフブリッジ入りＩＧＢＴパワーモジュール（型番：CM100DUS-12F；600V,100A,Mitsubishi製） を２組使用し、ブリッジレス整流用ダイオード（Ｄ５，Ｄ６）には６００Ｖ耐圧のダイオード（型番：DSEI 2x31-06C；600V,60A,IXYS製) を使用した。 (Experimental result)
The basic operational characteristics of the single stage commercial frequency-high frequency converter for induction heating having the circuit configuration shown in FIG. 1 were verified by experiments using a prototype, and the verification results will be described below.
The circuit parameters of the prototype are shown in Table 1 below. In this prototype, a planar type IH work coil having 23 turns using a high-frequency litz wire having 105 twists was applied.
Iron was used as the metal heat treatment load, and an IH load including an impedance matching transformer was constructed. The active switch (Q 1 to Q 4 ) applied to the prototype uses two sets of IGBT power modules (model number: CM100DUS-12F; 600V, 100A, manufactured by Mitsubishi) with a 600V withstand voltage half bridge. As the rectifying diodes (D 5 and D 6 ), 600V withstand voltage diodes (model number: DSEI 2x31-06C; 600V, 60A, manufactured by IXYS) were used.

上述の数式１の位相シフト角φsに関し、位相シフト角φｓ＝２０（deg）時における電源周期での実測波形を図８に示す。図８の実測波形から、電源電圧ｖｓおよび電源電流ｉｓの実測波形から、ＰＦＣ動作が達成できていることがわかった。また、非平滑ＤＣリンクキャパシタＣｄの端子電圧ｖｄの波形から、電源電圧ｖｓの昇圧動作が確認できた。
また、電源電圧ｖｓおよび電源電流ｉｓとＩＨ負荷電圧ｖｏおよびＩＨ負荷電流ｉｏの実測波形から、シングルステージＵＦＡＣ−ＨＦＡＣ変換が実証された。位相シフト角φｓ＝２０（deg）におけるＨＦＡＣ周期での各アクティブスイッチ（Ｑ１〜Ｑ４）の電圧、電流および負荷電流波形を図９に示す。図９の実測波形から、誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータは、ターンオフ／ターンオンともにＺＶＳ動作が達成できていることがわかった。
なお、本試作実験において、φｓ＝０〜９０（deg）の範囲で全てのスイッチのＺＶＳ動作の達成を確認している。 Relates phase shift angle phi s of Equation 1 above, it shows the measured waveform of the power supply period at the time of the phase shift angle φ s = 20 (deg) in Fig. From the measured waveform of Figure 8, from the measured waveform of the power supply voltage v s, and the power supply current i s, it was found that the PFC operation is achieved. Moreover, from the waveform of the terminal voltage v d of the non-smoothed DC link capacitor C d, the boosting operation of the power supply voltage v s is confirmed.
Also, from the measured waveform of the power supply voltage v s, and the power supply current i s and IH load voltage v o and IH load current i o, single stage UFAC-HFAC conversion was demonstrated. FIG. 9 shows voltage, current, and load current waveforms of the active switches (Q 1 to Q 4 ) in the HFAC cycle at the phase shift angle φ s = 20 (deg). From the measured waveform of FIG. 9, it was found that the single stage commercial frequency-high frequency converter for induction heating was able to achieve the ZVS operation in both turn-off / turn-on.
In this prototype experiment, it was confirmed that ZVS operation of all switches was achieved in the range of φ s = 0 to 90 (deg).

