JP6215072B2 - チューナブルフィルタ、位相可変装置及びアンテナ装置 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、フィルタの通過周波数帯域を変化させるチューナブルフィルタ、このチューナブルフィルタを用いる位相可変装置及びアンテナ装置に関する。

一般に、フィルタを構成する共振器の共振周波数を変化させることにより、フィルタの通過周波数帯域を変化させるチューナブルフィルタが知られている。従来のチューナブルフィルタでは、バリキャップ等の可変容量素子（いわゆる、電磁界摂動素子）を共振器に接続し、その可変容量素子の静電容量を印加電圧などによって制御する。これにより、可変容量素子が接続された共振器の共振周波数を直接変化させ、これによってフィルタの通過周波数帯域を変化させる。

一方で、フィルタの挿入損失の低減や、スカート特性（カットオフ特性、遮断特性）の急峻化のためには、高いＱ値を持つ共振器を用いてフィルタを構成することも一般的に知られている。

しかしながら、挿入損失の低減や、スカート特性の急峻化のために、例えばＱ値が１００００を超えるような共振器を用いてチューナブルフィルタを構成しようする場合、従来のチューナブルフィルタでは、接続された可変容量素子の低いＱ値によって共振器のＱ値が制限される。これにより、実効的に共振器のＱ値が低下し、低い挿入損失や、急峻なスカート特性を持つチューナブルフィルタが実現できないという問題がある。ここで、Ｑ値が１００００を超える共振器としては、例えば、超伝導共振器等が挙げられる。

したがって、接続する電磁界摂動素子による共振器のＱ値低下を抑制しつつ、共振器の共振周波数を変化させる方法と、その方法を用いてフィルタの通過周波数帯域を変化させることにより、低い挿入損失や急峻なスカート特性を実現するチューナブルフィルタが望まれていた。

特開２００８−２５２３４０号公報

以上のように、Ｑ値が１００００を超える共振器を用いてチューナブルフィルタを構成する場合、従来のチューナブルフィルタでは、接続された可変容量素子の低いＱ値によって共振器のＱ値が制限される。これにより、実効的に共振器のＱ値が低下し、低い挿入損失や、急峻なスカート特性を持つチューナブルフィルタが実現できないという問題がある。

そこで、本実施形態の目的は、共振器のＱ値低下を抑制しつつ、低い挿入損失や急峻なスカート特性を実現することができるチューナブルフィルタ、このチューナブルフィルタを用いる位相可変装置及びアンテナ装置を提供することにある。

実施形態のチューナブルフィルタは、第１の共振器と、第２の共振器と、誘電体とを具備する。第２の共振器は、前記第１の共振器に電磁界結合される。誘電体は、前記第２の共振器に電磁界結合され、前記第２の共振器に電磁的摂動を与え、前記第２の共振器の共振周波数を変化させる。前記第２の共振器の共振周波数は、フィルタの通過周波数帯域外にある。前記誘電体は、前記第２の共振器の近傍に配置される。

第１の実施形態に係るチューナブルフィルタを示す回路図。 第１の実施形態に係るチューナブルフィルタの一例を示す図。 図１に示すチューナブルフィルタの通過特性を示す図。 可変容量素子を共振器に直接接続する場合のチューナブルフィルタを示す回路図。 図４に示すチューナブルフィルタの通過特性を示す図。 図３に示すチューナブルフィルタの通過特性を広帯域で表示した図。 図１に示す共振器の共振特性を示す図。 図４に示す共振器の共振特性を示す図。 第２の実施形態に係るチューナブルフィルタにおける共振器及び電磁界摂動素子の配置を示す概略図。 第３の実施形態に係る８段疑似楕円関数型チューナブルフィルタを示す図。 第４の実施形態に係る位相可変装置を示す図。 第５の実施形態に係るアンテナ装置を示す図。

以下、実施形態について、図面を参照して説明する。

（第１の実施形態）
本実施形態のチューナブルフィルタは、第１の共振器と、第２の共振器と、電磁界摂動素子とを具備する。第２の共振器は、第１の共振器に電磁界結合される。電磁界摂動素子は、第２の共振器に電磁界結合され、第２の共振器に電磁的摂動を与え、第２の共振器の共振周波数を直接的に変化させる。第２の共振器の共振周波数の変化は、第１の共振器と前記第２の共振器との間の電磁界結合を介して、第１の共振器の共振周波数を変化させる。つまり電磁界摂動素子は、第２の共振器および第１の共振器と第２の共振器の間の電磁界結合を介して、第１の共振器の共振周波数を間接的に変化させる。また、第２の共振器の共振周波数は、フィルタの通過周波数帯域外にある。上記構成によって、電磁界摂動素子のＱ値が低い場合でも、第１の共振器のＱ値低下を抑制することができ、低い挿入損失や急峻なスカート特性を有するチューナブルフィルタを実現することができる。

また、本実施形態のチューナブルフィルタは、第１の共振器、第２の共振器及び電磁界摂動素子の組み合わせを複数有する。本実施形態において、チューナブルフィルタは、組み合わせを２組有し、それらは互いに電磁界結合されている。なお、実施形態においてチューナブルフィルタは、組み合わせを２組以上有していても良いし、組み合わせのうち任意の２組が電磁界結合されていても良い。上記構成のチューナブルフィルタにおいて、組み合わせの数はフィルタの段数と対応するために、組み合わせの段数が多いほど、フィルタのスカート特性を急峻にすることができる。

さらに本実施形態のチューナブルフィルタにおいて、電磁界摂動素子は可変容量素子である。可変容量素子としては例えばバラクタやバリキャップと呼ばれる、端子に加える印加電圧によって静電容量が変化するダイオードを用いることができる。なお、本実施形態では、ダイオード型のバリキャップを一例として示したが、ＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ Ｓｙｓｔｅｍｓ）技術によって機械的に電極位置を変化させるタイプのバリキャップ等、外部からの制御によって静電容量を変化させることができるデバイスで代用することもできる。上記構成によって、電気的制御等の外部からの制御信号によって、フィルタの通過周波数帯域を高速に変化させることができるチューナブルフィルタを構成できる。

