JP6200196B2 - インバータ装置 - Google Patents

Description

本発明は、インバータ装置に関する。

従来より、商用電力系統に連系するインバータ装置には、商用電力系統の停電時において、自身を商用電力系統から確実に解列させることを目的として、単独運転防止機能が具備されている。

なお、上記に関連する従来技術の一例としては、本願出願人による特許文献１を挙げることができる。

また、ＰＶ［photovoltaic］システム用ＰＣＳ［power conditioning system］の新連系規程を定める非特許文献１では、能動的単独運転検出を行うための共通技術として、周波数フィードバック機能とステップ注入機能が提案されている。

周波数フィードバック機能とは、ＰＣＳの動作周波数に生じる変動に基づいて無効電力注入を行い、動作周波数の変動を助長する機能である。ＰＣＳが単独運転状態に移行した場合に、ＰＣＳ出力と需要家負荷がアンバランスであれば、ＰＣＳの動作周波数に意図しない変動が生じる。このとき、周波数フィードバック機能による無効電力注入を行えば、動作周波数の変動を助長することができるので、この変動を捉えてＰＣＳの単独運転を検出することが可能となる。

また、ステップ注入機能とは、ＰＣＳ出力の高調波電圧が急増したときに無効電力注入をステップ的に行い、ＰＣＳの動作周波数を強制的に変動させる機能である。ＰＣＳ出力と需要家負荷がバランスしている領域においては、ＰＣＳが単独運転状態に移行しても、その動作周波数が安定し易い。そのため、単独運転検出を確実ならしめるための担保技術として、上記のステップ注入機能を具備しておくことが望ましい。

特許３２２７４８０号明細書

日本電機工業会規格ＪＥＭ１４９８（２０１２．８．２７制定）

しかしながら、上記の従来技術では、ＰＣＳが単独運転状態に移行してもステップ注入機能のトリガとなる高調波電圧の急増が起こらない場合には、無効電力のステップ注入が行われないので、ＰＣＳの単独運転を検出できないおそれがあった。

本発明は、上記の問題点に鑑み、より確実に単独運転を検出することのできるインバータ装置を提供することを目的とする。

本明細書中に開示されたインバータ装置は、直流電力を交流電力に変換して商用電力系統に系統連系させる電力変換部と、系統周波数を計測する系統周波数計測部と、前記系統周波数をモニタして単独運転を検出する単独運転検出部と、前記系統周波数の偏差に応じた無効電力を注入することで前記系統周波数の周波数変化を促す周波数フィードバック部と、高調波電圧の急増が検出されたときに前記無効電力をステップ注入することで強制的に前記系統周波数の偏差を生じさせる無効電力ステップ注入部と、前記電力変換部の電流制御を行う電流制御処理部と、を有し、前記電流制御処理部は、前記高調波電圧の微増が検出されたときに出力電流の高調波成分を第１期間に亘って通常時よりも増大させるように前記電力変換部の電流制御を行う構成（第１の構成）とされている。

なお、上記第１の構成から成るインバータ装置は、高調波電圧が第１閾値を上回ったときに前記高調波電圧の微増が検出され、前記高調波電圧が第２期間に亘って前記第１閾値よりも高い第２閾値を上回ったときに前記高調波電圧の急増が検出される構成（第２の構成）にするとよい。

また、上記第２の構成から成るインバータ装置において、前記第１期間と前記第２期間は、同一の長さに設定されている構成（第３の構成）にするとよい。

また、本明細書中に開示されたインバータ装置は、 直流電力を交流電力に変換して商用電力系統に系統連系させる電力変換部と、系統周波数を計測する系統周波数計測部と、前記系統周波数をモニタして単独運転を検出する単独運転検出部と、前記系統周波数の偏差に応じた無効電力を注入することで前記系統周波数の周波数変化を促す周波数フィードバック部と、高調波電圧の急増が検出されたときに前記無効電力をステップ注入することで強制的に前記系統周波数の偏差を生じさせる無効電力ステップ注入部と、前記電力変換部の電流制御を行う電流制御処理部と、を有し、前記単独運転検出部は、前記系統周波数の計測値が第１上側閾値よりも高くなった時点で、当該計測値を基準とした最高値の更新処理を開始し、所定期間内における最高値の更新回数が所定値を上回っており、かつ、最終的な最高値が前記第１上側閾値よりも高い第２上側閾値を上回っている場合に単独運転の発生を検出する、若しくは、前記系統周波数の計測値が第１下側閾値よりも低くなった時点で、当該計測値を基準とした最低値の更新処理を開始し、所定期間内における最低値の更新回数が所定値を上回っており、かつ、最終的な最低値が前記第１下側閾値よりも低い第２下側閾値を下回っている場合に単独運転の発生を検出する構成（第４の構成）にするとよい。

また、上記第４の構成から成るインバータ装置において、前記第１及び第２上側閾値、並びに、前記第１及び第２下側閾値は、いずれも、前記系統周波数の移動平均値を基準として設定されている構成（第５の構成）にするとよい。

また、上記第１〜第５いずれかの構成から成るインバータ装置において、前記周波数フィードバック部は、前記系統周波数の移動平均値を算出する移動平均算出部と、前記移動平均値から前記系統周波数の偏差を算出する周波数偏差算出部と、前記偏差に応じて注入する無効電力を算出する無効電力注入量算出部を含む構成（第６の構成）にするとよい。

また、上記第１〜第６いずれかの構成から成るインバータ装置において、前記無効電力ステップ注入部は、基本波電圧を計測する基本波電圧計測回路と、高調波電圧を計測する高調波電圧計測回路と、前記基本波電圧の変化量を算出する基本波電圧算出部と、前記高調波電圧の変化量を算出する高調波電圧算出部と、前記基本波電圧算出部及び前記高調波電圧算出部の出力に応じてステップ注入発生条件が満足されたか否かを判定するステップ注入発生条件判定部と、前記ステップ注入発生条件判定部の出力に応じて無効電力のステップ注入量を算出するステップ注入量算出部とを含む構成（第７の構成）にするとよい。

また、上記第１〜第７いずれかの構成から成るインバータ装置において、前記電流制御処理部は、前記無効電力の注入に際して、前記出力波形のゼロクロスポイント及びその近傍の所定区間を歪ませるように、前記電力変換部の電流制御を行う構成（第８の構成）にするとよい。

また、本明細書中に開示された分散形電源システムは、直流電源と、前記直流電源から入力される直流電力を交流電力に変換して商用電力系統に系統連系させる上記第１〜第８いずれかの構成から成るインバータ装置と、前記交流電力の供給を受けて動作する負荷とを有する構成（第９の構成）とされている。

なお、上記第９の構成から成る分散形電源システムにおいて、前記直流電源は、ＰＶモジュールである構成（第１０の構成）にするとよい。

本発明に係るインバータ装置によれば、その単独運転時に出力と負荷がバランスした場合でも、高調波電圧の急増を助長してステップ注入機能を動作させることができるので、より確実に単独運転を検出することが可能となる。

インバータ装置の第１構成例を示すブロック図 積分データｅ’の見かけ上の波形パターンを示す図 積分データｅ’を基に作成したインバータ出力の波形パターンを示す図 所定期間αと負荷供給電圧Ｖｏの周波数との間の関係を示す図 インバータ装置の第２構成例を示すブロック図 ＰＷＭデータＤｐ’の歪ませ方を説明する図 ＰＷＭデータＤｐ’における見かけ上の波形の第１例を示す図 ＰＷＭデータＤｐ’における見かけ上の波形の第２例を示す図 ＰＷＭデータＤｐ’における見かけ上の波形の第３例を示す図 ＰＷＭデータＤｐ’における見かけ上の波形の第４例を示す図 インバータ出力周波数の変動具合の一例を示す図 インバータ出力周波数の制御に用いる正帰還ループの一例を示す図 単独運転検知能力の測定結果を示す図 標準形能動的単独運転方式の全体ブロック図 系統周波数（周期）計測のアルゴリズムを示す図 周波数偏差演算のイメージ図 移動平均値の更新イメージ図 周波数偏差−無効電力特性を示す図 ステップ注入発生の第１条件（基本波電圧変動）を説明するための図 ステップ注入発生の第２条件（高調波電圧変動）を説明するための図 インバータ装置への適用例を示すブロック図 高調波電圧の発生メカニズムを説明するための図 インバータ装置１００の第２構成例を示すブロック図 高調波電流注入動作の一例を示すフローチャート 高調波電流注入動作の一例を示すタイムチャート 系統周波数の上昇傾向を捉えた単独運転検出動作を示すタイムチャート 系統周波数の下降傾向を捉えた単独運転検出動作を示すタイムチャート

