JP5324497B2 - フィルタ、およびこれを用いた衛星放送受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、衛星放送受信装置に用いられるフィルタに関し、特にマイクロストリップラインを用いたフィルタに関する。

一般に衛星放送受信装置には、受信した高周波信号から所定の周波数成分を通過させる１０ＧＨｚ〜１２ＧＨｚ程度のフィルタが使われる。従来この種のフィルタとしては、マイクロストリップライン型の半波長フィルタが広く使われていた。

図１２に従来のマイクロストリップ型半波長フィルタの構成を示す。マイクロストリップ型半波長フィルタ1は、入力端子５と出力端子６との間に複数の半波長線路７を近接配置して構成され、入力端子５に入力された高周波信号のうちの所定の周波数成分のみが出力端子６に出力される。

また特許文献１には、通過帯域の周波数に対して、約半波長の長さの共振器や、１／４波長結合線路、１／４波長ショートスタブを複数本用いたフィルタおよび、これらのフィルタの欠点を改善するために、マイクロストリップ線路の途中にスルーホールを設け、このスルーホールをインダクタとして機能させることで、フィルタの基板に対する占有面積、周波数選択性を改善したフィルタが開示されている。

また特許文献２では、衛星放送受信用コンバータにおけるイメージ周波数帯域の減衰特性を改善した、複数のλ／４素子の結合によるインタディジタル型バンドパスフィルタが開示されている。

特開２００２−９４３０２号公報（平成１４年３月２９日公開） 特開２００３−４６３０５号公報（平成１５年２月１４日公開）

図１２に示すように従来のフィルタでは、上述したように入・出力端子間に半波長線路を複数配置しなければならず、基板に対する占有面積の縮小が困難であり、またこのフィルタの縮小が困難な結果として、フィルタを使用する受信装置の小型化を妨げていた。これに対し、基板に対するフィルタの占有面積を縮小するために、チップインダクタとチップコンデンサーを用いてフィルタを集中定数で構成する方法も考えられるが、周波数が高くなるにしたがって、必要なインダクタンスやキャパシタンスは小さくなる。しかし、現在のところ製造可能なチップインダクタとチップキャパシタの下限値は、それぞれ一般的に１ｎＨ、０．３ｐＦ程度であり、実質的に５ＧＨｚ程度までの周波数にしか対応できないという問題がある。

また特許文献１のフィルタでは、基板に対する占有面積、周波数選択性を改善できたとしているものの、使用周波数の上昇に伴って、インダクタとして機能させるスルーホールの直径を拡大させる必要があり、基板占有面積の縮小化と相反してしまう。また、開示された特性実測データによれば、通過特性Ｓ２１は通過帯域の全域に亘って概ね−８ｄＢ、入力反射特性Ｓ１１は通過帯域の全域に亘って概ね−５ｄＢ程度であり、衛星放送受信装置等を含む無線装置への採用にあたっては、挿入損失補償用のアンプなどが必要と考えられる。

また特許文献２のフィルタにおいても、衛星放送受信用コンバータに採用した際、イメージ周波数帯域の減衰特性が改善されたとするものの、通過帯域の減衰が約−２ｄＢであり、挿入損失補償用のアンプなどが必要となる場合があり、また、λ／４フィルタ素子、結合用フィルタ素子を複数使用し、これを周知のフィルタと同様に所定間隔で複数対向配置する必要があり、基板に対するフィルタ占有面積の大幅な縮小は難しい。

上述の問題点に鑑み本発明の目的は、基板に対する占有面積を縮小しつつ、通過帯域の損失が小さく、通過帯域外の減衰度が大きく、入・出力端子での整合性の良いフィルタを実現することにある。

上記課題を解決するため、本発明のフィルタは、入力信号の所定周波数を通過させるフィルタであって、誘電体基板と、前記誘電体基板の一方の面に配置される入力線路および出力線路と、前記誘電体基板の他方の面に配置される接地導体と、前記入力線路と前記出力線路との間に配置される両端が開放の伝送線路と前記伝送線路の中央部に接続され、スルーホールを介して前記接地導体に接続されるショートスタブとからなるマイクロストリップ線路を複数備え、複数の前記マイクロストリップ線路が互いに結合していることを特徴としている。

