JP2014230311A - Drive control device for motor - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、ベクトル制御を利用したモータの駆動制御装置に関する。 The present invention relates to a motor drive control device using vector control.
従来のベクトル制御を利用したモータの駆動制御装置としては、特許文献1に記載のものが知られている。
この従来のモータの駆動制御装置は、制御動作の安定性を高めながら、制御の応答性の向上を図るため、以下のように構成されている。
As a motor drive control device using conventional vector control, the one described in Patent Document 1 is known.
This conventional motor drive control device is configured as follows in order to improve control responsiveness while improving the stability of the control operation.
すなわち、非干渉制御部が、d軸電流指令値、q軸電流指令値、およびロータの回転速度に基づいてd軸電圧指令値、q軸電圧指令値のそれぞれの干渉成分を除去するd軸電圧指令補正値およびq軸電圧指令補正値を演算する。電流制御部は、d軸電圧指令補正値およびq軸電圧指令補正値を用いてd軸電圧指令値およびq軸電圧指令補正値のそれぞれの干渉成分を除去してd軸補正電圧指令値、q軸電圧補正値をそれぞれ算出する。これらの干渉成分を除去したd軸補正電圧指令値、q軸電圧補正値を2相/3相座標変換部で3相交流の座標に変換し、インバータによりモータを駆動するようにしている。
なお、干渉電圧は、d軸やq軸の電流が流れることで、これらの他方となるq軸やd軸に発生する電圧のことであり、この干渉電圧は除去することが望ましい。
That is, the non-interference control unit removes the interference component of each of the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value based on the d-axis current command value, the q-axis current command value, and the rotational speed of the rotor. The command correction value and the q-axis voltage command correction value are calculated. The current control unit removes each interference component of the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command correction value using the d-axis voltage command correction value and the q-axis voltage command correction value, and d-axis correction voltage command value, q A shaft voltage correction value is calculated. The d-axis correction voltage command value and q-axis voltage correction value from which these interference components have been removed are converted into three-phase AC coordinates by a two-phase / three-phase coordinate converter, and the motor is driven by an inverter.
The interference voltage is a voltage generated on the other q-axis or d-axis when a d-axis or q-axis current flows, and it is desirable to remove this interference voltage.
しかしながら、上記従来のモータの駆動制御装置には以下に説明するような問題がある。
すなわち、モータの制御にあっては、d軸とq軸の電流指令値に対して、d軸とq軸の電流はある時定数をもった一次遅れ応答となる。このため、過渡の電流応答にあっては、指令電流値と電流実測値には必ず差が発生する。
それにもかかわらず、上記従来技術では電流実測値の代わりに電流指令値を用いて干渉電圧を演算している。
この場合、過渡の電流応答にあっては指令電流値と電流実測値とに差があるため、電流指令値を用いて演算した干渉電圧値は、実際に発生した干渉電圧値とは異なった値となってしまい、過渡における非干渉制御の動作が不安定となって、過渡の電流応答が悪化する。そうすると、モータにトルクショックが発生するといった問題が生じる。
However, the conventional motor drive control apparatus has the following problems.
That is, in controlling the motor, the d-axis and q-axis currents have a first-order lag response with a certain time constant with respect to the d-axis and q-axis current command values. For this reason, in the transient current response, a difference always occurs between the command current value and the measured current value.
Nevertheless, in the prior art, the interference voltage is calculated using the current command value instead of the actual current measurement value.
In this case, since there is a difference between the command current value and the measured current value in the transient current response, the interference voltage value calculated using the current command value is different from the actually generated interference voltage value. As a result, the operation of the non-interference control in the transient becomes unstable, and the transient current response is deteriorated. Then, there arises a problem that torque shock occurs in the motor.
本発明は、上記問題に着目してなされたもので、その目的とするところは、過渡時にあっても干渉電圧値を精度よく算出することができるようにしたモータの駆動制御装置を提供することにある。 The present invention has been made paying attention to the above problems, and an object of the present invention is to provide a motor drive control device capable of accurately calculating an interference voltage value even in a transient state. It is in.
