JP6396869B2 - Motor control device - Google Patents

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紘和 三本菅
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本発明は、モータ制御装置に関する。   The present invention relates to a motor control device.
従来、マイコンの演算により電流指令をリアルタイムに決定するモータ制御装置において、要求される出力電圧がモータ駆動回路に印加可能な最大電圧を上回る電圧飽和域では、q軸電流指令値を補正して電圧飽和の発生を防止する手法が提案されている(特許文献1)。   Conventionally, in a motor control device that determines a current command in real time by microcomputer operation, in a voltage saturation region where the required output voltage exceeds the maximum voltage that can be applied to the motor drive circuit, the voltage is corrected by correcting the q-axis current command value. A technique for preventing the occurrence of saturation has been proposed (Patent Document 1).
特許第5292995号Japanese Patent No. 529295
特許文献1に記載の手法では、モータの温度上昇による磁束変化によって生じるモータへの印加電圧の上昇が考慮されていない。そのため、モータの温度上昇によりモータへの印加電圧が上昇する場合には、電流指令値を適切に補正することができない。   In the method described in Patent Document 1, an increase in the voltage applied to the motor caused by a change in magnetic flux due to a temperature increase in the motor is not considered. For this reason, when the voltage applied to the motor increases due to the temperature rise of the motor, the current command value cannot be corrected appropriately.
本発明の第1の態様によるモータ制御装置は、永久磁石を界磁源とするモータを駆動するためのインバータに接続され、入力されたトルク指令値に基づいて前記インバータの出力電圧を制御することで前記モータを制御するものであって、前記トルク指令値に基づいて電流指令値を演算する電流指令生成部と、前記電流指令値に基づいて前記インバータの出力電圧を制御するための電圧指令値を演算する電圧指令生成部と、前記モータの温度上昇により前記モータへの印加電圧が上昇する場合に、前記電流指令値を補正して前記インバータの出力電圧を制限する電圧飽和抑制部と、を備え、前記電圧飽和抑制部は、前記電流指令値に基づいて前記モータのq軸電圧を推定し、前記q軸電圧の推定結果が負である場合に、前記モータの温度上昇により前記モータへの印加電圧が上昇すると判断する
本発明の第2の態様によるモータ制御装置は、永久磁石を界磁源とするモータを駆動するためのインバータに接続され、入力されたトルク指令値に基づいて前記インバータの出力電圧を制御することで前記モータを制御するものであって、前記トルク指令値に基づいて電流指令値を演算する電流指令生成部と、前記電流指令値に基づいて前記インバータの出力電圧を制御するための電圧指令値を演算する電圧指令生成部と、前記モータの温度上昇により前記モータへの印加電圧が上昇する場合に、前記電流指令値を補正して前記インバータの出力電圧を制限する電圧飽和抑制部と、を備え、前記電圧飽和抑制部は、前記モータの温度に基づいて前記モータのインダクタンス変化量を演算し、演算した前記モータのインダクタンス変化量に基づいて前記電流指令値を補正する。
本発明の第3の態様によるモータ制御装置は、永久磁石を界磁源とするモータを駆動するためのインバータに接続され、入力されたトルク指令値に基づいて前記インバータの出力電圧を制御することで前記モータを制御するものであって、前記トルク指令値に基づいて電流指令値を演算する電流指令生成部と、前記電流指令値に基づいて前記インバータの出力電圧を制御するための電圧指令値を演算する電圧指令生成部と、前記モータの温度上昇により前記モータへの印加電圧が上昇する場合に、前記電流指令値を補正して前記インバータの出力電圧を制限する電圧飽和抑制部と、を備え、前記電圧指令生成部は、前記電流指令値に基づいて非干渉電圧指令値を演算する非干渉制御部と、前記モータの電流値および前記電流指令値に基づいてPI電圧指令値を演算するPI制御部と、を有し、前記非干渉電圧指令値と前記PI電圧指令値とを加算することにより前記電圧指令値を演算し、前記電圧飽和抑制部は、前記電流指令値に基づいて前記モータのq軸電圧を推定し、前記q軸電圧の推定結果が負である場合に、前記モータの温度上昇により前記モータへの印加電圧が上昇すると判断する
本発明の第4の態様によるモータ制御装置は、永久磁石を界磁源とするモータを駆動するためのインバータに接続され、入力されたトルク指令値に基づいて前記インバータの出力電圧を制御することで前記モータを制御するものであって、前記トルク指令値に基づいて電流指令値を演算する電流指令生成部と、前記電流指令値に基づいて前記インバータの出力電圧を制御するための電圧指令値を演算する電圧指令生成部と、前記モータの温度上昇により前記モータへの印加電圧が上昇する場合に、前記電流指令値を補正して前記インバータの出力電圧を制限する電圧飽和抑制部と、を備え、前記電圧指令生成部は、前記電流指令値に基づいて非干渉電圧指令値を演算する非干渉制御部と、前記モータの電流値および前記電流指令値に基づいてPI電圧指令値を演算するPI制御部と、を有し、前記非干渉電圧指令値と前記PI電圧指令値とを加算することにより前記電圧指令値を演算し、前記電圧飽和抑制部は、前記PI電圧指令値に基づいて前記電流指令値を補正する。
A motor control device according to a first aspect of the present invention is connected to an inverter for driving a motor having a permanent magnet as a field source, and controls the output voltage of the inverter based on an input torque command value. A current command generator for calculating a current command value based on the torque command value, and a voltage command value for controlling the output voltage of the inverter based on the current command value A voltage command generation unit that calculates a voltage saturation suppression unit that corrects the current command value and limits the output voltage of the inverter when the voltage applied to the motor increases due to a temperature increase of the motor. wherein the voltage saturation suppression portion, the q-axis voltage of the motor is estimated based on the current command value, when the estimated result of the q-axis voltage is negative, the temperature rise of the motor It is determined that more voltage applied to the motor is increased.
A motor control device according to a second aspect of the present invention is connected to an inverter for driving a motor having a permanent magnet as a field source, and controls the output voltage of the inverter based on an input torque command value. A current command generator for calculating a current command value based on the torque command value, and a voltage command value for controlling the output voltage of the inverter based on the current command value A voltage command generation unit that calculates a voltage saturation suppression unit that corrects the current command value and limits the output voltage of the inverter when the voltage applied to the motor increases due to a temperature increase of the motor. The voltage saturation suppression unit calculates an inductance change amount of the motor based on the temperature of the motor, and based on the calculated inductance change amount of the motor. Correcting the current command value each.
A motor control device according to a third aspect of the present invention is connected to an inverter for driving a motor having a permanent magnet as a field source, and controls an output voltage of the inverter based on an input torque command value. A current command generator for calculating a current command value based on the torque command value, and a voltage command value for controlling the output voltage of the inverter based on the current command value A voltage command generation unit that calculates a voltage saturation suppression unit that corrects the current command value and limits the output voltage of the inverter when the voltage applied to the motor increases due to a temperature increase of the motor. The voltage command generator includes a non-interference control unit that calculates a non-interference voltage command value based on the current command value, and a current value of the motor and the current command value. Has a PI controller for calculating a I voltage command value, and said calculating the voltage command value by adding the non-interference voltage command value and the PI voltage command value, the voltage saturation suppression portion, the The q-axis voltage of the motor is estimated based on the current command value, and when the estimation result of the q-axis voltage is negative, it is determined that the applied voltage to the motor increases due to the temperature increase of the motor .
A motor control device according to a fourth aspect of the present invention is connected to an inverter for driving a motor having a permanent magnet as a field source, and controls the output voltage of the inverter based on an input torque command value. A current command generator for calculating a current command value based on the torque command value, and a voltage command value for controlling the output voltage of the inverter based on the current command value A voltage command generation unit that calculates a voltage saturation suppression unit that corrects the current command value and limits the output voltage of the inverter when the voltage applied to the motor increases due to a temperature increase of the motor. The voltage command generator includes a non-interference control unit that calculates a non-interference voltage command value based on the current command value, and a current value of the motor and the current command value. A PI control unit that calculates an I voltage command value, calculates the voltage command value by adding the non-interference voltage command value and the PI voltage command value, and the voltage saturation suppression unit includes: The current command value is corrected based on the PI voltage command value.
本発明によれば、モータの温度上昇によりモータへの印加電圧が上昇する場合に、電流指令値を適切に補正することができる。   ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, when the applied voltage to a motor rises with the temperature rise of a motor, an electric current command value can be correct | amended appropriately.
本発明の第1の実施形態に係るモータ制御装置を含むモータ駆動システムの構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the motor drive system containing the motor control apparatus which concerns on the 1st Embodiment of this invention. 誘起電圧成分が支配的な埋込磁石型同期モータにおける電圧ベクトル図の例である。It is an example of a voltage vector diagram in an embedded magnet type synchronous motor in which an induced voltage component is dominant. 誘起電圧成分が支配的な埋込磁石型同期モータにおけるモータ温度上昇時の電圧ベクトル図の例である。It is an example of a voltage vector diagram at the time of motor temperature rise in an embedded magnet type synchronous motor where an induced voltage component is dominant. リラクタンストルク型モータにおける電圧ベクトル図の例である。It is an example of the voltage vector diagram in a reluctance torque type motor. リラクタンストルク型モータにおけるモータ温度上昇時の電圧ベクトル図の例である。It is an example of the voltage vector diagram at the time of motor temperature rise in a reluctance torque type motor. 本発明の第1の実施形態におけるモータ制御処理の流れを説明するフロー図である。It is a flowchart explaining the flow of the motor control process in the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第1の実施形態における電流飽和抑制部の詳細な構成を説明する図である。It is a figure explaining the detailed structure of the current saturation suppression part in the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第3の実施形態に係るモータ制御装置を含むモータ駆動システムの構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the motor drive system containing the motor control apparatus which concerns on the 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第3の実施形態におけるモータ制御処理の流れを説明するフロー図である。It is a flowchart explaining the flow of the motor control processing in the 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第3の実施形態における電流飽和抑制部の詳細な構成を説明する図である。It is a figure explaining the detailed structure of the current saturation suppression part in the 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第3の実施形態におけるモータ制御処理実施時の各パラメータの時間推移を説明する図である。It is a figure explaining time transition of each parameter at the time of motor control processing execution in a 3rd embodiment of the present invention.
以下、図を参照して本発明を実施するための形態について説明する。   Hereinafter, embodiments for carrying out the present invention will be described with reference to the drawings.
−第1の実施の形態−
図1は、本発明の第1の実施形態に係るモータ制御装置を含むモータ駆動システムの構成を示す図である。図1に示すモータ駆動システムは、電源10と、リレー20と、モータ30と、磁極位置検出回路40と、インバータ50と、平滑コンデンサ60と、電圧検出回路70と、電流センサ80と、モータ温度センサ90と、モータ制御装置100とを備える。
-First embodiment-
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a motor drive system including a motor control device according to a first embodiment of the present invention. The motor drive system shown in FIG. 1 includes a power supply 10, a relay 20, a motor 30, a magnetic pole position detection circuit 40, an inverter 50, a smoothing capacitor 60, a voltage detection circuit 70, a current sensor 80, and a motor temperature. A sensor 90 and a motor control device 100 are provided.
直流電源である電源10は、インバータ50に直流電力を供給する。電源10が供給する直流電力の電圧は、モータ30の仕様に応じて設定され、たとえば数百ボルト程度である。電源10は、たとえばニッケル水素バッテリやリチウムイオンバッテリなどを多数直列に接続して構成される。   A power supply 10 that is a DC power supply supplies DC power to the inverter 50. The voltage of the DC power supplied from the power supply 10 is set according to the specifications of the motor 30 and is, for example, about several hundred volts. The power source 10 is configured by connecting, for example, many nickel metal hydride batteries and lithium ion batteries in series.
リレー20は、電源10とインバータ50の間に配置される。リレー20が開状態のときには、電源10とインバータ50の間が電気的に遮断される。リレー20が閉状態のときには、電源10とインバータ50が電気的に接続され、電源10の直流電力がインバータ50に供給される。   Relay 20 is arranged between power supply 10 and inverter 50. When the relay 20 is in the open state, the power source 10 and the inverter 50 are electrically disconnected. When the relay 20 is in the closed state, the power source 10 and the inverter 50 are electrically connected, and the DC power of the power source 10 is supplied to the inverter 50.
平滑コンデンサ60は、電源10から出力される直流電力を平滑化する。リレー20が閉状態のときには、電源10と平滑コンデンサ60とが略同じ電圧となる。   Smoothing capacitor 60 smoothes the DC power output from power supply 10. When the relay 20 is in the closed state, the power supply 10 and the smoothing capacitor 60 have substantially the same voltage.
電圧検出回路70は、平滑コンデンサ60の電圧、すなわち電源10からリレー20を介してインバータ50へ供給される直流電力の電圧を検出する。電圧検出回路70により検出された直流電圧値Vdcは、モータ制御装置100へ伝達される。   The voltage detection circuit 70 detects the voltage of the smoothing capacitor 60, that is, the voltage of DC power supplied from the power supply 10 to the inverter 50 via the relay 20. The DC voltage value Vdc detected by the voltage detection circuit 70 is transmitted to the motor control device 100.
