JP6140565B2 - Diversity receiver - Google Patents
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- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 91
- 238000000605 extraction Methods 0.000 claims description 67
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 46
- 239000000969 carrier Substances 0.000 claims description 30
- 238000011084 recovery Methods 0.000 claims description 24
- 125000004122 cyclic group Chemical group 0.000 claims description 22
- 239000000284 extract Substances 0.000 claims description 21
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 16
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 16
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 10
- 238000010606 normalization Methods 0.000 description 10
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 10
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 3
- 239000007787 solid Substances 0.000 description 3
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 description 2
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 2
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 2
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000000593 degrading effect Effects 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 description 1
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 description 1
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 1
- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 description 1
- 230000017105 transposition Effects 0.000 description 1
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Description
本発明は、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調方式の受信装置に係り、特に、ＯＦＤＭ変調されたデジタル伝送方式の送信信号を受信するためのダイバーシチ受信装置に関するものである。 The present invention relates to an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) modulation system receiver, and more particularly to a diversity receiver for receiving a transmission signal of an OFDM-modulated digital transmission system.
地上デジタルテレビ放送を受信する車載用受信装置等では、安定した受信品質を維持するため、ＭＲＣ（最大比合成：Maximum Ratio Combining）法に基づくダイバーシチ受信が利用されている。ＭＲＣ法は、各ブランチの雑音電力が互いに等しいという仮定の下、規格化されたチャネル応答の複素共役を各ブランチのＭＲＣ重み係数として乗算し、サブキャリア単位で信号を合成するものであり、チャネル応答の振幅が大きいブランチの信号、すなわちＣ／Ｎ（Carrier-to-Noise ratio）比が大きいブランチの信号に対し、より大きな重みを付けて合成する。 In a vehicle-mounted receiving apparatus that receives digital terrestrial television broadcasting, diversity reception based on the MRC (Maximum Ratio Combining) method is used in order to maintain stable reception quality. The MRC method synthesizes a signal in units of subcarriers by multiplying the complex conjugate of the normalized channel response as an MRC weighting factor of each branch under the assumption that the noise power of each branch is equal to each other. A signal of a branch having a large response amplitude, that is, a signal of a branch having a large C / N (Carrier-to-Noise ratio) ratio is combined with a greater weight.
しかし、ＭＲＣ法では、得られたチャネル応答の振幅が大きい場合であっても、必ずしもそのブランチの信号が強い、またはＣ／Ｎ比が大きいとは限らない。例えば、ＡＧＣ（自動利得制御：Automatic Gain Control）を各ブランチで使用する場合、受信信号電力またはＣ／Ｎ比が小さくても、信号は一定レベルに増幅されるため、検出されるチャネル応答の振幅は見かけ上大きくなる。このような場合、ＭＲＣ法によってそのまま各ブランチの信号を合成すると、Ｃ／Ｎ比の小さいブランチの信号の寄与が実際よりも高くなり、最適合成とならず、合成後の信号品質が劣化する。 However, in the MRC method, even when the amplitude of the obtained channel response is large, the signal of the branch is not always strong or the C / N ratio is not large. For example, when AGC (Automatic Gain Control) is used in each branch, even if the received signal power or the C / N ratio is small, the signal is amplified to a certain level, so the amplitude of the detected channel response Apparently grows. In such a case, if the signals of the respective branches are synthesized as they are by the MRC method, the contribution of the signals of the branches having a small C / N ratio becomes higher than the actual one, so that the optimum synthesis is not performed and the signal quality after the synthesis is deteriorated.
そこで、ＡＧＣ等において雑音電力が各ブランチ間で一致していない場合であっても、理想的なＭＲＣが実現できるように、各ブランチのＣ／Ｎ比を求めて重み付けを事前に行なった上でダイバーシチ合成する方法が提案されている。 Therefore, even if the noise power does not match between the branches in AGC or the like, the C / N ratio of each branch is obtained and weighted in advance so that an ideal MRC can be realized. A diversity combining method has been proposed.
例えば、ＯＦＤＭ信号の有効キャリア範囲外のデータを、各ブランチが有する帯域通過用のフィルタの通過周波数帯域幅内で積算して平均化することにより、雑音電力を求める手法が提案されている（特許文献１）。また、信号帯域内にゼロ埋めされたダミーデータが搬送されるサブキャリアの信号電力を計算することにより、雑音電力を求める手法もある（特許文献２）。 For example, a method has been proposed in which noise power is obtained by integrating and averaging data outside the effective carrier range of an OFDM signal within the pass frequency bandwidth of a band pass filter of each branch (patent) Reference 1). There is also a technique for obtaining noise power by calculating signal power of a subcarrier carrying dummy data with zero padding in a signal band (Patent Document 2).
また、ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換：Inverse Fast Fourier Transform）演算後のデータから雑音電力を求め、ＩＦＦＴ演算前のデータから雑音電力を差し引くことにより、実信号の信号電力を計算して各ブランチのＣ／Ｎ比を算出し、このＣ／Ｎ比に基づいて信号合成前の重み係数を決定する手法が提案されている（特許文献３）。また、ヌルシンボルの受信電力または１シンボル隔てたＧＩ（ガードインターバル：Guard Interval）区間の差分を絶対値化し、雑音電力を求める手法が提案されている（特許文献４）。 Further, the noise power is obtained from the data after IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) calculation, and the signal power of the actual signal is calculated by subtracting the noise power from the data before the IFFT calculation to calculate the C of each branch. A method of calculating a / N ratio and determining a weighting coefficient before signal synthesis based on the C / N ratio has been proposed (Patent Document 3). In addition, a technique has been proposed in which the received power of null symbols or the difference between GI (Guard Interval) intervals separated by one symbol is converted into an absolute value to obtain noise power (Patent Document 4).
しかし、地理的に遠く離れた複数のブランチで同時に信号を受信するマクロダイバーシチ受信システムにおいては、瞬時的な受信レベルの差異だけでなく、伝搬環境そのものもブランチ毎に大きく異なる（非特許文献１）。特に、ある特定のブランチだけＯＦＤＭ信号のＧＩ長を超える長遅延のマルチパス干渉波を受信する場合には、そのブランチにおける実際の信号品質が著しく劣化しているにも関わらず、Ｃ／Ｎ比は見かけ上大きく算出される。このため、その他のブランチで受信した信号の品質が良好であっても、従来法によるダイバーシチ合成後の受信品質は大きく劣化する。 However, in a macro diversity reception system that simultaneously receives signals from a plurality of geographically distant branches, not only the instantaneous reception level difference but also the propagation environment itself varies greatly from branch to branch (Non-Patent Document 1). . In particular, when a multipath interference wave having a long delay exceeding the GI length of the OFDM signal is received only by a specific branch, the C / N ratio is reduced even though the actual signal quality in the branch is significantly deteriorated. Is calculated to be large. For this reason, even if the quality of signals received in other branches is good, the reception quality after diversity combining according to the conventional method is greatly degraded.
そこで、特定サブキャリアに混入した干渉波の影響を低減するため、サブキャリアのＭＥＲ（変調誤差比：Modulation Error Ratio）を算出し、事前に設定した閾値に対する大小判断により干渉波の存在を判定し、干渉波が存在すると判定された場合にはそのサブキャリアの重み付けをゼロとしてダイバーシチ合成に寄与させないようにする手法が提案されている（特許文献５）。また、ブランチ毎の受信品質をＭＥＲにより判定し、信号品質の悪いブランチは合成に寄与させないようにする手法も提案されている（特許文献６）。ただし、これらの手法は、ＭＥＲを、干渉波の存在を特定するためのメトリックまたは受信信号の劣化したブランチを特定するためのメトリックとして使用することにより、干渉波が混入したサブキャリアまたはブランチを除去するものである。したがって、これらの手法は、適切な重み付けで得られる最適合成を実現するものではなかった。 Therefore, in order to reduce the influence of interference waves mixed in specific subcarriers, the MER (Modulation Error Ratio) of subcarriers is calculated, and the presence of interference waves is determined by determining the size of a preset threshold. When it is determined that an interference wave is present, a technique has been proposed in which the weight of the subcarrier is set to zero so as not to contribute to diversity combining (Patent Document 5). In addition, a method has been proposed in which reception quality for each branch is determined by MER so that branches with poor signal quality are not contributed to synthesis (Patent Document 6). However, these techniques use MER as a metric for identifying the presence of interference waves or a metric for identifying degraded branches of received signals, thereby removing subcarriers or branches that have interfering interference waves. To do. Therefore, these methods have not realized optimum synthesis obtained by appropriate weighting.
従来のダイバーシチ受信装置におけるＭＲＣ法またはＭＭＳＥ（最小平均二乗誤差：Minimum Mean Square Error）法では、特定のブランチにおいて、ＯＦＤＭ信号のＧＩ長を超える長遅延のマルチパス干渉波等を受信した場合、雑音電力が各ブランチで一致するように、Ｃ／Ｎ比に基づいて事前に重み付けを行う。しかし、ＧＩ長を超える長遅延のマルチパス干渉波を受信したブランチでは、Ｃ／Ｎ比は見かけ上大きな値になることから、受信特性が著しく劣化する、または理論的に最適な合成を実現することができないという問題があった。 In the conventional MRC method or MMSE (Minimum Mean Square Error) method in the diversity receiver, when a long delay multipath interference wave exceeding the GI length of the OFDM signal is received in a specific branch, noise is received. Weighting is performed in advance based on the C / N ratio so that the power matches in each branch. However, in a branch that has received a long-delay multipath interference wave that exceeds the GI length, the C / N ratio appears to be a large value, so that reception characteristics are significantly degraded, or a theoretically optimal combination is realized. There was a problem that I could not.
そこで、本発明は前記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、各ブランチにおいて雑音電力が異なる場合だけでなく、長遅延マルチパス波の干渉信号電力が異なる場合であっても、各ブランチを正確に重み付けして最適な合成を実現可能なダイバーシチ受信装置を提供することにある。 Therefore, the present invention has been made to solve the above-mentioned problems, and the object thereof is not only when the noise power differs in each branch but also when the interference signal power of the long delay multipath wave is different. Another object of the present invention is to provide a diversity receiver capable of accurately weighting each branch and realizing optimum combining.
