JP6266478B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は電力変換装置に係り、特に車両に用いられる電力変換装置に関する。

図１に電力変換装置の一例であるモータ駆動用電力変換装置の構成を示す。９００はモータ、２００はモータ駆動に用いられる電力変換装置、９０１は高圧バッテリー、９０２はインバータ装置とバッテリー１６の接続をコントロールするコンタクタである。

電力変換装置２００は、図示しない上位コントローラがトルクや回転指令などのモータを駆動するための指令をコントローラ１００aに与え、コントローラ１００aは指令に応じたＰＷＭ信号をドライバ回路１００bに与える。ドライバ回路１００bはＰＷＭ信号に応じて、電力用の半導体装置３００をスイッチング制御し、高圧バッテリ９０１からの直流電圧（ＤＣ電圧）を、モータ９００を駆動するための交流電圧（ＡＣ電圧）に変換する機能を有している。

ここで、５００は電力変換時に変動する印加電圧を平滑する電圧平滑用キャパシタである。２０は電流センサである。モータ駆動用の電力変換装置２００の場合、モータ９００のトルクをコントロールするのに、トルクに比例するモータ電流を制御するため、半導体装置３００の出力端子〜電力変換装置２００の出力端子の間に電流センサ２０を搭載し電流フィードバック制御を行っている。

次に、半導体装置３００のスイッチング時の詳細について図２、図３を用いて説明する。

図２はインバータ装置における、１相分のハーブリッジ接続構成のパワー半導体を示す図である。図２において、ＴＰ１は上アームパワー半導体素子であり、ＤＰ１は上アームパワー半導体素子ＴＰ１と並列接続された上アームダイオードであり、ＴＮ１は下アームパワー半導体素子であり、ＤＮ１は下アームダイオードである。

上アームパワー半導体素子ＴＰ１と下アームパワー半導体素子ＴＮ１の間には出力端子あり、モータ９００へと結線される。Ｌｐ, Ｌｎ は電圧平滑用キャパシタ５００から半導体装置３００までの配線インダクタンスであり、Ｌｍ１、Ｌｍ２、Ｌｍ３、Ｌｍ４は半導体装置３００内のインダクタンス成分である。半導体装置３００内において、電流変化が発生する場合、これら配線インダクタンスやインダクタンス成分が電流の方向を妨げる向きに電圧を発生させ、上アームパワー半導体素子ＴＰ１や下アームパワー半導体素子ＴＮ１に印加されるため、これらインダクタンスは極力低くなるように設計される。

次に、図３を用いて、上アームパワー半導体素子ＴＰ１又は下アームパワー半導体素子ＴＮ１のスッチング時のオフ動作を説明する。上アームパワー半導体素子ＴＰ１又は下アームパワー半導体素子ＴＮ１の例として、ＩＧＢＴを用いる。

ＶｇｅはＩＧＢＴのゲート・エミッタ間電圧（以下、ゲート電圧）、Ｉｃはコレクタ電流、Ｖｃｅはコレクタ・エミッタ間の電圧である。図１に示されるコントローラ１００ａから、ドライバ回路１００ｂにオフ信号が入力されると、ドライバ回路１００ｂはＩＧＢＴのゲートをオフする動作に入る。ゲート電圧が下がると、Ｖｃｅは上昇し、電圧平滑用キャパシタ５００に印加されている電圧ＨＶＤＣ（図２参照）まで上昇すると、今度はコレクタ電流Ｉｃが低下を始める。その際、コレクタ電流Ｉｃの低下速度に比例してサージ電圧が発生し、このサージ電圧がＩＧＢＴに印加される。

サージ電圧は先にも述べた通り、主回路のインダクタンス成分の影響も受けるため、ｄＶｓ＝Ｌ ｘ ｄＩｃ／ｄｔ、によって求められる。

ここで、通常ＩＧＢＴに発生するターンオフサージ電圧ｄＶｓは 電流の上昇とともに増加する傾向があるため、ｄＶｓ＝Ａx (Ic)より簡易的に求めることができる。よって、ＩＧＢＴに印加されるピーク電圧は、（数１）によって求めることができる。