次に、位相シフトＰＷＭ制御に基づく電力特性について図１０を参照して説明する。
ここでは負荷の都合上、電源電圧を１２０Ｖに設定している。図１０に示す結果から、φｓ＝０〜９０（deg）の間に、出力電力は３．０ｋＷから１．３ｋＷまで連続的な高周波電力制御を実現していることがわかった。
図１１に電力変換効率特性に示す。電力変換効率特性評価において、誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータの主回路での効率評価とするため、ゲートドライバおよびパルス発生回路の消費電力は除外することにした。図１１の電力変換効率特性の結果から、出力電力Ｐｏ＝２．８ｋＷ時に、最高効率９６％を達成しており、極めて高効率に電力変換が可能であることが実証された。また、位相シフトＰＷＭ制御により、出力電力が、１．３〜３．０ｋＷ位まで大幅に変動しても、効率が９０％以上を超えており、高効率を維持して、電力変換が可能であると実証された。 Next, power characteristics based on phase shift PWM control will be described with reference to FIG.
Here, the power supply voltage is set to 120 V for the convenience of the load. From the results shown in FIG. 10, it was found that the continuous high frequency power control from 3.0 kW to 1.3 kW was realized for the output power between φ s = 0 and 90 (deg).
FIG. 11 shows the power conversion efficiency characteristics. In the power conversion efficiency characteristic evaluation, the power consumption of the gate driver and the pulse generation circuit was excluded in order to evaluate the efficiency of the main circuit of the single stage commercial frequency-high frequency converter for induction heating. From the result of the power conversion efficiency characteristic of FIG. 11, when the output power Po = 2.8 kW, the maximum efficiency of 96% was achieved, and it was demonstrated that power conversion can be performed with extremely high efficiency. In addition, with phase shift PWM control, even if the output power fluctuates significantly to about 1.3 to 3.0 kW, the efficiency exceeds 90% and power conversion is possible while maintaining high efficiency. Proven to be.

次に、電源電流ｉｓの高調波解析結果について説明する。位相シフト角φｓ＝０〜９０（deg）において、３０（deg）毎の電源電流の高調波解析値と、ＩＥＣ６１０００−３−２ ｃｌａｓｓ Ａ で決められた公式に基づいた参考規制値とを比較すると、位相シフト角φｓ＝０〜９０（deg）の全範囲において、電源電流ｉｓの高調波は規制値を大きく下回っていた。
以上の実証結果から、図１に示した回路構成の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータでは、高調波電流を抑制しながら、シングルステージＵＦＡＣ−ＨＦＡＣ変換が可能であり、高効率な電力変換が行えることが実証された。 Next, a description will be given harmonic analysis of the supply current i s. In phase shift angle φ s = 0 to 90 (deg), compare harmonic analysis value of power supply current every 30 (deg) with reference regulation value based on formula determined by IEC61000-3-2 class A Then, in the entire range of the phase shift angle φ s = 0~90 (deg), the harmonic of the power supply current i s is far below regulatory limits.
From the above verification results, the single-stage commercial frequency-high frequency converter for induction heating having the circuit configuration shown in FIG. 1 can perform single-stage UFAC-HFAC conversion while suppressing harmonic current, and highly efficient power conversion. It has been demonstrated that

本実施例の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの回路構成図を図１２に示す。
本実施例の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの回路構成では、実施例１の回路構成（図１）と異なり、アクティブスイッチ（Ｑ１〜Ｑ４）には、ロスレススナバキャパシタ（ＣＳ１〜ＣＳ４）が並列接続されていない。
そのため、アクティブスイッチ（Ｑ１〜Ｑ４）が、ロスレススナバキャパシタ（ＣＳ１〜ＣＳ４）を用いたゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）動作を行うことができない。しかしながら、本実施例２の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの回路構成でも、入力となる入力用商用周波交流電源から高周波出力まで１段の回路にて直接電力変換可能で、フルブリッジ整流回路と昇圧用コンバータが不要である。また、昇圧機能を有するブーストハーフブリッジ（ＢＨＢ）インバータ構造によって、位相シフトＰＷＭ制御が適用でき、非対称ＰＷＭ制御方式で必要とする入力用商用周波交流電源の電圧極性検出センサが不要となり、交流電源の信頼性を向上できる。さらに、フルブリッジ整流回路と昇圧用コンバータが不要であるため、高効率化が図れ、また装置の小型軽量化、低コスト化を図ることができる。 FIG. 12 shows a circuit configuration diagram of the induction heating commercial frequency-high frequency converter of this example.
In the circuit configuration of the commercial frequency-high frequency converter for induction heating of this embodiment, unlike the circuit configuration of FIG. 1 (FIG. 1), the active switches (Q 1 to Q 4 ) include lossless snubber capacitors (C S1 to C S S4 ) are not connected in parallel.
Therefore, the active switches (Q 1 to Q 4 ) cannot perform the zero voltage soft switching (ZVS) operation using the lossless snubber capacitors (C S1 to C S4 ). However, even with the circuit configuration of the induction heating commercial frequency-high frequency converter of the second embodiment, power can be directly converted in a single stage from the input commercial frequency AC power source to the high frequency output, and a full bridge rectifier circuit and No boost converter is required. In addition, the boost half-bridge (BHB) inverter structure having a boosting function allows phase shift PWM control to be applied, eliminating the need for a voltage polarity detection sensor for an input commercial frequency AC power source that is required in the asymmetric PWM control method. Reliability can be improved. Furthermore, since a full-bridge rectifier circuit and a boost converter are not required, high efficiency can be achieved, and the apparatus can be reduced in size and weight and cost.