前記目的を達成するために、請求項１のダイバーシチ受信装置は、分散配置された複数の受信アンテナを介してＯＦＤＭ信号をマクロダイバーシチ受信し、前記受信アンテナに対応するブランチのＯＦＤＭ信号を合成するダイバーシチ受信装置において、前記ＯＦＤＭ信号に直交復調を施した信号に対してＦＦＴ（高速フーリエ変換）演算を施し、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換するＦＦＴ演算部と、前記ＦＦＴ演算部により変換された周波数領域の信号からパイロットキャリアを抽出するパイロットキャリア抽出部と、前記パイロットキャリア抽出部により抽出されたパイロットキャリアに基づいてチャネル応答を推定するチャネル推定部と、前記ＦＦＴ演算部により変換された周波数領域の信号に対し、前記チャネル推定部により推定されたチャネル応答を用いてＭＲＣ（最大比合成）法に基づく重み乗算を行い、ＭＲＣ重み乗算結果を出力するＭＲＣ重み乗算部と、前記ＦＦＴ演算部により変換された周波数領域の信号から、前記周波数領域の信号に含まれるデータキャリアよりも変調多値数の小さい変調方式にて変調された所定のキャリアを抽出するキャリア抽出部と、前記キャリア抽出部により抽出されたキャリアを、前記チャネル推定部により推定されたチャネル応答に基づいて等化する等化部と、前記等化部により等化された等化後のキャリアと、前記キャリアを硬判定した復調結果との間の誤差に基づいて、ＭＥＲ（変調誤差比）を算出するＭＥＲ算出部と、前記ＭＥＲ算出部により算出されたＭＥＲを二乗し、ＭＥＲ二乗値を生成する自乗部と、前記ＭＲＣ重み乗算部からＭＲＣ重み乗算結果を入力し、ＭＲＣ重み乗算結果に対し、前記自乗部により生成されたＭＥＲ二乗値を乗算するＭＥＲ重み乗算部と、を前記ブランチ毎に備え、前記ブランチ毎の前記ＭＥＲ重み乗算部により乗算された乗算結果の信号をサブキャリア毎に加算することで合成し、前記合成した信号を、前記チャネル応答及び前記ＭＥＲに基づいてサブキャリア毎に規格化する、ことを特徴とする。
In order to achieve the above object, the diversity receiver according to
また、請求項２のダイバーシチ受信装置は、分散配置された複数の受信アンテナを介してＯＦＤＭ信号をマクロダイバーシチ受信し、前記受信アンテナに対応するブランチのＯＦＤＭ信号を合成するダイバーシチ受信装置において、前記ＯＦＤＭ信号に直交復調を施した信号に対してＦＦＴ（高速フーリエ変換）演算を施し、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換するＦＦＴ演算部と、前記ＦＦＴ演算部により変換された周波数領域の信号からパイロットキャリアを抽出するパイロットキャリア抽出部と、前記パイロットキャリア抽出部により抽出されたパイロットキャリアに基づいてチャネル応答を推定するチャネル推定部と、前記ＦＦＴ演算部により変換された周波数領域の信号から、前記周波数領域の信号に含まれるデータキャリアよりも変調多値数の小さい変調方式にて変調された所定のキャリアを抽出するキャリア抽出部と、前記キャリア抽出部により抽出されたキャリアを、前記チャネル推定部により推定されたチャネル応答に基づいて等化する等化部と、前記等化部により等化された等化後のキャリアと、前記キャリアを硬判定した復調結果との間の誤差に基づいて、ＭＥＲ（変調誤差比）を算出するＭＥＲ算出部と、前記ＦＦＴ演算部により変換された周波数領域の信号に対し、前記ＭＥＲ算出部により算出されたＭＥＲを乗算し、ＭＥＲ重み乗算結果を出力する第１のＭＥＲ重み乗算部と、前記チャネル推定部により推定されたチャネル応答に対し、前記ＭＥＲ算出部により算出されたＭＥＲを乗算する第２のＭＥＲ重み乗算部と、前記第２のＭＥＲ重み乗算部によりＭＥＲが乗算されたチャネル応答に基づいて、ＭＭＳＥ（最小平均二乗誤差）重みを算出するＭＭＳＥ重み算出部と、前記第１のＭＥＲ重み乗算部からＭＥＲ重み乗算結果を入力し、前記ＭＥＲ重み乗算結果に対し、前記ＭＭＳＥ重み算出部により算出されたＭＭＳＥ重みを用いて、ＭＭＳＥ法に基づく重み乗算を行うＭＭＳＥ重み乗算部と、を前記ブランチ毎に備え、前記ブランチ毎の前記ＭＭＳＥ重み乗算部により乗算された信号を合成する、ことを特徴とする。
The diversity receiving apparatus according to
また、請求項３のダイバーシチ受信装置は、請求項１に記載のダイバーシチ受信装置において、さらに、前記ＦＦＴ演算部により変換された周波数領域の信号における所定の帯域幅を有する異なるデータキャリアブロック毎に、前記データキャリアブロックに含まれる全てのデータキャリアをシンボル単位に巡回的に抽出するデータキャリア巡回抽出部と、前記データキャリア巡回抽出部により抽出されたデータキャリアを、前記チャネル推定部により推定されたチャネル応答に基づいて等化する等化部と、前記等化部により等化された等化後のデータキャリアと、前記データキャリアを硬判定した復調結果との間の誤差に基づいて、前記データキャリアブロックのＭＥＲを算出するＭＥＲ算出部と、前記ＭＥＲ算出部により算出されたデータキャリアブロックのＭＥＲと所定の閾値とを比較し、前記ＭＥＲが前記閾値よりも小さいと判定した場合、前記データキャリアブロックが外来干渉波の影響を受けていると判定し、前記ＭＥＲが前記閾値よりも小さくないと判定した場合、前記データキャリアブロックが外来干渉波の影響を受けていないと判定する干渉波判定部と、前記ＭＥＲ重み乗算部により乗算された乗算結果の信号のうち、前記干渉波判定部により外来干渉波の影響を受けていると判定されたデータキャリアブロックに含まれる全てのデータキャリアをヌルに置き換えて出力し、前記干渉波判定部により外来干渉波の影響を受けていないと判定されたデータキャリアブロックに含まれる全てのデータキャリアをそのまま出力する特定キャリアヌル化部と、を前記ブランチ毎に備え、前記ブランチ毎の特定キャリアヌル化部により出力された信号を合成する、ことを特徴とする。
The diversity receiver according to
また、請求項４のダイバーシチ受信装置は、請求項２に記載のダイバーシチ受信装置において、さらに、前記ＦＦＴ演算部により変換された周波数領域の信号における所定の帯域幅を有する異なるデータキャリアブロック毎に、前記データキャリアブロックに含まれる全てのデータキャリアをシンボル単位に巡回的に抽出するデータキャリア巡回抽出部と、前記データキャリア巡回抽出部により抽出されたデータキャリアを、前記チャネル推定部により推定されたチャネル応答に基づいて等化する等化部と、前記等化部により等化された等化後のデータキャリアと、前記データキャリアを硬判定した復調結果との間の誤差に基づいて、前記データキャリアブロックのＭＥＲを算出するＭＥＲ算出部と、前記ＭＥＲ算出部により算出されたデータキャリアブロックのＭＥＲと所定の閾値とを比較し、前記ＭＥＲが前記閾値よりも小さいと判定した場合、前記データキャリアブロックが外来干渉波の影響を受けていると判定し、前記ＭＥＲが前記閾値よりも小さくないと判定した場合、前記データキャリアブロックが外来干渉波の影響を受けていないと判定する干渉波判定部と、前記第２のＭＥＲ重み乗算部によりＭＥＲが乗算されたチャネル応答のうち、前記干渉波判定部により外来干渉波の影響を受けていると判定されたデータキャリアブロックに含まれる全てのデータキャリアに対応するチャネル応答をヌルに置き換えて出力し、前記干渉波判定部により外来干渉波の影響を受けていないと判定されたデータキャリアブロックに含まれる全てのデータキャリアに対応するチャネル応答をそのまま出力する特定キャリアヌル化部と、を前記ブランチ毎に備え、前記ＭＭＳＥ重み算出部が、前記特定キャリアヌル化部からチャネル応答を入力し、前記チャネル応答、及び全ての前記ブランチにおける前記ＭＥＲ算出部により算出されたＭＥＲの平均値に基づいて、ＭＭＳＥ重みを算出する、ことを特徴とする。
The diversity receiver according to
また、請求項５のダイバーシチ受信装置は、請求項１から４までのいずれか一項に記載のダイバーシチ受信装置において、さらに、全ての前記ブランチの前記ＭＥＲ算出部により算出されたＭＥＲのうち、最も高いＭＥＲのブランチを選択するブランチ選択部と、全ての前記ブランチにおいてそれぞれ再生したクロックのうち、前記ブランチ選択部により選択されたブランチのクロックをマスタークロックとし、前記マスタークロックを用いて全ての前記ブランチを動作させるマスタークロック再生部と、を備えたことを特徴とする。
Moreover, the diversity receiver according to
また、請求項６のダイバーシチ受信装置は、請求項１から５までのいずれか一項に記載のダイバーシチ受信装置において、前記キャリア抽出部により抽出されるキャリアを、ＴＭＣＣキャリアとすることを特徴とする。
The diversity receiver according to
以上のように、本発明によれば、各ブランチにおいて雑音電力が異なる場合だけでなく、長遅延マルチパス波の干渉信号電力が異なる場合であっても、各ブランチを正確に重み付けして最適な合成を実現することが可能となる。 As described above, according to the present invention, not only when the noise power is different in each branch but also when the interference signal power of the long delay multipath wave is different, each branch is accurately weighted and optimized. Combining can be realized.
以下、本発明を実施するための形態について図面を用いて詳細に説明する。本発明による第１の実施形態（実施例１）は、干渉波が長遅延マルチパス波であって、ブランチ毎に干渉信号電力が異なる場合を想定した例であり、ＭＲＣ法に基づいてダイバーシチ合成を実現する。本発明による第２の実施形態（実施例２）は、実施例１と同じ想定の下で、ＭＭＳＥ法に基づいてダイバーシチ合成を実現する。本発明による第３の実施形態（実施例３）は、干渉波が長遅延マルチパス波に加えてレーダー等の外来干渉波であって、ブランチ毎に干渉信号電力が異なる場合を想定した例であり、ＭＲＣ法に基づいてダイバーシチ合成を実現する。本発明による第４の実施形態（実施例４）は、実施例３と同じ想定の下で、ＭＭＳＥ法に基づいてダイバーシチ合成を実現する。本発明による第５の実施形態（実施例５）は、実施例１と同じ想定の下で、高精度のクロック再生を実現する。 Hereinafter, embodiments for carrying out the present invention will be described in detail with reference to the drawings. The first embodiment (Example 1) according to the present invention is an example in which the interference wave is a long-delay multipath wave and the interference signal power is different for each branch, and diversity combining is performed based on the MRC method. To realize. The second embodiment (Example 2) according to the present invention realizes diversity combining based on the MMSE method under the same assumption as Example 1. The third embodiment (Example 3) according to the present invention is an example in which the interference wave is an external interference wave such as a radar in addition to the long-delay multipath wave, and the interference signal power is different for each branch. Yes, diversity combining is realized based on the MRC method. The fourth embodiment (Example 4) according to the present invention realizes diversity combining based on the MMSE method under the same assumption as Example 3. The fifth embodiment (Example 5) according to the present invention realizes highly accurate clock recovery under the same assumptions as in Example 1.
以下の実施例１〜５では、テレビジョン放送番組素材伝送用可搬形ＯＦＤＭ方式デジタル無線伝送システムを規定するＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３３規格準拠のＯＦＤＭ信号を基にして説明するが、同様の特徴を有するＯＦＤＭ信号であれば前記規格に限定されない。 In the following first to fifth embodiments, description will be made based on an OFDM signal compliant with the ARIB STD-B33 standard that defines a portable OFDM digital radio transmission system for transmitting television broadcast program material. If it is a signal, it will not be limited to the said standard.
〔実施例１〕
まず、実施例１について説明する。実施例１は、前述のとおり、干渉波が長遅延マルチパス波であって、ブランチ毎に干渉信号電力が異なる場合を想定した例であり、ＭＲＣ法に基づいてダイバーシチ合成を実現する。
[Example 1]
First, Example 1 will be described. As described above, the first embodiment is an example in which the interference wave is a long-delay multipath wave and the interference signal power is different for each branch, and diversity combining is realized based on the MRC method.
