JP7272909B2 - Power conversion device and power conversion method - Google Patents

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Description

本開示は、電力変換装置及び電力変換方法に関する。 The present disclosure relates to a power conversion device and a power conversion method.

非特許文献１には、誘導電動機の制御における電流指令の基本波に、直流成分と調整波とを加え、出力電圧の直流成分と出力電流の直流成分とに基づいて誘導電動機の抵抗を算出する方法が開示されている。調整波は、基本波の周波数の２倍に等しい周波数と、直流成分の大きさに等しい振幅とを有する。 In Non-Patent Document 1, a DC component and an adjustment wave are added to a fundamental wave of a current command in control of an induction motor, and the resistance of the induction motor is calculated based on the DC component of the output voltage and the DC component of the output current. A method is disclosed. The modulated wave has a frequency equal to twice the frequency of the fundamental wave and an amplitude equal to the magnitude of the DC component.

Ｌｉｊｕｎ Ｈｅ ｅｔ ａｌ．，“Ａｎ Ｉｍｐｒｏｖｅｄ ＤＣ－ｓｉｇｎａｌ－ｉｎｊｅｃｔｉｏｎ Ｍｅｔｈｏｄ ｗｉｔｈ Ａｃｔｉｖｅ Ｔｏｒｑｕｅ－ｒｉｐｐｌｅ Ｍｉｔｉｇａｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｔｈｅｒｍａｌ Ｍｏｎｉｔｏｒｉｎｇ ｏｆ Ｆｉｅｌｄ－ｏｒｉｅｎｔｅｄ－ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ Ｍｏｔｏｒｓ”，２０１５ ＩＥＥＥ，４４４７－４４５４Lijun He et al. , "An Improved DC-signal-injection Method with Active Torque-ripple Mitigation for Thermal Monitoring of Field-oriented-controlled Induction Motors", 2015 IEEE, 4447-4454

本開示は、運転中における電動機の抵抗の検出精度の向上と、電動機の駆動力リプルの抑制との両立に更に有効な電力変換装置を提供する。 The present disclosure provides a power conversion device that is more effective in improving the detection accuracy of the resistance of the electric motor during operation and suppressing the driving force ripple of the electric motor.

本開示の一側面に係る電力変換装置は、電源と電動機との間で電力変換を行う電力変換部と、少なくとも交流の基本波を含む制御指令を生成する指令生成部と、電動機側の電力が制御指令に追従するように電力変換部を制御する電力変換制御部と、電力変換部が電動機側に発生させる電圧の直流成分と電流の直流成分とに基づいて、電動機の抵抗を算出する抵抗算出部と、を備え、指令生成部は、電動機の動作速度が第１速度であるときよりも、第１速度よりも小さい第２速度であるときの方が大きくなるように直流成分を生成する直流成分生成部と、基本波の周波数と、直流成分の大きさとに基づいて、交流の調整波を生成する調整波生成部と、を有し、基本波と、直流成分と、調整波とを含む制御指令を生成する。 A power conversion device according to one aspect of the present disclosure includes a power conversion unit that performs power conversion between a power source and a motor, a command generation unit that generates a control command including at least an alternating current fundamental wave, and a power on the motor side. A resistance calculator that calculates the resistance of the electric motor based on the electric power conversion control unit that controls the electric power conversion unit so as to follow the control command, and the DC component of the voltage and the DC component of the current that the electric power conversion unit generates on the electric motor side. and a command generator that generates a direct current component that is greater when the operating speed of the motor is a second speed that is smaller than the first speed than when the operating speed is the first speed. a component generator and a modulated wave generator that generates an AC modulated wave based on the frequency of the fundamental wave and the magnitude of the DC component, and includes the fundamental wave, the DC component, and the modulated wave Generate control commands.

本開示の他の側面に係る電力変換方法は、少なくとも交流の基本波を含む制御指令を生成することと、電源と電動機との間で電力変換を行う電力変換部を、電動機側の電力が制御指令に追従するように制御することと、電力変換部が電動機側に発生させる電圧の直流成分と電流の直流成分とに基づいて、電動機の抵抗を算出することと、を含み、制御指令を生成することは、電動機の動作速度が第１速度であるときよりも、第１速度よりも小さい第２速度であるときの方が大きくなるように直流成分を生成することと、基本波の周波数と、直流成分の大きさとに基づいて、交流の調整波を生成することと、基本波と、直流成分と、調整波とを含む制御指令を生成することと、を含む。 A power conversion method according to another aspect of the present disclosure includes generating a control command including at least an alternating current fundamental wave, and controlling a power conversion unit that performs power conversion between a power source and a motor using power on the motor side. Generating a control command, including controlling to follow the command, and calculating the resistance of the motor based on the DC component of the voltage and the DC component of the current generated on the motor side by the power conversion unit. to generate a DC component that is greater when the operating speed of the motor is a second speed that is smaller than the first speed than when the operating speed is the first speed; , generating an AC tuning wave based on the magnitude of the DC component; and generating a control command including the fundamental wave, the DC component, and the tuning wave.

本開示によれば、運転中における電動機の抵抗の検出精度の向上と、電動機の駆動力リプルの抑制との両立に更に有効な電力変換装置を提供することができる。 Advantageous Effects of Invention According to the present disclosure, it is possible to provide a power conversion device that is more effective in improving the detection accuracy of the resistance of the electric motor during operation and suppressing the driving force ripple of the electric motor.

電力変換装置の構成を例示する模式図である。It is a schematic diagram which illustrates the structure of a power converter device. 電流指令生成部の構成を例示するブロック図である。3 is a block diagram illustrating the configuration of a current command generator; FIG. 固定座標系及び回転座標系を例示する図である。FIG. 4 is a diagram illustrating a fixed coordinate system and a rotating coordinate system; 直流成分プロファイル、ブーストプロファイル及びキャリアプロファイルの一例を示すグラフである。7A and 7B are graphs showing examples of a DC component profile, a boost profile, and a carrier profile; 直流成分プロファイル、ブーストプロファイル及びキャリアプロファイルの変形例を示すグラフである。7 is a graph showing modified examples of the DC component profile, boost profile, and carrier profile; 制御回路のハードウェア構成を例示するブロック図である。3 is a block diagram illustrating the hardware configuration of a control circuit; FIG. 電力変換手順を例示するフローチャートである。4 is a flow chart illustrating a power conversion procedure;

以下、実施形態について、図面を参照しつつ詳細に説明する。説明において、同一要素又は同一機能を有する要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。 Hereinafter, embodiments will be described in detail with reference to the drawings. In the explanation, the same reference numerals are given to the same elements or elements having the same function, and duplicate explanations are omitted.

〔電力変換装置〕
図１に示す電力変換装置１は、電源２と電動機３との間で電力変換を行う装置である。電源２は、例えば三相交流電源である。電源２の具体例としては、三相交流の電力系統、又は三相交流の無停電電源等が挙げられる。 [Power converter]
A power conversion device 1 shown in FIG. 1 is a device that performs power conversion between a power supply 2 and an electric motor 3 . The power supply 2 is, for example, a three-phase AC power supply. Specific examples of the power supply 2 include a three-phase AC power system, a three-phase AC uninterruptible power supply, and the like.

電動機３は、交流（例えば三相交流）の供給により動作する誘導電動機である。電動機３は、交流の供給により動作する同期電動機であってもよい。電動機３は、回転型であってもよいし、リニア型であってもよい。以下においては、電動機３が回転型である場合を説明するので、電動機３の動作量を「回転角度」といい、電動機３の動作速度を「回転速度」といい、電動機３が発生する駆動力を「トルク」という。なお、電動機３がリニア型である場合、電動機３が発生する駆動力は、例えば推力である。 The electric motor 3 is an induction motor that operates by being supplied with alternating current (for example, three-phase alternating current). The electric motor 3 may be a synchronous electric motor operated by an alternating current supply. The electric motor 3 may be of a rotary type or a linear type. Since the case where the electric motor 3 is of a rotary type will be described below, the amount of operation of the electric motor 3 will be referred to as "rotational angle", the operating speed of the electric motor 3 will be referred to as "rotational speed", and the driving force generated by the electric motor 3 will be referred to as "rotational speed". is called "torque". When the electric motor 3 is of a linear type, the driving force generated by the electric motor 3 is thrust, for example.

電力変換装置１は、電力変換回路１０と、制御回路１００とを有する。電力変換回路１０（電力変換部）は、電源２と電動機３との間で電力変換を行う。例えば電力変換回路１０は、電源２からの交流電力（以下、「一次側電力」という。）を駆動用の交流電力（以下、「二次側電力」という。）に変換して電動機３に供給する。一例として、電力変換回路１０は、整流回路１１と、平滑コンデンサ１２と、インバータ回路１３と、電流センサ１４とを有する。 The power conversion device 1 has a power conversion circuit 10 and a control circuit 100 . A power conversion circuit 10 (power conversion unit) performs power conversion between the power supply 2 and the electric motor 3 . For example, the power conversion circuit 10 converts AC power (hereinafter referred to as “primary power”) from the power supply 2 into AC power for driving (hereinafter referred to as “secondary power”) and supplies the power to the electric motor 3 . do. As an example, the power conversion circuit 10 has a rectifier circuit 11 , a smoothing capacitor 12 , an inverter circuit 13 and a current sensor 14 .

整流回路１１は、例えばダイオードブリッジ回路又はＰＷＭコンバータ回路であり、上記一次側電力を直流電力に変換する。平滑コンデンサ１２は、上記直流電力を平滑化する。インバータ回路１３は、上記直流電力と上記二次側電力との間の電力変換を行う。 The rectifier circuit 11 is, for example, a diode bridge circuit or a PWM converter circuit, and converts the primary side power to DC power. A smoothing capacitor 12 smoothes the DC power. The inverter circuit 13 performs power conversion between the DC power and the secondary power.

例えばインバータ回路１３は、力行状態において、直流電力を二次側電力に変換して電動機３に供給し、回生状態において、電動機３から戻った二次側電力を直流電力に変換する。なお、力行状態とは、インバータ回路１３から供給された電力により電動機３が動作する状態であり、回生状態とは、動作に応じた電力を電動機３がインバータ回路１３に戻す状態である。 For example, the inverter circuit 13 converts DC power into secondary power and supplies it to the electric motor 3 in the power running state, and converts the secondary power returned from the electric motor 3 into DC power in the regeneration state. Note that the power running state is a state in which the electric motor 3 operates with power supplied from the inverter circuit 13, and the regenerative state is a state in which the electric motor 3 returns electric power corresponding to the operation to the inverter circuit 13.

例えばインバータ回路１３は、複数のスイッチング素子１５を有し、複数のスイッチング素子１５のオン・オフを切り替えることによって上記電力変換を行う。スイッチング素子１５は、例えばパワーＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）又はＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等であり、ゲート駆動信号に応じてオン・オフを切り替える。 For example, the inverter circuit 13 has a plurality of switching elements 15, and performs the power conversion by switching ON/OFF of the plurality of switching elements 15. FIG. The switching element 15 is, for example, a power MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) or an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), and switches ON/OFF according to a gate drive signal.

電流センサ１４は、インバータ回路１３と電動機３との間に流れる電流を検出する。例えば電流センサ１４は、三相交流の全相（ａ相、ｂ相及びｃ相）の電流を検出するように構成されていてもよいし、三相交流のいずれか２相の電流を検出するように構成されていてもよい。漏れ電流が生じない限り、ａ相、ｂ相、及びｃ相の電流の合計はゼロなので、２相の電流を検出する場合にも全相の電流の情報が得られる。 Current sensor 14 detects current flowing between inverter circuit 13 and electric motor 3 . For example, the current sensor 14 may be configured to detect the current of all phases (a phase, b phase, and c phase) of a three-phase alternating current, or may detect current of any two phases of the three-phase alternating current. It may be configured as As long as no leakage current occurs, the sum of the a-phase, b-phase, and c-phase currents is zero, so even when detecting two-phase currents, current information for all phases can be obtained.

