JP6179389B2 - Electric motor control device - Google Patents

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Description

本発明は、永久磁石を備える電動機の制御装置に係り、特に、永久磁石温度及び巻線温度を高精度に推定する技術に関する。   The present invention relates to a control device for an electric motor including a permanent magnet, and more particularly to a technique for estimating a permanent magnet temperature and a winding temperature with high accuracy.
電動機に搭載される永久磁石温度、及び巻線温度を推定する技術として、例えば、特許文献1(特開2008−43128号公報)に開示されたものが知られている。該特許文献1では、電機子のインダクタンスを測定し、この測定したインダクタンスを用いて、巻線抵抗、或いは巻線温度を推定する。そして、上記のインダクタンスと巻線抵抗を用いて、回路方程式により永久磁石の磁束密度或いは温度を推定している。この際、電機子のインダクタンスは電流条件から求めたものを使用して巻線抵抗或いは巻線温度、及び磁石の磁束或いは温度を推定している。   As a technique for estimating the temperature of the permanent magnet mounted on the electric motor and the winding temperature, for example, one disclosed in Patent Document 1 (Japanese Patent Laid-Open No. 2008-43128) is known. In Patent Document 1, the inductance of the armature is measured, and the winding resistance or the winding temperature is estimated using the measured inductance. Then, the magnetic flux density or temperature of the permanent magnet is estimated by a circuit equation using the above inductance and winding resistance. At this time, the inductance of the armature obtained from the current condition is used to estimate the winding resistance or winding temperature and the magnetic flux or temperature of the magnet.
しかしながら、電機子のインダクタンスは、電流ではなく、磁束量によって変化するので、磁石磁束の影響を受ける。従って、電流値のみで求められたインダクタンスは正確な数値ではなく、この不正確なインダクタンスを用いて磁石温度を推定すると、磁石温度の推定精度が低下するという問題が発生する。   However, the inductance of the armature changes depending on the amount of magnetic flux, not the current, and is therefore affected by the magnetic flux. Therefore, the inductance obtained only by the current value is not an accurate numerical value, and if the magnet temperature is estimated using this inaccurate inductance, there arises a problem that the estimation accuracy of the magnet temperature is lowered.
特開2008−43128号公報JP 2008-43128 A
上述したように、従来における電動機の制御装置では、電機子のインダクタンスを用いて磁石温度、巻線温度を推定する方式を採用しているので、高精度な推定ができないという問題があった。   As described above, the conventional motor control device employs a method of estimating the magnet temperature and the winding temperature using the armature inductance, and thus there is a problem that high-precision estimation cannot be performed.
本発明はこのような従来の課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、電動機に設けられる永久磁石温度、及び巻線温度を高精度に推定することが可能な電動機の制御装置を提供することにある。   The present invention has been made to solve such a conventional problem, and an object of the present invention is to provide an electric motor capable of accurately estimating a permanent magnet temperature and a winding temperature provided in the electric motor. It is to provide a control device.
上記目的を達成するため、本願発明は、誘起電圧に対する電流の位相であるβ角、及び永久磁石の温度毎に、高周波成分の電圧振幅または電圧位相を対応付けた相関データを記憶する相関データ記憶部と、基本波検出部で検出される基本波、及び高周波成分検出部で検出される高周波成分に基づき、相関データを参照して、永久磁石の温度を推定する磁石温度推定部とを有する。更に、永久磁石の温度に基づいて、該永久磁石の磁束を演算し、更に、該永久磁石の磁束に基づいて電動機磁束を演算する磁束演算部と、磁束演算部で演算された電動機磁束、基本波、及び高周波成分に基づいて前記電機子コイルの巻線抵抗、または巻線温度を推定する巻線推定部を備える。そして、巻線推定部は、磁石温度推定部で用いる高周波成分の周波数と同一、または低い周波数成分を用いて電機子コイルの巻線抵抗または巻線温度を推定する。   In order to achieve the above object, the present invention provides a correlation data storage for storing correlation data in which a voltage amplitude or a voltage phase of a high frequency component is associated with each β angle, which is a phase of a current with respect to an induced voltage, and each temperature of a permanent magnet. And a magnet temperature estimator for estimating the temperature of the permanent magnet with reference to the correlation data based on the fundamental wave detected by the fundamental wave detector and the high frequency component detected by the high frequency component detector. Further, the magnetic flux of the permanent magnet is calculated based on the temperature of the permanent magnet, and the magnetic flux calculation unit that calculates the motor magnetic flux based on the magnetic flux of the permanent magnet; the motor magnetic flux calculated by the magnetic flux calculation unit; A winding estimation unit that estimates the winding resistance or winding temperature of the armature coil based on the wave and the high frequency component is provided. The winding estimation unit estimates the winding resistance or the winding temperature of the armature coil using a frequency component that is the same as or lower than the frequency of the high-frequency component used in the magnet temperature estimation unit.
本発明に係る電動機の制御装置では、巻線推定部が、磁石温度推定部で用いる高調波成分と同一、または低い周波数成分を用いて電機子コイルの巻線抵抗または巻線温度を推定するので、電動機に設けられる永久磁石温度、及び巻線温度の双方を高精度に推定することが可能となる。   In the motor control device according to the present invention, the winding estimation unit estimates the winding resistance or winding temperature of the armature coil using the same or lower frequency component as the harmonic component used in the magnet temperature estimation unit. Both the permanent magnet temperature provided in the electric motor and the winding temperature can be estimated with high accuracy.
本発明の実施形態に係る電動機の制御装置の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the control apparatus of the electric motor which concerns on embodiment of this invention. 本発明の第1実施形態に係る電動機の制御装置の、制御部、及び温度推定器の詳細な構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the detailed structure of the control part of the control apparatus of the electric motor which concerns on 1st Embodiment of this invention, and a temperature estimator. 本発明の第1実施形態に係る電動機の制御装置の、相関データを示す説明図である。It is explanatory drawing which shows correlation data of the control apparatus of the electric motor which concerns on 1st Embodiment of this invention. 本発明の第1実施形態に係る電動機の制御装置の、基本波及び高調波の電圧振幅を示す特性図である。It is a characteristic view which shows the voltage amplitude of a fundamental wave and a harmonic of the control apparatus of the electric motor which concerns on 1st Embodiment of this invention. 本発明の第1実施形態に係る電動機の制御装置の、基本波及び高調波の電圧振幅を示す特性図である。It is a characteristic view which shows the voltage amplitude of a fundamental wave and a harmonic of the control apparatus of the electric motor which concerns on 1st Embodiment of this invention. 本発明の第1実施形態の変形例に係る電動機の制御装置の、制御部、及び温度推定器の詳細な構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the detailed structure of the control part and temperature estimator of the control apparatus of the electric motor which concerns on the modification of 1st Embodiment of this invention. 本発明の第2実施形態に係る電動機の制御装置の、制御部、及び温度推定器の詳細な構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the detailed structure of the control part and temperature estimator of the control apparatus of the electric motor which concerns on 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第2実施形態に係る電動機の制御装置の、相関データを示す説明図である。It is explanatory drawing which shows correlation data of the control apparatus of the electric motor which concerns on 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第3実施形態に係る電動機の制御装置の、制御部、及び温度推定器の詳細な構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the detailed structure of the control part and temperature estimator of the control apparatus of the electric motor which concerns on 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第4実施形態に係る電動機の制御装置の、制御部、及び温度推定器の詳細な構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the detailed structure of the control part of the control apparatus of the electric motor which concerns on 4th Embodiment of this invention, and a temperature estimator. 本発明の第4実施形態に係る電動機の制御装置の、処理手順を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows the process sequence of the control apparatus of the electric motor which concerns on 4th Embodiment of this invention. 本発明の第4実施形態の変形例に係る電動機の制御装置の、処理手順を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows the process sequence of the control apparatus of the electric motor which concerns on the modification of 4th Embodiment of this invention.
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。図1は、本発明の実施形態に係る電動機の制御装置101、及び該制御装置101によって制御される永久磁石型電動機13(以下、「モータ13」という)の構成を示す回路図である。図1に示すように、制御装置101は、直流電圧を出力する直流電源11と、コンデンサ14と、複数の半導体スイッチを有し各半導体スイッチのオン、オフを切り替えることにより交流電圧を発生するインバータ回路12と、を備える。更に、該インバータ回路12に搭載される各半導体スイッチのオン、オフを制御する制御部15と、後述する手法によりモータ13に搭載される永久磁石の温度及び電機子コイルの巻線温度を推定する温度推定器16と、を備えている。そして、インバータ回路12より出力される交流電圧をモータ13に供給することにより、該モータ13の駆動を制御する。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of an electric motor control device 101 according to an embodiment of the present invention and a permanent magnet type electric motor 13 (hereinafter referred to as “motor 13”) controlled by the control device 101. As shown in FIG. 1, the control device 101 includes a DC power supply 11 that outputs a DC voltage, a capacitor 14, and a plurality of semiconductor switches, and an inverter that generates an AC voltage by switching each semiconductor switch on and off. And a circuit 12. Further, the controller 15 for controlling on / off of each semiconductor switch mounted on the inverter circuit 12 and the temperature of the permanent magnet mounted on the motor 13 and the winding temperature of the armature coil are estimated by a method described later. And a temperature estimator 16. The drive of the motor 13 is controlled by supplying the AC voltage output from the inverter circuit 12 to the motor 13.
制御部15、及び温度推定器16は、例えば、中央演算ユニット(CPU)や、RAM、ROM、ハードディスク等の記憶手段からなる一体型のコンピュータとして構成することができる。また、以下に示す各実施形態では、制御部15及び温度推定器16にサフィックスを付して表記する。例えば、第1実施形態では「制御部15-1」、「温度推定器16-1」として示す。   The control unit 15 and the temperature estimator 16 can be configured as an integrated computer including a central processing unit (CPU) and storage means such as a RAM, a ROM, and a hard disk, for example. Moreover, in each embodiment shown below, the control part 15 and the temperature estimator 16 are attached | subjected and described. For example, in the first embodiment, “control unit 15-1” and “temperature estimator 16-1” are shown.
モータ13は、互いに位相が相違し中性点で接続されたm相(例えば、3相、5相等)のモータであり、ロータに永久磁石を備え、更に、ステータに電機子コイルが巻回された構造を備えている。そして、電機子コイルに交流電流を流すことにより、ロータが回転駆動することになる。   The motor 13 is an m-phase (for example, three-phase, five-phase, etc.) motor that is different in phase and connected at a neutral point. The motor 13 is provided with a permanent magnet, and an armature coil is wound around the stator. It has a structure. The rotor is rotationally driven by passing an alternating current through the armature coil.
[第1実施形態の説明]
図2(a)は、本発明の第1実施形態に係る制御部15-1の構成を示すブロック図、図2(b)は、第1実施形態に係る温度推定器16-1の構成を示すブロック図である。
[Description of First Embodiment]
FIG. 2A is a block diagram showing the configuration of the control unit 15-1 according to the first embodiment of the present invention, and FIG. 2B shows the configuration of the temperature estimator 16-1 according to the first embodiment. FIG.