図１は、実施例１によるダイバーシチ受信装置の構成を示すブロック図である。このダイバーシチ受信装置１−１は、Ｎの受信系統を示すブランチ＃１〜＃Ｎ毎に、周波数変換部２、ＡＧＣ部３、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル：Analog／Digital）変換部４、直交復調部５、ＦＦＴ（高速フーリエ変換：Fast Fourier Transform）演算部６、ＣＰ（Continual Pilot）キャリア抽出部（パイロットキャリア抽出部）７、チャネル推定部８、ＭＲＣ重み乗算部９、ＴＭＣＣ（Transmission and Multiplexing Configuration Control）キャリア抽出部１０、部分等化部１１、ＭＥＲ算出部１２、自乗部１３及びＭＥＲ重み乗算部１４を備え、さらに、信号加算部１５及び規格化部１６を備えている。Ｎは２以上の整数であり、各ブランチ＃１〜＃Ｎは、例えば互いに地理的に遠く離れた位置に分散配置された複数の受信アンテナを介して、ＯＦＤＭ信号をダイバーシチ受信するものとする。後述する実施例２〜５についても同様である。
FIG. 1 is a block diagram illustrating the configuration of the diversity receiver according to the first embodiment. The diversity receiver 1-1 includes a
周波数変換部２は、受信アンテナを介して受信したＯＦＤＭ信号を入力し、ＯＦＤＭ信号の無線周波数をＩＦ（中間周波数：Intermediate Frequency）帯に変換する。ＡＧＣ部３は、周波数変換部２からＩＦ帯のＯＦＤＭ信号を入力し、ＯＦＤＭ信号を一定の信号レベルに増幅または減衰する。
The
Ａ／Ｄ変換部４は、ＡＧＣ部３からＡＧＣ後のＯＦＤＭ信号を入力し、ＯＦＤＭ信号のアナログ信号をデジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換部４のサンプリングクロックは、各ブロック＃１〜＃Ｎで共通であり、ＯＦＤＭ信号を送信する送信装置のクロックに同期した理想的なものであると仮定する。尚、クロック再生法については後述する実施例５にて説明する。
The A /
直交復調部５は、Ａ／Ｄ変換部４からデジタルのＯＦＤＭ信号を入力し、ＯＦＤＭ信号に直交復調を施す。ＦＦＴ演算部６は、直交復調部５から直交復調されたＯＦＤＭ信号を入力し、ＯＦＤＭ信号にＦＦＴ演算を施し、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。ＦＦＴ演算部６によりＦＦＴされた周波数領域の信号は、ＣＰキャリア抽出部７、ＭＲＣ重み乗算部９及びＴＭＣＣキャリア抽出部１０へ出力される。
The
ＣＰキャリア抽出部７は、ＦＦＴ演算部６からＦＦＴ演算後の周波数領域の信号を入力し、入力した信号から、所定の周波数位置に挿入されたＣＰキャリアを抽出する。ＣＰキャリアは、後述するチャネル推定部８において各サブキャリアのチャネル応答の複素振幅値を推定するために、所定の周波数位置に挿入されている。
The CP
チャネル推定部８は、ＣＰキャリア抽出部７により受信信号から抽出されたＣＰキャリアを入力し、このＣＰキャリアの複素振幅値を、既知のＣＰデータで除算してＣＰキャリアのチャネル応答を求める。そして、チャネル推定部８は、ＣＰキャリア間のデータキャリア部について、キャリアフィルタ等を用いて補間することで、ＣＰキャリア以外のサブキャリアにおけるチャネル応答を推定する。
The
尚、キャリアフィルタは既知であるから、ここでは説明を省略する。また、ＣＰキャリア抽出部７及びチャネル推定部８は、ＣＰキャリアに基づいてチャネル応答を推定するようにしたが、他のパイロットキャリアに基づいてチャネル応答を推定するようにしてもよい。
In addition, since the carrier filter is known, description is abbreviate | omitted here. Further, although the CP
ＭＲＣ重み乗算部９は、ＦＦＴ演算部６からＦＦＴ演算後の周波数領域の信号を入力すると共に、チャネル推定部８からチャネル応答を入力し、ＦＦＴ演算後の周波数領域の信号に対し、チャネル応答の複素共役をＭＲＣ重み係数として乗算することで、ＭＲＣ法に基づく重み乗算を行い、乗算結果をＭＲＣ重み乗算結果としてＭＥＲ重み乗算部１４に出力する。ここで、第ｊブランチ及び第ｋサブキャリアのチャネル応答の複素振幅値をｈj kとすると、その複素共役ｈj k*がＦＦＴ演算後における第ｊブランチ及び第ｋサブキャリアの信号に乗算される。
The MRC
一方で、ＴＭＣＣキャリア抽出部１０、部分等化部１１及びＭＥＲ算出部１２は、ＦＦＴ演算部６により周波数領域に変換された信号からＴＭＣＣキャリアを抽出し、ＴＭＣＣキャリアに基づいて変調誤差比であるＭＥＲを算出する。
On the other hand, the TMCC
ＭＥＲの算出には、後述するように理想信号点情報が必要であるが、理想信号点情報は、チャネル応答を推定するために用いるＣＰデータを除いて既知ではないため、通常は硬判定により理想信号点情報を算出してＭＥＲが推定される。変調多値数の大きいデータキャリアを用いてＭＥＲを算出する場合、硬判定結果の誤りは大きい。このため、算出されるＭＥＲの信頼度は、伝送路状態が悪い（Ｃ／Ｎ比の小さい）環境において特に低くなる。そこで、従来のダイバーシチ受信装置では、前述の特許文献５，６のように、算出したＭＥＲを、干渉信号の有無を判断するメトリックとして利用するに留まっている。
As will be described later, ideal signal point information is required for the calculation of MER. However, ideal signal point information is not known except for CP data used for estimating the channel response. MER is estimated by calculating signal point information. When MER is calculated using a data carrier having a large number of modulation multivalues, the error of the hard decision result is large. For this reason, the reliability of the calculated MER is particularly low in an environment where the transmission path condition is poor (C / N ratio is small). Therefore, in the conventional diversity receiving apparatus, as described in
実施例１及び後述する実施例２〜５では、信頼性の高いＭＥＲを重み係数としてそのまま利用することができるようにするために、変調方式または誤り訂正符号の符号化率等の伝送パラメータ情報を送信側から受信側へ通知するために使用される制御信号伝送用のＴＭＣＣキャリアを用いてＭＥＲを算出する。
In
ＴＭＣＣキャリアは、テレビジョン放送番組素材伝送用可搬形ＯＦＤＭ方式デジタル無線伝送システムを規定するＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３３規格ではＤＢＰＳＫ変調される。このような制御信号の復調は、データの復調に先立って行われるが、制御信号の伝送に失敗するとデータの伝送も不可能となるため、劣悪な伝送路状態でも確実に復調できるように、ＢＰＳＫまたはＱＰＳＫ等の変調多値数の小さい方式で伝送することが一般的である。 The TMCC carrier is DBPSK modulated according to the ARIB STD-B33 standard that defines a portable OFDM digital radio transmission system for transmitting television broadcast program material. Such demodulation of the control signal is performed prior to the demodulation of the data. However, if the transmission of the control signal fails, the transmission of the data becomes impossible, so that the BPSK can be reliably demodulated even in a poor transmission path state. Or it is common to transmit by a system with a small number of modulation multi-values such as QPSK.
このように、ＴＭＣＣキャリアのような変調多値数の小さい制御信号は、硬判定後の理想信号点の推定精度が高くなる。しがって、このような制御信号を用いることにより、信頼度の高いＭＥＲを算出することができる。 As described above, a control signal having a small number of modulation multi-values such as a TMCC carrier has a high estimation accuracy of ideal signal points after a hard decision. Therefore, by using such a control signal, a highly reliable MER can be calculated.
図１において、ＴＭＣＣキャリア抽出部１０は、ＦＦＴ演算部６からＦＦＴ演算後の周波数領域の信号を入力し、入力した信号から所定の周波数位置に挿入されたＴＭＣＣキャリアを抽出する。部分等化部１１は、ＴＭＣＣキャリア抽出部１０からＴＭＣＣキャリアを入力すると共に、チャネル推定部８からＴＭＣＣキャリアのチャネル応答を入力し、ＴＭＣＣキャリアをＴＭＣＣキャリアのチャネル応答の複素振幅値で除算し、ＴＭＣＣキャリアのみを部分的に等化する。
In FIG. 1, a TMCC
テレビジョン放送番組素材伝送用可搬形ＯＦＤＭ方式デジタル無線伝送システムを規定するＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３３規格では、ＴＭＣＣキャリアはＤＢＰＳＫ変調される。これに対し、実施例１及び後述する実施例２〜５ではＭＥＲだけを求めればよいから、ＴＭＣＣキャリアがＤＢＰＳＫ変調されているのではなくＢＰＳＫ変調されているものとみなして、データキャリアと同様に同期検波による等化復調を行うものとする。 In the ARIB STD-B33 standard that defines a portable OFDM digital radio transmission system for transmitting television broadcast program material, the TMCC carrier is DBPSK modulated. On the other hand, in Example 1 and Examples 2 to 5 to be described later, it is only necessary to obtain MER. Therefore, it is assumed that the TMCC carrier is not DBPSK-modulated but BPSK-modulated, and is similar to the data carrier. It is assumed that equalization demodulation by synchronous detection is performed.
ＭＥＲ算出部１２は、部分等化部１１から等化後のＴＭＣＣキャリアを入力し、等化後のＴＭＣＣキャリアとその硬判定後の理想信号点との間の誤差を求め、ＭＥＲを算出する。これにより、長遅延マルチパス波を受信するブランチでは、ＭＥＲの値は小さくなり、長遅延マルチパス波を受信しないブランチでは、ＭＥＲの値は大きくなる。
The
図２は、ＭＥＲ算出部１２におけるＭＥＲの算出方法を説明する図である。図２において、ＩＱ軸上の実線の丸は、第ｊ番目の等化後のＴＭＣＣキャリアを示し、点線の丸は、第ｊ番目のＴＭＣＣキャリアにおける硬判定後の理想信号点（Ｉj，Ｑj）を示す。原点から実線の丸までの間の矢印（実線の矢印）は、等化後のＴＭＣＣキャリアの受信信号ベクトルを示し、原点から点線の丸までの間の矢印（点線の矢印）は、ＴＭＣＣキャリアの理想信号点のベクトルを示す。また、受信信号ベクトルから理想信号点のベクトルを減算した結果が誤差信号ベクトル（ΔＩj，ΔＱj）となる。
FIG. 2 is a diagram for explaining a MER calculation method in the
ＭＥＲ算出部１２は、第ｊ番目のＴＭＣＣキャリアの理想信号点（Ｉj，Ｑj）、及び理想信号点と受信信号ベクトルとの間の誤差を表す誤差信号ベクトル（ΔＩj，ΔＱj）から、次式によりＭＥＲを算出する。
ＭＥＲ算出部１２により算出されたＭＥＲは、ブランチ＃１〜＃Ｎに対応したｍj＝ｍ1，ｍ2，．．．，ｍN（ｊ＝１〜Ｎ）として自乗部１３へそれぞれ出力される。
The MER calculated by the
尚、ＭＥＲ算出部１２は、１シンボル単位でＭＥＲを算出するようにしたが、シンボル長に対して伝搬環境の変動スピードが遅い場合は、複数シンボル単位に、１シンボル毎に算出したＭＥＲを積算して平均化するようにしてもよい。
The
自乗部１３は、ＭＥＲ算出部１２からＭＥＲ（ｍj）を入力し、ＭＥＲを二乗し、ＭＥＲの二乗値をＭＥＲ重み乗算部１４に出力する。
The
ＭＥＲ重み乗算部１４は、ＭＲＣ重み乗算部９の出力信号（ＭＲＣ重み乗算結果）を入力すると共に、自乗部１３からＭＥＲの二乗値（ｍj 2）を入力し、その出力信号に対し、ＭＥＲの二乗値（ｍj 2）をＭＥＲ重み係数として乗算する。ＭＥＲ重み乗算部１４によりＭＲＣ重み乗算部９の出力信号にＭＥＲの二乗値（ｍj 2）が乗算された結果は、ＭＥＲ重みが乗算された信号として信号加算部１５へ出力される。
The MER
これにより、長遅延マルチパス波を受信するブランチでは、ＭＥＲ重み乗算部１４により出力されるＭＥＲ重みが乗算された信号の振幅値は、長遅延マルチパス波を受信しないブランチよりも小さくなる。
Thereby, in the branch that receives the long delay multipath wave, the amplitude value of the signal multiplied by the MER weight output from the
信号加算部１５は、各ブランチ＃１〜＃ＮのＭＥＲ重み乗算部１４からＭＥＲ重みが乗算された信号を入力し、各ブランチ＃１〜＃ＮにおけるＭＥＲ重みが乗算された信号をサブキャリア毎に加算する。
The
規格化部１６は、信号加算部１５からサブキャリア毎に加算された信号を入力し、加算信号を、次式の規格化係数で除算する。これにより、加算信号はサブキャリア毎に規格化され、長遅延マルチパス波を受信するブランチの信号のダイバーシチ合成比率は低くなる。
以上のように、実施例１のダイバーシチ受信装置１−１によれば、ＴＭＣＣキャリア抽出部１０は、周波数領域の信号からＴＭＣＣキャリアを抽出し、部分等化部１１は、ＴＭＣＣキャリアをＴＭＣＣキャリアのチャネル応答の複素振幅値で除算し、ＴＭＣＣキャリアのみを部分的に等化するようにした。そして、ＭＥＲ算出部１２は、等化後のＴＭＣＣキャリアとその理想信号点との間の誤差を求めてＭＥＲを算出し、自乗部１３は、ＭＥＲを二乗し、ＭＥＲ重み乗算部１４は、ＭＲＣ重み乗算部９の出力信号（ＭＲＣ重み乗算結果）にＭＥＲの二乗値を乗算するようにした。そして、信号加算部１５は、各ブランチ＃１〜＃ＮにおけるＭＥＲ重みが乗算された信号を、サブキャリア毎に加算し、規格化部１６は、チャネル応答の複素振幅値及びＭＥＲの二乗値により、加算信号をサブキャリア毎に規格化するようにした。
As described above, according to the diversity receiver 1-1 of the first embodiment, the TMCC
これにより、ＴＭＣＣキャリアは変調多値数の小さい制御信号であるから、硬判定後の理想信号点の推定精度は高くなり、ＴＭＣＣキャリアを用いて算出されるＭＥＲの信頼度も高くなる。一方で、長遅延マルチパス波の影響を受けるブランチのＭＥＲは、他のブランチのＭＥＲよりも低くなる。 Thereby, since the TMCC carrier is a control signal with a small number of modulation multi-values, the estimation accuracy of the ideal signal point after the hard decision is increased, and the reliability of the MER calculated using the TMCC carrier is also increased. On the other hand, the MER of the branch affected by the long delay multipath wave is lower than the MER of the other branch.
したがって、各ブランチにおける信頼度の高いＭＥＲを、各ブランチの信号に対する重み係数として用いることにより、長遅延マルチパス波の影響を受けるブランチの信号に対する重み係数は小さくなるから、当該ブランチの信号のダイバーシチ合成比率を低くすることができる。つまり、各ブランチにおいて雑音電力が異なる場合だけでなく、長遅延マルチパス波の干渉信号電力が異なる場合であっても、ＭＲＣ法に基づいた最適なダイバーシチ合成を実現することができる。つまり、各ブランチを、ダイバーシチ合成前にその受信品質に応じてかつ簡易な構成で正確に重み付けすることができ、最適なダイバーシチ合成を実現することが可能となる。 Therefore, by using a highly reliable MER in each branch as a weighting factor for the signal of each branch, the weighting factor for the signal of the branch affected by the long delay multipath wave becomes small. The synthesis ratio can be lowered. That is, optimal diversity combining based on the MRC method can be realized not only when the noise power is different in each branch but also when the interference signal power of the long delay multipath wave is different. In other words, each branch can be accurately weighted according to its reception quality and with a simple configuration before diversity combining, and optimal diversity combining can be realized.