制御回路１００は、少なくとも交流の基本波を含む制御指令を生成することと、二次側電力が制御指令に追従するように電力変換回路１０を制御することと、電力変換回路１０が電動機３側に発生させる電圧（すなわち二次側電力の電圧）の直流成分と、電力変換回路１０が電動機３側に発生させる電流（すなわち二次側電力の電流）の直流成分とに基づいて、電動機３の抵抗を算出することと、を実行するように構成されている。 The control circuit 100 generates a control command including at least an AC fundamental wave, controls the power conversion circuit 10 so that the secondary side power follows the control command, and controls the power conversion circuit 10 to control the electric motor 3 side. of the electric motor 3 based on the DC component of the voltage (that is, the voltage of the secondary power) generated in the motor 3 and the DC component of the current that the power conversion circuit 10 generates on the electric motor 3 side (that is, the current of the secondary power) calculating the resistance;

上記制御指令を生成することは、電動機３の回転速度が第１速度であるときよりも、第１速度よりも小さい第２速度であるときの方が大きくなるように直流成分を生成することと、基本波の周波数と、直流成分の大きさとに基づいて、交流の調整波を生成することと、基本波と、直流成分と、調整波とを含む制御指令を生成することと、を含む。 Generating the above-mentioned control command means generating a direct-current component that is greater when the rotation speed of the electric motor 3 is a second speed that is smaller than the first speed than when the rotation speed is the first speed. , generating an AC modulated wave based on the frequency of the fundamental wave and the magnitude of the DC component; and generating a control command including the fundamental wave, the DC component, and the modulated wave.

制御指令は、電流指令であってもよいし、電圧指令であってもよい。制御指令が電流指令である場合、二次側電力を制御指令に追従させることは、二次側電力の電流（以下、「実電流」という。）を電流指令に追従させることを意味する。制御指令が電圧指令である場合、二次側電力を制御指令に追従させることは、二次側電力の電圧（以下、「実電圧」という。）を電圧指令に追従させることを意味する。以下、制御指令が電流指令である場合の構成を例示する。 The control command may be a current command or a voltage command. When the control command is a current command, making the secondary power follow the control command means making the current of the secondary power (hereinafter referred to as “actual current”) follow the current command. When the control command is a voltage command, making the secondary power follow the control command means making the voltage of the secondary power (hereinafter referred to as “actual voltage”) follow the voltage command. A configuration in which the control command is a current command will be exemplified below.

例えば制御回路１００は、機能上の構成（以下、「機能ブロック」という。）として、電流制御部１１１と、電力変換制御部１１２と、座標変換部１１３と、３相・２相変換部１１４と、抵抗算出部１１５と、磁束推定部１１６と、フィルタ処理部１１７と、電流指令生成部１２０とを有する。 For example, the control circuit 100 includes a current control unit 111, a power conversion control unit 112, a coordinate conversion unit 113, and a three-phase/two-phase conversion unit 114 as a functional configuration (hereinafter referred to as “functional blocks”). , a resistance calculator 115 , a magnetic flux estimator 116 , a filter processor 117 , and a current command generator 120 .

電流制御部１１１は、実電流を電流指令に近付けるための演算を行う。例えば電流制御部１１１は、電流指令と実電流との偏差を縮小するように電圧指令を算出する。なお、ここでの電圧指令は、上述した制御指令としての電圧指令ではない。制御指令としての電圧指令との区別のために、以下においては、電流制御部１１１が算出する電圧指令を「電流制御用の電圧指令」という。 The current control unit 111 performs calculations to bring the actual current closer to the current command. For example, the current control unit 111 calculates the voltage command so as to reduce the deviation between the current command and the actual current. Note that the voltage command here is not the voltage command as the control command described above. In order to distinguish from the voltage command as a control command, the voltage command calculated by the current control unit 111 is hereinafter referred to as "voltage command for current control".

例えば電流制御部１１１は、電流指令と実電流との偏差に比例演算、比例・積分演算、又は比例・積分・微分演算を行って電流制御用の電圧指令を算出する。一例として、電流制御部１１１は、ｄｑ座標系において、ｄ軸電流指令ｉｄ＿ｒｅｆ及びｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆと、ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑとの偏差を縮小するように、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＿ｒｅｆ及びｑ軸電圧指令Ｖｑ＿ｒｅｆを算出する。 For example, the current control unit 111 calculates a voltage command for current control by performing a proportional operation, a proportional/integral operation, or a proportional/integral/differential operation on the deviation between the current command and the actual current. As an example, the current control unit 111 controls the d-axis voltage command Vd_ref so as to reduce the deviation between the d-axis current command id_ref and the q-axis current command iq_ref and the d-axis current id and the q-axis current iq in the dq coordinate system. and the q-axis voltage command Vq_ref.

ｄｑ座標系は、電動機３の可動子と共に回転する（動く）座標系であり、座標軸としてｄ軸とｑ軸とを含む（図３参照）。ｄ軸は、電動機３の可動子の磁束方向に沿っている。ｑ軸は、上記磁束方向に垂直である。ｄ軸電流指令ｉｄ＿ｒｅｆは電流指令のｄ軸方向成分であり、ｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆは電流指令のｑ軸方向成分であり、ｄ軸電流ｉｄは実電流のｄ軸方向成分であり、ｑ軸電流ｉｑは実電流のｑ軸方向成分であり、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＿ｒｅｆは電流制御用の電圧指令のｄ軸方向成分であり、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＿ｒｅｆは電流制御用の電圧指令のｑ軸方向成分である。 The dq coordinate system is a coordinate system that rotates (moves) together with the mover of the electric motor 3, and includes the d-axis and the q-axis as coordinate axes (see FIG. 3). The d-axis is along the magnetic flux direction of the mover of the electric motor 3 . The q-axis is perpendicular to the magnetic flux direction. The d-axis current command id_ref is the d-axis component of the current command, the q-axis current command iq_ref is the q-axis component of the current command, the d-axis current id is the d-axis component of the actual current, and the q-axis current iq is the q-axis component of the actual current, the d-axis voltage command Vd_ref is the d-axis component of the voltage command for current control, and the q-axis voltage command Vq_ref is the q-axis component of the voltage command for current control. be.

電力変換制御部１１２は、二次側電力が制御指令に追従するように電力変換回路１０を制御する。例えば電力変換制御部１１２は、実電流が電流指令に追従するように電力変換回路１０を制御する。一例として、電力変換制御部１１２は、実電圧が上記電流制御用の電圧指令に従った大きさになるように電力変換回路１０を制御する。より具体的に、電力変換制御部１１２は、実電圧が上記電流制御用の電圧指令に従った大きさになるように、所定のキャリア周期で複数のスイッチング素子１５のオン・オフを切り替える。 The power conversion control unit 112 controls the power conversion circuit 10 so that the secondary power follows the control command. For example, the power conversion control unit 112 controls the power conversion circuit 10 so that the actual current follows the current command. As an example, the power conversion control unit 112 controls the power conversion circuit 10 so that the actual voltage has a magnitude according to the voltage command for current control. More specifically, the power conversion control unit 112 switches ON/OFF of the plurality of switching elements 15 at a predetermined carrier cycle so that the actual voltage has a magnitude according to the voltage command for current control.

例えば電力変換制御部１１２は、二次側電力の３相（ａ相、ｂ相及びｃ相）のそれぞれにおいて、実電圧が電流制御用の電圧指令に従った大きさになるようにスイッチング素子１５のオン・オフを切り替える。一例として、電力変換制御部１１２は、ａ相電圧Ｖａがａ相電圧指令Ｖａ＿ｒｅｆに実質的に一致し、ｂ相電圧Ｖｂがｂ相電圧指令Ｖｂ＿ｒｅｆに実質的に一致し、ｃ相電圧Ｖｃがｃ相電圧指令Ｖｃ＿ｒｅｆに実質的に一致するように、複数のスイッチング素子１５のオン・オフを切り替える。ａ相電圧Ｖａはａ相の実電圧であり、ａ相電圧指令Ｖａ＿ｒｅｆは電流制御用の電圧指令のａ相成分である。ｂ相電圧Ｖｂはｂ相の実電圧であり、ｂ相電圧指令Ｖｂ＿ｒｅｆは電流制御用の電圧指令のｂ相成分である。ｃ相電圧Ｖｃはｃ相の実電圧であり、ｃ相電圧指令Ｖｃ＿ｒｅｆは電流制御用の電圧指令のｃ相成分である。 For example, the power conversion control unit 112 controls the switching element 15 so that the actual voltage in each of the three phases (a phase, b phase, and c phase) of the secondary power becomes a magnitude according to the voltage command for current control. switch on/off. As an example, power conversion control unit 112 causes a-phase voltage Va to substantially match a-phase voltage command Va_ref, b-phase voltage Vb to substantially match b-phase voltage command Vb_ref, and c-phase voltage Vc to c The plurality of switching elements 15 are switched on/off so as to substantially match the phase voltage command Vc_ref. The a-phase voltage Va is the a-phase actual voltage, and the a-phase voltage command Va_ref is the a-phase component of the voltage command for current control. The b-phase voltage Vb is the b-phase actual voltage, and the b-phase voltage command Vb_ref is the b-phase component of the voltage command for current control. A c-phase voltage Vc is a c-phase actual voltage, and a c-phase voltage command Vc_ref is a c-phase component of a voltage command for current control.

座標変換部１１３は、ｄｑ座標系と、αβ座標系との間の座標変換を行う演算部である。αβ座標系は、電動機３の固定子に固定された座標系であり、座標軸としてα軸とβ軸とを含む（図３参照）。α軸は、例えば二次側電力のａ相の方向に沿っている。β軸は、ａ相の方向に垂直である。３相・２相変換部１１４は、α軸方向の成分及びβ軸方向の成分と、ａ相の成分、ｂ相の成分及びｃ相の成分との間の変換を行う演算部である。 The coordinate conversion unit 113 is a calculation unit that performs coordinate conversion between the dq coordinate system and the αβ coordinate system. The αβ coordinate system is a coordinate system fixed to the stator of the electric motor 3 and includes the α axis and the β axis as coordinate axes (see FIG. 3). The α-axis is, for example, along the direction of the a-phase of the secondary power. The β-axis is perpendicular to the a-phase direction. The three-phase/two-phase conversion unit 114 is a calculation unit that converts between the α-axis direction component and the β-axis direction component and the a-phase component, the b-phase component, and the c-phase component.

例えば、座標変換部１１３は、上記ｄ軸電圧指令Ｖｄ＿ｒｅｆ及びｑ軸電圧指令Ｖｑ＿ｒｅｆを、α軸電圧指令Ｖα＿ｒｅｆ及びβ軸電圧指令Ｖβ＿ｒｅｆに変換し、３相・２相変換部１１４に出力する。α軸電圧指令Ｖα＿ｒｅｆは電流制御用の電圧指令のα軸方向成分であり、β軸電圧指令Ｖβ＿ｒｅｆは電流制御用の電圧指令のβ軸方向成分である。３相・２相変換部１１４は、α軸電圧指令Ｖα＿ｒｅｆ及びβ軸電圧指令Ｖβ＿ｒｅｆを、上記ａ相電圧指令Ｖａ＿ｒｅｆ、ｂ相電圧指令Ｖｂ＿ｒｅｆ及びｃ相電圧指令Ｖｃ＿ｒｅｆに変換し、電力変換制御部１１２に出力する。 For example, the coordinate conversion unit 113 converts the d-axis voltage command Vd_ref and the q-axis voltage command Vq_ref into the α-axis voltage command Vα_ref and the β-axis voltage command Vβ_ref, and outputs them to the three-phase/two-phase conversion unit 114 . The α-axis voltage command Vα_ref is the α-axis direction component of the voltage command for current control, and the β-axis voltage command Vβ_ref is the β-axis direction component of the voltage command for current control. The three-phase/two-phase conversion unit 114 converts the α-axis voltage command Vα_ref and the β-axis voltage command Vβ_ref into the a-phase voltage command Va_ref, the b-phase voltage command Vb_ref, and the c-phase voltage command Vc_ref, and the power conversion control unit 112 output to

また、３相・２相変換部１１４は、ａ相電流ｉａ、ｂ相電流ｉｂ及びｃ相電流ｉｃを、α軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβに変換し、座標変換部１１３に出力する。ａ相電流ｉａはａ相の実電流であり、ｂ相電流ｉｂはｂ相の実電流であり、ｃ相電流ｉｃはｃ相の実電流である。α軸電流ｉαは、実電流のα軸方向成分であり、β軸電流ｉβは、実電流のβ軸方向成分である。座標変換部１１３は、α軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβを、上記ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑに変換し、電流制御部１１１にフィードバックする。 Also, the three-phase/two-phase conversion unit 114 converts the a-phase current ia, the b-phase current ib, and the c-phase current ic into an α-axis current iα and a β-axis current iβ, and outputs them to the coordinate conversion unit 113 . The a-phase current ia is the a-phase real current, the b-phase current ib is the b-phase real current, and the c-phase current ic is the c-phase real current. The α-axis current iα is the component of the actual current in the α-axis direction, and the β-axis current iβ is the component of the actual current in the β-axis direction. The coordinate transformation unit 113 transforms the α-axis current iα and the β-axis current iβ into the d-axis current id and the q-axis current iq, and feeds them back to the current control unit 111 .

