KR100428422B1 - Zero Voltage Switching Fullbridge Converter - Google Patents
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Abstract
고속 충전 및 소형화를 위해 영전압 스위칭을 구현하여 주파수 상승에 따른 고속스위칭 손실을 방지하는 영전압 스위칭 풀브리지 컨버터에 대해 개시한다. 본 발명의 영전압 스위칭 풀브리지 컨버터는, 입력되어 전달된 전류 및 전압을 단속하기 위해 적어도 하나 이상의 스위칭소자를 마련하고, 이 스위칭소자의 소스전극에 다이오드 및 스너버 커패시터의 일단을 접속시키고 타단은 이 스위칭소자의 드레인전극에 접속시키며, 출력커패시터에 저장된 전하를 입력받아 스위칭소자의 양단 전압을 영(zero)되게 하여 영전압 스위칭이 이루어질 수 있도록 병렬연결된 역전류 저지 다이오드와 커패시터의 일단을 소스전극에 접속하여 이루어진 스위칭부를 포함하여 이루어진 것을 특징으로 한다. 본 발명에 따르면, 고속스위칭 손실을 방지하여 동작주파수를 높일 수 있으므로 충전장비 등의 소형화가 가능하며, 이에 따라 휴대가 용이하여 가정, 차량 등에 용이하게 사용할 수 있다는 장점이 있다. 또한, 유사 공진형 플라이백 형태의 스위칭 레귤레이터를 충전기 등에 적용함으로써 충전시간을 단축시킬 수 있다.Disclosed is a zero voltage switching full bridge converter that implements zero voltage switching for fast charging and miniaturization, thereby preventing fast switching losses due to frequency rise. In the zero voltage switching full bridge converter of the present invention, at least one switching element is provided to interrupt an input and transmitted current and voltage, and one end of a diode and a snubber capacitor are connected to the source electrode of the switching element, and the other end thereof is The reverse current blocking diode and one end of the capacitor connected in parallel to each other are connected to the drain electrode of the switching device, and zero voltage switching is performed by receiving the charge stored in the output capacitor so as to zero the voltage across the switching device. Characterized in that it comprises a switching unit made in connection with. According to the present invention, it is possible to increase the operating frequency by preventing the high-speed switching loss, thereby miniaturizing the charging equipment, etc. Thereby, there is an advantage that it is easy to carry and can be easily used in homes and vehicles. In addition, the charging time can be shortened by applying a pseudo-resonant flyback type switching regulator to a charger or the like.
Description
본 발명은 영전압 스위칭 풀브리지 컨버터에 관한 것으로, 특히 고속 충전 및 소형화를 위해 영전압 스위칭을 구현하여 주파수 상승에 따른 고속스위칭 손실을 방지할 수 있도록 병렬로 연결된 역전류 저지다이오드와 커패시터를 영전압스위칭부에 접속하여 이루어진 영전압 스위칭 풀브리지 컨버터에 관한 것이다.The present invention relates to a zero voltage switching full bridge converter. In particular, zero voltage switching is implemented for fast charging and miniaturization, so that the reverse current blocking diode and the capacitor connected in parallel to prevent the fast switching loss due to the frequency increase are zero voltage. It relates to a zero voltage switching full bridge converter connected to the switching unit.