図１は、本実施形態に係るチューナブルフィルタを示す回路図である。図１において白抜き三角形は地導体への接地を示す。図１のチューナブルフィルタ回路は、２段のチェビシェフフィルタ特性を有する。このチューナブルフィルタは、結合部１０３ａにより電磁界結合される２つの半波長共振器１０１ａ、１０２ａと、半波長共振器１０２ａに電磁界結合され、半波長共振器１０２ａに電磁的摂動を与える電磁界摂動素子１０４ａとを備える。電磁界摂動素子１０４ａはバラクタやバリキャップなどと呼ばれる静電容量を可変できるダイオードである。半波長共振器１０２ａと電磁界摂動素子１０４ａの間の電磁界結合は両者の直接接続による結合である。また、このチューナブルフィルタは、結合部１０３ｂにより電磁界結合される２つの半波長共振器１０１ｂ、１０２ｂと、半波長共振器１０２ｂに電磁界結合され、半波長共振器１０２ｂに電磁的摂動を与える電磁界摂動素子１０４ｂとを備える。電磁界摂動素子１０４ｂは１０４ａと同様に可変容量ダイオードであり、半波長共振器１０２ｂと電磁界摂動素子１０４ｂとの電磁界結合は、半波長共振器１０２ａと電磁界摂動素子１０４ａと同様に、直接接続による結合である。上記の結合した２つの半波長共振器及び電磁界摂動素子の組み合わせが、通常のチェビシェフフィルタの１段分に相当する。また、それぞれチェビシェフフィルタ１段分に相当する２つの組み合わせが、チェビシェフフィルタを構成するために必要な所定の結合係数を実現する結合部１０５を介して電磁結合される。さらに、それぞれの組み合わせが、チェビシェフフィルタを構成するために必要な所定の外部回路と結合量（いわゆる外部Ｑ）を実現する結合部１０６a及び１０６ｂを介して入力ポート１０７a及び出力ポート１０７ｂに接続される。上記構成により図１のチューナブルフィルタは２段のチェビシェフフィルタ特性を実現する。

ここで、本実施形態の電磁界摂動素子１０４ａ、１０４ｂの制御と、チューナブルフィルタの動作の関係を説明する。制御は可変容量素子である１０４ａ、１０４ｂへの印加電圧の変化によって、可変容量素子の静電容量を変化させることにより行う。可変容量素子１０４ａ、１０４ｂの静電容量の変化は、それぞれこれらの素子と接続された半波長共振器１０２ａ、１０２ｂの共振周波数を変化させる。半波長共振器１０２ａ、１０２ｂの共振周波数の変化は、結合部１０３ａ、１０３ｂを介してそれぞれ電磁界結合した半波長共振器１０１ａ、１０１ｂの共振周波数を変化させる。つまり、上記の２つ可変容量素子１０４ａ、１０４ｂは、それぞれ半波長共振器および電磁界結合部を介して、半波長共振器１０１ａ、１０１ｂの共振周波数を間接的に変化させる。半波長共振器１０１ａ、１０１ｂの共振周波数の変化は、フィルタの通過帯域の中心周波数を変化させる。このようにして、可変容量素子への印加電圧の制御により、チューナブルフィルタの通過周波数帯域を周波数軸上で高低させることが可能となる。

図２は、本実施形態に係るチューナブルフィルタの一例を示す図であり、図１に示す回路図を、マイクロストリップライン構造の平面フィルタにて具現化した一例である。

図２（ａ）に示すチューナブルフィルタのフィルタパターンは、下面にグランドプレーンの形成された誘電体基板２０７上に、導体材料を用いて形成される。上記フィルタパターンは、約１０ＧＨｚで共振する２つの半波長共振器２０１ａ、２０１ｂ、約１９ＧＨｚで共振する２つの半波長共振器２０２ａ、２０２ｂ、２つのバリキャップ２０３ａ、２０３ｂ、２つの半波長共振器２０１ａ、２０１ｂを電磁界結合させるための線路２０５、入力線路２０６ａ、及び出力線路２０６ｂで構成される。ここで、図１の回路図と図２（ａ）のフィルタパターンとの対応関係は、１０１ａと２０１ａが、１０１ｂと２０１ｂが、１０２ａと２０２ａが、１０２ｂと２０２ｂが、１０４ａと２０３ａが、１０４ｂと２０３ｂが、１０７ａと２０６ａが、１０７ｂと２０６ｂがそれぞれ対応する。また、１０３ａの結合は２０１ａと２０２ａとの間のギャップを介した結合、１０３ｂの結合は２０１ｂと２０２ｂとの間のギャップを介した結合、１０５の結合は２０５の線路及びギャップを介した結合、１０６ａの外部回路との結合は２０６ａと２０１ａとの間のギャップを介した結合、１０６ｂの外部回路との結合は２０６ｂと２０１ｂとの間のギャップを介した結合によってそれぞれ実現される。上記それぞれの結合は、設計上のギャップ間隔の広狭によって結合係数の強弱が調整され、２段のチェビシェフフィルタ特性を実現するために適切な強さとなっている。また、図２（ａ）には図示していないが、２つのバリキャップ２０３ａ、２０３ｂは、それぞれ金ワイヤボンディングによって２つの半波長共振器２０２ａ、２０２ｂとそれぞれ接続される。また、バリキャップ２０３ａ、２０３ｂのグランド側は、誘電体基板２０７に設けられたビアを介して誘電体基板裏面の地導体に接地される。

