JP5175253B2 - Single carrier receiver - Google Patents
Single carrier receiver Download PDFInfo
- Publication number
- JP5175253B2 JP5175253B2 JP2009200825A JP2009200825A JP5175253B2 JP 5175253 B2 JP5175253 B2 JP 5175253B2 JP 2009200825 A JP2009200825 A JP 2009200825A JP 2009200825 A JP2009200825 A JP 2009200825A JP 5175253 B2 JP5175253 B2 JP 5175253B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- unit
- symbol
- received signal
- frequency domain
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 71
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 45
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 claims description 43
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 claims description 43
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims description 28
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims description 27
- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 claims description 11
- 230000001131 transforming effect Effects 0.000 claims description 7
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 4
- 230000001934 delay Effects 0.000 claims description 3
- 239000000284 extract Substances 0.000 claims description 3
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims 1
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 27
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 21
- 238000000034 method Methods 0.000 description 17
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 description 14
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 12
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 7
- 238000010606 normalization Methods 0.000 description 7
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 5
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 5
- 238000013507 mapping Methods 0.000 description 5
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 description 5
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 4
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 4
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 3
- 230000021615 conjugation Effects 0.000 description 3
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 3
- 238000007781 pre-processing Methods 0.000 description 3
- 238000012549 training Methods 0.000 description 3
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 108010076504 Protein Sorting Signals Proteins 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 230000001268 conjugating effect Effects 0.000 description 1
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 230000001771 impaired effect Effects 0.000 description 1
- 239000000203 mixture Substances 0.000 description 1
- ZMRUPTIKESYGQW-UHFFFAOYSA-N propranolol hydrochloride Chemical compound [H+].[Cl-].C1=CC=C2C(OCC(O)CNC(C)C)=CC=CC2=C1 ZMRUPTIKESYGQW-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 1
Images
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Description
本発明は、放送、通信等の無線伝送システムにおいて使用されるシングルキャリアの受信装置に係わり、特に、高速に変動する伝搬チャネルに追従し、かつ、途切れ難い無線伝送を実現する受信装置に関する。 The present invention relates to a single-carrier receiving apparatus used in a wireless transmission system such as broadcasting and communication, and more particularly to a receiving apparatus that follows a propagation channel that fluctuates at high speed and realizes wireless transmission that is difficult to be interrupted.
従来、シングルキャリアの伝送方式では、マルチパスのある多重伝搬路で広帯域信号を伝送した場合に生じる波形ひずみを補償するために、送信装置が、定期的に既知のトレーニング信号を送信し、受信装置が、MMSE基準で波形等化用のトランスバーサルフィルタの係数を演算し、時間領域で波形等化を行う。しかしながら、受信装置は、LMSアルゴリズムまたはRLSアルゴリズムにより、数十程度の受信トレーニング信号を用いてトランスバーサルフィルタの係数を逐次的に演算し、値を収束させる。このため、伝搬チャネルが高速に変動する場合は、それに追従するのが困難である。また、長遅延のマルチパスを考慮した場合は、トランスバーサルフィルタのタップ数が多くなるため、係数の演算が複雑になる。 Conventionally, in a single carrier transmission method, a transmission device periodically transmits a known training signal to compensate for waveform distortion that occurs when a wideband signal is transmitted through multiple propagation paths with multipaths. However, the coefficient of the transversal filter for waveform equalization is calculated on the basis of MMSE, and the waveform equalization is performed in the time domain. However, the receiving apparatus sequentially calculates the coefficients of the transversal filter using the dozens of received training signals by the LMS algorithm or the RLS algorithm, and converges the values. For this reason, when the propagation channel fluctuates at high speed, it is difficult to follow it. In addition, when long delay multipath is taken into account, the number of taps of the transversal filter increases, and the calculation of coefficients becomes complicated.
一方、マルチキャリアの伝送方式として用いられるOFDMでは、送信装置が、周波数領域で多数のサブキャリアに情報とトレーニング信号とを割り当て、逆フーリエ変換した後、ガード期間を付加して送信する。受信装置は、受信信号をフーリエ変換し、周波数領域でサブキャリア毎にチャネル推定及びチャネル等化を行う。このため、受信装置は、チャネル推定及びチャネル等化の演算を、シンボル内において簡単かつ高速に行うことができる。 On the other hand, in OFDM used as a multi-carrier transmission scheme, a transmission apparatus assigns information and training signals to a large number of subcarriers in the frequency domain, performs inverse Fourier transform, and transmits with a guard period added. The receiving apparatus performs Fourier transform on the received signal, and performs channel estimation and channel equalization for each subcarrier in the frequency domain. Therefore, the receiving apparatus can perform channel estimation and channel equalization calculations easily and at high speed within a symbol.
一般に、同じマルチパス耐性を得るために必要な演算量は、シングルキャリアよりもOFDMによるマルチキャリアの方が少ないことが知られている。このため、シングルキャリアは、伝搬チャネルの変動が少ない固定伝送を行う伝送システムにおいて、指向性の鋭いアンテナを用いることにより、マルチパスを制限して使用されることが多い。 In general, it is known that the amount of computation required to obtain the same multipath tolerance is smaller for multicarriers using OFDM than for single carriers. For this reason, a single carrier is often used by restricting multipath by using an antenna with sharp directivity in a transmission system that performs fixed transmission with little fluctuation of a propagation channel.