최근 경박단소 및 고효율 전력공급장치의 요구가 대두되고 있는 추세와 더불어 일반적인 PWM(Pulse Width Modulation) 컨버터는 공진형 컨버터, 의사공진형 컨버터, 다중공진형 컨버터 및 소프트-스위칭(soft-switching) 컨버터로 전환되고 있다. 일반적인 PWM 컨버터의 하드-스위칭(Hard-switching) 동작은 스위칭손실, 노이즈, 스위칭 스트레스 등의 문제가 유발되며 특히 고주파일 때 현저하게 나타난다. 이러한 단점을 보완하기 위하여 PWM 컨버터에 몇 가지 공진형 기법이 적용되고 있다. 공진형 인버터에는 일반적으로 직렬형, 병렬형, class-E, 의사공진형 컨버터(QRCs), 다중공진형 컨버터로 구분된다. 제어기법에 있어서는 전류방법과 관련하여 영전압스위칭(ZVS ; Zero Voltage Switching)과 영전류스위칭(ZCS ; Zero Current Switching) 방식으로 구분된다. 이와 같이 전력변환 방식에 공진형 방식을 채택함으로써 스위칭손실과 하드-스위칭(Hard-switching)에 의한 스위치의 스트레스를 현저히 줄일 수 있다. 그러나, 공진시 나타나는 전류와 전압 형태로 인하여 일반적으로 높은 순환에너지를 가지기 때문에 동손이 증가하는 단점을 지니고 있다. 따라서. 이러한 높은 순환에너지를 유발하지 않은 새로운 소프트-스위칭(soft-switching) 기법이 연구되고 있다. 소프트-스위칭(soft-switching)은 일반적으로 스위칭 과도상태시 이용되고 있으며 과도상태 후에는 일반적인 PWM 방법과 유사한 방식을 사용하여 순환에너지를 저감시키는 방법을 채택하고 있다.In recent years, with the demand for light and short and high efficiency power supplies, general pulse width modulation (PWM) converters include resonant converters, pseudoresonant converters, multiresonant converters and soft-switching converters. It is being converted. Hard-switching operation of a typical PWM converter causes problems such as switching loss, noise, and switching stress, especially at high frequencies. To remedy this drawback, several resonant techniques have been applied to PWM converters. Resonant inverters are generally classified into series, parallel, class-E, quasi-resonant converters (QRCs), and multi-resonant converters. In the control method, the zero voltage switching (ZVS) and the zero current switching (ZCS) methods are classified into the current method. By adopting the resonance type in the power conversion method as described above it is possible to significantly reduce the stress of the switch due to switching losses and hard-switching (Hard-switching). However, due to the current and voltage forms appearing in resonance has a disadvantage in that the copper loss increases because of the high cyclic energy. therefore. New soft-switching techniques that do not induce such high circulating energy have been studied. Soft-switching is generally used in switching transients, and after transients, it adopts a method of reducing circulating energy using a method similar to the conventional PWM method.
의사공진형 컨버터의 영전압스위칭(ZVS-QRC)에서는 능동스위치의 소프트-스위칭(soft-switching)을 수행하기 위하여 공진형 인덕터가 채용되는데 소자의 정션(junction) 커패시턴스의 에너지를 저장하기 위한 충분한 크기를 가지고 있어야 한다. ZVS는 경부하에서는 실행하기가 어렵다. 그러나 ZVS-QSC에서는 필터용 인덕터는 ZVS를 실현하기 위한 공진형 인덕터로서의 역할을 충분히 수행한다. 양쪽 트랜지스터가 모두 ZVS이므로 양쪽 스위치는 양방향 스위치이며 ZVS-QSC는 자연히 양방향 전력변환에 적합한 특성을 가지고 있어 밧데리 충방전 등에 이용될 수 있다.In zero voltage switching (ZVS-QRC) of pseudo-resonant converters, resonant inductors are employed to perform soft-switching of active switches, which are large enough to store the energy of the junction capacitance of the device. Must have ZVS is difficult to run at light loads. However, in ZVS-QSC, the filter inductor fully serves as a resonant inductor for realizing ZVS. Since both transistors are ZVS, both switches are bi-directional switches, and ZVS-QSC is naturally suitable for bi-directional power conversion and can be used for battery charge / discharge.
상기와 같이 스위칭 동작에서는 전압과 전류가 스위칭 소자에 따라 일정한 지연과 기울기를 가지고 변화하기 때문에 스위치를 턴온(Turn on) 또는 턴오프(Turn off)시키게 되면 스위치에 전압과 전류가 동시에 가해지는 구간이 발생하게 되며, 이에 따라 이 구간동안에는 전압과 전류의 곱에 해당하는 스위칭의 전력손실이 발생하게 된다. 특히, 절연게이트 바이폴라 트랜지스터(IGBT)나 게이트 턴오프 사이리스터(GTO : Gate Turn Off Thyristor)와 같은 소자는 도 1에 도시된바와 같이 턴오프시에 꼬리(tail)전류가, 스위치의 양단에 전압이 충분히 가해진 후에도 일정 구간(L)동안 흐르기 때문에 상기한 바와 같이 턴오프시의 스위칭손실이 매우 크게 나타난다.As described above, in the switching operation, since the voltage and the current change with a constant delay and slope according to the switching element, when the switch is turned on or turned off, the section in which the voltage and the current are simultaneously applied to the switch is divided. Accordingly, power loss of the switching corresponding to the product of voltage and current is generated during this period. In particular, a device such as an insulated gate bipolar transistor (IGBT) or a gate turn off thyristor (GTO) has a tail current at turn-off and a voltage across the switch as shown in FIG. 1. Since it flows for a predetermined period L even after being sufficiently applied, the switching loss at the time of turn-off is very large as described above.