インバータ50は、電源10からの直流電力を用いてモータ30を駆動するためのものであり、それぞれスイッチング動作を行う複数のスイッチング素子部51を有する。スイッチング素子部51は、たとえばIGBTとダイオードにより構成されており、電源10の正極側(上アーム)と負極側(下アーム)にそれぞれ3相分ずつ、合計6個配置される。インバータ50は、モータ制御装置100から出力されるPWM信号に基づいて、この6個のスイッチング素子部51をそれぞれスイッチング動作させることにより、出力電圧のパルス幅を変化させるパルス幅変調を行う。これにより、電源10からの直流電力が所定の三相交流電力に変換され、モータ30に印加される。   The inverter 50 is for driving the motor 30 using DC power from the power supply 10, and has a plurality of switching element portions 51 that perform a switching operation. The switching element unit 51 is configured by, for example, an IGBT and a diode, and a total of six switching elements 51 are arranged on the positive electrode side (upper arm) and the negative electrode side (lower arm) of the power supply 10 for three phases. The inverter 50 performs pulse width modulation for changing the pulse width of the output voltage by switching the six switching element sections 51 based on the PWM signal output from the motor control device 100. As a result, the DC power from the power supply 10 is converted into predetermined three-phase AC power and applied to the motor 30.
モータ30は、永久磁石を界磁源とする永久磁石同期電動機であり、3相(ここではU相、V相、W相とする)の巻線を有するステータと、各巻線に電流が流れることで変化する磁束によってトルクが発生するロータとの2つの部分から主に構成される。モータ30は、インバータ50から印加される三相交流電力によって回転駆動される。   The motor 30 is a permanent magnet synchronous motor using a permanent magnet as a field source, and has a stator having three-phase windings (here, U-phase, V-phase, and W-phase), and a current flows through each winding. It is mainly composed of two parts with the rotor that generates torque by the magnetic flux that changes in. The motor 30 is rotationally driven by the three-phase AC power applied from the inverter 50.
電流センサ80は、モータ30とインバータ50の間に設けられており、インバータ50からモータ30に出力される三相交流電力の各相の電流を検出する。電流センサ80により検出されたU相、V相、W相の各電流値Iu、Iv、Iwは、モータ制御装置100へそれぞれ伝達される。   The current sensor 80 is provided between the motor 30 and the inverter 50 and detects the current of each phase of the three-phase AC power output from the inverter 50 to the motor 30. The U-phase, V-phase, and W-phase current values Iu, Iv, and Iw detected by the current sensor 80 are transmitted to the motor control device 100, respectively.
磁極位置検出回路40は、モータ30のロータの回転に応じて変化する磁極の位置を検出する。磁極位置検出回路40により検出された磁極位置θは、モータ制御装置100へ伝達される。   The magnetic pole position detection circuit 40 detects the position of the magnetic pole that changes according to the rotation of the rotor of the motor 30. The magnetic pole position θ detected by the magnetic pole position detection circuit 40 is transmitted to the motor control device 100.
モータ温度センサ90は、モータ30の温度を検出する。モータ温度センサ90により検出されたモータ温度Tmは、モータ制御装置100へ伝達される。   The motor temperature sensor 90 detects the temperature of the motor 30. The motor temperature Tm detected by the motor temperature sensor 90 is transmitted to the motor control device 100.
モータ制御装置100は、インバータ50に接続されている。モータ制御装置100は、外部から入力されたトルク指令Trqを受信し、このトルク指令Trqに基づいてPWM信号を生成して、インバータ50の各スイッチング素子部51に出力する。すなわち、モータ制御装置100は、PWM信号によりインバータ50の出力電圧を制御することで、インバータ50からモータ30へ供給される電流を制御し、モータ30の制御を行う。モータ制御装置100は、電圧指令生成部101と、制御信号生成部102と、回転数演算部103と、電圧飽和抑制部104と、電流指令生成部105とを備える。   The motor control device 100 is connected to the inverter 50. The motor control device 100 receives a torque command Trq input from the outside, generates a PWM signal based on the torque command Trq, and outputs the PWM signal to each switching element unit 51 of the inverter 50. That is, the motor control device 100 controls the motor 30 by controlling the current supplied from the inverter 50 to the motor 30 by controlling the output voltage of the inverter 50 by the PWM signal. The motor control device 100 includes a voltage command generation unit 101, a control signal generation unit 102, a rotation speed calculation unit 103, a voltage saturation suppression unit 104, and a current command generation unit 105.
回転数演算部103は、磁極位置検出回路40から磁極位置θを取得し、磁極位置θの変化量からモータ回転数(角速度)ωを演算する。回転数演算部103により演算されたモータ回転数ωは、電圧飽和抑制部104および電流指令生成部105に伝達される。   The rotation speed calculation unit 103 acquires the magnetic pole position θ from the magnetic pole position detection circuit 40, and calculates the motor rotation speed (angular velocity) ω from the change amount of the magnetic pole position θ. The motor rotation speed ω calculated by the rotation speed calculation unit 103 is transmitted to the voltage saturation suppression unit 104 and the current command generation unit 105.
電流指令生成部105は、トルク指令Trq、モータ回転数ωおよび直流電圧値Vdcに基づいて、d軸電流指令値Id*およびq軸電流指令値Iq*を演算する。たとえば、モータ30に適合するトルク指令と電流指令値の対応関係を事前に求めておき、その結果を基に作成された電流マップをモータ制御装置100に記憶しておく。電流指令生成部105は、この電流マップに基づいて、トルク指令Trqおよびモータ回転数ωに応じたd軸電流指令値Id*およびq軸電流指令値Iq*を算出することができる。   The current command generation unit 105 calculates a d-axis current command value Id * and a q-axis current command value Iq * based on the torque command Trq, the motor rotation speed ω, and the DC voltage value Vdc. For example, a correspondence relationship between a torque command suitable for the motor 30 and a current command value is obtained in advance, and a current map created based on the result is stored in the motor control device 100. Based on the current map, the current command generation unit 105 can calculate the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * according to the torque command Trq and the motor rotation speed ω.
電圧飽和抑制部104は、d軸電流指令値Id*、q軸電流指令値Iq*をそれぞれ補正するためのd軸電流指令補正値Id’、q軸電流指令補正値Iq’を演算する。d軸電流指令補正値Id’およびq軸電流指令補正値Iq’は、モータ30の温度上昇による磁束変化によって生じるモータ30への印加電圧の上昇を抑制し、モータ30への印加電圧をインバータ50が出力可能な電圧の最大値(電圧制限値)以下に制限するためのものである。電圧飽和抑制部104は、モータ回転数ω、d軸電流指令値Id*およびq軸電流指令値Iq*に基づいて、モータ30の温度上昇によりインバータ50からモータ30への印加電圧が上昇するか否かを判断する。その結果、印加電圧が上昇すると判断した場合には、モータ温度Tmに基づいてd軸電流指令補正値Id’およびq軸電流指令補正値Iq’を演算する。一方、印加電圧が上昇しないと判断した場合には、d軸電流指令補正値Id’およびq軸電流指令補正値Iq’を0に設定する。なお、電圧飽和抑制部104の具体的な処理内容については、後で図7を参照して詳しく説明する。   The voltage saturation suppression unit 104 calculates a d-axis current command correction value Id ′ and a q-axis current command correction value Iq ′ for correcting the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq *, respectively. The d-axis current command correction value Id ′ and the q-axis current command correction value Iq ′ suppress an increase in the applied voltage to the motor 30 caused by a change in magnetic flux due to the temperature increase of the motor 30, and Is intended to limit the voltage to a maximum value (voltage limit value) that can be output. Based on the motor rotation speed ω, the d-axis current command value Id *, and the q-axis current command value Iq *, the voltage saturation suppression unit 104 determines whether the applied voltage from the inverter 50 to the motor 30 increases due to the temperature increase of the motor 30. Judge whether or not. As a result, when it is determined that the applied voltage increases, the d-axis current command correction value Id 'and the q-axis current command correction value Iq' are calculated based on the motor temperature Tm. On the other hand, when it is determined that the applied voltage does not increase, the d-axis current command correction value Id 'and the q-axis current command correction value Iq' are set to zero. The specific processing content of the voltage saturation suppression unit 104 will be described in detail later with reference to FIG.
電圧飽和抑制部104により演算されたd軸電流指令補正値Id’、q軸電流指令補正値Iq’は、d軸電流指令値Id*、q軸電流指令値Iq*とそれぞれ加算される。d軸電流指令値Id*とd軸電流指令補正値Id’との加算結果は、d軸電流補正後指令値Id**として電圧指令生成部101に入力される。q軸電流指令値Iq*とq軸電流指令補正値Iq’との加算結果は、q軸電流補正後指令値Iq**として電圧指令生成部101に入力される。これにより、d軸電流指令値Id*、q軸電流指令値Iq*がそれぞれ補正される。   The d-axis current command correction value Id ′ and the q-axis current command correction value Iq ′ calculated by the voltage saturation suppression unit 104 are added to the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq *, respectively. The addition result of the d-axis current command value Id * and the d-axis current command correction value Id ′ is input to the voltage command generation unit 101 as the d-axis current corrected command value Id **. The addition result of the q-axis current command value Iq * and the q-axis current command correction value Iq ′ is input to the voltage command generation unit 101 as the q-axis current corrected command value Iq **. As a result, the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * are corrected.
電圧指令生成部101は、d軸電流指令値Id*、q軸電流指令値Iq*をそれぞれ補正して得られたd軸電流補正後指令値Id**、q軸電流補正後指令値Iq**に基づいて、インバータ50の出力電圧を制御するためのd軸電圧指令値Vd*およびq軸電圧指令値Vq*を演算する。具体的には、電圧指令生成部101は、PI・非干渉制御部106と、3相/dq変換部107とを有する。3相/dq変換部107は、電流センサ80により検出された各相の電流値Iu、Iv、Iwと、磁極位置検出回路40により検出された磁極位置θとに基づいて、d軸電流値Idおよびq軸電流値Iqを算出する。PI・非干渉制御部106は、d軸電流補正後指令値Id**とd軸電流値Idの偏差と、q軸電流補正後指令値Iq**とq軸電流値Iqの偏差とを算出し、これらの偏差に基づいてd軸電圧指令値Vd*およびq軸電圧指令値Vq*を演算する。   The voltage command generation unit 101 includes a d-axis current corrected command value Id ** and a q-axis current corrected command value Iq * obtained by correcting the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq *, respectively. Based on *, a d-axis voltage command value Vd * and a q-axis voltage command value Vq * for controlling the output voltage of the inverter 50 are calculated. Specifically, the voltage command generation unit 101 includes a PI / non-interference control unit 106 and a three-phase / dq conversion unit 107. The three-phase / dq conversion unit 107 uses the d-axis current value Id based on the current values Iu, Iv, and Iw of each phase detected by the current sensor 80 and the magnetic pole position θ detected by the magnetic pole position detection circuit 40. And q-axis current value Iq is calculated. The PI / non-interference control unit 106 calculates the deviation between the d-axis current corrected command value Id ** and the d-axis current value Id, and the deviation between the q-axis current corrected command value Iq ** and the q-axis current value Iq. The d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * are calculated based on these deviations.
制御信号生成部102は、電圧指令生成部101により演算されたd軸電圧指令値Vd*およびq軸電圧指令値Vq*に基づいて、インバータ50の各スイッチング素子部51に対するPWM信号を生成する。具体的には、制御信号生成部102は、dq/3相変換部108と、PWM生成部109とを有する。dq/3相変換部108は、d軸電圧指令値Vd*およびq軸電圧指令値Vq*と、磁極位置検出回路40により検出された磁極位置θとに基づいて、U相、V相、W相の各電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*を算出する。PWM生成部109は、各相の電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*と、電圧検出回路70により検出された直流電圧値Vdcとに基づいて、各相の上下アームにそれぞれ対応するPWM信号を生成し、インバータ50の各スイッチング素子部51に出力する。   The control signal generation unit 102 generates a PWM signal for each switching element unit 51 of the inverter 50 based on the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * calculated by the voltage command generation unit 101. Specifically, the control signal generation unit 102 includes a dq / 3-phase conversion unit 108 and a PWM generation unit 109. The dq / 3-phase conversion unit 108 uses the U-phase, V-phase, and W-phase based on the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * and the magnetic pole position θ detected by the magnetic pole position detection circuit 40. Calculate each phase voltage command value Vu *, Vv *, Vw *. Based on the voltage command values Vu *, Vv *, Vw * of each phase and the DC voltage value Vdc detected by the voltage detection circuit 70, the PWM generator 109 outputs PWM signals respectively corresponding to the upper and lower arms of each phase. Is output to each switching element unit 51 of the inverter 50.
次に、モータ30の温度上昇によって生じるインバータ50からモータ30への印加電圧の上昇について説明する。モータ30の温度が上昇すると、モータ30の特性に応じて、こうした現象が生じる場合と生じない場合とがある。以下では、図2〜図5に示した電圧ベクトル図を参照して、この点について説明する。   Next, an increase in the voltage applied from the inverter 50 to the motor 30 caused by the temperature increase of the motor 30 will be described. When the temperature of the motor 30 rises, this phenomenon may or may not occur depending on the characteristics of the motor 30. Hereinafter, this point will be described with reference to voltage vector diagrams shown in FIGS.
モータ30のような永久磁石同期電動機における出力トルクは、一般に以下の式(1)で表される。式(1)において、Tは出力トルク、Pnはモータ極対数、φは永久磁石による鎖交磁束、Idはd軸電流値、Iqはq軸電流値、Ldはd軸インダクタンス、Lqはq軸インダクタンスをそれぞれ表す。
T=Pn{φ・Iq+(Ld-Lq)・Id・Iq} ・・・(1)
The output torque in a permanent magnet synchronous motor such as the motor 30 is generally expressed by the following equation (1). In Equation (1), T is the output torque, Pn is the number of motor pole pairs, φ is the flux linkage by the permanent magnet, Id is the d-axis current value, Iq is the q-axis current value, Ld is the d-axis inductance, and Lq is the q-axis Each represents an inductance.