抵抗算出部１１５は、電力変換回路１０が電動機３側に発生させる電圧の直流成分と電流の直流成分とに基づいて、電動機３の抵抗を算出する。例えば抵抗算出部１１５は、上記実電圧の直流成分を、上記実電流の直流成分で除算することによって電動機３の抵抗を算出する。抵抗算出部１１５は、抵抗を算出する際に、実電流の直流成分として、実電流の直流成分の検出値（例えば、電流センサ１４による検出値の直流成分）を使用してもよいし、上記電流指令の直流成分を使用してもよい。例えば抵抗算出部１１５は、抵抗を算出する際に、実電流の直流成分として、電流センサ１４による検出値の直流成分を使用する。 The resistance calculator 115 calculates the resistance of the electric motor 3 based on the DC component of the voltage and the DC component of the current generated on the electric motor 3 side by the power conversion circuit 10 . For example, the resistance calculator 115 calculates the resistance of the electric motor 3 by dividing the DC component of the actual voltage by the DC component of the actual current. When calculating the resistance, the resistance calculation unit 115 may use the detected value of the DC component of the actual current (for example, the DC component of the value detected by the current sensor 14) as the DC component of the actual current. A DC component of the current command may also be used. For example, the resistance calculator 115 uses the DC component of the value detected by the current sensor 14 as the DC component of the actual current when calculating the resistance.

抵抗算出部１１５は、抵抗を算出する際に、実電圧の直流成分として、実電圧の直流成分の検出値を使用してもよいし、上記制御指令に基づく電圧指令（例えば上記電流制御用の電圧指令）の直流成分を使用してもよい。例えば抵抗算出部１１５は、抵抗を算出する際に、上記電流制御用の電圧指令の直流成分を使用する。 When calculating the resistance, the resistance calculator 115 may use a detected value of the DC component of the actual voltage as the DC component of the actual voltage, or may use a voltage command based on the control command (for example, the current control voltage command) may be used. For example, the resistance calculator 115 uses the DC component of the voltage command for current control when calculating the resistance.

例えば抵抗算出部１１５は、実電圧の直流成分と実電流の直流成分として、所定の積分期間の実電圧の積分値（以下、「電圧積分値」という。）と、当該積分期間の実電流の積分値（以下、「電流積分値」という。）とに基づいて抵抗を算出する。例えば抵抗算出部１１５は、基本波の１周期における電圧積分値を、当該１周期における電流積分値で除算することで電動機３の抵抗を算出する。なお、積分期間は、基本波の１周期に２以上の整数を乗算した期間であってもよい。一例として、抵抗算出部１１５は、次式によって電動機３の抵抗を算出する。

Figure 0007272909000001

Ｒ：電動機３の抵抗
θ１：αβ座標系に対するｄｑ座標系の回転角度（図３参照） For example, the resistance calculation unit 115 calculates, as the DC component of the actual voltage and the DC component of the actual current, an integral value of the actual voltage during a predetermined integration period (hereinafter referred to as a “voltage integral value”), and an integral value of the actual current during the integration period. The resistance is calculated based on the integrated value (hereinafter referred to as "current integrated value"). For example, the resistance calculator 115 calculates the resistance of the electric motor 3 by dividing the voltage integral value in one cycle of the fundamental wave by the current integral value in the one cycle. Note that the integration period may be a period obtained by multiplying one period of the fundamental wave by an integer of 2 or more. As an example, the resistance calculator 115 calculates the resistance of the electric motor 3 using the following equation.
Figure 0007272909000001
R: resistance of electric motor 3 θ1: rotation angle of dq coordinate system with respect to αβ coordinate system (see FIG. 3)

磁束推定部１１６は、抵抗算出部１１５が算出した抵抗Ｒと、実電流と、実電圧とに基づいて、電動機３の可動子導体が発生する磁束λを推定する。磁束推定部１１６は、磁束を推定する際に、実電流として、実電流の検出値を使用してもよいし、電流指令を使用してもよい。例えば磁束推定部１１６は、磁束を推定する際に、実電流として、実電流の検出値（例えばα軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβ）を使用する。 The magnetic flux estimator 116 estimates the magnetic flux λ generated by the mover conductor of the electric motor 3 based on the resistance R calculated by the resistance calculator 115, the actual current, and the actual voltage. When estimating the magnetic flux, the magnetic flux estimator 116 may use a detected value of the actual current or a current command as the actual current. For example, when estimating the magnetic flux, the magnetic flux estimator 116 uses detected values of the actual current (for example, the α-axis current iα and the β-axis current iβ) as the actual current.

また、磁束推定部１１６は、磁束を推定する際に、実電圧として、実電圧の検出値を使用してもよいし、上記制御指令に基づく電圧指令（例えば上記電流制御用の電圧指令）を使用してもよい。例えば磁束推定部１１６は、磁束を推定する際に、実電圧として、上記電流制御用の電圧指令（例えばα軸電圧指令Ｖα＿ｒｅｆ及びβ軸電圧指令Ｖβ＿ｒｅｆ）を使用する。 Further, when estimating the magnetic flux, the magnetic flux estimator 116 may use a detected value of the actual voltage as the actual voltage, or use a voltage command based on the control command (for example, the voltage command for current control). may be used. For example, when estimating the magnetic flux, the magnetic flux estimator 116 uses the voltage commands for current control (for example, the α-axis voltage command Vα_ref and the β-axis voltage command Vβ_ref) as the actual voltage.

電流指令生成部１２０（指令生成部）は、少なくとも上記基本波を含む制御指令を生成する。例えば電流指令生成部１２０は、上記基本波と、直流成分と、基本波の周波数と直流成分の大きさとに基づく調整波とを含む制御指令を生成し、電流制御部１１１に出力する。 The current command generator 120 (command generator) generates a control command including at least the fundamental wave. For example, the current command generator 120 generates a control command including the fundamental wave, a DC component, and an adjusted wave based on the frequency of the fundamental wave and the magnitude of the DC component, and outputs the control command to the current controller 111 .

電流指令生成部１２０は、電動機３の回転速度が第１速度であるときよりも、第１速度よりも小さい第２速度であるときの方が大きくなるように上記直流成分を生成し、これを上記制御指令に含める。また、電流指令生成部１２０は、基本波の周波数と直流成分の大きさとに基づき調整波を生成し、これを上記制御指令に含める。図２に示すように、例えば電流指令生成部１２０は、より細分化された機能ブロックとして、基本波生成部１２１と、直流成分生成部１２２と、調整波生成部１２３とを有する。 The current command generation unit 120 generates the DC component so that it becomes greater when the rotation speed of the electric motor 3 is a second speed that is smaller than the first speed than when the rotation speed is the first speed. Included in the above control commands. Also, the current command generator 120 generates an adjusted wave based on the frequency of the fundamental wave and the magnitude of the DC component, and includes this in the control command. As shown in FIG. 2, for example, the current command generator 120 has a fundamental wave generator 121, a DC component generator 122, and an adjusted wave generator 123 as more subdivided functional blocks.

基本波生成部１２１は、抵抗算出部１１５が算出した抵抗Ｒと、電動機３に発生させるトルクの目標値（トルク目標値Ｔ＿ｒｅｆ）とに基づいて基本波を算出する。例えば基本波生成部１２１は、ｄ軸基本波Ｉｄｓと、磁束推定部１１６による磁束λの推定値と、トルク目標値Ｔ＿ｒｅｆとに基づいて、トルク目標値Ｔ＿ｒｅｆに一致するトルクを発生させるためのｑ軸基本波Ｉｑｓを算出する。 The fundamental wave generation unit 121 calculates the fundamental wave based on the resistance R calculated by the resistance calculation unit 115 and the target value of the torque to be generated in the electric motor 3 (torque target value T_ref). For example, the fundamental wave generator 121 generates a torque q Calculate the axial fundamental wave Iqs.

ｄ軸基本波Ｉｄｓは、例えば操作者の数値入力により設定される。ｄ軸基本波Ｉｄｓは、二次側電流の磁束発生成分に相当する。磁束発生成分とは、電動機３の可動子導体に磁束λを発生させる成分である。ｑ軸基本波Ｉｑｓは、二次側電流の駆動力発生成分に相当する。 The d-axis fundamental wave Ids is set by an operator's numerical input, for example. The d-axis fundamental wave Ids corresponds to the magnetic flux generation component of the secondary current. The magnetic flux generation component is a component that causes the mover conductor of the electric motor 3 to generate a magnetic flux λ. The q-axis fundamental wave Iqs corresponds to the driving force generating component of the secondary current.

直流成分生成部１２２は、電動機３の動作速度が第１速度であるときよりも、第１速度よりも小さい第２速度であるときの方が大きくなるように直流成分を生成する。例えば直流成分生成部１２２は、動作速度が小さくなるのに従って直流成分が大きくなるように設定された動作速度と直流成分との関係（以下、「直流成分プロファイル」という。）に従って、電動機３の動作速度に対応する直流成分を算出する。なお、動作速度が小さくなるのに従って直流成分が大きくなるように動作速度と直流成分との関係が設定されることは、動作速度が大きくなるのに従って直流成分が小さくなるように動作速度と直流成分との関係が設定されることと同義である。直流成分プロファイルは、関数として設定されていてもよいし、動作速度と直流成分との対応を離散的に示すテーブルとして設定されていてもよい。 The DC component generator 122 generates a DC component that is larger when the operating speed of the electric motor 3 is the second speed, which is smaller than the first speed, than when the operating speed is the first speed. For example, the DC component generator 122 operates the electric motor 3 according to the relationship between the operating speed and the DC component (hereinafter referred to as “DC component profile”) set so that the DC component increases as the operating speed decreases. Calculate the DC component corresponding to the velocity. The relationship between the operating speed and the DC component is set so that the DC component increases as the operating speed decreases. It is synonymous with setting a relationship with. The DC component profile may be set as a function, or may be set as a table that discretely shows the correspondence between the operating speed and the DC component.

直流成分プロファイルの例を図４及び図５に示す。図４及び図５は、回転速度と直流成分との関係を示すグラフであり、横軸が動作速度を示し、縦軸が直流成分の大きさを示している。図４及び図５のいずれにおいても、実線で示されるプロットが、直流成分プロファイルである。 Examples of DC component profiles are shown in FIGS. 4 and 5. FIG. 4 and 5 are graphs showing the relationship between the rotation speed and the DC component, the horizontal axis representing the operating speed, and the vertical axis representing the magnitude of the DC component. In both FIGS. 4 and 5, plots indicated by solid lines are DC component profiles.

図４の直流成分プロファイルにおいては、回転速度が大きくなるのに従って直流成分が徐々に小さくなり、回転速度が所定の閾値ω２１以上になると直流成分が一定値になる。換言すると、回転速度が閾値ω２１を下回ると直流成分が上記一定値よりも大きくなり、回転速度が更に小さくなるのに従って、直流成分が徐々に大きくなる。このような直流成分プロファイルによれば、閾値ω２１よりも大きい回転速度ω１１（上記第１速度の例）に対応する直流成分に比較して、閾値ω２１よりも小さい回転速度ω１２（上記第２速度の例）に対応する直流成分が大きくなる。 In the DC component profile of FIG. 4, the DC component gradually decreases as the rotational speed increases, and becomes constant when the rotational speed exceeds a predetermined threshold value ω21. In other words, when the rotation speed falls below the threshold value ω21, the DC component becomes larger than the constant value, and as the rotation speed further decreases, the DC component gradually increases. According to such a DC component profile, compared to the DC component corresponding to the rotation speed ω11 (example of the first speed) higher than the threshold ω21, the rotation speed ω12 (the second speed) lower than the threshold ω21 example), the DC component increases.