＜インバータ装置＞
図１は、インバータ装置の第１構成例を示すブロック図である。本構成例のインバータ装置１は、直流電源２から入力される直流電力を交流電力に変換して負荷３に供給するインバータ主回路４と、負荷３に供給される負荷供給電圧Ｖｏを検出する電圧検出器５と、負荷供給電圧Ｖｏを基にして出力同期信号Ｖｓを作成するゼロクロス検出回路６と、インバータ主回路４の交流出力（以下、インバータ出力という）の出力電流Ｉｏを検出する電流検出器７と、出力電流ＩｏをＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器８と、出力電流Ｉｏと出力同期信号Ｖｓを基にしてインバータ主回路４をＰＷＭ［pulse width modulation］制御するＤＳＰ［digital signal processor］９と、負荷３に供給される負荷供給電圧Ｖｏの電圧異常を検出する電圧異常検出回路１０と、ＤＳＰ９が出力するＰＷＭデータを基にしてゲートパルス信号Ｇｐを作成するタイマ・カウンタ回路１１と、ゲートパルス信号Ｇｐを基にしてインバータ主回路４のスイッチング素子（図示省略）をスイッチング制御するゲート駆動回路１２とを備えている。インバータ主回路４と負荷３との間には、リアクトル１３とコンデンサ１４からなり、インバータ出力の高周波成分を除去するフィルタ１５が設けられている。

負荷３には、インバータ装置１とは別に、商用電力系統１６から遮断器１７および柱上トランス１８を介して交流電力が供給されており、インバータ装置１は、商用電力系統１６と連系して運転されている。

ＤＳＰ９は、電流基準波形データＷｂが格納された電流基準波形メモリ１９と、電流基準波形メモリ１９から電流基準波形データＷｂを順次読み出して、出力指令信号Ｖｃと乗算して電流基準信号Ｉｃを作成する乗算部２０と、出力電流Ｉｏと電流基準信号Ｉｃとの誤差を算出して電流誤差信号ｅを作成する誤差信号作成部２１と、出力同期信号Ｖｓの周期を１区間とする電流誤差信号ｅの波形パターンの積分を行う誤差波形パターン積分回路２２と、誤差波形パターン積分回路２２から出力される積分データｅ’をパルス幅変調してＰＷＭデータＤｐを作成するＰＷＭ処理回路２３と、ＰＷＭデータＤｐを格納するＰＷＭメモリ２４と、負荷供給電圧Ｖｏの周波数の算出、負荷供給電圧Ｖｏの周波数異常を示す周波数異常信号Ｆｅの出力、さらには無積分区間指定信号Ｂの出力を行うゼロクロス周期検出処理回路２５とを備えている。

次に、インバータ装置１の動作を順を追って説明する。電流検出器７で検出されたインバータ出力の出力電流Ｉｏは、Ａ／Ｄ変換器８によってＡ／Ｄ変換されたのち、誤差信号作成部２１に入力される。

一方、電圧検出器５で検出された負荷供給電圧Ｖｏは、ゼロクロス検出回路６に入力される。ゼロクロス検出回路６では入力された負荷供給電圧Ｖｏを基にして出力同期信号Ｖｓを作成して、電流基準波形メモリ１９に出力する。電流基準波形メモリ１９では、格納している電流基準波形データＷｂを、入力された出力同期信号Ｖｓに同期して読み出して乗算部２０に出力する。乗算部２０では、入力された電流基準波形データＷｂと出力指令信号Ｖｃとを乗算して電流基準信号Ｉｃを作成して誤差信号作成部２１に出力する。

出力電流Ｉｏと電流基準信号Ｉｃとが入力された誤差信号作成部２１では、出力電流Ｉｏと電流基準信号Ｉｃとの誤差である電流誤差信号ｅを作成して、誤差波形パターン積分回路２２に出力する。誤差波形パターン積分回路２２には、出力同期信号Ｖｓがゼロクロス検出回路６から入力されており、誤差波形パターン積分回路２２では、出力同期信号Ｖｓの周期を１区間として電流誤差信号ｅの波形パターンを積分する。このようにして作成された積分データｅ’は、次回のサンプリング時の積分演算に使用するために誤差波形パターン積分回路２２内に記憶されるとともに、ＰＷＭ処理回路２３に出力される。

ＰＷＭ処理回路２３では、入力された積分データｅ’をパルス幅変調してＰＷＭデータＤｐを作成して、ＰＷＭメモリ２４に格納する。ＰＷＭメモリ２４では、ゼロクロス検出回路６から入力される出力同期信号Ｖｓと同期を取りつつ、各サンプリング毎にＰＷＭデータＤｐをタイマ・カウンタ回路１１に出力する。

タイマ・カウンタ回路１１では、ＤＳＰ９において上述した手順で作製されたＰＷＭデータＤｐを基にしてゲートパルス信号Ｇｐを作成して、ゲート駆動回路１２に出力する。ゲート駆動回路１２では、入力されるゲートパルス信号Ｇｐを基にしてインバータ主回路４のスイッチング素子（図示省略）をスイッチング制御して、インバータ主回路４を駆動させる。

インバータ装置１では、交流電圧系統１６の停電等により、単独運転状態になると、次のようにして、単独運転状態を検知して、インバータ出力を停止している。すなわち、インバータ装置１が供給している無効電力と負荷３が要求している無効電力とが一致していない状態でインバータ装置１が単独運転状態になると、負荷供給電圧Ｖｏ（単独運転状態ではインバータ出力と等しくなる）の周波数は、定格周波数（５０／６０Ｈｚ）から変動し、これに伴って負荷供給電圧Ｖｏの電圧値も変動する。そこで、電圧異常検出回路１０によって、負荷供給電圧Ｖｏに異常があるか否かを検出し、負荷供給電圧Ｖｏに過電圧異常ないし不足電圧異常が生じると、電圧異常信号Ｖｅをゲート駆動回路１２に出力する。また、ゼロクロス周期検出回路２５において、負荷供給電圧Ｖｏの周波数を検出し、さらに検出した負荷供給電圧Ｖｏの周波数と定格周波数ｆ０を比較して両者の偏差を算出し、算出した偏差が予め決めておいた閾値を超過する場合には、周波数異常信号Ｆｅをゲート駆動回路１２に出力する。

ゲート駆動回路１２では、電圧異常信号Ｖｅないしは周波数異常信号Ｆｅが入力されると、インバータ装置１が単独運転状態になったとして、インバータ主回路４のスイッチング制御を停止し、これによってインバータ主回路４はインバータ出力を停止する。

次に、インバータ装置１の特徴となる動作を説明する。インバータ装置１が供給している無効電力と負荷３が要求している無効電力とがほぼ一致する（負荷インピーダンスの力率が１に近い）状態で、インバータ装置１が単独運転状態になると、負荷供給電圧Ｖｏの周波数はほとんど変動しなくなる。したがって、電圧異常検出回路１０やゼロクロス周期検出処理回路２５において、負荷供給電圧Ｖｏの異常が検出できなくなる。そこで、インバータ装置１では、誤差波形パターンｅの積分データｅ’に対して、以下に示す歪みを付与することで、負荷インピーダンスの力率に関係なく、単独運転状態の負荷供給電圧Ｖｏの周波数に変動を発生させて、インバータ装置１の単独運転状態を確実に検知している。以下、この歪みの付与について詳細に説明する。

ゼロクロス周期検出処理回路２５は、誤差波形パターン積分回路２２に対して、無積分区間指定信号Ｂを与えている。無積分区間指定信号Ｂは、次のような指定を行う信号である。すなわち、無積分区間指定信号Ｂは、積分データｅ’においてその波形パターンの所定区間αを指定するとともに、その所定区間αの出力をゼロにする指令信号である。ここで、所定区間αとは、ゼロクロスポイントを期間終点として、波形パターン半周期内に設けられた区間である。

無積分区間指定信号Ｂを受けた誤差波形パターン積分回路２２の動作を図２及び図３を参照して説明する。図２は、積分データｅ’の見かけ上の波形パターンの一例であり、図３は、図２の積分データｅ’を基にして作成したインバータ出力の波形パターンの一例である。また、図２及び図３は、半周期分のデータであって、図２では定格周波数時のデータ点数を例えば３００個としている。