さらに本実施形態のチューナブルフィルタにおいて、可変容量素子は、共振器の共振状態における電界最大点近傍に電磁界結合される。図２（ａ）において、２つのバリキャップ２０３ａ、２０３ｂの金ワイヤを介した半波長共振器上の接続位置は、半波長共振器２０２ａ、２０２ｂの端部である。半波長共振器の端部は、共振状態において半波長共振器の電界最大点であるため、容量性の電磁界摂動素子であるバリキャップを接続した場合に、周波数変化効果が最も大きい接続部位である。なお、２つのバリキャップ２０３ａ、２０３ｂの接続位置は、端部に限定されるものではなく、バリキャップによる周波数変化効果が得られれば、半波長共振器２０２ａ、２０２ｂのどの位置に接続してもよい。

上記チューナブルフィルタは、導体部である半波長共振器２０１ａ、２０１ｂ、２０２ａ、２０２ｂ、結合線路２０５、入力線路２０６ａ、出力線路２０６ｂ及び誘電体基板２０７の下面のグランドプレーンの一部もしくは全部を超伝導材で構成してもよい。この場合には、チューナブルフィルタを、例えば１２０Ｋ以下といった極低温まで冷却することが好ましい。冷却方法の一例としては、図２（ａ）に示すように、チューナブルフィルタを真空容器２０８内に設置することで外部環境から断熱し、図２（ｂ）に示すように、冷凍機のコールドプレート上に設置することで、極低温まで冷却する方法がある。もしくは、液体窒素や液体ヘリウム等の極低温液体を用いてチューナブルフィルタを冷却しても良い。導体部の一部もしくは全部を超伝導材料で構成したチューナブルフィルタを、超伝導材の転移温度以下で使用することにより、フィルタを構成する回路素子の導体損失を低減することが可能となり、低い挿入損失や急峻なスカート特性を有するチューナブルフィルタを実現することができる。

また、本実施形態のチューナブルフィルタは電磁界摂動素子を制御する制御手段をさらに具備していても良い。制御手段の一例は、図２（ａ）に示すように、バリキャップである電磁界摂動素子２０３ａ、２０３ｂに印加する電圧を、制御装置２０４により制御する方法である。このような制御装置により印加電圧を制御することにより、手動制御の場合に比べて高速かつ正確にチューナブルフィルタの通過周波数帯域をコントロールすることが可能となる。

図３は、図１に示すチューナブルフィルタの通過特性を示す図であり、図１に示す２つのバリキャップ１０４ａ、１０４ｂへの印加電圧を変え、その静電容量を変えることで、チューナブルフィルタの中心周波数を変化させた例である。図３のグラフの横軸は周波数（ＧＨｚ）、縦軸はフィルタ通過量（ｄＢ）である。図３のフィルタの通過帯域幅は約２０ＭＨｚであり、バリキャップを接続しない共振器単体のＱ値は、１０1ａ、１０２ａ、１０１ｂ、１０２ｂのどれも約６００００である。

図３において、点線で示す通過特性は、バリキャップ１０４ａ、１０４ｂの静電容量が共に０．２ｐＦの場合であり、このときチューナブルフィルタの中心周波数は１０．０ＧＨｚである。また、実線で示す通過特性は、バリキャップ１０４ａ、１０４ｂの静電容量が共に０．８ｐＦの場合であり、このときチューナブルフィルタの中心周波数は９．９ＧＨｚである。すなわち、この例において、バリキャップの静電容量を０．２ｐＦから０．８ｐＦに変化させる場合、チューナブルフィルタの中心周波数は−０．１ＧＨｚ変化する。さらに、図３において、チューナブルフィルタの中心周波数が１０．０ＧＨｚの場合にフィルタの挿入損失は０．０９ｄＢである。また、チューナブルフィルタの中心周波数が９．９ＧＨｚの場合、フィルタの挿入損失は０．２ｄＢである。

ここで、上記図１に示す本実施形態のチューナブルフィルタと従来技術のチューナブルフィルタ比較するために、図４に示す回路図を用いる。図４は、共振周波数変化を意図する共振器に可変容量素子を直接接続する場合のチューナブルフィルタを示す回路図である。また、図４は図１と同様に、２段のチェビシェフフィルタ特性を有するチューナブルフィルタである。

図４の回路図においては、フィルタの通過周波数帯域を構成する２つの半波長共振器３０１ａ、３０１ｂに、２つのバリキャップ３０２ａ、３０２ｂがそれぞれ直接接続されている。このことが図１のチューナブルフィルタとの大きな違いであり、図１の回路図においては、フィルタの通過周波数帯域を構成する２つの半波長共振器１０１ａ、１０１ｂに、２つのバリキャップ１０４ａ、１０４ｂが、それぞれ電磁界結合部１０３ａ、１０３ｂと、共振周波数がフィルタの通過周波数帯域外にある半波長共振器１０２ａ、１０２ｂを介して、間接的に接続される。なお、図４のバリキャップ３０２ａ、３０２ｂの諸特性は、図１のバリキャップ１０４ａ、１０４ｂの諸特性と同一である。

また、図４において、２つの共振器３０１ａ、３０１ｂは、チェビシェフフィルタを構成するために必要な所定の結合係数を実現する結合部３０３を介して電磁界結合される。さらに、２つの共振器が、それぞれチェビシェフフィルタを構成するために必要な所定の外部回路と結合量（いわゆる外部Ｑ）を実現する結合部３０４ａ、３０４ｂを介して入力ポート３０５ａ及び出力ポート３０５ｂに接続される。上記構成により図４のチューナブルフィルタは２段のチェビシェフフィルタ特性を有する。

図５は、図４に示すチューナブルフィルタの通過特性を示す図であり、図４に示す２つのバリキャップ３０２ａ、３０２ｂへの印加電圧を変え、その静電容量を変えることで、チューナブルフィルタの中心周波数を変化させた例である。図５のグラフの横軸は周波数（ＧＨｚ）、縦軸はフィルタ通過量（ｄＢ）である。なお、フィルタの設計諸特性（共振周波数、外部Ｑ、結合係数）は図３と同様である。また、バリキャップを接続しない共振器単体のＱ値は、３０１ａ、３０１ｂともに、図３と同様に、約６００００である。