〔実施例２〕
次に、実施例２について説明する。実施例２は、前述のとおり、実施例１と同様に、干渉波が長遅延マルチパス波であって、ブランチ毎に干渉信号電力が異なる場合を想定した例であり、ＭＭＳＥ法に基づいてダイバーシチ合成を実現する。
[Example 2]
Next, Example 2 will be described. As described above, the second embodiment is an example in which it is assumed that the interference wave is a long-delay multipath wave and the interference signal power is different for each branch, as in the first embodiment. The diversity is based on the MMSE method. Realize synthesis.
図３は、実施例２によるダイバーシチ受信装置の構成を示すブロック図である。このダイバーシチ受信装置１−２は、受信系統を示すブランチ＃１〜＃Ｎ毎に、周波数変換部２、ＡＧＣ部３、Ａ／Ｄ変換部４、直交復調部５、ＦＦＴ演算部６、ＣＰキャリア抽出部７、チャネル推定部８、ＴＭＣＣキャリア抽出部１０、部分等化部１１、ＭＥＲ算出部１２、ＭＥＲ重み乗算部２０，２１、ＭＭＳＥ重み算出部２２、ＭＭＳＥ重み乗算部２３及び信号加算部２４を備えている。図３において、図１と共通する部分には図１と同一の符号を付し、その詳しい説明は省略する。
FIG. 3 is a block diagram illustrating the configuration of the diversity receiver according to the second embodiment. The diversity receiving apparatus 1-2 includes a
ＦＦＴ演算部６によりＦＦＴされた周波数領域の信号は、ＣＰキャリア抽出部７、ＴＭＣＣキャリア抽出部１０及びＭＥＲ重み乗算部２０へ出力される。また、ＭＥＲ算出部１２により算出されたＭＥＲ（ｍj）は、ＭＥＲ重み乗算部２０，２１へ出力される。
The frequency domain signal that has been subjected to FFT by the
ＭＥＲ重み乗算部２０は、ＦＦＴ演算部６からＦＦＴ演算後の周波数領域の信号を入力すると共に、ＭＥＲ算出部１２からＭＥＲ（ｍj）を入力し、ＦＦＴ演算後の周波数領域の信号に対し、ＭＥＲ（ｍj）をＭＥＲ重み係数として乗算する。ＭＥＲ重み乗算部２０によりＦＦＴ演算後の周波数領域の信号にＭＥＲ（ｍj）が乗算された結果は、ＭＥＲ重みが乗算された信号としてＭＭＳＥ重み乗算部２３へ出力される。
The MER
ＭＥＲ重み乗算部２１は、チャネル推定部８からチャネル応答を入力すると共に、ＭＥＲ算出部１２からＭＥＲ（ｍj）を入力し、チャネル応答の複素振幅値に対し、ＭＥＲ（ｍj）をＭＥＲ重み係数として乗算する。ＭＥＲ重み乗算部２１によりチャネル応答の複素振幅値にＭＥＲ（ｍj）が乗算された結果は、ＭＥＲ重みが乗算されたチャネル応答としてＭＭＳＥ重み算出部２２へ出力される。
The
ＭＭＳＥ重み算出部２２は、ＭＥＲ重み乗算部２１からＭＥＲ重みが乗算されたチャネル応答を入力し、チャネル応答及びＭＥＲにより、そのチャネル応答ベクトルｈk＝［ｍ1ｈ1 k ．．． ｍNｈN k］Tを用いて、次式にてＭＭＳＥ重みベクトルｗkを算出する。ｋは第ｋサブキャリアを示し、Ｔはベクトルの転置を示す。
ＭＭＳＥ重み乗算部２３は、ＭＥＲ重み乗算部２０の出力信号（ＭＥＲ重み乗算結果）を入力すると共に、ＭＭＳＥ重み算出部２２からＭＭＳＥ重みを入力し、その出力信号に対し、ＭＭＳＥ重みをＭＭＳＥ重み係数として乗算することで、ＭＭＳＥ法に基づく重み乗算を行う。ＭＭＳＥ重み乗算部２３によりＭＥＲ重み乗算部２０の出力信号にＭＭＳＥ重みが乗算された結果は、ＭＭＳＥ重みが乗算された信号として信号加算部２４へ出力される。
The MMSE
信号加算部２４は、各ブランチ＃１〜＃ＮのＭＭＳＥ重み乗算部２３からＭＭＳＥ重みが乗算された信号を入力し、各ブランチ＃１〜＃ＮにおいてＭＭＳＥ重みが乗算された信号をサブキャリア毎に加算する。
The
以上のように、実施例２のダイバーシチ受信装置１−２によれば、ＴＭＣＣキャリア抽出部１０は、周波数領域の信号からＴＭＣＣキャリアを抽出し、部分等化部１１は、ＴＭＣＣキャリアをＴＭＣＣキャリアのチャネル応答の複素振幅値で除算し、ＴＭＣＣキャリアのみを部分的に等化し、ＭＥＲ算出部１２は、等化後のＴＭＣＣキャリアとその理想信号点との間の誤差を求めてＭＥＲを算出するようにした。そして、ＭＥＲ重み乗算部２０は、周波数領域の信号にＭＥＲを乗算し、ＭＥＲ重み乗算部２１は、チャネル応答の複素振幅値にＭＥＲを乗算するようにした。そして、ＭＭＳＥ重み算出部２２は、ＭＥＲ重みが乗算されたチャネル応答を用いてＭＭＳＥ重みを算出し、ＭＭＳＥ重み乗算部２３は、ＭＥＲ重み乗算部２０の出力信号（ＭＥＲ重み乗算結果）にＭＭＳＥ重みを乗算し、信号加算部２４は、各ブランチ＃１〜＃ＮにおけるＭＭＳＥ重みが乗算された信号を、サブキャリア毎に加算するようにした。
As described above, according to the diversity receiver 1-2 of the second embodiment, the TMCC
これにより、ＴＭＣＣキャリアは変調多値数の小さい制御信号であるから、硬判定後の理想信号点の推定精度は高くなり、ＴＭＣＣキャリアを用いて算出されるＭＥＲの信頼度も高くなる。一方で、長遅延マルチパス波の影響を受けるブランチのＭＥＲは、他のブランチのＭＥＲよりも低くなる。 Thereby, since the TMCC carrier is a control signal with a small number of modulation multi-values, the estimation accuracy of the ideal signal point after the hard decision is increased, and the reliability of the MER calculated using the TMCC carrier is also increased. On the other hand, the MER of the branch affected by the long delay multipath wave is lower than the MER of the other branch.
したがって、実施例１と同様に、各ブランチにおける信頼度の高いＭＥＲを、各ブランチの信号に対する重み係数として用いることにより、長遅延マルチパス波の影響を受けるブランチの信号に対する重み係数は小さくなるから、当該ブランチの信号のダイバーシチ合成比率を低くすることができる。つまり、各ブランチにおいて雑音電力が異なる場合だけでなく、長遅延マルチパス波の干渉信号電力が異なる場合であっても、ＭＭＳＥ法に基づいた最適なダイバーシチ合成を実現することができる。つまり、各ブランチを、ダイバーシチ合成前にその受信品質に応じてかつ簡易な構成で正確に重み付けすることができ、最適なダイバーシチ合成を実現することが可能となる。 Therefore, as in the first embodiment, by using a MER with high reliability in each branch as a weighting coefficient for the signal of each branch, the weighting coefficient for the signal of the branch affected by the long delay multipath wave becomes small. The diversity combining ratio of the signal of the branch can be lowered. That is, optimal diversity combining based on the MMSE method can be realized not only when the noise power is different in each branch but also when the interference signal power of the long delay multipath wave is different. In other words, each branch can be accurately weighted according to its reception quality and with a simple configuration before diversity combining, and optimal diversity combining can be realized.
〔実施例３〕
次に、実施例３について説明する。実施例３は、前述のとおり、干渉波が長遅延マルチパス波に加えてレーダー等の外来干渉波であって、ブランチ毎に干渉信号電力が異なる場合を想定した例であり、ＭＲＣ法に基づいてダイバーシチ合成を実現する。
Example 3
Next, Example 3 will be described. As described above, the third embodiment is an example in which it is assumed that the interference wave is an external interference wave such as a radar in addition to the long delay multipath wave, and the interference signal power is different for each branch. To achieve diversity synthesis.
図４は、干渉波がレーダー等の外来干渉波であって、外来干渉波が混入した場合の受信信号を説明する図である。図４に示すように、干渉波がレーダー等の外来干渉波である場合には、希望波であるＯＦＤＭ信号に比べ、狭い帯域幅を持つ外来干渉波が同一チャンネル内に混入することが考えられる。 FIG. 4 is a diagram for explaining a received signal when the interference wave is an external interference wave such as a radar and the external interference wave is mixed. As shown in FIG. 4, when the interference wave is an external interference wave such as a radar, it is conceivable that an external interference wave having a narrow bandwidth is mixed in the same channel as compared with the OFDM signal that is the desired wave. .
一方で、前述の実施例１，２においては、想定する干渉波が長遅延マルチパス波であることから、希望波に干渉を与える信号帯域幅が希望波と全く同じである。このため、キャリア本数の少ないＴＭＣＣキャリアを用いて算出したＭＥＲを、信号全体に影響する干渉成分を考慮したメトリックとし、ブランチの重み係数として利用するようにしても、ダイバーシチ合成後の品質が劣化することはない。 On the other hand, in the above-described first and second embodiments, since the assumed interference wave is a long delay multipath wave, the signal bandwidth that gives interference to the desired wave is exactly the same as that of the desired wave. For this reason, even if the MER calculated using TMCC carriers with a small number of carriers is used as a metric that considers interference components that affect the entire signal and is used as a weighting factor for branches, the quality after diversity combining deteriorates. There is nothing.
図４に示すように、干渉波がレーダー等の外来干渉波である場合、狭帯域な外来干渉波は、特定のキャリアだけに影響し、例えば外来干渉波がデータキャリアだけに干渉した場合、ＴＭＣＣキャリアは影響を受けない。このため、前述の実施例１，２では、ＴＭＣＣキャリアから算出したＭＥＲをブランチの重み係数として利用するから、外来干渉波を考慮したダイバーシチ合成を行うことができず、干渉を受けたデータキャリアの合成後の品質は著しく劣化する。 As shown in FIG. 4, when the interference wave is an external interference wave such as a radar, the narrow-band external interference wave affects only a specific carrier. For example, when the external interference wave interferes only with a data carrier, TMCC The carrier is not affected. For this reason, in the first and second embodiments, the MER calculated from the TMCC carrier is used as the weighting factor of the branch. Therefore, diversity combining in consideration of the external interference wave cannot be performed, and the data carrier that has received the interference cannot be combined. The quality after synthesis is significantly degraded.
理想的にはサブキャリア毎に、そのサブキャリアに干渉する干渉成分を求めて重み付けすることが望ましいが、演算量が大幅に増大するだけでなく、変調多値数の大きいデータキャリアを用いて求めたＭＥＲの信頼度は低いことから、実施例１，２において重み係数として使用するには不十分である。 Ideally, for each subcarrier, it is desirable to find and weight the interference component that interferes with that subcarrier, but this not only greatly increases the amount of computation, but also uses a data carrier with a large number of modulation multilevels. In addition, since the reliability of MER is low, it is insufficient for use as a weighting factor in Examples 1 and 2.
そこで、実施例３及び後述する実施例４において、実施例１，２にて想定した長遅延マルチパス波に加えて、レーダー等の外来干渉波を受信し、ブランチ毎に干渉信号電力が異なる場合であっても、ダイバーシチ合成後の品質を劣化させることなく、良好な受信特性を実現する手法を具体的に説明する。 Therefore, in Example 3 and Example 4 described later, in addition to the long-delay multipath wave assumed in Examples 1 and 2, an external interference wave such as a radar is received, and the interference signal power differs from branch to branch. Even so, a method for realizing good reception characteristics without degrading quality after diversity combining will be specifically described.