図2(a)に示すように、制御部15-1は、d軸、q軸の電流指令値idq_refと、d軸、q軸の電流のフィードバック値idqとの偏差に基づいて、d軸、q軸電圧を演算するdq電流制御部21を備えている。また、d軸電流指令値とq軸電流指令値からd軸とq軸間の干渉を取り除く電圧指令値の補正値を求める非干渉制御部22と、この補正値をdq電流制御部21より出力される指令値に加算して、d軸、q軸の電圧指令値vdqを演算する加算器29と、補正されたd軸、q軸の電圧vdqをm相の電圧指令vmpに変換する座標変換部23と、を備えている。   As shown in FIG. 2A, the control unit 15-1 determines whether the d-axis, q-axis current command value idq_ref is different from the d-axis, q-axis current feedback value idq, A dq current controller 21 for calculating the q-axis voltage is provided. Further, a non-interference control unit 22 for obtaining a correction value of a voltage command value that removes interference between the d-axis and the q-axis from the d-axis current command value and the q-axis current command value, and this correction value is output from the dq current control unit 21. And an adder 29 for calculating the d-axis and q-axis voltage command values vdq in addition to the command values to be corrected, and coordinate conversion for converting the corrected d-axis and q-axis voltages vdq into m-phase voltage commands vmp Part 23.
更に、m相の電圧指令vmpに基づいて、各相の変調率を演算する変調率演算部24と、各相毎の電圧指令値に基づいて半導体スイッチのオン、オフを制御し、直流電源11より供給される直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路12と、を備えている。そして、該インバータ回路12より出力される交流電圧をモータ13に供給することにより、該モータ13を駆動させることができる。   Furthermore, the modulation factor calculation unit 24 that calculates the modulation factor of each phase based on the m-phase voltage command vmp, and the on / off control of the semiconductor switch based on the voltage command value for each phase, and the DC power source 11 And an inverter circuit 12 that converts a supplied DC voltage into an AC voltage. The motor 13 can be driven by supplying the AC voltage output from the inverter circuit 12 to the motor 13.
また、モータ13の入力側には、該モータ13に通電する電流を測定するための電流センサ25が設けられており、該電流センサ25で検出された各相の電流impは、複数周波数成分検出部26に供給される。   Further, a current sensor 25 for measuring a current flowing through the motor 13 is provided on the input side of the motor 13, and the current imp of each phase detected by the current sensor 25 is detected by a plurality of frequency components. Supplied to the unit 26.
複数周波数成分検出部26は、モータ13に通電する電流に含まれる周波数成分を解析して、基本波及び基本波よりも周波数の高い高周波成分である高調波を検出する。従って、基本波電流idq、及びk次高調波の電圧vdq_k(k=2,3,・・)と、k次高調波の電流idq_k(k=2,3,・・)を検出する。そして、この検出値を図2(b)に示す磁石温度推定部31に出力する。即ち、複数周波数成分検出部26は、モータ13(電動機)の駆動周波数である基本波を検出する基本波検出部としての機能を備えている。また、複数周波数成分検出部26は、基本波よりも高い周波数成分を検出する高周波成分検出部としての機能を備えている。   The multiple frequency component detection unit 26 analyzes the frequency component included in the current that is passed through the motor 13 and detects the fundamental wave and the higher-frequency component having a higher frequency than the fundamental wave. Therefore, the fundamental wave current idq and the k-order harmonic voltage vdq_k (k = 2, 3,...) And the k-order harmonic current idq_k (k = 2, 3,...) Are detected. And this detected value is output to the magnet temperature estimation part 31 shown in FIG.2 (b). That is, the multiple frequency component detection unit 26 has a function as a fundamental wave detection unit that detects a fundamental wave that is a drive frequency of the motor 13 (electric motor). The multiple frequency component detection unit 26 has a function as a high frequency component detection unit that detects a frequency component higher than the fundamental wave.
また、モータ13の回転角θeに基づいて、電流センサ25で検出されたm相の基本波電流をdq軸電流に変換する座標変換部27を備えている。該座標変換部27より出力されるdq軸電流idqは、上述したフィードバック値として減算器28に出力される。   In addition, a coordinate conversion unit 27 that converts the m-phase fundamental current detected by the current sensor 25 into a dq-axis current based on the rotation angle θe of the motor 13 is provided. The dq axis current idq output from the coordinate conversion unit 27 is output to the subtractor 28 as the feedback value described above.
一方、図2(b)に示すように温度推定器16-1は、モータ13のロータに設けられる永久磁石の温度Tmを推定する磁石温度推定部31と、温度Tmにおける磁石磁束Φa_Tmを求める磁石磁束演算部32と、モータに生じるモータ磁束Φmtr(電動機磁束)を演算するモータ磁束演算部33とを備えている。即ち、磁石磁束演算部32、及びモータ磁束演算部33は、永久磁石の温度に基づいて、該永久磁石の磁束を演算し、更に、該永久磁石の磁束に基づいてモータ磁束Φmtrを演算する磁束演算部としての機能を備えている。   On the other hand, as shown in FIG. 2B, the temperature estimator 16-1 includes a magnet temperature estimation unit 31 that estimates the temperature Tm of the permanent magnet provided in the rotor of the motor 13, and a magnet that calculates the magnet magnetic flux Φa_Tm at the temperature Tm. A magnetic flux calculation unit 32 and a motor magnetic flux calculation unit 33 for calculating a motor magnetic flux Φmtr (electric motor magnetic flux) generated in the motor are provided. That is, the magnet magnetic flux calculation unit 32 and the motor magnetic flux calculation unit 33 calculate the magnetic flux of the permanent magnet based on the temperature of the permanent magnet, and further calculate the motor magnetic flux Φmtr based on the magnetic flux of the permanent magnet. It has a function as a calculation unit.
また、温度推定器16-1は、相関データ記憶部36を備えている。更に、該温度推定器16-1は、ステータに巻回される電機子コイルの巻線抵抗を演算する巻線抵抗演算部34と、この巻線の温度を推定する巻線温度推定部35を備えている。即ち、巻線抵抗演算部34及び巻線温度推定部35は、磁束演算部(磁石磁束演算部32,モータ磁束演算部33)で演算されたモータ磁束Φmtr、及び基本波、高調波に基づいて、電機子コイルの巻線抵抗または巻線温度を推定する巻線推定部としての機能を備えている。   Further, the temperature estimator 16-1 includes a correlation data storage unit 36. Further, the temperature estimator 16-1 includes a winding resistance calculation unit 34 that calculates the winding resistance of the armature coil wound around the stator, and a winding temperature estimation unit 35 that estimates the temperature of the winding. I have. That is, the winding resistance calculation unit 34 and the winding temperature estimation unit 35 are based on the motor magnetic flux Φmtr calculated by the magnetic flux calculation unit (the magnet magnetic flux calculation unit 32 and the motor magnetic flux calculation unit 33), the fundamental wave, and the harmonics. A function as a winding estimation unit for estimating the winding resistance or winding temperature of the armature coil is provided.
相関データ記憶部36は、基本波のβ角と各次数の電圧振幅とを対応付けた関係を、複数の永久磁石温度毎に決定したデータを記憶している。具体的には、図3に示すように、各次数について、横軸をβ角(無負荷誘起電圧に対する電流の位相)としたときの電圧振幅を示す特性図が記憶されている。詳細については、後述する。   The correlation data storage unit 36 stores data in which a relationship in which the β angle of the fundamental wave is associated with the voltage amplitude of each order is determined for each of a plurality of permanent magnet temperatures. Specifically, as shown in FIG. 3, for each order, a characteristic diagram showing the voltage amplitude when the horizontal axis is β angle (current phase with respect to no-load induced voltage) is stored. Details will be described later.
磁石温度推定部31は、図2(a)に示した座標変換部27より出力される電流idqと、各高調波電圧vdq_kに基づき、上述した相関データ記憶部36に記憶されたデータを参照して、モータ13のロータに設けられる永久磁石の温度Tmを推定する。永久磁石温度の詳細な推定方法については後述する。   The magnet temperature estimation unit 31 refers to the data stored in the correlation data storage unit 36 described above based on the current idq output from the coordinate conversion unit 27 shown in FIG. 2A and each harmonic voltage vdq_k. Thus, the temperature Tm of the permanent magnet provided in the rotor of the motor 13 is estimated. A detailed method for estimating the permanent magnet temperature will be described later.
磁石磁束演算部32は、磁石温度推定部31で推定された永久磁石の温度Tmに基づいて、温度Tmにおける磁石磁束Φa_Tmを求める。永久磁石の温度Tmと磁石磁束Φaは一意に対応するので、温度Tmに基づいて磁石磁束Φaを決定することができる。モータ磁束演算部33は、磁石磁束Φaと基本波の電流idqによって発生する磁束に基づいてモータ13に生じるモータ磁束Φmtrを求める。   The magnet flux calculator 32 obtains the magnet flux Φa_Tm at the temperature Tm based on the temperature Tm of the permanent magnet estimated by the magnet temperature estimator 31. Since the temperature Tm of the permanent magnet and the magnet flux Φa uniquely correspond to each other, the magnet flux Φa can be determined based on the temperature Tm. The motor magnetic flux calculator 33 obtains the motor magnetic flux Φmtr generated in the motor 13 based on the magnetic flux generated by the magnet magnetic flux Φa and the fundamental wave current idq.
巻線抵抗演算部34は、図2(a)に示した座標変換部23に入力される電圧指令値vdqと、モータ磁束演算部33より出力されるモータ磁束Φmtr、磁石温度推定部31より出力される電流idq、k次の高調波電圧vdq_k、k次の高調波電流idq_kの入力を受けて、巻線抵抗を演算する。詳細な演算方法については後述する。この際、巻線抵抗の演算に使用する高周波成分は、磁石温度の推定に使用する高周波成分よりも低い成分、即ち、高調波電流idq_kと同一か、或いは低い周波数成分とする。   The winding resistance calculation unit 34 outputs the voltage command value vdq input to the coordinate conversion unit 23 shown in FIG. 2A, the motor magnetic flux Φmtr output from the motor magnetic flux calculation unit 33, and the magnet temperature estimation unit 31. The winding resistance is calculated by receiving the input current idq, k-order harmonic voltage vdq_k, and k-order harmonic current idq_k. A detailed calculation method will be described later. At this time, the high frequency component used for the calculation of the winding resistance is a component lower than the high frequency component used for estimating the magnet temperature, that is, the same or lower frequency component than the harmonic current idq_k.
そして、永久磁石の温度Tmを推定することにより、該永久磁石の状態を認識でき、モータ13の制御性能力向上や減磁保護に役立てることが可能となる。その一方で、ステータの巻線温度を推定することにより、過電流制御が可能となる。即ち、巻線の推定温度が予め設定した閾値温度に達した場合に、モータ13の出力を低減することや、モータ13を停止させる等の制御を行うことができる。   Then, by estimating the temperature Tm of the permanent magnet, the state of the permanent magnet can be recognized, which can be used for improving the controllability capability of the motor 13 and protecting against demagnetization. On the other hand, overcurrent control is possible by estimating the winding temperature of the stator. That is, when the estimated temperature of the winding reaches a preset threshold temperature, it is possible to perform control such as reducing the output of the motor 13 or stopping the motor 13.
次に、上述のように構成された本実施形態に係る電動機の制御装置101の作用について説明する。   Next, the operation of the motor control device 101 according to this embodiment configured as described above will be described.