この目的のため、本発明によるモータの駆動制御装置は、
測定したモータの電流実測値を回転磁界直交座標系のd−q軸上におけるd軸電流値とq軸電流値とに変換し、実測したd軸電流実測値とd軸電流指令値との偏差、および実測したq軸電流実測値とq軸電流指令値との偏差が、ゼロになるように制御するモータの駆動装置において、
d軸電流指令値、q軸電流指令値、d軸の電流実測値、q軸電流実測値に基づいてd軸電圧指令演算値およびq軸電圧指令演算値を得る電流制御手段と、
d軸電流指令演算値のうちの低周波数成分を通過させて高周波成分を遮断する第1ローパスフィルタと、
q軸電流指令演算値のうちの低周波数成分を通過させて高周波成分を遮断する第2ローパスフィルタと、
第1ローパスフィルタの出力値および第2ローパスフィルタの出力値にそれぞれ重み付けをしてd軸干渉電圧演算用電流値およびq軸干渉電圧演算用電流値を出力する重み付け手段と、
この重み付け手段から入力されたd軸干渉電圧演算用電流値およびq軸干渉電圧演算用電流値に基づいてd軸干渉電圧値およびq軸干渉電圧値を算出する干渉電圧算出手段と、
電流制御手段で得たd軸電圧指令演算値およびq軸電圧指令演算値から干渉電圧算出手段で算出したd軸干渉電圧値およびq軸干渉電圧値をそれぞれ減算してd軸電圧指令値およびq軸電圧指令値を得る電圧指令値算出手段と、
を備えたことを特徴とする。
For this purpose, the motor drive control device according to the present invention comprises:
The measured current value of the motor is converted into a d-axis current value and a q-axis current value on the dq axes of the rotating magnetic field orthogonal coordinate system, and the deviation between the actually measured d-axis current value and the d-axis current command value is converted. And a motor drive device that controls the deviation between the actually measured q-axis current measured value and the q-axis current command value to be zero,
current control means for obtaining a d-axis voltage command calculation value and a q-axis voltage command calculation value based on the d-axis current command value, the q-axis current command value, the d-axis current measurement value, and the q-axis current measurement value;
a first low-pass filter that passes a low-frequency component of the d-axis current command calculation value and blocks a high-frequency component;
a second low-pass filter that passes a low-frequency component of the q-axis current command calculation value and blocks a high-frequency component;
Weighting means for respectively weighting the output value of the first low-pass filter and the output value of the second low-pass filter to output a d-axis interference voltage calculation current value and a q-axis interference voltage calculation current value;
Interference voltage calculation means for calculating a d-axis interference voltage value and a q-axis interference voltage value based on the d-axis interference voltage calculation current value and the q-axis interference voltage calculation current value input from the weighting means;
By subtracting the d-axis interference voltage value and the q-axis interference voltage value calculated by the interference voltage calculation means from the d-axis voltage command calculation value and the q-axis voltage command calculation value obtained by the current control means, respectively, the d-axis voltage command value and q Voltage command value calculating means for obtaining an axis voltage command value;
It is provided with.
また、好ましくは、重み付け手段が、第1ローパスフィルタの出力値および第2ローパスフィルタの出力値と電流実測値とのうちの一方を重み1で、また他方の重み0で重み付けするように、第1、第2ローパスフィルタの出力値とd軸、q軸の電流実測値との偏差が所定閾値以上か否かに応じて、重みを切り替える、
ことを特徴とする。
Preferably, the weighting means weights one of the output value of the first low-pass filter, the output value of the second low-pass filter, and the measured current value with a weight of 1 and with a weight of 0 of the other. 1. The weight is switched according to whether or not the deviation between the output value of the second low-pass filter and the measured current value of the d-axis and q-axis is equal to or greater than a predetermined threshold value.
It is characterized by that.
また、好ましくは、重み付け手段が、0<β<α<1を持たす係数α、βを重みとし、第1ローパスフィルタの出力値および第2ローパスフィルタの出力値と電流実測値とのうちの一方を重みαで、また他方の重みβで重み付けするように、第1、第2ローパスフィルタの出力値とd軸、q軸の電流実測値との偏差が所定閾値以上か否かに応じて、重みを切り替える、
ことを特徴とする。
Preferably, the weighting means uses the coefficients α and β having 0 <β <α <1 as the weight, and outputs one of the output value of the first low-pass filter, the output value of the second low-pass filter, and the current measurement value. In accordance with whether or not the deviation between the output values of the first and second low-pass filters and the measured current values of the d-axis and q-axis is equal to or greater than a predetermined threshold value. Switch weights,
It is characterized by that.
本発明のモータの駆動制御装置にあっては、過渡時に電流実測値と指令電流値との間に差が生じても、過渡時での電流応答の悪化を抑制することができる。 In the motor drive control device of the present invention, even if a difference occurs between the actual measured current value and the command current value at the time of transition, the deterioration of the current response at the time of transition can be suppressed.
また、重み付け手段が、第1ローパスフィルタの出力値および第2ローパスフィルタの出力値と電流実測値とのうちの一方を重み1で、また他方の重み0で重み付けするように、第1、第2ローパスフィルタの出力値と電流実測値との偏差が所定閾値以上か否かに応じて、重みを切り替えるようにしたので、簡単な演算で干渉電圧を参照することができる。
Further, the weighting means weights one of the output value of the first low-pass filter, the output value of the second low-pass filter, and the measured current value with the weight 1 and with the
また、重み付け手段が、0<β<α<1を持たす係数α、βを重みとし、第1ローパスフィルタの出力値および第2ローパスフィルタの出力値と電流実測値とのうちの一方を重みαで、また他方の重みβで重み付けするように、第1、第2ローパスフィルタの出力値と電流実測値との偏差が所定閾値以上か否かに応じて、重みを切り替えるようにしたので、干渉電圧値を精度よく算出することができる Further, the weighting means weights the coefficients α and β having 0 <β <α <1, and the weight α is one of the output value of the first low-pass filter, the output value of the second low-pass filter, and the measured current value. Since the weight is switched according to whether or not the deviation between the output values of the first and second low-pass filters and the measured current value is greater than or equal to a predetermined threshold value so as to be weighted with the other weight β. Voltage value can be calculated accurately
以下、本発明の実施の形態を、図面に示す実施例に基づき詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail based on examples shown in the drawings.
この実施例1のモータの駆動制御装置は、電気自動車やハイブリッド自動車に搭載されて、ベクトル制御を用いて車両を駆動するモータを制御する。
なお、ベクトル制御自体は周知のものと変わらない。
The motor drive control apparatus according to the first embodiment is mounted on an electric vehicle or a hybrid vehicle, and controls a motor that drives the vehicle using vector control.
The vector control itself is the same as a known one.