상기와 같은 스위칭손실은 소자가 개폐되는 주파수에 비례해서 증가하기 때문에 소자의 최대 스위칭 주파수를 제한하는 요소가 된다. 따라서, 이러한 특성을 갖는 소자들의 스위칭손실을 줄이고 고주파의 스위칭을 가능하게 하려면 도 2a와 같은 영전압 스위칭방법이나, 도 2b와 같은 영전류 스위칭방법을 사용하여야 한다.Such switching loss increases in proportion to the frequency at which the device is opened and closed, thereby limiting the maximum switching frequency of the device. Therefore, in order to reduce switching losses of the devices having such characteristics and to enable high frequency switching, a zero voltage switching method as shown in FIG. 2A or a zero current switching method as shown in FIG. 2B should be used.
영전압 스위칭은 스위칭소자와 역병렬로 연결된 다이오드가 환류전류에 의해 도통되어 스위칭소자 양단의 전압이 영이 된 후 턴온하게 되면 도 2a에서 보는 바와 같이 스위칭에 따른 전력손실은 완전히 제거된다. 그러나, 스위칭소자가 턴오프할 때는 도 1의 하드스위칭(Hard-Switching )의 경우와 같아서 손실이 줄어들지 않는다. 이러한 손실을 제거하기 위해 스위칭소자의 양단에 스너버(snubber) 커패시터(capacitor)를 연결하면 도 2a에서 보는 바와 같이 전압증가 속도가 저하되어 전류가 감소하는 구간동안의 전력손실은 줄어들게 된다.In the zero voltage switching, when a diode connected in parallel with the switching element is turned on by a reflux current and turned on after the voltage across the switching element becomes zero, power loss due to switching is completely removed as shown in FIG. 2A. However, when the switching device is turned off, the loss is not reduced as in the case of the hard-switching of FIG. 1. When a snubber capacitor is connected to both ends of the switching device to eliminate such a loss, as shown in FIG. 2A, the voltage increase rate decreases, thereby reducing the power loss during the current decrease period.
영전류 스위칭은 도 2b에서 보는 바와 같이 스위칭소자에 흐르는 전류가 영일 때 스위칭소자를 턴오프하게 되는데, 이때는 꼬리전류를 형성하는 축적된 소수 캐리어가 모두 사라진 뒤이므로 턴오프에 의한 전력손실은 발생하지 않게 되는 것이다.As shown in FIG. 2B, the zero current switching turns off the switching element when the current flowing through the switching element is zero. In this case, since all accumulated minority carriers forming the tail current disappear, power loss due to the turn-off does not occur. It will not be.
이상 설명된 바와 같이 영전압-영전류 스위칭을 구현하면 주파수를 상승시키면서 스위칭 손실을 줄일 수 있고, 이에 따라 충전장치 등의 크기를 작게 제작할수 있기 때문에, 지금까지 영전압-영전류 스위칭 기술을 개선하기 위한 많은 연구가 진행되고 있다.Implementing zero voltage-zero current switching as described above can reduce the switching loss while increasing the frequency, and thus can reduce the size of the charging device and the like, thus improving the zero voltage-zero current switching technology. Many researches are underway to do this.
도 3은 종래의 영전압 스위칭 풀브리지 컨버터의 회로도이다. 도 3에 도시된 바와 같이, 종래의 영전압 스위칭 풀브리지 컨버터는, 입력되어 전달된 전류 및 전압을 단속하기 위한 스위칭부(10)와, 상기 스위칭부(10)의 스위칭에 의해 1차측으로부터 전달된 전류 및 전압을 2차측으로 유도하는 변압기(L2, L3, 20)와, 상기 2차측의 전류를 정류하여 부하측으로 출력하기 위한 정류부(D5, D6, 30)와, 상기 부하측으로부터 입력된 전류를 피드백하여 전류제어가 이루어지며 이 제어된 전류를 상기 스위칭부(10)로 입력하는 입력부(40)와, 그리고 상기 부하측으로부터 입력된 전류 및 전압을 체크하여 스위칭부의 스위칭 동작을 제어하는 제어부(50)로 이루어져 있다.3 is a circuit diagram of a conventional zero voltage switching full bridge converter. As shown in FIG. 3, the conventional zero voltage switching full bridge converter includes a switching unit 10 for controlling an input and transmitted current and a voltage, and is transferred from the primary side by switching of the switching unit 10. Transformers (L2, L3, 20) for inducing the current and voltage to the secondary side, rectifiers (D5, D6, 30) for rectifying and outputting the current on the secondary side to the load side, and the current input from the load side. The control unit 50 controls the switching operation of the switching unit by checking an input unit 40 which inputs the controlled current to the switching unit 10 by feedback and checks the current and voltage input from the load side. Consists of
상기 스위칭부(10)는 4개의 IGBT 스위칭소자(Q1, Q2, Q3, Q4)로 구성된 풀브리지 인버터(Full Bridge Inverter)이다. 상기 4개의 IGBT 스위칭소자 각각에는 스위칭소자 양단에 역병렬로 다이오드(D1, D2, D3, D4)가 접속되며, 또한, 스위칭소자 양단에 스너버 커패시터(C1, C2, C3, C4)가 각각 접속되어 있다.The switching unit 10 is a full bridge inverter composed of four IGBT switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4. Diodes D1, D2, D3, and D4 are connected to each of the four IGBT switching elements in reverse parallel in both ends of the switching element, and snubber capacitors C1, C2, C3, and C4 are connected to both ends of the switching element. It is.