モータ13の駆動が開始されると、図2(a)に示した電流指令値idq_refが供給され、更に、減算器28にて電流のフィードバック値idqとの偏差が求められる。そして、この偏差(idq_ref−idq)はdq電流制御部21に供給される。そして、dq電流制御部21にてd軸、q軸の電圧指令値が演算され、この電圧指令値が非干渉制御部22より出力される補正値と加算されて電圧指令値vdqが求められる。   When driving of the motor 13 is started, the current command value idq_ref shown in FIG. 2A is supplied, and the deviation from the current feedback value idq is obtained by the subtractor 28. The deviation (idq_ref−idq) is supplied to the dq current control unit 21. The dq current control unit 21 calculates the d-axis and q-axis voltage command values, and the voltage command value is added to the correction value output from the non-interference control unit 22 to obtain the voltage command value vdq.
この電圧指令値vdqは、座標変換部23にてm相(例えば、3相、5相)の電圧指令値vmpに変換され、この電圧指令値vmpは、変調率演算部24にて変調率が演算されてインバータ回路12に供給される。インバータ回路12は、電圧指令値vmpに基づいて複数のスイッチング素子(図1参照)のオン、オフを制御することにより、直流電源11より供給される直流電圧をm相の交流電圧に変換する。そして、この交流電圧をモータ13に供給することにより、該モータ13を回転駆動させることができる。   The voltage command value vdq is converted into an m-phase (for example, three-phase, five-phase) voltage command value vmp by the coordinate conversion unit 23, and the modulation rate calculation unit 24 converts the voltage command value vmp into a modulation rate. It is calculated and supplied to the inverter circuit 12. The inverter circuit 12 converts the DC voltage supplied from the DC power supply 11 into an m-phase AC voltage by controlling on and off of a plurality of switching elements (see FIG. 1) based on the voltage command value vmp. Then, by supplying this AC voltage to the motor 13, the motor 13 can be driven to rotate.
また、モータ13に供給される各相の電流imp(全部でm通り)は、電流センサ25にて検出され、複数周波数成分検出部26に供給される。該複数周波数成分検出部26は、電流imp、及び電圧指令値vmpに基づいて、モータ13に供給される電圧のk次の高調波である電圧vdq_k、及びモータ13に供給される電流のk次の高調波である電流idq_kを求める。更に、電流impを座標変換部27に出力する。座標変換部27は、m相の電流impをd軸、q軸の電流idqに変換し、これをフィードバック値として減算器28に出力する。こうして、モータ13を安定的に駆動制御することができる。   Further, the currents imp (m in total) supplied to the motor 13 are detected by the current sensor 25 and supplied to the multiple frequency component detection unit 26. The multiple frequency component detection unit 26, based on the current imp and the voltage command value vmp, a voltage vdq_k that is a k-order harmonic of the voltage supplied to the motor 13 and a k-th order of the current supplied to the motor 13. The current idq_k, which is a higher harmonic wave, is obtained. Further, the current imp is output to the coordinate conversion unit 27. The coordinate conversion unit 27 converts the m-phase current imp into a d-axis and q-axis current idq, and outputs this to the subtractor 28 as a feedback value. In this way, the motor 13 can be stably driven and controlled.
一方、複数周波数成分検出部26より出力される電圧vdq_k、電流idq_kと、座標変換部27より出力される電流idq、及び、加算器29より出力される電圧指令値vdqは、図2(b)に示した温度推定器16-1に供給される。   On the other hand, the voltage vdq_k and current idq_k output from the multiple frequency component detector 26, the current idq output from the coordinate converter 27, and the voltage command value vdq output from the adder 29 are shown in FIG. Is supplied to the temperature estimator 16-1.
温度推定器16-1の磁石温度推定部31は、基本波電流idq、k次高調波電圧vdq_k、及びk次高調波電流idq_kの入力を受けて、モータ13のロータに設けられる永久磁石の温度を推定する。以下、温度の推定方法について説明する。   The magnet temperature estimator 31 of the temperature estimator 16-1 receives the fundamental wave current idq, the kth harmonic voltage vdq_k, and the kth harmonic current idq_k, and receives the temperature of the permanent magnet provided in the rotor of the motor 13. Is estimated. Hereinafter, a temperature estimation method will be described.
図2(b)に示した相関データ記憶部36には、基本波のβ角に対する、少なくとも一つの次数の高調波電圧の振幅と温度特性を示すマップが記憶されている。具体的には、図3(a)、(b)に示すように、各次数の高調波に対して、横軸にβ角とし、縦軸を電圧の振幅とした場合の、磁石温度毎のデータをマップとして記憶している。なお、図3では、一例として、p次高調波の電圧(図3(a))、q次高調波の電圧(図3(b))を示しており、また、永久磁石温度が60℃、140℃、220℃の3つの温度の場合について示している(3つの棒グラフで示している)。なお、図では、説明を簡略化するために、60℃、140℃、220℃の3つの温度のみを記載しているが、実際には例えば10℃刻みで温度が設定されている。図3の見方を説明すると、例えば図3(a)において、「基本波のβ角が90degで、磁石温度が220℃である場合には、電圧振幅はP1になる」ことを示している。   The correlation data storage unit 36 shown in FIG. 2B stores a map indicating the amplitude and temperature characteristics of at least one order harmonic voltage with respect to the β angle of the fundamental wave. Specifically, as shown in FIGS. 3 (a) and 3 (b), with respect to the harmonics of the respective orders, the horizontal axis represents the β angle and the vertical axis represents the voltage amplitude. Data is stored as a map. In addition, in FIG. 3, the voltage of a p-order harmonic (FIG. 3 (a)) and the voltage of a q-order harmonic (FIG. 3 (b)) are shown as an example, and the permanent magnet temperature is 60 ° C. The case of three temperatures of 140 ° C. and 220 ° C. is shown (shown by three bar graphs). In the figure, for simplicity of explanation, only three temperatures of 60 ° C., 140 ° C., and 220 ° C. are shown, but actually the temperature is set in increments of 10 ° C., for example. Referring to FIG. 3, for example, FIG. 3A shows that “when the β angle of the fundamental wave is 90 degrees and the magnet temperature is 220 ° C., the voltage amplitude is P1”.
そして、本実施形態では、上述したように磁石温度推定部31に、図2(a)に示した複数周波数成分検出部26より出力されるk次の高調波電圧vdq_k(k=2,3,・・)、及び、k次の高調波電流idq_k(k=2,3,・・)が供給される。更に、電流idqが供給される。そして、これらの数値を、相関データ記憶部36に記憶されているマップに当てはめることにより、永久磁石の温度を推定する。   In the present embodiment, as described above, the k-th harmonic voltage vdq_k (k = 2, 3, 3) output from the multiple frequency component detection unit 26 illustrated in FIG. ..) and k-th harmonic current idq_k (k = 2, 3,...) Are supplied. Furthermore, a current idq is supplied. Then, by applying these numerical values to the map stored in the correlation data storage unit 36, the temperature of the permanent magnet is estimated.
具体的には、基本波の電流idqに基づいて、d軸電流idとq軸電流iqとのなす角度であるβ角を求めることができる。更に、高調波電圧vdq_kと、高調波の周波数に基づいて、巻線に生じる電圧を求めることができる。そして、この電圧を図3に示すマップに当てはめることにより、磁石温度を推定することができる。例えば、β角が90deg、電圧がP1である場合には、図3(a)に示す3つの棒グラフのうち220℃に対応するので、永久磁石の温度Tmは220℃であると推定できる。更に、図3(a)、(b)に示すように、2つの高調波を用いて温度を推定することにより、より信頼性の高い温度推定が可能となる。   Specifically, a β angle that is an angle formed by the d-axis current id and the q-axis current iq can be obtained based on the fundamental wave current idq. Furthermore, a voltage generated in the winding can be obtained based on the harmonic voltage vdq_k and the frequency of the harmonic. Then, by applying this voltage to the map shown in FIG. 3, the magnet temperature can be estimated. For example, when the β angle is 90 deg and the voltage is P1, it corresponds to 220 ° C. among the three bar graphs shown in FIG. 3A, so that the temperature Tm of the permanent magnet can be estimated to be 220 ° C. In addition, as shown in FIGS. 3A and 3B, the temperature can be estimated with higher reliability by estimating the temperature using two harmonics.
次に、図2(b)に示す磁石磁束演算部32は、磁石温度推定部31より出力される永久磁石の温度Tmに基づいて、磁石磁束Φa_Tmを演算する。磁石磁束Φa_Tmは、永久磁石の温度Tmに依存して変化する。具体的には、基準となる温度、磁束が設定されており、単位温度変化当たりの磁束の変化量を示す演算式が設定されている。従って、この演算式を用いることにより、磁石磁束Φa_Tmを求めることができる。そして、この磁石磁束Φa_Tmは、モータ磁束演算部33に供給される。   Next, the magnet flux calculator 32 shown in FIG. 2B calculates the magnet flux Φa_Tm based on the permanent magnet temperature Tm output from the magnet temperature estimator 31. The magnet magnetic flux Φa_Tm changes depending on the temperature Tm of the permanent magnet. Specifically, a reference temperature and magnetic flux are set, and an arithmetic expression indicating the amount of change in magnetic flux per unit temperature change is set. Therefore, the magnet magnetic flux Φa_Tm can be obtained by using this arithmetic expression. The magnet magnetic flux Φa_Tm is supplied to the motor magnetic flux calculator 33.
モータ磁束演算部33は、磁石磁束Φa_Tmと基本波電流idqに基づいて、モータ磁束Φmtrを演算する。そして、演算したモータ磁束Φmtrを巻線抵抗演算部34に出力する。   The motor magnetic flux calculator 33 calculates the motor magnetic flux Φmtr based on the magnet magnetic flux Φa_Tm and the fundamental wave current idq. Then, the calculated motor magnetic flux Φmtr is output to the winding resistance calculation unit 34.
巻線抵抗演算部34は、電流idq、Φmtr、vdq_k、idq_k、及びvdqの入力を受けて、巻線抵抗R(tr)を求める。なお、「tr」は巻線温度である。巻線抵抗R(tr)は、周知のように次の(1)式にて求めることができる。   The winding resistance calculator 34 receives the currents idq, Φmtr, vdq_k, idq_k, and vdq, and obtains the winding resistance R (tr). “Tr” is the winding temperature. The winding resistance R (tr) can be obtained by the following equation (1) as is well known.
R(tr)={vq−ω(Φa(tm)+Ld(Φmtr)・id)}/iq …(1)
上記(1)式において、vqは基本波電圧Vdqのうちのq軸電圧、ωは電気角周波数、Φa(tm)は磁石温度tmのときの磁石磁束、Ld(Φmtr)はモータ磁束がΦmtrのときのd軸インダクタンス、idはd軸電流、iqはq軸電流を示す。(1)式に示されるように、巻線抵抗Rの演算にあたり、磁石温度推定部31にて永久磁石の温度推定に用いた次数の高調波より低い周波数成分、即ち基本波の電流、電圧を用いている。
R (tr) = {vq−ω (Φa (tm) + Ld (Φmtr) · id)} / iq (1)
In the above equation (1), vq is the q-axis voltage of the fundamental wave voltage Vdq, ω is the electrical angular frequency, Φa (tm) is the magnet magnetic flux at the magnet temperature tm, and Ld (Φmtr) is the motor magnetic flux of Φmtr. D-axis inductance, id is a d-axis current, and iq is a q-axis current. As shown in the equation (1), in calculating the winding resistance R, a frequency component lower than the harmonic of the order used for the temperature estimation of the permanent magnet in the magnet temperature estimation unit 31, that is, the current and voltage of the fundamental wave are calculated. Used.