まず、実施例1のモータの駆動制御装置の全体構成を説明する。
図1に示すように、実施例1のモータの駆動制御装置は、モータM(本実施例では3相交流の永久磁石同期モータ)に接続され、電流指令部1と、電流制御部2と、第1減算部3と、第2減算部4と、dq/3相変換54と、デューティ演算部6と、パルス幅変調(PWM: Pulse Width Modulation)インバータ7と、第1ローパスフィルタ8と、第2ローパスフィルタ9と、第1重み付け部10と、第2重み付け部11と、干渉電圧値算出部12と、3相/dq変換部13と、速度・位置変換部14と、第1電流センサ15と、第2電流センサ16と、レゾルバ17と、を備えている。
First, the overall configuration of the motor drive control apparatus according to the first embodiment will be described.
As shown in FIG. 1, the motor drive control device of the first embodiment is connected to a motor M (in this embodiment, a three-phase AC permanent magnet synchronous motor), and includes a current command unit 1, a
電流指令値演算部1は、図示しないアクセルペダルの踏み込み量等に応じたトルク指令値と、速度・位置検出部7で検出した3相交流モータ11の時間当たりの回転数(回転速度ω=dθ/dt;θはモータMの回転子の電気角、tは時間)が入力され、これらの値に応じてd軸電流指令値id*およびq軸電流指令値iq*を算出し、電流制御部2へ出力する。
The current command value calculation unit 1 includes a torque command value corresponding to a depression amount of an accelerator pedal (not shown) and the number of revolutions per hour of the three-
電流制御部2は、それぞれ入力されたd軸電流指令値id*およびq軸電流指令値iq*と、3相/dq変換部13で変換したd軸電流値idおよびq軸電流値iqとに基づいて比例・積分(PI)制御を用いてd軸電圧指令演算値vdおよびq軸電圧指令演算値vqを算出し、これらを第1減算部3および第2減算部4にそれぞれへ出力する。
なお、電流制御部2は、本発明の電流制御手段に相当する。
The
The
第1減算部3は、電流制御部2から入力されたd軸電圧指令演算値vdから、干渉電圧値算出部12で得られたd軸干渉電圧vodを減算してd軸電圧指令値vd*を得、これをdq/3相変換部5へ出力する。
同様に、第2減算部4は、電流制御部2から入力されたq軸電圧指令演算値vqから、干渉電圧値算出部12で得られたq軸干渉電圧voqを減算してq軸電圧指令値vq*を得、これをdq/3相変換部5へ出力する。
なお、第1減算部3および第2減算部4は、本発明の電圧指令値算出手段に相当する。
The
Similarly, the second subtracting unit 4 subtracts the q-axis interference voltage voq obtained by the interference voltage
The first
dq/3相変換部5は、入力されたd軸電圧指令値vd*およびq軸電圧指令値vq*と速度・位置検出部14で検出したモータMの回転子の電気角θとに基づいて、U相電圧値Vu、V相電圧値Vv、W相電圧値Vwを算出し、これらをデューティ演算部6へ出力する。
The dq / 3-phase converter 5 is based on the input d-axis voltage command value vd * and q-axis voltage command value vq * and the electrical angle θ of the rotor of the motor M detected by the speed /
デューティ演算部6は、dq/3相変換部5から入力されたU相電圧値Vu、V相電圧値Vv、W相電圧値Vwに応じたデューティ率をそれぞれ演算し、これらのデューティ値をPWMインバータ5に出力する。
The
PWMインバータ7は、デューティ演算部6から入力されたU相、V相、W相の各デューティ率に応じて正弦波のU相電圧値Vu、V相電圧値Vv、W相電圧値Vwを生成し、モータMのU相の巻線、V相の巻線、W相の巻線にそれぞれ供給する。
なお、この電流の供給にあっては、PWMインバータ7とモータMのU相およびV相の2つの巻線間を流れる電流値Iu、Ivを、それぞれ検出する第1電流センサ15と第2電流センサ16が設けられている。
In this current supply, the first
第1ローパスフィルタ8は、電流指令値演算部1から入力されたd軸電流指令値id*の高周波成分を遮断してその低周波成分の値id*_LPFを第1重み付け部10へ出力する。
同様に、第2ローパスフィルタ9は、電流指令値演算部1から入力されたq軸電流指令値iq*の高周波成分を遮断してその低周波成分の値iq*_LPFを第2重み付け部11へ出力する。
ここで、第1ローパスフィルタ8および第2ローパスフィルタ9は、d軸およびq軸の電流応答相当の時定数を持たせた1次遅れフィルタとしたが、これに限ることとなく、2次遅れやそれ以上の高次遅れのものでもよく、電流応答を模擬可能なフィルタであればよい。
The first low-pass filter 8 blocks the high-frequency component of the d-axis current command value id * input from the current command value calculation unit 1 and outputs the low-frequency component value id * _LPF to the
Similarly, the second low-
Here, the first low-pass filter 8 and the second low-