本実施例の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの回路構成図を図１３に示す。
本実施例の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの回路構成では、実施例１の回路構成（図１）と異なり、ローサイドのアクティブスイッチ（Ｑ２，Ｑ４）には、ロスレススナバキャパシタ（ＣＳ２，ＣＳ４）が並列接続されておらず、ハイサイドのアクティブスイッチ（Ｑ１，Ｑ３）だけに、ロスレススナバキャパシタ（ＣＳ１，ＣＳ３）が並列接続されている。
この場合、実施例１の回路構成（図１）のロスレススナバキャパシタ（ＣＳ１，ＣＳ３）の容量よりも大きくすることによって、アクティブスイッチ（Ｑ１〜Ｑ４）が、ロスレススナバキャパシタ（ＣＳ１〜ＣＳ４）を用いたゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）動作を行うことができる。
なお、本実施例では、ローサイドのアクティブスイッチ（Ｑ２，Ｑ４）にロスレススナバキャパシタ（ＣＳ２，ＣＳ４）が並列接続されておらず、ハイサイドのアクティブスイッチ（Ｑ１，Ｑ３）だけにロスレススナバキャパシタ（ＣＳ１，ＣＳ３）が並列接続されている回路構成であるが、反対に、ハイサイドのアクティブスイッチ（Ｑ１，Ｑ３）には、ロスレススナバキャパシタ（ＣＳ１，ＣＳ３）が並列接続されておらず、ローサイドのアクティブスイッチ（Ｑ２，Ｑ４）だけにロスレススナバキャパシタ（ＣＳ２，ＣＳ４）が並列接続されている回路構成でも構わない。 FIG. 13 shows a circuit configuration diagram of the induction heating commercial frequency-high frequency converter of this example.
In the circuit configuration of the commercial frequency-high frequency converter for induction heating of the present embodiment, unlike the circuit configuration of FIG. 1 (FIG. 1), the low-side active switches (Q 2 , Q 4 ) include a lossless snubber capacitor (C S2 , C S4 ) are not connected in parallel, and lossless snubber capacitors (C S1 , C S3 ) are connected in parallel only to the high-side active switches (Q 1 , Q 3 ).
In this case, by making the capacity of the lossless snubber capacitors (C S1 , C S3 ) of the circuit configuration (FIG. 1) of the first embodiment larger, the active switches (Q 1 to Q 4 ) become the lossless snubber capacitors (C S1). ~ C S4 ) can be used for zero voltage soft switching (ZVS) operation.
In this embodiment, the lossless snubber capacitors (C S2 , C S4 ) are not connected in parallel to the low side active switches (Q 2 , Q 4 ), but only the high side active switches (Q 1 , Q 3 ). The lossless snubber capacitors (C S1 , C S3 ) are connected in parallel to each other, but on the contrary, the high-side active switches (Q 1 , Q 3 ) have lossless snubber capacitors (C S1 , C S3). ) Are not connected in parallel, and a lossless snubber capacitor (C S2 , C S4 ) may be connected in parallel only to the low-side active switches (Q 2 , Q 4 ).

本実施例の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの回路構成図を図１４に示す。
本実施例の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの回路構成では、実施例１の回路構成（図１）と異なり、入力用商用周波交流電源ｖｓはインバータレッグのローサイドに接続され、入力用商用周波交流電源ｖｓの一端に直列接続された昇圧用リアクトルＬｂの端はアクティブスイッチＱ１とＱ２の中点に接続され、入力用商用周波交流電源ｖｓの他端から分岐して、一方はブリッジレス整流用ダイオードＤ５を介してアクティブスイッチＱ１と接続され、他方はブリッジレス整流用ダイオードＤ６を介してアクティブスイッチＱ２と接続された回路構成である。 The circuit block diagram of the commercial frequency-high frequency converter for induction heating of a present Example is shown in FIG.
Induction heating power-frequency of the present embodiment - In the circuit configuration of a high-frequency converter, unlike the circuit configuration of embodiment 1 (FIG. 1), the input commercial frequency AC power source v s is connected to the low side of the inverter leg, the input commercial frequency AC power source v one end serially connected end of the boost reactor L b of s is connected to the midpoint of the active switch Q 1, Q 2, is branched from the other end of the input commercial frequency AC power source v s, one is connected with the active switch Q 1 via a bridgeless rectifier diode D 5, the other is connected to the circuit configuration as active switch Q 2 via the bridgeless rectifier diode D 6.