そして、上記の(1)式を演算することにより、温度Trにおける巻線抵抗Ra_Trを求めることができ、この巻線抵抗Ra_Trのデータを巻線温度推定部35に出力する。なお、(1)式では、基本波のvq、id、iqを用いて巻線抵抗R(tr)を演算したが、k次高調波のvq_k、id_k、iq_kを用いることも可能である。但し、高調波の次数kは、磁石温度推定時に用いた次数と同じ、或いは低い次数とする。また、下記の(2)式を用いて巻線温度trのときの巻線抵抗R(tr)を求めても良い。   Then, by calculating the above equation (1), the winding resistance Ra_Tr at the temperature Tr can be obtained, and the data of the winding resistance Ra_Tr is output to the winding temperature estimation unit 35. In Equation (1), the winding resistance R (tr) is calculated using the fundamental waves vq, id, and iq, but k-order harmonics vq_k, id_k, and iq_k can also be used. However, the harmonic order k is the same as or lower than the order used in estimating the magnet temperature. Further, the winding resistance R (tr) at the winding temperature tr may be obtained using the following equation (2).
R(tr)=(vq+ω・Lq(Φmtr)・iq)/id …(2)
巻線温度推定部35は、巻線抵抗演算部34で演算された巻線抵抗Ra_Trに基づいて、巻線温度Trを求める。そして、磁石温度推定部31で推定された永久磁石の温度Tm、及び巻線温度推定部35で推定された巻線温度Trを、後段に設けられる制御器(図示省略)に出力する。
R (tr) = (vq + ω · Lq (Φmtr) · iq) / id (2)
The winding temperature estimation unit 35 calculates the winding temperature Tr based on the winding resistance Ra_Tr calculated by the winding resistance calculation unit 34. Then, the permanent magnet temperature Tm estimated by the magnet temperature estimation unit 31 and the winding temperature Tr estimated by the winding temperature estimation unit 35 are output to a controller (not shown) provided in the subsequent stage.
該制御器では、永久磁石の温度Tmに基づいて、モータの駆動を安定的に駆動させる制御を行うことができ、巻線温度Trに基づいて固定子巻線の過熱防止制御を行うことが可能となる。   With this controller, it is possible to perform control to stably drive the motor based on the temperature Tm of the permanent magnet, and it is possible to perform overheat prevention control of the stator winding based on the winding temperature Tr It becomes.
このようにして、第1実施形態に係る電動機の制御装置101では、モータ13に供給される電流、電圧の基本波、及び高調波を用いて永久磁石の温度Tmを推定するので、永久磁石に温度センサ等を設けることなく永久磁石の温度Tmを取得することができる。従って、永久磁石の減磁状態を認識でき、モータ13を高精度に制御することが可能となる。また、永久磁石の温度Tmに基づいて、電機子コイルの巻線抵抗Ra_Trを求め、ひいては巻線温度Trを求めるので、巻線が過熱することを防止することができる。   Thus, in the motor control apparatus 101 according to the first embodiment, the temperature Tm of the permanent magnet is estimated using the current supplied to the motor 13, the fundamental wave of the voltage, and the harmonics. The temperature Tm of the permanent magnet can be acquired without providing a temperature sensor or the like. Therefore, the demagnetization state of the permanent magnet can be recognized, and the motor 13 can be controlled with high accuracy. Moreover, since winding resistance Ra_Tr of an armature coil is calculated | required based on temperature Tm of a permanent magnet and by extension, winding temperature Tr is calculated | required, it can prevent that a winding overheats.
更に本実施形態では、巻線温度Trを算出する際に、永久磁石の温度Tmの推定に使用する高調波と同じ、或いはより低い周波数成分を使用して演算を行っている。つまり、周波数が低いほど、全ての電圧に対して巻線抵抗Ra_Trにより生じる電圧の占める割合が大きい。これとは反対に、周波数が高いほど、全ての電圧に対してコイル磁束による電圧の割合が大きい。従って、永久磁石の温度Tmを推定する際に使用する高調波の次数を高くすることにより、該温度Tmの推定精度を向上させることができる。更に、巻線抵抗Ra_Trの演算に使用する周波数を低くすることにより巻線抵抗Ra_Trの推定精度を向上でき、ひいては巻線温度Trの推定精度を向上させることができる。   Furthermore, in the present embodiment, when calculating the winding temperature Tr, the calculation is performed using the same or lower frequency component as the harmonic used for estimating the temperature Tm of the permanent magnet. That is, the lower the frequency, the greater the proportion of the voltage generated by the winding resistance Ra_Tr with respect to all the voltages. On the contrary, the higher the frequency, the larger the ratio of the voltage due to the coil magnetic flux to all the voltages. Therefore, the estimation accuracy of the temperature Tm can be improved by increasing the order of the harmonics used when estimating the temperature Tm of the permanent magnet. Furthermore, by reducing the frequency used for the calculation of the winding resistance Ra_Tr, the estimation accuracy of the winding resistance Ra_Tr can be improved, and as a result, the estimation accuracy of the winding temperature Tr can be improved.
また、永久磁石の温度Tmを推定する際に使用する高調波の次数の決め方は、一例として、図4(a)、(b)に示すように、高調波の中で振幅が最大となる次数を用いることができる。即ち、モータ13が3相モータである場合には、図4(a)に示すように、3次高調波はほぼゼロであり、5次高調波の電圧振幅が最大であるので、5次高調波を採用する。また、図4(b)に示すように5相モータである場合には、5次高調波はほぼゼロであるので、振幅が最大である3次高調波を採用する。こうすることにより、振幅の大きい高調波の電圧を用いて永久磁石の温度Tmを推定するので、より高精度な永久磁石の温度推定が可能となる。また、より高精度な巻線の温度推定が可能となる。   In addition, as an example, the order of the harmonics used when estimating the temperature Tm of the permanent magnet is, as shown in FIGS. 4A and 4B, the order in which the amplitude has the maximum among the harmonics. Can be used. That is, when the motor 13 is a three-phase motor, the third harmonic is almost zero and the voltage amplitude of the fifth harmonic is the maximum, as shown in FIG. Adopt waves. Also, as shown in FIG. 4B, in the case of a five-phase motor, the fifth harmonic is almost zero, so the third harmonic having the maximum amplitude is adopted. By doing so, since the temperature Tm of the permanent magnet is estimated using a harmonic voltage having a large amplitude, the temperature of the permanent magnet can be estimated with higher accuracy. In addition, the temperature of the winding can be estimated with higher accuracy.
また、高調波の次数の決め方の、他の例として、図5(a)、(b)に示すように、高調波のうち相数の次数を除く最小次数の電圧を用いることができる。即ち、モータ13が3相モータである場合には、図5(a)に示すように5次高調波の電圧振幅が最小次数であるので、5次高調波を採用し、5相モータである場合には、図5(b)に示すように3次高調波が最小次数であるので3次高調波を採用する。こうすることにより、最小次数の高調波の電圧を用いて磁石温度を推定するので、高い周波数を取り扱うことによる演算負荷を軽減できる。   As another example of how to determine the harmonic order, as shown in FIGS. 5A and 5B, a voltage of the minimum order excluding the order of the phase number of the harmonics can be used. That is, when the motor 13 is a three-phase motor, the voltage amplitude of the fifth harmonic is the minimum order as shown in FIG. In this case, the third harmonic is employed because the third harmonic is the minimum order as shown in FIG. By doing so, since the magnet temperature is estimated using the voltage of the harmonic of the lowest order, the calculation load due to handling a high frequency can be reduced.
[第1実施形態の変形例の説明]
次に、上述した第1実施形態の変形例について説明する。図6(a)、(b)は、第1実施形態の変形例に係る電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。該変形例では、前述した第1実施形態(図2)と対比して、各相の電流impの指令値に基づいてモータ13を制御する。それ以外は第1実施形態と同様の構成である。即ち、図2ではdq軸の2相をm相に変換する座標変換部23を備え、更に、m相をdq軸の2相に変換する座標変換部27を備える構成としたが、変形例ではこれらを備えていない点で相違する。それ以外の構成は第1実施形態と同様である。
[Description of Modified Example of First Embodiment]
Next, a modification of the first embodiment described above will be described. FIGS. 6A and 6B are block diagrams illustrating the configuration of the motor control device according to the modification of the first embodiment. In this modification, the motor 13 is controlled based on the command value of the current imp of each phase, in contrast to the first embodiment (FIG. 2) described above. Other than that, the configuration is the same as in the first embodiment. In other words, in FIG. 2, the coordinate conversion unit 23 that converts the two phases of the dq axis into the m phase and the coordinate conversion unit 27 that converts the m phase into the two phases of the dq axis are provided. It differs in that these are not provided. Other configurations are the same as those in the first embodiment.
そして、このような構成により、m相で制御する場合でも第1実施形態と同様に永久磁石の温度Tm、及び巻線温度Trを高精度に推定することができる。   With such a configuration, the temperature Tm of the permanent magnet and the winding temperature Tr can be estimated with high accuracy similarly to the first embodiment even when the control is performed in the m phase.
[第2の実施形態の説明]
次に、本発明の第2実施形態について説明する。図7(a)は、本発明の第2実施形態に係る電動機の制御装置に用いられる制御部15-2の構成を示すブロック図、図7(b)は、第2実施形態に係る温度推定器16-2の構成を示すブロック図である。
[Description of Second Embodiment]
Next, a second embodiment of the present invention will be described. FIG. 7A is a block diagram showing a configuration of the control unit 15-2 used in the motor control apparatus according to the second embodiment of the present invention, and FIG. 7B is a temperature estimation according to the second embodiment. It is a block diagram which shows the structure of the device 16-2.
図7(a)に示すように、制御部15-2は、d軸、q軸の電流指令値idq_refと、d軸、q軸の電流のフィードバック値idqとの偏差に基づいて、d軸、q軸電圧を演算するdq電流制御部21を備えている。また、d軸電流指令値とq軸電流指令値からd軸とq軸間の干渉を取り除く電圧指令値の補正値を求める非干渉制御部22と、この補正値をdq電流制御部21より出力される指令値に加算して、d軸、q軸の電圧指令値vdqを演算する加算器29と、補正されたd軸、q軸の電圧vdqをm相の電圧指令vmp_baseに変換する座標変換部23と、を備えている。   As shown in FIG. 7A, the control unit 15-2 determines whether the d-axis, q-axis current command value idq_ref is different from the d-axis, q-axis current feedback value idq, A dq current controller 21 for calculating the q-axis voltage is provided. Further, a non-interference control unit 22 for obtaining a correction value of a voltage command value that removes interference between the d-axis and the q-axis from the d-axis current command value and the q-axis current command value, and this correction value is output from the dq current control unit 21. And an adder 29 for calculating the d-axis and q-axis voltage command values vdq, and a coordinate conversion for converting the corrected d-axis and q-axis voltages vdq into an m-phase voltage command vmp_base. Part 23.