（数１）Ｖｃｅｐ＝ＨＶＤＣ ＋ｄＶｓ ＝ ＨＶＤＣ ＋ Ａ１×（Ｉｃ）
直流電圧ＨＶＤＣが高く、出力電流Icが大きい場合に、ＩＧＢＴに印加されるサージ電圧も高くなるわけである。

より、具体的な事象では、モータ回生時にコンタクタ９０２がオープンとなり、電力変換装置２００内部電圧が高くなるような場合や、モータ９００の相ショートにより出力電流が通常の制御電流より急速に増加するような場合は、ＩＧＢＴに印加されるピーク電圧が高くなり、ＩＧＢＴの耐圧を超える恐れがある。

このような問題に対して、過電圧検知回路を設け、電力変換装置内部の電圧ＨＶＤＣが高くなる場合に、半導体装置のスイッチング動作を停止させる方法や、電流センサの出力をモニタして所定の電流値以上であることを検知してスイッチング動作を停止させる方法がある。

しかし、これらの方法では。電圧もしくは電流が所定のレベルに達すると、電力変換装置を停止してしまうため、センサのノイズ等で停止してしまうためロバスト性が低いことや、電力変換装置の安全面を考慮し、設定値を低くすると、通常時の運転条件が狭くなり、電力変換装置の性能を十分に出せないという問題があった。

そこで、特許文献１（特開２００９−２３２５２９号公報）では、電力変換装置の出力電流をモニタし、出力電流が高い場合には、コントローラ側からゲート駆動回路へゲート抵抗の切り替え信号を送信し、ゲート抵抗を可変させてスイッチング速度を低下させることによりサージ電圧を低下させ、電流値が高い場合においても停止させずに、インバータを通電させる方法が提案されている。

特開２００９−２３２５２９号公報

しかしながら、特許文献１の方法では、電流値が所定値以上になると、ゲート抵抗を可変してスイッチング速度を低下させるため、例えば電圧ＨＶＤＣが低く、出力電流値が大きくてもパワー半導体素子に印加されるピーク電圧が低く、耐圧上特に問題ない状態においても、ゲート抵抗を可変して、スイッチング速度を低下させてしまうことになる。

そのため、パワー半導体素子の損失が増加、インバータ全体の効率を低下させ、電力変換装置の性能を十分に発揮できないという課題がある。

本発明の目的は上記課題を解決し、必要な場合においてゲート抵抗を可変することで、電力変換装置の効率を上げ、ひいては電力変換装置の性能を向上させることにある。

上記課題を解決するために、本発明に係る電力変換装置は、直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路を構成する複数のパワー半導体素子を有する半導体装置と、前記半導体装置に印加される電圧を平滑する電圧平滑用キャパシタと、前記パワー半導体素子を駆動するドライバ回路と、 前記半導体装置から出力される交流電流を検出する電流センサと、前記電圧平滑用キャパシタに印加される電圧を計測する電圧センサと、を備え、前記ドライバ回路は、前記直流電圧センサの値と前記電流センサの値を用いて算出された値と所定の閾値を比較した結果に基づき、前記パワー半導体素子のスイッチング速度を選択する。

本発明により、真にサージ電圧が高くなる条件において、スイッチング速度を可変することが可能となるため、より高い入力電圧で、より大きい出力電流を通電することができ、電力変換装置の性能を十分に出すことが可能となる。

モータ駆動用システムのブロック図である。 １相分の主回路と配線インダクタンスを説明する回路図である。 スイッチングオフ時に発生するサージ電圧を説明する図である。 本発明の実施例１に係る発明を説明する回路ブロック図である。 本発明の実施例１に係る機能を説明するフローチャートである。 本発明の実施例１に係る機能を説明するタイミングチャート図である。 本発明の実施例１に係る機能の効果を説明する図である。 本発明の実施例２に係る発明を説明する回路図である。 本発明の実施例２に係る発明を説明するタイミングチャート図である。 本発明の実施例３に係る発明を説明する回路図である。 本発明の実施例３に係る発明を説明するタイミングチャート図である。