また、本発明のフィルタは、一方の前記伝送線路の前記中央部から一方の端部までの領域と、他方の前記伝送線路の前記中央部から一方の端部までの領域とが近接して対向に配置されるともに、一方の前記伝送線路の前記中央部から他方の端部までの領域と、前記入力線路とが、近接して対向に配置され、他方の前記伝送線路の前記中央部から他方の端部までの領域と、前記出力線路とが、近接して対向に配置されることを特徴としている。

また、本発明のフィルタは、前記伝送線路は、前記所定周波数の低域端周波数に対する電気長が８０°〜１１０°であり、前記ショートスタブは、前記所定周波数の低域端周波数に対する電気長が１５°〜４５°であることを特徴としている。

また、本発明のフィルタは、前記伝送線路は、前記中央部から少なくとも片方の端部までの領域の一部において屈曲していることを特徴としている。

また、本発明のフィルタは、前記誘電体基板の一方の面に配置され、前記スルーホールと接続される接地面と、前記誘電体基板の一方の面の上方に配置される金属カバーを備え、前記金属カバーは前記接地面に接続されていることを特徴としている。

また、本発明の衛星放送受信装置は上記記載のいずれかのフィルタを用いることを特徴としている。

本発明によれば、基板に対する占有面積を縮小しつつ、通過帯域の損失が小さく、通過帯域外の減衰度が大きく、入・出力端子での整合性の良いフィルタが得られる。

本発明の実施例１のフィルタを示す上面図および断面図である。 実施例１のフィルタの周波数特性データである。 本発明の実施例２のフィルタを示す上面図および断面図である。 実施例２のフィルタの周波数特性データである。 実施例２のフィルタの変形例を示す上面図である。 実施例２のフィルタの他の変形例を示す上面図である。 実施例３のフィルタを示す上面図および断面図である。 本発明の実施例４の衛星放送受信装置を示すブロック図である。 実施例４の衛星放送受信装置における周波数関係を説明する図である。 実施例４の衛星放送受信装置に用いるフィルタと従来のフィルタとの寸法比較図である。 実施例４の衛星放送受信装置に用いるフィルタと従来のフィルタとの周波数特性比較データである。 従来のフィルタを示す上面図である。

以下に本発明におけるフィルタの実施例１について図１、図２を参照して説明する。図１（ａ）は実施例１に係るフィルタ１００の上面図であり、図１（ｂ）は、図１（ａ）における破線Ａ−Ａ’の断面図である。また、図１（ｃ）は図１（ａ）の破線Ｂ−Ｂ’の断面図である。なお、本実施例では一例としてフィルタの通過帯域が６．３７ＧＨｚから８．４２ＧＨｚの場合について説明する。

フィルタ１００は、厚みが５００μｍ、比誘電率が３．３３の誘電体基板１０８の表面に配置される。詳しくは、誘電体基板１０８の一方の面に、両端が開放の伝送線路１０９ａ、１０９ｂと、この伝送線路の中央部に、ショートスタブ１０３ａ、１０３ｂが接続されたマイクロストリップ線路１０２ａ、１０２ｂと、入力端子１０６および出力端子１０７に一端が接続される、入力線路１０５ａ、および出力線路１０５ｂが配置される。誘電体基板１０８の他方の面には、ほぼ全面に接地導体１０１が配置される。伝送線路１０９ａ、１０９ｂの全長は８．７５ｍｍであり、お互いに一方の先端から約４ｍｍの領域が０．１５ｍｍの間隔を隔てて対向に配置されて結合している。また、入力線路１０５ａ、出力線路１０５ｂは、伝送線路１０９ａ、１０９ｂの他方の先端から約４．３ｍｍの領域と０．１ｍｍの間隔を隔てて対向に配置されて結合している。ショートスタブ１０３ａ、１０３ｂの長さは１．４５ｍｍであり、先端がスルーホール１０４ａ、１０４ｂを介して接地導体１０１に接続されている。そして、マイクロストリップ線路１０２ａ、１０２ｂは通過帯域の低域端である６．３７ＧＨｚに対して電気長が約１００°であり、ショートスタブ１０３ａ、１０３ｂはスルーホールの電気長を含めて約２３°である。