更に、制御部15-2は、d軸、q軸の、高調波の電流指令値idq_n_refと、高調波のd軸、q軸の電流のフィードバック値idq_nとの偏差に基づいて、高調波のd軸、q軸電圧を演算するdq_n電流制御部43と、高調波のd軸、q軸の電圧vdq_nをm相の電圧指令vmp_nに変換する座標変換部44と、を備えている。また、座標変換部23より出力される基本波の電圧指令vmp_baseと、座標変換部44より出力される高調波の電圧指令vmp_nを加算して、m相の電圧指令値vmpを演算する加算器41と、m相の電圧指令vmpに基づいて、各相の変調率を演算する変調率演算部24と、各相毎の電圧指令に基づいて半導体スイッチのオン、オフを制御し、直流電源11より供給される直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路12と、を備えている。そして、該インバータ回路12より出力される交流電圧をモータ13に供給することにより、該モータ13を駆動させることができる。   Further, the control unit 15-2 determines the harmonic d based on the deviation between the harmonic current command value idq_n_ref of the d-axis and the q-axis and the feedback value idq_n of the harmonic d-axis and the q-axis current. A dq_n current control unit 43 that calculates an axis and q-axis voltage, and a coordinate conversion unit 44 that converts a harmonic d-axis and q-axis voltage vdq_n into an m-phase voltage command vmp_n. Also, an adder 41 that calculates the m-phase voltage command value vmp by adding the fundamental voltage command vmp_base output from the coordinate conversion unit 23 and the harmonic voltage command vmp_n output from the coordinate conversion unit 44. And a modulation factor calculation unit 24 that calculates the modulation factor of each phase based on the m-phase voltage command vmp, and the on / off control of the semiconductor switch based on the voltage command for each phase. And an inverter circuit 12 that converts a supplied DC voltage into an AC voltage. The motor 13 can be driven by supplying the AC voltage output from the inverter circuit 12 to the motor 13.
また、モータ13の入力側には、該モータ13に通電する電流を測定するための電流センサ25が設けられており、該電流センサ25で検出された各相の電流impの基本波は、座標変換部27に供給され、高調波は、座標変換部42に供給される。   Further, a current sensor 25 for measuring a current flowing through the motor 13 is provided on the input side of the motor 13, and the fundamental wave of the current imp of each phase detected by the current sensor 25 is expressed in coordinates. The harmonics are supplied to the conversion unit 27 and the harmonics are supplied to the coordinate conversion unit 42.
座標変換部27は、モータ13の回転角θeに基づいて、電流impの基本波を座標変換し、d軸、q軸の電流idqを演算する。この電流idqはフィードバック値として減算器28に出力される。座標変換部42は、モータ13の回転角θeに基づいて、電流impの高調波を座標変換し、d軸、q軸の電流idq_nを演算する。この電流idq_nは、フィードバック値として減算器45に出力される。そして、座標変換部27より出力される電流idq、座標変換部42より出力される電流idq_n、及びdq_n電流制御部43より出力される電圧指令Vmp_nは、図7(b)に示す磁石温度推定部31に出力される。   The coordinate conversion unit 27 performs coordinate conversion of the fundamental wave of the current imp based on the rotation angle θe of the motor 13, and calculates the d-axis and q-axis current idq. This current idq is output to the subtractor 28 as a feedback value. The coordinate conversion unit 42 performs coordinate conversion of the harmonics of the current imp based on the rotation angle θe of the motor 13 and calculates the d-axis and q-axis currents idq_n. This current idq_n is output to the subtracter 45 as a feedback value. The current idq output from the coordinate conversion unit 27, the current idq_n output from the coordinate conversion unit 42, and the voltage command Vmp_n output from the dq_n current control unit 43 are the magnet temperature estimation unit illustrated in FIG. 31 is output.
一方、図7(b)に示すように温度推定器16-2は、モータ13のロータに設けられる永久磁石の温度Tmを推定する磁石温度推定部31と、温度Tmにおける磁石磁束Φa_Tmを求める磁石磁束演算部32と、モータに生じるモータ磁束Φmtrを演算するモータ磁束演算部33と、ステータに巻回される電機子コイルの巻線抵抗を演算する巻線抵抗演算部34、及びこの巻線の温度を推定する巻線温度推定部35を備えている。更に、相関データ記憶部36を備えている。   On the other hand, as shown in FIG. 7B, the temperature estimator 16-2 includes a magnet temperature estimation unit 31 for estimating the temperature Tm of the permanent magnet provided in the rotor of the motor 13, and a magnet for obtaining the magnet magnetic flux Φa_Tm at the temperature Tm. A magnetic flux calculation unit 32; a motor magnetic flux calculation unit 33 for calculating a motor magnetic flux Φmtr generated in the motor; a winding resistance calculation unit 34 for calculating a winding resistance of an armature coil wound around the stator; A winding temperature estimation unit 35 for estimating the temperature is provided. Further, a correlation data storage unit 36 is provided.
相関データ記憶部36は、基本波のβ角と各次数の電圧振幅との関係を、複数の永久磁石温度毎に決定したデータとして記憶している。具体的には、相関データ記憶部36には、図8(a)に示すように、高調波(例えば3次高調波)について、横軸をβ角としたときの電圧振幅、及び図8(b)に示すように、横軸をβ角としたときの位相が記憶されている。詳細については、後述する。   The correlation data storage unit 36 stores the relationship between the β angle of the fundamental wave and the voltage amplitude of each order as data determined for each of a plurality of permanent magnet temperatures. Specifically, as shown in FIG. 8A, the correlation data storage unit 36 stores the voltage amplitude when the horizontal axis is the β angle for the harmonic (for example, the third harmonic), and FIG. As shown in b), the phase when the horizontal axis is the β angle is stored. Details will be described later.
磁石温度推定部31は、上記したように、座標変換部27より出力される基本波電流idq、座標変換部42より出力される高調波電流idq_nを取得し、これらに基づき、上述した相関データ記憶部36に記憶されているデータを参照してモータ13のロータに設けられる永久磁石の温度Tmを推定する。永久磁石温度の推定方法については後述する。   As described above, the magnet temperature estimation unit 31 acquires the fundamental current idq output from the coordinate conversion unit 27 and the harmonic current idq_n output from the coordinate conversion unit 42, and based on these, the correlation data storage described above is obtained. The temperature Tm of the permanent magnet provided in the rotor of the motor 13 is estimated with reference to the data stored in the unit 36. A method for estimating the permanent magnet temperature will be described later.
磁石磁束演算部32は、磁石温度推定部31で推定された永久磁石の温度Tmに基づいて、温度Tmにおける磁石磁束Φa_Tmを求める。永久磁石の温度Tmと磁石磁束Φaは一意に対応するので、温度Tmに基づいて磁石磁束Φaを決定することができる。モータ磁束演算部33は、磁石磁束Φaと基本波電流idqとに基づいてモータ13に生じるモータ磁束Φmtrを求める。   The magnet flux calculator 32 obtains the magnet flux Φa_Tm at the temperature Tm based on the temperature Tm of the permanent magnet estimated by the magnet temperature estimator 31. Since the temperature Tm of the permanent magnet and the magnet flux Φa uniquely correspond to each other, the magnet flux Φa can be determined based on the temperature Tm. The motor magnetic flux calculator 33 obtains the motor magnetic flux Φmtr generated in the motor 13 based on the magnet magnetic flux Φa and the fundamental current idq.
巻線抵抗演算部34は、電圧指令値vdq、モータ磁束Φmtr、電流idqの入力を受けて、巻線抵抗を演算する。つまり、永久磁石の温度推定については、基本波、及び高調波の電圧を使用するのに対し、巻線抵抗の演算については、基本波の電圧、電流を用いている。   The winding resistance calculator 34 receives the voltage command value vdq, the motor magnetic flux Φmtr, and the current idq, and calculates the winding resistance. That is, for the temperature estimation of the permanent magnet, the fundamental wave and the harmonic voltage are used, while for the winding resistance calculation, the fundamental wave voltage and current are used.
そして、永久磁石の温度Tmを推定することにより、永久磁石の状態を認識でき、モータ13の制御性能向上や減磁保護に役立てることが可能となる。その一方で、巻線温度Trを推定することにより、過電流制御が可能となる。即ち、推定温度が予め設定した閾値温度に達した場合に、モータ13の出力を低減することや、モータ13を停止させる等の制御に用いることができる。   Then, by estimating the temperature Tm of the permanent magnet, the state of the permanent magnet can be recognized, which can be used for improving the control performance of the motor 13 and protecting against demagnetization. On the other hand, it is possible to control overcurrent by estimating the winding temperature Tr. That is, when the estimated temperature reaches a preset threshold temperature, the output of the motor 13 can be reduced, or the motor 13 can be stopped, for example.
以下、第2実施形態に係る磁石温度推定、及び巻線温度推定の具体的な処理について説明する。第2実施形態では、上述したように磁石温度推定部31に、高調波の電圧vdq_n、及び電流idq_nが供給される。更に、基本波の電流idqが供給される。そして、これらの数値を、相関データ記憶部36に記憶されているマップに当てはめることにより、永久磁石の温度Tmを推定する。   Hereinafter, specific processing of magnet temperature estimation and winding temperature estimation according to the second embodiment will be described. In the second embodiment, the harmonic voltage vdq_n and the current idq_n are supplied to the magnet temperature estimation unit 31 as described above. Furthermore, a fundamental current idq is supplied. Then, by applying these numerical values to a map stored in the correlation data storage unit 36, the temperature Tm of the permanent magnet is estimated.
相関データ記憶部36には、図8(a)に示すように、基本波及び各次数の高調波に対して、基本波のβ角と磁石温度、及び電圧との関係を示すマップが記憶されている。なお、図8(a)は、3次高調波のマップを示している。更に、図8(b)に示すように、基本波及び各次数の高調波に対して、基本波のβ角と磁石温度、及び電圧位相との関係を示すマップが記憶されている。そして、これらのマップを参照して永久磁石の温度Tmを推定する。なお、図8(b)は3次高調波のマップを示している。以下、詳細に説明する。   As shown in FIG. 8A, the correlation data storage unit 36 stores a map indicating the relationship between the fundamental wave and the harmonics of each order, the β angle of the fundamental wave, the magnet temperature, and the voltage. ing. FIG. 8A shows a map of the third harmonic. Further, as shown in FIG. 8 (b), a map indicating the relationship between the β angle of the fundamental wave, the magnet temperature, and the voltage phase is stored for the fundamental wave and harmonics of each order. And the temperature Tm of a permanent magnet is estimated with reference to these maps. FIG. 8B shows a map of the third harmonic. Details will be described below.
図8(a)は、前述した図3(a)と同様であり、β角、及び相電圧が決定した場合には、このマップに当てはめることにより、永久磁石の温度Tmを推定することができる。この際、図8(a)から明らかなように、β角が大きいほど(90degに近いほど)各温度での相電圧に大きな相違が生じている。換言すれば、β角が小さい場合には、各温度での相電圧の相違は殆ど発生していない。つまり、図8(a)に示すマップでは、β角が大きい領域ほど、高精度な温度推定が可能であることが理解される。   FIG. 8A is the same as FIG. 3A described above, and when the β angle and the phase voltage are determined, the temperature Tm of the permanent magnet can be estimated by applying to this map. . At this time, as apparent from FIG. 8A, the larger the β angle (closer to 90 deg), the greater the difference in phase voltage at each temperature. In other words, when the β angle is small, there is almost no difference in phase voltage at each temperature. That is, in the map shown in FIG. 8A, it is understood that the temperature estimation can be performed with higher accuracy as the β angle is larger.