次に本発明の実施形態に係る電力変換装置について、図面を参照しながら以下詳細に説明する。

図４は、本発明の実施例１を示す回路ブロック図である。

図４において、１０は電力変換装置２００内部の電圧平滑用キャパシタ５００に印加される直流入力電圧を計測する直流電圧センサであり、電圧ＨＶＤＣの値を計測し、Ｖ−ｈｖｄｃの電圧を出力する。

２０は電力変換装置２００の出力電流を計測する電流センサであり、出力電流Ioの値を計測し、Ｖ−ｉｏの電圧を出力する。３０は電圧センサ１０と電流センサ２０の値を基づいてパワー半導体素子をスイッチングする際にスイッチング速度を選択するスイッチング速度選択部であり、本実施形態ではマイクロコンピュータ内のソフト処理によって行われる。

４０は入力信号と出力信号を絶縁するアイソレータで、フォトカプラやトランス等が用いられる。５０は図１に示されるようなコントローラ１００ａからの駆動信号指令に従いパワー半導体素子を駆動するドライバ回路である（図１のドライブ回路１００ｂに対応）。

６０はドライバ回路５０内に搭載され、スイッチング速度選択部３０からのスイッチング速度切り替え信号を受信し、スイッチング速度を変更するための処理を行う、スイッチング速度変更部である。ＴＲ３はオン用バッファＦＥＴであり、Ｒｏｎはオン用ゲート抵抗であり、ＴＲ１及びＴＲ２はオフ用バッファＦＥＴであり、Ｒｏｆｆ１及びＲｏｆｆ２はオフ用ゲート抵抗である。

ＴＰ１は３相インバータ回路を構成する６アームのうちの１アーム分の上アームパワー半導体素子であり、ＤＰ１は上アームパワー半導体素子ＴＰ１と並列接続される還流要の上アームダイオードである。

通常、スイッチング速度変更部６０は、ターンオフの際にＴＲ１及びＴＲ２の両方を駆動しているが、スイッチング速度選択部３０から切り替え信号を受信すると、ＴＲ１かＴＲ２のどちらかのＦＥＴを常時オフとすることで、等価的にゲートオフ抵抗を増加させて、ターンオフ時のスイッチング速度を低下させる。

次に図５のフォローチャートを用いて、スイッチング速度選択部３０内の処理について説明する。

まず、電圧センサ１０の出力電圧 Ｖ−ｈｖｄｃをA/Dコンバータで読み込み、内部データＨＶＤＣ’に変換する（Ｓ１００）。次に、電流センサ２０の出力電圧 Ｖ−ｉｏ を読み込み、内部データＩｏ’に変換する（Ｓ１０１）。次に、Ｉｏ’に所定の値Ａ１を乗算し、それをＨＶＤＣ’に加算することで、ＴＰ１のピーク電圧値Ｖｃｅｐ’を求める（Ｓ１０２）。

次に、ピーク電圧値Ｖｃｅｐ’が所定の電圧Ｖｔｈを超えているかどうか確認し、超えている場合にはスイッチング速度を遅くする信号を、スイッチング速度変更部６０へ送信する（Ｓ１０３）。

ここで、Ａ１ｘＩｏ’は、先に述べたように サージ電圧に相関する値であり、通常サージ電圧ＶｓとＩｏは単純な比例関係にはならないとため、Ｉｏ’を変数とする数式、もしくはＩｏ’を変数とするマップを参照することにより求められる。

また、閾値となる電圧Ｖｔｈは、パワー半導体素子の耐圧に相関する電圧かそれより低い値が設定される。

また、Ｉｏ’の極性は当該アームに電流が通電される方向を＋としている。例えば、上アーム用のスイッチング速度選択部３０の場合は、上アームパワー半導体素子ＴＰ１に電流が流れる際に、＋側のレベルとなるように設定する。下アーム用のスイッチング速度選択部３０の場合は、下アームパワー半導体素子ＴＮ１に電流が流れる際に＋側のレベルになるように、電流センサ出力Ｖ−ｉｏをＩｏ’に変換する。