図５の直流成分プロファイルにおいては、閾値ω２１よりも大きい速度域に比較して、閾値ω２１よりも小さい速度域における直流成分がステップ状に大きくなっており、各速度域における直流成分は一定である。このような直流成分プロファイルによっても、閾値ω２１よりも大きい回転速度ω１１（上記第１速度の例）に対応する直流成分に比較して、閾値ω２１よりも小さい回転速度ω１２（上記第２速度の例）に対応する直流成分が大きくなる。 In the DC component profile of FIG. 5, the DC component in the speed range smaller than the threshold ω21 increases stepwise compared to the speed range larger than the threshold ω21, and the DC component in each speed range is constant. . With such a DC component profile, the rotation speed ω12 (example of the second speed) smaller than the threshold ω21 is compared to the DC component corresponding to the rotation speed ω11 (example of the first speed) larger than the threshold ω21. ) becomes large.

調整波生成部１２３は、基本波生成部１２１が生成した基本波の周波数と、直流成分生成部１２２が生成した直流成分の大きさとに基づいて、交流の調整波を生成する。例えば調整波生成部１２３は、基本波生成部１２１が生成した基本波の周波数の２倍に実質的に等しい周波数と、直流成分生成部１２２が生成した直流成分の大きさに実質的に等しい振幅とを有する調整波を生成する。ここでの「実質的に等しい」とは、誤差レベル（例えば±１０％）の差異が存在する場合を含む。 The adjusted wave generator 123 generates an AC adjusted wave based on the frequency of the fundamental wave generated by the fundamental wave generator 121 and the magnitude of the DC component generated by the DC component generator 122 . For example, the adjusted wave generator 123 generates a frequency substantially equal to twice the frequency of the fundamental wave generated by the fundamental wave generator 121 and an amplitude substantially equal to the magnitude of the DC component generated by the DC component generator 122. to generate a tuning wave having As used herein, "substantially equal" includes differences with an error level (eg, ±10%).

電流指令生成部１２０は、加え合わせ点１２５で示されるように、基本波生成部１２１が生成した基本波と、直流成分生成部１２２が生成した直流成分と、調整波生成部１２３が生成した調整波成分とを足し合わせた制御指令を生成する。一例として、電流指令生成部１２０は、次式によって、ｄｑ座標系における電流指令を生成する。

Figure 0007272909000002
Current command generation section 120 combines the fundamental wave generated by fundamental wave generation section 121, the DC component generated by DC component generation section 122, and the adjustment wave generated by adjustment wave generation section 123, as indicated by summation point 125. A control command is generated by adding the wave component. As an example, current command generator 120 generates a current command in the dq coordinate system by the following equation.
Figure 0007272909000002

なお、上記式（２）を、αβ座標系に変換すると、次式が得られる。

Figure 0007272909000003

θ２：ｄｑ座標系における基本波の位相角（図３参照） The following equation is obtained by converting the above equation (2) into the αβ coordinate system.
Figure 0007272909000003
θ2: Phase angle of the fundamental wave in the dq coordinate system (see Fig. 3)

式（３）において、α軸電流指令ｉα＿ｒｅｆは電流指令のα軸成分であり、β軸電流指令ｉβ＿ｒｅｆは電流指令のβ軸成分である。Ｉｓ・ｃｏｓ（θ１＋θ２）は基本波のα軸成分であり、Ｉｓ・ｓｉｎ（θ１＋θ２）は基本波のβ軸成分である。Ｉｉｎｊは直流成分である。また、Ｉｉｎｊ・ｃｏｓ（２・θ１）は調整波のα軸成分であり、Ｉｉｎｊ・ｓｉｎ（２・θ１）は調整波のβ軸成分である。すなわち、式（３）は、基本波と直流成分と調整波とを足し合わせて電流指令を生成することの一例を示しており、この例ではα軸成分のみに直流成分が足されている。従って、ｄｑ座標系における電流指令を式（２）によって算出することは、基本波と直流成分と調整波とを足し合わせて電流指令を生成することに相当する。 In equation (3), the α-axis current command iα_ref is the α-axis component of the current command, and the β-axis current command iβ_ref is the β-axis component of the current command. Is·cos(θ1+θ2) is the α-axis component of the fundamental wave, and Is·sin(θ1+θ2) is the β-axis component of the fundamental wave. Iinj is the DC component. Further, Iinj·cos(2·θ1) is the α-axis component of the adjusted wave, and Iinj·sin(2·θ1) is the β-axis component of the adjusted wave. That is, equation (3) shows an example of generating a current command by adding together the fundamental wave, the DC component, and the adjustment wave. In this example, the DC component is added only to the α-axis component. Therefore, calculating the current command in the dq coordinate system by Equation (2) corresponds to adding the fundamental wave, the DC component, and the adjustment wave to generate the current command.

電流指令生成部１２０が式（２）によって電流指令を算出する場合、基本波生成部１２１が基本波を算出することは、式（２）におけるＩｄｓ及びＩｑｓを算出することに相当する。直流成分生成部１２２が直流成分を算出することは、式（２）におけるＩｉｎｊを算出することに相当する。調整波生成部１２３が調整波を算出することは、式（２）において２・Ｉｉｎｊ・ｃｏｓ（θ１）を算出することに含まれる。すなわち、式（２）によれば、調整波生成部１２３による調整波の算出と、基本波、直流成分及び調整波の足し合わせとが同時に行われることとなる。 When the current command generation unit 120 calculates the current command using Equation (2), the calculation of the fundamental wave by the fundamental wave generation unit 121 corresponds to the calculation of Ids and Iqs in Equation (2). Calculation of the DC component by the DC component generator 122 corresponds to calculation of Iinj in Equation (2). The calculation of the adjusted wave by the adjusted wave generating section 123 is included in the calculation of 2·Iinj·cos(θ1) in Equation (2). That is, according to the equation (2), the calculation of the adjusted wave by the adjusted wave generator 123 and the addition of the fundamental wave, the DC component, and the adjusted wave are performed at the same time.

制御回路１００は、電動機３の回転速度が上記第１速度であるときよりも、上記第２速度であるときの方が、電動機３側の電流の磁束発生成分が大きくなり当該電流の駆動力発生成分が小さくなるように基本波を変更するように構成されていてもよい。例えば、電流指令生成部１２０は、基本波変更部１２４を更に有する。 In the control circuit 100, when the rotation speed of the electric motor 3 is the second speed, the magnetic flux generating component of the electric current on the electric motor 3 side becomes larger than when the rotational speed of the electric motor 3 is the first speed. It may be configured to change the fundamental wave so that the component becomes smaller. For example, the current command generator 120 further has a fundamental wave changer 124 .

基本波変更部１２４は、電動機の回転速度が上記第１速度であるときよりも、上記第２速度であるときの方が、ｄ軸基本波Ｉｄｓが大きくなりｑ軸基本波Ｉｑｓが小さくなるように基本波を変更する。例えば基本波変更部１２４は、動作速度が小さくなるのに従って、ｄ軸基本波Ｉｄｓの拡大率が大きくなるように設定された動作速度と拡大率との関係（以下、「ブーストプロファイル」という。）に従って、電動機３の動作速度に対応する拡大率を算出する。 The fundamental wave changing unit 124 is configured so that the d-axis fundamental wave Ids becomes larger and the q-axis fundamental wave Iqs becomes smaller when the rotation speed of the electric motor is the second speed than when the rotation speed is the first speed. change the fundamental wave to For example, the fundamental wave changing unit 124 has a relation between the operation speed and the expansion ratio (hereinafter referred to as “boost profile”) set so that the expansion ratio of the d-axis fundamental wave Ids increases as the operation speed decreases. Then, the enlargement ratio corresponding to the operating speed of the electric motor 3 is calculated.

ブーストプロファイルの例を図４及び図５に示す。図４及び図５において、ブーストプロファイルに対する縦軸は、拡大率の大きさを示す。図４及び図５のいずれにおいても、一点鎖線で示されるプロットが、ブーストプロファイルである。 Examples of boost profiles are shown in FIGS. 4 and 5. FIG. 4 and 5, the vertical axis for the boost profile indicates the magnitude of the magnification. In both FIGS. 4 and 5, the plot indicated by the dashed-dotted line is the boost profile.

図４のブーストプロファイルにおいては、回転速度が閾値ω２１よりも大きい場合には拡大率が１である。回転速度が閾値ω２１を下回ると拡大率が１よりも大きくなり、回転速度が更に小さくなるのに従って、拡大率が徐々に大きくなる。このようなブーストプロファイルによれば、閾値ω２１よりも大きい回転速度ω１１（上記第１速度の例）に対応する拡大率に比較して、閾値ω２１よりも小さい回転速度ω１２（上記第２速度の例）に対応する拡大率が大きくなる。 In the boost profile of FIG. 4, the magnification is 1 when the rotational speed is greater than the threshold ω21. When the rotation speed falls below the threshold value ω21, the enlargement ratio becomes greater than 1, and as the rotation speed further decreases, the enlargement ratio gradually increases. According to such a boost profile, the rotational speed ω12 (example of the second speed) smaller than the threshold ω21 is compared with the enlargement ratio corresponding to the rotational speed ω11 (example of the first speed) larger than the threshold ω21. ) is increased.

図５のブーストプロファイルにおいては、閾値ω２１よりも大きい速度域に比較して、閾値ω２１よりも小さい速度域における拡大率がステップ状に大きくなっている。例えば、閾値ω２１よりも大きい速度域における拡大率は１であり、閾値ω２１よりも小さい速度域における拡大率は１より大きい定数である。このようなブーストプロファイルによっても、閾値ω２１よりも大きい回転速度ω１１（上記第１速度の例）に対応する拡大率に比較して、閾値ω２１よりも小さい回転速度ω１２（上記第２速度の例）に対応する拡大率が大きくなる。 In the boost profile of FIG. 5, the enlargement ratio in the speed range smaller than the threshold ω21 is stepwise larger than that in the speed range larger than the threshold ω21. For example, the enlargement factor is 1 in the speed range larger than the threshold ω21, and the enlargement factor is a constant larger than 1 in the speed range smaller than the threshold ω21. Even with such a boost profile, the rotation speed ω12 (example of the second speed) smaller than the threshold ω21 is lower than the enlargement ratio corresponding to the rotation speed ω11 (example of the first speed) larger than the threshold ω21. The enlargement ratio corresponding to .

基本波変更部１２４は、拡大率の算出結果が１よりも大きい場合に、当該拡大率にてｄ軸基本波Ｉｄｓを拡大し、拡大後のｄ軸基本波Ｉｄｓによって基本波生成部１２１に基本波を変更させる。基本波生成部１２１においては、トルク目標値Ｔ＿ｒｅｆにトルクを一致させるために、ｄ軸基本波Ｉｄｓの拡大に応じてｑ軸基本波Ｉｑｓが縮小される。このため、上記拡大率にてｄ軸基本波Ｉｄｓが大きくなり、その分ｑ軸基本波Ｉｑｓが小さくなるように基本波が変更される。 When the calculation result of the expansion rate is greater than 1, the fundamental wave changing unit 124 expands the d-axis fundamental wave Ids by the expansion rate, and supplies the fundamental wave generation unit 121 with the expanded d-axis fundamental wave Ids. change the waves. In the fundamental wave generator 121, the q-axis fundamental wave Iqs is reduced in accordance with the expansion of the d-axis fundamental wave Ids in order to match the torque with the torque target value T_ref. For this reason, the fundamental wave is changed so that the d-axis fundamental wave Ids becomes larger at the above enlargement factor and the q-axis fundamental wave Iqs becomes smaller accordingly.

制御回路１００は、電力変換制御部１１２が制御指令に従って電力変換部に電力変換を実行させる前に、制御指令にローパス型のフィルタリングを施すことを更に実行するように構成されていてもよい。例えば制御回路１００は、フィルタ処理部１１７を更に有する。 The control circuit 100 may further be configured to perform low-pass filtering of the control command before the power conversion control unit 112 causes the power conversion unit to perform power conversion according to the control command. For example, the control circuit 100 further has a filtering section 117 .