一方、図8(b)から明らかなように、電圧位相は、β角が小さいほど(0degに近いほど)各温度での電圧位相に大きな相違が生じている。つまり、図8(b)に示すマップにより、β角が小さい領域ほど、高精度な温度推定が可能であるといえる。そして、第2実施形態では、β角に区切りとなる閾値角度(例えば、45deg)を設定し、この閾値角度未満である場合には図8(b)のマップを参照し、この閾値角度以上である場合には図8(a)のマップを参照することにより、永久磁石の温度Tmを推定する。   On the other hand, as is apparent from FIG. 8B, the voltage phase has a larger difference in voltage phase at each temperature as the β angle is smaller (closer to 0 deg). That is, according to the map shown in FIG. 8B, it can be said that the temperature estimation with higher accuracy is possible in the region where the β angle is smaller. Then, in the second embodiment, a threshold angle (for example, 45 deg) that is a break is set for the β angle, and when the angle is less than this threshold angle, the map of FIG. In some cases, the temperature Tm of the permanent magnet is estimated by referring to the map of FIG.
また、巻線温度の推定については、前述した第1実施形態と同様の演算方法を用いる。即ち、前述した(1)を用いることにより、電機子コイルの巻線温度Trを算出する。   For the estimation of the winding temperature, the same calculation method as in the first embodiment described above is used. That is, the winding temperature Tr of the armature coil is calculated by using (1) described above.
このようにして、第2実施形態に係るモータの制御装置では、モータ13に供給される電流、電圧の基本波、及び高調波を用いて永久磁石の温度Tmを推定するので、永久磁石に温度センサ等を設けることなく該永久磁石の温度Tmを推定できる。従って、永久磁石の状態を認識でき、モータ13の制御性能向上や減磁保護に役立てることが可能となる。また、永久磁石の温度Tm、及びモータ13に供給される電流、電圧の基本波に基づいて、ステータの巻線抵抗Ra_Trを求め、ひいては巻線温度Trを求めるので、過電流等により巻線が過熱することを防止することができる。   In this way, in the motor control apparatus according to the second embodiment, the temperature Tm of the permanent magnet is estimated using the current supplied to the motor 13, the fundamental wave of the voltage, and the harmonics. The temperature Tm of the permanent magnet can be estimated without providing a sensor or the like. Therefore, the state of the permanent magnet can be recognized, which can be used for improving the control performance of the motor 13 and protecting against demagnetization. Further, the winding resistance Ra_Tr of the stator is obtained on the basis of the temperature Tm of the permanent magnet, and the fundamental wave of the current and voltage supplied to the motor 13, and consequently the winding temperature Tr is obtained. Overheating can be prevented.
ここで、本実施形態では、永久磁石の温度Tmを推定する際には、基本波及び高調波を使用し、巻線抵抗を算出する際には、高調波を使用せず基本波のみを用いている。従って、永久磁石の温度Tmの推定精度を向上させることができ、更に、巻線抵抗の演算精度を向上させることができる。   Here, in the present embodiment, when estimating the temperature Tm of the permanent magnet, the fundamental wave and the harmonic are used, and when calculating the winding resistance, only the fundamental wave is used without using the harmonic. ing. Therefore, it is possible to improve the estimation accuracy of the temperature Tm of the permanent magnet and further improve the calculation accuracy of the winding resistance.
更に、本実施形態では、図8(a)、(b)に示したように、相関データ記憶部36にβ角と相電圧との関係を示すマップ、及びβ角と電圧位相との関係を示すマップを記憶している。そして、β角の大きさに応じて2つのマップを選択して磁石温度を推定するので、より高精度な温度推定が可能となる。   Furthermore, in this embodiment, as shown in FIGS. 8A and 8B, the correlation data storage unit 36 has a map showing the relationship between the β angle and the phase voltage, and the relationship between the β angle and the voltage phase. The map shown is memorized. Then, since the magnet temperature is estimated by selecting two maps according to the size of the β angle, a more accurate temperature estimation is possible.
[第3の実施形態の説明]
次に、本発明の第3実施形態について説明する。図9(a)は、本発明の第3実施形態に係る電動機の制御装置に用いられる制御部15-3の構成を示すブロック図、図9(b)は、第3実施形態に係る温度推定器16-3の構成を示すブロック図である。
[Description of Third Embodiment]
Next, a third embodiment of the present invention will be described. FIG. 9A is a block diagram showing a configuration of the control unit 15-3 used in the motor control device according to the third embodiment of the present invention, and FIG. 9B is a temperature estimation according to the third embodiment. It is a block diagram which shows the structure of the device 16-3.
図9(a)に示す制御部15-3は、前述した図7(a)に示した制御部15-2に対して、直流電圧を供給する、即ち、直流成分を重畳するための直流重畳部51を備え、該直流重畳部51より出力される直流電圧vmp_dcが加算器41に供給される点、及び直流検出部52を備えている点で相違している。それ以外の構成については、図7(a)と同様であるので、同一符号を付して構成説明を省略する。直流検出部52は、電流センサ25で検出される電流impから直流電流imp_dcを検出する。   The control unit 15-3 shown in FIG. 9A supplies a DC voltage to the control unit 15-2 shown in FIG. 7A described above, that is, a DC superimposition for superimposing a DC component. The difference is that a DC voltage vmp_dc output from the DC superimposing unit 51 is supplied to the adder 41 and a DC detecting unit 52 is provided. Since other configurations are the same as those in FIG. 7A, the same reference numerals are given and description of the configurations is omitted. The DC detection unit 52 detects a DC current imp_dc from the current imp detected by the current sensor 25.
一方、図9(b)に示すように温度推定器16-3は、モータ13のロータに設けられる永久磁石の温度Tmを推定する磁石温度推定部31と、温度Tmにおける磁石磁束Φa_Tmを求める磁石磁束演算部32と、相関データ記憶部36と、を備えている。磁石温度推定部31は、前述した第2実施形態と同様の方法で永久磁石の温度Tmを推定する。   On the other hand, as shown in FIG. 9B, the temperature estimator 16-3 includes a magnet temperature estimation unit 31 that estimates the temperature Tm of the permanent magnet provided in the rotor of the motor 13, and a magnet that calculates the magnet magnetic flux Φa_Tm at the temperature Tm. A magnetic flux calculation unit 32 and a correlation data storage unit 36 are provided. The magnet temperature estimation unit 31 estimates the temperature Tm of the permanent magnet by the same method as in the second embodiment described above.
また、巻線抵抗演算部34aと、巻線温度推定部35を備えている。巻線抵抗演算部34aは、磁石温度推定部31にて永久磁石の温度推定に用いた次数の高調波より低い周波数成分として、直流重畳部51より出力される直流電圧vmp_dcと、直流検出部52で検出される直流電流imp_dcに基づいて、電機子コイルの巻線抵抗Ra_Trを求める。周知のように、温度trにおける巻線抵抗R(tr)は、下記(3)式により求めることができる。   In addition, a winding resistance calculation unit 34a and a winding temperature estimation unit 35 are provided. The winding resistance calculation unit 34a uses a DC voltage vmp_dc output from the DC superimposing unit 51 as a frequency component lower than the harmonic of the order used for the temperature estimation of the permanent magnet by the magnet temperature estimation unit 31, and a DC detection unit 52. The winding resistance Ra_Tr of the armature coil is obtained on the basis of the direct current imp_dc detected in (1). As is well known, the winding resistance R (tr) at the temperature tr can be obtained by the following equation (3).
R(tr)=vmp_dc/imp_dc …(3)
その後、巻線温度推定部35は、巻線抵抗Ra_Trに基づいて巻線温度Trを推定する。そして、前述した第1、第2実施形態と同様に、永久磁石の温度Tmを推定することにより、該永久磁石の減磁状態を認識でき、モータ13の制御性能向上や減磁保護に役立てることが可能となる。その一方で、巻線温度Trを推定することにより、過電流制御が可能となる。即ち、推定温度が予め設定した閾値温度に達した場合に、モータ13の出力を低減することや、モータ13を停止させる等の制御に用いることができる。
R (tr) = vmp_dc / imp_dc (3)
Thereafter, the winding temperature estimation unit 35 estimates the winding temperature Tr based on the winding resistance Ra_Tr. As in the first and second embodiments described above, by estimating the temperature Tm of the permanent magnet, the demagnetization state of the permanent magnet can be recognized, which is useful for improving the control performance of the motor 13 and protecting against demagnetization. Is possible. On the other hand, it is possible to control overcurrent by estimating the winding temperature Tr. That is, when the estimated temperature reaches a preset threshold temperature, the output of the motor 13 can be reduced, or the motor 13 can be stopped, for example.
このようにして、第3実施形態に係る電動機の制御装置では、モータ13に供給される電流、電圧の基本波、及び高調波を用いて磁石温度を推定するので、永久磁石に温度センサ等を設けることなく該永久磁石の温度Tmを推定することができる。従って、永久磁石の減磁状態を認識でき、モータ13の制御性能向上や減磁保護に役立てることができる。   In this way, in the motor control device according to the third embodiment, the magnet temperature is estimated using the current supplied to the motor 13, the fundamental wave of the voltage, and the harmonics, so a temperature sensor or the like is provided for the permanent magnet. The temperature Tm of the permanent magnet can be estimated without providing it. Therefore, the demagnetization state of the permanent magnet can be recognized, which can be used for improving the control performance of the motor 13 and protecting the demagnetization.
また、インバータ回路12を駆動する電圧指令に、直流電圧vmp_dcを重畳し、更に、検出電流に含まれる直流電流imp_dcを検出し、これらの直流電圧vmp_dc、及び直流電流imp_dcを用いて、巻線抵抗を演算し、ひていは巻線温度Trを推定する。従って、周波数の影響を受けることなくより高精度な巻線温度Trの推定が可能となる。   Further, the DC voltage vmp_dc is superimposed on the voltage command for driving the inverter circuit 12, and further, the DC current imp_dc included in the detected current is detected, and using these DC voltage vmp_dc and DC current imp_dc, winding resistance Is calculated, and the winding temperature Tr is estimated. Therefore, it is possible to estimate the winding temperature Tr with higher accuracy without being affected by the frequency.
[第4実施形態の説明]
次に、本発明の第4実施形態について説明する。図10(a)は、本発明の第4実施形態に係る制御部15-4の構成を示すブロック図、図10(b)は、第4実施形態に係る温度推定器16-4の構成を示すブロック図である。
[Description of Fourth Embodiment]
Next, a fourth embodiment of the present invention will be described. FIG. 10A is a block diagram showing the configuration of the control unit 15-4 according to the fourth embodiment of the present invention, and FIG. 10B shows the configuration of the temperature estimator 16-4 according to the fourth embodiment. FIG.