次に、図６を用いて、インバータ動作時のスイッチング速度選択部３０内の内部データの変化について説明する。図６において、横軸は時間、縦軸はスイッチング速度部３０内の内部データの値である。

区間ｔ１ａは通常動作区間を示している。区間ｔ１ａにおいては、電圧ＨＶＤＣと出力電流Ｉｏが通常動作範囲であるため、ＨＶＤＣ’とＡ１ｘＩｏ’もＶｔｈ以下であり、スイッチング速度選択部３０は通常動作を選択している。

次に、区間ｔ２ａは電流増加区間である。区間ｔ２ａに入ると、Ｉｏが増加し、通常時の最大電流レベルに達するが、電圧ＨＶＤＣは低いままのため Ｖｃｅｐ’の値はＶｔｈ以下であり、スイッチング速度選択部３０は通常動作を選択している。

次に、区間ｔ３ａは電流及び電圧増加区間である。区間ｔ３ａに入ると、電圧ＨＶＤＣが上昇することで電圧ＨＶＤＣ’が上昇、Ｖｃｅｐ’＝ＨＶＤＣ’＋Ａ１×Ｉｏ’が閾値Ｖｔｈを超えたため、スイッチング速度選択部３０は出力Ｖｓｅｌを変化させて、スイッチング速度変更部６０にスイッチング速度を高抵抗側へ変化させるように指示を出す。Ｖｃｅｐ’が閾値Ｖｔｈを下まわると、スイッチング速度選択部３０はふたたび、通常のスイッチング速度を選択する。

次に、図７を用いて、実施例１の効果について説明する。図７において、向かって左側の図はスイッチング速度変更前の内部データとターンオフ時のＶｃｅ実波形であり、向かって右側の図はスイッチング速度変更後の内部データとターンオフ時のＶｃｅ実波形である。

まずスイッチング速度変更前の状態は、電圧ＨＶＤＣとＩｏが低く、Ｖｃｅｐ’が閾値Ｖｔｈ以下であるため、スイッチング速度は通常の状態である。

次に、右図では、電圧ＨＶＤＣとＩｏの両方が上昇、Ｖｃｅｐ’が閾値Ｖｔｈを超えるため、スイッチング速度が低速側へ変更され、実際のＶｃｅのピーク値はパワー半導体素子の耐圧以下となり、動作可能な状態とすることができる。

以上説明したように、電圧ＨＶＤＣと出力電流Ｉｏを計測し、スイッチング速度選択部３０において両値を演算し、パワー半導体素子の電圧耐量に相関する内部データの閾値Ｖｔｈと比較し、スイッチング速度を切り替えることで、電圧ＨＶＤＣが低く、Ｉｏのみが大きい場合はＶｃｅのピーク電圧が低いため、通常動作を継続させることができる。電圧ＨＶＤＣとＩｏの両者が通常レベルを超えて高くなる場合においてのみ、スイッチング速度選択部３０はスイッチング速度を低下させる方向に、スイッチング速度変更部６０に指令を出すため、真にサージ電圧が高くなる条件においてのみ、スイッチング速度を可変することが可能となるため、より高い入力電圧で、より大きい出力電流を通電することができ、電力変換装置の性能を十分に出すことが可能となる。

次に、本発明に係る実施例２について、図８を用いて説明する。
図８は、実施例２における、スイッチング選択手段の構成を示す回路図である。図８において、
Ｖ−ｈｖｄｃは電圧センサ１０の出力電圧である。Ｖ−ｉｏは電流センサ２０の出力電圧で、電流センサ２０に使われる電源電圧Ｖｃｃの１／２の値である。電源電圧Ｖｃｃは、高圧バッテリー９０１の電圧である。またＶ−ｉｏはＶｃｃ/２を中心に出力電流に比例する振幅をもつ出力を出す。また、上アームパワー半導体素子ＴＰ１に電流が流れる際に、Ｖｃｃ／２より＋側のレベルとなるように設定されている。