図５において、点線で示す通過特性は、バリキャップ３０２ａ、３０２ｂの静電容量が共に０．８ｐＦの場合であり、このときチューナブルフィルタの中心周波数は１０．０ＧＨｚである。また、実線で示す通過特性は、バリキャップ３０２ａ、３０２ｂの静電容量が共に０．８５ｐＦの場合であり、このときチューナブルフィルタの中心周波数は９．９ＧＨｚである。すなわち、この例において、バリキャップの静電容量を０．８ｐＦから０．８５ｐＦに変化させる場合、チューナブルフィルタの中心周波数は−０．１ＧＨｚ変化する。さらに、図５において、チューナブルフィルタの中心周波数が１０．０ＧＨｚの場合にフィルタの挿入損失は２．８ｄＢである。また、チューナブルフィルタの中心周波数が９．９ＧＨｚの場合、フィルタの挿入損失は３．０ｄＢである。

図３に通過特性を示した図１のチューナブルフィルタの挿入損失と、図５に通過特性を示した図４のチューナブルフィルタの挿入損失とを比較すると、図１に示す本実施形態のチューナブルフィルタは、図４に示す従来技術のチューナブルフィルタと比較して、フィルタの挿入損失を低減できることが明らかである。また図１のチューナブルフィルタは図４のチューナブルフィルタと比較して、フィルタの通過帯域の平坦性も改善しており、このために通過帯域端部近傍のスカート特性も急峻である。

図６は、図３に示すチューナブルフィルタの通過特性を広帯域で表示した図であり、この図により図１に示すバリキャップ１０４ａ、１０４ｂが接続される共振器１０２ａ、１０２ｂの共振周波数が確認できる。

図６において、点線で示す通過特性は、バリキャップ１０４ａ、１０４ｂの静電容量が共に０．２ｐＦの場合であり、このときチューナブルフィルタの中心周波数は１０．０ＧＨｚである。また、実線で示す通過特性は、バリキャップ１０４ａ、１０４ｂの静電容量が共に０．８ｐＦの場合であり、このときチューナブルフィルタの中心周波数は９．９ＧＨｚである。フィルタの中心周波数が１０．０ＧＨｚの場合、バリキャップ１０４ａ、１０４ｂが接続される共振器１０２ａ、１０２ｂの共振周波数は約１４．６ＧＨｚであり、図６の点線プロット上で１４．６ＧＨｚ近傍に表れているピークがこれに対応する。また、フィルタの中心周波数が９．９ＧＨｚの場合、バリキャップ１０４ａ、１０４ｂが接続される共振器１０２ａ、１０２ｂの共振周波数は約１１．７ＧＨｚであり、図６の実線プロット上で１１．７ＧＨｚ近傍に表れているピークがこれに対応する。つまり、共振器１０２ａ、１０２ｂの共振周波数は、どちらの場合においてもフィルタの通過周波数帯域外にある。このことが、バリキャップ１０４ａ、１０４ｂの損失が共振器１０２ａ、１０２ｂのＱ値に影響を与えたとしても、フィルタの挿入損失には大きな影響を与えることがない理由である。すなわち、図１に示したように、フィルタの通過帯域を形成する共振器に対して、フィルタの通過帯域外にある共振器、およびそれらの間の電磁界結合を介して間接的にバリキャップを接続することにより、低い挿入損失や急峻なスカート特性を有するチューナブルフィルタを実現することができる。

なお、本実施形態において、別の共振器を介して間接的に電磁界摂動素子を結合した共振器のＱ値は、直接的に電磁界摂動素子を結合した共振器のＱ値より高い。これにより、前記電磁界摂動素子のＱ値が低い場合でも、前記間接的に電磁界摂動素子を結合した共振器のＱ値低下を抑制することができ、低い挿入損失や急峻なスカート特性を有するチューナブルフィルタを実現することができる。このことを、以下で図７および図８を用いて説明する。

図７は、図１に示す共振器の共振特性を示す図であり、図１に示すバリキャップ１０４ａ、１０４ｂを接続する共振器１０２ａ、１０２ｂと電磁結合することで間接的に共振周波数を変化させる共振器１０１ａ、１０１ｂの共振特性である。また、図８は、図４に示す共振器の共振特性を示す図であり、図４に示すバリキャップ３０２ａ、３０２ｂを接続して直接的に共振周波数を変化させる共振器３０１ａ、３０１ｂの共振特性である。図７及び図８のグラフの横軸は周波数（ＧＨｚ）、縦軸は前述の共振器に入出力ポートを接続する場合の共振器通過量（ｄＢ）である。図７及び図８において、共振器の共振特性のピークが鋭いほどＱ値は高い。ここで、図１及び図４に示す共振器単体のＱ値はどの共振器も約６００００であり、バリキャップ単体のＱ値は約１６００である。

まず、バリキャップ１０４ａ、１０４ｂを接続する共振器１０２ａ、１０２ｂと電磁界結合することで間接的に共振周波数を変化させる共振器１０１ａ、１０１ｂのＱ値について説明する。図７に点線で示すように、バリキャップ１０４ａ、１０４ｂの静電容量が０．２ｐＦであり、共振器１０１ａ、１０１ｂの共振周波数が１０．０ＧＨｚの場合、Ｑ値は３８０００程度である。また、図７の実線で示すように、バリキャップ１０４ａ、１０４ｂの静電容量が０．８ｐＦであり、共振器１０１ａ、１０１ｂの共振周波数が９．９ＧＨｚの場合、Ｑ値は１２０００程度である。