T = Pn {φ ・ Iq + (Ld-Lq) ・ Id ・ Iq} (1)
式(1)において、鎖交磁束φは、モータ30の温度の上昇に応じて低下する温度特性を有する。そのため、モータ30の温度が上昇すると、出力トルクTは低下する。   In the equation (1), the flux linkage φ has a temperature characteristic that decreases as the temperature of the motor 30 increases. Therefore, when the temperature of the motor 30 increases, the output torque T decreases.
また、モータ30のような永久磁石同期電動機への印加電圧は、一般に以下の式(2)、(3)に示す電圧方程式によって表される。式(2)、(3)において、Vdはd軸電圧、Vqはq軸電圧、Raは相抵抗、Idはd軸電流値、Iqはq軸電流値、Ldはd軸インダクタンス、Lqはq軸インダクタンス、ωは角速度をそれぞれ表す。
Vd=Ra・Id-ω・Lq・Iq ・・・(2)
Vq=Ra・Iq+ω・Ld・Id+ω・φ ・・・(3)
In addition, the voltage applied to a permanent magnet synchronous motor such as the motor 30 is generally represented by the voltage equations shown in the following equations (2) and (3). In equations (2) and (3), Vd is d-axis voltage, Vq is q-axis voltage, Ra is phase resistance, Id is d-axis current value, Iq is q-axis current value, Ld is d-axis inductance, and Lq is q The axial inductance, ω, represents the angular velocity.
Vd = Ra ・ Id-ω ・ Lq ・ Iq (2)
Vq = Ra ・ Iq + ω ・ Ld ・ Id + ω ・ φ (3)
式(2)、(3)において、相抵抗Raを含む第一項の値は、他項と比較して十分小さい。そのため、式(2)、(3)の第一項をそれぞれ省略すると、電圧ベクトルV0は以下の式(4)で表現される。
V0=√(Vd2+Vq2)=√{(-ω・Lq・Iq)2+(ω・Ld・Id+ω・φ)2} ・・・(4)
In the expressions (2) and (3), the value of the first term including the phase resistance Ra is sufficiently smaller than that of the other terms. Therefore, if the first terms of the equations (2) and (3) are omitted, the voltage vector V0 is expressed by the following equation (4).
V0 = √ (Vd 2 + Vq 2 ) = √ {(-ω · Lq · Iq) 2 + (ω · Ld · Id + ω · φ) 2 } (4)
図2は、誘起電圧成分が支配的な埋込磁石型同期モータにおける電圧ベクトル図の例を示したものである。図2に示す通り、誘起電圧成分ωφが支配的なモータでは、インダクタンス成分ω・Ld・Idよりも誘起電圧成分ωφが大きい。つまり、q軸電圧Vqの値が正となり、電圧ベクトルV0はq軸の正方向に向かうこととなる。   FIG. 2 shows an example of a voltage vector diagram in an embedded magnet type synchronous motor in which the induced voltage component is dominant. As shown in FIG. 2, in the motor in which the induced voltage component ωφ is dominant, the induced voltage component ωφ is larger than the inductance component ω · Ld · Id. That is, the value of the q-axis voltage Vq is positive, and the voltage vector V0 is directed in the positive direction of the q-axis.
図3は、誘起電圧成分が支配的な埋込磁石型同期モータにおけるモータ温度上昇時の電圧ベクトル図の例を示したものである。前述のように、永久磁石の鎖交磁束φは、モータ温度が上昇すると減少する。よって誘起電圧成分ωφは、モータ温度の上昇に伴って減少する。一方、鎖交磁束φの減少によってd軸方向の磁束が通りやすくなるため、d軸インダクタンスLdが増加する。よってインダクタンス成分ω・Ld・Idは、モータ温度の上昇に伴って増加する。その結果、図3に示すように、モータ温度上昇後の電圧ベクトルV0’は、図2に示した電圧ベクトルV0に比べて小さくなる。   FIG. 3 shows an example of a voltage vector diagram when the motor temperature rises in an embedded magnet type synchronous motor in which the induced voltage component is dominant. As described above, the flux linkage φ of the permanent magnet decreases as the motor temperature increases. Therefore, the induced voltage component ωφ decreases as the motor temperature increases. On the other hand, the d-axis inductance Ld increases because the magnetic flux in the d-axis direction easily passes due to the decrease of the linkage flux φ. Therefore, the inductance components ω · Ld · Id increase as the motor temperature increases. As a result, as shown in FIG. 3, the voltage vector V0 'after the motor temperature rises becomes smaller than the voltage vector V0 shown in FIG.
図4は、リラクタンストルク型モータ(磁石量を減らしてリラクタンストルクの割合を増やした埋込磁石型同期モータ)における電圧ベクトル図の例を示したものである。図4に示す通り、インダクタンス成分ω・Ld・Idが支配的なリラクタンストルク型モータでは、相対的にインダクタンス成分ω・Ld・Idが大きく、磁石磁束による誘起電圧成分ωφが小さい。つまり、q軸電圧Vqの値が負となり、電圧ベクトルV0はq軸の負方向に向かうこととなる。   FIG. 4 shows an example of a voltage vector diagram in a reluctance torque type motor (an embedded magnet type synchronous motor in which the amount of reluctance torque is increased by decreasing the amount of magnets). As shown in FIG. 4, in the reluctance torque type motor in which the inductance component ω · Ld · Id is dominant, the inductance component ω · Ld · Id is relatively large and the induced voltage component ωφ due to the magnet magnetic flux is small. That is, the value of the q-axis voltage Vq is negative, and the voltage vector V0 is directed in the negative direction of the q-axis.
図5は、リラクタンストルク型モータにおけるモータ温度上昇時の電圧ベクトル図の例を示したものである。前述のように、永久磁石の鎖交磁束φは、モータ温度が上昇すると減少する。よって誘起電圧成分ωφは、図3の場合と同様に、モータ温度の上昇に伴って減少する。一方、鎖交磁束φの減少によってd軸方向の磁束が通りやすくなるため、d軸インダクタンスLdが増加する。この現象は、永久磁石の鎖交磁束φが小さいモータにおいて顕著である。よってインダクタンス成分ω・Ld・Idは、図3の場合と同様に、モータ温度の上昇に伴って増加する。その結果、図5に示すように、モータ温度上昇後の電圧ベクトルV0’は、図4に示した電圧ベクトルV0に比べてq軸の負方向に大きくなる。   FIG. 5 shows an example of a voltage vector diagram when the motor temperature rises in the reluctance torque type motor. As described above, the flux linkage φ of the permanent magnet decreases as the motor temperature increases. Therefore, the induced voltage component ωφ decreases as the motor temperature increases, as in the case of FIG. On the other hand, the d-axis inductance Ld increases because the magnetic flux in the d-axis direction easily passes due to the decrease of the linkage flux φ. This phenomenon is remarkable in a motor having a small interlinkage magnetic flux φ of a permanent magnet. Therefore, the inductance components ω · Ld · Id increase as the motor temperature increases, as in the case of FIG. As a result, as shown in FIG. 5, the voltage vector V0 'after the motor temperature rises becomes larger in the negative direction of the q axis than the voltage vector V0 shown in FIG.
以上説明したように、誘起電圧成分が支配的な埋込磁石型同期モータでは、モータ温度の上昇により電圧ベクトルV0が低下する。そのため、モータ30にこのようなモータを用いた場合には、モータ温度が上昇しても、モータ30への印加電圧がインバータ50の電圧制限値を超えることはない。一方、リラクタンストルク型モータでは、モータ温度の上昇により電圧ベクトルV0が上昇する。そのため、モータ30にこのようなモータを用いた場合には、モータ温度が上昇すると、モータ30への印加電圧がインバータ50の電圧制限値を超えてしまうことがある。その場合、インバータ50からモータ30に意図した通りの電流を流すことができず、モータ30の制御性が著しく低下してしまうことになる。   As described above, in the embedded magnet type synchronous motor in which the induced voltage component is dominant, the voltage vector V0 is lowered due to the increase in the motor temperature. Therefore, when such a motor is used as the motor 30, even if the motor temperature rises, the voltage applied to the motor 30 does not exceed the voltage limit value of the inverter 50. On the other hand, in a reluctance torque type motor, the voltage vector V0 increases due to an increase in motor temperature. Therefore, when such a motor is used as the motor 30, when the motor temperature rises, the voltage applied to the motor 30 may exceed the voltage limit value of the inverter 50. In that case, the current as intended from the inverter 50 cannot be supplied to the motor 30, and the controllability of the motor 30 is significantly reduced.
そこで本発明では、モータ30の温度上昇によりモータ30への印加電圧が上昇する場合には、前述のように電圧飽和抑制部104において、モータ温度Tmに基づいてd軸電流指令補正値Id’およびq軸電流指令補正値Iq’を演算する。これにより、d軸電流指令値Id*、q軸電流指令値Iq*をそれぞれ補正して、モータ30への印加電圧がインバータ50の電圧制限値を超えないように制限する。   Therefore, in the present invention, when the voltage applied to the motor 30 increases due to the temperature increase of the motor 30, the voltage saturation suppression unit 104, as described above, determines the d-axis current command correction value Id ′ based on the motor temperature Tm. The q-axis current command correction value Iq ′ is calculated. As a result, the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * are respectively corrected to limit the voltage applied to the motor 30 so as not to exceed the voltage limit value of the inverter 50.
図6は、本発明の第1の実施形態におけるモータ制御処理の流れを説明するフロー図である。このモータ制御処理は、インバータ50によりモータ30を駆動する際に、モータ制御装置100において、所定の処理周期ごとに実行される。   FIG. 6 is a flowchart for explaining the flow of the motor control process in the first embodiment of the present invention. This motor control process is executed at predetermined processing cycles in the motor control device 100 when the motor 30 is driven by the inverter 50.
ステップS10において、モータ制御装置100は、モータ制御処理を開始する。   In step S10, the motor control device 100 starts a motor control process.
ステップS20において、モータ制御装置100は、モータ制御処理に用いる各情報量として、外部から入力されたトルク指令Trqと、電圧検出回路70により検出された直流電圧値Vdcと、磁極位置検出回路40により検出された磁極位置θとを取得する。   In step S <b> 20, the motor control device 100 uses the torque command Trq input from the outside, the DC voltage value Vdc detected by the voltage detection circuit 70, and the magnetic pole position detection circuit 40 as each information amount used for the motor control processing. The detected magnetic pole position θ is acquired.
ステップS30において、モータ制御装置100は、電流指令生成部105によりd軸電流指令値Id*およびq軸電流指令値Iq*を生成する。このとき電流指令生成部105は、ステップS20で取得した磁極位置θから回転数演算部103が生成したモータ回転数ωと、ステップS20で取得したトルク指令Trqとに基づいて、たとえば前述の電流マップを用いることにより、d軸電流指令値Id*およびq軸電流指令値Iq*を生成する。   In step S <b> 30, the motor control device 100 generates the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * by the current command generation unit 105. At this time, the current command generation unit 105, for example, based on the motor rotation number ω generated by the rotation number calculation unit 103 from the magnetic pole position θ acquired in step S20 and the torque command Trq acquired in step S20, for example, the current map described above. Is used to generate the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq *.
ステップS40において、モータ制御装置100は、電圧飽和抑制部104により、モータ温度が上昇した場合にモータ30への印加電圧が上昇するか否かを判定する。このとき電圧飽和抑制部104は、ステップS30で生成されたd軸電流指令値Id*およびq軸電流指令値Iq*に基づいて、所定の判定条件が満たされるか否かを判定する。その結果、判定条件が満たされる場合には、印加電圧が上昇すると判断されてステップS50に遷移する。一方、判定条件が満たされない場合には、印加電圧が上昇しないと判断されてステップS60に遷移する。なお、ここで用いられる判定条件については、後で具体的に説明する。   In step S <b> 40, the motor control device 100 determines whether or not the voltage applied to the motor 30 is increased by the voltage saturation suppression unit 104 when the motor temperature is increased. At this time, the voltage saturation suppression unit 104 determines whether or not a predetermined determination condition is satisfied based on the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * generated in step S30. As a result, when the determination condition is satisfied, it is determined that the applied voltage increases, and the process proceeds to step S50. On the other hand, if the determination condition is not satisfied, it is determined that the applied voltage does not increase, and the process proceeds to step S60. The determination conditions used here will be specifically described later.
ステップS50において、モータ制御装置100は、電圧飽和抑制部104により、d軸電流指令補正値Id’およびq軸電流指令補正値Iq’を演算する。このとき電圧飽和抑制部104は、モータ温度Tmに基づいて、直流電圧値Vdcに応じて定まるインバータ50の電圧制限値よりもモータ30への印加電圧が小さくなるように、d軸電流指令補正値Id’およびq軸電流指令補正値Iq’を演算する。ステップS50の実行後は、ステップS70に遷移する。なお、d軸電流指令補正値Id’およびq軸電流指令補正値Iq’の具体的な演算方法については、後で説明する。   In step S <b> 50, the motor control device 100 calculates the d-axis current command correction value Id ′ and the q-axis current command correction value Iq ′ by the voltage saturation suppression unit 104. At this time, based on the motor temperature Tm, the voltage saturation suppression unit 104 sets the d-axis current command correction value so that the applied voltage to the motor 30 becomes smaller than the voltage limit value of the inverter 50 determined according to the DC voltage value Vdc. Id ′ and q-axis current command correction value Iq ′ are calculated. After step S50 is executed, the process proceeds to step S70. A specific calculation method for the d-axis current command correction value Id 'and the q-axis current command correction value Iq' will be described later.