ＯＰ１は逆相入力にＶ−ｈｖｄｃを、正相入力に所定の電圧値Ｖ１が入力される所定のゲインＢ１をもつ反転形の差動増幅器である。所定の電圧値Ｖ１は、通常時最大電流を通電することの可能であるときの直流電圧センサ出力値が使われている。所定のゲインＢ１は、最大電流通電時に上アームパワー半導体素子ＴＰ１に印加されるピーク電圧が、上アームパワー半導体素子ＴＰ１の耐圧を超えるレベルの直流電圧であるときに、差動増幅器ＯＰ１の出力が、電流センサ２０の出力値以下となるように設定される。

ＯＰ２は逆相入力にＶ−ｉｏを、正相入力には出力電流がゼロアンペアの際に電流センサ２０が出力する値が入力された反転形の差動増幅器である。下アーム通電時に電流センサ２０の出力がＶｃｃ／２よりも＋側出力となるように、出力をＶｃｃ／２を中心に反転させるために設けられている。

ＣＰ１は逆相入力に差動増幅器ＯＰ１の出力値を、正相入力にＶ−ｉｏを入力する比較器であり、出力は、上アームのスイッチング速度変更部６０へ、アイソレータ４０を介して接続される。

ＣＰ２は逆相入力に差動増幅器ＯＰ１の出力値を、正相入力に差動増幅器ＯＰ２の出力を入力する比較器であり、出力は、下アームのスイッチング速度変更部６０へ、アイソレータ４０を介して接続されている。

次に、図９を用いて実施例２におけるスイッチング選択手段の動作について説明する。図９は上アームに関するスイッチング選択手段の動作を示す図である。横軸は時間、縦軸は回路の各部の電圧である。

区間ｔ１ｂは通常動作区間である。区間ｔ１ｂにおいては、電圧ＨＶＤＣが通常動作範囲内にあるため、電圧センサ１０の出力電圧Ｖ−ｈｖｄｃも通常範囲Ｖ１内にある。そのため、差動増幅器ＯＰ１の出力電圧Ｖｔｈ１はＶ１以上の値となっている。Ｖ１は通常時最大電流を通電することの可能であるときの電圧センサ１０の出力値が使われているため、通常時のＶ−ｉｏの値よりも高く設定されている。そのため、スイッチング速度選択部６０は通常の状態を維持する。

次に、区間ｔ２ｂは電流増加区間である。区間ｔ２ｂに入ると、出力電流が増加するが、直流で電圧が正常レベルであるため、Ｖｔｈ１を超えることなく、スイッチング速度選択部６０は通常の状態を維持する。

次に、区間ｔ３ｂは電流及び電圧の増加区間である。区間ｔ３ｂにおいて、電圧ＨＶＤＣが上昇し、Ｖ−ｈｖｄｃがＶ１を超えて Ｖ１ＯＶになると、差動増幅器ＯＰ１が反転形帰還増幅器であるため、差動増幅器ＯＰ１の出力電圧Ｖｔｈ１はＶ１より低下して、Ｖ１−Ｂ１ｘ(Ｖ１−Ｖ１Ｖｔｈ)となる。すると、電流センサ２０の電圧値Ｖ−ｉｏが、Ｖｔｈ１を超えるため、比較器ＣＰ１の出力が反転し、スイッチング速度選択部６０は、スイッチング速度を低下させる方向に出力信号を変化させる。

以上は、上アームのスイッチング速度選択部６０の動作について説明したが、下アームの場合は、下アーム通電時に電流センサ出力Ｖ−ｉｏの極性が＋になるように、差動増幅器ＯＰ２が用意されているのが特徴であり、他の動作については、図９において説明したものと同じである。比較器ＣＰ１又は比較器ＣＰ２にヒステリシス付き比較器を用いてもよい。