第1重み付け部10は、第1ローパスフィルタ8から入力されたd軸低周波成分の値id*_LPFと、3相/dq変換部13から入力されたd軸電流値idとから、これらの偏差の絶対値が所定の閾値以上である場合には、電流実測であるd軸電流値Iuを、その出力値としてのd軸干渉電圧演算用電流値iodとする。また、上記偏差の絶対値が所定の閾値より小さい場合には、低周波成分の値id*_LPFを、出力値としてのq軸干渉電圧演算用電流値iodとなるようにして、各入力値に対し1と0の重み付けを行う。
このd軸干渉電圧演算用電流値iodは、干渉電圧値算出部12へ出力する。
The
The d-axis interference voltage calculation current value iod is output to the interference voltage
同様に、第2重み付け部11は、第2ローパスフィルタ9から入力されたq軸低周波成分の値iq*_LPFと、3相/dq変換部13から入力されたq軸電流値iqとから、これらの偏差の絶対値が所定の閾値以上である場合には、電流実測であるq軸電流値Ivをそのq軸干渉電圧演算用電流値ioqとする。また、上記偏差の絶対値が所定の閾値より小さい場合には、低周波成分の値iq*_LPFをq軸干渉電圧演算用電流値ioqとなるようにして、各入力値に対し1と0の重み付けを行う。
この軸干渉電圧演算用電流値ioqは、干渉電圧値算出部12へ出力する。
なお、第1重み付け部10および第2重み付け部11で用いる閾値は、電流実測であるd軸電流値id、q軸電流値iqの大きさ等を考慮して予め設定しておく。
また、第1重み付け部10および第2重み付け部11は、本発明の重み付け手段に相当する。
Similarly, the
The shaft interference voltage calculation current value ioq is output to the interference voltage
Note that the thresholds used in the
The
干渉電圧値算出部12は、第1重み付け部10から入力されたd軸干渉電圧演算用電流値iodと、第2重み付け部11から入力されたq軸干渉電圧演算用電流値ioqと、速度・位置検出部14から入力された回転速度ωとから、非干渉制御を実行して、d軸干渉電圧vodとq軸干渉電圧voqとを算出し、これらをそれぞれ第1減算部3と第2減算部4へ出力する。
ここで、干渉電圧値算出部12は、本発明の干渉電圧算出手段に相当する。
The interference voltage
Here, the interference voltage
ここで、上記非干渉制御では、d軸電流が流れ込むことでq軸電圧に発生する干渉電圧、およびq軸電流が流れ込むことでd軸電圧に発生する干渉電圧を除去して、d軸側とq軸側をで互いに独立した制御を行うことを可能とするものであり、そのため、干渉電圧値算出部12では、干渉電圧を求める。
なお、干渉電圧は、それぞれvod=ωLqiq、voq=-ωLdid-ωφaとなる。
ここで、Lqはq軸側のインダクタンス、Ldはd軸側のインダクタンス、φaは1相当りの永久磁石の電機子鎖交磁束である。
Here, in the non-interference control, the interference voltage generated in the q-axis voltage due to the d-axis current flowing in, and the interference voltage generated in the d-axis voltage due to the q-axis current flowing in are removed, The q-axis side can be controlled independently of each other. For this reason, the interference voltage
The interference voltages are vod = ωLqiq and voq = −ωLdid−ωφa, respectively.
Here, Lq is an inductance on the q-axis side, Ld is an inductance on the d-axis side, and φa is an armature flux linkage of a permanent magnet equivalent to one.
3相/dq変換部13は、第1電流センサ15で検出したU相電流値Iuと、第2電流センサ16で検出したV相電流値Ivと、速度・位置検出部14で検出したモータMの電気角θとに基づいて、測定したU相電流値IuおよびV相電流値Ivをd軸電流値idおよびq軸電流値iqへと変換し、これらを電流制御部2へ出力する。
The three-phase /
リゾルバ17は、モータMに取り付けられて、モータMの回転子の位置を検出し、この検出信号を、速度・位置検出部14へ出力する。
The
速度・位置検出部14は、レゾルバ17で測定した電気角信号に基づいてモータMの電気角θおよびその回転速度ωを検出し、電気角θをdq/3相変換部5と3相/dq変換部13とへ出力し、回転速度ωを電流指令値演算部1へ出力する。
The speed /
次に、上記のように構成した実施例1のモータ制御装置の作用について、説明する。
なお、モータMのベクトル制御は、ベクトル量として電流とトルクが比例するような制御構成をとるものであって、この制御については、周知であるので、ここでは非干渉制御を中心に説明する。
Next, the operation of the motor control device according to the first embodiment configured as described above will be described.
The vector control of the motor M takes a control configuration in which the current and torque are proportional to the vector quantity. Since this control is well known, the non-interference control will be mainly described here.