本実施例の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの回路構成図を図１５に示す。
本実施例の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの回路構成は、三相４線式を用いた配電方式に用いられるものであり、実施例１の回路構成（図１）が各相に接続され、電源中性点と各相１線が共通結線とされ、各相のワークコイルがＩＨ負荷に高周波の電流を供給するものである。入力用商用周波交流電源は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電圧の位相が、それぞれ１２０度ずつ異なっている。
図１６は、三相回路の商用周波交流サイクルのシミュレーション波形を示している。また、図１７は、三相回路の高周波サイクルのシミュレーション波形を示している。 FIG. 15 shows a circuit configuration diagram of the induction heating commercial frequency-high frequency converter of this example.
The circuit configuration of the induction heating commercial frequency-high frequency converter of the present embodiment is used for a power distribution system using a three-phase four-wire system, and the circuit configuration of the first embodiment (FIG. 1) is connected to each phase. The power supply neutral point and each phase 1 wire are connected in common, and the work coil of each phase supplies a high-frequency current to the IH load. The commercial frequency AC power supply for input has a phase difference of U, V, and W phases by 120 degrees.
FIG. 16 shows a simulation waveform of a commercial frequency AC cycle of a three-phase circuit. FIG. 17 shows a simulation waveform of the high-frequency cycle of the three-phase circuit.

図１６では、三相電源電圧および電流波形からＰＦＣ動作が各相にて確認できる。また、単相交流出力電圧Ｖｏおよび電流Ｉｏの波形から、単相の結果と比較して低周波リプルの少ない高周波電圧と高周波電流を得ており、三相ＵＦＡＣ単相ＨＦＡＣのシングルステージ変換を実現している様子がわかる。   In FIG. 16, PFC operation can be confirmed in each phase from the three-phase power supply voltage and current waveform. In addition, high-frequency voltage and high-frequency current with less low-frequency ripple than single-phase results are obtained from the waveforms of single-phase AC output voltage Vo and current Io, realizing single-stage conversion of three-phase UFAC single-phase HFAC You can see how they are doing.

また、図１７は、三相回路の高周波サイクルでの各相の基準相スイッチおよび制御相スイッチの電圧スイッチング波形と電流スイッチング波形を示す。シングステージ変換では、各スイッチのＺＶＳ動作達成条件が電源電圧に依存して変化する。すなわち、電源電圧が比較的高いＵ相のアクティブスイッチＱ１，Ｑ４はＺＶＳ動作を達成する。一方、Ｖ相およびＷ相については電源電圧が相対的に小さい状態であり、スイッチ転流時にロスレススナバキャパシタでの電荷が完全に放出しないため、Ｖ相のアクティブスイッチＱ5，Ｑ8,およびＷ相のアクティブスイッチＱ9，Ｑ12は、不完全なＺＶＳ動作となる。しかしながら、電源電圧ピーク値と対比して残留電圧値は小さく、不完全ＺＶＳ動作（セミＺＶＳ動作）による回路全体の性能には大きく影響を与えることはない。 FIG. 17 shows voltage switching waveforms and current switching waveforms of the reference phase switch and the control phase switch of each phase in the high frequency cycle of the three-phase circuit. In single stage conversion, the ZVS operation achievement condition of each switch changes depending on the power supply voltage. That is, the U-phase active switches Q 1 and Q 4 having a relatively high power supply voltage achieve the ZVS operation. On the other hand, the power supply voltage is relatively low for the V phase and the W phase, and the charge in the lossless snubber capacitor is not completely discharged during the switch commutation. Therefore, the V phase active switches Q 5 , Q 8 , and W The phase active switches Q 9 and Q 12 have an incomplete ZVS operation. However, the residual voltage value is small compared to the power supply voltage peak value, and the performance of the entire circuit due to the incomplete ZVS operation (semi-ZVS operation) is not greatly affected.