이와 같이 구성된 종래의 영전압 스위칭 풀브리지 컨버터의 동작을 간단히 설명하면 다음과 같다.The operation of the conventional zero voltage switching full bridge converter configured as described above will be briefly described as follows.
먼저 제어부(50)에 의해 스위칭소자의 스위칭제어가 이루어지게 되는데, 단계별로 제1 모드에서 제7 모드에 이르는 과정을 거쳐 고주파 교류를 발생시키게 된다.First, the switching control of the switching device is performed by the controller 50. The high frequency AC is generated through a process ranging from the first mode to the seventh mode step by step.
제1 모드는 입력되는 전류 및 전압이 1차측에서 2차측으로 유도되는 과정으로서, 1차측 브리지 스위칭소자(Q1, Q2)가 도통하고 이때 변압기 전류는 D1으로부터 Q1, D2로부터 Q2로 각각 정류(Commutation)되고, 풀브리지 컨버터의 변압기 2차측 출력필터인덕터(L3) 전류가 정류다이오드(D5, D6)와 변압기 Tr 2차측 권선을 통하여 흐르고 있기 때문에 단락되어 입력전압이 모두 변압기 누설 인덕턴스(L2)에 모두 인가된다.The first mode is a process in which the input current and the voltage are induced from the primary side to the secondary side, and the primary bridge switching elements Q1 and Q2 are conducted. At this time, the transformer current is rectified from D1 to Q1 and D2 to Q2, respectively. Current in the transformer secondary output filter inductor (L3) of the full bridge converter flows through the rectifier diodes (D5, D6) and the transformer Tr secondary winding, so that both the input voltage is shorted to the transformer leakage inductance (L2). Is approved.
이어서 제2 모드는 스위칭소자(Q1, Q2)는 계속 턴온되어 있고 변압기 1차 전류가 유도된 출력필터인덕터(L3) 전류에 이르면 출력정류 다이오드(D6)는 역바이어스 되어 흐르는 전류는 영으로 감소되고, 이와 동시에 변압기 2차측 전압은 급속하게 상승하여 D5를 통하여 출력된다.Subsequently, in the second mode, when the switching elements Q1 and Q2 are continuously turned on and the transformer primary current reaches the output filter inductor L3 current induced, the output rectifying diode D6 is reverse biased and the current flowing decreases to zero. At the same time, the secondary voltage of the transformer rises rapidly and is output through D5.
다음으로 제3 모드는 스위칭소자(Q1)이 턴오프하기 전에 고주파 변압기 1차측 전류가 피크치에 이르게 되는데, 이때 고주파 변압기 1차전류는 2차측에서 유도된 출력 필터인덕터 전류와 변압기 여자전류의 합이 된다.Next, in the third mode, the high frequency transformer primary current reaches a peak value before the switching element Q1 turns off, where the high frequency transformer primary current is the sum of the output filter inductor current induced by the secondary side and the transformer excitation current. do.
한편, 제4 모드는 스위칭소자(Q3)의 역병렬 다이오드(D3)가 도통후 소위칭소자(Q3)가 턴온 한다면 영전압 스위칭 조건에서 턴온 될 수 있고 1차측 변압기 전압은 영(zero)이 된다. 이 동작동안 1차측에 흐르는 전류는 스위칭소자(Q2)와 역병렬 다이오드(D3) 또는 스위칭소자(Q3)를 통해 순환하고 출력전류도 2차측 정류부 다이오드(D5, D6)를 통하여 환류한다.On the other hand, in the fourth mode, if the anti-parallel diode D3 of the switching element Q3 is turned on after the conducting element Q3 is turned on, the fourth mode may be turned on in the zero voltage switching condition and the primary transformer voltage becomes zero. . During this operation, the current flowing to the primary side circulates through the switching element Q2 and the anti-parallel diode D3 or the switching element Q3, and the output current is also refluxed through the secondary rectifier diodes D5 and D6.