図５は、実施例３によるダイバーシチ受信装置の構成を示すブロック図である。このダイバーシチ受信装置１−３は、受信系統を示すブランチ＃１〜＃Ｎ毎に、周波数変換部２、ＡＧＣ部３、Ａ／Ｄ変換部４、直交復調部５、ＦＦＴ演算部６、ＣＰキャリア抽出部７、チャネル推定部８、ＭＲＣ重み乗算部９、ＴＭＣＣキャリア抽出部１０、部分等化部１１、ＭＥＲ算出部１２、自乗部１３、ＭＥＲ重み乗算部１４、データキャリア巡回抽出部３０、部分等化部３１、ＭＥＲ算出部３２、干渉波判定部３３、特定キャリアヌル化部３４、信号加算部３５及び規格化部３６を備えている。
FIG. 5 is a block diagram illustrating the configuration of the diversity receiver according to the third embodiment. The diversity receiving apparatus 1-3 includes a
図１に示した実施例１のダイバーシチ受信装置１−１と、この実施例３のダイバーシチ受信装置１−３とを比較すると、実施例３のダイバーシチ受信装置１−３は、実施例１のダイバーシチ受信装置１−１における周波数変換部２からＭＥＲ重み乗算部１４までの構成部に加え、さらに、データキャリア巡回抽出部３０、部分等化部３１、ＭＥＲ算出部３２、干渉波判定部３３及び特定キャリアヌル化部３４を備えている点で相違する。また、実施例３のダイバーシチ受信装置１−３は、実施例１のダイバーシチ受信装置１−１における信号加算部１５及び規格化部１６の代わりに、信号加算部３５及び規格化部３６を備えている点で相違する。以下、図５において、図１と共通する部分には図１と同一の符号を付し、その詳しい説明は省略する。
When the diversity receiver 1-1 according to the first embodiment shown in FIG. 1 is compared with the diversity receiver 1-3 according to the third embodiment, the diversity receiver 1-3 according to the third embodiment is different from the diversity receiver 1-3 according to the first embodiment. In addition to the components from the
ＦＦＴ演算部６によりＦＦＴされた周波数領域の信号は、ＣＰキャリア抽出部７、ＭＲＣ重み乗算部９、ＴＭＣＣキャリア抽出部１０及びデータキャリア巡回抽出部３０へ出力される。
The frequency domain signal that has been subjected to FFT by the
データキャリア巡回抽出部３０は、ＦＦＴ演算部６からＦＦＴ演算後の周波数領域の信号を入力し、データキャリアの一部である所定の周波数領域のデータキャリアブロックに含まれるデータキャリアを、シンボル単位に巡回的に抽出する。抽出するデータキャリアの一部は、シンボル毎に互いに隣接したデータキャリアブロックとし、例えばそのデータキャリアブロックは、想定される外来干渉波の信号帯域幅以下の所定幅のブロックであるものとする。この場合、データキャリアブロックは、信号品質の良好なデータキャリアと、外来干渉波の干渉により信号品質が劣化したデータキャリアとを同時に含まないように構成するのが望ましい。
The data carrier
また、データキャリア巡回抽出部３０は、あるシンボルにおいて、データキャリアブロックに含まれるデータキャリアを抽出した後、次のシンボルにおいて、直前のシンボルとは異なる周波数領域（直前のシンボルにおいて抽出対象となったデータキャリアブロックの隣の周波数領域）のデータキャリアブロックに含まれるデータキャリアを抽出する。このように、データキャリア巡回抽出部３０により、シンボル単位に、異なるデータキャリアブロックに含まれるデータキャリアが巡回的に抽出される。
In addition, after extracting the data carrier included in the data carrier block in a certain symbol, the data carrier
部分等化部３１は、データキャリア巡回抽出部３０からデータキャリアブロックに含まれるデータキャリアを入力すると共に、チャネル推定部８からそのデータキャリアブロックに含まれるデータキャリアのチャネル応答を入力し、データキャリアブロックに含まれるデータキャリアをそのデータキャリアのチャネル応答の複素振幅値で除算し、データキャリアブロックに含まれるデータキャリアのみを部分的に等化する。
The
ＭＥＲ算出部３２は、部分等化部３１から等化後のデータキャリアブロックに含まれるデータキャリアを入力し、等化後のデータキャリアブロックに含まれるデータキャリアを硬判定し、硬判定による復調結果とその理想信号点との間の誤差を求め、ＭＥＲを算出する。この場合、ＭＥＲ算出部３２は、データキャリアブロックに含まれるデータキャリアのＭＥＲを平均化したり、時間平均を求める等して、データキャリアブロック毎に１つのＭＥＲを算出する。ＭＥＲ算出部３２により、シンボル毎に巡回的に算出されたデータキャリアブロック毎のＭＥＲは、干渉波判定部３３へ出力される。
The
尚、ＭＥＲ算出部３２は、１シンボル単位でＭＥＲを算出するようにしたが、シンボル長に対して伝搬環境の変動スピードが遅い場合は、複数シンボル単位に、１シンボル毎に算出したＭＥＲを積算して平均化するようにしてもよい。
The
干渉波判定部３３は、ＭＥＲ算出部３２によりシンボル毎に巡回的に算出されたデータキャリアブロック毎のＭＥＲを入力し、ＭＥＲと予め設定された閾値とを比較する。そして、干渉波判定部３３は、ＭＥＲが閾値よりも小さいと判定した場合、そのデータキャリアブロックは外来干渉波の影響を受けて信号品質が劣化していると判定し、その判定情報を特定キャリアヌル化部３４に出力する。一方、干渉波判定部３３は、ＭＥＲが閾値よりも小さくないと判定した場合、そのデータキャリアブロックは外来干渉波の影響を受けることなく信号品質が劣化していないと判定し、その判定情報を特定キャリアヌル化部３４に出力する。
The interference
具体的には、干渉波判定部３３は、データキャリアブロックのＭＥＲが閾値よりも小さいと判定した場合、そのデータキャリアブロックに含まれるデータキャリアに対応する第ｊブランチの第ｋサブキャリアについて外来干渉波の影響を受け信号品質が劣化したことを示す判定情報として変数δj k＝０を設定し、変数δj k＝０を特定キャリアヌル化部３４に出力する。一方、干渉波判定部３３は、データキャリアブロックのＭＥＲが閾値よりも小さくないと判定した場合、そのデータキャリアブロックに含まれるデータキャリアに対応する第ｊブランチの第ｋサブキャリアについて外来干渉波の影響を受けることなく信号品質が劣化していないことを示す判定情報として変数δj k＝１を設定し、変数δj k＝１を特定キャリアヌル化部３４に出力する。
Specifically, when the interference
外来干渉波の影響を受けたことを示す変数δj k＝０は、そのデータキャリアブロックに含まれるデータキャリアにおいて、ＭＥＲの信頼性が低いことを示しており、そのＭＥＲを使用したＭＥＲ重み乗算部１４による出力信号であるＭＥＲ重みが乗算された信号の信頼性も低いことを示している。したがって、ＭＥＲの信頼性が低いことからＭＥＲ重みが乗算された信号の信頼性が低いデータキャリアについては、後述する信号加算部３５において加算対象から除外するため、後述する特定キャリアヌル化部３４において、ＭＥＲ重みが乗算された信号をヌル化するようにした。
The variable δ j k = 0 indicating that it has been affected by the external interference wave indicates that the MER reliability is low in the data carrier included in the data carrier block, and the MER weight multiplication using the MER. This shows that the reliability of the signal multiplied by the MER weight which is the output signal from the
特定キャリアヌル化部３４は、ＭＥＲ重み乗算部１４からＭＥＲ重みが乗算された信号を入力すると共に、干渉波判定部３３から判定情報（データキャリアブロックについて外来干渉波の影響を受けているか否かを示す変数δj k＝０，１）を入力する。そして、特定キャリアヌル化部３４は、ＭＥＲ重みが乗算された信号のうち、判定情報が外来干渉波の影響を受けていることを示すデータキャリアブロックに含まれる全てのデータキャリアをヌル（ゼロ）に置き換え、信号加算部３５に出力する。
The specific
具体的には、特定キャリアヌル化部３４は、ＭＥＲ重み乗算部１４から入力した信号に対し、判定情報である変数δj k＝０，１を乗算する。これにより、ＭＥＲ重み乗算部１４から入力した信号のうち、外来干渉波の影響を受けているデータキャリアブロックに含まれる全てのデータキャリアは、ヌル（ゼロ）の信号に置き換えて出力され、外来干渉波の影響を受けていないデータキャリアブロックに含まれる全てのデータキャリアは、何らの処理が施されないでそのまま出力される。
Specifically, the specific
一般に、データキャリア巡回抽出部３０、部分等化部３１及びＭＥＲ算出部３２において、データキャリアから算出されたＭＥＲの信頼性は、データキャリアの変調多値数が大きいことから低い。このため、このＭＥＲは重み係数として利用しないで、干渉波判定部３３において外来干渉波の影響を受けているか否かを判定するためにのみ利用する。そして、特定キャリアヌル化部３４において外来干渉波の影響を受けているデータキャリアをヌル（ゼロ）に置き換えることで、外来干渉波の影響を受けているデータキャリアをダイバーシチ合成のために用いないようにする。
In general, in the data carrier
信号加算部３５は、各ブランチ＃１〜＃Ｎの特定キャリアヌル化部３４から、ＭＥＲ重みが乗算され、外来干渉波の影響を受けているデータキャリアがヌル（ゼロ）に置き換えられた信号を入力し、入力した各ブランチ＃１〜＃Ｎの信号をサブキャリア毎に加算する。
The
規格化部３６は、信号加算部３５からサブキャリア毎に加算した信号を入力し、加算信号を次式の規格化係数で除算する。これにより、加算信号はサブキャリア毎に規格化される。
以上のように、実施例３のダイバーシチ受信装置１−３によれば、実施例１のダイバーシチ受信装置１−１と同様に、ＴＭＣＣキャリアを用いてＭＥＲを算出し、ＭＲＣ重み乗算部９の出力信号（ＭＲＣ重み乗算結果）にＭＥＲの二乗値を乗算するようにした。そして、データキャリア巡回抽出部３０は、周波数領域の信号からデータキャリアブロックをシンボル単位に巡回的に抽出し、部分等化部３１は、データキャリアブロックに含まれる全てのデータキャリアをそのデータキャリアのチャネル応答の複素振幅値で除算して等化し、ＭＥＲ算出部３２は、等化後のデータキャリアブロックに含まれる全てのデータキャリアを硬判定し、硬判定による復調結果とその理想信号点との間の誤差を求めてデータキャリアブロックのＭＥＲを算出するようにした。そして、干渉波判定部３３は、データキャリアブロックのＭＥＲと予め設定された閾値とを比較することで、そのデータキャリアブロックが外来干渉波の影響を受けているか否かを判定し、特定キャリアヌル化部３４は、ＭＥＲ重み乗算部１４からのＭＥＲ重みが乗算された信号に対し、干渉波判定部３３により外来干渉波の影響を受けていると判定されたデータキャリアブロックに含まれる全てのデータキャリアをヌル（ゼロ）に置き換えるようにした。そして、信号加算部３５は、各ブランチ＃１〜＃ＮにおけるＭＥＲ重みが乗算され、外来干渉波の影響を受けているデータキャリアがヌル（ゼロ）に置き換えられた信号を、サブキャリア毎に加算し、規格化部３６は、チャネル応答の複素振幅値、ＭＥＲの二乗値及び干渉波判定部３３による判定結果により、加算信号をサブキャリア毎に規格化するようにした。
As described above, according to the diversity receiving apparatus 1-3 of the third embodiment, the MER is calculated using the TMCC carrier, and the output of the MRC
これにより、想定される外来干渉波の信号帯域幅以下の所定幅のデータキャリアブロック毎に、外来干渉波の影響を受けているか否かが判定され、外来干渉波の影響を受けているデータキャリアブロックの信号は、ヌルに置き換えられる。したがって、外来干渉波の影響を受けているデータキャリアブロックの信号は、ダイバーシチ合成の対象信号から除外される。 Thus, for each data carrier block having a predetermined width equal to or less than the assumed signal bandwidth of the external interference wave, it is determined whether or not the data carrier block is affected by the external interference wave. The block signal is replaced with null. Therefore, the signal of the data carrier block that is affected by the external interference wave is excluded from the target signal for diversity combining.
つまり、各ブランチにおいて雑音電力が異なる場合だけでなく、長遅延マルチパス波の干渉信号電力が異なる場合に加え、さらに、外来干渉波等の干渉信号電力が異なる場合であっても、ＭＲＣ法に基づいた最適なダイバーシチ合成を実現することができる。つまり、各ブランチを、ダイバーシチ合成前にその受信品質に応じてかつ簡易な構成で正確に重み付けすることができ、最適なダイバーシチ合成を実現することが可能となる。 That is, not only when the noise power is different in each branch, but also when the interference signal power of the long delay multipath wave is different, and even when the interference signal power of the external interference wave is different, the MRC method is used. Based on this, optimal diversity combining can be realized. In other words, each branch can be accurately weighted according to its reception quality and with a simple configuration before diversity combining, and optimal diversity combining can be realized.