本実施例のフィルタ１００の通過特性について図２を用いて説明する。図２には、本実施例のフィルタの通過特性と、集中定数で構成した場合の５段チェビシェフ型フィルタ（以下、比較例１と記す）のシミュレーションデータを合わせて示している。図２に示す通り、本実施例のフィルタ１００の通過特性は、比較例１に対して通過帯域の低域端である６．３７ＧＨｚより低い周波数における減衰度が急峻であることがわかる。これは、マイクロストリップ線路間の結合によって、直列のキャパシタンスや伝送線路に沿ったインダクタンス、接地導体とマイクロストリップ線路間にキャパシタンスが発生する為である。

本実施例では、接地導体１０１と線路１０９ａ、１０９ｂとの間のキャパシタンスと、ショートスタブ１０３ａ、１０３ｂによって発生するインダクタンスによって、通過帯域の低域端付近に共振が発生するようにマイクロストリップ線路を構成、配置したことにより、通過特性が良好で、通過帯域外での減衰度をより大きくでき、しかも、基板に対する占有面積が小さいフィルタを実現することが可能になった。

一例として上記のように、先端が開放された、電気長が１００°程度の伝送線路と、この伝送線路の中央部に、電気長が２０〜３０°程度のショートスタブを接続したマイクロストリップ線路を複数用いてフィルタを構成することにより、従来よりも小型で、減衰特性の優れたフィルタを構成できる。

なお、上述した周波数以外の他の周波数帯についても本実施例のフィルタを検討した結果、両端が開放された伝送線路の電気長を８０°〜１１０°、これに接続される、スルーホールも含めたショートスタブの電気長を１５°〜４５°としたマイクロストリップ線路を複数用いることで、実使用に支障のないフィルタを実現できることが判った。

なお、本実施例では、誘電体基板として、テフロン（登録商標）系の基板を用いたが、他にガラスエポキシ基板やセラミック基板等を用いることもできる。

次に本発明におけるフィルタの実施例２について図３〜図５を参照して説明する。図３（ａ）は実施例２のフィルタ２００の上面図であり、図３（ｂ）は図３（ａ）の破線Ｃ−Ｃ’の断面図である。図４はフィルタ２００の通過特性および反射損失特性データであり、図５は本実施例のフィルタの変形例を示す上面図である。

実施例２の構成が前述の実施例１と異なる点は、図３（ａ）に示す通り、誘電体基板２０８の表面に形成されるマイクロストリップ線路２０２ａ、２０２ｂにおける、伝送線路２０９ａ、２０９ｂを、ほぼ中央部から片側を屈曲させている点である。ここで、伝送線路２０９ａ、２０９ｂは直角に屈曲させて図示しているが、この限りではなく、直角以外の角度での屈曲も可能である。また、屈曲させても配置が容易となるようにショートスタブ２０３ａを２０３ｂと同じ向きに配置している。入力線路２０５ａ、出力線路２０５ｂは、伝送線路２０９ａ、２０９ｂの屈曲させた部分と対向するように配置している。なお、実施例１と同様に、マイクロストリップ線路２０２ａ、２０２ｂの伝送線路２０９ａ、２０９ｂの全長は８．７５ｍｍであり、お互いに一方の先端から約４ｍｍの領域を０．１５ｍｍの間隔を隔てて対向に配置されて結合している。入力端子２０６に一端が接続された入力線路２０５ａ、出力端子２０７に一端が接続された出力線路２０５ｂは、伝送線路２０９ａ、２０９ｂの、屈曲させた他方の先端から約４．３ｍｍの領域と０．１ｍｍの間隔を隔てて対向に配置されて結合している。ショートスタブ２０３ａ、２０３ｂの長さは１．４５ｍｍであり、先端がスルーホール２０４ａ、２０４ｂを介して基板裏面の接地導体２０１に接続されている。