ステップS60において、モータ制御装置100は、電圧飽和抑制部104により、d軸電流指令補正値Id’およびq軸電流指令補正値Iq’を0とする。ステップS60の実行後は、ステップS70に遷移する。   In step S <b> 60, the motor control device 100 sets the d-axis current command correction value Id ′ and the q-axis current command correction value Iq ′ to 0 by the voltage saturation suppression unit 104. After execution of step S60, the process proceeds to step S70.
ステップS70において、モータ制御装置100は、電圧指令生成部101および制御信号生成部102により、PWM信号を生成する。このとき電圧指令生成部101には、d軸電流指令値Id*とd軸電流指令補正値Id’の加算結果と、q軸電流指令値Iq*とq軸電流指令補正値Iq’の加算結果とが、d軸電流補正後指令値Id**、q軸電流補正後指令値Iq**として、それぞれ入力される。電圧指令生成部101は、PI・非干渉制御部106により、入力されたd軸電流補正後指令値Id**、q軸電流補正後指令値Iq**と、3相/dq変換部107で求められたd軸電流値Id、q軸電流値Iqとの偏差をそれぞれ算出し、これらの算出結果に基づいて、d軸電圧指令値Vd*およびq軸電圧指令値Vq*を演算する。制御信号生成部102は、dq/3相変換部108により、電圧指令生成部101で求められたd軸電圧指令値Vd*およびq軸電圧指令値Vq*と、ステップS20で取得した磁極位置θとに基づいて、各相の電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*を演算する。そして、PWM生成部109により、dq/3相変換部108で求められた電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*と、ステップS20で取得した直流電圧値Vdcとに基づいて、各相の上下アームにそれぞれ対応するPWM信号を生成する。ステップS70で生成されたPWM信号は、インバータ50の各スイッチング素子部51に出力される。   In step S <b> 70, the motor control device 100 generates a PWM signal using the voltage command generation unit 101 and the control signal generation unit 102. At this time, the voltage command generation unit 101 adds the addition result of the d-axis current command value Id * and the d-axis current command correction value Id ′ and the addition result of the q-axis current command value Iq * and the q-axis current command correction value Iq ′. Are input as d-axis current corrected command value Id ** and q-axis current corrected command value Iq **, respectively. The voltage command generation unit 101 includes a PI / non-interference control unit 106 that receives an input d-axis current corrected command value Id **, a q-axis current corrected command value Iq **, and a three-phase / dq conversion unit 107. Deviations from the obtained d-axis current value Id and q-axis current value Iq are calculated, respectively, and a d-axis voltage command value Vd * and a q-axis voltage command value Vq * are calculated based on these calculation results. The control signal generation unit 102 uses the dq / 3-phase conversion unit 108 to determine the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * obtained by the voltage command generation unit 101, and the magnetic pole position θ acquired in step S20. Based on the above, the voltage command values Vu *, Vv *, Vw * of each phase are calculated. Based on the voltage command values Vu *, Vv *, Vw * obtained by the dq / 3-phase converter 108 by the PWM generator 109 and the DC voltage value Vdc acquired in step S20, the upper and lower of each phase A PWM signal corresponding to each arm is generated. The PWM signal generated in step S70 is output to each switching element unit 51 of the inverter 50.
ステップS80において、モータ制御装置100は、モータ制御処理を終了する。   In step S80, the motor control device 100 ends the motor control process.
次に、電圧飽和抑制部104の詳細について説明する。図7は、本発明の第1の実施形態における電流飽和抑制部104の詳細な構成を説明する図である。図7に示すように、本実施形態の電流飽和抑制部104は、印加電圧上昇判定部110と、インダクタンス変化量演算部111と、電流指令補正部112とから構成される。   Next, details of the voltage saturation suppressing unit 104 will be described. FIG. 7 is a diagram illustrating a detailed configuration of the current saturation suppressing unit 104 according to the first embodiment of the present invention. As shown in FIG. 7, the current saturation suppression unit 104 of the present embodiment includes an applied voltage increase determination unit 110, an inductance change amount calculation unit 111, and a current command correction unit 112.
印加電圧上昇判定部110は、モータ回転数ω、d軸電流指令値Id*およびq軸電流指令値Iq*に基づいて、モータ温度が上昇した場合にモータ30への印加電圧が上昇するか否かの判定を行う。具体的には、印加電圧上昇判定部110は、これらの値に基づいて、前述の式(3)に示した電圧方程式を用いて、補正前のd軸電流指令値Id*およびq軸電流指令値Iq*に対するモータ30のq軸電圧Vqを推定する。そして、推定したq軸電圧Vqが正負いずれであるかを確認し、負であればモータ温度の上昇により印加電圧が上昇すると判断して、電圧上昇判定フラグFlgを出力する。図6のステップS40では、この印加電圧上昇判定部110により、q軸電圧Vqの推定結果が負であることを判定条件として、前述のような判定処理が行われる。   The applied voltage increase determination unit 110 determines whether the applied voltage to the motor 30 increases when the motor temperature increases based on the motor rotation speed ω, the d-axis current command value Id *, and the q-axis current command value Iq *. Judgment is made. Specifically, the applied voltage increase determination unit 110 uses the voltage equation shown in the above-described equation (3) based on these values, and the d-axis current command value Id * and the q-axis current command before correction. The q-axis voltage Vq of the motor 30 with respect to the value Iq * is estimated. Then, it is confirmed whether the estimated q-axis voltage Vq is positive or negative. If it is negative, it is determined that the applied voltage increases due to the increase in motor temperature, and a voltage increase determination flag Flg is output. In step S40 of FIG. 6, the applied voltage increase determination unit 110 performs the determination process as described above on the condition that the estimation result of the q-axis voltage Vq is negative.
インダクタンス変化量演算部111は、モータ温度Tmに基づいて、モータ30の温度上昇によるd軸インダクタンス変化量Ld’およびq軸インダクタンス変化量Lq’を演算する。たとえば、モータ30におけるd軸インダクタンスLdおよびq軸インダクタンスLqとモータ温度Tmとの関係を予め実測等により求めておき、その結果をモータ制御装置100にテーブル化して記憶しておく。インダクタンス変化量演算部111は、このテーブルを参照することで、モータ温度Tmに対応したd軸インダクタンス変化量Ld’およびq軸インダクタンス変化量Lq’を算出できる。   The inductance change amount calculation unit 111 calculates the d-axis inductance change amount Ld ′ and the q-axis inductance change amount Lq ′ due to the temperature rise of the motor 30 based on the motor temperature Tm. For example, the relationship between the d-axis inductance Ld and q-axis inductance Lq in the motor 30 and the motor temperature Tm is obtained in advance by actual measurement or the like, and the result is stored in the motor control device 100 as a table. The inductance change amount calculation unit 111 can calculate the d-axis inductance change amount Ld ′ and the q-axis inductance change amount Lq ′ corresponding to the motor temperature Tm by referring to this table.
電流指令補正部112は、印加電圧上昇判定部110から出力された電圧上昇判定フラグFlgがONの場合に、d軸電流指令補正値Id’およびq軸電流指令補正値Iq’を演算する。具体的には、電流指令補正部112は、d軸電流指令値Id*およびq軸電流指令値Iq*と、インダクタンス変化量演算部111で演算されたd軸インダクタンス変化量Ld’およびq軸インダクタンス変化量Lq’とに基づいて、以下で説明する計算を行う。これにより、d軸電圧指令値Vd*およびq軸電圧指令値Vq*が、理想状態、すなわちd軸インダクタンス変化量Ld’およびq軸インダクタンス変化量Lq’がいずれも0であるときのd軸電圧Vdおよびq軸電圧Vqとそれぞれ一致するように、d軸電流指令補正値Id’およびq軸電流指令補正値Iq’を求める。   The current command correction unit 112 calculates the d-axis current command correction value Id ′ and the q-axis current command correction value Iq ′ when the voltage increase determination flag Flg output from the applied voltage increase determination unit 110 is ON. Specifically, the current command correction unit 112 includes the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq *, the d-axis inductance change amount Ld ′ calculated by the inductance change amount calculation unit 111, and the q-axis inductance. Based on the change amount Lq ′, the calculation described below is performed. As a result, the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * are in the ideal state, that is, the d-axis voltage when the d-axis inductance change amount Ld ′ and the q-axis inductance change amount Lq ′ are both zero. The d-axis current command correction value Id ′ and the q-axis current command correction value Iq ′ are obtained so as to coincide with Vd and the q-axis voltage Vq, respectively.
理想状態でのd軸電圧Vdとd軸電圧指令値Vd*とが等しいという条件を適用すると、前述の式(2)に示した電圧方程式から、以下の式(5)が導かれる。
Ra・Id-ω・Lq・Iq=Ra・(Id+Id')-ω・(Lq+Lq’)・(Iq+Iq') ・・・(5)
When the condition that the d-axis voltage Vd in the ideal state is equal to the d-axis voltage command value Vd * is applied, the following equation (5) is derived from the voltage equation shown in the above equation (2).
Ra ・ Id-ω ・ Lq ・ Iq = Ra ・ (Id + Id ')-ω ・ (Lq + Lq') ・ (Iq + Iq ') (5)
式(5)において、相抵抗Raの項を0とすると、以下の式(6)が得られる。
ω・Lq・Iq=ω・(Lq+Lq')・(Iq+Iq') ・・・(6)
In the equation (5), when the term of the phase resistance Ra is 0, the following equation (6) is obtained.
ω ・ Lq ・ Iq = ω ・ (Lq + Lq ') ・ (Iq + Iq') (6)
式(6)を変形することで、q軸電流指令補正値Iq’を表す以下の式(7)が求められる。
Iq'=-{Lq'/(Lq+Lq')}・Iq ・・・(7)
By transforming Equation (6), the following Equation (7) representing the q-axis current command correction value Iq ′ is obtained.
Iq '=-{Lq' / (Lq + Lq ')} · Iq (7)
同様に、理想状態でのq軸電圧Vqとq軸電圧指令値Vq*とが等しいという条件を適用すると、前述の式(3)に示した電圧方程式から、以下の式(8)が導かれる。
Ra・Iq+ω・Ld・Id+ω・φ=Ra・(Iq+Iq')+ω・(Ld+Ld')・(Id+Id')+ω・φ ・・・(8)
Similarly, when the condition that the q-axis voltage Vq in the ideal state is equal to the q-axis voltage command value Vq * is applied, the following equation (8) is derived from the voltage equation shown in the above equation (3). .
Ra ・ Iq + ω ・ Ld ・ Id + ω ・ φ = Ra ・ (Iq + Iq ') + ω ・ (Ld + Ld') ・ (Id + Id ') + ω ・ φ (8)
式(8)において相抵抗Raの項を0として変形すると、d軸電流指令補正値Id’を表す以下の式(9)が得られる。
Id'=-{Ld'/(Ld+Ld')・Id ・・・(9)
When the phase resistance Ra term is changed to 0 in equation (8), the following equation (9) representing the d-axis current command correction value Id ′ is obtained.
Id '=-{Ld' / (Ld + Ld ') · Id (9)
式(7)において、電流指令生成部105から電圧飽和抑制部104に入力されたq軸電流指令値Iq*をq軸電流値Iqに代入すると、インダクタンス変化量演算部111で演算されたq軸インダクタンス変化量Lq’から、q軸電流指令補正値Iq’が求められる。なお、式(7)のq軸インダクタンスLqの値は、所定の基準モータ温度における値として予め設定されている。同様に、式(9)において、電流指令生成部105から電圧飽和抑制部104に入力されたd軸電流指令値Id*をd軸電流値Idに代入すると、インダクタンス変化量演算部111で演算されたd軸インダクタンス変化量Ld’から、d軸電流指令補正値Id’が求められる。なお、式(9)のd軸インダクタンスLdの値は、所定の基準モータ温度における値として予め設定されている。   In Expression (7), when the q-axis current command value Iq * input from the current command generation unit 105 to the voltage saturation suppression unit 104 is substituted into the q-axis current value Iq, the q-axis calculated by the inductance change amount calculation unit 111 A q-axis current command correction value Iq ′ is obtained from the inductance change amount Lq ′. Note that the value of the q-axis inductance Lq in Expression (7) is set in advance as a value at a predetermined reference motor temperature. Similarly, in equation (9), when the d-axis current command value Id * input from the current command generation unit 105 to the voltage saturation suppression unit 104 is substituted into the d-axis current value Id, the inductance change amount calculation unit 111 calculates the value. The d-axis current command correction value Id ′ is obtained from the d-axis inductance change amount Ld ′. Note that the value of the d-axis inductance Ld in Expression (9) is preset as a value at a predetermined reference motor temperature.
図6のステップS50では、以上説明したインダクタンス変化量演算部111および電流指令補正部112の処理により、インバータ50の電圧制限値よりもモータ30への印加電圧が小さくなるようなd軸電流指令補正値Id’およびq軸電流指令補正値Iq’が演算される。   In step S50 of FIG. 6, the d-axis current command correction so that the applied voltage to the motor 30 is smaller than the voltage limit value of the inverter 50 by the processing of the inductance change amount calculation unit 111 and the current command correction unit 112 described above. The value Id ′ and the q-axis current command correction value Iq ′ are calculated.