運転者によるアクセルペダルの踏み込み量等に応じて、電流指令値演算部1が、d軸電流指令値id*とq軸電流指令値iq*を演算し、電流演算部2と、第1ローパスフィルタ8および第2ローパスフィルタ9にそれぞれ出力する。
電流制御部2では、電流指令値演算部1から入力されたd軸電流指令値id*およびq軸電流指令値iq*と、3相/dq変換部13で変換されたd軸電流値idおよびq軸電流値iqと、が入力されて、これら電流値の偏差がゼロになるように電流フィードバックが行われ、d軸電圧値vdおよびq軸電圧値vqが算出されて、これらをそれぞれ第1減算部3と第2減算部4へ出力する。
The current command value calculation unit 1 calculates the d-axis current command value id * and the q-axis current command value iq * according to the depression amount of the accelerator pedal by the driver, etc., and the
In the
一方、第1ローパスフィルタ8と第2ローパスフィルタ9では、それぞれ電流指令値演算部1から入力されたd軸電流指令値id*とq軸電流指令値iq*とを、電流応答に相当するように予め設定した時定数で決まる低周波数成分(値はそれぞれid*_LPF、iq*_LPF)を、第1重み付け部10と第2重み付け部11とへ出力する。
On the other hand, in the first low-pass filter 8 and the second low-
低周波数成分の値id*_LPF、iq*_LPFは、d電流指令値id*、q電流指令値iq*の1次遅れ分であり、これらは、それぞれ入力された第1重み付け部10と第2重み付け部11とで、以下のように重み付けがなされる。
すなわち、第1重み付け部10と第2重み付け部11とでは、上記入力された値id*_LPF、iq*_LPFと、さらに3相/dq変換部13から入力されたd軸電流値id、q軸電流値iq(これらは電流実測に相当する)とからこれらの偏差id*_LPF-id、iq*_LPF-iqの絶対値をそれぞれ算出する。
The low frequency component values id * _LPF and iq * _LPF are the first-order lags of the d current command value id * and the q current command value iq *, which are input to the
That is, in the
そして、これらの絶対値と所定の閾値とが比較され、絶対値が閾値以上である場合、すなわち指令電流値と電流実測値との間にある程度以上の大きな偏差が発生している場合には、モータMの電流の一次遅れ応答に起因した過渡の電流差が生じていると判断して、電流実測値であるd軸電流値id、q軸電流値iqをそれぞれd軸干渉電圧演算用電流値iod、q軸干渉電圧演算用電流値ioqとして干渉電圧値算出部12へ出力する。
すなわち、この場合には、電流実測であるd軸電流値id、q軸電流値iqに対し重みを1とし、低周波数成分の値id*_LPF、iq*_LPFに対する重みは0とすることになる。
Then, these absolute values are compared with a predetermined threshold value, and when the absolute value is equal to or greater than the threshold value, that is, when a large deviation of a certain degree or more occurs between the command current value and the current measured value, It is determined that a transient current difference is caused by the first-order lag response of the current of the motor M, and the d-axis current value id and the q-axis current value iq, which are actually measured values, are respectively used as d-axis interference voltage calculation current values. The iod and q-axis interference voltage calculation current value ioq is output to the interference voltage
That is, in this case, the weight is set to 1 for the d-axis current value id and the q-axis current value iq that are actually measured, and the weight for the low-frequency component values id * _LPF and iq * _LPF is set to 0. .
一方、上記絶対値が上記閾値より小さいときは、上記の場合とは逆に、第1重み付け部10と第2重み付け部11とは、電流実測値であるd軸電流値id、q軸電流値iqに対し重みを0とし、低周波数成分の値id*_LPF、iq*_LPFに対する重みを1とする結果、それぞれ低周波数成分の値id*_LPF、iq*_LPFを、それぞれd軸干渉電圧演算用電流値iod、q軸干渉電圧演算用電流値ioqとして干渉電圧値算出部12へ出力する。
On the other hand, when the absolute value is smaller than the threshold value, contrary to the above case, the
干渉電圧値算出部12では、第1重み付け部10、第2重み付け部11から入力されたd軸干渉電圧演算用電流値iod、q軸干渉電圧演算用電流値ioqと、速度・位置検出部14から入力された回転速度ωと、から非干渉制御を行って、d軸干渉電圧vod、q軸干渉電圧voqをそれぞれ算出し、これらを第1減算器3と第2減算器4へ出力する。
In the interference voltage
第1減算器3では、d軸電流指令値id*からd軸干渉電圧vodを減算してd軸電圧指令値vd*を得、これをdq/3相変換部5へ入力する。
同様に、第2減算器4では、q軸電流指令値iq*からq軸干渉電圧voqを減算してq軸電圧指令値vq*を得、これをdq/3相変換部5へ入力する。
The
Similarly, the second subtracter 4 subtracts the q-axis interference voltage voq from the q-axis current command value iq * to obtain the q-axis voltage command value vq *, and inputs this to the dq / 3-phase converter 5.
dq/3相変換部5では、第1減算器3および第2減算器4から入力されたd軸電圧指令値vd*およびq軸電圧指令値vq*と、速度・位置検出部14から入力されたモータMの回転子の電気角θとから、U相電圧値Vu、V相電圧値Vv、W相電圧値Vwを算出し、これらをデューティ演算部6に入力する。
In the dq / 3-phase converter 5, the d-axis voltage command value vd * and the q-axis voltage command value vq * input from the
デューティ演算部6では、dq/3相変換部5からそれぞれ入力されたU相電圧値Vu、V相電圧値Vv、W相電圧値Vwを作り出すのに必要なデューティ率を演算しってPWMインバータ7へ出力する。
The
PWMインバータ7では、デューティ演算部6から入力された各デューティ率に応じてU相電圧値Vu、V相電圧値Vv、W相電圧値Vwを作り出し、モータMのU相、V相、W相の各巻線にそれぞれ供給して、モータMを駆動制御する。
The
ここで、上記モータ駆動制御装置のシミュレーションを行った結果について、以下に説明する。
まず、シミュレーションの条件として、電流制御のモータ定数誤差がない場合、すなわち、電流実測が設計値と同じ値となる (id*_LPF=id、iq*_LPF=iq) 場合をシュミレーションした。
また、電流制御は、PI制御で行い、電流制御の応答定数の設計値を4msとし、各ローパスフィルタ8、9をその応答時定数の設計値が4msの1次ローパスフィルタとし、モータMの定数と電流制御で使用するモータMの定数を同じ値とし(すなわち、電流制御のモータ定数誤差なし)、d軸電流指令値を-300Aから-400Aへのステップ指令値とし、q軸電流指令値iq*-350Aから-450Aへのステップ指令値とし、モータMの回転速度ωを2,000r.p.m.とした。
また、電流指令値id*、iq*と電流実測id、iqとの偏差を比較する所定の閾値を5Aとした。
Here, the result of having performed the simulation of the said motor drive control apparatus is demonstrated below.