次に、バリキャップ３０２ａ、３０２ｂを接続して直接的に共振周波数を変化させる共振器３０１ａ、３０１ｂのＱ値について説明する。図８の点線で示すように、バリキャップ３０２ａ、３０２ｂの静電容量が０．８ｐＦであり、共振器３０１ａ、３０１ｂの共振周波数が１０．０ＧＨｚの場合、Ｑ値は１５００程度である。また、図８の実線で示すように、バリキャップ３０２ａ、３０２ｂの静電容量が０．８５ｐＦであり、共振器３０１ａ、３０１ｂの共振周波数が９．９ＧＨｚの場合にも、Ｑ値は１５００程度である。

図７と図８を比較すると、前記間接的に共振周波数を変化させる共振器のＱ値は、前記直接的に共振周波数を変化させる共振器のＱ値に対して、共振周波数が１０．０ＧＨｚの場合で２５倍以上、共振周波数が９．９ＧＨｚの場合で８倍程度向上する。ここで、直接的に共振周波数を変化させる共振器のＱ値が間接的に共振周波数を変化させる共振器のＱ値よりも低下するのは、バリキャップを共振器に直接接続することにより、共振器単体のＱ値がバリキャップのＱ値によって制限されるためである。このため、共振器単体のＱ値が高くとも、バリキャップと共振器との複合系のＱ値は低下する。また、直接的に共振周波数を変化させる共振器において、バリキャップと共振器との複合系の共振周波数が変化するのは、バリキャップの静電容量変化によって複合系の静電容量が変化するためである。

一方、図７に示した間接的に共振周波数を変化させる共振器の場合において、バリキャップと２つの共振器との複合系（バリキャップ１０４ａと共振器１０２ａと共振器１０１ａの組み合わせおよびバリキャップ１０４ｂと共振器１０２ｂと共振器１０１ｂの組み合わせ）の共振周波数が変化するのは、バリキャップ１０４ａ、１０４ｂの静電容量変化によって、バリキャップが接続された共振器１０２ａ、１０２ｂの共振周波数が変化し、これに伴い電磁界結合しているもう一つの共振器１０１ａ、１０１ｂの共振周波数も変化するためである。一般的に、異なる共振周波数（ｆ１、ｆ２、ｆ１＜ｆ２）の２つの共振器が電磁結合する場合、結合後の周波数（ｆ１’、ｆ２’、f１’＜ｆ２’、）は、ｆ１’＜ｆ１、ｆ２＜ｆ２’となる。共振周波数を低周波側にシフトさせた場合、Ｑ値が低下するのは、バリキャップが接続された共振器１０２ａ、１０２ｂの共振周波数が、バリキャップが接続されていない共振器１０１ａ、１０１ｂの共振周波数に近づいた影響である。

しかしながら、前述の通りバリキャップを接続する共振器と結合部を介して電磁結合することで間接的に共振周波数を変化させる方法は、バリキャップを接続して直接的に共振周波数を変化させる方法に対して、周波数シフト量が同じ場合には、Ｑ値を向上させることが可能である。

以上のことから、フィルタを構成する共振器に対して、直接バリキャップを接続する場合に対して、フィルタを構成しない一方の共振器にバリキャップを接続し、その一方の共振器を介して電磁結合される他方の共振器の共振周波数を変化させて、間接的にフィルタの通過周波数帯域を変化させる本実施形態の 優位性は、明らかである。

（第２の実施形態）
本実施形態のチューナブルフィルタは、電磁界摂動素子が誘電体であり、誘電体が共振器の近傍に配置されること以外は、第１の実施の形態と同様である。したがって、第１の実施形態と重複する内容については記述を省略する。

図９は、本実施形態に係るチューナブルフィルタにおける共振器及び電磁界摂動素子の配置を示す概略図であり、図９（ａ）が斜視図、図９（ｂ）が正面図である。図９に示すように、電磁的摂動を与える共振器４０２の直上に、円柱状の誘電体４０３を配置し、共振器４０２と誘電体４０３との相対的な位置関係を変化させることによって、共振器４０２の共振周波数を変化させる。共振器４０２は、図２と同様に、誘電体基板４０１上に構築されるマイクロストリップライン共振器である。ここで、誘電体４０３の形状は円柱状であるが、この形状に限定されるものではなく、角柱、板状など共振器の共振周波数を変化させることができれば、どのような形状でも良い。

本実施形態においては、電磁界摂動素子として可変容量素子よりも損失が小さい誘電体を用いる。誘電体の損失は誘電正接の値で代表される。また、共振周波数の変化を大きくするために、誘電体の誘電率が高い方が好ましい。誘電率が高く、誘電正接が小さい誘電体の例としては、サファイア、アルミナ、ＭｇＯ等が挙げられるが、これらに限定されるものではない。

上記構成により、電磁界摂動素子として可変容量素子を用いる場合に比べて、第１の実施形態の説明にて述べた電磁界摂動素子と共振器の複合系の損失をさらに低減することが可能であり、低い挿入損失や急峻なスカート特性を有するチューナブルフィルタを実現することができる。

また、共振器４０２と誘電体４０３との相対的な位置関係の変化は、誘電体を上下左右に動かすことで行うことが可能である。その手段としては、例えば、モータ、圧電素子、磁歪素子、及びネジ等、様々な方法がある。

さらに本実施形態のチューナブルフィルタにおいて、誘電体は、共振器の共振状態における電界最大点近傍に配置される。図９において、誘電体４０３を配置する位置は、例えば、共振器４０２の端部である。半波長共振器の端部は、共振状態において半波長共振器の電界最大点であるため、電界に影響を与える誘電体を配置した場合に、周波数変化効果が最も大きい接続部位である。なお、誘電体４０３を配置する位置は、誘電体による周波数変化効果が得られれば、どの位置に配置してもよい。

（第３の実施形態）
図１０は、第３の実施形態に係る８段疑似楕円関数型チューナブルフィルタを示す図である。図１０に示す回路パターンは、マイクロストリップライン構造の平面フィルタであり、下面にグランドプレーンが形成された誘電体基板５０１の上面に導体材料を用いて構成される。