本実施例のフィルタ２００の通過特性について図４を用いて説明する。図４の通過特性データによれば、図２に示した実施例１のフィルタ１００の通過特性と同等の特性が得られていることが判る。また、通過帯域の低域端の周波数より低い周波数における減衰度についても同等の特性が得られていることが判る。また、本実施例においては、図４に示すとおり、反射損失特性の検証も行なった。図４の反射損失特性データから明らかなように、通過帯域の６．３７ＧＨｚから８．４２ＧＨｚで−１０ｄＢを確保しており、極めて良好な特性が得られている。なお、一般的に反射損失−１０ｄＢの時、伝送損失は約０．４ｄＢであり、伝送電力は約９１％となる。

ゆえに、フィルタ特性を劣化させることなく、基板形状または回路規模に合わせてマイクロストリップ線路を適宜屈曲させることができ、フィルタを基板上に好適に配置することができる。例えば、図３（ａ）の場合は、入力線路２０５ａ、マイクロストリップ線路２０２ｂで囲まれる内側領域に、フィルタの電気特性に影響を与えない範囲で、他の回路を配置することも可能である。なお、マイクロストリップ線路の屈曲は、図３（ａ）の場合は、ほぼ直角で、屈曲方向が一方向の場合を図示しているが、図３（ａ）で示すところの、入・出力線路２０５ａ、２０５ｂと伝送線路２０９ａ、２０９ｂの結合配置を、所望する周波数特性に合わせて適切に設定すれば、角度と屈曲方向については共に自由に設定可能である。

さらに、図５を参照して実施例２の変形例であるフィルタ２０１について説明する。なお、図３のフィルタ２００と同一機能の部分については同一符号で示している。なお、基板の積層構成は、図３のフィルタ２００と同じであるので断面図は省略する。

この変形例では、マイクロストリップ線路２０２ａ、２０２ｂの伝送線路２０９ａ、２０９ｂを中央部から両端を屈曲させて構成する。より詳しくは、実施例１の図１（ａ）、実施例２の図３（ａ）では、伝送線路を直線状、又はショートスタブを中央として片側の伝送線路を屈曲させて構成したが、この変形例では、ショートスタブ２０３ａ、２０３ｂを中央として伝送線路２０９ａ、２０９ｂの両側の伝送線路を屈曲させ、この屈曲させた伝送線路を対向に配置させるのである。ここで伝送線路は、屈曲させた隣り合う伝送線路同士を対向に配置させ、隣り合う伝送線路と対向しない他方の屈曲させた伝送線路をそれぞれ、入力線路２０５ａ、出力線路２０５ｂと対向に配置させる。マイクロストリップ線路２０２ａ、２０２ｂの伝送線路２０９ａ、２０９ｂは、全長が８．７５ｍｍであり、お互いに一方の先端から約４ｍｍの領域を０．１５ｍｍの間隔を隔てて対向に配置されて結合している。入力端子２０６に一端が接続された入力線路２０５ａ、出力端子２０７に一端が接続された出力線路２０５ｂは、伝送線路２０９ａ、２０９ｂの他方の先端から約４．３ｍｍの領域と０．１ｍｍの間隔を隔てて対向に配置されて結合している。ショートスタブ２０３ａ、２０３ｂの長さは１．４５ｍｍであり、先端がスルーホール２０４ａ、２０４ｂを介して基板裏面の接地導体（図示せず）に接続されている。なお、この変形例においても通過特性が実施例１と同等であった。

さらに、図６を参照して実施例２の他の変形例であるフィルタ２２０について説明する。なお、図３のフィルタ２００と同一機能の部分については同一符号で示している。なお、基板の積層構成は、図３のフィルタ２００と同じであるので断面図は省略する。

図６に示すとおり、この変形例が図５と異なる点は、マイクロストリップ線路２１３ａ、２１３ｂを追加している点である。なお、マイクロストリップ線路２１３ａ、２１３ｂの各部寸法は図５の変形例と同じである。また、マイクロストリップ線路の数は、上記に限らず基板面積に対するフィルタ占有面積が許容される範囲でさらに追加可能である。図６の他の変形例では、マイクロストリップ線路間の結合が増えることにより、通過帯域外の減衰度をより大きくすることができる。