インバータ出力が定格周波数ｆ０を維持しているのであれば、誤差波形パターン積分回路２２で記憶している前回周期の積分データｅ’の波形パターンは、例えば図２（ａ）に示すように、周期Ｔ０の正弦波波形となる。また、この正弦波波形の積分データｅ’を基にして作成したインバータ出力の周期波形も、図３（ａ）に示すように、周期Ｔ０の正弦波波形となる。

ここで、ゼロクロス周期検出処理回路２５から無積分区間指定信号Ｂが入力された誤差波形パターン積分回路２２は、周期Ｔ０の積分データｅ’のうち、無積分区間指定信号Ｂによって指定された所定区間αの間の積分データをゼロにした図２（ｂ）に示す積分データｅ’を出力する。この積分データｅ’における見かけ上の周期は定格周波数ｆ０の周期より短くなっているので、この積分データｅ’を基にしてインバータ主回路４がインバータ出力を作成すると、そのゼロクロスポイントの検出タイミングが期間αだけ早くなる結果、その周期は図３（ｂ）に示すようにＴ０より若干短いＴ１となり、インバータ出力の周波数は若干上昇する。

さらに、周期Ｔ１に対応した周波数を有するインバータ出力が出力されると、誤差波形パターン積分回路２２では、周期Ｔ１の積分データのうち、無積分区間指定信号Ｂによって指定された所定区間αの間の積分データをゼロにした図２（ｃ）に示す積分データｅ’を出力する。この積分データｅ’における見かけ上の周期はさらに周期Ｔ１より短くなっているので、この積分データｅ’を基にしてインバータ出力を作成すると、そのゼロクロスポイントの検出タイミングが期間αだけさらに早くなる結果、その周期は、図３（ｃ）に示すように、Ｔ１よりさらに若干短いＴ２となり、インバータ出力の周波数はさらに若干上昇する。このようにして、インバータ出力の周波数は徐々に上昇していく。

このような周波数の変動は、たとえ負荷インピーダンスの力率がほぼ１であったとしても発生するので、このような周波数変動ないし周波数変動に伴う電圧変化をゼロクロス周期検出処理回路２５ないし電圧異常検出回路１０によって検出することで、インバータ装置１の単独運転状態は確実に検知される。なお、所定区間αの長さは、負荷供給電圧Ｖｏのゼロクロス周期によって調整される。

また、このような周波数の変動は、インバータ装置１が単独運転をしているときにのみ発生し、インバータ装置１が商用電力系統１６と連系している場合には、負荷供給電圧Ｖｏの周波数が商用電力系統１６側で維持されるため生じることはない。

ところで、ゼロクロス周期検出処理回路２５では、上記した積分データｅ’をゼロにする所定区間αの長さを次のように変動させている。すなわち、図４に示すように、単独運転時の負荷供給電圧Ｖｏの周波数が定格周波数ｆ０付近にある場合においては、所定区間αの長さを短くする一方、インバータ出力の周波数が定格周波数ｆ０から乖離するにつれて所定区間αを大きくしている。これにより、商用電力系統１６との連系が維持されている期間においては、負荷供給電圧Ｖｏに生じる歪みを小さくする一方、系統を離脱して単独運転状態になった場合のインバータ出力の周波数の変化を加速させて、単独運転状態の検知をより確実にしている。

また、ゼロクロス周期検出処理回路２５では、同じく図４に示すように、単独運転時の負荷供給電圧Ｖｏの周波数が上限値ｆ１になると、上記所定区間αをゼロに戻している。これにより、インバータ装置１の単独運転時、インバータ出力の周波数がｆ１になると、所定区間αがゼロになって周波数がｆ１より上昇しなくなるので、これによって周波数発散が抑止される。

さらには、ゼロクロス周期検出処理回路２５では、負荷供給電圧Ｖｏの周波数が商用電力系統１６の定格周波数ｆ０から乖離したとき、積分データｅ’の値を所定の割合で減少させて、インバータ出力を低下させることにより、インバータ装置１の単独運転時において、インバータ出力の周波数変動を促進して単独運転の検知を早めるとと共に、インバータ装置１を安全に停止させている。

図５は、インバータ装置の第２構成例を示すブロック図である。第２構成例のインバータ装置３０は、基本的に、先に説明した第１構成例のインバータ装置１と同様の構成を備えており、同一ないし同様の部分に同一の符号を付し、重複した説明は省略する。

第２構成例のインバータ装置３０は、インバータ出力に歪みを与えるゼロクロス周期検出処理回路３１の構成に特徴がある。すなわち、ゼロクロス周期検出処理回路３１は、ＰＷＭメモリ２４に対して読み出しアドレス指定信号Ｃを出力している。第１構成例のゼロクロス周期検出処理回路２５は、誤差波形パターン積分回路２２に対して無積分区間指定信号Ｂを出力しており、この点で、両者は異なっている。

次に、インバータ装置３０の特徴となる動作を説明する。インバータ装置３０が供給している無効電力と負荷３が要求している無効電力とがほぼ一致する（負荷インピーダンスの力率が１に近い）状態で、インバータ装置３０が単独運転状態になると、負荷供給電圧Ｖｏの周波数はほとんど変動しなくなる。従って、電圧異常検出回路１０やゼロクロス周期検出処理回路３１において、負荷供給電圧Ｖｏの異常が検出できなくなる。そこで、インバータ装置３０では、ＰＷＭメモリ２４が出力するＰＷＭデータＤｐ’に対して、以下に示す歪みを付与することにより、負荷インピーダンスの力率に関係なく、単独運転状態の負荷供給電圧Ｖｏの周波数に変動を発生させて、インバータ装置３０の単独運転状態を確実に検知している。以下、歪みの付与に付いて詳細に説明する。

ゼロクロス周期検出処理回路３１がＰＷＭメモリ２４に対して与える読み出しアドレス指定信号Ｃは、次のような指定を行う信号である。すなわち、図６に示すように、読み出しアドレス指定信号Ｃは、ＰＷＭメモリ２４に対して、ＰＷＭデータＤｐの読み出しに際して、読み出し用のカウンタ（g-count）の増加率（g-rate）をゼロクロス周期毎に変更することで、ＰＷＭデータＤｐに歪みを与えている。

すなわち、読み出しアドレス指定信号Ｃは、ＰＷＭデータＤｐの読み出しアドレスをｍとし、ＰＷＭデータメモリ２４から取り出されるＰＷＭデータＤｐの時間変化をＹ（ｎ）とすると、
ｍ＝int（g-rate×g-count） …（１）
g-count＝ｎ mod Ｎ …（２）
Ｙ（ｎ）＝Ｄｐｍ …（３）
となるアドレス指定信号である。

このように設定された読み出しアドレス指定信号Ｃに基づいてＰＷＭメモリ２４から読み出されたＰＷＭデータＤｐ’は、タイマ・カウンタ回路１１に入力される。そして、このＰＷＭデータＤｐ’に基づいてタイマ・カウンタ回路１１でゲートパルス信号Ｇｐ’を作成して、ゲート駆動回路１２に出力する。ゲート駆動回路１２では、入力されたゲートパルス信号Ｇｐ’によってインバータ主回路４をスイッチング制御する。

ここで、g-rate＞１とした場合には、インバータ出力波形には、図７に示すように、ゼロクロスポイントを期間終点する所定期間βが出力ゼロとなる歪みが付与されて、ＰＷＭデータＤｐ’での見かけ上の周期Ｔ３が定格周波数ｆ０の周期Ｔ０より短くなり、このＰＷＭデータＤｐ’を基にしてインバータ出力を作成すると、そのゼロクロスポイントの検出タイミングが期間βだけに早くなる結果、インバータ出力の周波数は定格周波数ｆ０より上昇する。

一方、g-rate＜１とした場合には、インバータ出力波形には、図８に示すように、波高ピークからゼロクロスポイントに至る下降波形経路側に任意のオフセットを出力する歪みが付与されて、ＰＷＭデータＤｐ’での見かけ上の周期Ｔ４が定格周波数ｆ０の周期Ｔ０より長くなり、このＰＷＭデータＤｐ’を基にしてインバータ出力を作成すると、見かけ上の周期Ｔ４が長くなる分、そのゼロクロスポイントの検出タイミングが遅くなる結果、インバータ出力の周波数は定格周波数ｆ０より下降する。

このような周波数の変動は、たとえ負荷インピーダンスの力率がほぼ１であったとしても発生するので、このような周波数変動ないし周波数変動に伴う電圧変化をゼロクロス周期検出処理回路３１ないし電圧異常検出回路１０によって検出することで、インバータ装置３０の単独運転状態は確実に検知される。