이후, 제5 모드는 스위칭소자(Q2)가 턴오프되면서 이 동작이 시작되고 스위칭소자를 통해 흐르던 전류는 스위칭소자(Q2, Q4)의 기생 커패시턴스(Cp)를 충방전시키면서 정류한다.Thereafter, in the fifth mode, the operation starts as the switching device Q2 is turned off, and the current flowing through the switching device rectifies while charging and discharging the parasitic capacitance Cp of the switching devices Q2 and Q4.
그리고, 제6 모드는 스위칭소자(Q4)가 턴온되었을 때 스위칭소자(Q4)와 스위칭소자(Q3)가 도전하고 있다고 할지라도 출력필터인덕터(L2) 전류는 출력측 정류다이오드(D5, D6)를 통하여 단락되어 있으므로 단지 입력전압이 변압기 누설인덕턴스(L3)에 인가되어 변압기 1차전류는 부하전류로 공급되지 못하고 부로향하는 순환전류로 흐르게 된다.In the sixth mode, even when the switching device Q4 and the switching device Q3 are conducting when the switching device Q4 is turned on, the current of the output filter inductor L2 is passed through the output rectifier diodes D5 and D6. Since it is short-circuited, only the input voltage is applied to the transformer leakage inductance (L3) so that the transformer primary current is not supplied to the load current but flows in a negative circulating current.
마지막으로, 제7 모드는 스위칭소자(Q4)와 스위칭소자(Q3)의 도전에 의하여 입력전류가 부하로 전달되고 스위칭소자(Q3)가 턴오프 되었을 때 영전압 스위칭 풀브리지 컨버터의 반주기 동작을 끝내면서 동작이 끝나게 된다.Finally, the seventh mode ends the half-cycle operation of the zero voltage switching full bridge converter when the input current is transferred to the load by the conduction of the switching element Q4 and the switching element Q3 and the switching element Q3 is turned off. The operation ends.
도 4에 도시된 바와 같이, 입출력단(Vc, Vo)에서 스위칭시 발생되는 파형을 나타낸 파형으로서, 상기 파형으로부터 떨림현상이 발생하는 것을 알 수 있다.As shown in FIG. 4, it is a waveform representing a waveform generated when switching at the input / output terminals Vc and Vo, and it can be seen that a vibration phenomenon occurs from the waveform.
따라서, 본 발명의 목적은 유사 공진형 플라이백 형태의 스위칭 레귤레이터를 충전기에 적용하여 충전시간을 단축시키고, 소형화를 이룸으로써 가정, 차량 등에서 편리하게 사용할 수 있는 영전압 스위칭 풀브리지 컨버터를 제공하고자 한다.Accordingly, an object of the present invention is to provide a zero voltage switching full-bridge converter that can be conveniently used in homes, vehicles, etc. by applying a quasi-resonant flyback type switching regulator to a charger to shorten the charging time and achieve miniaturization. .
즉, 고속 충전 및 소형화를 위해 영전압 스위칭을 구현하여 주파수 상승에 따른 고속스위칭 손실을 방지할 수 있도록 병렬로 연결된 역전류 저지다이오드와 커패시터를 영전압스위칭부에 접속하여 이루어진 영전압 스위칭 풀브리지 컨버터를 제공하는데 있다.That is, a zero voltage switching full bridge converter made by connecting a reverse current blocking diode and a capacitor connected in parallel to the zero voltage switching unit so as to prevent zero fast switching loss due to frequency rise by implementing zero voltage switching for fast charging and miniaturization. To provide.
도 1은 일반적인 스위칭 소자의 하드 스위칭(Hard Switching)시의 전류 및 전압 파형도,1 is a waveform diagram of current and voltage at the time of hard switching of a general switching device;
도 2는 일반적인 스위칭 소자의 영전압 스위칭시의 전류 및 전압 파형도,2 is a current and voltage waveform diagram of zero voltage switching of a general switching device;
도 3은 종래의 영전압 스위칭 풀브리지 컨버터의 회로도,3 is a circuit diagram of a conventional zero voltage switching full bridge converter;
도 4는 종래의 스위칭시 발생하는 전압파형도,4 is a voltage waveform diagram of a conventional switching;
도 5는 본 발명의 일실시예에 의한 영전압 스위칭 풀브리지 컨버터의 회로도,5 is a circuit diagram of a zero voltage switching full bridge converter according to an embodiment of the present invention;
도 6은 본 발명의 영전압 스위칭 풀브리지 컨버터 스위칭시 발생하는 전압파형도이다.6 is a voltage waveform diagram generated when switching the zero voltage switching full bridge converter of the present invention.
* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 *Explanation of symbols on the main parts of the drawings
100 : 스위칭부 200 : 변압기100: switching unit 200: transformer
300 : 정류부 400 : 입력부300: rectifier 400: input
500 : 제어부500: control unit
Q : 스위칭소자 D : 다이오드Q: switching element D: diode
C : 커패시터 L : 인덕턴스C: Capacitor L: Inductance
상기한 본 발명의 목적을 달성하기 위한 영전압 스위칭 풀브리지 컨버터는, 입력되어 전달된 전류 및 전압을 단속하기 위해 적어도 하나 이상의 스위칭소자를 마련하고, 상기 스위칭소자의 소스전극에 다이오드 및 스너버 커패시터의 일단을 접속시키고 타단은 상기 스위칭소자의 드레인전극에 접속시키며, 출력커패시터에 저장된 전하를 입력받아 스위칭소자의 양단 전압을 영(zero)되게 하여 영전압 스위칭이 이루어질 수 있도록 상기 소스전극에 병렬연결된 역전류 저지 다이오드와 커패시터를 접속하여 이루어진 스위칭부; 상기 스위칭부의 스위칭에 따라 생성된 1차측 전류 및 전압을 2차측으로 유도하는 변압기; 상기 2차측의 전류를 정류하여 부하측으로 출력하기 위한 정류부; 상기 부하측으로부터 입력된 전류를 피드백하여 전류제어가 이루어지며 이 제어된 전류를 상기 스위칭부로 입력하는 입력부; 및 상기 부하측으로부터 입력된 전류 및 전압을 체크하여 스위칭부로 스위칭제어신호를 출력하는 제어부를 포함하여 이루어진 것을 특징으로 한다. 이 때, 상기 스위칭부는 4개의 게이트절연 바이폴라 트랜지스터(IGBT) 스위칭소자들로 구성된 풀브리지 인버터이다.The zero voltage switching full bridge converter for achieving the object of the present invention, the at least one switching device for intermitting the input and transmitted current and voltage, providing a diode and a snubber capacitor on the source electrode of the switching device The other end is connected to the drain electrode of the switching element, and the terminal is connected in parallel to the source electrode so that zero voltage switching can be performed by inputting the charge stored in the output capacitor to zero the voltage across the switching element. A switching unit formed by connecting a reverse current blocking diode and a capacitor; A transformer for inducing a primary side current and a voltage generated by switching of the switching unit to a secondary side; A rectifier for rectifying the secondary side current and outputting the rectified current to the load side; An input unit for controlling current by feeding back the current input from the load side and inputting the controlled current to the switching unit; And a controller which checks the current and voltage input from the load side and outputs a switching control signal to the switching unit. In this case, the switching unit is a full-bridge inverter consisting of four gate insulation bipolar transistor (IGBT) switching elements.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예에 대해 설명한다.Hereinafter, with reference to the accompanying drawings will be described a preferred embodiment of the present invention.
도 5는 본 발명의 영전압 스위칭 풀브리지 컨버터의 회로도이다. 도 5에 도시된 바와 같이, 본 발명의 영전압 스위칭 풀브리지 컨버터는, 입력되어 전달된 전류 및 전압을 단속하기 위한 스위칭부(100)와, 상기 스위칭부(100)의 스위칭에 의해 1차측으로부터 전달된 전류 및 전압을 2차측으로 유도하는 변압기(L2, L3, 200)와, 상기 2차측의 전류를 정류하여 부하측으로 출력하기 위한 정류부(D5, D6, 300)와, 상기 부하측으로부터 입력된 전류를 피드백하여 전류제어가 이루어지며 이 제어된 전류를 상기 스위칭부(100)로 입력하는 입력부(400)와, 그리고 상기 부하측으로부터 입력된 전류 및 전압을 체크하여 스위칭부(100)의 스위칭 동작을 제어하는 제어부(500)로 이루어져 있다.5 is a circuit diagram of a zero voltage switching full bridge converter of the present invention. As illustrated in FIG. 5, the zero voltage switching full bridge converter of the present invention includes a switching unit 100 for controlling an input and transmitted current and a voltage, and a switch from the primary side by switching of the switching unit 100. Transformers (L2, L3, 200) for inducing the transferred current and voltage to the secondary side, rectifiers (D5, D6, 300) for rectifying and outputting the current on the secondary side to the load side, and the current input from the load side. The current control is performed by feeding back the control unit to control the switching operation of the switching unit 100 by checking the input unit 400 for inputting the controlled current to the switching unit 100 and the current and voltage input from the load side. It consists of a control unit 500.