図１０に示す８段疑似楕円関数型フィルタは、８つの１．５波長ヘアピン型共振器５０２、５０３、５０４、５０５、５０６、５０７、５０８、５０９、共振器５０２と共振器５０５とを結合する線路５１０、共振器５０３と共振器５０４とを結合させる線路５１１、共振器５０５と共振器５０６とを結合させる線路５１２、共振器５０６と共振器５０９とを結合させる線路５１３、共振器５０７と共振器５０８を結合させる線路５１４、入力線路５１５、出力線路５１６、電磁的摂動を与えられる１波長共振器５１７、５１８、５１９、５２０、共振器５１７、５１８、５１９、５２０の共振周波数をそれぞれ変化させるためのバリキャップ５２１、５２２、５２３、５２４で構成される。

また、ヘアピン共振器５０２と５０３、ヘアピン共振器５０４と５０５、ヘアピン共振器５０６と５０７、ヘアピン共振器５０８と５０９の間の結合は、共振器間に所定の間隙を設けるギャップ結合である。また、電磁的摂動を与えられる１波長共振器５１７とヘアピン共振器５０２及び５０５、電磁的摂動を与えられる１波長共振器５１８とヘアピン共振器５０３及び５０４、電磁的摂動を与えられる１波長共振器５１９とヘアピン共振器５０７及び５０８、電磁的摂動を与えられる１波長共振器５２０とヘアピン共振器５０６及び５０９の間もギャップ結合である。本実施形態では、１つの電磁的摂動を与えられる共振器によって２つのヘアピン共振器の周波数を間接的に変化させる。このように１つの電磁的摂動を与えられる共振器によって複数の直接電磁的摂動を与えられない共振器を制御すること、限られた基板スペースの中に多段のフィルタを構成する際には好適である。バリキャップ５２１、５２２、５２３、５２４は、電磁的摂動を与えられる１波長共振器の中央の電界最大点近傍にワイヤボンディングにより接続されている。また、バリキャップ５２１、５２２、５２３、５２４のグランド側は、銅のベースプレート５２６に直付けされている。

また、上記チューナブルフィルタは、回路パターンであるヘアピン共振器５０２、５０３、５０４、５０５、５０６、５０７、５０８、５０９、１波長共振器５１７、５１８、５１９、５２０、結合線路５１０、５１１、５１２、５１３、５１４、入力線路５１５、出力線路５１６の一部もしくは全部を超伝導材で形成してもよい。この場合には、チューナブルフィルタを、例えば１２０Ｋ以下といった極低温まで冷却することが好ましい。冷却方法の一例としては、図１０に示すように、チューナブルフィルタを真空容器５２７内に設置することで外部環境から断熱し、図２（ｂ）に示したような、冷凍機のコールドプレート上に設置することで、極低温まで冷却する方法がある。もしくは、液体窒素や液体ヘリウムなどの極低温液体を用いてチューナブルフィルタを冷却しても良い。導体部の一部もしくは全部を超伝導材料で構成したチューナブルフィルタを、超伝導材の転移温度以下で使用することにより、フィルタを構成する回路素子の導体損失を低減することが可能となり、低い挿入損失や急峻なスカート特性を有するチューナブルフィルタを実現することができる。

また、本実施形態のチューナブルフィルタは電磁界摂動素子を制御する制御手段をさらに具備していても良い。制御手段の一例は、図１０に示すように、バリキャップである電磁界摂動素子５２１、５２２、５２３、５２４に印加する電圧を、制御装置５２５により制御する方法である。このような制御装置により印加電圧を制御することにより、手動制御の場合に比べて高速かつ正確にチューナブルフィルタの通過周波数帯域をコントロールすることが可能となる。

（第４の実施形態）
図１１は、第４の実施形態に係る位相可変装置１を示すブロック図である。

第４の実施形態に係る位相可変装置１は、チューナブルフィルタ１−１の通過周波数帯域を調整することで、フィルタへの入力信号とフィルタからの出力信号との間の位相差を可変する装置である。位相可変装置１は、第１の実施形態に係るチューナブルフィルタ１−１を備える。なお、第４の実施形態に係る位相可変装置１は、第１の実施形態に係るチューナブルフィルタ１−１を備えるとしたが、上記第２または第３の実施形態に示すチューナブルフィルタを備えていてもよい。

図１１に示す位相可変装置１は、チューナブルフィルタの通過周波数帯域の中心周波数ｆｃをΔｆ可変し、それに伴いフィルタへの入力信号とフィルタからの出力信号との間の位相差をΔθ可変する装置である。本実施形態に示す位相可変装置１は、所望の信号が常にチューナブルフィルタ１−１の通過周波数帯域内に収まるようにフィルタの周波数帯域を広くとり、かつフィルタの通過周波数帯域内で所望の信号を通過させるようにフィルタの中心周波数をΔｆ変更する。これにより、位相可変装置１は、フィルタの中心周波数の変化量に応じて、チューナブルフィルタ１−１を通過した信号にΔθ位相差をつけることが可能である。

第４の実施形態において、位相可変の分解能は、周波数調整の分解能で設定できるため、従来の移相器より高精度に位相調整が可能となる。また、大きく位相を変えても振幅変化は、フィルタの通過周波数帯域内であれば変化しないため、振幅変動も小さく抑えられる。

さらに、第４の実施形態に係る位相可変装置１は、バンドパスフィルタ型の周波数特性を有しているため、同時に帯域制限をかけることが可能となる。これにより、フィルタ及び移相器が必要となる回路では、部品点数を削減することが可能となる。

ここで、信号の位相変化量を増やしたい場合、フィルタの段数を多段化すればよい。すなわち、同じ周波数帯域幅のフィルタでも段数を増やせば、少ない周波数変化でより多くの位相変化を生むことが可能となる。