フィルタ処理部１１７は、磁束推定部１１６による磁束λの推定結果にローパス型のデジタルフィルタリングを施して、フィルタリング後の磁束λを基本波生成部１２１に出力する。デジタルフィルタリングの具体例としては、有限インパルス応答方式のフィルタリングが挙げられる。上述したように、基本波生成部１２１は、磁束λに基づいて電流指令の基本波を生成するので、磁束λにローパス型のフィルタリングを施すことによって、基本波にもローパス型のフィルタリングが施されたこととなる。 Filter processing section 117 performs low-pass digital filtering on the estimation result of magnetic flux λ by magnetic flux estimating section 116 and outputs filtered magnetic flux λ to fundamental wave generating section 121 . A specific example of digital filtering is finite impulse response filtering. As described above, the fundamental wave generation unit 121 generates the fundamental wave of the current command based on the magnetic flux λ. Therefore, when the magnetic flux λ is low-pass filtered, the fundamental wave is also low-pass filtered. That's what happened.

以上に説明した構成によれば、トルクリプルを抑制しつつ基本波に直流成分を加えることができる。具体的には、直流成分を調整波と共に基本波に加えることによって、直流成分の加算に起因するトルクリプルを抑制することができる。仮に、直流成分のみを基本波に加える場合、ｄｑ座標系においては、ｄ軸電流指令ｉｄ＿ｒｅｆ及びｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆの両方にリプル（振動成分）が生じ、これらのリプルに起因してトルクリプルが生じる。これに対し、直流成分を調整波と共に基本波に加えると、ｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆのリプルが削減される。例えば、式（２）に示されるように、ｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆのリプルは消える。 According to the configuration described above, it is possible to add a DC component to the fundamental wave while suppressing torque ripple. Specifically, by adding the DC component to the fundamental wave together with the adjusted wave, it is possible to suppress the torque ripple caused by the addition of the DC component. If only the DC component is added to the fundamental wave, ripples (vibration components) occur in both the d-axis current command id_ref and the q-axis current command iq_ref in the dq coordinate system, and these ripples cause torque ripples. . On the other hand, if the DC component is added to the fundamental wave together with the tuning wave, the ripple of the q-axis current command iq_ref is reduced. For example, the ripple of the q-axis current command iq_ref disappears as shown in equation (2).

ｄ軸電流指令ｉｄ＿ｒｅｆにはリプルが残るものの、この振動成分は、ｄ軸電流ｉｄにより磁束λが生成される過程で大幅に減衰する。このため、直流成分を調整波と共に基本波に加える場合に生じるトルクリプルは、直流成分のみを基本波に加える場合のトルクリプルに比較して大幅に抑制される。このように、トルクリプルを抑制しつつ基本波に直流成分を加えることによって、直流成分に基づく抵抗の算出精度が高められる。 Although a ripple remains in the d-axis current command id_ref, this vibration component is significantly attenuated in the process of generating the magnetic flux λ by the d-axis current id. Therefore, the torque ripple that occurs when the DC component is added to the fundamental wave together with the adjusted wave is significantly suppressed compared to the torque ripple that occurs when only the DC component is added to the fundamental wave. By adding the DC component to the fundamental wave while suppressing the torque ripple in this way, the accuracy of calculating the resistance based on the DC component is enhanced.

ただし、抵抗の算出精度は、電動機３の動作速度が小さくなるにつれて低下する傾向がある。この傾向に合わせ、電動機３の動作速度が第１速度であるときよりも第２速度であるときの方が大きくなるように直流成分を生成することによって、第２速度における抵抗の算出精度を更に向上させることができる。一方、第１速度における直流成分を第２速度における直流成分よりも小さくすることによって、第１速度における駆動力リプルを更に抑制することができる。 However, the resistance calculation accuracy tends to decrease as the operating speed of the electric motor 3 decreases. In line with this tendency, the DC component is generated so that the operating speed of the electric motor 3 is greater at the second speed than at the first speed, thereby further improving the calculation accuracy of the resistance at the second speed. can be improved. On the other hand, by making the DC component at the first speed smaller than the DC component at the second speed, it is possible to further suppress the driving force ripple at the first speed.

抵抗の算出精度には、電圧の誤差（電圧を示す情報と実際の電圧との差）等が影響を及ぼす。電圧の誤差の具体例としては、電流制御用の電圧指令（ｄ軸電圧指令Ｖｄ＿ｒｅｆ及びｑ軸電圧指令Ｖｑ＿ｒｅｆ）と実電圧との差が挙げられる。電圧の誤差は、例えば電力変換回路１０におけるスイッチング（複数のスイッチング素子１５のオン・オフ切り替え）等に起因して生じる。 Voltage error (difference between information indicating voltage and actual voltage) and the like affect the calculation accuracy of the resistance. A specific example of the voltage error is the difference between the current control voltage commands (d-axis voltage command Vd_ref and q-axis voltage command Vq_ref) and the actual voltage. The voltage error is caused, for example, by switching (on/off switching of the plurality of switching elements 15) in the power conversion circuit 10, or the like.

電圧の誤差が抵抗の算出精度に及ぼす影響は、電動機３の回転速度が小さくなるにつれて大きくなる傾向がある。そこで、制御回路１００は、電動機３の動作速度が上記第１速度であるときよりも、上記第２速度であるときの電力変換回路１０におけるスイッチング周期（複数のスイッチング素子１５のオン・オフを切り替える周期）を長くするように構成されていてもよい。これにより、上記影響の拡大を抑制することができる。例えば電力変換制御部１１２は、電動機３の動作速度が第１速度であるときよりも、上記第２速度であるときの電力変換回路１０におけるキャリア周期を長くする。一例として、電力変換制御部１１２は、動作速度が小さくなるのに従って、キャリア周期が長くなるように設定された動作速度とキャリア周期との関係（以下、「キャリアプロファイル」という。）に従って、電動機３の動作速度に対応するキャリア周期を算出する。 The influence of the voltage error on the resistance calculation accuracy tends to increase as the rotation speed of the electric motor 3 decreases. Therefore, the control circuit 100 controls the switching cycle (on/off switching of the plurality of switching elements 15) in the power conversion circuit 10 when the operating speed of the electric motor 3 is the second speed rather than when the operating speed is the first speed. period) may be configured to be longer. Thereby, expansion of the said influence can be suppressed. For example, the power conversion control unit 112 makes the carrier cycle in the power conversion circuit 10 longer when the operating speed of the electric motor 3 is the second speed than when the operating speed is the first speed. As an example, the power conversion control unit 112, according to the relationship between the operating speed and the carrier cycle (hereinafter referred to as “carrier profile”) set so that the carrier cycle lengthens as the operating speed decreases, the electric motor 3 Calculate the carrier period corresponding to the operating speed of .

キャリアプロファイルの例を図４及び図５に示す。図４及び図５において、キャリアプロファイルに対する縦軸は、キャリア周期の長さを示す。図４及び図５のいずれにおいても、破線で示されるプロットがキャリアプロファイルである。 Examples of carrier profiles are shown in FIGS. 4 and 5. FIG. 4 and 5, the vertical axis for the carrier profile indicates the length of the carrier period. In both FIGS. 4 and 5, plots indicated by dashed lines are carrier profiles.

図４のキャリアプロファイルにおいては、回転速度が閾値ω２２よりも大きい場合にはキャリア周期が一定値（以下、「通常周期」という。）とされている。閾値ω２２は、上述した閾値ω２１よりも小さい。閾値ω２２は、閾値ω２１と同等以上であってもよい。
回転速度が閾値ω２２を下回るとキャリア周期が通常周期よりも長くなり、回転速度が更に小さくなるのに従って、キャリア周期が徐々に長くなる。このようなキャリアプロファイルによれば、閾値ω２２よりも大きい回転速度ω１１（上記第１速度の例）に対応するキャリア周期に比較して、閾値ω２２よりも小さい回転速度ω１２（上記第２速度の例）に対応するキャリア周期が長くなる。 In the carrier profile of FIG. 4, the carrier period is set to a constant value (hereinafter referred to as "normal period") when the rotation speed is greater than the threshold value ω22. The threshold ω22 is smaller than the threshold ω21 described above. The threshold ω22 may be equal to or greater than the threshold ω21.
When the rotational speed falls below the threshold value ω22, the carrier cycle becomes longer than the normal cycle, and as the rotational speed further decreases, the carrier cycle gradually becomes longer. According to such a carrier profile, the rotation speed ω12 (example of the second speed) smaller than the threshold ω22 is compared with the carrier cycle corresponding to the rotation speed ω11 (example of the first speed) larger than the threshold ω22. ) is lengthened.

図５のキャリアプロファイルにおいては、閾値ω２２よりも大きい速度域に比較して、閾値ω２２よりも小さい速度域におけるキャリア周期がステップ状に長くなっている。例えば、閾値ω２２よりも大きい速度域におけるキャリア周期は上記通常周期である。このようなキャリアプロファイルによっても、閾値ω２２よりも大きい回転速度ω１１（上記第１速度の例）に対応するキャリア周期に比較して、閾値ω２２よりも小さい回転速度ω１２（上記第２速度の例）に対応するキャリア周期が長くなる。 In the carrier profile of FIG. 5, the carrier period in the speed range smaller than the threshold ω22 is longer in a stepwise manner than in the speed range larger than the threshold ω22. For example, the carrier period in the speed range greater than the threshold ω22 is the normal period. Even with such a carrier profile, the rotational speed ω12 (example of the second speed) smaller than the threshold ω22 is lower than the carrier cycle corresponding to the rotational speed ω11 (example of the first speed) larger than the threshold ω22. The carrier period corresponding to becomes longer.

なお、電力変換制御部１１２は、キャリア周期を変更するのに代えて、何周期ごとにスイッチング素子１５のオン・オフを切り替えるのかを変更することで、スイッチング周期を変更してもよい。 Instead of changing the carrier cycle, the power conversion control unit 112 may change the switching cycle by changing how many cycles the switching element 15 is switched on and off.

上述したように、抵抗算出部１１５が算出した抵抗は、トルク目標値Ｔ＿ｒｅｆに一致したトルクを発生させるためのｑ軸基本波Ｉｑｓの算出に用いられる。なお、ここでの「ｑ軸基本波Ｉｑｓの算出に用いられる」とは、ｑ軸基本波Ｉｑｓの算出に間接的に用いられること（例えば、抵抗が磁束の算出に用いられ、磁束の算出結果がｑ軸基本波Ｉｑｓの算出に用いられること）を含む。トルク目標値Ｔ＿ｒｅｆに一致したトルクを発生させるためのｑ軸基本波Ｉｑｓの算出に抵抗が用いられる場合、抵抗の算出精度は、トルク制御の精度に影響するが、その影響は電動機３の動作速度が大きくなるにつれて小さくなる。そこで、制御回路１００は、電動機３の動作速度が上記第１速度であるときには電動機３の抵抗の算出を停止し、電動機３の抵抗を一定値として基本波を生成するように構成されていてもよい。例えば抵抗算出部１１５は、閾値ω２１よりも小さい速度域においては電動機３の抵抗の算出を行い、閾値ω２１よりも大きい速度域においては電動機３の抵抗の算出を停止してもよい。また、抵抗算出部１１５は、動作速度がゼロであるか、ゼロに極めて近い場合に、電動機３の抵抗の算出を停止してもよい。これに合わせ、直流成分生成部１２２は、図４及び図５に例示したように、動作速度が小さくなるのに従って直流成分が大きくなる直流成分プロファイルに従う場合であっても、動作速度がゼロであるか、ゼロに極めて近い場合に、直流成分をゼロにしてもよい。 As described above, the resistance calculated by the resistance calculator 115 is used to calculate the q-axis fundamental wave Iqs for generating torque that matches the torque target value T_ref. Here, "used to calculate the q-axis fundamental wave Iqs" means that it is indirectly used to calculate the q-axis fundamental wave Iqs (for example, the resistance is used to calculate the magnetic flux, and the magnetic flux calculation result is used to calculate the q-axis fundamental wave Iqs). When resistance is used to calculate the q-axis fundamental wave Iqs for generating a torque that matches the torque target value T_ref, the accuracy of resistance calculation affects the accuracy of torque control. becomes smaller as becomes larger. Therefore, the control circuit 100 may be configured to stop calculating the resistance of the electric motor 3 when the operating speed of the electric motor 3 is the first speed, and to generate the fundamental wave with the resistance of the electric motor 3 set to a constant value. good. For example, the resistance calculator 115 may calculate the resistance of the electric motor 3 in a speed range smaller than the threshold ω21, and stop calculating the resistance of the electric motor 3 in a speed range larger than the threshold ω21. Further, the resistance calculator 115 may stop calculating the resistance of the electric motor 3 when the operating speed is zero or very close to zero. In accordance with this, the DC component generation unit 122 has an operating speed of zero even when following a DC component profile in which the DC component increases as the operating speed decreases, as illustrated in FIGS. Alternatively, the DC component may be zeroed if it is very close to zero.