以上の実施例２の構成によれば、電圧ＨＶＤＣと出力電流Ｉｏを計測し、アナログ回路を用いた高速なスイッチング速度選択部３０でスイッチング速度を切り替えることで、電圧ＨＶＤＣが低く、Ｉｏのみが大きい場合はＶｃｅのピーク電圧が低いため、通常動作を継続する。電圧ＨＶＤＣとＩｏの両者が通常レベルを超えて高くなる場合においてのみスイッチング速度選択部３０はスイッチング速度を低下させる方向に、スイッチング速度変更部６０に指令を出すため、真にサージ電圧が高くなる条件においてのみ、スイッチング速度を可変することが可能となるため、より高い入力電圧で、より大きい出力電流を通電することができ、電力変換装置の性能を十分に出すことが可能となる。

次に、本発明に係る実施例３について図１０を用いて説明する。図１０は、実施例３におけるスイッチング選択手段の構成を示す回路図である。

図１０において、Ｖ−ｈｖｄｃは電圧センサ１０の出力電圧である。Ｖ−ｉｏは電流センサ２０の出力電圧で、電流センサ２０に使われる電源電圧Ｖｃｃの１／２の値、、Ｖｃｃ/２を中心に出力電流に比例する振幅をもつ出力を出す。また、上アームパワー半導体素子ＴＰ１に電流が流れる際に、＋側のレベルとなるように設定されている。

ＣＰ１０は、正相入力にＶ−ｉｏを、逆相入力に所定の電圧値Ｖ２が入力される比較器であり、その出力は上アームのスイッチング速度変更部６０に、アイソレータ４０を介して接続される。ここで、所定の電圧値２には、電力変換装置２００が通常時最大電流を通電するときに電流センサ２０が出力する値よりも高い値に設定する。

ＯＰ１１は、逆相入力にＶ−ｉｏを、正相入力に出力電流がゼロアンペアの際に出力電流センサが出力する値が入力された反転形の差動増幅器であり、下アーム通電時に電流センサ２０の出力がＶｃｃ／２よりも＋側出力となるように、出力をＶｃｃ／２を中心に反転させるために用意されている。

ＣＰ１１は、正相入力にＯＰ１１の出力を、逆相入力に所定の電圧Ｖ２が入力される比較器であり、下アームのスイッチング速度変更部６０に、アイソレータ４０を介して接続される。ＣＰ１２は、逆相入力にＶ−ｈｖｄｃを、正相入力に所定の電圧Ｖ３を入力する比較器であり、所定の電圧３には、前記過電流時にパワー半導体素子に印加されるピーク電圧が耐量を越える際の直流電圧センサ値が設定される。

ＴＲ１０はゲートにＣＰ１２の出力を、ドレイン端子にＣＰ１０とＣＰ１１の出力を接続したＦＥＴである。

次に、図１１を用いて実施例３におけるスイッチング選択手段の動作について説明する。図１１は上アームに関するスイッチング選択手段の動作を示す図である。横軸は時間、縦軸は回路の各部の電圧である。

区間ｔ１ｃは通常動作区間である。電圧ＨＶＤＣが通常動作範囲内にあるため、電圧センサ１０の出力電圧Ｖ−ｈｖｄｃも通常範囲Ｖ３内にある。比較器ＣＰ１０の出力はＬレベルとなり、スイッチング速度選択部６０は通常動作状態を維持する。

区間ｔ２ｃは電流増加区間である。区間ｔ２ｃに入ると、出力電流が増加し、Ｖ−ｉｏの出力が閾値Ｖ２を越え、ＣＰ１０の出力が＋側に反転しようとする。しかし、直流電圧が低く、Ｖ−ｈｖｄｃがＶ３以下のままであるため、ＣＰ１２はＨレベルを出力、ＴＲ１０はオン状態が継続され、スイッチング速度選択部６０は通常動作状態を維持する。