インバータ装置３０によるインバータ出力波形の歪ませ方は、図７や図８に示した他、図９に示すように、ゼロクロスポイントを含んだその両側の所定期間γが出力レベルゼロとなる歪みをインバータ出力波形に付与してもよい。そうすれば、ＰＷＭデータＤｐ’での見かけ上の周期ＴＴは、定格周波数ｆ０の周期Ｔ０より短くなる結果、インバータ出力（負荷供給電圧Ｖｏ）の周波数は、定格周波数ｆ０から変動する。

さらには、図１０に示すように、ゼロクロスポイントが両波高ピーク側に任意のオフセットを出力する歪みをインバータ出力波形に付与してもよい。そうすれば、ＰＷＭデータＤｐ’での見かけ上の周期Ｔ６は、定格周波数ｆ０の周期Ｔ０より長くなる結果、インバータ出力の周波数は、定格周波数ｆ０から変動する。

図９や図１０に示したような歪ませ方をインバータ出力波形に付与するためには、読み出しアドレス指定信号Ｃにおける読み出しアドレスを指定する関数を変更すればよい。なお、図７〜図１０において、実線はＰＷＭデータＤｐ’での見かけ上の出力波形を示し、点線は定格周波数ｆ０の出力波形を示している。

ところで、インバータ装置３０が単独運転している時のインバータ出力の周波数は、インバータ装置３０が接続される負荷３の種類によっても影響を受け、負荷３が誘導性負荷である場合には単独運転時のインバータ出力周波数は上昇し、負荷３が容量性負荷である場合には単独運転時のインバータ出力周波数は下降する。そのため、インバータ出力波形に歪みを付与することによる周波数変動と負荷３による周波数変動量とが互いに周波数変動量の絶対値が同等で、かつ、その変動方向が逆である場合などでは、歪みの付与による周波数変動と、負荷３による周波数変動とが互いに相殺し合って、周波数変動が発生しにくい場合がある。

これに対して、インバータ装置３０では、先にも述べたように、読み出し用のカウンタ（g-count）の増加率（g-rate）をどのように設定するかによってインバータ出力周波数を定格周波数ｆ０に対して上昇させることも下降させることもできる。そこで、インバータ装置３０では、図１１に示すように、インバータ出力周波数が所定の変動幅Δｆだけ上昇する第１の歪み（図７参照）を付与する期間Ｍ１と、インバータ出力周波数が所定の変動幅Δｆだけ下降する第２の歪み（図８参照）を付与する期間Ｍ２とを交互に繰り返し設定している。そのため、インバータ出力周波数は上昇と下降とを交互に繰り返し、ある期間Ｍ１（Ｍ２）において、歪みの付与による周波数変動作用と、負荷３による周波数変動作用とが相殺し合ったとしても、次の期間Ｍ２（Ｍ１）では、相殺しなくなるので、インバータ出力周波数は確実に変動することになる。したがって、負荷３との電力バランスに関わりなく、確実に、インバータ装置３０の単独運転状態が検出されることになる。

また、インバータ装置３０では、第１の歪みを付与する期間Ｍ１と第２の歪みを付与する期間Ｍ２との間に、定格周波数ｆ０を維持する歪み無付与期間Ｍ３を設けている。これにより、インバータ装置３０の通常の運転状態、すなわち、商用電力系統１６と連系して定格周波数ｆ０で運転している状態では、負荷供給電圧Ｖｏには歪みが発生しにくくなっている。

なお、第１、第２の歪みを付与する期間Ｍ１、Ｍ２としては、例えば、インバータ出力周波数の７周期が適当であり、歪み無付与期間Ｍ３としては、インバータ出力周波数の３周期が適当であり、変動幅Δｆとしては、例えば、±０．２Ｈｚが適当である。しかしながら、これらの値は一例に過ぎず、各期間Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３の変動幅Δｆは、他の値であってもよいのは言うまでもない。また、歪み無付与期間Ｍ３は、前述した第１構成例のインバータ装置１において設置しても、同様の効果を発揮するのも言うまでもない。

さらには、インバータ装置３０では、図１２に示す正帰還ループでインバータ出力を制御している。なお、図１２において、横軸はゼロクロス周期検出処理回路３１で検出する負荷供給電圧Ｖｏの出力周波数（インバータ装置３０の単独運転時ではインバータ出力の周波数に相当する）Ｆｉｎを示しており、縦軸はＰＷＭデータＤｐ’での見かけ上の周波数Ｆｏｕｔを示している。この図から分かるように、インバータ装置３０（具体的にはゼロクロス周期検出処理回路３１）は、負荷供給電圧Ｖｏを、定格周波数ｆ０を挟んた所定周波数期間（例えば、±０．２Ｈｚの期間が適当であるが、この期間に限定されるものでもない）である不感帯Ｋと、不感帯Ｋより高い周波数領域である＋側異常周波数領域Ｌ＋と、不感帯Ｋより低い周波数領域である−側異常周波数領域Ｌ−とに区分している。

そして、不感帯Ｋでは、図１１に示したように、インバータ出力周波数が上昇する第１の歪み（図７参照）を付与する期間Ｍ１と、歪み無付与期間Ｍ３と、インバータ出力周波数が下降する第２の歪み（図８参照）を付与する期間Ｍ２とが順次交互に設定されるようにしている。また、異常周波数領域Ｌ＋では、負荷供給電圧Ｖｏの周波数Ｆｉｎよりも、この周波数Ｆｉｎを基にして形成されるＰＷＭデータＤｐ’での見かけ上の周波数Ｆｏｕｔの方が高くなるような正帰還ループで、ＰＷＭデータＤｐ’を作成してインバータ制御を行っている。さらには、異常周波数領域Ｌ−では、負荷供給電圧Ｖｏの周波数Ｆｉｎよりも、この周波数Ｆｉｎを基にして形成されるＰＷＭデータＤｐ’での見かけ上の周波数Ｆｏｕｔの方が低くなるような正帰還ループで、ＰＷＭデータＤｐ’を作成してインバータ制御を行っている。このような制御は、負荷供給電圧Ｖｏを基にした帰還制御により、読み出しアドレス指定信号Ｃにより読み出しアドレスを指定する関数を変更すればよい。

上述した制御を行うことにより、負荷供給電圧Ｖｏの周波数は、インバータ装置３０の単独運転時において、急速に周波数変動が起きることになる。すなわち、インバータ装置３０は単独運転時において、負荷インピーダンスの力率がほぼ１であり、従来では負荷供給電圧Ｖｏが不感帯Ｋから離脱しない場合であっても、インバータ出力に、まず、第１の歪みと第２の歪みとが付与されることで、負荷供給電圧Ｖｏが不感帯Ｋから離脱して、異常周波数領域Ｌ＋、Ｌ−に移行する。負荷供給電圧Ｖｏが異常周波数領域Ｌ＋、Ｌ−に移行すれば、正帰還ループで周波数制御されることにより、周波数変動が加速されることになる。そのため、インバータ装置３０が単独運転を始めれば、速やかに、ゼロクロス周期検出処理回路３１や電圧異常検出回路１０によって検知されることになる。

さらに、インバータ装置３０では、同じく図１２に示すように、負荷供給電圧Ｖｏの周波数が、異常周波数領域Ｌ＋、Ｌ−に停留すれば、周波数Ｆｉｎに対する周波数Ｆｏｕｔの変化量が大きくなるように、正帰還ループの傾きを変更している。すなわち、ゼロクロス周期検出処理回路３１において、周波数Ｆｉｎが異常周波数領域Ｌ＋、Ｌ−にいる期間を測定し、周波数Ｆｉｎが予め設定された期間（例えば、Ｆｉｎの５周期の期間が適当であるが、この期間に限定されるものではない）を超過しない場合には、比較的傾きの小さい正帰還ループＰ１に基づいて制御を行う一方、周波数Ｆｉｎが予め設定された期間を超過した場合には、比較的傾きの大きい正帰還ループＰ２に基づいて制御を行う。これにより、異常周波数領域Ｌ＋、Ｌ−に移行した周波数Ｆｉｎの周波数変動をさらに加速することができ、インバータ装置３０が単独運転を始めれば、より速やかに、ゼロクロス周期検出処理回路３１や電圧異常検出回路１０によって検知されることになる。