抵抗算出部１１５が抵抗の算出を停止している期間において、基本波生成部１２１は、電動機３の抵抗を一定値として基本波を生成する。例えば基本波生成部１２１は、抵抗の算出を停止する直前に抵抗算出部１１５が算出した抵抗を、上記一定値として使用してもよいし、電動機３の停止中に予め測定された抵抗を上記一定値として使用してもよい。直流成分生成部１２２は、閾値ω２１よりも大きい速度域における直流成分をゼロにする。これにより、トルク制御の精度の低下を抑制しつつ、直流成分の加算に伴うトルクリプルを更に削減することができる。また、直流成分の加算に伴うエネルギーロスも削減することができる。 During the period when the resistance calculator 115 stops calculating the resistance, the fundamental wave generator 121 generates the fundamental wave with the resistance of the electric motor 3 set to a constant value. For example, the fundamental wave generation unit 121 may use the resistance calculated by the resistance calculation unit 115 immediately before stopping the calculation of the resistance as the constant value, or use the resistance measured in advance while the electric motor 3 is stopped as the above constant value. It may be used as a constant value. The DC component generator 122 nulls the DC component in the speed range greater than the threshold ω21. As a result, it is possible to further reduce the torque ripple associated with the addition of the DC component while suppressing the deterioration of the accuracy of the torque control. Also, the energy loss associated with the addition of DC components can be reduced.

上述したように、直流成分を調整波と共に基本波に加算しても、磁束λにはｄ軸電流指令ｉｄ＿ｒｅｆのリプルに起因する微小なリプルが生じる。基本波生成部１２１は、トルクをトルク目標値Ｔ＿ｒｅｆに一致させるようにｑ軸基本波Ｉｑｓを算出するので、磁束λのリプルが生じると、これを打ち消すように、ｑ軸基本波Ｉｑｓ自体にも微小なリプルが生じることとなる。 As described above, even if the DC component is added to the fundamental wave together with the adjusted wave, a minute ripple is generated in the magnetic flux λ due to the ripple of the d-axis current command id_ref. The fundamental wave generator 121 calculates the q-axis fundamental wave Iqs so that the torque matches the torque target value T_ref. A minute ripple is generated.

ｑ軸基本波Ｉｑｓにリプルが生じると、インバータ回路１３が上記力行状態である期間（以下、「力行期間」という。）と、インバータ回路１３が上記回生状態である期間（以下、「回生期間」という。）とで、抵抗算出部１１５による抵抗の算出精度に差が生じる。具体的には、回生期間における抵抗の算出精度が、力行期間における抵抗の算出精度よりも低くなる。一例として、微小なリプルが生じたｑ軸基本波Ｉｑｓは次式で表される。

Figure 0007272909000004

Ｉｑｓ＿ａｖｅ：ｑ軸基本波Ｉｑｓの平均値
ω１：αβ座標系に対するｄｑ座標系の回転角速度
τ：フィルタ処理部１１７によるフィルタリングの時定数 When a ripple occurs in the q-axis fundamental wave Iqs, a period during which the inverter circuit 13 is in the power running state (hereinafter referred to as a "powering period") and a period during which the inverter circuit 13 is in the regeneration state (hereinafter referred to as a "regeneration period"). ), there is a difference in the accuracy of resistance calculation by the resistance calculator 115 . Specifically, the resistance calculation accuracy during the regeneration period is lower than the resistance calculation accuracy during the power running period. As an example, the q-axis fundamental wave Iqs with minute ripples is represented by the following equation.
Figure 0007272909000004
Iqs_ave: Average value of q-axis fundamental wave Iqs ω1: Rotation angular velocity τ of dq coordinate system with respect to αβ coordinate system τ: Time constant of filtering by filter processor 117

式（４）で示されるｑ軸基本波Ｉｑｓのリプルを考慮すると、αβ座標系において基本波に加算される直流成分は、次式で示される。

Figure 0007272909000005

ｉα＿ｄｃ：α軸電流指令ｉα＿ｒｅｆの直流成分 Considering the ripple of the q-axis fundamental wave Iqs shown in Equation (4), the DC component added to the fundamental wave in the αβ coordinate system is represented by the following equation.
Figure 0007272909000005
iα_dc: DC component of α-axis current command iα_ref

力行期間においては、式（５）におけるＩｑｓ＿ａｖｅが正の値となり、回生期間においては、式（５）におけるＩｑｓ＿ａｖｅが負の値となる。このため、回生期間においては、力行期間に比較して、基本波に加算される直流成分が小さくなる。従って、回生期間における抵抗の算出精度が、力行期間における抵抗の算出精度よりも低くなる。 In the powering period, Iqs_ave in equation (5) takes a positive value, and in the regeneration period, Iqs_ave in equation (5) takes a negative value. Therefore, in the regeneration period, the DC component added to the fundamental wave is smaller than in the powering period. Therefore, the resistance calculation accuracy during the regeneration period is lower than the resistance calculation accuracy during the power running period.

回生期間における抵抗の算出精度の低下を抑制するために、制御回路１００は、回生期間における上記フィルタリングの時定数を、力行期間における上記フィルタリングの時定数に比較して大きくするように構成されていてもよい。例えばフィルタ処理部１１７は、力行期間において磁束λに施すフィルタリングの時定数に比較して、回生期間において磁束λに施すフィルタリングの時定数（式（５）における時定数τ）を大きくしてもよい。時定数τが大きくなると、式（５）の右辺第２項の絶対値が小さくなる。このため、右辺第２項による直流成分の削減幅が小さくなる。従って、回生期間における抵抗の算出精度の低下が抑制される。 In order to suppress deterioration in resistance calculation accuracy during the regeneration period, the control circuit 100 is configured to increase the time constant of the filtering during the regeneration period as compared with the time constant of the filtering during the powering period. good too. For example, the filter processing unit 117 may increase the time constant of filtering applied to the magnetic flux λ during the regeneration period (time constant τ in equation (5)) compared to the time constant of filtering applied to the magnetic flux λ during the powering period. . As the time constant τ increases, the absolute value of the second term on the right side of Equation (5) decreases. For this reason, the reduction width of the DC component by the second term on the right side becomes small. Therefore, deterioration in the accuracy of resistance calculation during the regeneration period is suppressed.

制御回路１００は、回生期間においては抵抗の算出を行わずに、直前の力行期間において算出された抵抗を当該回生期間の抵抗とするように構成されていてもよい。例えば抵抗算出部１１５は、力行期間においては上述したように抵抗を算出し、回生期間においては、直前の力行期間において算出された抵抗を当該回生期間における抵抗としてもよい。この場合、抵抗算出部１１５は、例えばｑ軸基本波Ｉｑｓが正の値であるか負の値であるかに基づいて、インバータ回路１３が力行状態であるか回生状態であるかを判定してもよい。 The control circuit 100 may be configured not to calculate the resistance during the regeneration period, but to use the resistance calculated during the immediately preceding power running period as the resistance for the regeneration period. For example, the resistance calculation unit 115 may calculate the resistance in the powering period as described above, and in the regeneration period, use the resistance calculated in the immediately preceding powering period as the resistance in the regeneration period. In this case, the resistance calculator 115 determines whether the inverter circuit 13 is in the power running state or in the regenerative state based on, for example, whether the q-axis fundamental wave Iqs is a positive value or a negative value. good too.

図６は、制御回路１００のハードウェア構成を例示するブロック図である。図６に示すように、制御回路１００は、少なくとも一つのプロセッサ１９１と、メモリ１９２と、ストレージ１９３と、スイッチング制御回路１９４とを有する。ストレージ１９３は、例えばハードディスク等、コンピュータによって読み取り可能な記憶媒体を有する。記憶媒体は、不揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク及び光ディスク等の取り出し可能な媒体であってもよい。ストレージ１９３は、上述のように制御指令を生成することと、二次側電力が制御指令に追従するように電力変換回路１０を制御することと、電力変換回路１０が電動機３側に発生させる電圧（すなわち二次側電力の電圧）の直流成分と、電力変換回路１０が電動機３側に発生させる電流（すなわち二次側電力の電流）の直流成分とに基づいて、電動機３の抵抗を算出することと、を制御回路１００に実行させるためのプログラムを記憶している。 FIG. 6 is a block diagram illustrating the hardware configuration of the control circuit 100. As shown in FIG. As shown in FIG. 6 , the control circuit 100 has at least one processor 191 , memory 192 , storage 193 and switching control circuit 194 . The storage 193 has a computer-readable storage medium such as a hard disk. The storage medium may be a removable medium such as a non-volatile semiconductor memory, a magnetic disk and an optical disk. The storage 193 generates the control command as described above, controls the power conversion circuit 10 so that the secondary power follows the control command, and controls the voltage generated by the power conversion circuit 10 on the electric motor 3 side. (that is, the voltage of the secondary side power) and the DC component of the current (that is, the current of the secondary side power) that the power conversion circuit 10 generates on the side of the motor 3, the resistance of the electric motor 3 is calculated. and a program for causing the control circuit 100 to execute the above.

メモリ１９２は、ストレージ１９３からロードしたプログラム及びプロセッサ１９１による演算結果を一時的に記憶する。プロセッサ１９１は、メモリ１９２と協働して上記プログラムを実行することで、上述した各機能ブロックを構成する。スイッチング制御回路１９４は、プロセッサ１９１からの指令により、上記ゲート駆動信号を生成する。 The memory 192 temporarily stores the program loaded from the storage 193 and the calculation result by the processor 191 . The processor 191 cooperates with the memory 192 to execute the above program, thereby configuring each functional block described above. A switching control circuit 194 generates the gate drive signal according to a command from the processor 191 .

なお、制御回路１００は、必ずしもプログラムにより各機能を構成するものに限られない。例えば制御回路１００は、専用の論理回路又はこれを集積したＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）により少なくとも一部の機能を構成してもよい。 Note that the control circuit 100 is not necessarily limited to configuring each function by a program. For example, the control circuit 100 may configure at least part of its functions by a dedicated logic circuit or an ASIC (Application Specific Integrated Circuit) integrating this.

〔電力変換手順〕
続いて、電力変換方法の一例として、電力変換装置１が実行する電力変換手順を例示する。この手順は、少なくとも交流の基本波を含む制御指令を生成することと、電動機３側の電力が制御指令に追従するように電力変換回路１０を制御することと、電力変換回路１０が電動機３側に発生させる電圧の直流成分と電流の直流成分とに基づいて、電動機３の抵抗を算出することと、を含み、制御指令を生成することは、電動機３の動作速度が第１速度であるときよりも、第１速度よりも大きい第２速度であるときの方が小さくなるように直流成分を生成することと、基本波の周波数と、直流成分の大きさとに基づいて、交流の調整波を生成することと、基本波と、直流成分と、調整波とを含む制御指令を生成することと、を含む。この手順において、制御回路１００は、所定の制御周期で電流の検出と電力変換回路１０の制御とを繰り返す。 [Power conversion procedure]
Next, as an example of a power conversion method, a power conversion procedure executed by the power converter 1 will be illustrated. This procedure includes generating a control command including at least an alternating current fundamental wave, controlling the power conversion circuit 10 so that the power on the side of the electric motor 3 follows the control command, and controlling the power conversion circuit 10 on the side of the electric motor 3 and calculating the resistance of the electric motor 3 based on the DC component of the voltage and the DC component of the current generated in the step of generating the control command when the operating speed of the electric motor 3 is the first speed. generating a DC component so that it is smaller at a second speed that is greater than the first speed, and generating an AC adjusted wave based on the frequency of the fundamental wave and the magnitude of the DC component and generating a control command including a fundamental wave, a DC component, and a tuning wave. In this procedure, the control circuit 100 repeats detection of current and control of the power conversion circuit 10 at a predetermined control cycle.