〔実施例４〕
次に、実施例４について説明する。実施例４は、前述のとおり、干渉波が長遅延マルチパス波に加えてレーダー等の外来干渉波であって、ブランチ毎に干渉信号電力が異なる場合を想定した例であり、ＭＭＳＥ法に基づいてダイバーシチ合成を実現する。
Example 4
Next, Example 4 will be described. As described above, the fourth embodiment is an example in which it is assumed that the interference wave is an external interference wave such as a radar in addition to the long delay multipath wave, and the interference signal power is different for each branch. To achieve diversity synthesis.
図６は、実施例４によるダイバーシチ受信装置の構成を示すブロック図である。このダイバーシチ受信装置１−４は、受信系統を示すブランチ＃１〜＃Ｎ毎に、周波数変換部２、ＡＧＣ部３、Ａ／Ｄ変換部４、直交復調部５、ＦＦＴ演算部６、ＣＰキャリア抽出部７、チャネル推定部８、ＴＭＣＣキャリア抽出部１０、部分等化部１１、ＭＥＲ算出部１２、ＭＥＲ重み乗算部２０，２１、ＭＭＳＥ重み算出部２２、ＭＭＳＥ重み乗算部２３、データキャリア巡回抽出部４０、部分等化部４１、ＭＥＲ算出部４２、干渉波判定部４３、特定キャリアヌル化部４４及び信号加算部４５を備えている。
FIG. 6 is a block diagram illustrating the configuration of the diversity receiver according to the fourth embodiment. This diversity receiver 1-4 includes a
図３に示した実施例２のダイバーシチ受信装置１−２と、この実施例４のダイバーシチ受信装置１−４とを比較すると、実施例４のダイバーシチ受信装置１−４は、実施例２のダイバーシチ受信装置１−２における周波数変換部２からＭＭＳＥ重み乗算部２３までの構成部に加え、さらに、データキャリア巡回抽出部４０、部分等化部４１、ＭＥＲ算出部４２、干渉波判定部４３及び特定キャリアヌル化部４４を備えている点で相違する。また、実施例４のダイバーシチ受信装置１−４は、実施例２のダイバーシチ受信装置１−２における信号加算部２４の代わりに、信号加算部４５を備えている点で相違する。以下、図６において、図３と共通する部分には図３と同一の符号を付し、その詳しい説明は省略する。
When the diversity receiving device 1-2 of the second embodiment shown in FIG. 3 is compared with the diversity receiving device 1-4 of the fourth embodiment, the diversity receiving device 1-4 of the fourth embodiment is different from the diversity receiving device 1-4 of the second embodiment. In addition to the components from the
ＦＦＴ演算部６によりＦＦＴされた周波数領域の信号は、ＣＰキャリア抽出部７、ＴＭＣＣキャリア抽出部１０、ＭＥＲ重み乗算部２０及びデータキャリア巡回抽出部４０へ出力される。
The frequency domain signal FFTed by the
データキャリア巡回抽出部４０、部分等化部４１、ＭＥＲ算出部４２、干渉波判定部４３及び特定キャリアヌル化部４４は、図５に示したデータキャリア巡回抽出部３０、部分等化部３１、ＭＥＲ算出部３２、干渉波判定部３３及び特定キャリアヌル化部３４と同様の処理をそれぞれ行う。
The data carrier
ここで、特定キャリアヌル化部４４は、ＭＥＲ重み乗算部２１からＭＥＲ重みが乗算されたチャネル応答を入力すると共に、干渉波判定部４３から判定情報（データキャリアブロックについて外来干渉波の影響を受けているか否かを示す変数δj k＝０，１）を入力する。そして、特定キャリアヌル化部４４は、ＭＥＲ重みが乗算されたチャネル応答のうち、判定情報が外来干渉波の影響を受けているデータキャリアブロックに含まれる全てのデータキャリアに対応するチャネル応答をヌル（ゼロ）に置き換え、ＭＭＳＥ重み算出部２２に出力する。
Here, the specific
ＭＭＳＥ重み算出部２２は、特定キャリアヌル化部４４から、ＭＥＲ重みが乗算されたチャネル応答であって、外来干渉波の影響を受けているデータキャリアブロックに含まれる全てのデータキャリアに対応するチャネル応答がヌル（ゼロ）に置き換えられたチャネル応答を入力する。そして、ＭＭＳＥ重み算出部２２は、チャネル応答及びＭＥＲにより、そのチャネル応答ベクトルｈk＝［ｍ1ｈ1 k ．．． ｍNｈN k］Tを用いて、前記式（３）にてＭＭＳＥ重みベクトルｗkを算出する。
The MMSE
ＭＭＳＥ重み乗算部２３は、ＭＥＲ重み乗算部２０の出力信号（ＭＥＲ重み乗算結果）を入力すると共に、ＭＭＳＥ重み算出部２２からＭＭＳＥ重みを入力し、その出力信号に対し、ＭＭＳＥ重みをＭＭＳＥ重み係数として乗算する。
The MMSE
信号加算部４５は、各ブランチ＃１〜＃ＮのＭＭＳＥ重み乗算部２３からＭＭＳＥ重みが乗算された信号を入力し、各ブランチ＃１〜＃ＮにおいてＭＭＳＥ重みが乗算された信号をサブキャリア毎に加算する。
The
以上のように、実施例４のダイバーシチ受信装置１−４によれば、実施例２のダイバーシチ受信装置１−２と同様に、ＴＭＣＣキャリアを用いてＭＥＲを算出し、ＦＦＴ演算部６の出力信号である周波数領域の信号にＭＥＲを乗算し、チャネル応答にＭＥＲを乗算するようにした。そして、データキャリア巡回抽出部４０は、周波数領域の信号からデータキャリアブロックをシンボル単位に巡回的に抽出し、部分等化部４１は、データキャリアブロックに含まれる全てのデータキャリアをそのデータキャリアのチャネル応答の複素振幅値で除算して等化し、ＭＥＲ算出部４２は、等化後のデータキャリアブロックに含まれる全てのデータキャリアを硬判定し、硬判定による復調結果とその理想信号点との間の誤差を求めてデータキャリアブロックのＭＥＲを算出するようにした。そして、干渉波判定部４３は、データキャリアブロックのＭＥＲと予め設定された閾値とを比較することで、そのデータキャリアブロックが外来干渉波の影響を受けているか否かを判定し、特定キャリアヌル化部４４は、ＭＥＲ重みが乗算されたチャネル応答に対し、干渉波判定部４３により外来干渉波の影響を受けていると判定されたデータキャリアブロックに含まれる全てのデータキャリアに対応するチャネル応答をヌル（ゼロ）に置き換えるようにした。そして、ＭＭＳＥ重み算出部２２は、ＭＥＲ重みが乗算され、かつ外来干渉波の影響を受けているデータキャリアブロックに含まれる全てのデータキャリアに対応するチャネル応答をヌル（ゼロ）に置き換えられたチャネル応答を用いてＭＭＳＥ重みを算出し、ＭＭＳＥ重み乗算部２３は、ＭＥＲ重み乗算部２０の出力信号（ＭＥＲ重み乗算結果）にＭＭＳＥ重みを乗算し、信号加算部４５は、各ブランチ＃１〜＃ＮにおけるＭＭＳＥ重みが乗算された信号を、サブキャリア毎に加算するようにした。
As described above, according to the diversity receiving device 1-4 of the fourth embodiment, as with the diversity receiving device 1-2 of the second embodiment, the MER is calculated using the TMCC carrier, and the output signal of the
これにより、想定される外来干渉波の信号帯域幅以下の所定幅のデータキャリアブロック毎に、外来干渉波の影響を受けているか否かが判定され、外来干渉波の影響を受けているデータキャリアブロックの信号は、ヌルに置き換えられる。したがって、外来干渉波の影響を受けているデータキャリアブロックの信号は、ダイバーシチ合成の対象信号から除外される。 Thus, for each data carrier block having a predetermined width equal to or less than the assumed signal bandwidth of the external interference wave, it is determined whether or not the data carrier block is affected by the external interference wave. The block signal is replaced with null. Therefore, the signal of the data carrier block that is affected by the external interference wave is excluded from the target signal for diversity combining.
つまり、各ブランチにおいて雑音電力が異なる場合だけでなく、長遅延マルチパス波の干渉信号電力が異なる場合に加え、さらに、外来干渉波等の干渉信号電力が異なる場合であっても、ＭＭＳＥ法に基づいた最適なダイバーシチ合成を実現することができる。つまり、各ブランチを、ダイバーシチ合成前にその受信品質に応じてかつ簡易な構成で正確に重み付けすることができ、最適なダイバーシチ合成を実現することが可能となる。 That is, not only when the noise power is different in each branch, but also when the interference signal power of the long delay multipath wave is different, and even when the interference signal power of the external interference wave is different, the MMSE method is used. Based on this, optimal diversity combining can be realized. In other words, each branch can be accurately weighted according to its reception quality and with a simple configuration before diversity combining, and optimal diversity combining can be realized.
〔実施例５〕
次に、実施例５について説明する。実施例５は、前述のとおり、干渉波が長遅延マルチパス波であって、ブランチ毎に干渉信号電力が異なる場合を想定した例であり、高精度のクロック再生を実現する。
Example 5
Next, Example 5 will be described. As described above, the fifth embodiment is an example in which the interference wave is a long delay multipath wave and the interference signal power is different for each branch, and realizes highly accurate clock recovery.
前述の実施例１〜４において、Ａ／Ｄ変換部４のサンプリングクロック及び各構成部にて使用する動作クロックは各ブランチ＃１〜＃Ｎにて共通であり、送信側に同期した理想的なものであるとして説明は省略した。
In the first to fourth embodiments, the sampling clock of the A /
しかし、映像信号の無線伝送装置では、送信装置と受信装置のクロックにオフセットが生じると、オフセット量に応じた周期でクロックスリップによる映像乱れが生じるため、受信装置側においてクロック再生が必須である。 However, in the video signal wireless transmission device, when an offset occurs in the clocks of the transmission device and the reception device, video disturbance due to clock slip occurs in a cycle corresponding to the offset amount, and thus clock recovery is essential on the reception device side.
特に、非特許文献１に記載されたマクロダイバーシチ受信システムでは、ブランチ毎に受信品質が大きく異なり、あるブランチは信号を受信するが、別のブランチは信号を受信しない状況が想定され、その受信状況も時間と共に変化する。このため、特定ブランチの受信信号だけを用いてクロックを再生したとしても、受信装置として高精度なクロック再生を実現することができない。
In particular, in the macro diversity reception system described in
また、特許文献４には、ダイバーシチ受信装置のクロック再生方法について記載されているが、長遅延マルチパス波またはレーダー等の外来干渉波が、ブランチ毎に異なるレベルで混入する環境は考慮されていない。
そこで、実施例５において、干渉波が長遅延マルチパス波であって、ブランチ毎に干渉信号電力が異なる場合であっても、高精度のクロック再生を実現する手法を具体的に説明する。尚、実施例５に示すクロック再現手法は、実施例１を前提にしたものであるが、実施例２〜４を前提にした場合にも適用がある。つまり、干渉波がレーダー等の外来干渉波に加えレーダー等の外来干渉波であって、ブランチ毎に干渉信号電力が異なる場合についても適用がある。 Therefore, in the fifth embodiment, a method for realizing highly accurate clock recovery even when the interference wave is a long-delay multipath wave and the interference signal power is different for each branch will be specifically described. Note that the clock reproduction method shown in the fifth embodiment is based on the first embodiment, but is also applicable to the second to fourth embodiments. That is, the present invention can be applied to a case where the interference wave is an external interference wave such as a radar in addition to an external interference wave such as a radar, and the interference signal power differs from branch to branch.