また、前述したように、負荷３が誘導性負荷であるか、容量性負荷であるか等により、負荷３側の作用で負荷供給電圧Ｖｏの周波数が変動し、負荷３による周波数変動と歪み付与による周波数変動とが相殺することが考えられる。このようになれば、負荷供給電圧Ｖｏの周波数の変動速度が遅くなって都合が悪い。しかしながら、図１２に示すように、二つの正帰還ループＰ１、Ｐ２を切り替えるようにしているので、比較的傾きの小さい正帰還ループＰ１の制御において、負荷３による周波数変動と歪み付与による周波数変動とが相殺して周波数の変動速度が遅くなったとしても、比較的傾きの大きい正帰還ループＰ２に切り替わることで、この相殺関係が解消して、周波数は大きく変動するようになる。

ところで、インバータ装置３０では、ＰＷＭメモり２４から読み出されるＰＷＭデータＤｐ’に歪みを付与していたが、この他、電流基準波形メモリ１９から読み出される電流基準波形データＷｂに歪みを与えるようにしてもよい。この場合、ゼロクロス周期検出処理回路３１から電流基準波形メモり１９に対して、上述した読み出しアドレス指定信号Ｃに相当する読み出しアドレス指定信号を出力すればよい。この読み出しアドレス指定信号は、電流基準波形データＷｂの読み出しに際して、読み出し用のカウンタ（g-count）の増加率（g-rate）をゼロクロス周期毎に変更することで、電流基準波形データＷｂに歪みを与えるものであればよい。

図１３には、インバータ定格出力（３ｋｗ）に対して負荷電力が平衡もしくは多少の範囲（±３００ｗ、±３００Ｖａｒの範囲）で平衡状態が崩れるように設定した上で、商用電力系統１６の停電時に、インバータ装置１ないし３０がどの程度の時間で単独運転を検知できるかを測定した結果である。この図では、上記した平衡状態をインバータ出力と負荷電力との差によって示しており、縦軸は、有効電力の平衡状態を示している。ここで、軸数値はインバータ出力から負荷電力を差し引いた値を示しており、この軸数値がゼロである場合には有効電力が平衡しており、その他の値の場合には、平衡状態がその数値分だけ崩れていることを示している。一方、横軸は無効電力の平衡状態を示している。測定は図中の（１）から（１７）までの各点でそれぞれ行い、インバータ装置１ないし３０が単独運転を検知して停止するまでの時間を、各点の横に記載している。

この図から明らかなように、インバータ装置１ないし３０は、負荷平衡状態（負荷インバータの力率が１）、あるいは、平衡状態の近傍（力率が１付近）においても、単独運転を確実に検知できることが分かる。

＜標準形能動的単独運転検出方式＞
これまで説明した分散形電源の単独運転検出方式は、定常的に無効電力を注入するための能動信号となる周波数バイアスを与えて単独運転時に動作周波数の乖離を促し、周波数シフト動作により単独運転検出する方法であるが、複数台の分散型電源が設置された環境においては互いの分散型電源による能動信号同士が干渉して相殺される技術的欠点があった。この欠点を解消するため、集中連系対応可能な単独運転検出方法である標準形能動的単独運転検出方式が最近知られているが、概要は次のとおりである。特徴的な機能として、系統周波数の偏差から注入する無効電力を演算して周波数シフトを促す機能（周波数フィードバック機能）と、分散形電源の出力電力と系統負荷の消費電力が平衡した状態において意図的に周波数変化を発生させる機能（無効電力ステップ注入機能）を備えており、単独運転の高速検出が可能、不要動作がない、他方式との相互干渉がない、能動信号による系統への影響が小さいなどの特長を持つ。このような単独運転検出方式を「標準形能動的単独運転検出方式（ステップ注入付き周波数フィードバック方式）」と呼び、その内容を詳細に説明する。

図１４は、上記能動的単独運転方式を採用したパワーコンディショナ（以下、ＰＣＳ［power conditioning system］と呼ぶ）の全体ブロック図である。本構成例のＰＣＳ１００は、系統周波数計測部１１０と、周波数フィードバック部（無効電力注入部）１２０と、無効電力ステップ注入部１３０と、単独運転検出部１４０と、電流制御処理部１５０と、インバータ部１６０と、を有する。

系統周波数計測部１１０は、周波数偏差の演算に用いる系統周波数を計測する制御部であり、周波数検出回路１１１と、周波数計測処理部１１２と、位相差計測同期処理部１１３と、を含む。図１５は、系統周波数（周期）計測のアルゴリズムを示す図である。

周波数検出回路１１１は、系統電圧に同期した方形波信号を生成して周波数計測処理部１１２に出力する（図１５の上段を参照）。周波数検出回路１１１は、ハードウェア部として実装される。

周波数計測処理部１１２は、周波数検出回路１１１から入力される方形波信号を監視して系統電圧の周期データ（周波数データ）を計測する（図１５の中段を参照）。より具体的に述べると、周波数計測処理部１１２は、方形波信号の立下りエッジから立上りエッジまでをカウントしたときの中間値と、次の立下りエッジから立上りエッジまでをカウントしたときの中間値との差分を周期データ（周波数データ）として取得する。周波数計測処理部１１２は、系統周波数の計測に十分な分解能（例えば２．５ＭＨｚ以上（４００ｎｓ以下）を備えている。周波数計測処理部１１２は、ソフトウェア部として実装される。

位相差計測同期処理部１１３は、周波数計測処理部１１２で計測された周期データ（周波数データ）を方形波信号の立上りエッジで同期化する（図１５の下段を参照）。位相差計測同期処理部１１３は、ソフトウェア部として実装される。

周波数フィードバック部１２０は、移動平均処理により算出された系統周波数の周波数偏差（周期偏差）から注入する無効電力を演算して周波数シフトを促す制御部であり、第１移動平均算出部１２１と、第２移動平均算出部１２２と、周波数偏差算出部１２３と、無効電力注入量算出部１２４と、加算部１２５と、を含む。

第１移動平均算出部１２１は、系統周波数（系統周期）の第１移動平均値（最近周期に相当）を算出する。第１移動平均算出部１２１は、ソフトウェア部として実装される。

第２移動平均算出部１２２は、系統周波数（系統周期）の第２移動平均値（過去周期に相当）を算出する。第２移動平均算出部１２２は、ソフトウェア部として実装される。

周波数偏差算出部１２３は、第１移動平均値と第２移動平均値との差分から系統周波数の周波数偏差（周期偏差）を算出する。周波数偏差算出部１２３は、ソフトウェア部として実装される。

図１６は、周波数偏差演算のイメージ図であり、図１７は、移動平均値の更新イメージ図である。周波数偏差の演算に用いられる周期データは、系統電圧の１周期毎に更新される。周波数偏差の演算に用いられる移動平均値は、時間ｔ１毎（例えばｔ１＝５ｍｓ）に更新され、周波数偏差の演算自体も時間ｔ１毎に行われる。なお、時間ｔ１は、商用電力系統の周波数（５０Ｈｚ／６０Ｈｚ）に依ることなく一律とされている。第１移動平均値（最近周期）としては、最新周期の取得タイミングを終点として時間ｔ２（例えばｔ２＝４０ｍｓ）分の移動平均値が用いられる。一方、第２移動平均値（過去周期）としては、最新周期の取得タイミングから時間ｔ３（例えばｔ２＝２００ｍｓ）だけ過去に遡ったタイミングを終点として時間ｔ４（例えばｔ４＝８０ｍｓ）分の移動平均値が用いられる。

無効電力注入量算出部１２４は、周波数偏差算出部１２３で算出された周波数偏差（周期偏差）に応じて注入する無効電力を算出する。無効電力注入量算出部１２４は、ソフトウェア部として実装される。

図１８は、周波数偏差−無効電力特性を示す図である。本図で示したように、無効電力注入量算出部１２４は、周波数偏差が±ｆ［Ｈｚ］（例えばｆ＝０．０１Ｈｚ（±４．０μｓ＠５０Ｈｚ、±２．８μｓ＠６０Ｈｚ）を境にして無効電力演算のゲインを変える。なお、注入する無効電力の上下限値は±Ａ［ｐ．ｕ．］（例えばＡ＝０．２５ｐ．ｕ．）に設定されている。ここで、ｐ．ｕ．［per unit］は、単位法で基準値（定格容量）に対する比を表す際に用いられる記号である。例えば、基準値（定格容量）が４ｋＷである場合、±０．２５ｐ．ｕ．＝±１ｋＷ（無効電力であれば±１Ｖａｒ）となる。

加算部１２５は、無効電力注入量算出部１２４で算出された無効電力の注入量と、後出のステップ注入量算出部１３６で算出された無効電力のステップ注入量を足し合わせて、電流制御処理部１５０に伝達する。加算部１２５は、ソフトウェア部として実装される。