First, as a simulation condition, the simulation was performed when there was no current constant motor constant error, that is, when the current measurement was the same as the design value (id * _LPF = id, iq * _LPF = iq).
In addition, the current control is performed by PI control, the design value of the response constant of the current control is 4 ms, each low-
In addition, a predetermined threshold value for comparing the deviation between the current command values id * and iq * and the current measurement id and iq is set to 5A.
このときのシミュレーション結果を、図2〜図4に示す。
図2(a)は横軸が時間[秒(s)]で縦軸がd電流値id[アンペア(A)]でd電流値idの時間変化を表し、同図(b)は横軸が時間[秒(s)]で縦軸がq電流値iq[アンペア(A)]でq電流値iqの時間変化を表わす。
なお、同図において、実施例1を実線で、従来技術を一点鎖線で、電流指令値を破線で、設計値を2点鎖線で示す。
これらの図から分かるように、従来技術のものではd軸電流値id、q軸電流値iqは設定値から大きくオーバーシュートしているのに対し、実施例1のものではd軸電流値id、q軸電流値iqはほぼ設定値と同じ値になり過渡応答が改善されていることが分かる。
The simulation results at this time are shown in FIGS.
In FIG. 2A, the horizontal axis represents time [second (s)], the vertical axis represents d current value id [ampere (A)], and the d current value id changes over time. In FIG. The vertical axis represents time [second (s)] and the q current value iq [ampere (A)] represents the time change of the q current value iq.
In the figure, Example 1 is indicated by a solid line, the prior art is indicated by a one-dot chain line, a current command value is indicated by a broken line, and a design value is indicated by a two-dot chain line.
As can be seen from these figures, the d-axis current value id and the q-axis current value iq greatly overshoot from the set value in the prior art, whereas the d-axis current value id and It can be seen that the q-axis current value iq is almost the same as the set value, and the transient response is improved.
また、図3(a)、図4(a)は横軸が時間[秒(s)]で縦軸がd軸干渉電圧値vod[ボルト(V)]で実施例1でのd軸干渉電圧値vodの時間変化を表し、図3(b)、図4(b)は横軸が時間[秒(s)]で縦軸がq軸干渉電圧値voq[ボルト(V)]で実施例1でのq軸干渉電圧値voqの時間変化を表わす。ここで、図3は実施例1のももを、図4は従来技術によるものをそれぞれ表している。
なお、同図において、モータMの実干渉電圧値を実線で、実施例1のコントローラ(第1、第2ローフィルタ8、9〜非干渉電圧値算出部12)で得られた干渉電圧値を一点鎖線でそれぞれ示す。
3 (a) and 4 (a), the horizontal axis is time [second (s)], and the vertical axis is d-axis interference voltage value vod [volt (V)]. FIG. 3B and FIG. 4B show the time change of the value vod. In FIG. 3B, the horizontal axis is time [second (s)] and the vertical axis is q-axis interference voltage value voq [volt (V)]. Represents the time change of the q-axis interference voltage value voq. Here, FIG. 3 shows the thing of Example 1, and FIG. 4 represents the thing by a prior art, respectively.
In the figure, the actual interference voltage value of the motor M is indicated by a solid line, and the interference voltage value obtained by the controller of the first embodiment (first and second
これらの図から分かるように、従来技術のものでは図4に示すように、算出した干渉電圧vod、yoqは、電流実測値Iu、Ivとd軸干渉電圧演算用電流値iod、q軸干渉電圧演算用電流値ioqとに偏差があるため、モータMの実干渉電圧値からずれてしまうのに対し、実施例1のものにあっては、図5に示すように、算出した干渉電圧vod、yoqは、電流実測値Iu、Ivとd軸干渉電圧演算用電流値iod、q軸干渉電圧演算用電流値ioqと偏差がほとんどないため、モータMの実干渉電圧値からずれない。 As can be seen from these figures, in the prior art, as shown in FIG. 4, the calculated interference voltages vod and yoq are the measured current values Iu and Iv, the d-axis interference voltage calculation current value iod, and the q-axis interference voltage. Since there is a deviation in the calculation current value ioq, it deviates from the actual interference voltage value of the motor M, whereas in the first embodiment, as shown in FIG. 5, the calculated interference voltage vod, yoq does not deviate from the actual interference voltage value of the motor M because the current measurement values Iu and Iv and the d-axis interference voltage calculation current value iod and the q-axis interference voltage calculation current value ioq have almost no deviation.
以上説明したように、実施例1のモータの駆動制御装置は、以下の特徴を得ることができる。
すなわち、実施例1のモータの駆動制御装置では、d軸電流指令値id*、q軸電流指令値iq*を、第1、第2ローパスフィルタ8、9で1次遅れ分となる低周波数成分の値id*_LPF、iq*_LPFを取り出し、第1、第2重み付け部9、10でそれらの値と電流実測値id、iqとの偏差が所定の閾値以上になるか否かで、それらの値id*_LPF、iq*_LPFと電流実測値id、iqとに重み付けを変えてd軸、q軸干渉電圧演算用電流値iod、ioqを得、これらに基づき、干渉電圧値算出部12で干渉電圧vod、voqを算出し、第1、第2減算器3、4でd軸、q軸電圧指令値vd*、vdq*を得るようにしたので、過渡時に電流実測値と指令電流値との間に差が生じても、過渡時での電流応答の悪化を抑制することができる。
As described above, the motor drive control device according to the first embodiment can obtain the following features.