図７は、１つの制御周期において制御回路１００が実行する制御手順を例示するフローチャートである。図７に示すように、制御回路１００は、ステップＳ０１，Ｓ０２，Ｓ０３，Ｓ０４，Ｓ０５，Ｓ０６，Ｓ０７，Ｓ０８を順に実行する。ステップＳ０１では、基本波生成部１２１が上記基本波を生成し、直流成分生成部１２２が上記直流成分を生成し、調整波生成部１２３が上記調整波を生成し、電流指令生成部１２０が、基本波と直流成分と調整波とを足し合わせた電流指令を生成する。基本波の生成に際し、基本波生成部１２１は、１つ前の制御周期で算出された抵抗Ｒと磁束λとを使用する。 FIG. 7 is a flowchart illustrating a control procedure executed by control circuit 100 in one control cycle. As shown in FIG. 7, the control circuit 100 sequentially executes steps S01, S02, S03, S04, S05, S06, S07 and S08. In step S01, the fundamental wave generator 121 generates the fundamental wave, the DC component generator 122 generates the DC component, the adjusted wave generator 123 generates the adjusted wave, and the current command generator 120 A current command is generated by adding the fundamental wave, DC component, and adjustment wave. When generating the fundamental wave, the fundamental wave generator 121 uses the resistance R and the magnetic flux λ calculated in the previous control cycle.

ステップＳ０２では、電流制御部１１１が、３相・２相変換部１１４及び座標変換部１１３を介して電流センサ１４による実電流の検出値を取得する。ステップＳ０３では、電流制御部１１１が、電流指令と実電流との偏差を縮小するように上記電流制御用の電圧指令を算出する。 In step S<b>02 , the current control unit 111 acquires the actual current detected by the current sensor 14 via the three-phase/two-phase conversion unit 114 and the coordinate conversion unit 113 . In step S03, the current control unit 111 calculates the voltage command for current control so as to reduce the deviation between the current command and the actual current.

ステップＳ０４では、電力変換制御部１１２が、電動機３の回転速度ω１の情報を取得しθ１を演算する。電動機３に位置センサや速度センサが設けられている場合、電力変換制御部１１２は当該センサを用いて回転速度の情報を取得してもよい。電動機３にセンサが設けられていない場合、電力変換制御部１１２は、上記実電流の検出値等に基づく回転速度の推定値を取得してもよい。 In step S04, the power conversion control unit 112 acquires information on the rotation speed ω1 of the electric motor 3 and calculates θ1. If the electric motor 3 is provided with a position sensor or a speed sensor, the power conversion control unit 112 may acquire rotation speed information using the sensor. If the electric motor 3 is not provided with a sensor, the power conversion control unit 112 may acquire an estimated value of the rotation speed based on the detected value of the actual current or the like.

ステップＳ０５では、電力変換制御部１１２が、電動機３の回転速度に基づいて、上記スイッチング周期を設定する。例えば電力変換制御部１１２は、上記キャリアプロファイルに基づいて、電動機３の回転速度に対応するキャリア周期を設定する。ステップＳ０６では、実電圧が上記電流制御用の電圧指令に従った大きさになるように、電力変換制御部１１２が複数のスイッチング素子１５のオン・オフ切り替えを開始する。 In step S<b>05 , the power conversion control unit 112 sets the switching period based on the rotation speed of the electric motor 3 . For example, the power conversion control unit 112 sets a carrier period corresponding to the rotational speed of the electric motor 3 based on the carrier profile. In step S<b>06 , the power conversion control unit 112 starts switching on and off the plurality of switching elements 15 so that the actual voltage has a magnitude according to the voltage command for current control.

ステップＳ０７では、電力変換回路１０が電動機３側に発生させる電圧の直流成分と電流の直流成分とに基づいて、抵抗算出部１１５が電動機３の抵抗を算出する。ステップＳ０８では、抵抗算出部１１５が算出した抵抗Ｒと、実電流と、実電圧とに基づいて、電動機３の可動子導体が発生する磁束λを磁束推定部１１６が推定する。以上で、１つの制御周期における制御回路１００の制御手順が完了する。 In step S<b>07 , the resistance calculator 115 calculates the resistance of the electric motor 3 based on the DC component of the voltage and the DC component of the current generated on the electric motor 3 side by the power conversion circuit 10 . In step S08, the magnetic flux estimator 116 estimates the magnetic flux λ generated by the mover conductor of the electric motor 3 based on the resistance R calculated by the resistance calculator 115, the actual current, and the actual voltage. Thus, the control procedure of the control circuit 100 in one control cycle is completed.

〔本実施形態の効果〕
以上に説明したように、電力変換装置１は、電源２と電動機３との間で電力変換を行う電力変換回路１０と、少なくとも交流の基本波を含む制御指令を生成する電流指令生成部１２０と、電動機３側の電力が制御指令に追従するように電力変換回路１０を制御する電力変換制御部１１２と、電力変換回路１０が電動機３側に発生させる電圧の直流成分と電流の直流成分とに基づいて、電動機３の抵抗を算出する抵抗算出部１１５と、を備え、電流指令生成部１２０は、電動機３の動作速度が第１速度であるときよりも、第１速度よりも小さい第２速度であるときの方が大きくなるように直流成分を生成する直流成分生成部１２２と、基本波の周波数と、直流成分の大きさとに基づいて、交流の調整波を生成する調整波生成部１２３と、を有し、基本波と、直流成分と、調整波とを含む制御指令を生成する。 [Effect of this embodiment]
As described above, the power conversion device 1 includes the power conversion circuit 10 that performs power conversion between the power source 2 and the electric motor 3, and the current command generation unit 120 that generates a control command including at least an AC fundamental wave. , the power conversion control unit 112 that controls the power conversion circuit 10 so that the power on the side of the electric motor 3 follows the control command, and the DC component of the voltage and the DC component of the current that the power conversion circuit 10 generates on the side of the electric motor 3 and a resistance calculation unit 115 that calculates the resistance of the electric motor 3 based on the current command generation unit 120, and the current command generation unit 120 calculates a second speed lower than the first speed when the operating speed of the electric motor 3 is the first speed. A DC component generation unit 122 that generates a DC component so that it becomes larger when , and generates a control command including a fundamental wave, a DC component, and a tuning wave.

この電力変換装置１によれば、基本波に、直流成分と、調整波とが加えられる。仮に直流成分のみを基本波に加えると、電動機３の電流の駆動力発生成分にリプルが生じ、これに起因して電動機３の駆動力のリプル（以下、「駆動力リプル」という。）が生じる。これに対し、基本波に直流成分及び調整波の両方を加えることによって、駆動力発生成分のリプルを抑制することができる。電動機３の電流の磁束発生成分にはリプルが生じるが、磁束発生成分のリプルに起因する駆動力リプルは微小である。このため、駆動力リプルを抑制しつつ、基本波に直流成分を加え、電動機３の抵抗を高い精度で算出することができる。 According to this power conversion device 1, the DC component and the adjusted wave are added to the fundamental wave. If only the DC component is added to the fundamental wave, a ripple is generated in the driving force generating component of the current of the electric motor 3, resulting in a ripple of the driving force of the electric motor 3 (hereinafter referred to as "driving force ripple"). . On the other hand, by adding both the DC component and the adjusted wave to the fundamental wave, the ripple of the driving force generation component can be suppressed. Ripple occurs in the magnetic flux generating component of the electric current of the electric motor 3, but the driving force ripple caused by the ripple of the magnetic flux generating component is minute. Therefore, the resistance of the electric motor 3 can be calculated with high accuracy by adding the DC component to the fundamental wave while suppressing the driving force ripple.

ただし、抵抗の算出精度は、電動機３の動作速度が小さくなるにつれて低下する傾向がある。この傾向に合わせ、電動機３の動作速度が第１速度であるときよりも、第１速度よりも小さい第２速度であるときの方が大きくなるように直流成分を生成することによって、第２速度における抵抗の算出精度を更に向上させることができる。一方、第１速度における直流成分を第２速度における直流成分よりも小さくすることによって、第１速度における駆動力リプルを更に抑制することができる。従って、運転中における電動機３の抵抗の検出精度の向上と、電動機３の駆動力リプルの抑制との両立に更に有効である。 However, the resistance calculation accuracy tends to decrease as the operating speed of the electric motor 3 decreases. In line with this tendency, the DC component is generated so that it is greater when the operating speed of the electric motor 3 is the second speed, which is smaller than the first speed, than when the operating speed is the first speed. It is possible to further improve the calculation accuracy of the resistance in . On the other hand, by making the DC component at the first speed smaller than the DC component at the second speed, it is possible to further suppress the driving force ripple at the first speed. Therefore, it is more effective for improving the detection accuracy of the resistance of the electric motor 3 during operation and suppressing the driving force ripple of the electric motor 3 .

例えば調整波生成部１２３は、基本波の周波数の２倍に実質的に等しい周波数と、直流成分の大きさに実質的に等しい振幅とを有する調整波を生成してもよい。 For example, the adjusted wave generator 123 may generate an adjusted wave having a frequency substantially equal to twice the frequency of the fundamental wave and an amplitude substantially equal to the DC component.

電流指令生成部１２０は、電動機３の動作速度が第１速度であるときよりも、第２速度であるときの方が、電動機３側の電流の磁束発生成分が大きくなり当該電流の駆動力発生成分が小さくなるように基本波を変更する基本波変更部１２４を更に有していてもよい。直流成分と調整波とを基本波に加える場合であっても、磁束発生成分にはリプルが生じる。このため、電動機３が誘導電動機である場合、磁束発生成分のリプルの大きさと駆動力発生成分の大きさとに応じた駆動力リプルが生じる。直流成分が大きくなるにつれて、磁束発生成分のリプルが拡大するので、上記駆動力リプルも拡大する。これに対し、電動機３の動作速度が第１速度であるときよりも第２速度であるときの方が磁束発生成分が大きくなり駆動力発生成分が小さくなるように基本波を変更することによって、第１速度と第２速度とでトルクの大きさを変えることなく、第２速度における駆動力リプルを小さくすることができる。 The current command generation unit 120 generates a driving force of the current when the operating speed of the electric motor 3 is the second speed because the magnetic flux generation component of the current on the electric motor 3 side becomes larger than when the operating speed is the first speed. It may further include a fundamental wave changing unit 124 that changes the fundamental wave so that the component becomes smaller. Even when the DC component and the tuning wave are added to the fundamental wave, ripples are generated in the magnetic flux generation component. Therefore, when the electric motor 3 is an induction motor, a driving force ripple is generated according to the magnitude of the ripple of the magnetic flux generation component and the magnitude of the driving force generation component. Since the ripple of the magnetic flux generation component increases as the DC component increases, the driving force ripple also increases. On the other hand, by changing the fundamental wave so that the magnetic flux generation component is larger and the driving force generation component is smaller when the operating speed of the electric motor 3 is the second speed than when the operating speed is the first speed, The driving force ripple at the second speed can be reduced without changing the magnitude of the torque between the first speed and the second speed.

抵抗算出部１１５は、電圧の直流成分と電流の直流成分として、所定の積分期間の電圧の積分値と、当該積分期間の電流の積分値とに基づいて抵抗を算出してもよい。この場合、積分によって直流成分が容易且つ正確に抽出されるので、容易且つ正確に抵抗を算出することができる。 The resistance calculator 115 may calculate the resistance as the DC component of the voltage and the DC component of the current based on the integrated value of the voltage in a predetermined integration period and the integrated value of the current in the integration period. In this case, since the DC component is easily and accurately extracted by integration, the resistance can be easily and accurately calculated.