以上説明した本発明の第1の実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。   According to the 1st Embodiment of this invention demonstrated above, there exist the following effects.
(1)モータ制御装置100は、永久磁石を界磁源とするモータ30を駆動するためのインバータ50に接続され、入力されたトルク指令値Trqに基づいてインバータ50の出力電圧を制御することで、モータ30を制御する。モータ制御装置100は、電流指令生成部105と、電圧指令生成部101と、電圧飽和抑制部104とを備える。電流指令生成部105は、トルク指令値Trqに基づいてd軸電流指令値Id*およびq軸電流指令値Iq*を演算する。電圧指令生成部101は、d軸電流指令値Id*およびq軸電流指令値Iq*に基づいてインバータ50の出力電圧を制御するためのd軸電圧指令値Vd*およびq軸電圧指令値Vq*を演算する。電圧飽和抑制部104は、モータ30の温度上昇によりモータ30への印加電圧が上昇する場合に、d軸電流指令値Id*およびq軸電流指令値Iq*を補正してインバータ50の出力電圧を制限する。このようにしたので、モータ30の温度上昇によりモータ30への印加電圧が上昇する場合に、電流指令値を適切に補正することができる。 (1) The motor control device 100 is connected to the inverter 50 for driving the motor 30 having a permanent magnet as a field source, and controls the output voltage of the inverter 50 based on the input torque command value Trq. The motor 30 is controlled. The motor control device 100 includes a current command generation unit 105, a voltage command generation unit 101, and a voltage saturation suppression unit 104. The current command generation unit 105 calculates a d-axis current command value Id * and a q-axis current command value Iq * based on the torque command value Trq. The voltage command generation unit 101 controls the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * for controlling the output voltage of the inverter 50 based on the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq *. Is calculated. The voltage saturation suppression unit 104 corrects the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * and increases the output voltage of the inverter 50 when the voltage applied to the motor 30 increases due to the temperature increase of the motor 30. Restrict. Since it did in this way, when the applied voltage to the motor 30 rises by the temperature rise of the motor 30, an electric current command value can be correct | amended appropriately.
(2)電圧飽和抑制部104は、印加電圧上昇判定部110により、d軸電流指令値Id*およびq軸電流指令値Iq*に基づいてモータ30のq軸電圧Vqを推定し、そのq軸電圧Vqの推定結果が負である場合に、モータ30の温度上昇によりモータ30への印加電圧が上昇すると判断する(ステップS40)。このようにしたので、モータ30の温度上昇によりモータ30への印加電圧が上昇するか否かを確実に判断することができる。 (2) The voltage saturation suppression unit 104 estimates the q-axis voltage Vq of the motor 30 based on the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * by the applied voltage increase determination unit 110, and the q-axis When the estimation result of the voltage Vq is negative, it is determined that the voltage applied to the motor 30 increases due to the temperature increase of the motor 30 (step S40). Since it did in this way, it can be judged reliably whether the applied voltage to the motor 30 rises by the temperature rise of the motor 30. FIG.
(3)電圧飽和抑制部104は、インダクタンス変化量演算部111により、モータ温度Tmに基づいてモータ30のd軸インダクタンス変化量Ld’およびq軸インダクタンス変化量Lq’を演算する。そして、電流指令補正部112により、インダクタンス変化量演算部111が演算したモータ30のd軸インダクタンス変化量Ld’およびq軸インダクタンス変化量Lq’に基づいて、d軸電流指令補正値Id’およびq軸電流指令補正値Iq’を演算し、これらを用いてd軸電流指令値Id*およびq軸電流指令値Iq*を補正する(ステップS50)。このようにしたので、モータ30の温度上昇によるインダクタンスの変化量に応じて、電流指令値を適切に補正することができる。 (3) The voltage saturation suppression unit 104 causes the inductance change amount calculation unit 111 to calculate the d-axis inductance change amount Ld ′ and the q-axis inductance change amount Lq ′ of the motor 30 based on the motor temperature Tm. Then, based on the d-axis inductance change amount Ld ′ and the q-axis inductance change amount Lq ′ of the motor 30 calculated by the inductance change amount calculation unit 111 by the current command correction unit 112, the d-axis current command correction values Id ′ and q The shaft current command correction value Iq ′ is calculated, and using these, the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * are corrected (step S50). Since it did in this way, according to the variation | change_quantity of the inductance by the temperature rise of the motor 30, an electric current command value can be correct | amended appropriately.
−第2の実施の形態−
次に本発明の第2の実施形態について説明する。本実施形態では、モータ30の温度上昇によりインダクタンスが変化した場合に、モータ30への印加電圧がインバータ50の電圧制限値を超えないように制限しつつ、モータ30の出力トルクの変化を抑制する例について説明する。なお、本実施形態におけるモータ駆動システムの構成は、図1に示した第1の実施形態における構成と同じである。また、電圧飽和抑制部104の構成も、図7に示した第1の実施形態における構成と同じである。そのため、以下の説明では、これらの構成図を参照して本実施形態の説明を行うこととする。
-Second Embodiment-
Next, a second embodiment of the present invention will be described. In the present embodiment, when the inductance changes due to the temperature rise of the motor 30, the change in the output torque of the motor 30 is suppressed while limiting the voltage applied to the motor 30 so as not to exceed the voltage limit value of the inverter 50. An example will be described. The configuration of the motor drive system in this embodiment is the same as that in the first embodiment shown in FIG. The configuration of the voltage saturation suppression unit 104 is the same as that in the first embodiment shown in FIG. Therefore, in the following description, the present embodiment will be described with reference to these configuration diagrams.
前述の第1の実施形態では、電流指令補正部112において、d軸電圧指令値Vd*およびq軸電圧指令値Vq*が理想状態でのd軸電圧Vdおよびq軸電圧Vqとそれぞれ一致するように、d軸電流指令補正値Id’およびq軸電流指令補正値Iq’を求める例を説明した。しかし、このような計算方法では、モータ30への印加電圧を制限することで、モータ30の出力トルクが変化してしまう場合がある。そこで本実施形態では、電流指令補正部112において以下の計算を行うことにより、モータ30への印加電圧を制限しつつ、モータ30の出力トルクの変化を抑制できるように、d軸電流指令補正値Id’およびq軸電流指令補正値Iq’を求める。   In the first embodiment described above, in the current command correction unit 112, the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * match the d-axis voltage Vd and the q-axis voltage Vq in the ideal state, respectively. The example in which the d-axis current command correction value Id ′ and the q-axis current command correction value Iq ′ are obtained has been described. However, in such a calculation method, the output torque of the motor 30 may change by limiting the voltage applied to the motor 30. Therefore, in this embodiment, the current command correction unit 112 performs the following calculation so that the change in the output torque of the motor 30 can be suppressed while limiting the voltage applied to the motor 30. Id ′ and q-axis current command correction value Iq ′ are obtained.
モータ30の出力トルクTは、前述の式(1)により表される。ここで、d軸電流補正後指令値Id**およびq軸電流補正後指令値Id**によって得られる出力トルクが、d軸インダクタンス変化量Ld’およびq軸インダクタンス変化量Lq’がいずれも0である理想状態での出力トルクに等しければ、モータ30の出力トルクの変化を抑制できる。この条件を適用すると、式(1)から以下の式(10)が導かれる。
Pn{φ・Iq+(Ld-Lq)・Id・Iq}=Pn{φ・Iq**+(Ld+Ld'-Lq-Lq')・Id**・Iq**} ・・・(10)
The output torque T of the motor 30 is expressed by the above equation (1). Here, the output torque obtained by the command value Id ** after d-axis current correction and the command value Id ** after q-axis current correction is zero in both the d-axis inductance change amount Ld ′ and the q-axis inductance change amount Lq ′. If it is equal to the output torque in the ideal state, the change in the output torque of the motor 30 can be suppressed. When this condition is applied, the following equation (10) is derived from the equation (1).
Pn {φ ・ Iq + (Ld-Lq) ・ Id ・ Iq} = Pn {φ ・ Iq ** + (Ld + Ld'-Lq-Lq ') ・ Id ** ・ Iq **} (10)
式(10)をd軸電流補正後指令値Id**について解くと、以下の式(11)が導かれる。
Id**={φ・Iq+(Ld-Lq)・Id・Iq-φ・Iq**}/(Ld+Ld'-Lq-Lq')・Iq**} ・・・(11)
When Expression (10) is solved for the d-axis current corrected command value Id **, the following Expression (11) is derived.
Id ** = {φ ・ Iq + (Ld-Lq) ・ Id ・ Iq-φ ・ Iq **} / (Ld + Ld'-Lq-Lq ') ・ Iq **} (11)
また、モータ30の電圧ベクトルは、前述の式(4)により表される。ここで、d軸電流補正後指令値Id**およびq軸電流補正後指令値Id**によって得られる電圧ベクトルが、d軸インダクタンス変化量Ld’およびq軸インダクタンス変化量Lq’がいずれも0である理想状態での電圧ベクトルに等しければ、モータ30の印加電圧の変化を抑制できる。この条件を適用すると、式(4)から以下の式(12)が導かれる。
(-ω・Lq・Iq)2+(ω・Ld・Id+ω・φ)2={-ω・(Lq+Lq')・Iq**}2+{ω・(Ld+Ld')・Id**+ω・φ}2
・・・(12)
Further, the voltage vector of the motor 30 is expressed by the above-described equation (4). Here, the voltage vector obtained from the command value Id ** after d-axis current correction and the command value Id ** after q-axis current correction indicates that both the d-axis inductance change amount Ld ′ and the q-axis inductance change amount Lq ′ are 0. If it is equal to the voltage vector in the ideal state, the change in the applied voltage of the motor 30 can be suppressed. When this condition is applied, the following equation (12) is derived from the equation (4).
(-ω ・ Lq ・ Iq) 2 + (ω ・ Ld ・ Id + ω ・ φ) 2 = {-ω ・ (Lq + Lq ') ・ Iq **} 2 + {ω ・ (Ld + Ld') ・Id ** + ω ・ φ} 2
(12)
式(12)をq軸電流補正後指令値Iq**について解くと、以下の式(13)が導かれる。
Iq**=√{{Lq2Iq2+Ld2Id2+2Ld・Id・φ-(Ld+Ld')2・Id**2-2(Ld+Ld')・Id**・φ}/(Lq+Lq')2}
・・・(13)
When Expression (12) is solved for the q-axis current corrected command value Iq **, the following Expression (13) is derived.
Iq ** = √ {{Lq 2 Iq 2 + Ld 2 Id 2 + 2Ld ・ Id ・ φ- (Ld + Ld ') 2・ Id ** 2 -2 (Ld + Ld') ・ Id ** ・ φ} / (Lq + Lq ') 2 }
... (13)
上記の式(11)、(13)から、d軸電流補正後指令値Id**およびq軸電流補正後指令値Iq**が求められる。そして、Id**=Id*+Id’、Iq**=Iq*+Iq’であることから、d軸電流指令補正値Id’およびq軸電流指令補正値Iq’を求めることができる。こうして求められたd軸電流指令補正値Id’およびq軸電流指令補正値Iq’を用いて、d軸電流指令値Id*およびq軸電流指令値Iq*をそれぞれ補正することにより、モータ30の出力トルクTをトルク指令値Trqと一致させることができる。   From the above equations (11) and (13), the d-axis current corrected command value Id ** and the q-axis current corrected command value Iq ** are obtained. Since Id ** = Id * + Id ′ and Iq ** = Iq * + Iq ′, the d-axis current command correction value Id ′ and the q-axis current command correction value Iq ′ can be obtained. Using the d-axis current command correction value Id ′ and the q-axis current command correction value Iq ′ thus determined, the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * are corrected, respectively. The output torque T can be matched with the torque command value Trq.
以上説明した本発明の第2の実施形態によれば、第1の実施形態で説明した(1)〜(3)の作用効果に加えて、さらに以下の作用効果を奏する。   According to the second embodiment of the present invention described above, in addition to the functions and effects (1) to (3) described in the first embodiment, the following functions and effects are further exhibited.
(4)電圧飽和抑制部104は、電流指令補正部112により、インバータ50の出力電圧が所定の出力制限値以下となり、かつモータ30の出力トルクTがトルク指令値Trqと一致するように、d軸電流指令値Id*およびq軸電流指令値Iq*を補正する。このようにしたので、モータ30への印加電圧を制限しつつ、モータ30の出力トルクの変化を抑制することができる。 (4) The voltage saturation suppression unit 104 uses the current command correction unit 112 so that the output voltage of the inverter 50 is equal to or lower than a predetermined output limit value, and the output torque T of the motor 30 matches the torque command value Trq. The axis current command value Id * and the q axis current command value Iq * are corrected. Since it did in this way, the change of the output torque of the motor 30 can be suppressed, restrict | limiting the voltage applied to the motor 30. FIG.
−第3の実施の形態−
次に本発明の第3の実施形態について説明する。本実施形態では、モータ温度Tmを検出せずに、d軸電流指令補正値Id’およびq軸電流指令補正値Iq’を求める例について説明する。
-Third embodiment-
Next, a third embodiment of the present invention will be described. In the present embodiment, an example in which the d-axis current command correction value Id ′ and the q-axis current command correction value Iq ′ are obtained without detecting the motor temperature Tm will be described.