区間ｔ３ｃは電流、電圧増加区間である。区間ｔ３ｃにおいて、電圧ＨＶＤＣが上昇し、Ｖ−ｈｖｄｃがＶ３を超えると、ＣＰ１２の出力はＬレベルへ反転し、ＴＲ１０はオフする。すると、これまで、Ｌレベルに落とされていたＣＰ１０の出力がＨ側へ変化し、スイッチング速度選択部６０はスイッチング速度を低下させる方向に変化する。

以上の実施例３の構成によれば、電圧ＨＶＤＣと出力電流Ｉｏを計測し、アナログ回路を用いた高速なスイッチング選択手段でスイッチング速度を切り替えることで、電圧ＨＶＤＣが低く、Ｉｏのみが大きい場合はＶｃｅのピーク電圧が低いため、通常動作を継続する。電圧ＨＶＤＣとＩｏの両者が通常レベルを超えて高くなる場合においてのみスイッチング速度選択部３０はスイッチング速度を低下させる方向に、スイッチング速度変更部６０に指令を出すため、真にサージ電圧が高くなる条件においてのみ、スイッチング速度を可変することが可能となるため、より高い入力電圧で、より大きい出力電流を通電することができ、電力変換装置２００の性能を十分に出すことが可能となる。

以上、実施例１ないし３の構成、動作について説明したが、実施例１において、図５の処理は、図６の動作を実現するための手段の一例である、図６動作が実現できれば、別の処理方法を用いても問題ない。

実施例２において、図８の回路は、図９の動作を実現するための手段の一例であり、図９の動作が実現可能であれば、別の回路構成を用いても問題ない。

実施例３において、図１０の回路は、図１１の動作を実現するための手段の一例であり、図１１の動作が実現可能であれば、別の回路構成を用いても問題ない。

また、実施例１から３において、電圧センサ１０として、上アームであればＰ〜出力端子間電圧を、下アームであれば出力端子〜Ｎ側電圧を計測かつ演算して、電圧センサ１０に相当する情報として使用してもよい。

また、電流センサ２０として、パワー半導体素子に流れる電流の一部を分流し出力する端子を持つエミッタセンス付きのパワー半導体素子を用いて、この電流をセンス抵抗Ｒｓにて計測かつ演算して、電流センサ２０に相当する情報として使用する手段を用いてもよい。

車両に用いられる電力変換装置や、産業用電力変換装置等にも用いることができる。

１０…電圧センサ、２０…電流センサ、３０…スイッチング速度選択部、４０…アイソレータ、５０…ドライバ回路、６０…スイッチング速度変更部、１００a…コントローラ、１００b…ドライバ回路、２００…電力変換装置、３００…半導体装置、５００…電圧平滑用キャパシタ、９００…モータ、９０１…高圧バッテリー、９０２…コンタクタ、Ｃ１…電圧平滑用キャパシタ、ＨＶＤＣ…高圧電源電圧、ＤＰ１…上アームダイオード、ＤＮ１…下アームダイオード、Ｌｐ…配線インダクタンス、Ｌｎ…配線インダクタンス、Ｌｍ1…インダクタンス成分、Ｌｍ2…インダクタンス成分、Ｌｍ3…インダクタンス成分、Ｌｍ4…インダクタンス成分、ＯＰ1…差動増幅器、ＯＰ2…差動増幅器、ＯＰ11…差動増幅器、ＣＰ1…比較器、ＣＰ2…比較器、ＣＰ10…比較器、ＣＰ11…比較器、ＴＲ１…オフ用バッファＦＥＴ、ＴＲ２…オフ用バッファＦＥＴ、ＴＲ３…オン用バッファＦＥＴ、ＴＰ１…上アームパワー半導体素子、ＴＮ１…下アームパワー半導体素子、Ｒｏｎ…オン用ゲート抵抗、Ｒｏｆｆ１…オフ用ゲート抵抗、Ｒｏｆｆ２…オフ用ゲート抵抗

Claims (7)