図７は、実施例５によるダイバーシチ受信装置の構成を示すブロック図である。このダイバーシチ受信装置１−５は、図１に示した実施例１のダイバーシチ受信装置１−１において、クロックを再生する構成部を追加したものであり、実施例１のダイバーシチ受信装置１−１の構成に加え、Ｎの受信系統を示すブランチ＃１〜＃Ｎ毎に、ＧＩ相関演算部５０、クロック再生部５１及びマスタークロック部５４を備え、さらに、ブランチ選択部５２及びマスタークロック再生部５３を備えている。
FIG. 7 is a block diagram illustrating the configuration of the diversity receiver according to the fifth embodiment. The diversity receiving apparatus 1-5 is the same as the diversity receiving apparatus 1-1 of the first embodiment shown in FIG. 1 except that a component for regenerating the clock is added. The diversity receiving apparatus 1-1 of the first embodiment is similar to the diversity receiving apparatus 1-1 of the first embodiment. In addition to the configuration, each
ＧＩ相関演算部５０は、直交復調部５から直交復調されたＯＦＤＭ信号を入力し、ＯＦＤＭ信号のＧＩ相関値を算出し、そのピーク位置を検出する。そして、ＧＩ相関演算部５０は、検出したピーク位置の時間間隔をピーク間時間として求め、ピーク間時間をクロック再生部５１に出力すると共に、検出したピーク位置に基づいてシンボルの先頭位置を検出し、その先頭位置情報をＦＦＴ演算部６に出力する。これにより、ＦＦＴ演算部６は、先頭位置情報に基づいて、直交復調部５により直交復調されたＯＦＤＭ信号にＦＦＴを施して、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換することができる。
The GI
クロック再生部５１は、ＧＩ相関演算部５０からピーク間時間を入力し、ピーク間時間と所定の基準時間との間の誤差が０になるように、すなわち位相誤差が０になるようにクロックを再生する。そして、クロック再生部５１は、再生したクロックの信号（クロック信号）をマスタークロック再生部５３に出力する。
The
ブランチ選択部５２は、各ブランチ＃１〜＃ＮのＭＥＲ算出部１２からＭＥＲを入力し、各ブランチ＃１〜＃ＮのＭＥＲのうち最も高いＭＥＲを選択し、選択したＭＥＲのブランチを選択するための制御信号をマスタークロック再生部５３に出力する。
The
マスタークロック再生部５３は、各ブランチ＃１〜＃Ｎのクロック再生部５１からクロック信号を入力すると共に、ブランチ選択部５２から制御信号を入力する。そして、マスタークロック再生部５３は、各ブランチ＃１〜＃Ｎのクロック信号のうち、入力した制御信号が示すブランチのクロック信号を選択し、選択したクロック信号をマスタークロックとして再生し、各ブランチ＃１〜＃Ｎのマスタークロック部５４を介して各ブランチ＃１〜＃ＮのＡ／Ｄ変換部４へ出力する。
The master
これにより、Ａ／Ｄ変換部４は、マスタークロック再生部５３からのマスタークロックをサンプリングクロックとして、ＯＦＤＭ信号のアナログ信号をデジタル信号に変換することができる。つまり、マスタークロック再生部５３からのマスタークロックを当該ダイバーシチ受信装置１−５共通のクロックとして、各ブランチ＃１〜＃ＮのＡ／Ｄ変換部４だけでなく各構成部においても用いることができる。
As a result, the A /
以上のように、実施例５のダイバーシチ受信装置１−５によれば、ブランチ選択部５２は、各ブランチ＃１〜＃ＮのＭＥＲのうち最も高いＭＥＲを選択し、マスタークロック再生部５３は、ＧＩ相関演算部５０及びクロック再生部５１により再生された各ブランチ＃１〜＃Ｎのクロック信号のうち、最も高いＭＥＲのブランチのクロック信号を選択し、選択したクロック信号をマスタークロックとして、各ブランチ＃１〜＃ＮのＡ／Ｄ変換部４等に使用させるようにした。
As described above, according to the diversity receiver 1-5 of the fifth embodiment, the
一般に、ＧＩを超える長遅延マルチパス波の影響を受けるブランチのＭＥＲは他のブランチのＭＥＲよりも低くなるから、ブランチ選択部５２において、ＧＩを超える長遅延マルチパス波の影響を受けるブランチは選択されることがない。そして、このようなブランチにて再生されたクロック信号はマスタークロックとして選択されることがなく、ＧＩを超える長遅延マルチパス波の影響を受けないブランチにて再生されたクロック信号がマスタークロックとして選択されることになる。
Generally, the MER of the branch affected by the long delay multipath wave exceeding GI is lower than the MER of the other branch, so that the
したがって、高精度のクロック再生を実現することができるから、長遅延マルチパス波の干渉信号電力が異なる場合であっても、ＭＲＣ法に基づいた最適なダイバーシチ合成を実現することができる。つまり、各ブランチを、ダイバーシチ合成前にその受信品質に応じてかつ簡易な構成で正確に重み付けすることができ、最適なダイバーシチ合成を実現することが可能となる。 Therefore, since highly accurate clock recovery can be realized, optimum diversity combining based on the MRC method can be realized even when the interference signal power of the long delay multipath wave is different. In other words, each branch can be accurately weighted according to its reception quality and with a simple configuration before diversity combining, and optimal diversity combining can be realized.
以上、実施例１〜５を挙げて本発明を説明したが、本発明は前記実施例１〜５に限定されるものではなく、その技術思想を逸脱しない範囲で種々変形可能である。例えば、前記実施例１〜５において、ＴＭＣＣキャリア抽出部１０、部分等化部１１及びＭＥＲ算出部１２は、ＴＭＣＣキャリアを用いてＭＥＲを算出するようにしたが、本発明は、ＭＥＲを算出するために用いる情報をＴＭＣＣキャリアに限定するものではなく、例えばＡＣ（Auxiliary Channel）のような付加信号を用いるようにしてもよい。要するに、硬判定後の理想信号点の推定精度がデータキャリアよりも高い変調方式、すなわち、所定の変調多値数（データキャリアの変調多値数）よりも小さい変調方式にて変調される信号であればよい。
Although the present invention has been described with reference to the first to fifth embodiments, the present invention is not limited to the first to fifth embodiments, and various modifications can be made without departing from the technical idea thereof. For example, in the first to fifth embodiments, the TMCC
また、前記実施例５は、実施例１のダイバーシチ受信装置１−１においてクロック再生を実現するようにしたが、実施例２〜４のダイバーシチ受信装置１−２〜１−４においてクロック再生を実現するようにしてもよい。 In the fifth embodiment, the clock recovery is realized in the diversity receiver 1-1 according to the first embodiment. However, the clock recovery is realized in the diversity receivers 1-2 through 1-4 according to the second to fourth embodiments. You may make it do.
また、前記実施例５において、ＧＩ相関演算部５０及びクロック再生部５１は、ＧＩ相関によりクロックを再生するようにしたが、本発明は、このようなクロック再生手法に限定されるものではなく、他のクロック再生手法を用いるようにしてもよい。
In the fifth embodiment, the GI
つまり、受信サンプル値信号と受信サンプル値信号を有効シンボル長遅延させた信号との間で自己相関演算を行い、自己相間相関結果のピーク位置と当該受信装置のシンボルまたはフレーム位置との間の位相誤差を算出し、その位相誤差が０になるようクロックを再生する、いわゆるＧＩ相関方式を用いてクロックを再生するようにしてもよいし（特開平７−９９４８６号公報を参照）、他のクロック再生手法を用いるようにしてもよい。これにより、受信装置側のクロックを送信装置側のクロックに追従させるようにしてもよい。 That is, the autocorrelation operation is performed between the received sample value signal and the signal obtained by delaying the received sample value signal by the effective symbol length, and the phase between the peak position of the correlation result of the auto-phase and the symbol or frame position of the receiving apparatus. The clock may be regenerated using a so-called GI correlation method in which the error is calculated and the phase error is zero (see Japanese Patent Application Laid-Open No. 7-99486) or other clocks. A reproduction method may be used. Thereby, the clock on the receiving device side may be made to follow the clock on the transmitting device side.
その他のクロック再生手法として、同期用のシンボルが挿入されている場合には同期シンボル信号と受信信号との間で相互相関演算を行う、いわゆる相互相関方式を用いるようにしてもよい。 As another clock recovery method, when a synchronization symbol is inserted, a so-called cross-correlation method that performs a cross-correlation operation between the synchronization symbol signal and the received signal may be used.
１ ダイバーシチ受信装置
２ 周波数変換部
３ ＡＧＣ部
４ Ａ／Ｄ変換部
５ 直交復調部
６ ＦＦＴ演算部
７ ＣＰキャリア抽出部
８ チャネル推定部
９ ＭＲＣ重み乗算部
１０ ＴＭＣＣキャリア抽出部
１１，３１，４１ 部分等化部
１２，３２，４２ ＭＥＲ算出部
１３ 自乗部
１４ ＭＥＲ重み乗算部
１５，２４，３５，４５ 信号加算部
１６，３６ 規格化部
２０，２１ ＭＥＲ重み乗算部
２２ ＭＭＳＥ重み算出部
２３ ＭＭＳＥ重み乗算部
３０，４０ データキャリア巡回抽出部
３３，４３ 干渉波判定部
３４，４４ 特定キャリアヌル化部
５０ ＧＩ相関演算部
５１ クロック再生部
５２ ブランチ選択部
５３ マスタークロック再生部
５４ マスタークロック部
DESCRIPTION OF
Claims (6)
前記ＯＦＤＭ信号に直交復調を施した信号に対してＦＦＴ（高速フーリエ変換）演算を施し、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換するＦＦＴ演算部と、
前記ＦＦＴ演算部により変換された周波数領域の信号からパイロットキャリアを抽出するパイロットキャリア抽出部と、
前記パイロットキャリア抽出部により抽出されたパイロットキャリアに基づいてチャネル応答を推定するチャネル推定部と、
前記ＦＦＴ演算部により変換された周波数領域の信号に対し、前記チャネル推定部により推定されたチャネル応答を用いてＭＲＣ（最大比合成）法に基づく重み乗算を行い、ＭＲＣ重み乗算結果を出力するＭＲＣ重み乗算部と、
前記ＦＦＴ演算部により変換された周波数領域の信号から、前記周波数領域の信号に含まれるデータキャリアよりも変調多値数の小さい変調方式にて変調された所定のキャリアを抽出するキャリア抽出部と、
前記キャリア抽出部により抽出されたキャリアを、前記チャネル推定部により推定されたチャネル応答に基づいて等化する等化部と、
前記等化部により等化された等化後のキャリアと、前記キャリアを硬判定した復調結果との間の誤差に基づいて、ＭＥＲ（変調誤差比）を算出するＭＥＲ算出部と、
前記ＭＥＲ算出部により算出されたＭＥＲを二乗し、ＭＥＲ二乗値を生成する自乗部と、
前記ＭＲＣ重み乗算部からＭＲＣ重み乗算結果を入力し、ＭＲＣ重み乗算結果に対し、前記自乗部により生成されたＭＥＲ二乗値を乗算するＭＥＲ重み乗算部と、を前記ブランチ毎に備え、
前記ブランチ毎の前記ＭＥＲ重み乗算部により乗算された乗算結果の信号をサブキャリア毎に加算することで合成し、前記合成した信号を、前記チャネル応答及び前記ＭＥＲに基づいてサブキャリア毎に規格化する、ことを特徴とするダイバーシチ受信装置。 In a diversity receiving apparatus for receiving OFDM diversity macro signals via a plurality of receiving antennas arranged in a distributed manner, and combining OFDM signals of branches corresponding to the receiving antennas,
An FFT operation unit that performs an FFT (Fast Fourier Transform) operation on a signal obtained by performing orthogonal demodulation on the OFDM signal, and converts a time-domain signal into a frequency-domain signal;
A pilot carrier extraction unit for extracting a pilot carrier from the frequency domain signal converted by the FFT operation unit;
A channel estimation unit for estimating a channel response based on the pilot carrier extracted by the pilot carrier extraction unit;
An MRC that performs weight multiplication based on the MRC (Maximum Ratio Combining) method using the channel response estimated by the channel estimation unit on the frequency domain signal transformed by the FFT computation unit, and outputs an MRC weight multiplication result A weight multiplier,
A carrier extraction unit that extracts, from the frequency domain signal converted by the FFT operation unit, a predetermined carrier modulated by a modulation scheme having a smaller modulation multi-value number than a data carrier included in the frequency domain signal;
An equalization unit for equalizing the carrier extracted by the carrier extraction unit based on the channel response estimated by the channel estimation unit;
A MER calculation unit that calculates a MER (modulation error ratio) based on an error between the equalized carrier equalized by the equalization unit and a demodulation result obtained by hard-decisioning the carrier;
A square unit that squares the MER calculated by the MER calculation unit and generates a MER square value;
A MER weight multiplication unit that inputs an MRC weight multiplication result from the MRC weight multiplication unit and multiplies the MRC weight multiplication result by a MER square value generated by the square unit;
The signals of the multiplication results multiplied by the MER weight multiplying unit for each branch are combined for each subcarrier to be combined, and the combined signal is normalized for each subcarrier based on the channel response and the MER. A diversity receiver characterized by:
前記ＯＦＤＭ信号に直交復調を施した信号に対してＦＦＴ（高速フーリエ変換）演算を施し、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換するＦＦＴ演算部と、
前記ＦＦＴ演算部により変換された周波数領域の信号からパイロットキャリアを抽出するパイロットキャリア抽出部と、
前記パイロットキャリア抽出部により抽出されたパイロットキャリアに基づいてチャネル応答を推定するチャネル推定部と、
前記ＦＦＴ演算部により変換された周波数領域の信号から、前記周波数領域の信号に含まれるデータキャリアよりも変調多値数の小さい変調方式にて変調された所定のキャリアを抽出するキャリア抽出部と、
前記キャリア抽出部により抽出されたキャリアを、前記チャネル推定部により推定されたチャネル応答に基づいて等化する等化部と、
前記等化部により等化された等化後のキャリアと、前記キャリアを硬判定した復調結果との間の誤差に基づいて、ＭＥＲ（変調誤差比）を算出するＭＥＲ算出部と、
前記ＦＦＴ演算部により変換された周波数領域の信号に対し、前記ＭＥＲ算出部により算出されたＭＥＲを乗算し、ＭＥＲ重み乗算結果を出力する第１のＭＥＲ重み乗算部と、
前記チャネル推定部により推定されたチャネル応答に対し、前記ＭＥＲ算出部により算出されたＭＥＲを乗算する第２のＭＥＲ重み乗算部と、
前記第２のＭＥＲ重み乗算部によりＭＥＲが乗算されたチャネル応答に基づいて、ＭＭＳＥ（最小平均二乗誤差）重みを算出するＭＭＳＥ重み算出部と、
前記第１のＭＥＲ重み乗算部からＭＥＲ重み乗算結果を入力し、前記ＭＥＲ重み乗算結果に対し、前記ＭＭＳＥ重み算出部により算出されたＭＭＳＥ重みを用いて、ＭＭＳＥ法に基づく重み乗算を行うＭＭＳＥ重み乗算部と、を前記ブランチ毎に備え、
前記ブランチ毎の前記ＭＭＳＥ重み乗算部により乗算された信号を合成する、ことを特徴とするダイバーシチ受信装置。 In a diversity receiving apparatus for receiving OFDM diversity macro signals via a plurality of receiving antennas arranged in a distributed manner, and combining OFDM signals of branches corresponding to the receiving antennas,
An FFT operation unit that performs an FFT (Fast Fourier Transform) operation on a signal obtained by performing orthogonal demodulation on the OFDM signal, and converts a time-domain signal into a frequency-domain signal;
A pilot carrier extraction unit for extracting a pilot carrier from the frequency domain signal converted by the FFT operation unit;
A channel estimation unit for estimating a channel response based on the pilot carrier extracted by the pilot carrier extraction unit;
A carrier extraction unit that extracts, from the frequency domain signal converted by the FFT operation unit, a predetermined carrier modulated by a modulation scheme having a smaller modulation multi-value number than a data carrier included in the frequency domain signal;
An equalization unit for equalizing the carrier extracted by the carrier extraction unit based on the channel response estimated by the channel estimation unit;
A MER calculation unit that calculates a MER (modulation error ratio) based on an error between the equalized carrier equalized by the equalization unit and a demodulation result obtained by hard-decisioning the carrier;
A first MER weight multiplier that multiplies the MER calculated by the MER calculator by the frequency domain signal converted by the FFT calculator and outputs a MER weight multiplication result;
A second MER weight multiplication unit that multiplies the channel response estimated by the channel estimation unit by the MER calculated by the MER calculation unit;
An MMSE weight calculator that calculates an MMSE (minimum mean square error) weight based on the channel response multiplied by the MER by the second MER weight multiplier;
An MMSE weight for inputting a MER weight multiplication result from the first MER weight multiplication unit and performing a weight multiplication based on the MMSE method using the MMSE weight calculated by the MMSE weight calculation unit for the MER weight multiplication result A multiplication unit for each branch,
A diversity receiving apparatus characterized in that the signals multiplied by the MMSE weight multiplier for each branch are combined.