図8は、本発明の第3の実施形態に係るモータ制御装置を含むモータ駆動システムの構成を示す図である。図8のモータ駆動システムでは、図1に示した第1の実施形態のモータ駆動システムとは異なり、モータ温度センサ90が設けられていない。また、モータ制御装置100において、電圧指令生成部101は、図1のPI・非干渉制御部106に替えて、非干渉制御部113およびPI制御部114を有している。   FIG. 8 is a diagram showing a configuration of a motor drive system including a motor control device according to the third embodiment of the present invention. In the motor drive system of FIG. 8, unlike the motor drive system of the first embodiment shown in FIG. 1, the motor temperature sensor 90 is not provided. In the motor control device 100, the voltage command generation unit 101 includes a non-interference control unit 113 and a PI control unit 114 instead of the PI / non-interference control unit 106 of FIG.
非干渉制御部113は、電流指令生成部105により演算されたd軸電流指令値Id*およびq軸電流指令値Iq*と、モータ回転数ωとに基づいて、d軸非干渉電圧値Vdd*およびq軸非干渉電圧値Vqd*を演算する。d軸非干渉電圧値Vdd*、q軸非干渉電圧値Vqd*は、d軸電流指令値Id*およびq軸電流指令値Iq*に対する理想状態でのモータ30のd軸電圧とq軸電圧をそれぞれ表している。なお、理想状態でのd軸電圧およびq軸電圧とは、d軸とq軸の間での相互の干渉がキャンセルされるようなd軸電圧およびq軸電圧のことである。   The non-interference control unit 113 determines the d-axis non-interference voltage value Vdd * based on the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * calculated by the current command generation unit 105 and the motor rotational speed ω. And q-axis non-interference voltage value Vqd * is calculated. The d-axis non-interference voltage value Vdd * and the q-axis non-interference voltage value Vqd * are the d-axis voltage and q-axis voltage of the motor 30 in an ideal state with respect to the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq *. Represents each. The d-axis voltage and the q-axis voltage in the ideal state are a d-axis voltage and a q-axis voltage that cancel each other's interference between the d-axis and the q-axis.
PI制御部114は、モータ30に流れるd軸電流値Idおよびq軸電流値Iqと、d軸電流指令値Id*、q軸電流指令値Iq*をそれぞれ補正して得られたd軸電流補正後指令値Id**、q軸電流補正後指令値Iq**とに基づいて、d軸PI電圧指令値Vdp*およびq軸PI電圧指令値Vqp*を演算する。具体的には、PI制御部114は、d軸電流補正後指令値Id**とd軸電流値Idの偏差と、q軸電流補正後指令値Iq**とq軸電流値Iqの偏差とを算出し、これらの偏差に対してPI制御を行うことにより、d軸PI電圧指令値Vdp*およびq軸PI電圧指令値Vqp*を演算する。   The PI control unit 114 corrects the d-axis current obtained by correcting the d-axis current value Id and the q-axis current value Iq flowing through the motor 30, the d-axis current command value Id *, and the q-axis current command value Iq *. A d-axis PI voltage command value Vdp * and a q-axis PI voltage command value Vqp * are calculated based on the post-command value Id ** and the q-axis current corrected command value Iq **. Specifically, the PI control unit 114 determines the deviation between the d-axis current corrected command value Id ** and the d-axis current value Id, and the deviation between the q-axis current corrected command value Iq ** and the q-axis current value Iq. Is calculated, and PI control is performed on these deviations to calculate the d-axis PI voltage command value Vdp * and the q-axis PI voltage command value Vqp *.
電圧指令生成部101は、非干渉制御部113により演算したd軸非干渉電圧値Vdd*、q軸非干渉電圧値Vqd*と、PI制御部114により演算したd軸PI電圧指令値Vdp*、q軸PI電圧指令値Vqp*とを、それぞれ加算する。そして、d軸非干渉電圧値Vdd*とd軸PI電圧指令値Vdp*との加算結果をd軸電圧指令値Vd*、q軸非干渉電圧値Vqd*とq軸PI電圧指令値Vqp*との加算結果をq軸電圧指令値Vq*として、制御信号生成部102にそれぞれ出力する。   The voltage command generation unit 101 includes a d-axis non-interference voltage value Vdd * and a q-axis non-interference voltage value Vqd * calculated by the non-interference control unit 113, and a d-axis PI voltage command value Vdp * calculated by the PI control unit 114. The q-axis PI voltage command value Vqp * is added. Then, the addition result of the d-axis non-interference voltage value Vdd * and the d-axis PI voltage command value Vdp * is the d-axis voltage command value Vd *, the q-axis non-interference voltage value Vqd *, and the q-axis PI voltage command value Vqp *. Are added to the control signal generator 102 as q-axis voltage command values Vq *.
本実施形態において、電圧飽和抑制部104は、モータ温度Tmを使用せずにd軸電流指令補正値Id’およびq軸電流指令補正値Iq’を演算する。具体的には、電圧飽和抑制部104は、電流指令生成部105から出力されたd軸電流指令値Id*およびq軸電流指令値Iq*を監視し、これらの値が変化しない期間を電流指令固定期間として検出する。そして、電流指令固定期間が所定時間以上継続している場合に、PI制御部114で演算されたd軸PI電圧指令値Vdp*およびq軸PI電圧指令値Vqp*に基づいて、d軸電流指令補正値Id’およびq軸電流指令補正値Iq’を演算する。なお、具体的な演算方法については、後で詳しく説明する。   In the present embodiment, the voltage saturation suppression unit 104 calculates the d-axis current command correction value Id ′ and the q-axis current command correction value Iq ′ without using the motor temperature Tm. Specifically, the voltage saturation suppression unit 104 monitors the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * output from the current command generation unit 105, and determines a period during which these values do not change. Detect as a fixed period. When the current command fixed period continues for a predetermined time or more, the d-axis current command is based on the d-axis PI voltage command value Vdp * and the q-axis PI voltage command value Vqp * calculated by the PI control unit 114. The correction value Id ′ and the q-axis current command correction value Iq ′ are calculated. A specific calculation method will be described later in detail.
図9は、本発明の第3の実施形態におけるモータ制御処理の流れを説明するフロー図である。このモータ制御処理は、図6のフロー図に示した第1の実施形態におけるモータ制御処理と同様に、インバータ50によりモータ30を駆動する際に、モータ制御装置100において、所定の処理周期ごとに実行される。   FIG. 9 is a flowchart for explaining the flow of the motor control process in the third embodiment of the present invention. Similar to the motor control process in the first embodiment shown in the flowchart of FIG. 6, this motor control process is performed every predetermined processing cycle in the motor control device 100 when the motor 30 is driven by the inverter 50. Executed.
ステップS110において、モータ制御装置100は、モータ制御処理を開始する。   In step S110, the motor control device 100 starts a motor control process.
ステップS120において、モータ制御装置100は、モータ制御処理に用いる各情報量として、外部から入力されたトルク指令Trqと、電圧検出回路70により検出された直流電圧値Vdcと、磁極位置検出回路40により検出された磁極位置θとを取得する。   In step S120, the motor control device 100 uses the torque command Trq input from the outside, the DC voltage value Vdc detected by the voltage detection circuit 70, and the magnetic pole position detection circuit 40 as each information amount used for the motor control processing. The detected magnetic pole position θ is acquired.
ステップS130において、モータ制御装置100は、電流指令生成部105によりd軸電流指令値Id*およびq軸電流指令値Iq*を生成する。このとき電流指令生成部105は、ステップS120で取得した磁極位置θから回転数演算部103が生成したモータ回転数ωと、ステップS120で取得したトルク指令Trqとに基づいて、たとえば図6のステップS30と同様に電流マップを用いることにより、d軸電流指令値Id*およびq軸電流指令値Iq*を生成する。   In step S130, the motor control device 100 generates the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * by the current command generation unit 105. At this time, the current command generator 105 generates, for example, the step of FIG. 6 based on the motor rotational speed ω generated by the rotational speed calculator 103 from the magnetic pole position θ acquired in step S120 and the torque command Trq acquired in step S120. The d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * are generated by using the current map as in S30.
ステップS140において、モータ制御装置100は、電圧指令生成部101のPI制御部114により、d軸PI電圧指令値Vdp*およびq軸PI電圧指令値Vqp*を演算する。このときPI制御部114には、直前のステップS130で生成されたd軸電流指令値Id*およびq軸電流指令値Iq*に、電圧飽和抑制部104で求められた前回のd軸電流指令補正値Id’およびq軸電流指令補正値Iq’をそれぞれ加算した結果が、d軸電流補正後指令値Id**およびq軸電流補正後指令値Iq**として入力される。PI制御部114は、入力されたd軸電流補正後指令値Id**とd軸電流値Idの偏差と、入力されたq軸電流補正後指令値Iq**とq軸電流値Iqの偏差とを算出し、これらの偏差に対してPI制御を行う。これにより、d軸PI電圧指令値Vdp*およびq軸PI電圧指令値Vqp*が求められる。   In step S140, the motor control device 100 calculates the d-axis PI voltage command value Vdp * and the q-axis PI voltage command value Vqp * by the PI control unit 114 of the voltage command generation unit 101. At this time, the PI control unit 114 uses the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * generated in the immediately preceding step S130 to the previous d-axis current command correction obtained by the voltage saturation suppression unit 104. The result of adding the value Id ′ and the q-axis current command correction value Iq ′ is input as the d-axis current corrected command value Id ** and the q-axis current corrected command value Iq **. The PI control unit 114 calculates the deviation between the input d-axis current corrected command value Id ** and the d-axis current value Id, and the input q-axis current corrected command value Iq ** and the deviation between the q-axis current value Iq. And PI control is performed on these deviations. Thereby, the d-axis PI voltage command value Vdp * and the q-axis PI voltage command value Vqp * are obtained.
ステップS150において、モータ制御装置100は、電圧飽和抑制部104により、モータ温度が上昇した場合にモータ30への印加電圧が上昇するか否かを判定する。このとき電圧飽和抑制部104は、ステップS130で生成されたd軸電流指令値Id*およびq軸電流指令値Iq*に基づいて、第1の実施形態で説明したような判定条件が満たされるか否かを判定する。その結果、判定条件が満たされる場合には、印加電圧が上昇すると判断されてステップS160に遷移する。一方、判定条件が満たされない場合には、印加電圧が上昇しないと判断されてステップS180に遷移する。   In step S150, the motor control device 100 determines whether or not the voltage applied to the motor 30 is increased when the motor temperature is increased by the voltage saturation suppression unit 104. At this time, whether the voltage saturation suppression unit 104 satisfies the determination condition as described in the first embodiment based on the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * generated in step S130. Determine whether or not. As a result, when the determination condition is satisfied, it is determined that the applied voltage increases, and the process proceeds to step S160. On the other hand, if the determination condition is not satisfied, it is determined that the applied voltage does not increase, and the process proceeds to step S180.
ステップS160において、モータ制御装置100は、電圧飽和抑制部104により、ステップS130で生成されたd軸電流指令値Id*およびq軸電流指令値Iq*を監視し、これらの値が一定期間以上固定であったか否かを判定する。その結果、一定期間以上固定であった場合、すなわち前述の電流指令固定期間が所定時間以上継続している場合はステップS170に遷移し、そうでない場合はステップS180に遷移する。   In step S160, the motor control device 100 monitors the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * generated in step S130 by the voltage saturation suppression unit 104, and these values are fixed for a certain period or longer. It is determined whether or not. As a result, if it is fixed for a certain period or more, that is, if the current command fixed period continues for a predetermined time or more, the process proceeds to step S170, and if not, the process proceeds to step S180.
ステップS170において、モータ制御装置100は、電圧飽和抑制部104により、d軸電流指令補正値Id’およびq軸電流指令補正値Iq’を演算する。このとき電圧飽和抑制部104は、ステップS140で求められたd軸PI電圧指令値Vdp*およびq軸PI電圧指令値Vqp*にそれぞれ所定の調整ゲインを乗算することで、今回のd軸電流指令補正値Id’およびq軸電流指令補正値Iq’を演算する。ステップS170の実行後は、ステップS190に遷移する。   In step S <b> 170, the motor control device 100 calculates the d-axis current command correction value Id ′ and the q-axis current command correction value Iq ′ by the voltage saturation suppression unit 104. At this time, the voltage saturation suppression unit 104 multiplies the d-axis PI voltage command value Vdp * and the q-axis PI voltage command value Vqp * obtained in step S140 by a predetermined adjustment gain, respectively, thereby obtaining the current d-axis current command. The correction value Id ′ and the q-axis current command correction value Iq ′ are calculated. After execution of step S170, the process proceeds to step S190.
ステップS180において、モータ制御装置100は、電圧飽和抑制部104により、d軸電流指令補正値Id’およびq軸電流指令補正値Iq’を0とする。ステップS180の実行後は、ステップS190に遷移する。   In step S180, the motor control apparatus 100 sets the d-axis current command correction value Id 'and the q-axis current command correction value Iq' to 0 by the voltage saturation suppression unit 104. After execution of step S180, the process proceeds to step S190.