1. 直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路を構成する複数のパワー半導体素子を有する半導体装置と、
   前記半導体装置に印加される電圧を平滑する電圧平滑用キャパシタと、
   前記パワー半導体素子を駆動するドライバ回路と、
   前記半導体装置から出力される交流電流を検出する電流センサと、
   前記電圧平滑用キャパシタに印加される電圧を計測する電圧センサと、を備え、
   前記ドライバ回路は、前記直流電圧センサの値と前記電流センサの値を用いて算出された前記パワー半導体素子に印加されるピーク電圧相当の値と所定の閾値を比較した結果に基づき、前記パワー半導体素子のスイッチング速度を選択する電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記ドライバ回路に信号を送信し前記パワー半導体素子を制御するコントローラを備え、
   前記コントローラは、前記電圧センサの値に所定値を乗算した値に、前記電流センサの値に所定係数を乗算した値を加算し、当該加算された値が前記閾値を超えた場合に、前記パワー半導体素子のスイッチング速度を低下させる指令を出力するスイッチング速度選択部を有する電力変換装置。
3. 請求項２に記載の電力変換装置において、
   前記電流センサの値に乗算される前記所定係数は、乗算された結果が、前記電圧センサの値と同じ電圧レンジとなるサージ電圧相当の値であり、前記加算された値が前記パワー半導体素子に印加される、ピーク電圧相当の値になり、
   前記閾値は、前記パワー半導体素子の耐圧相当の値である電力変換装置。
4. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記ドライバ回路は、
   正相入力に所定の第１電圧値を入力するとともに逆相入力に前記電圧センサの出力電圧値を入力し、所定のゲインが設定された第１反転形帰還増幅器と、
   前記第１反転形帰還増幅器の出力を逆相入力に、前記出力電流センサの出力値を正相入力にもつ第１比較器と、
   前記電流センサの出力値を反転入力するとともに前記電流センサの電流がゼロであるときの出力電圧値を正相入力にもつ第２反転形帰還増幅器と、
   前記第１反転形帰還増幅器の出力を逆相入力に、前記第２反転形帰還増幅器の出力を正相入力にもつ第２比較器と、を有し、
   さらに前記ドライバ回路は、前記第１比較器と前記第２比較器の結果に基づき前記パワー半導体素子のスイッチング速度を選択する電力変換装置。
5. 請求項４に記載の電力変換装置において、
   前記所定の第１電圧値は、電力変換装置が通常時最大電流を通電することが可能であるときの前記電圧センサの出力値と同じレベルに設定され、
   前記所定のゲインは、最大電流通電時に前記パワー半導体素子に印加されるピーク電圧が、当該パワー半導体素子の耐圧を超えるレベルの直流電圧であるときに、前記第１反転形帰還増幅器の出力が、前記電流センサの出力値以下となるように設定される電力変換装置。
6. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記ドライバ回路は、
   正相入力に前記電流センサの出力値を入力するとともに逆相入力に所定の第１電圧値を入力した第１比較器と、
   正相入力に前記電流センサの電流がゼロであるときの出力電圧値を入力するとともに逆相入力に前記電流センサの出力値を入力した反転増幅器と、
   前記反転増幅器の出力を正相入力に入力するとともに前記所定の第１電圧値を逆相入力に入力した第２比較器と、
   前記電圧センサの出力値を逆相入力に入力するとともに所定の第２電圧値を正相入力にもつ第３比較器と、
   前記第３比較器の出力をゲート入力にもつＦＥＴと、
   前記ＦＥＴのドレイン端子を、前記第１比較器と前記第２比較器の出力に接続する電力変換装置。
7. 請求項６に記載の電力変換装置において、
   所定の第１電圧は、直流電圧が高い場合に、通電することのできない電流出力レベルに設定され、
   所定の第２電圧は、前記通常時最大電流を外れる電流であるときに、前記パワー半導体素子に印加される電圧が耐量を越える前記電圧センサの出力値より低い値に設定される電力変換装置。