図10(a)に示す制御部15-4は、前述した図7(a)と対比して、高調波電流指令値idq_n_refがゼロとなるように設定されている点で相違している。つまり、dq_n電流制御部43により、モータ13に流れる高調波電流がゼロとなるように制御される。即ち、dq_n電流制御部43は、モータ13に流れる高調波電流を抑制するようにモータ13の電圧指令値を制御する電流抑制手段としての機能を備えている。それ以外の構成は第2実施形態で説明した図7(a)と同様である。また、図10(b)に示す温度推定器16-2は、磁石温度推定部31に供給されるデータが高調波電流idq_nを含まない点で相違し、それ以外の構成は図7(b)と同様である。従って、同一部分には同一符号を付して構成説明を省略する。   The control unit 15-4 illustrated in FIG. 10A is different from the above-described FIG. 7A in that the harmonic current command value idq_n_ref is set to be zero. That is, the dq_n current control unit 43 controls the harmonic current flowing through the motor 13 to be zero. That is, the dq_n current control unit 43 has a function as current suppression means for controlling the voltage command value of the motor 13 so as to suppress the harmonic current flowing through the motor 13. Other configurations are the same as those in FIG. 7A described in the second embodiment. Further, the temperature estimator 16-2 shown in FIG. 10B is different in that the data supplied to the magnet temperature estimation unit 31 does not include the harmonic current idq_n, and the other configurations are the same as those in FIG. It is the same. Therefore, the same parts are denoted by the same reference numerals, and the description of the configuration is omitted.
次に、第4実施形態に係る電動機の制御装置の作用を、図11に示すフローチャートを参照して説明する。第4実施形態では、電流センサ25で検出される電流impに含まれる高調波がゼロとなるように、インバータ回路12の出力電圧を制御する。こうすることにより、不要な高調波電流を流すことなく、永久磁石の温度推定、及び巻線の温度推定が可能となる。   Next, the operation of the motor control apparatus according to the fourth embodiment will be described with reference to the flowchart shown in FIG. In the fourth embodiment, the output voltage of the inverter circuit 12 is controlled so that the harmonics included in the current imp detected by the current sensor 25 become zero. By doing so, it is possible to estimate the temperature of the permanent magnet and the temperature of the winding without flowing unnecessary harmonic current.
初めに、図11のステップS11において、n次高調波の電流を抑制する。即ち、図10(a)に示すidq_n_ref=0となる電流指令値を供給することにより、モータ13に流れるn次高調波の電流を抑制する。   First, in step S11 of FIG. 11, the current of the nth harmonic is suppressed. That is, by supplying a current command value at which idq_n_ref = 0 shown in FIG. 10A, the current of the nth harmonic flowing in the motor 13 is suppressed.
次いで、ステップS12において、n次高調波電圧の振幅、及び位相を検出する。その後、ステップS13において、磁石温度推定部31は、予め設定されている区切りとなるβ角に基づき、相関データ記憶部36に記憶されている相関データを参照して、永久磁石の温度Tmを推定する。即ち、前述したように、区切りとなるβ角を45degとした場合には、β角が45deg未満の際に相電圧の位相(図8(b)参照)に基づいて永久磁石の温度Tmを推定する。一方、β角が45deg以上の場合には相電圧の振幅(図8(a)参照)に基づいて永久磁石の温度Tmを推定する。   Next, in step S12, the amplitude and phase of the nth harmonic voltage are detected. Thereafter, in step S13, the magnet temperature estimation unit 31 estimates the temperature Tm of the permanent magnet with reference to the correlation data stored in the correlation data storage unit 36 based on the preset β angle. To do. That is, as described above, when the β angle serving as the break is 45 deg, the temperature Tm of the permanent magnet is estimated based on the phase of the phase voltage (see FIG. 8B) when the β angle is less than 45 deg. To do. On the other hand, when the β angle is 45 deg or more, the temperature Tm of the permanent magnet is estimated based on the amplitude of the phase voltage (see FIG. 8A).
ステップS14において、磁石磁束演算部32は、磁石温度推定部31で推定された温度Tmに基づいて、磁石磁束Φa_Tmを演算する。   In step S <b> 14, the magnet magnetic flux calculator 32 calculates the magnet magnetic flux Φa_Tm based on the temperature Tm estimated by the magnet temperature estimator 31.
ステップS15において、巻線抵抗演算部34は、基本波の電流、及び電圧を検出する。そして、ステップS16において、巻線抵抗演算部34は、巻線抵抗Ra_Trを演算する。この際の演算方法は、前述した(1)式を用いて演算する。その後、ステップS17において、巻線温度推定部35は、巻線抵抗Ra_Trに基づいて、巻線温度Trを推定する。   In step S15, the winding resistance calculator 34 detects the current and voltage of the fundamental wave. In step S16, the winding resistance calculator 34 calculates the winding resistance Ra_Tr. The calculation method at this time is calculated using the above-described equation (1). Thereafter, in step S17, the winding temperature estimation unit 35 estimates the winding temperature Tr based on the winding resistance Ra_Tr.
このようにして、第4実施形態に係る電動機の制御装置では、高調波電流を抑制した状態で(流れないように制御して)、モータ13に供給される電流、電圧の基本波、及び高調波を検出する。そして、検出した電流、電圧を用いて永久磁石の温度Tmを推定するので、温度センサ等を設置することなく永久磁石の温度Tmを推定することができる。従って、永久磁石の減磁状態を認識でき、モータを高精度に制御することが可能となる。   Thus, in the motor control device according to the fourth embodiment, the harmonic current is suppressed (controlled not to flow), the current supplied to the motor 13, the fundamental wave of the voltage, and the harmonics. Detect waves. And since the temperature Tm of a permanent magnet is estimated using the detected electric current and voltage, the temperature Tm of a permanent magnet can be estimated, without installing a temperature sensor etc. Therefore, the demagnetization state of the permanent magnet can be recognized, and the motor can be controlled with high accuracy.
また、永久磁石の温度Tm、及びモータ13に供給される電流、電圧の基本波に基づいて、電機子コイルの巻線抵抗を求め、ひいては巻線温度Trを求めるので、過電流等により巻線が過熱することを防止することができる。更に、高調波電流を抑制するので、制御回路に高調波電流が流れることによる影響を回避でき、モータ13をより高精度に制御することが可能となる。   Further, the winding resistance of the armature coil is obtained on the basis of the temperature Tm of the permanent magnet, and the fundamental wave of the current and voltage supplied to the motor 13, and consequently the winding temperature Tr is obtained. Can be prevented from overheating. Furthermore, since the harmonic current is suppressed, the influence of the harmonic current flowing through the control circuit can be avoided, and the motor 13 can be controlled with higher accuracy.
また、β角が小さい場合(例えば、45deg未満)には相電圧の位相に基づいて永久磁石の温度Tmを推定し、β角が大きい場合(例えば、45deg以上)には相電圧の振幅に基づいて永久磁石の温度Tmを推定するので、より高精度な温度推定が可能となる。   When the β angle is small (for example, less than 45 deg), the temperature Tm of the permanent magnet is estimated based on the phase voltage phase, and when the β angle is large (for example, 45 deg or more), based on the phase voltage amplitude. Since the temperature Tm of the permanent magnet is estimated, more accurate temperature estimation is possible.
[第4実施形態の変形例の説明]
次に、前述した第4実施形態の変形例について説明する。前述した第4実施形態では、β角に区切りとなる角度を設定し、この区切りとなるβ角未満では相電圧の位相に基づいて永久磁石の温度を推定し、β角以上では相電圧の振幅に基づいて永久磁石の温度Tmを推定した。
[Description of Modified Example of Fourth Embodiment]
Next, a modification of the above-described fourth embodiment will be described. In the above-described fourth embodiment, a break angle is set for the β angle, and if it is less than the break β angle, the temperature of the permanent magnet is estimated based on the phase voltage phase, and if the β angle is greater than the β angle, the amplitude of the phase voltage is estimated. Based on the above, the temperature Tm of the permanent magnet was estimated.
これに対して、変形例では、β角に応じて相電圧の位相、及び振幅に対する重み付けをして、永久磁石の温度Tmを推定する。以下、図12に示すフローチャートを参照して、変形例の処理手順について説明する。なお、図12では、図11に示したステップ番号と同一の処理については、同一のステップ番号を付している。   In contrast, in the modification, the phase T of the phase voltage and the amplitude are weighted according to the β angle, and the temperature Tm of the permanent magnet is estimated. Hereinafter, the processing procedure of the modification will be described with reference to the flowchart shown in FIG. In FIG. 12, the same step number is assigned to the same process as the step number shown in FIG.
初めに、図12のステップS11において、n次高調波の電流を抑制する。次いで、ステップS12において、n次高調波電圧の振幅、及び位相を検出する。ステップS12aにおいて、磁石温度推定部31は、重み付け処理を行う。この重み付けは、β角の増加に伴って一次関数的に変化する係数を乗じることにより、電圧振幅、及び位相を重み付けする。例えば、相電圧の位相に対して、β角が0degのときに100%、β角が90degのときに0%となるように重み係数x1を設定する。例えば、β角が18degの場合は、重み係数x1は80%となる。そして、相電圧の位相、及び振幅の双方に基づいて、永久磁石の温度Tmを推定する。つまり、β角が大きくなるほど、高調波電圧位相の影響が小さくなるように設定される。或いは、β角が大きくなるほど、高調波電圧振幅、及び基本波電流振幅の影響が大きくなるように設定される。   First, in step S11 of FIG. 12, the nth harmonic current is suppressed. Next, in step S12, the amplitude and phase of the nth harmonic voltage are detected. In step S12a, the magnet temperature estimation unit 31 performs weighting processing. In this weighting, the voltage amplitude and the phase are weighted by multiplying by a coefficient that changes linearly as the β angle increases. For example, the weighting factor x1 is set to 100% when the β angle is 0 deg and 0% when the β angle is 90 deg with respect to the phase of the phase voltage. For example, when the β angle is 18 deg, the weighting factor x1 is 80%. Then, the temperature Tm of the permanent magnet is estimated based on both the phase of the phase voltage and the amplitude. That is, the larger the β angle is, the smaller the influence of the harmonic voltage phase is set. Or it sets so that the influence of a harmonic voltage amplitude and a fundamental current amplitude may become large, so that (beta) angle becomes large.
その結果、位相に基づいて推定される温度Tmと振幅に基づいて推定される温度Tmが一致する場合には、その温度が推定温度となる。一方、両者の推定温度が相違する場合には、上記の重み係数に応じて推定温度が加重平均される。例えば、β角が18degで、位相に基づいて推定された温度TmがT1、振幅に基づいて推定された温度TmがT2である場合には、「推定温度Tm=0.8*T2+(1−0.8)*T1」とすることができる。   As a result, when the temperature Tm estimated based on the phase matches the temperature Tm estimated based on the amplitude, the temperature becomes the estimated temperature. On the other hand, if the two estimated temperatures are different, the estimated temperatures are weighted and averaged according to the weighting factor. For example, when the β angle is 18 degrees, the temperature Tm estimated based on the phase is T1, and the temperature Tm estimated based on the amplitude is T2, “estimated temperature Tm = 0.8 * T2 + (1− 0.8) * T1 ".
図12のステップS13において、磁石温度推定部31は、重み付けされた相関データに基づいて、永久磁石の温度Tmを推定する。その後、前述した図11と同様に、ステップS14〜S17の処理を実行して巻線温度を推定する。   In step S13 of FIG. 12, the magnet temperature estimation unit 31 estimates the temperature Tm of the permanent magnet based on the weighted correlation data. Thereafter, similarly to FIG. 11 described above, the processing of steps S14 to S17 is executed to estimate the winding temperature.