本実施例の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの回路構成図を図１８に示す。
本実施例の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの回路構成では、実施例１の回路構成（図１）と異なり、非平滑ＤＣリンクキャパシタＣｄは、同容量の２つのキャパシタ（Ｃｄ１，Ｃｄ２）が、第１インバータレッグと第２インバータレッグの各々に並列に設けられたた回路構成である。
実施例１の回路構成のように、１つの非平滑ＤＣリンクキャパシタがインバータレッグに並列に設けられる場合と比べて、第１インバータレッグと第２インバータレッグの各々に並列に、同容量の２つのキャパシタ（Ｃｄ１，Ｃｄ２）が設け、それぞれのキャパシタが各々のインバータレッグの近傍に配置されることで、配線およびパワー半導体スイッチ内部の寄生（浮遊）インダクタンスに起因するスイッチターンオフ時の寄生振動を抑制し、より高効率な電力変換が可能である。本実施例では、同容量の２つのキャパシタを設ける例を示したが、回路配線等により浮遊容量から、２つのキャパシタは、多少値が異なる場合もあり、略同容量の２つのキャパシタであってもよい。 FIG. 18 shows a circuit configuration diagram of the induction heating commercial frequency-high frequency converter of this example.
Unlike the circuit configuration of the first embodiment (FIG. 1), the non-smooth DC link capacitor C d in the circuit configuration of the commercial frequency-high frequency converter for induction heating of the present embodiment has two capacitors (C d1 , C d2 ) is a circuit configuration provided in parallel with each of the first inverter leg and the second inverter leg.
Compared to the case where one non-smooth DC link capacitor is provided in parallel with the inverter leg as in the circuit configuration of the first embodiment, two capacitors of the same capacity are provided in parallel with each of the first inverter leg and the second inverter leg. Capacitors (C d1 , C d2 ) are provided, and each capacitor is arranged in the vicinity of each inverter leg, so that parasitic vibration at the time of switch turn-off caused by parasitic (floating) inductance inside the wiring and the power semiconductor switch can be prevented. Suppressing and more efficient power conversion is possible. In this embodiment, an example is shown in which two capacitors having the same capacity are provided. However, the two capacitors may have slightly different values due to stray capacitance due to circuit wiring or the like. Also good.

本発明の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータは、高周波交流電流を要する電気設備に有用であり、特に、金属表面処理（焼き入れ，焼きなまし，焼戻しなど）やロウ付けなど、高周波ＩＨによる金属熱処理加工装置への応用が期待できる。   The commercial frequency-high frequency converter for induction heating according to the present invention is useful for electrical equipment that requires high frequency alternating current, and in particular, metal heat treatment by high frequency IH, such as metal surface treatment (quenching, annealing, tempering, etc.) and brazing. Application to equipment can be expected.

ｖｓ 入力用商用周波交流電源
Ｖｏ 出力電圧
ｉｓ 電源電流
ｉｏ 出力電流
Ｑ１，Ｑ２ アクティブスイッチ
Ｓ１〜Ｓ４ トランジスタスイッチ
Ｄ１〜Ｄ４ 逆並列ダイオード
Ｄ５，Ｄ６ 逆流阻止／整流ダイオード
Ｃｄ ，Ｃｄ１ ，Ｃｄ２ 非平滑ＤＣリンクキャパシタ
Ｌｂ 昇圧用リアクトル
Ｒ０ ＩＨ負荷等価実効抵抗
Ｌ０ ＩＨ負荷等価実効インダクタンス
Ｃ０ 直列共振キャパシタ
Ｃｒ 並列キャパシタ
ＣＳ１〜ＣＳ４ ＺＶＳ用ロスレススナバキャパシタ
v s input commercial frequency AC power source V o output voltage i s supply current i o output current Q 1, Q 2 active switches S 1 to S 4 transistor switches D 1 to D 4 anti-parallel diode D 5, D 6 reverse blocking / rectifier diodes C d, C d1, C d2 textured DC link capacitor L b boost reactor R 0 the IH load equivalent effective resistance L 0 the IH load equivalent effective inductance C 0 series resonant capacitor C r parallel capacitor C S1 -C S4 for ZVS Lossless snubber capacitor

Claims (12)