無効電力ステップ注入部１３０は、分散形電源の単独運転時にＰＣＳ１００の出力電力と負荷装置の消費電力が平衡して系統周波数の偏差が微小となる条件下において、周波数シフトを促すために無効電力をステップ注入する制御部であり、基本波電圧計測回路１３１と、高調波電圧計測回路１３２と、基本波電圧算出部１３３と、高調波電圧算出部１３４と、ステップ注入発生条件判定部１３５と、ステップ注入量算出部１３６と、を含む。

基本波電圧計測回路１３１は、ＰＣＳ１００の出力電流に含まれる基本波成分を基本波電圧として計測する。基本波電圧計測回路１３１は、ハードウェア部として実装される。

高調波電圧計測回路１３２は、ＰＣＳ１００の出力電流に含まれる高調波成分を高調波電圧として計測する。高調波電圧計測回路１３２は、ハードウェア部として実装される。

基本波電圧算出部１３３は、基本波電圧の変化量を算出する。基本波電圧算出部１３３は、ソフトウェア部として実装される。

高調波電圧算出部１３４は、高調波電圧の変化量を算出する。高調波電圧の演算には、二次〜七次以上の高調波が用いられる。また、高調波電圧の演算には、下記の離散フーリエ解析を用いてもよい。高調波電圧算出部１３４は、ソフトウェア部として実装される。

なお、上式中の変数について、ｎはサンプリング点（Ｎ個）（ｎ＝０，１，２，…，Ｎ−１）、ｆ１は基本周波数（ｆ１＝１／（ＮＴ）＝ｆｓ／Ｎ）、ｆｓはサンプリング周波数、Ｔはサンプリング間隔（Ｔ＝１／ｆｓ）、ｋは高調波の時数（ｋ＝０，１，２，…，Ｎ／２）、Ａ［ｋ］はｋ次余弦の振幅、Ｂ［ｋ］はｋ次正弦の振幅、Ｈａｒｍ［ｋ］はｋ次高調波電圧（ピーク電圧）をそれぞれ示している。

ステップ注入発生条件判定部１３５は、基本波電圧算出部１３３及び高調波電圧算出１３４部の出力に応じてステップ注入発生条件が満足されたか否かを判定する。より具体的に述べると、ステップ注入発生条件判定部１３５は、周波数偏差が所定の微小範囲内（例えば±０．０１Ｈｚ以内）であり、かつ、基本波電圧または高調波電圧の変化量が所定の条件を満たしたときに、ステップ注入の必要が生じたと判定する。なお、基本波電圧及び高調波電圧は、単独運転発生時に生じる系統周波数以外の変化要素の一つである。ステップ注入発生条件判定部１３３は、ソフトウェア部として実装される。

図１９はステップ注入発生の第１条件（基本波電圧変動）を説明するための図である。本図中において、Ｍｉはｉサイクル前の基本波電圧を示しており、Ｍａｖｒは３サイクル前から５サイクル前までの３個の平均値を示している。基本波電圧算出部１３３では、基本波電圧の変化量（Ｍｋ−Ｍａｖｒ）（ただしｋ＝０〜５）が算出され、ステップ注入発生条件判定部１３５では、各々の変化量がいずれも所定の条件式を満足したときに、基本波電圧の変動が生じたと判定される。

図２０はステップ注入発生の第２条件（高調波電圧変動）を説明するための図である。本図中において、Ｎｉはｉサイクル前の二次〜七次の全高調波電圧実効値ＴＨＤ［total harmonic distortion］を示しており、Ｎａｖｒは３サイクル前から５サイクル前までの３個の平均値を示している。高調波電圧算出部１３４では、高調波電圧の変化量（Ｎｋ−Ｎａｖｒ）（ただしｋ＝０〜５）が算出され、ステップ注入発生条件判定部１３５では、各々の変化量がいずれも所定の条件式を満足したときに、高調波電圧の変動が生じたと判定される。

ステップ注入量算出部１３６は、ステップ注入発生条件判定部１３５の判定結果に応じて無効電力のステップ注入量を算出する。注入時間は、所定のサイクル数以下（例えば３サイクル以下）とされている。注入量には所定の上限値（例えば０．１ｐ．ｕ．）が定められている。無効電力は、ＰＣＳ１００から見て電流位相を遅らせる方向（周波数を低下させる方向）に注入される。無効電力のステップ注入は、先述の条件が満たされてから系統周波数（周期）の半サイクル以内に行われる。ステップ注入量算出部１３６は、ソフトウェア部として実装される。

単独運転検出部１４０は、系統周波数の変化によって単独運転発生の有無を判定する制御部であり、能動的単独運転検出部１４１と、受動的単独運転検出部１４２と、を含む。

電流制御処理部１５０は、系統周波数計測部１１０の出力に基づいて同期処理を行いつつ、適切な無効電力を注入するようにインバータ部１６０の電流制御を行う。なお、具体的な無効電力の注入手法については、例えば、先出の図１〜図１３を参照して説明したようなインバータ部１６０の電流制御を行えばよい。

インバータ部１６０は、直流電源（例えばＰＶパネル）から供給される直流電力を交流電力に変換して商用電力系統ＰＷに系統連系させる電力変換部である。

なお、図１４では、上記の構成要素をハードウェア部（ＣＰＵ以外）とソフトウェア部（ＣＰＵ）に分割した例を示しているが、分割の境界はこれに限定されるものではない。

このような能動的単独運転検出方式を採用したＰＣＳ１００であれば、単独運転状態に陥ったＰＣＳ１００を遅滞なく（例えば単独運転発生から０．２ｓ以内に）高速に停止することが可能となる。

また、ＰＣＳ１００であれば、過去の系統周波数（系統周期）を基準にCPU割込み時間（目標波形の間隔）を変化させることができるので、系統周波数（周期）が変化しても、歪み量を相対的に低減させることが可能となる。

上記能動的単独運転検出方式により、多数の太陽光発電システムが共通の商用電力系統に連系される場合であっても、各ＰＣＳの単独運転検出機能が相互に干渉せず、保安上の要件を満たすことができる環境を構築することができるので、住宅などへの太陽光発電システム導入の円滑な普及促進を図ることが可能となる。

＜適用例＞
図２１は、上記の能動的単独運転検出方式をＰＣＳ（インバータ装置）に適用した例を示すブロック図である。本適用例において、需要家Ｈには、太陽光発電システムＸと負荷装置Ｙが設置されている。太陽光発電システムＸは、分散形電源の一例であり、ＰＣＳＸ１とＰＶパネルＸ２を有する。

ＰＣＳＸ１は、インバータ装置の一例であり、系統連系インバータ部Ｘ１１を含むほかに、標準形能動的単独運転検出方式を実装するための手段として、単独運転防止機能部Ｘ１２と単独運転防止助長部Ｘ１３を含む。

系統連系インバータ部Ｘ１１は、ＰＶパネルＸ２から供給される直流電力を交流電力に変換して商用電力系統ＰＷに系統連系させる。

単独運転防止機能部Ｘ１２は、系統周波数や系統電圧の変化から単独運転を検出して系統連系インバータＸ１１を停止させる機能ブロックであり、例えば、図１４の単独運転検出部１４０がこれに相当する。

単独運転防止助長部Ｘ１３は、単独運転防止機能を助長するように系統連系インバータ部Ｘ１１を制御する機能ブロックである。より具体的に述べると、単独運転防止助長部Ｘ１３は、系統周波数を検出してその周波数変化を助長する方向へ系統連系インバータ部Ｘ１１の動作周波数をフィードバック制御する機能ブロックであり、例えば、図１４の系統周波数計測部１１０、周波数フィードバック部（無効電力注入部）１２０、無効電力ステップ注入部１３０、及び、電流制御処理部１５０がこれに相当する。

このように、本適用例のＰＣＳＸ１であれば、単独運転状態に陥ったＰＣＳＸ１を遅滞なく高速に停止することが可能となる。

＜単独運転時における高調波電圧の急増助長機能＞
図２２は、単独運転時における高調波電圧の発生メカニズムを説明するためのブロック図及び等価回路図である。なお、等価回路図中の符号について、ＺＬは負荷装置Ｙのインピーダンス、Ｚｔは柱上トランスＴＲのインピーダンス、Ｚｇは商用電力系統ＰＷのインピーダンスを各々示している。また、Ｉｐｃｓはインバータ装置Ｘ１の出力電流を示しており、Ｉｔは柱上トランスＴＲで発生する高調波電流を示している。