上記説明のとおり、基板面積に対するフィルタ占有面積を同等に保ちながら、マイクロストリップ線路の数を増やしてフィルタの通過帯域外の減衰度を、より急峻にすることが可能である。

次に本発明におけるフィルタの実施例３について、図７を参照して説明する。図７（ａ）は実施例３に係るフィルタ３００の上面図であり、図７（ｂ）は図７（ａ）における破線Ｄ−Ｄ’の断面図である。本実施例が上述までの実施例と異なる点は以下のとおりである。すなわち、図７（ａ）のように、誘電体基板３０８の表面に形成されるマイクロストリップ線路３０２ａ、３０２ｂの伝送線路３０９ａ、３０９ｂに沿って、接地面３１０ａ、３１０ｂを設け、ショートスタブ３０３ａ、３０３ｂを接地面３１０ａ、３１０ｂにそれぞれ接続する。更に、図７（ｂ）に示すように、金属カバー３１１を接地面３１０ａ、３１０ｂに接続している。金属カバー３１１は図７（ａ）には図示しないが、フィルタ３００の全体を覆うことが望ましい。また、金属カバー３１１に脚部３１３を設け、脚部３１３を接地面３１０ａ、３１０ｂの任意の箇所に接続してもよい。接地面３１０ａ、３１０ｂは複数のスルーホール３０４を介して接地導体３０１と接続されている。

マイクロストリップ線路３０２ａ、３０２ｂの伝送線路３０９ａ、３０９ｂの全長は８．７５ｍｍであり、お互いに一方の先端から約４ｍｍの領域が０．１５ｍｍの間隔を隔てて対向に配置されて結合している。また、入力端子３０６に接続された入力線路３０５ａ、出力端子３０７に接続された出力線路３０５ｂは、伝送線路３０９ａ、３０９ｂの他方の先端から約４．３ｍｍの領域と０．１ｍｍの間隔を隔てて対向に配置されて結合している。ショートスタブ３０３ａ、３０３ｂの長さは１．４５ｍｍであり、先端がスルーホール３０４ａ、３０４ｂを介して接地導体３０１に接続されている。

以上の通り、金属カバー３１１と接地導体３０１により、フィルタの周囲が電磁的に遮蔽され、フィルタ３００への外部ノイズの進入や、フィルタ３００からの不要な放射を抑圧することができるため、通過帯域外の減衰度を更に急峻にしたフィルタ特性が得られる。さらに図６（ｂ）の通り、金属シャーシ３１２を接地導体３０１の一部、あるいは全域にわたって接触させることで遮蔽効果をより一層高めることもできる。なお、ここでは実施例１の構成に金属カバーを設けたものを一例として説明したが、実施例２の構成にも適用可能である。

次に本発明における衛星放送受信装置の実施例について、図８〜図１１を参照して説明する。図８は衛星放送受信装置４００のブロック図である。図８において衛星放送受信装置４００は、水平偏波入力端子４１０、垂直偏波入力端子４１１、初段低雑音増幅器４１２、４１３、２段目低雑音増幅器４１４、実施例１〜実施例３のいずれかの構成によるイメージリジェクションフィルタ４１５、ミキサ４１６、ＩＦ増幅器４１７、ＩＦ出力端子４１８、ローバンド用誘電体発振器４１９、ハイバンド用誘電体発振器４２０で構成される。これらの機能ブロックと、図示しない電源回路、スイッチ等すべてが一枚の誘電体基板上に形成されている。誘電体基板については、実施例１で述べた比誘電率３．３３の基板を用いている。