In other words, in the motor drive control apparatus of the first embodiment, the d-axis current command value id * and the q-axis current command value iq * are converted to the low-frequency component that becomes the first-order lag by the first and second low-
また、第1重み付け部10と第2重み付け部11での重み付けは、一方の重みを1とし、他方の重みを0としたので、簡単な演算で重み付けができる。
Further, since the weighting of the
次に、本発明の実施例2に係るモータの制御装置について、以下に説明する。
実施例2のモータの制御装置は、図1に示した実施例1のモータの制御装置と同じ行成を有するが、第1重み付け部10と第2重み付け部11で行う重み付けのやり方が実施例1のものと異なる。
Next, a motor control apparatus according to
The motor control device of the second embodiment has the same performance as the motor control device of the first embodiment shown in FIG. 1, but the weighting method performed by the
すなわち、実施例2での第1重み付け部10と第2重み付け部11では、実施例での重み1、0に代えて、係数αとβを用いた下記式によりd軸干渉電圧演算用電流値iodとq軸干渉電圧演算用電流値ioqを求める。
まず、電流指令値id*、iq*と電流実測id、iqとの差の絶対値が所定の閾値以上ある場合には、
iod=α・id*_LPF+β・id
ioq=α・iq*_LPF+β・idPF+β・iq
とする。
ここで、係数α、βは、以下の条件に従うものとする。
0<β<α<1
That is, in the
First, if the absolute value of the difference between the current command value id *, iq * and the current measured id, iq is greater than or equal to a predetermined threshold,
iod = α ・ id * _LPF + β ・ id
ioq = α ・ iq * _LPF + β ・ idPF + β ・ iq
And
Here, the coefficients α and β are subject to the following conditions.
0 <β <α <1
また、電流指令値id*、iq*と電流実測id、iqとの差の絶対値が所定の閾値より小さい場合には、
iod=β・id*_LPF+α・id
ioq=β・iq*_LPF+β・idPF+α・iq
とする。
その他の構成は、実施例1と同じである。
Also, if the absolute value of the difference between the current command value id *, iq * and the current measured id, iq is smaller than the predetermined threshold,
iod = β ・ id * _LPF + α ・ id
ioq = β ・ iq * _LPF + β ・ idPF + α ・ iq
And
Other configurations are the same as those in the first embodiment.
実施例2では、実施例1と同様に、過渡に電流実測値と指令電流値との間に差が生じても、過渡時での電流応答の悪化を抑制することができるのに加え、重みをより最適な値に設定できるので、干渉電圧値の算出精度をさらに向上させることができる。 In the second embodiment, as in the first embodiment, even if a difference occurs between the actual measured current value and the command current value during the transient, the deterioration of the current response during the transient can be suppressed, and the weighting can be performed. Can be set to a more optimal value, so that the calculation accuracy of the interference voltage value can be further improved.
以上、本発明を上記実施例に基づき説明してきたが、本発明は上記実施例に限られず、本発明の要旨を逸脱しない範囲で設計変更等があった場合でも、本発明に含まれる。 As described above, the present invention has been described based on the above-described embodiments. However, the present invention is not limited to the above-described embodiments, and even if there is a design change or the like without departing from the gist of the present invention, the present invention is included.
M モータ
1 電流指令値演算部
2 電流制御部(電流制御手段)
3 第1減算器(電圧指令値算出手段)
4 第2減算器(電圧指令値算出手段)
5 dq/3相変換部
6 デューティ演算部
7 パルス幅変調インバータ
8 第1ローパスフィルタ
9 第2ローパスフィルタ
10 第1重み付け部(重み付け手段)
11 第2重み付け部(重み付け手段)
12 干渉電圧値算出部(干渉電圧算出手段)
13 3相/dq変換部
14 速度・位置検出部
15 第1電流センサ
16 第2電流センサ
17 レゾルバ
M motor
1 Current command value calculator
2 Current controller (current control means)
3 First subtractor (voltage command value calculation means)
4 Second subtractor (voltage command value calculation means)
5 dq / 3-phase converter
6 Duty calculation section
7 Pulse width modulation inverter
8 First low-pass filter
9 Second low-pass filter
10 First weighting unit (weighting means)
11 Second weighting unit (weighting means)
12 Interference voltage value calculation unit (interference voltage calculation means)
13 Three-phase / dq converter
14 Speed / position detector
15 First current sensor
16 Second current sensor
17 Resolver
Claims (3)
前記d軸電流指令値、前記q軸電流指令値、前記d軸の電流実測値、前記q軸電流実測値に基づいてd軸電圧指令演算値およびq軸電圧指令演算値を得る電流制御手段と、
前記d軸電流指令演算値のうちの低周波数成分を通過させて高周波成分を遮断する第1ローパスフィルタと、
前記q軸電流指令演算値のうちの低周波数成分を通過させて高周波成分を遮断する第2ローパスフィルタと、
前記第1ローパスフィルタの出力値および前記第2ローパスフィルタの出力値にそれぞれ重み付けをしてd軸干渉電圧演算用電流値およびq軸干渉電圧演算用電流値を出力する重み付け手段と、
前記重み付け手段から入力されたd軸干渉電圧演算用電流値およびq軸干渉電圧演算用電流値に基づいてd軸干渉電圧値およびq軸干渉電圧値を算出する干渉電圧算出手段と、
前記電流制御手段で得たd軸電圧指令演算値およびq軸電圧指令演算値から前記干渉電圧算出手段で算出したd軸干渉電圧値およびq軸干渉電圧値をそれぞれ減算して前記d軸電圧指令値および前記q軸電圧指令値を得る電圧指令値算出手段と、
を備えたことを特徴とするモータの駆動制御装置。 The measured current value of the motor is converted into a d-axis current value and a q-axis current value on the dq axes of the rotating magnetic field orthogonal coordinate system, and the deviation between the actually measured d-axis current value and the d-axis current command value is converted. And a motor drive device that controls the deviation between the actually measured q-axis current measured value and the q-axis current command value to be zero,
Current control means for obtaining a d-axis voltage command calculation value and a q-axis voltage command calculation value based on the d-axis current command value, the q-axis current command value, the d-axis current measurement value, and the q-axis current measurement value; ,
A first low-pass filter that passes a low-frequency component of the d-axis current command calculation value and blocks a high-frequency component;