但し、フィルタを多段化することで、損失が増大してしまう問題がある。そこで、位相可変装置１は、チューナブルフィルタ１−１として超伝導材で形成される超伝導フィルタを用いることができる。この超伝導フィルタを冷却装置等により、超伝導状態となるまで極低温に低却する。これにより、位相可変装置１は、超伝導材の低損失性を利用して、フィルタの多段化による損失増大を抑えることが可能となる。このため、位相可変装置１は、大きな位相変化を実現しつつ、低損失な位相可変装置を実現することが可能となる。

また、損失が大きい場合、フィルタの周波数帯域の端では、フィルタの肩の丸まりにより振幅が減衰する。このため、位相可変に使える周波数帯域が減少してしまう問題がある。この問題についても、位相可変装置１は、上記超伝導フィルタを適用することでフィルタの特性を改善することが可能となり、フィルタの周波数帯域内を最大限に使うことが可能となる。

（第５の実施形態）
図１２は、第５の実施形態に係るアンテナ装置を示すブロック図である。第５の実施形態に係るアンテナ装置は、第４の実施形態に係る位相可変装置１を、送信部及び受信部の少なくともいずれかに用いるアンテナ装置である。図１２では、例として、位相可変装置１を送信部及び受信部に用いるアンテナ装置を示す。なお、位相可変装置１は、後述する送信部の送信用位相可変装置１３−１〜１３−ｎおよび受信部の受信用位相可変装置１９−１〜１９−ｎにそれぞれ対応する。

図１２に示すアンテナ装置は、送受信共用のアンテナ１０−１〜１０−ｎ（ｎは、自然数）、送受切換装置１１−１〜１１−ｎ、送信部、受信部及び冷却装置を備える。

送受切換装置１１−１〜１１−ｎは、送信部及び受信部をアンテナ１０−１〜１０−ｎへそれぞれ切換接続するためのものである。送受切換装置１１−１〜１１−ｎは、例えば、サーキュレータや同軸スイッチ等を用いる。

送信部は、アンテナ１０−１〜１０−ｎから空間へ放射する送信信号を出力する経路であり、分配器１２、送信用位相可変装置１３−１〜１３−ｎ、送信アンプ１４−１〜１４−ｎ及び送信用帯域通過フィルタ１５−１〜１５−ｎ（以降、送信フィルタ１５−１〜１５−ｎと総称）を備える。

分配器１２は、送信信号生成器（図示せず）で生成された送信信号を入力し、入力した送信信号を複数の経路に分配する。

送信用位相可変装置１３−１〜１３−ｎは、分配器１２で分配された送信信号を入力し、入力した送信信号に対して所望の位相制御を施す。この送信用位相可変装置１３−１〜１３−ｎに備えられるチューナブルフィルタは、超伝導材で形成してもよい。

送信アンプ１４−１〜１４−ｎは、送信用位相可変装置１３−１〜１３−ｎから出力される送信信号を入力し、入力した送信信号を所望の利得で電力増幅する。

送信フィルタ１５−１〜１５−ｎは、送信アンプ１４−１〜１４−ｎから出力される送信信号を入力し、入力した送信信号から所望の送信周波数帯域成分を通過させる。

受信部は、アンテナ１０−１〜１０−ｎで受信されるアンテナ受信信号を入力する経路であり、リミッタ１６−１〜１６−ｎ、受信用帯域通過フィルタ１７−１〜１７−ｎ（以降、受信フィルタ１７−１〜１７−ｎと総称）、低雑音増幅器（ＬＮＡ：Low Noise Amplifier）１８−１〜１８−ｎ、受信用位相可変装置１９−１〜１９−ｎ及び合成器２０を備える。

リミッタ１６−１〜１６−ｎは、アンテナ受信信号を入力し、入力したアンテナ受信信号の信号レベルを制限し、後段の回路への過入力保護を行う。

受信フィルタ１７−１〜１７−ｎは、リミッタ１６−１〜１６−ｎから出力される受信信号を入力し、入力した受信信号から所望の受信周波数帯域成分を通過させる。この受信フィルタ１７−１〜１７−ｎは、超伝導材で構築してもよい。

低雑音増幅器１８−１〜１８−ｎは、受信フィルタ１７−１〜１７−ｎから出力される受信信号を入力し、入力した受信信号を低雑音で増幅する。

受信用位相可変装置１９−１〜１９−ｎは、低雑音増幅器１８−１〜１８−ｎから出力される受信信号を入力し、入力した受信信号に対して所望の位相制御を施す。この受信用位相可変装置１９−１〜１９−ｎに備えられるチューナブルフィルタは、超伝導材で構築してもよい。

合成器２０は、受信用位相可変装置１９−１〜１９−ｎからそれぞれ出力される受信信号を合成し、受信ビームとして出力する。

上記アンテナ装置の構成において、以下にその処理動作を説明する。

まず、送信時は、送受切換装置１１−１〜１１−ｎを送信側に切り換える。これにより、送信信号生成器で生成された送信信号は、送信用位相可変装置１３−１〜１３−ｎで送信ビームの励振分布に応じた位相制御が施され、送信アンプ１４−１〜１４−ｎで信号増幅された後、送信フィルタ１５−１〜１５−ｎによって不要波成分が抑圧され、送受切換装置１１−１〜１１−ｎを介してアンテナ１０−１〜１０−ｎへ出力される。

また、受信時は、送受切換装置１１−１〜１１−ｎを受信側に切り換える。これにより、アンテナ１０−１〜１０−ｎにより受信されたアンテナ受信信号は、送受切換装置１１−１〜１１−ｎを介して受信部に入力され、リミッタ１６−１〜１６−ｎによって振幅制限され、受信フィルタ１７−１〜１７−ｎによって不要波成分が抑圧され、低雑音増幅器１８−１〜１８−ｎによって低雑音増幅され、受信用位相可変装置１９−１〜１９−ｎで受信ビームの指向特性に応じた位相制御が施されて出力され、合成器２０で合成され、受信ビームとして出力される。