次に回路動作を説明する。初段低雑音増幅器４１２、４１３のいずれかの電源バイアスをオフすることにより、水平偏波と垂直偏波とを切り替えることができる。また、ローバンド用誘電体発振器４１９、ハイバンド用誘電体発振器４２０のいずれかの電源バイアスをオフすることにより、ローバンドとハイバンドを切り替えることができる。たとえば、初段低雑音増幅器４１３およびハイバンド用誘電体発振器４２０をオフした場合、初段低雑音増幅器４１２とローバンド用誘電体発振器４１９が有効となる。水平偏波入力端子４１０から入力されたＲＦ信号は、初段低雑音増幅器４１２および２段目低雑音増幅器４１４で増幅されてイメージリジェクションフィルタ４１５を通過してミキサ４１６に入力される。ローバンド用誘電体発振器４１９から出力された９．７５ＧＨｚの信号がミキサ４１６に入力され、ＲＦ信号がＩＦ帯にダウンコンバートされ、ＩＦ増幅器４１７で増幅された後、ＩＦ出力端子４１８から出力される。初段低雑音増幅器と誘電体発振器の切り替えにより、合計４つのバンドを出力させることができる。

図９は、衛星放送受信装置４００で処理される受信周波数帯域と、局部発振周波数と、イメージ帯域との周波数関係図である。衛星からの電波には水平偏波と垂直偏波があるが、両者の周波数は全く同じであるため、ローバンドとハイバンドの関係についてのみ示している。ローバンドに関しては、局部発振周波数が９．７５ＧＨｚ、受信周波数帯域が１０．７ＧＨｚ〜１１．７ＧＨｚであるので、イメージ帯域は７．８ＧＨｚ〜８．８ＧＨｚとなる。ハイバンドに関しては、局部発振周波数が１０．６ＧＨｚ、受信周波数帯域が１１．７ＧＨｚ〜１２．７５ＧＨｚであるので、イメージ帯域は８．４５ＧＨｚ〜９．５ＧＨｚとなる。

したがって、衛星放送受信装置４００として、７．８ＧＨｚ〜９．５ＧＨｚがイメージ帯域、１０．７ＧＨｚ〜１２．７５ＧＨｚが受信周波数帯域となる。イメージ帯域のノイズは、ミキサ４１６によってＩＦ帯域にダウンコンバートされ、妨害となるのでイメージリジェクションフィルタ４１５で充分に減衰させる必要がある。

本実施例は、上記の周波数関係を勘案し、図８のイメージリジェクションフィルタ４１５に、実施例１と同じ構造、すなわち、誘電体基板の構造、マイクロストリップ線路の形状および配置が同じフィルタを使用し、実施例１で用いた６．３７ＧＨｚ〜８．４２ＧＨｚの通過帯域を１０．７ＧＨｚ〜１２．７５ＧＨｚに適用するよう設定したものである。なお、本実施例においても、通過帯域の低域端周波数である１０．７ＧＨｚに対して、伝送線路１０９ａ、１０９ｂの電気長は１００°程度、ショートスタブ１０３ａ、１０３ｂの電気長は２０〜３０°程度に設定される。

図１０は、本実施例で適用するフィルタと、従来のフィルタの寸法比較図である。図１０（ａ）に通過帯域を１０．７ＧＨｚ〜１２．７５ＧＨｚに設定し、衛星放送受信装置４００に適用したフィルタの上面図を示す。図１０（ｂ）に従来のマイクロストリップ型半波長フィルタ（以下、比較例２と記す）を同上の通過帯域に設定して、衛星放送受信装置４００に適用する場合の上面図を図１０（ｂ）に示す。なお符号は、図１、図１２で用いたものと同一で示している。

図１０（ｂ）に示すとおり、比較例２では長さが８ｍｍ程度の半波長共振器を３つ用いた場合を示している。ここで、比較例２の半波長共振器の物理長については一般的に、受信周波数の低域側周波数を１０．７ＧＨｚとした時、半波長が約１４ｍｍとなり、これに比誘電率３．３３の誘電体基板における波長短縮率０．５５を掛けて約８ｍｍの物理長が導き出される。

これに対し本実施例で採用した、図１０（ａ）の実施例１と同じ構造によるフィルタでは、全長で９ｍｍ程度に収まり、比較例２に対して、本発明で採用したフィルタの、基板に対する占有面積縮小の効果が高いことは一目瞭然である。