ステップS190において、モータ制御装置100は、電圧指令生成部101および制御信号生成部102により、PWM信号を生成する。このとき電圧指令生成部101には、d軸電流指令値Id*およびq軸電流指令値Iq*が入力されると共に、直前のステップS170またはS180で新たに求められたd軸電流指令補正値Id’、q軸電流指令補正値Iq’をd軸電流指令値Id*、q軸電流指令値Iq*にそれぞれ加算した値が、d軸電流補正後指令値Id**、q軸電流補正後指令値Iq**としてそれぞれ入力される。電圧指令生成部101は、非干渉制御部113により、入力されたd軸電流指令値Id*およびq軸電流指令値Iq*とモータ回転数ωとに基づいて、d軸非干渉電圧値Vdd*およびq軸非干渉電圧値Vqd*を演算する。また、PI制御部114により、入力されたd軸電流補正後指令値Id**とd軸電流値Idの偏差と、入力されたq軸電流補正後指令値Iq**とq軸電流値Iqの偏差とを算出し、これらの偏差に対してPI制御を行うことで、d軸PI電圧指令値Vdp*およびq軸PI電圧指令値Vqp*を演算する。そして、d軸非干渉電圧値Vdd*にd軸PI電圧指令値Vdp*を加算した値をd軸電圧指令値Vd*、q軸非干渉電圧値Vqd*にq軸PI電圧指令値Vqp*を加算した値をq軸電圧指令値Vq*として、それぞれ制御信号生成部102に出力する。制御信号生成部102は、dq/3相変換部108により、電圧指令生成部101で求められたd軸電圧指令値Vd*およびq軸電圧指令値Vq*と、ステップS120で取得した磁極位置θとに基づいて、各相の電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*を演算する。そして、PWM生成部109により、dq/3相変換部108で求められた電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*と、ステップS120で取得した直流電圧値Vdcとに基づいて、各相の上下アームにそれぞれ対応するPWM信号を生成する。ステップS190で生成されたPWM信号は、インバータ50の各スイッチング素子部51に出力される。   In step S190, the motor control device 100 generates a PWM signal by the voltage command generation unit 101 and the control signal generation unit 102. At this time, the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * are input to the voltage command generation unit 101, and the d-axis current command correction value Id newly obtained in the immediately preceding step S170 or S180. The value obtained by adding ', q-axis current command correction value Iq' to d-axis current command value Id * and q-axis current command value Iq * is d-axis current corrected command value Id ** and q-axis current corrected command. Each value is input as Iq **. Based on the d-axis current command value Id *, the q-axis current command value Iq * and the motor rotation speed ω input by the non-interference control unit 113, the voltage command generation unit 101 uses the d-axis non-interference voltage value Vdd *. And q-axis non-interference voltage value Vqd * is calculated. Further, the PI controller 114 allows the input d-axis current corrected command value Id ** and the deviation between the d-axis current value Id, the input q-axis current corrected command value Iq **, and the q-axis current value Iq. And calculating the d-axis PI voltage command value Vdp * and the q-axis PI voltage command value Vqp * by calculating PI with respect to these deviations. The value obtained by adding the d-axis PI voltage command value Vdp * to the d-axis non-interference voltage value Vdd * is set to the d-axis voltage command value Vd *, and the q-axis PI voltage command value Vqp * is set to the q-axis non-interference voltage value Vqd *. The added values are output to the control signal generation unit 102 as q-axis voltage command values Vq *. The control signal generator 102 uses the dq / 3-phase converter 108 to determine the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * obtained by the voltage command generator 101, and the magnetic pole position θ acquired in step S120. Based on the above, the voltage command values Vu *, Vv *, Vw * of each phase are calculated. Based on the voltage command values Vu *, Vv *, Vw * obtained by the dq / 3-phase converter 108 by the PWM generator 109 and the DC voltage value Vdc acquired in step S120, the upper and lower of each phase A PWM signal corresponding to each arm is generated. The PWM signal generated in step S190 is output to each switching element unit 51 of the inverter 50.
ステップS200において、モータ制御装置100は、モータ制御処理を終了する。   In step S200, the motor control device 100 ends the motor control process.
次に、電圧飽和抑制部104の詳細について説明する。図10は、本発明の第3の実施形態における電流飽和抑制部104の詳細な構成を説明する図である。図10に示すように、本実施形態の電流飽和抑制部104は、印加電圧上昇判定部110と、電流指令補正部112とから構成される。なお本実施形態では、図7に示した第1の実施形態のものとは異なり、インダクタンス変化量演算部111は電流飽和抑制部104内に設けられていない。   Next, details of the voltage saturation suppressing unit 104 will be described. FIG. 10 is a diagram illustrating a detailed configuration of the current saturation suppression unit 104 according to the third embodiment of the present invention. As shown in FIG. 10, the current saturation suppression unit 104 of the present embodiment includes an applied voltage increase determination unit 110 and a current command correction unit 112. In the present embodiment, unlike the first embodiment shown in FIG. 7, the inductance change amount calculation unit 111 is not provided in the current saturation suppression unit 104.
印加電圧上昇判定部110は、モータ回転数ω、d軸電流指令値Id*およびq軸電流指令値Iq*に基づいて、第1の実施形態で説明したのと同様の方法により、モータ温度が上昇した場合にモータ30への印加電圧が上昇するか否かの判定を行う。印加電圧が上昇すると判定した場合、印加電圧上昇判定部110は、電流指令補正部112へ電圧上昇判定フラグFlgを出力する。   Based on the motor rotation speed ω, the d-axis current command value Id *, and the q-axis current command value Iq *, the applied voltage increase determination unit 110 determines the motor temperature by the same method as described in the first embodiment. When the voltage rises, it is determined whether or not the voltage applied to the motor 30 rises. When it is determined that the applied voltage increases, the applied voltage increase determination unit 110 outputs a voltage increase determination flag Flg to the current command correction unit 112.
電流指令補正部112は、印加電圧上昇判定部110から出力された電圧上昇判定フラグFlgがONの場合に、d軸電流指令補正値Id’およびq軸電流指令補正値Iq’を演算する。本実施形態では、電流指令補正部112は、前述のようにd軸電流指令値Id*およびq軸電流指令値Iq*を監視することで電流指令固定期間を検出する。そして、電流指令固定期間において、モータ30のインダクタンス変化による電圧変化量を表すd軸PI電圧指令値Vdp*およびq軸PI電圧指令値Vqp*にそれぞれ所定の調整ゲインを乗算することで、d軸電流指令補正値Id’およびq軸電流指令補正値Iq’を求める。   The current command correction unit 112 calculates the d-axis current command correction value Id ′ and the q-axis current command correction value Iq ′ when the voltage increase determination flag Flg output from the applied voltage increase determination unit 110 is ON. In the present embodiment, the current command correction unit 112 detects the current command fixed period by monitoring the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * as described above. Then, in the current command fixed period, the d-axis PI voltage command value Vdp * and the q-axis PI voltage command value Vqp * representing the amount of voltage change due to the inductance change of the motor 30 are respectively multiplied by a predetermined adjustment gain to obtain the d-axis A current command correction value Id ′ and a q-axis current command correction value Iq ′ are obtained.
図11は、本発明の第3の実施形態におけるモータ制御処理実施時の各パラメータの時間推移を説明する図である。図11では、モータ温度Tm、トルク指令Trq、d軸電流指令補正値Id’d軸電流補正後指令値Id**、q軸PI電圧指令値Vqp*、q軸非干渉電圧値Vqd*、q軸電圧Vqのそれぞれについて、制御期間E1〜E4での変化の様子を示している。なお、以下ではモータ温度Tmの上昇によりd軸インダクタンスLdが増加した場合を説明しているが、q軸インダクタンスLqに関しても同様である。また、以下の説明においてモータ回転数ωは一定とする。   FIG. 11 is a diagram for explaining the time transition of each parameter when the motor control process is performed in the third embodiment of the present invention. In FIG. 11, motor temperature Tm, torque command Trq, d-axis current command correction value Id ′ d-axis current post-correction command value Id **, q-axis PI voltage command value Vqp *, q-axis non-interference voltage value Vqd *, q For each of the shaft voltages Vq, changes in the control periods E1 to E4 are shown. In the following, the case where the d-axis inductance Ld increases due to the increase in the motor temperature Tm is described, but the same applies to the q-axis inductance Lq. In the following description, the motor rotational speed ω is assumed to be constant.
時刻T0から時刻T1までの期間E1において、モータ制御装置100が起動してモータ30の駆動が開始されると、モータ制御装置100にトルク指令Trqが入力される。トルク指令Trqの増加に伴って、d軸電流補正後指令値Id**が負側に増加し、これに応じて、q軸非干渉電圧値Vqd*も負側に増加する。このときモータ温度Tmは、モータ30の駆動直後であるため、上昇せずに一定である。   In a period E1 from time T0 to time T1, when the motor control device 100 is activated and driving of the motor 30 is started, a torque command Trq is input to the motor control device 100. As the torque command Trq increases, the d-axis current corrected command value Id ** increases to the negative side, and the q-axis non-interference voltage value Vqd * also increases to the negative side accordingly. At this time, since the motor temperature Tm is immediately after the motor 30 is driven, it does not rise and is constant.
時刻T1から時刻T2までの期間E2において、トルク指令Trqは一定である。そのため、モータ30は定常駆動され、d軸電流補正後指令値Id**とq軸非干渉電圧値Vqd*は、それぞれ一定となる。   In the period E2 from time T1 to time T2, the torque command Trq is constant. Therefore, the motor 30 is driven steadily, and the d-axis current corrected command value Id ** and the q-axis non-interference voltage value Vqd * are constant.
時刻T2から時刻T3までの期間E3において、トルク指令Trqは一定のままであるが、モータ30の連続駆動によりモータ温度Tmが上昇している。このモータ温度Tmの上昇に伴ってd軸インダクタンスLdが大きくなることで、q軸電圧Vqは負側に増加する。その結果、モータ30に流れる電流が増加し、d軸電流値Idおよびq軸電流値Iqは大きくなる。   In a period E3 from time T2 to time T3, the torque command Trq remains constant, but the motor temperature Tm is increased by continuous driving of the motor 30. As the motor temperature Tm increases, the d-axis inductance Ld increases, so that the q-axis voltage Vq increases to the negative side. As a result, the current flowing through the motor 30 increases and the d-axis current value Id and the q-axis current value Iq increase.
ここで、期間E3ではトルク指令Trqが一定であるため、d軸電流補正後指令値Id**およびq軸電流補正後指令値Iq**も一定である。したがって、時刻T3に近づくにつれて、d軸電流補正後指令値Id**とd軸電流値Idの偏差およびq軸電流補正後指令値Iq**とq軸電流値Iqの偏差がそれぞれ大きくなる。その結果、q軸PI電圧指令値Vqp*が徐々に増加する。   Here, since the torque command Trq is constant during the period E3, the d-axis current corrected command value Id ** and the q-axis current corrected command value Iq ** are also constant. Therefore, as time T3 approaches, the deviation between the d-axis current corrected command value Id ** and the d-axis current value Id and the deviation between the q-axis current corrected command value Iq ** and the q-axis current value Iq increase. As a result, the q-axis PI voltage command value Vqp * gradually increases.
時刻T3から時刻T4までの期間E4において、q軸PI電圧指令値Vqp*が一定値以上になると、電圧飽和抑制部104により電圧飽和抑制制御が実施されることで、d軸電流指令補正値Id’が更新される。ここで、d軸電流指令補正値Id’は、q軸PI電圧指令値Vqp*に所定の調整ゲインを乗算することで求められる。これにより、補正前のd軸電流指令値Id*よりもd軸電流補正後指令値Id**が小さくなるため、負側に増加していたq軸電圧Vqが元に戻る。なお、上記の説明では、モータ回転数ω、トルク指令Trqがそれぞれ一定であることを条件としたが、d軸電流指令値Id*およびq軸電流指令値Iq*がそれぞれ一定であることを条件とした場合にも、同様の動作となる。   In a period E4 from time T3 to time T4, when the q-axis PI voltage command value Vqp * becomes equal to or greater than a certain value, the voltage saturation suppression control is performed by the voltage saturation suppression unit 104, whereby the d-axis current command correction value Id 'Is updated. Here, the d-axis current command correction value Id ′ is obtained by multiplying the q-axis PI voltage command value Vqp * by a predetermined adjustment gain. As a result, since the d-axis current corrected command value Id ** becomes smaller than the d-axis current command value Id * before correction, the q-axis voltage Vq that has increased to the negative side is restored. In the above description, the motor rotation speed ω and the torque command Trq are each assumed to be constant, but the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * are both constant. In this case, the same operation is performed.
以上説明したように、電圧飽和抑制部104は、d軸PI電圧指令値Vdp*およびq軸PI電圧指令値Vqp*に基づいてd軸電流指令補正値Id’およびq軸電流指令補正値Iq’を演算し、その演算結果を基に、d軸電流補正後指令値Id**およびq軸電流補正後指令値Iq**を生成する。これにより、モータ30への印加電圧を電圧制限値以下に保つことができる。   As described above, the voltage saturation suppression unit 104 performs the d-axis current command correction value Id ′ and the q-axis current command correction value Iq ′ based on the d-axis PI voltage command value Vdp * and the q-axis PI voltage command value Vqp *. And d-axis current corrected command value Id ** and q-axis current corrected command value Iq ** are generated based on the calculation result. Thereby, the voltage applied to the motor 30 can be kept below the voltage limit value.
以上説明した本発明の第3の実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。   According to the 3rd Embodiment of this invention demonstrated above, there exist the following effects.