第５の実施形態において、位相変化による振幅変動の小さい送信用位相可変装置１３−１〜１３−ｎを用いることで、各系統の中で位相を設定するときに発生する信号レベル差が小さくできるため、合成時の信号調整が容易となる。

また、位相変化による振幅変動の小さい受信用位相可変装置１９−１〜１９−ｎを用いることで、各系統の中で位相を設定するときに発生する信号レベル差が小さくできるため、合成時の信号調整が容易となる。

また、図１２に示すアンテナ装置の送信部及び受信部に超伝導材を用いたフィルタや低温にて動作させる回路素子を用いてもよい。

第５の実施形態において、アンテナ装置は、例えば、上記超伝導材を用いた送信フィルタ１５−１〜１５−ｎ、送信用位相可変装置１３−１〜１３−ｎを有する送信部と、受信フィルタ１７−１〜１７−ｎ及び受信用位相可変装置１９−１〜１９−ｎや、リミッタ１６−１〜１６−ｎ及び低雑音増幅器１８−１〜１８−ｎ等の低温にて動作させる回路素子を有する受信部とを備える。アンテナ装置は、この送信部及び受信部を極低温に冷却する冷却装置をさらに備える。この冷却装置は、真空容器２１−１及び冷却部２１−２を有する。

真空容器２１−１は、内部を真空状態にすることで、収容物の断熱と保温を行う。この真空容器２１−１は、極低温の効率的な維持を目的として超伝導材を配置した周囲を真空状態として断熱するための容器である。このため、少なくとも超伝導材を配置した周囲は気密構造とする。

冷却部２１−２は、真空容器２１−１に収容されるものを極低温に冷却する。

冷却装置は、真空容器２１−１内に送信部及び受信部を収容し、冷却部２１−２により極低温に冷却する。これにより、アンテナ装置は、送信時及び受信時の損失を低減することが可能となる。

以上、いくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これらの実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これらの実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。

１０１ａ，１０１ｂ、１０２ａ，１０２ｂ…半波長共振器、１０３ａ，１０３ｂ…結合器、１０４ａ，１０４ｂ…電磁界摂動素子、１０５…結合部、１０６ａ，１０６ｂ…結合部、１０７ａ…入力ポート、１０７ｂ…出力ポート、２０１ａ，２０１ｂ，２０２ａ，２０２ｂ…半波長共振器、２０３ａ，２０３ｂ…バリキャップ、２０４…制御装置、２０５…結合線路、２０６ａ…入力線路、２０６ｂ…出力線路、２０７…誘電体基板、２０８…真空容器、３０１ａ，３０１ｂ…共振器、３０２ａ，３０２ｂ…バリキャップ、３０３，３０４ａ，３０４ｂ…結合部、３０５ａ…入力ポート、３０５ｂ…出力ポート、４０１…誘電体基板、４０２…共振器、４０３…誘電体、５０１…誘電体基板、５０２〜５０９…１．５波長ヘアピン型共振器、５１０，５１１，５１２，５１３，５１４…結合線路、５１５…入力線路、５１６…出力線路、５１７〜５２０…１波長共振器、５２１〜５２４…バリキャップ、５２６…ベースプレート、５２７…真空容器、１…位相可変装置、１−１…チューナブルフィルタ、１０−１〜１０−ｎ…アンテナ、１１−１〜１１−ｎ…送受切換装置、１２…分配器、１３−１〜１３−ｎ…送信用位相可変装置、１４−１〜１４−ｎ…送信アンプ、１５−１〜１５−ｎ…送信用帯域通過フィルタ、１６−１〜１６−ｎ…リミッタ、１７−１〜１７−ｎ…受信用帯域通過フィルタ、１８−１〜１８−ｎ…低雑音増幅器（ＬＮＡ）、１９−１〜１９−ｎ…受信用位相可変装置、２０…合成器、２１−１…真空容器、２１−２…冷却部。

Claims (3)

1. 第１の共振器と、
   前記第１の共振器に電磁界結合される第２の共振器と、
   前記第２の共振器に電磁界結合され、前記第２の共振器に電磁的摂動を与え、前記第２の共振器の共振周波数を変化させる誘電体と
   を具備し、
   前記第２の共振器の共振周波数は、フィルタの通過周波数帯域外にあり、
   前記誘電体は、前記第２の共振器の近傍に配置されるチューナブルフィルタ。
2. フィルタの通過周波数帯域を調整することで、フィルタへの入力信号とフィルタからの出力信号との間の位相差を可変するチューナブルフィルタを具備し、
   前記チューナブルフィルタは、
   第１の共振器と、
   前記第１の共振器に電磁界結合される第２の共振器と、
   前記第２の共振器に電磁界結合され、前記第２の共振器に電磁的摂動を与え、前記第２の共振器の共振周波数を変化させる誘電体と
   を備え、
   前記第２の共振器の共振周波数は、フィルタの通過周波数帯域外にあり、
   前記誘電体は、前記第２の共振器の近傍に配置される位相可変装置。
3. アンテナから空間へ放射する送信信号を出力する送信部と、
   前記アンテナにより受信される受信信号を信号処理する受信部と、
   送信及び受信の切換指示に応じて前記送信部及び受信部を前記アンテナに切換接続する送受切換装置と
   を具備し、
   前記送信部及び受信部の少なくともいずれかに位相可変装置を備え、
   前記位相可変装置は、第１の共振器と、前記第１の共振器に電磁界結合される第２の共振器と、前記第２の共振器に電磁界結合され、前記第２の共振器に電磁的摂動を与え、前記第２の共振器の共振周波数を変化させる誘電体とを有し、前記第２の共振器の共振周波数は、フィルタの通過周波数帯域外にあり、前記誘電体が前記第２の共振器の近傍に配置されるチューナブルフィルタを備えるアンテナ装置。

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