상기 스위칭부(100)는 4개의 IGBT 스위칭소자(Q1, Q2, Q3, Q4)로 구성된 풀브리지 인버터(Full Bridge Inverter)이다. 상기 4개의 IGBT 스위칭소자 각각에는 스위칭소자 양단에 역병렬로 다이오드(D1, D2, D3, D4)가 접속되며, 또한, 스위칭소자 양단에 스너버 커패시터(C1, C2, C3, C4)가 각각 접속되어 있다.The switching unit 100 is a full bridge inverter composed of four IGBT switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4. Diodes D1, D2, D3, and D4 are connected to each of the four IGBT switching elements in reverse parallel in both ends of the switching element, and snubber capacitors C1, C2, C3, and C4 are connected to both ends of the switching element. It is.
여기에 본 발명의 특징부로서, 역전류 저지 다이오드(D11, D21, D31, D41)와 커패시터(C11, C21, C31, C41)를 병렬로 연결하여 각 스위칭소자의 소스전극에 접속되어 있다. 이 역전류 저지 다이오드(D11, D21, D31, D41)와 커패시터(C11, C21, C31, C41)를 삽입함으로써 스위칭 소자 양단의 전압이 영(zero)인 시점에서 스위칭이 가능하도록 제어된다.Here, as a feature of the present invention, the reverse current blocking diodes D11, D21, D31, and D41 and the capacitors C11, C21, C31, and C41 are connected in parallel and connected to the source electrode of each switching element. By inserting the reverse current blocking diodes D11, D21, D31, and D41 and the capacitors C11, C21, C31, and C41, switching is controlled to be possible when the voltage across the switching element is zero.
그리고, 스너버 커패시터(C1, C2, C3, C4C)와 공진하기 위하여 1차측에 연결된 인덕터(L1)가 스위칭소자(Q1)와 스위칭소자(Q3)의 접점과 변압기(200) 사이에 마련된다.In order to resonate with the snubber capacitors C1, C2, C3, and C4C, an inductor L1 connected to the primary side is provided between the contact of the switching element Q1 and the switching element Q3 and the transformer 200.
여기서 구체적으로 도시되지는 않았으나, 상기 제어부(500)는 상기 스위칭부(100)의 스위칭 동작을 제어하여 부하(RL)에 제공되는 전류의 크기 및 형태를 제어하도록 하는 것으로서, 사용자가 원하는 부하 전류의 크기 및 형태를 선택하고 그에 대응하는 전류 지령 신호를 발생하기 위한 전류 지령 발생부(미도시), 상기 전류 지령 발생부(미도시)의 출력 신호와 상기 부하(RL)에 흐르는 전류신호를 비교하여 그 차이 신호를 출력하기 위한 전류제어부(미도시), 및 상기 전류제어부(미도시)의 출력 신호에 따라 상기 스위칭부(100)를 제어하여 상기 부하에 상기 전류 지령 신호에 대응하는 전류가 제공되도록 하기 위한 위상변이 펄스폭변조기(미도시)로 구성된다.Although not shown in detail here, the control unit 500 controls the switching operation of the switching unit 100 to control the size and shape of the current provided to the load RL. By selecting the size and shape and comparing the output signal of the current command generator (not shown), the output signal of the current command generator (not shown) and the current signal flowing through the load RL to generate a corresponding current command signal A current controller (not shown) for outputting the difference signal, and the switching unit 100 in accordance with the output signal of the current controller (not shown) to provide a current corresponding to the current command signal to the load Phase shift pulse width modulator (not shown).
설명되지 않은 인덕터(L4)는 영전류 스위칭을 위한 제어회로가 변압기 형태로 접속될 수 있다. 또한, 레귤레이터 부분의 L5, C5, D7, L6, C6, R 소자는 그 회로구성에 의해 Buck(강압형) 스위칭 레귤레이터의 출력부의 통상적인 동작을 수행한다. 상기 입력부(400)는 전파정류회로로 구성되어 있고, 그 구성을 통상의 회로구성을 하고 있으므로 그 구체적인 설명은 생략한다.In the inductor L4, which is not described, a control circuit for zero current switching may be connected in the form of a transformer. In addition, the L5, C5, D7, L6, C6, and R elements of the regulator portion perform the normal operation of the output portion of the Buck switching regulator by its circuit configuration. Since the input unit 400 is composed of a full-wave rectifying circuit, and its configuration is a conventional circuit configuration, its detailed description is omitted.