通常、商用電力系統ＰＷのインピーダンスＺｇは、負荷装置ＹのインピーダンスＺＬや柱上トランスのインピーダンスＺｔと比べて非常に低い値（Ｚｇ＜＜ＺＬ，Ｚｔ）とされている。従って、インバータ装置Ｘ１の連系運転時において、柱上トランスＴＲで発生する高調波電流Ｉｔは、最もインピーダンスの低い商用電力系統ＰＷに向けて流れる。そのため、インバータ装置Ｘ１の連系運転時には、インバータ出力に高調波電圧が現れない。

一方、インバータ装置Ｘ１が単独運転状態に移行すると、柱上トランスＴＲで発生する高調波電流Ｉｔは、負荷装置ＹのインピーダンスＺＬや柱上トランスＴＲのインピーダンスＺｔに向けて流れるので、インバータ出力に高調波電圧（高調波歪み）が現れる。

上記の知見に鑑み、先出の無効電力ステップ注入部１３０（図１４を参照）では、インバータ出力の高調波電圧が急増したことをトリガとして、無効電力のステップ注入要否が判定されている。

しかしながら、インバータ装置Ｘ１が単独運転状態に移行しても高調波電圧の急増が起こらない場合には、無効電力のステップ注入が行われないので、インバータ装置Ｘ１の単独運転を検出できないおそれがあった。

以下では、上記の課題に鑑み、さらなる改善が加えられたインバータ装置１００について詳細に説明する。

図２３は、インバータ装置１００の第２構成例を示すブロック図である。第２構成例のインバータ装置１００は、基本的に先出の第１構成例（図１４）と同一の構成であり、無効電力ステップ注入部１３０に高調波電流注入発生条件判定部１３７を含み、電流制御処理部１５０を介して高調波を含有した電流を出力し、高調波電圧の急増を助長させる点に特徴を有している。そこで、第１構成例と同様の構成要素については、図１４と同一の符号を付すか、或いは、その描写を省略することで重複した説明を割愛し、以下では、第２構成例の特徴部分について重点的な説明を行う。

高調波電流注入発生条件判定部１３７は、高調波電流注入発生条件が満たされているか否かを判定する。より具体的に述べると、高調波電流注入発生条件判定部１３７は、高調波電圧算出部１３４で算出された二次〜七次の全高調波電圧実効値ＴＨＤが閾値Ｖｋ１以上であるか否かを判定する。

なお、高調波電流注入発生条件判定部１３７で用いられる閾値Ｖｋ１は、ステップ注入発生条件判定部１３５で用いられる閾値Ｖｋ２よりも低い値に設定されている。すなわち、高調波電流注入発生条件判定部１３７は、高調波電圧がステップ注入発生条件を満足するほど急増していなくても、ある程度微増した段階で高調波電流注入発生条件が満たされたものと判定し、電流制御部１５０を介してさらに大きな高調波を含有した電流を出力し、高調波電圧の急増を助長させる。

電流制御処理部１５０は、高調波電流注入発生条件判定部１３７の判定結果に応じて、出力電流Ｉｐｃｓの高調波成分を通常時（連系運転時）よりも増大するか否かを決定する。

図２４は、高調波電流注入動作の一例を示すフローチャートである。なお、本フローチャートは、商用電力系統ＰＷの一周期毎に実施される。フローが開始されると、ステップＳ１０１では、高調波電圧演算（二次〜七次の全高調波電圧実効値ＴＨＤの算出処理）が行われる。

続くステップＳ１０２では、ＴＨＤ≧Ｖｋ１であるか否か（高調波電圧が微増したか否か）の判定が行われる。ここでイエス判定が下された場合には、フローがステップＳ１０３に進められる。一方、ノー判定が下された場合には、一連のフローが終了される。

ステップＳ１０３でイエス判定が下された場合、ステップＳ１０３では、高調波電圧を助長すべく、以後２周期に亘って出力電流Ｉｐｃｓの高調波成分が増大される（高調波電流注入）。

続くステップＳ１０４では、２周期連続してＴＨＤ≧Ｖｋ２であるか否か（高調波電圧が急増したか否か）の判定が行われる。ここでイエス判定が下された場合には、フローがステップＳ１０５に進められる。一方、ノー判定が下された場合には、一連のフローが終了される。

ステップＳ１０４でイエス判定が下された場合、ステップＳ１０５では、無効電力のステップ注入が行われた後、一連のフローが終了される。

なお、本フローにおいて、ステップＳ１０３における高調波電流の注入期間と、ステップＳ１０４における高調波電圧の急増判定期間は、いずれも同一の長さ（２周期）に設定されている。このような構成とすることにより、高調波電流の注入期間を必要最小限に抑えることが可能となる。

図２５は、高調波電流注入動作の一例を示すタイムチャートであり、上から順に、全高調波電圧実効値ＴＨＤと、インバータ装置１００の出力電流Ｉｐｃｓが描写されている。なお、図中の期間Ｔ１〜Ｔ５は、それぞれ、連系運転期間、高調波注入判定期間、高調波電流出力期間、無効電力注入期間、及び、単独運転検出後の停止期間を示している。

時刻ｔ１１以前の連系運転期間Ｔ１において、インバータ装置１００は、ある程度の高調波を含んだ出力電流Ｉｐｃｓを出力している。或いは、意図的に所定の高調波電流を含有させた電流を出力させてもよい。ただし、この時点では、高調波電圧が発生しておらず、全高調波電圧実効値ＴＨＤは、閾値Ｖｋ１を下回っている。

時刻ｔ１１において、インバータ装置１００が単独運転状態に移行すると、インバータ装置１００の出力電流Ｉｐｃｓと柱上トランスＴＲなどの負荷インピーダンスによって、高調波電圧が発生する。その結果、単独運転移行直後の高調波電流注入判定期間Ｔ２（＝時刻ｔ１１〜ｔ１２）では、全高調波電圧実効値ＴＨＤが閾値Ｖｋ１を上回る。

高調波注入判定期間Ｔ２において、高調波電流注入発生条件（ＴＨＤ≧Ｖｋ１）が満たされると、続く高調波電流出力期間Ｔ３（＝時刻ｔ１２〜ｔ１３）では、２周期に亘って出力電流Ｉｐｃｓの高調波成分が意図的に増大される。その結果、高調波電流出力期間Ｔ３では、２周期連続して全高調波電圧実効値ＴＨＤが閾値Ｖｋ２を上回る。

時刻ｔ１３において、ステップ注入発生条件（２周期連続してＴＨＤ≧Ｖｋ２）が満たされると、続く無効電力注入期間Ｔ４（＝時刻ｔ１３〜ｔ１４）では、無効電力のステップ注入動作と周波数フィードバック動作が行われる。

無効電力の注入によって系統周波数の周波数変化が助長された結果、時刻ｔ１４において、所定の単独運転検出条件が満たされると、以降、インバータ装置１００の運転が停止されて、単独運転停止期間Ｔ５に移行する。

このように、第２構成例のインバータ装置１００であれば、単独運転状態への移行時に高調波電圧が微増しさえすれば、その増大を助長して無効電力のステップ注入機能を発動させることができるので、より確実に単独運転を検出することが可能となる。

＜動作周波数の上昇（下降）傾向を捉えた単独運転検出機能＞
先に述べたように、周波数フィードバック機能については、ＰＶシステム用ＰＣＳの新連系規程（非特許文献１）で共通化されているが、単独運転の判定方法については、迅速かつ正確に判定する機能の実現が要求されている。

基本的に、周波数フィードバック機能が働くと、系統周波数（動作周波数）は連続的に上昇または下降する。ただし、負荷条件によっては、長いスパンでみると系統周波数が上昇傾向または下降傾向にあるものの、その上昇または下降が必ずしも連続的でない場合があり得る。

以下では、上記のような場合であっても、系統周波数の上昇傾向または下降傾向を捉えて単独運転を検出する手法を提案する。

図２６ないし図２７は、それぞれ、系統周波数の上昇傾向ないし下降傾向を捉えた単独運転検出動作を示すタイムチャート（縦軸：系統周波数の計測値ｆ、横軸：時間ｔ）である。なお、両図で示される単独運転の判定処理は、いずれも、先出の単独運転検出部１４０（特に能動的単独運転検出部１４１）を主体として実施されるものである。