図１１は、本実施例で採用した図１０（ａ）のフィルタと、図１０（ｂ）に示す比較例２の周波数特性比較図である。図１１から明らかなように、図１０（ａ）のフィルタの通過帯域外の減衰特性は、図１０（ｂ）の比較例２と比べて大幅に改善していることがわかる。なお、本発明において、実施例１と同じ構造のフィルタをイメージリジェクションフィルタに適用する場合を説明したが、実施例２と同じ構造のフィルタまたは、実施例３と同じ構造のフィルタを用いることもできる。

以上のように実施例４では、実施例１〜３のフィルタを衛星放送受信装置のイメージリジェクションフィルタとして用いることにより、７．８ＧＨｚ〜９．５ＧＨｚのイメージ帯域のノイズを大幅に減衰させつつ受信装置の小型化が図れる。

本発明は、衛星放送受信装置等の無線装置の小型化を実現するうえで有効であり、これ以外にもマイクロ波やミリ波を用いるすべての無線装置に適用することもできる。

１ マイクロストリップ型半波長フィルタ
７ 半波長線路
１００、２００、３００ フィルタ
１０１、２０１，３０１ 接地導体
１０８、２０８、３０８ 誘電体
１０２ａ、１０２ｂ、２０２ａ、２０２ｂ、３０２ａ、３０２ｂ マイクロストリップ線路
１０９ａ、１０９ｂ、２０９ａ、２０９ｂ、３０９ａ、３０９ｂ 伝送線路
１０３a、１０３ｂ、２０３a、２０３ｂ、３０３a、３０３ｂ ショートスタブ
１０４a、１０４ｂ、２０４a、２０４ｂ、３０４a、３０４ｂ スルーホール
１０５ａ、２０５ａ、３０５ａ 入力線路
１０５ｂ、２０５ｂ、３０５ｂ 出力線路
５、１０６、２０６、３０６ 入力端子
６、１０７、２０７、３０７ 出力端子
３１０a、３１０ｂ 接地面
３１１ 金属カバー
３１２ 金属シャーシ
３１３ 脚部
４１０ 水平偏波入力端子
４１１ 垂直偏波入力端子
４１２、４１３ 初段低雑音増幅器
４１４ ２段目低雑音増幅器
４１５ イメージリジェクションフィルタ
４１６ ミキサ
４１７ IF増幅器
４１８ ＩＦ出力端子
４１９ ローバンド用誘電体発振器
４２０ ハイバンド用誘電体発振器

Claims (6)

1. 入力信号の所定周波数を通過させるフィルタであって、
   誘電体基板と、
   前記誘電体基板の一方の面に配置される入力線路および出力線路と、
   前記誘電体基板の他方の面に配置される接地導体と、
   前記入力線路と前記出力線路との間に配置される両端が開放の伝送線路と前記伝送線路の中央部に接続され、スルーホールを介して前記接地導体に接続されるショートスタブとからなるマイクロストリップ線路を複数備え、
   複数の前記マイクロストリップ線路が互いに結合していることを特徴とするフィルタ。
2. 一方の前記伝送線路の前記中央部から一方の端部までの領域と、他方の前記伝送線路の前記中央部から一方の端部までの領域とが近接して対向に配置されるともに、
   一方の前記伝送線路の前記中央部から他方の端部までの領域と、前記入力線路とが、近接して対向に配置され、
   他方の前記伝送線路の前記中央部から他方の端部までの領域と、前記出力線路とが、近接して対向に配置されることを特徴とする、請求項１に記載のフィルタ。
3. 前記伝送線路は、前記所定周波数の低域端周波数に対する電気長が８０°〜１１０°であり、
   前記ショートスタブは、前記所定周波数の低域端周波数に対する電気長が１５°〜４５°であることを特徴とする請求項１〜２のいずれか一項に記載のフィルタ。
4. 前記伝送線路は、前記中央部から少なくとも片方の端部までの領域の一部において屈曲していることを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載のフィルタ。
5. 前記誘電体基板の一方の面に配置され、前記スルーホールと接続される接地面と、
   前記誘電体基板の一方の面の上方に配置される金属カバーを備え、前記金属カバーは前記接地面に接続されていることを特徴とする、請求項１から４のいずれか一項に記載のフィルタ。
6. 請求項１〜５のいずれか一項に記載のフィルタを備える衛星放送受信装置。