電力変換制御部１１２は、電動機３の動作速度が第１速度であるときよりも、第２速度であるときの電力変換回路１０におけるスイッチング周期を長くし、抵抗算出部１１５は、抵抗を算出する際に、電圧の直流成分として、電動機３に印加される電圧の直流成分の検出値、又は制御指令に基づく電圧指令の直流成分を使用してもよい。電動機３の動作速度が小さくなるにつれて、スイッチングに起因する電圧の誤差（電圧を示す情報と実際の電圧との差）が抵抗の算出精度に及ぼす影響が大きくなる。これに対し、第２速度におけるスイッチング周期を第１速度におけるスイッチング周期よりも長くすることで、上記影響の拡大を抑制することができる。従って、抵抗の検出精度を更に向上させることができる。 The power conversion control unit 112 lengthens the switching cycle in the power conversion circuit 10 when the operation speed of the electric motor 3 is the second speed than when the operation speed is the first speed, and the resistance calculation unit 115 calculates the resistance. In this case, a detected value of the DC component of the voltage applied to the electric motor 3 or a DC component of the voltage command based on the control command may be used as the DC component of the voltage. As the operating speed of the electric motor 3 decreases, the voltage error (difference between the information indicating the voltage and the actual voltage) due to switching has a greater influence on the resistance calculation accuracy. On the other hand, by making the switching cycle at the second speed longer than the switching cycle at the first speed, it is possible to suppress the expansion of the above influence. Therefore, the resistance detection accuracy can be further improved.

抵抗算出部１１５は、抵抗を算出する際に、電圧の直流成分として、電圧指令の直流成分を使用してもよい。この場合、抵抗算出用の電圧値として、電圧指令を用いる場合、電圧検出値を用いる場合に比較して、スイッチングに起因する上記誤差が大きくなる。このため、電動機３の速度が小さくなるのに応じてキャリア周期を長くすることがより有効である。 The resistance calculator 115 may use the DC component of the voltage command as the DC component of the voltage when calculating the resistance. In this case, when the voltage command is used as the voltage value for resistance calculation, the error caused by switching becomes larger than when the voltage detection value is used. Therefore, it is more effective to lengthen the carrier cycle as the speed of the electric motor 3 decreases.

電力変換装置１は、電力変換制御部１１２が制御指令に従って電力変換回路１０に電力変換を実行させる前に、制御指令にローパス型のフィルタリングを施すフィルタ処理部１１７を更に備え、フィルタ処理部１１７は、電力変換回路１０から電動機３に電力が出力される力行期間におけるフィルタリングの時定数に比較して、電動機３から電力変換回路１０に電力が戻る回生期間におけるフィルタリングの時定数を大きくしてもよい。この場合、力行期間及び回生期間における抵抗の検出精度の差を抑制することができる。 The power conversion device 1 further includes a filter processing unit 117 that performs low-pass filtering on the control command before the power conversion control unit 112 causes the power conversion circuit 10 to perform power conversion according to the control command. , the filtering time constant during the regeneration period during which power is returned from the electric motor 3 to the power inverter circuit 10 may be greater than the filtering time constant during the power running period during which the electric power is output from the power inverter circuit 10 to the electric motor 3. . In this case, it is possible to suppress the difference in resistance detection accuracy between the power running period and the regeneration period.

抵抗算出部１１５は、電動機３に電力が出力される力行期間においては、電圧の直流成分と電流の直流成分とに基づいて抵抗を算出し、電動機３から電力が戻る回生期間においては、直前の力行期間において算出された抵抗を当該回生期間における抵抗としてもよい。この場合、力行期間及び回生期間における抵抗の検出精度の差を抑制することができる。 The resistance calculation unit 115 calculates the resistance based on the DC component of the voltage and the DC component of the current in the power running period in which the electric power is output to the electric motor 3, and in the regeneration period in which the electric power is returned from the electric motor 3, The resistance calculated during the power running period may be used as the resistance during the regeneration period. In this case, it is possible to suppress the difference in resistance detection accuracy between the power running period and the regeneration period.

電流指令生成部１２０は、抵抗算出部１１５が算出した抵抗と、電動機３に発生させる駆動力の目標値とに基づいて基本波を算出する基本波生成部１２１を更に有していてもよい。この場合、抵抗の算出結果を、より高精度な力制御に活かすことができる。 The current command generator 120 may further include a fundamental wave generator 121 that calculates the fundamental wave based on the resistance calculated by the resistance calculator 115 and the target value of the driving force to be generated in the electric motor 3 . In this case, the calculation result of the resistance can be utilized for more precise force control.

以上、実施形態について説明したが、本開示は必ずしも上述した実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で様々な変更が可能である。 Although the embodiments have been described above, the present disclosure is not necessarily limited to the above-described embodiments, and various modifications are possible without departing from the gist thereof.

１…電力変換装置、２…電源、３…電動機、１０…電力変換回路（電力変換部）、１１２…電力変換制御部、１１５…抵抗算出部、１１７…フィルタ処理部、１２０…電流指令生成部（指令生成部）、１２１…基本波生成部、１２２…直流成分生成部、１２３…調整波生成部、１２４…基本波変更部。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1... Power converter, 2... Power supply, 3... Electric motor, 10... Power conversion circuit (power conversion part), 112... Power conversion control part, 115... Resistance calculation part, 117... Filter process part, 120... Current command generation part (Command generator) 121 Fundamental wave generator 122 DC component generator 123 Adjusted wave generator 124 Fundamental wave changer.

Claims (10)

電源と電動機との間で電力変換を行う電力変換部と、
少なくとも交流の基本波を含む制御指令を生成する指令生成部と、
前記電動機側の電力が前記制御指令に追従するように前記電力変換部を制御する電力変換制御部と、
前記電力変換部が前記電動機側に発生させる電圧の直流成分と電流の直流成分とに基づいて、前記電動機の抵抗を算出する抵抗算出部と、を備え、
前記指令生成部は、
前記電動機の動作速度が第１速度であるときよりも、前記第１速度よりも小さい第２速度であるときの方が大きくなるように直流成分を生成する直流成分生成部と、
前記基本波の周波数と、前記直流成分の大きさとに基づいて、交流の調整波を生成する調整波生成部と、
を有し、
前記基本波と、前記直流成分と、前記調整波とを含む前記制御指令を生成する、電力変換装置。 a power conversion unit that converts power between a power source and a motor;
a command generator that generates a control command including at least an alternating current fundamental wave;
a power conversion control unit that controls the power conversion unit so that the electric power on the electric motor side follows the control command;
a resistance calculation unit that calculates the resistance of the electric motor based on the DC component of the voltage and the DC component of the current that the power conversion unit generates on the electric motor side,
The command generation unit
a direct-current component generation unit that generates a direct-current component that is greater when the operating speed of the electric motor is a second speed that is smaller than the first speed than when the operating speed is the first speed;
a regulated wave generator that generates an alternating regulated wave based on the frequency of the fundamental wave and the magnitude of the DC component;
has
A power converter that generates the control command including the fundamental wave, the DC component, and the adjustment wave. 前記調整波生成部は、前記基本波の周波数の２倍に実質的に等しい周波数と、前記直流成分の大きさに実質的に等しい振幅とを有する調整波を生成する、請求項１記載の電力変換装置。 2. The electric power according to claim 1, wherein the adjusted wave generator generates an adjusted wave having a frequency substantially equal to twice the frequency of the fundamental wave and an amplitude substantially equal to the magnitude of the DC component. conversion device. 前記指令生成部は、前記電動機の動作速度が前記第１速度であるときよりも、前記第２速度であるときの方が、前記電動機側の電流の磁束発生成分が大きくなり当該電流の駆動力発生成分が小さくなるように前記基本波を変更する基本波変更部を更に有する、請求項１又は２記載の電力変換装置。 When the operating speed of the electric motor is the second speed, the command generation unit generates a greater magnetic flux generation component of the current on the electric motor side than when the operating speed of the electric motor is the first speed. 3. The power converter according to claim 1, further comprising a fundamental wave changing unit that changes said fundamental wave so as to reduce a generated component. 前記抵抗算出部は、前記電圧の直流成分と前記電流の直流成分として、所定の積分期間の前記電圧の積分値と、当該積分期間の前記電流の積分値とに基づいて前記抵抗を算出する、請求項１～３のいずれか一項記載の電力変換装置。 The resistance calculator calculates the resistance based on the integrated value of the voltage in a predetermined integration period and the integrated value of the current in the integration period, as the DC component of the voltage and the DC component of the current. The power converter according to any one of claims 1 to 3. 前記電力変換制御部は、前記電動機の動作速度が前記第１速度であるときよりも、前記第２速度であるときの前記電力変換部におけるスイッチング周期を長くし、
前記抵抗算出部は、前記抵抗を算出する際に、前記電圧の直流成分として、前記電動機に印加される電圧の直流成分の検出値、又は前記制御指令に基づく電圧指令の直流成分を使用する、請求項１～４のいずれか一項記載の電力変換装置。 The power conversion control unit makes a switching cycle in the power conversion unit longer when the operating speed of the electric motor is the second speed than when the operating speed is the first speed,
When calculating the resistance, the resistance calculation unit uses, as the DC component of the voltage, a detected value of the DC component of the voltage applied to the electric motor, or a DC component of a voltage command based on the control command. The power converter according to any one of claims 1 to 4. 前記抵抗算出部は、前記抵抗を算出する際に、前記電圧の直流成分として、前記電圧指令の直流成分を使用する、請求項５記載の電力変換装置。 6. The power converter according to claim 5, wherein said resistance calculator uses a DC component of said voltage command as a DC component of said voltage when calculating said resistance. 前記電力変換制御部が前記制御指令に従って前記電力変換部に電力変換を実行させる前に、前記制御指令にローパス型のフィルタリングを施すフィルタ処理部を更に備え、
前記フィルタ処理部は、前記電力変換部から前記電動機に電力が出力される力行期間における前記フィルタリングの時定数に比較して、前記電動機から前記電力変換部に電力が戻る回生期間における前記フィルタリングの時定数を大きくする、請求項１～６のいずれか一項記載の電力変換装置。 Before the power conversion control unit causes the power conversion unit to perform power conversion according to the control command, further comprising a filter processing unit that performs low-pass filtering on the control command,
The filter processing unit compares the time constant of the filtering in a power running period in which power is output from the power conversion unit to the electric motor, and compares the time constant of the filtering in a regeneration period in which electric power is returned from the electric motor to the power conversion unit. The power converter according to any one of claims 1 to 6, wherein the constant is increased. 前記抵抗算出部は、
前記電動機に電力が出力される力行期間においては、前記電圧の直流成分と前記電流の直流成分とに基づいて前記抵抗を算出し、
前記電動機から電力が戻る回生期間においては、直前の前記力行期間において算出された前記抵抗を当該回生期間における前記抵抗とする、請求項１～７のいずれか一項記載の電力変換装置。 The resistance calculation unit
calculating the resistance based on the DC component of the voltage and the DC component of the current in a power running period in which power is output to the electric motor;
The power converter according to any one of claims 1 to 7, wherein, in a regeneration period in which electric power is returned from the electric motor, the resistance calculated in the immediately preceding power running period is used as the resistance in the regeneration period. 前記指令生成部は、前記抵抗算出部が算出した前記抵抗と、前記電動機に発生させる駆動力の目標値とに基づいて前記基本波を算出する基本波生成部を更に有する、請求項１～７のいずれか一項記載の電力変換装置。 8. The command generator further comprises a fundamental wave generator that calculates the fundamental wave based on the resistance calculated by the resistance calculator and a target value of the driving force to be generated in the electric motor. The power conversion device according to any one of the above. 少なくとも交流の基本波を含む制御指令を生成することと、
電源と電動機との間で電力変換を行う電力変換部を、前記電動機側の電力が前記制御指令に追従するように制御することと、
前記電力変換部が前記電動機側に発生させる電圧の直流成分と電流の直流成分とに基づいて、前記電動機の抵抗を算出することと、を含み、
前記制御指令を生成することは、
前記電動機の動作速度が第１速度であるときよりも、前記第１速度よりも小さい第２速度であるときの方が大きくなるように直流成分を生成することと、
前記基本波の周波数と、前記直流成分の大きさとに基づいて、交流の調整波を生成することと、
前記基本波と、前記直流成分と、前記調整波とを含む前記制御指令を生成することと、を含む、電力変換方法。 generating a control command including at least an alternating fundamental wave;
controlling a power conversion unit that converts power between a power supply and an electric motor so that electric power on the electric motor side follows the control command;
calculating the resistance of the electric motor based on the DC component of the voltage and the DC component of the current generated on the electric motor side by the power conversion unit;
Generating the control command includes:
generating a DC component that is greater when the operating speed of the electric motor is a second speed that is smaller than the first speed than when the operating speed is the first speed;
generating an AC adjusted wave based on the frequency of the fundamental wave and the magnitude of the DC component;
A power conversion method, comprising generating the control command including the fundamental wave, the DC component, and the adjustment wave.
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