ハイサイドの第１スイッチとローサイドの第２スイッチが直列接続され、第１および第２スイッチに各々並列に逆並列ダイオードが接続された第１インバータレッグと、
ハイサイドの第３スイッチとローサイドの第４スイッチが直列接続され、第３および第４スイッチに各々並列に逆並列ダイオードが接続された第２インバータレッグと、
インバータレッグに並列に設けられた非平滑ＤＣリンクキャパシタと、
第１インバータレッグの中点に接続されたワークコイルと、
第２インバータレッグの中点に接続された共振キャパシタと、
入力用商用周波交流電源と、
入力用商用周波交流電源の一端に直列接続された昇圧用リアクトルと、
インバータレッグと入力用交流電源の間に接続されるブリッジレス整流用の第１および第２ダイオードと、
を備え、
前記ワークコイルと前記共振キャパシタが直列接続され、
第１インバータレッグと第２インバータレッグとがフルブリッジ構成を成すことを特徴とする誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータ。 A first inverter leg in which a first switch on a high side and a second switch on a low side are connected in series, and an anti-parallel diode is connected in parallel to each of the first and second switches;
A second inverter leg in which a third switch on the high side and a fourth switch on the low side are connected in series, and an antiparallel diode is connected in parallel to each of the third and fourth switches;
A non-smooth DC link capacitor provided in parallel with the inverter leg;
A work coil connected to the midpoint of the first inverter leg;
A resonant capacitor connected to the midpoint of the second inverter leg;
Commercial frequency AC power supply for input,
A boosting reactor connected in series to one end of an input commercial frequency AC power supply;
First and second diodes for bridgeless rectification connected between the inverter leg and the input AC power source;
With
The work coil and the resonant capacitor are connected in series,
A single stage commercial frequency-high frequency converter for induction heating, wherein the first inverter leg and the second inverter leg form a full bridge configuration. 上記の非平滑ＤＣリンクキャパシタは、同容量又は略同容量の２つのキャパシタが、第１インバータレッグと第２インバータレッグの各々に並列に設けられたことを特徴とする請求項１に記載の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータ。   2. The induction according to claim 1, wherein the non-smooth DC link capacitor has two capacitors of the same capacity or substantially the same capacity provided in parallel in each of the first inverter leg and the second inverter leg. Single stage commercial frequency to high frequency converter for heating. 前記インバータレッグにおいて、第１〜第４スイッチにそれぞれ並列に、ゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）用ロスレススナバキャパシタが接続されたことを特徴とする請求項１又は２に記載の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータ。   3. The single stage commercial use for induction heating according to claim 1, wherein a lossless snubber capacitor for zero voltage soft switching (ZVS) is connected in parallel with each of the first to fourth switches in the inverter leg. Frequency to high frequency converter. 前記インバータレッグにおいて、第１スイッチと第３スイッチにそれぞれ並列に、或は、第２スイッチと第４スイッチにそれぞれ並列に、ゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）用ロスレススナバキャパシタが接続されたことを特徴とする請求項１又は２に記載の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータ。   In the inverter leg, a zero-voltage soft switching (ZVS) lossless snubber capacitor is connected in parallel with each of the first switch and the third switch, or in parallel with each of the second switch and the fourth switch. The single stage commercial frequency-high frequency converter for induction heating according to claim 1 or 2. 前記入力用商用周波交流電源は、前記インバータレッグのハイサイドに接続され、
前記入力用商用周波交流電源の一端に直列接続された前記昇圧用リアクトルの端から分岐して、一方はブリッジレス整流用の第１ダイオードを介して第１インバータレッグの第１スイッチ側と接続され、他方はブリッジレス整流用の第２ダイオードを介して第１インバータレッグの第２スイッチ側と接続され、
前記入力用商用周波交流電源の他端は第１インバータレッグの中点に接続されたことを特徴とする請求項１〜４の何れかに記載の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータ。 The input commercial frequency AC power supply is connected to the high side of the inverter leg,
Branching from the end of the step-up reactor connected in series to one end of the input commercial frequency AC power supply, one is connected to the first switch side of the first inverter leg via the first diode for bridgeless rectification. The other is connected to the second switch side of the first inverter leg through the second diode for bridgeless rectification,
5. The induction heating single-stage commercial frequency-high frequency converter according to claim 1, wherein the other end of the input commercial frequency AC power source is connected to a midpoint of the first inverter leg. 前記入力用商用周波交流電源は、前記インバータレッグのローサイドに接続され、
前記入力用商用周波交流電源の一端に直列接続された前記昇圧用リアクトルの端は第１インバータレッグの中点に接続され、
前記入力用商用周波交流電源の他端から分岐して、一方はブリッジレス整流用の第１ダイオードを介して第１インバータレッグの第１スイッチ側と接続され、他方はブリッジレス整流用の第２ダイオードを介して第１インバータレッグの第２スイッチ側と接続されたことを特徴とする請求項１〜４の何れかに記載の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータ。 The input commercial frequency AC power supply is connected to the low side of the inverter leg,