(5)モータ制御装置100は、永久磁石を界磁源とするモータ30を駆動するためのインバータ50に接続され、入力されたトルク指令値Trqに基づいてインバータ50の出力電圧を制御することで、モータ30を制御する。モータ制御装置100は、電流指令生成部105と、電圧指令生成部101と、電圧飽和抑制部104とを備える。電流指令生成部105は、トルク指令値Trqに基づいてd軸電流指令値Id*およびq軸電流指令値Iq*を演算する。電圧指令生成部101は、d軸電流指令値Id*およびq軸電流指令値Iq*に基づいてd軸非干渉電圧値Vdd*およびq軸非干渉電圧値Vqd*を演算する非干渉制御部113と、PI制御部114とを有する。PI制御部114は、モータ30のd軸電流値Idおよびq軸電流値Iqと、d軸電流指令値Id*およびq軸電流指令値Iq*とに基づいて、d軸PI電圧指令値Vdp*およびq軸PI電圧指令値Vqp*を演算する。電圧指令生成部101は、非干渉制御部113により演算されたd軸非干渉電圧値Vdd*およびq軸非干渉電圧値Vqd*と、PI制御部114により演算されたd軸PI電圧指令値Vdp*およびq軸PI電圧指令値Vqp*とをそれぞれ加算することにより、インバータ50の出力電圧を制御するためのd軸電圧指令値Vd*およびq軸電圧指令値Vq*を演算する。電圧飽和抑制部104は、モータ30の温度上昇によりモータ30への印加電圧が上昇する場合に、d軸電流指令値Id*およびq軸電流指令値Iq*を補正してインバータ50の出力電圧を制限する。このようにしたので、第1の実施形態と同様に、モータ30の温度上昇によりモータ30への印加電圧が上昇する場合に、電流指令値を適切に補正することができる。 (5) The motor control device 100 is connected to the inverter 50 for driving the motor 30 having a permanent magnet as a field source, and controls the output voltage of the inverter 50 based on the input torque command value Trq. The motor 30 is controlled. The motor control device 100 includes a current command generation unit 105, a voltage command generation unit 101, and a voltage saturation suppression unit 104. The current command generation unit 105 calculates a d-axis current command value Id * and a q-axis current command value Iq * based on the torque command value Trq. The voltage command generation unit 101 calculates a d-axis non-interference voltage value Vdd * and a q-axis non-interference voltage value Vqd * based on the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq *. And a PI control unit 114. The PI control unit 114 determines the d-axis PI voltage command value Vdp * based on the d-axis current value Id and q-axis current value Iq of the motor 30 and the d-axis current command value Id * and q-axis current command value Iq *. And q-axis PI voltage command value Vqp * is calculated. The voltage command generation unit 101 includes a d-axis non-interference voltage value Vdd * and a q-axis non-interference voltage value Vqd * calculated by the non-interference control unit 113, and a d-axis PI voltage command value Vdp calculated by the PI control unit 114. The d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * for controlling the output voltage of the inverter 50 are calculated by adding * and the q-axis PI voltage command value Vqp *, respectively. The voltage saturation suppression unit 104 corrects the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * and increases the output voltage of the inverter 50 when the voltage applied to the motor 30 increases due to the temperature increase of the motor 30. Restrict. Since it did in this way, similarly to 1st Embodiment, when the applied voltage to the motor 30 rises by the temperature rise of the motor 30, an electric current command value can be correct | amended appropriately.
(6)電圧飽和抑制部104は、電流指令補正部112により、d軸PI電圧指令値Vdp*およびq軸PI電圧指令値Vqp*に基づいて、d軸電流指令値Id*およびq軸電流指令値Iq*を補正する(ステップS170)。このようにしたので、モータ30の温度上昇によるインダクタンスの変化量に応じた電圧変化量を基に、電流指令値を適切に補正することができる。 (6) The voltage saturation suppression unit 104 causes the current command correction unit 112 to perform the d-axis current command value Id * and the q-axis current command based on the d-axis PI voltage command value Vdp * and the q-axis PI voltage command value Vqp *. The value Iq * is corrected (step S170). Since it did in this way, based on the voltage variation | change_quantity according to the variation | change_quantity of the inductance by the temperature rise of the motor 30, a current command value can be correct | amended appropriately.
上記の通り、種々の実施の形態について説明したが、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。本発明の技術的思想の範囲内で考えられるその他の態様も本発明の範囲内に含まれる。また、以上説明した各実施の形態やこれらの変形例は、それぞれ任意に組み合わせ可能である。   Although various embodiments have been described as described above, the present invention is not limited to these contents. Other embodiments conceivable within the scope of the technical idea of the present invention are also included in the scope of the present invention. Moreover, each embodiment described above and these modified examples can be arbitrarily combined.
電源:10、リレー:20、モータ:30、磁極位置検出回路:40、インバータ:50、平滑コンデンサ:60、電圧検出回路:70、電流センサ:80、モータ温度センサ:90、モータ制御装置:100、電圧指令生成部:101、制御信号生成部:102、回転数演算部:103、電圧飽和抑制部:104、電流指令生成部:105、PI・非干渉制御部:106、3相/dq変換部:107、dq/3相変換部:108、PWM生成部:109、印加電圧上昇判定部:110、インダクタンス変化量演算部:111、電流指令補正部:112、非干渉制御部:113、PI制御部:114   Power supply: 10, relay: 20, motor: 30, magnetic pole position detection circuit: 40, inverter: 50, smoothing capacitor: 60, voltage detection circuit: 70, current sensor: 80, motor temperature sensor: 90, motor controller: 100 , Voltage command generation unit: 101, control signal generation unit: 102, rotation speed calculation unit: 103, voltage saturation suppression unit: 104, current command generation unit: 105, PI / non-interference control unit: 106, 3-phase / dq conversion Unit: 107, dq / 3-phase conversion unit: 108, PWM generation unit: 109, applied voltage increase determination unit: 110, inductance change amount calculation unit: 111, current command correction unit: 112, non-interference control unit: 113, PI Control unit: 114

Claims (7)

  1. 永久磁石を界磁源とするモータを駆動するためのインバータに接続され、入力されたトルク指令値に基づいて前記インバータの出力電圧を制御することで前記モータを制御するモータ制御装置であって、
    前記トルク指令値に基づいて電流指令値を演算する電流指令生成部と、
    前記電流指令値に基づいて前記インバータの出力電圧を制御するための電圧指令値を演算する電圧指令生成部と、
    前記モータの温度上昇により前記モータへの印加電圧が上昇する場合に、前記電流指令値を補正して前記インバータの出力電圧を制限する電圧飽和抑制部と、を備え
    前記電圧飽和抑制部は、前記電流指令値に基づいて前記モータのq軸電圧を推定し、前記q軸電圧の推定結果が負である場合に、前記モータの温度上昇により前記モータへの印加電圧が上昇すると判断するモータ制御装置。
    A motor control device connected to an inverter for driving a motor having a permanent magnet as a field source and controlling the motor by controlling an output voltage of the inverter based on an input torque command value,
    A current command generator that calculates a current command value based on the torque command value;
    A voltage command generator that calculates a voltage command value for controlling the output voltage of the inverter based on the current command value;
    A voltage saturation suppression unit that corrects the current command value and limits the output voltage of the inverter when the voltage applied to the motor rises due to a temperature rise of the motor ; and
    The voltage saturation suppression unit estimates the q-axis voltage of the motor based on the current command value, and when the estimation result of the q-axis voltage is negative, the voltage applied to the motor due to the temperature rise of the motor Motor control device that determines that the rise .
  2. 請求項に記載のモータ制御装置において、
    前記電圧飽和抑制部は、前記モータの温度に基づいて前記モータのインダクタンス変化量を演算し、演算した前記モータのインダクタンス変化量に基づいて前記電流指令値を補正するモータ制御装置。
    The motor control device according to claim 1 ,
    The voltage saturation suppression unit calculates a change in inductance of the motor based on the temperature of the motor, and corrects the current command value based on the calculated change in inductance of the motor.
  3. 永久磁石を界磁源とするモータを駆動するためのインバータに接続され、入力されたトルク指令値に基づいて前記インバータの出力電圧を制御することで前記モータを制御するモータ制御装置であって、
    前記トルク指令値に基づいて電流指令値を演算する電流指令生成部と、
    前記電流指令値に基づいて前記インバータの出力電圧を制御するための電圧指令値を演算する電圧指令生成部と、
    前記モータの温度上昇により前記モータへの印加電圧が上昇する場合に、前記電流指令値を補正して前記インバータの出力電圧を制限する電圧飽和抑制部と、を備え
    前記電圧飽和抑制部は、前記モータの温度に基づいて前記モータのインダクタンス変化量を演算し、演算した前記モータのインダクタンス変化量に基づいて前記電流指令値を補正するモータ制御装置。
    A motor control device connected to an inverter for driving a motor having a permanent magnet as a field source and controlling the motor by controlling an output voltage of the inverter based on an input torque command value,
    A current command generator that calculates a current command value based on the torque command value;
    A voltage command generator that calculates a voltage command value for controlling the output voltage of the inverter based on the current command value;
    A voltage saturation suppression unit that corrects the current command value and limits the output voltage of the inverter when the voltage applied to the motor rises due to a temperature rise of the motor ; and
    The voltage saturation suppression unit calculates a change in inductance of the motor based on the temperature of the motor, and corrects the current command value based on the calculated change in inductance of the motor.
  4. 請求項1乃至3のいずれか一項に記載のモータ制御装置において、
    前記電圧飽和抑制部は、前記インバータの出力電圧が所定の出力制限値以下となり、かつ前記モータの出力トルクが前記トルク指令値と一致するように、前記電流指令値を補正するモータ制御装置。
    In the motor control device according to any one of claims 1 to 3,
    The voltage saturation suppression unit corrects the current command value so that the output voltage of the inverter is equal to or less than a predetermined output limit value and the output torque of the motor matches the torque command value.
  5. 永久磁石を界磁源とするモータを駆動するためのインバータに接続され、入力されたトルク指令値に基づいて前記インバータの出力電圧を制御することで前記モータを制御するモータ制御装置であって、
    前記トルク指令値に基づいて電流指令値を演算する電流指令生成部と、
    前記電流指令値に基づいて前記インバータの出力電圧を制御するための電圧指令値を演算する電圧指令生成部と、
    前記モータの温度上昇により前記モータへの印加電圧が上昇する場合に、前記電流指令値を補正して前記インバータの出力電圧を制限する電圧飽和抑制部と、を備え、
    前記電圧指令生成部は、前記電流指令値に基づいて非干渉電圧指令値を演算する非干渉制御部と、前記モータの電流値および前記電流指令値に基づいてPI電圧指令値を演算するPI制御部と、を有し、前記非干渉電圧指令値と前記PI電圧指令値とを加算することにより前記電圧指令値を演算し、
    前記電圧飽和抑制部は、前記電流指令値に基づいて前記モータのq軸電圧を推定し、前記q軸電圧の推定結果が負である場合に、前記モータの温度上昇により前記モータへの印加電圧が上昇すると判断するモータ制御装置。
    A motor control device connected to an inverter for driving a motor having a permanent magnet as a field source and controlling the motor by controlling an output voltage of the inverter based on an input torque command value,
    A current command generator that calculates a current command value based on the torque command value;
    A voltage command generator that calculates a voltage command value for controlling the output voltage of the inverter based on the current command value;
    A voltage saturation suppression unit that corrects the current command value and limits the output voltage of the inverter when the voltage applied to the motor rises due to a temperature rise of the motor; and
    The voltage command generator includes a non-interference control unit that calculates a non-interference voltage command value based on the current command value, and a PI control that calculates a PI voltage command value based on the current value of the motor and the current command value. And calculating the voltage command value by adding the non-interference voltage command value and the PI voltage command value ,
    The voltage saturation suppression unit estimates the q-axis voltage of the motor based on the current command value, and when the estimation result of the q-axis voltage is negative, the voltage applied to the motor due to the temperature rise of the motor Motor control device that determines that the rise .
  6. 請求項に記載のモータ制御装置において、
    前記電圧飽和抑制部は、前記PI電圧指令値に基づいて前記電流指令値を補正するモータ制御装置。
    The motor control device according to claim 5 ,
    The voltage saturation suppression unit corrects the current command value based on the PI voltage command value.
  7. 永久磁石を界磁源とするモータを駆動するためのインバータに接続され、入力されたトルク指令値に基づいて前記インバータの出力電圧を制御することで前記モータを制御するモータ制御装置であって、
    前記トルク指令値に基づいて電流指令値を演算する電流指令生成部と、
    前記電流指令値に基づいて前記インバータの出力電圧を制御するための電圧指令値を演算する電圧指令生成部と、
    前記モータの温度上昇により前記モータへの印加電圧が上昇する場合に、前記電流指令値を補正して前記インバータの出力電圧を制限する電圧飽和抑制部と、を備え、
    前記電圧指令生成部は、前記電流指令値に基づいて非干渉電圧指令値を演算する非干渉制御部と、前記モータの電流値および前記電流指令値に基づいてPI電圧指令値を演算するPI制御部と、を有し、前記非干渉電圧指令値と前記PI電圧指令値とを加算することにより前記電圧指令値を演算し、
    前記電圧飽和抑制部は、前記PI電圧指令値に基づいて前記電流指令値を補正するモータ制御装置。
    A motor control device connected to an inverter for driving a motor having a permanent magnet as a field source and controlling the motor by controlling an output voltage of the inverter based on an input torque command value,
    A current command generator that calculates a current command value based on the torque command value;
    A voltage command generator that calculates a voltage command value for controlling the output voltage of the inverter based on the current command value;
    A voltage saturation suppression unit that corrects the current command value and limits the output voltage of the inverter when the voltage applied to the motor rises due to a temperature rise of the motor; and
    The voltage command generator includes a non-interference control unit that calculates a non-interference voltage command value based on the current command value, and a PI control that calculates a PI voltage command value based on the current value of the motor and the current command value. And calculating the voltage command value by adding the non-interference voltage command value and the PI voltage command value ,
    The voltage saturation suppression unit corrects the current command value based on the PI voltage command value .
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