A second low-pass filter that passes a low-frequency component of the q-axis current command calculation value and blocks a high-frequency component;
Weighting means for respectively weighting the output value of the first low-pass filter and the output value of the second low-pass filter to output a d-axis interference voltage calculation current value and a q-axis interference voltage calculation current value;
Interference voltage calculation means for calculating a d-axis interference voltage value and a q-axis interference voltage value based on the d-axis interference voltage calculation current value and the q-axis interference voltage calculation current value input from the weighting means;
The d-axis voltage command is obtained by subtracting the d-axis interference voltage value and the q-axis interference voltage value calculated by the interference voltage calculation unit from the d-axis voltage command calculation value and the q-axis voltage command calculation value obtained by the current control unit. Voltage command value calculating means for obtaining a value and the q-axis voltage command value;
A motor drive control device comprising:
前記、重み付け手段は、前記第1ローパスフィルタの出力値および前記第2ローパスフィルタの出力値と前記電流実測値とのうちの一方を重み1で、また他方の重み0で重み付けするように、前記第1、第2ローパスフィルタの出力値と前記d軸、q軸の電流実測値との偏差が所定閾値以上か否かに応じて、前記重みを切り替える、
ことを特徴とするモータの駆動制御装置。 In the motor drive control device according to claim 1,
The weighting unit weights one of the output value of the first low-pass filter, the output value of the second low-pass filter, and the measured current value with a weight of 1 and with a weight of 0 of the other. Switching the weight according to whether or not the deviation between the output values of the first and second low-pass filters and the measured current values of the d-axis and q-axis is equal to or greater than a predetermined threshold;
The motor drive control apparatus characterized by the above-mentioned.
前記重み付け手段は、0<β<α<1を持たす係数α、βを重みとし、前記第1ローパスフィルタの出力値および前記第2ローパスフィルタの出力値と前記電流実測値とのうちの一方を重みαで、また他方の重みβで重み付けするように、前記第1、第2ローパスフィルタの出力値と前記d軸、q軸の電流実測値との偏差が所定閾値以上か否かに応じて、前記重みを切り替える、
は、であることを特徴とするモータの駆動制御装置。 In the motor drive control device according to claim 1,
The weighting means weights coefficients α and β having 0 <β <α <1, and outputs one of the output value of the first low-pass filter, the output value of the second low-pass filter, and the measured current value. Depending on whether or not the deviation between the output values of the first and second low-pass filters and the actual measured values of the d-axis and q-axis is equal to or greater than a predetermined threshold so that the weight α is weighted and the other weight β is weighted. , Switch the weight,
Is a motor drive control device.
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Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2021145516A (en) * | 2020-03-13 | 2021-09-24 | 株式会社豊田自動織機 | Control apparatus of ac motor |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN108923701B (en) * | 2018-08-16 | 2020-04-24 | 哈尔滨工业大学 | Permanent magnet synchronous motor rotor position weight observer without auxiliary signal injection |
Citations (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH06153567A (en) * | 1992-11-10 | 1994-05-31 | Meidensha Corp | Vector control device for induction motor |
JP4128891B2 (en) * | 2003-03-13 | 2008-07-30 | 株式会社東芝 | Motor control device |
JP2009247168A (en) * | 2008-03-31 | 2009-10-22 | Jtekt Corp | Motor controller |
JP2010119245A (en) * | 2008-11-14 | 2010-05-27 | Toyota Central R&D Labs Inc | Controller of ac motor |
JP2010178444A (en) * | 2009-01-28 | 2010-08-12 | Toyota Motor Corp | Rotating electrical machine control system |
CN102882458A (en) * | 2012-10-22 | 2013-01-16 | 东南大学 | Current internal-model decoupling controller of open-winding permanent-magnet synchronous motor |
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Patent Citations (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH06153567A (en) * | 1992-11-10 | 1994-05-31 | Meidensha Corp | Vector control device for induction motor |
JP4128891B2 (en) * | 2003-03-13 | 2008-07-30 | 株式会社東芝 | Motor control device |
JP2009247168A (en) * | 2008-03-31 | 2009-10-22 | Jtekt Corp | Motor controller |
JP2010119245A (en) * | 2008-11-14 | 2010-05-27 | Toyota Central R&D Labs Inc | Controller of ac motor |
JP2010178444A (en) * | 2009-01-28 | 2010-08-12 | Toyota Motor Corp | Rotating electrical machine control system |
CN102882458A (en) * | 2012-10-22 | 2013-01-16 | 东南大学 | Current internal-model decoupling controller of open-winding permanent-magnet synchronous motor |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2021145516A (en) * | 2020-03-13 | 2021-09-24 | 株式会社豊田自動織機 | Control apparatus of ac motor |
JP7363611B2 (en) | 2020-03-13 | 2023-10-18 | 株式会社豊田自動織機 | AC motor control device |
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