さらに、前記ＦＦＴ演算部により変換された周波数領域の信号における所定の帯域幅を有する異なるデータキャリアブロック毎に、前記データキャリアブロックに含まれる全てのデータキャリアをシンボル単位に巡回的に抽出するデータキャリア巡回抽出部と、
前記データキャリア巡回抽出部により抽出されたデータキャリアを、前記チャネル推定部により推定されたチャネル応答に基づいて等化する等化部と、
前記等化部により等化された等化後のデータキャリアと、前記データキャリアを硬判定した復調結果との間の誤差に基づいて、前記データキャリアブロックのＭＥＲを算出するＭＥＲ算出部と、
前記ＭＥＲ算出部により算出されたデータキャリアブロックのＭＥＲと所定の閾値とを比較し、前記ＭＥＲが前記閾値よりも小さいと判定した場合、前記データキャリアブロックが外来干渉波の影響を受けていると判定し、前記ＭＥＲが前記閾値よりも小さくないと判定した場合、前記データキャリアブロックが外来干渉波の影響を受けていないと判定する干渉波判定部と、
前記ＭＥＲ重み乗算部により乗算された乗算結果の信号のうち、前記干渉波判定部により外来干渉波の影響を受けていると判定されたデータキャリアブロックに含まれる全てのデータキャリアをヌルに置き換えて出力し、前記干渉波判定部により外来干渉波の影響を受けていないと判定されたデータキャリアブロックに含まれる全てのデータキャリアをそのまま出力する特定キャリアヌル化部と、を前記ブランチ毎に備え、
前記ブランチ毎の特定キャリアヌル化部により出力された信号を合成する、ことを特徴とするダイバーシチ受信装置。 The diversity receiver according to claim 1,
Further, a data carrier that cyclically extracts all data carriers included in the data carrier block for each symbol for each different data carrier block having a predetermined bandwidth in the frequency domain signal converted by the FFT operation unit. A patrol extraction unit;
An equalization unit for equalizing the data carrier extracted by the data carrier cyclic extraction unit based on the channel response estimated by the channel estimation unit;
A MER calculation unit that calculates the MER of the data carrier block based on an error between the equalized data carrier equalized by the equalization unit and a demodulation result obtained by hard-decisioning the data carrier;
When the MER of the data carrier block calculated by the MER calculation unit is compared with a predetermined threshold, and it is determined that the MER is smaller than the threshold, the data carrier block is affected by an external interference wave. Determining and determining that the MER is not smaller than the threshold value, an interference wave determination unit that determines that the data carrier block is not affected by an external interference wave;
Of the multiplication result signals multiplied by the MER weight multiplication unit, all data carriers included in the data carrier block determined to be affected by the external interference wave by the interference wave determination unit are replaced with nulls. A specific carrier nulling unit that outputs all the data carriers included in the data carrier block that is determined to be output by the interference wave determination unit and not determined to be affected by the external interference wave, for each branch,
A diversity receiving apparatus characterized in that the signals output by the specific carrier nulling section for each branch are combined.
さらに、前記ＦＦＴ演算部により変換された周波数領域の信号における所定の帯域幅を有する異なるデータキャリアブロック毎に、前記データキャリアブロックに含まれる全てのデータキャリアをシンボル単位に巡回的に抽出するデータキャリア巡回抽出部と、
前記データキャリア巡回抽出部により抽出されたデータキャリアを、前記チャネル推定部により推定されたチャネル応答に基づいて等化する等化部と、
前記等化部により等化された等化後のデータキャリアと、前記データキャリアを硬判定した復調結果との間の誤差に基づいて、前記データキャリアブロックのＭＥＲを算出するＭＥＲ算出部と、
前記ＭＥＲ算出部により算出されたデータキャリアブロックのＭＥＲと所定の閾値とを比較し、前記ＭＥＲが前記閾値よりも小さいと判定した場合、前記データキャリアブロックが外来干渉波の影響を受けていると判定し、前記ＭＥＲが前記閾値よりも小さくないと判定した場合、前記データキャリアブロックが外来干渉波の影響を受けていないと判定する干渉波判定部と、
前記第２のＭＥＲ重み乗算部によりＭＥＲが乗算されたチャネル応答のうち、前記干渉波判定部により外来干渉波の影響を受けていると判定されたデータキャリアブロックに含まれる全てのデータキャリアに対応するチャネル応答をヌルに置き換えて出力し、前記干渉波判定部により外来干渉波の影響を受けていないと判定されたデータキャリアブロックに含まれる全てのデータキャリアに対応するチャネル応答をそのまま出力する特定キャリアヌル化部と、を前記ブランチ毎に備え、
前記ＭＭＳＥ重み算出部は、前記特定キャリアヌル化部からチャネル応答を入力し、前記チャネル応答、及び全ての前記ブランチにおける前記ＭＥＲ算出部により算出されたＭＥＲの平均値に基づいて、ＭＭＳＥ重みを算出する、ことを特徴とするダイバーシチ受信装置。 The diversity receiver according to claim 2,
Further, a data carrier that cyclically extracts all data carriers included in the data carrier block for each symbol for each different data carrier block having a predetermined bandwidth in the frequency domain signal converted by the FFT operation unit. A patrol extraction unit;
An equalization unit for equalizing the data carrier extracted by the data carrier cyclic extraction unit based on the channel response estimated by the channel estimation unit;
A MER calculation unit that calculates the MER of the data carrier block based on an error between the equalized data carrier equalized by the equalization unit and a demodulation result obtained by hard-decisioning the data carrier;
When the MER of the data carrier block calculated by the MER calculation unit is compared with a predetermined threshold, and it is determined that the MER is smaller than the threshold, the data carrier block is affected by an external interference wave. Determining and determining that the MER is not smaller than the threshold value, an interference wave determination unit that determines that the data carrier block is not affected by an external interference wave;
Corresponds to all data carriers included in the data carrier block determined by the interference wave determination unit to be influenced by the external interference wave among the channel responses multiplied by MER by the second MER weight multiplication unit. A channel response corresponding to all the data carriers included in the data carrier block that is determined not to be affected by the external interference wave by the interference wave determination unit. A carrier nulling unit for each branch;
The MMSE weight calculation unit inputs a channel response from the specific carrier nulling unit, and calculates an MMSE weight based on the channel response and an average value of MER calculated by the MER calculation unit in all the branches. A diversity receiver characterized by:
さらに、全ての前記ブランチの前記ＭＥＲ算出部により算出されたＭＥＲのうち、最も高いＭＥＲのブランチを選択するブランチ選択部と、
全ての前記ブランチにおいてそれぞれ再生したクロックのうち、前記ブランチ選択部により選択されたブランチのクロックをマスタークロックとし、前記マスタークロックを用いて全ての前記ブランチを動作させるマスタークロック再生部と、を備えたことを特徴とするダイバーシチ受信装置。 In the diversity receiver according to any one of claims 1 to 4,
Furthermore, among the MER calculated by the MER calculation unit of all the branches, a branch selection unit that selects the branch of the highest MER,
A master clock recovery unit that operates a clock of a branch selected by the branch selection unit as a master clock among all the clocks recovered in all the branches, and operates all the branches using the master clock; A diversity receiver characterized by that.
前記キャリア抽出部により抽出されるキャリアを、ＴＭＣＣキャリアとすることを特徴とするダイバーシチ受信装置。 In the diversity receiver according to any one of claims 1 to 5,
A diversity receiving apparatus, wherein the carrier extracted by the carrier extraction unit is a TMCC carrier.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2013157291A JP6140565B2 (en) | 2013-07-30 | 2013-07-30 | Diversity receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2013157291A JP6140565B2 (en) | 2013-07-30 | 2013-07-30 | Diversity receiver |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2015029164A JP2015029164A (en) | 2015-02-12 |
| JP6140565B2 true JP6140565B2 (en) | 2017-05-31 |
Family
ID=52492610
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2013157291A Active JP6140565B2 (en) | 2013-07-30 | 2013-07-30 | Diversity receiver |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP6140565B2 (en) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6481292B2 (en) * | 2014-09-03 | 2019-03-13 | 株式会社ソシオネクスト | Reception circuit and reception method |
| JP6605310B2 (en) | 2015-11-26 | 2019-11-13 | アルパイン株式会社 | Broadcast receiving apparatus and broadcast receiving control method |
| JP6389997B2 (en) * | 2016-11-07 | 2018-09-19 | 株式会社国際電気通信基礎技術研究所 | Wireless communication apparatus and wireless communication method |
| JP7052273B2 (en) * | 2017-09-29 | 2022-04-12 | 日本電気株式会社 | Signal transmitter / receiver, transmitter, receiver, signal transmitter / receiver control method, and program |
| US10805035B2 (en) * | 2018-05-22 | 2020-10-13 | Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. | Link 16 transceiver with integral signal nulling system |
| JP7240205B2 (en) * | 2019-03-01 | 2023-03-15 | 日本放送協会 | Measuring device and program |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4515202B2 (en) * | 2004-09-07 | 2010-07-28 | 株式会社メガチップス | OFDM diversity receiver |
| JP5594074B2 (en) * | 2010-11-10 | 2014-09-24 | 富士通株式会社 | Receiver |
-
2013
- 2013-07-30 JP JP2013157291A patent/JP6140565B2/en active Active
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2015029164A (en) | 2015-02-12 |
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