本判定処理では、系統周波数の上昇傾向ないし下降傾向を迅速かつ正確に捉えるべく、系統周波数の計測値ｆと比較される閾値が複数用意されている。具体的に述べると、上昇傾向捕捉用の上側閾値ｆｕｐ１及びｆｕｐ２（ただしｆｕｐ１＜ｆｕｐ２）と、下降傾向捕捉用の下側閾値ｆｄｏｗｎ１及びｆｄｏｗｎ２（ただしｆｄｏｗｎ１＞ｆｄｏｗｎ２）とが用意されている。

なお、上側閾値ｆｕｐ１及びｆｕｐ２、並びに、下側閾値ｆｄｏｗｎ１及びｆｄｏｗｎ２は、いずれも、数周期前における系統周波数の移動平均値ｆａｖｅを基準として設定されている。例えば、ｆａｖｅ＝６０Ｈｚである場合には、ｆｕｐ１＝６０．５Ｈｚ、ｆｕｐ２＝６１．５Ｈｚ、ｆｄｏｗｎ１＝５９．５Ｈｚ、ｆｄｏｗｎ２＝５８．５Ｈｚというように設定される。

単独運転状態への移行に伴い、系統周波数の計測値ｆが上側閾値ｆｕｐ１よりも高くなると、その時点で当該計測値ｆを基準とした最高値の更新処理が開始される。すなわち、上側閾値ｆｕｐ１よりも高い系統周波数が計測されると、その計測値ｆが暫定的な最高値として設定され、以降これよりも高い計測値ｆが得られる毎に最高値の更新が行われる。

図２６に即して具体的に説明する。時点（１）で上側閾値ｆｕｐ１よりも高い系統周波数が計測されると、そのときの計測値ｆが暫定的な最高値として設定される。以降、系統周波数は上下に変動しながらも長いスパンで見ると上昇傾向を示す。従って、時点（２）〜（４）の各時点で最高値が順次更新されていく。

そして、所定期間内における最高値の更新回数が所定値を上回っており、かつ、最終的な最高値が上側閾値ｆｕｐ２を上回っている場合に、インバータ装置１００の単独運転が検出される。図２６の例では、時点（４）で単独運転が検出される。

逆に、単独運転状態への移行に伴って系統周波数が下降傾向を示す場合には、最低値の更新結果に基づいて、単独運転の検出が行われる。具体的に述べると、単独運転状態への移行に伴い、系統周波数の計測値ｆが下側閾値ｆｄｏｗｎ１よりも低くなると、その時点で当該計測値ｆを基準とした最低値の更新処理が開始される。すなわち、下側閾値ｆｄｏｗｎ１よりも低い系統周波数が計測されると、その計測値ｆが暫定的な最低値として設定され、以降これよりも低い計測値ｆが得られる毎に最低値の更新が行われる。

図２７に即して具体的に説明する。時点（１）で下側閾値ｆｄｏｗｎ１よりも低い系統周波数が計測されると、そのときの計測値ｆが暫定的な最低値として設定される。以降、系統周波数は、上下に変動しながらも長いスパンで見ると下降傾向を示す。従って、時点（２）〜（４）の各時点で最低値が順次更新されていく。

そして、所定期間内における最低値の更新回数が所定値を上回っており、かつ、最終的な最低値が下側閾値ｆｄｏｗｎ２を下回っている場合に、インバータ装置１００の単独運転が検出される。図２７の例では、時点（４）で単独運転が検出される。

このような単独運転の判定処理によれば、系統周波数の上昇または下降が必ずしも連続的でない場合であっても、その上昇傾向または下降傾向を適切に捉えて、迅速にかつ正確に単独運転を検出することが可能となる。

＜その他の変形例＞
なお、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。すなわち、上記実施形態は、全ての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。

本発明は、分散型電源（例えば太陽光発電システム）の単独運転を確実かつ高速に防止するための技術として利用することが可能である。

１、３０ インバータ装置
２ 直流電源
３ 負荷
４ インバータ主回路
５ 電圧検出器
６ ゼロクロス検出回路
７ 電流検出器
８ Ａ／Ｄ変換器
９ ＤＳＰ
１０ 電圧異常検出回路
１１ タイマ・カウンタ回路
１２ ゲート駆動回路
１３ リアクトル
１４ コンデンサ
１５ フィルタ
１６ 商用電力系統
１７ 遮断器
１８ 柱上トランス
１９ 電流基準波形メモリ
２０ 乗算部
２１ 誤差信号作成部
２２ 誤差波形パターン積分回路
２３ ＰＷＭ処理回路
２４ ＰＷＭメモリ
２５、３１ ゼロクロス周期検出処理回路
１００ パワーコンディショナ（ＰＣＳ）
１１０ 系統周波数計測部
１１１ 周波数検出回路
１１２ 周波数計測処理部
１１３ 位相差計測同期処理部
１２０ 周波数フィードバック部（無効電力注入部）
１２１ 第１移動平均算出部
１２２ 第２移動平均算出部
１２３ 周波数偏差算出部
１２４ 無効電力注入量算出部
１２５ 加算部
１３０ 無効電力ステップ注入部
１３１ 基本波電圧計測回路
１３２ 高調波電圧計測回路
１３３ 基本波電圧算出部
１３４ 高調波電圧算出部
１３５ ステップ注入発生条件判定部
１３６ ステップ注入量算出部
１３７ 高調波電流注入発生条件判定部
１４０ 単独運転検出部
１４１ 能動的単独運転検出部
１４２ 受動的単独運転検出部
１５０ 電流制御処理部
１６０ インバータ部
ＰＷ 商用電力系統
ＴＲ 柱上トランス
Ｘ 太陽光発電システム（分散形電源）
Ｘ１ ＰＣＳ（インバータ装置）
Ｘ２ ＰＶパネル
Ｘ１１ 系統連系インバータ部
Ｘ１２ 単独運転防止機能部
Ｘ１３ 単独運転防止助長部
Ｙ 負荷装置
Ｈ 需要家

Claims (5)

1. 直流電力を交流電力に変換して商用電力系統に系統連系させる電力変換部と、
   系統周波数を計測する系統周波数計測部と、
   前記系統周波数をモニタして単独運転を検出する単独運転検出部と、
   前記系統周波数の偏差に応じた無効電力を注入することで前記系統周波数の周波数変化を促す周波数フィードバック部と、
   高調波電圧の急増が検出されたときに前記無効電力をステップ注入することで強制的に前記系統周波数の偏差を生じさせる無効電力ステップ注入部と、
   前記電力変換部の電流制御を行う電流制御処理部と、
   を有し、
   前記電流制御処理部は、前記高調波電圧の微増が検出されたときに出力電流の高調波成分を第１期間に亘って通常時よりも増大させるように前記電力変換部の電流制御を行うことを特徴とするインバータ装置。
2. 高調波電圧が第１閾値を上回ったときに前記高調波電圧の微増が検出され、前記高調波電圧が第２期間に亘って前記第１閾値よりも高い第２閾値を上回ったときに前記高調波電圧の急増が検出されることを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
3. 前記第１期間と前記第２期間は、同一の長さに設定されていることを特徴とする請求項２に記載のインバータ装置。
4. 直流電力を交流電力に変換して商用電力系統に系統連系させる電力変換部と、
   系統周波数を計測する系統周波数計測部と、
   前記系統周波数をモニタして単独運転を検出する単独運転検出部と、
   前記系統周波数の偏差に応じた無効電力を注入することで前記系統周波数の周波数変化を促す周波数フィードバック部と、
   高調波電圧の急増が検出されたときに前記無効電力をステップ注入することで強制的に前記系統周波数の偏差を生じさせる無効電力ステップ注入部と、
   前記電力変換部の電流制御を行う電流制御処理部と、
   を有し、
   前記単独運転検出部は、
   前記系統周波数の計測値が第１上側閾値よりも高くなった時点で、当該計測値を基準とした最高値の更新処理を開始し、所定期間内における最高値の更新回数が所定値を上回っており、かつ、最終的な最高値が前記第１上側閾値よりも高い第２上側閾値を上回っている場合に単独運転の発生を検出する、若しくは、
   前記系統周波数の計測値が第１下側閾値よりも低くなった時点で、当該計測値を基準とした最低値の更新処理を開始し、所定期間内における最低値の更新回数が所定値を上回っており、かつ、最終的な最低値が前記第１下側閾値よりも低い第２下側閾値を下回っている場合に単独運転の発生を検出する、
   ことを特徴とするインバータ装置。
5. 前記第１及び第２上側閾値、並びに、前記第１及び第２下側閾値は、いずれも、前記系統周波数の移動平均値を基準として設定されていることを特徴とする請求項４に記載のインバータ装置。

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