The end of the step-up reactor connected in series to one end of the input commercial frequency AC power supply is connected to the midpoint of the first inverter leg,
Branching from the other end of the input commercial frequency AC power source, one is connected to the first switch side of the first inverter leg via a first diode for bridgeless rectification, and the other is a second for bridgeless rectification. The single stage commercial frequency-high frequency converter for induction heating according to any one of claims 1 to 4, characterized in that it is connected to the second switch side of the first inverter leg via a diode. 前記入力用商用周波交流電源と前記昇圧用リアクトルの間に、高周波ノイズを選択的に除去するＬＣフィルタが備えられたことを特徴とする請求項１〜６の何れかに記載の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータ。   The induction heating single according to any one of claims 1 to 6, further comprising an LC filter for selectively removing high-frequency noise between the input commercial-frequency AC power supply and the boosting reactor. Stage commercial frequency to high frequency converter. 第１〜第４スイッチのパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）により、前記昇圧用リアクトルを介して、前記入力用商用周波交流電源の電源電圧に対して、前記非平滑ＤＣリンクキャパシタの電圧を昇圧することを特徴とする請求項１〜７の何れかに記載の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータ。   By the pulse width modulation control (PWM control) of the first to fourth switches, the voltage of the non-smooth DC link capacitor is boosted with respect to the power supply voltage of the input commercial frequency AC power supply via the boosting reactor. The single-stage commercial frequency-high frequency converter for induction heating according to any one of claims 1 to 7. 三相４線式を用いた配電方式の場合、
各相に請求項１〜８の何れかの誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータが接続され、電源中性点と各相１線が共通結線とされ、各相の前記ワークコイルがＩＨ負荷に高周波の電流を供給することを特徴とする三相４線式誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータ。 In the case of a power distribution system using a three-phase four-wire system,
The single stage commercial frequency-high frequency converter for induction heating according to any one of claims 1 to 8 is connected to each phase, the power supply neutral point and each phase 1 wire are connected in common, and the work coil of each phase is an IH load A single-phase commercial frequency-high frequency converter for three-phase four-wire induction heating, characterized by supplying high-frequency current to 請求項１〜９の何れかの誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータを備える熱処理加工装置。   The heat processing apparatus provided with the single stage commercial frequency-high frequency converter for induction heating in any one of Claims 1-9. 請求項１〜８の何れかの誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータの制御方法であって、
前記入力用商用周波交流電源の電圧極性を検出することなく、第１スイッチに対する第４スイッチの導通開始区間、或は、第２スイッチに対する第３スイッチの導通開始区間を、ＩＨ出力の指令値に応じて遅らせる位相シフトパルス幅変調制御（ＰＳ−ＰＷＭ制御）を行うステップ、
を備えたことを特徴とする誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータの制御方法。 A method for controlling a single stage commercial frequency-high frequency converter for induction heating according to any one of claims 1 to 8,
Without detecting the voltage polarity of the input commercial frequency AC power supply, the conduction start section of the fourth switch with respect to the first switch or the conduction start section of the third switch with respect to the second switch is set to the command value of the IH output. Performing phase shift pulse width modulation control (PS-PWM control) to be delayed in response,
A method for controlling a single stage commercial frequency-high frequency converter for induction heating, comprising: 請求項９の三相４線式誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータの制御方法であって、
前記入力用商用周波交流電源の電圧極性を検出することなく、各相の第１スイッチに対する第４スイッチの導通開始区間、或は、各相の第２スイッチに対する第３スイッチの導通開始区間を、ＩＨ出力の指令値に応じて遅らせる位相シフトパルス幅変調制御（ＰＳ−ＰＷＭ制御）を行うステップ、
を備えたことを特徴とする三相４線式誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータの制御方法。

A control method for a single stage commercial frequency-high frequency converter for three-phase four-wire induction heating according to claim 9,
Without detecting the voltage polarity of the input commercial frequency AC power supply, the conduction start interval of the fourth switch with respect to the first switch of each phase, or the conduction start interval of the third switch with respect to the second switch of each phase, Performing phase shift pulse width modulation control (PS-PWM control) for delaying according to a command value of IH output;
A control method of a single-stage commercial frequency-high frequency converter for three-phase four-wire induction heating, comprising:

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