このようにして、第4実施形態の変形例では、β角の進角に伴って電圧位相が寄与する割合を重み付けしている。従って、位相、及び振幅の双方を考慮した、より精度の高い磁石温度の推定が可能となる。   In this way, in the modification of the fourth embodiment, the ratio of the voltage phase contributing with the advance of the β angle is weighted. Therefore, it is possible to estimate the magnet temperature with higher accuracy in consideration of both the phase and the amplitude.
また、上記した変形例では、電圧位相に対して重み係数x1を演算する例について説明したが、電圧振幅に対して重み係数x2を演算するようにしても良い。具体的には、電圧振幅に対して、β角が0degのときに0%、β角が90degのときに100%となるように重み係数x2を設定する。そして、このように設定した重み係数x2を用いて、永久磁石の温度を推定することも可能である。こうすることにより、前述した重み係数x1を用いた場合と同様に、位相、及び振幅の双方を考慮した、より精度の高い磁石温度の推定が可能となる。   In the above-described modification, the example in which the weighting factor x1 is calculated for the voltage phase has been described. However, the weighting factor x2 may be calculated for the voltage amplitude. Specifically, the weighting factor x2 is set so that the voltage amplitude is 0% when the β angle is 0 deg and 100% when the β angle is 90 deg. It is also possible to estimate the temperature of the permanent magnet using the weighting factor x2 set in this way. By doing so, it is possible to estimate the magnet temperature with higher accuracy in consideration of both the phase and the amplitude, as in the case of using the weighting factor x1 described above.
また、相電圧の振幅は、モータ13の負荷が大きい場合に、高精度に求められるので、モータ13に流れる負荷電流が最大負荷の半分から最大負荷までの範囲にあるときに、上記の重み係数x2を設定するようにすることもできる。こうすることにより、より高精度な温度推定を行うことが可能となる。   The amplitude of the phase voltage is obtained with high accuracy when the load on the motor 13 is large. Therefore, when the load current flowing through the motor 13 is in the range from half of the maximum load to the maximum load, the above weighting factor is used. It is also possible to set x2. By doing so, it is possible to perform temperature estimation with higher accuracy.
以上、本発明の電動機の制御装置を図示の実施形態に基づいて説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、各部の構成は、同様の機能を有する任意の構成のものに置き換えることができる。   As mentioned above, although the control apparatus of the electric motor of this invention was demonstrated based on embodiment of illustration, this invention is not limited to this, The structure of each part is substituted by the thing of the arbitrary structures which have the same function. be able to.
11 直流電源
12 インバータ回路
13 モータ(永久磁石型電動機)
14 コンデンサ
15,15-1,15-2,15-3,15-4 制御部
16,16-1,16-2,16-3,16-4 温度推定器
21 dq電流制御部
22 非干渉制御部
23 座標変換部
24 変調率演算部
25 電流センサ
26 複数周波数成分検出部
27 座標変換部
28 減算器
29 加算器
31 磁石温度推定部
32 磁石磁束演算部
33 モータ磁束演算部
34,34a 巻線抵抗演算部
35 巻線温度推定部
36 相関データ記憶部
41 加算器
42 座標変換部
43 dq_n電流制御部
44 座標変換部
45 減算器
51 直流重畳部
52 直流検出部
101 制御装置
11 DC power supply 12 Inverter circuit 13 Motor (permanent magnet type motor)
14 Capacitor 15, 15-1, 15-2, 15-3, 15-4 Control Unit 16, 16-1, 16-2, 16-3, 16-4 Temperature Estimator 21 dq Current Control Unit 22 Non-interference Control Unit 23 Coordinate conversion unit 24 Modulation rate calculation unit 25 Current sensor 26 Multiple frequency component detection unit 27 Coordinate conversion unit 28 Subtractor 29 Adder 31 Magnet temperature estimation unit 32 Magnet flux calculation unit 33 Motor flux calculation unit 34, 34a Winding resistance Calculation unit 35 Winding temperature estimation unit 36 Correlation data storage unit 41 Adder 42 Coordinate conversion unit 43 dq_n current control unit 44 Coordinate conversion unit 45 Subtractor 51 DC superimposing unit 52 DC detection unit 101 Control device

Claims (9)

  1. 永久磁石を有するロータと、電機子コイルを有するステータとを備える電動機の駆動を制御する制御装置において、
    前記電動機の駆動周波数である基本波を検出する基本波検出部と、
    基本波よりも高い周波数成分を検出する高周波成分検出部と、
    誘起電圧に対する電流の位相であるβ角、及び永久磁石の温度毎に、高周波成分の電圧振幅または電圧位相を対応付けた相関データを記憶する相関データ記憶部と、
    前記基本波検出部で検出される基本波、及び前記高周波成分検出部で検出される高周波成分に基づき、前記相関データを参照して、前記永久磁石の温度を推定する磁石温度推定部と、
    前記永久磁石の温度に基づいて、該永久磁石の磁束を演算し、更に、該永久磁石の磁束に基づいて電動機磁束を演算する磁束演算部と、
    前記磁束演算部で演算された電動機磁束、基本波、及び高周波成分に基づいて前記電機子コイルの巻線抵抗、または巻線温度を推定する巻線推定部と、
    を備え、
    前記巻線推定部は、前記磁石温度推定部で用いる高周波成分の周波数と同一、または低い周波数成分を用いて前記電機子コイルの巻線抵抗または巻線温度を推定すること
    を特徴とする電動機の制御装置。
    In a control device that controls driving of an electric motor including a rotor having a permanent magnet and a stator having an armature coil,
    A fundamental wave detector that detects a fundamental wave that is a drive frequency of the electric motor;
    A high frequency component detection unit for detecting a frequency component higher than the fundamental wave;
    A correlation data storage unit that stores correlation data in which the voltage amplitude or voltage phase of the high-frequency component is associated for each β angle that is the phase of the current with respect to the induced voltage and the temperature of the permanent magnet;
    Based on the fundamental wave detected by the fundamental wave detector and the high frequency component detected by the high frequency component detector, a magnet temperature estimator that estimates the temperature of the permanent magnet with reference to the correlation data;
    A magnetic flux calculation unit that calculates the magnetic flux of the permanent magnet based on the temperature of the permanent magnet, and further calculates the motor magnetic flux based on the magnetic flux of the permanent magnet;
    A winding estimation unit that estimates the winding resistance of the armature coil, or the winding temperature based on the motor magnetic flux, the fundamental wave, and the high-frequency component calculated by the magnetic flux calculation unit;
    With
    The winding estimation unit estimates the winding resistance or the winding temperature of the armature coil using a frequency component that is the same as or lower than the frequency of the high-frequency component used in the magnet temperature estimation unit. Control device.
  2. 前記巻線推定部は、高周波成分よりも低い周波数成分として、基本波を用いて巻線抵抗または巻線温度を推定すること
    を特徴とする請求項1に記載の電動機の制御装置。
    The motor control device according to claim 1, wherein the winding estimation unit estimates a winding resistance or a winding temperature using a fundamental wave as a frequency component lower than a high frequency component.
  3. 直流成分を重畳する直流重畳部と、電動機に流れる電流から直流成分を検出する直流検出部を更に備え、
    前記巻線推定部は、高周波成分よりも低い周波数成分として直流成分を用いて巻線抵抗または巻線温度を推定すること
    を特徴とする請求項1に記載の電動機の制御装置。
    A DC superimposing unit that superimposes the DC component, and a DC detecting unit that detects the DC component from the current flowing through the motor;
    The motor control device according to claim 1, wherein the winding estimation unit estimates winding resistance or winding temperature using a direct current component as a frequency component lower than a high frequency component.
  4. 前記電動機に流れる高周波成分の電流を抑制するように、前記電動機の電圧指令値を制御する電流抑制手段を更に備え、
    前記磁石温度推定部は、前記基本波検出部で検出される基本波の電流、及び前記高周波成分検出部で検出される高周波成分の電圧に基づき、前記永久磁石の温度を推定すること
    を特徴とする請求項1〜3のいずれか1項に記載の電動機の制御装置。
    A current suppression means for controlling a voltage command value of the motor so as to suppress a current of a high-frequency component flowing in the motor;
    The magnet temperature estimation unit estimates the temperature of the permanent magnet based on a fundamental wave current detected by the fundamental wave detection unit and a voltage of a high frequency component detected by the high frequency component detection unit. The motor control device according to any one of claims 1 to 3.
  5. 前記磁石温度推定部は、基本波の電流、及び高周波成分として最も振幅の大きい電圧を有する次数の高調波の電圧を用いて、磁石温度を推定することを特徴とする請求項1〜4のいずれか1項に記載の電動機の制御装置。   The magnet temperature estimation unit estimates the magnet temperature using a fundamental wave current and a harmonic voltage of the order having a voltage having the largest amplitude as a high frequency component. The motor control device according to claim 1.
  6. 前記電動機は、互いに位相が相違し、中性点で接続された相数mの電動機であり、
    前記磁石温度推定部は、基本波の電流、及び高周波成分として電動機に発生する高調波のうち、m次高調波を除く最も次数の低い高調波の電圧を用いて、磁石温度を推定することを特徴とする請求項1〜4のいずれか1項に記載の電動機の制御装置。
    The motors are motors having a phase number m and phases connected to each other at a neutral point,
    The magnet temperature estimator estimates the magnet temperature using the lowest order harmonic voltage excluding the mth order harmonic among the harmonics generated in the motor as the fundamental current and the high frequency component. The motor control device according to claim 1, wherein the motor control device is a motor control device.
  7. 前記磁石温度推定部は、β角、及び永久磁石の温度毎に、高周波成分の電圧振幅及び電圧位相を対応付けた相関データを記憶する相関データ記憶部を備え、β角が大きくなるほど、前記永久磁石の温度の推定における、電圧位相を対応付けた前記相関データによる推定の影響が小さくなるように設定することを特徴とする請求項1〜6のいずれか1項に記載の電動機の制御装置。   The magnet temperature estimation unit includes a correlation data storage unit that stores correlation data in which a voltage amplitude and a voltage phase of a high-frequency component are associated for each β angle and the temperature of the permanent magnet, and the permanent angle increases as the β angle increases. 7. The motor control device according to claim 1, wherein the setting is made such that the influence of the estimation based on the correlation data associated with the voltage phase is reduced in the estimation of the temperature of the magnet.
  8. 前記磁石温度推定部は、β角、及び永久磁石の温度毎に、高周波成分の電圧振幅及び電圧位相を対応付けた相関データを記憶する相関データ記憶部を備え、β角が大きくなるほど、前記永久磁石の温度の推定における、電圧振幅を対応付けた前記相関データによる推定の影響が大きくなるように設定することを特徴とする請求項1〜6のいずれか1項に記載の電動機の制御装置。   The magnet temperature estimation unit includes a correlation data storage unit that stores correlation data in which a voltage amplitude and a voltage phase of a high-frequency component are associated for each β angle and the temperature of the permanent magnet, and the permanent angle increases as the β angle increases. 7. The motor control device according to claim 1, wherein the estimation is performed so that the influence of the estimation based on the correlation data associated with the voltage amplitude is increased in the estimation of the temperature of the magnet.
  9. 電動機の負荷が、最大負荷の半分から最大負荷の範囲にて、前記β角が大きくなるほど、電圧振幅の影響が大きくなるように設定することを特徴とする請求項8に記載の電動機の制御装置。   9. The motor control device according to claim 8, wherein the load of the motor is set so that the influence of the voltage amplitude increases as the β angle increases in a range from half of the maximum load to the maximum load. .
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