그러면, 여기서 본 발명의 일실시예에 의한 영전압 스위칭 풀브리지 컨버터 회로의 동작을 살펴보면 다음과 같다.Then, the operation of the zero voltage switching full bridge converter circuit according to an embodiment of the present invention will be described.
스위칭소자의 턴-오프 동안 각 스위칭소자의 출력커패시터 C에 저장된 에너지는 각 스위칭소자가 턴-온 되기 전에 역전류 저지 다이오드(D11)와 병렬로 연결된 커패시터(C11)로 전달된다. 따라서 공진커패시터 전압이 영(zero)이 될 때(실제회로에서 MOS-FTE의 양단 전압은 영이 아님) 스위칭하는 기존의 전파모드 영전압 스위칭 다중공진형 컨버터와는 달리 제안하는 컨버터에서는 각 스위칭소자의 출력커패시터에 저장된 에너지가 삽입된 커패시터로 전달이 끝나는 즉 각 스위칭소자의양단 전압이 영이 되는 시점에서 각 스위칭소자를 턴-온 시킨다. 이러한 개선된 영전압 스위칭 조건은 각 스위칭소자의 스위칭 손실을 제거시키고, 각 스위칭소자에서 실질적인 영전압 스위칭을 수행할 수 있게 한다.During the turn-off of the switching elements, the energy stored in the output capacitor C of each switching element is transferred to the capacitor C11 connected in parallel with the reverse current blocking diode D11 before each switching element is turned on. Therefore, unlike conventional full-wave mode zero-voltage switching multi-resonant converters, which switch when the resonant capacitor voltage becomes zero (the voltage across the MOS-FTE is not zero in the actual circuit), the proposed converter Each switching device is turned on at the point where the energy stored in the output capacitor is transferred to the inserted capacitor, that is, when the voltage across each switching device becomes zero. This improved zero voltage switching condition eliminates switching losses of each switching device and enables substantial zero voltage switching at each switching device.
이상의 동작에서 알 수 있듯이 각 스위칭소자가 턴-오프된 이후에 각 스위칭소자의 양단 전압이 영이 되는 시점에서 각 스위칭소자를 스위칭 함으로써 스위칭 손실 없이 원하는 실질적인 영전압 스위칭을 수행할 수 있다. 나머지 각 스위칭소자에 마련된 역전류 저지 다이오드(D21, D31, D41)와 병렬로 연결된 커패시터(C21, C31, C41)도 위에서 설명한 마찬가지 원리로 동작을 수행한다.As can be seen from the above operation, after each switching device is turned off, the desired zero voltage switching can be performed without switching loss by switching each switching device at the time when the voltage across both switching devices becomes zero. The capacitors C21, C31, and C41 connected in parallel with the reverse current blocking diodes D21, D31, and D41 provided in the remaining switching elements also operate on the same principle as described above.
이에 따라 도 6에 도시된 바와 같이, 본 발명의 영전압 스위칭 풀브리지 컨버터의 스위칭시 떨림현상이 보정된 것을 알 수 있다.Accordingly, as shown in FIG. 6, it can be seen that the shaking phenomenon of the zero voltage switching full bridge converter of the present invention is corrected.
상술한 바와 같이, 본 발명에 따른 영전압 스위칭 풀브리지 컨버터는, 핸드폰 고속 충전용 스위칭 전원장치 개발은 기존의 데스크답 핸드폰 충전기가 시리지 레귤레이터형 충전방식을 사용하기 때문에 충전시간이 오래 걸리고 휴대가 불편한 단점이 있다. 이러한 문제점을 개선하기 위하여 유사 공진형 플라이백 형태의 스위칭 레귤레이터를 핸드폰 충전기에 적용하여 충전시간을 30％ 이상 향상시키고 가정, 차량 등에서 사용이 편리한 충전기 등에 적용할 수 있다.As described above, in the zero voltage switching full bridge converter according to the present invention, the switching power supply for fast charging of a mobile phone takes a long charging time and is inconvenient to carry because a conventional desk-type cell phone charger uses a series regulator charging method. There are disadvantages. In order to improve this problem, the quasi-resonant flyback type switching regulator is applied to a mobile phone charger to improve the charging time by 30% or more, and can be applied to a charger which is easy to use in a home or a vehicle.
본 발명은 상술한 실시예에 한정되지 않으며, 본 발명의 기술적 사상 내에서 당분야의 통상의 지식을 가진 자에 의하여 많은 변형이 가능함은 명백할 것이다.The present invention is not limited to the above-described embodiment, and it will be apparent that many modifications are possible by those skilled in the art within the technical spirit of the present invention.
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