しかしながら、シングルキャリアにおいても、送信手法を工夫することにより、OFDMを用いた場合に行われる、周波数領域における等化処理と同等な等化処理を行う手法が提案されている(特許文献1、非特許文献1を参照)。
However, a technique for performing equalization processing equivalent to frequency domain equalization processing performed when OFDM is used by devising a transmission method has also been proposed for single carriers (
図2は、送信シンボルの構成を示す図である。この送信シンボルの構成は、非特許文献1において記載されたものであり、送信装置によってこの構成の送信シンボルが送信される。受信装置は、この構成の送信シンボルを受信することにより、周波数領域における等化処理を実現する。図2において、1ブロックの送信シンボルは、データシンボルと、データの前後に挿入(配置)されたユニークワードシンボルとにより構成される。データシンボルの前に挿入されたユニークワードシンボルと、データシンボルの後に挿入されたユニークワードシンボルとは、同一かつ既知の情報からなり、個々のシンボルは、全て同一及び既知の情報からなる。ユニークワードシンボルのシンボル(ポイント)長はNであり、データシンボルのシンボル長は(M−N)であり、データシンボル及び1つのユニークワードシンボルのシンボル長は、合計でMである。送信装置は、データシンボルと、データの前後に挿入したユニークワードシンボルとからなるブロックを構成し、このブロックを連続して繰り返した送信系列のシンボルを、シングルキャリアの無線信号として送信する。
FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration of transmission symbols. The configuration of this transmission symbol is described in
図12は、従来のシングルキャリア受信装置における周波数領域等化部の構成を示すブロック図である。この従来のシングルキャリア受信装置における周波数領域等化部49は、チャネル推定部45、Mポイントフーリエ変換部46、等化部47及びMポイント逆フーリエ変換部48を備えている。
FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of a frequency domain equalization unit in a conventional single carrier receiver. The frequency domain equalization unit 49 in this conventional single carrier receiver includes a channel estimation unit 45, an M point Fourier
シングルキャリア受信装置は、シングルキャリア送信装置から、図2に示したように、データシンボルとその前後に挿入されたユニークワードシンボルとからなるブロックの送信シンボルを、シングルキャリアの無線信号として受信する。チャネル推定部45は、受信信号y1(t)を入力し、受信信号y1(t)のうち、データシンボルの前に配置されたユニークワードシンボルのNシンボル長分をフーリエ変換し、既知のユニークワードシンボルをフーリエ変換した値に基づいてチャネル推定を行う。そして、チャネル推定部45は、周波数領域のチャネル情報H1(f)を等化部47に出力する。 As shown in FIG. 2, the single carrier receiving apparatus receives a transmission symbol of a block including data symbols and unique word symbols inserted before and after the single symbol transmitting apparatus as a single carrier radio signal. The channel estimation unit 45 receives the received signal y 1 (t), and performs a Fourier transform on the N symbol lengths of the unique word symbols arranged before the data symbols in the received signal y 1 (t). Channel estimation is performed based on a value obtained by Fourier transforming a unique word symbol. Channel estimation unit 45 then outputs frequency domain channel information H 1 (f) to equalization unit 47.
Mポイントフーリエ変換部46は、受信信号y1(t)を入力し、受信信号y1(t)のうち、データシンボル及びその後に配置されたユニークワードシンボルのMシンボル長分をフーリエ変換する。そして、Mポイントフーリエ変換部46は、周波数領域の受信信号Y1(f)を等化部47に出力する。
The M point Fourier
等化部47は、チャネル推定部45から周波数領域のチャネル情報H1(f)を入力すると共に、Mポイントフーリエ変換部46から、周波数領域の受信信号Y1(f)を入力し、以下の式により周波数領域等化を行う。
Y(f)=Y1(f)/H1(f)
そして、等化部47は、周波数領域の等化信号Y(f)をMポイント逆フーリエ変換部48に出力する。
The equalization unit 47 receives the frequency domain channel information H 1 (f) from the channel estimation unit 45 and also receives the frequency domain received signal Y 1 (f) from the M-point Fourier
Y (f) = Y 1 (f) / H 1 (f)
The equalization unit 47 then outputs the frequency domain equalization signal Y (f) to the M-point inverse Fourier transform unit 48.
Mポイント逆フーリエ変換部48は、等化部47から周波数領域の等化信号Y(f)を入力し、Mポイントフーリエ変換部46に対応してMシンボル長分の逆フーリエ変換を行い、時間領域の等化信号y(t)に戻して出力する。Mポイント逆フーリエ変換部48により出力された時間領域の等化信号y(t)は、シンボル判定のために用いられる。
The M point inverse Fourier transform unit 48 receives the frequency domain equalization signal Y (f) from the equalization unit 47, performs an inverse Fourier transform for the M symbol length corresponding to the M point
このように、シングルキャリア送信装置は、図2に示したような、データシンボルとその前後に配置されたユニークワードシンボルとからなる送信シンボルを送信し、シングルキャリア受信装置は、このような構成の送信シンボルを受信する。そして、シングルキャリア受信装置は、データシンボルの前に配置されたユニークワードシンボルに対しフーリエ変換してチャネル推定を行い、データシンボル及びその後に配置されたユニークワードシンボルに対しフーリエ変換し、周波数領域等化を行うようにした。これにより、シングルキャリア受信装置における等化処理を、簡単かつ高速に行うことが可能となる。 As described above, the single carrier transmission apparatus transmits transmission symbols including data symbols and unique word symbols arranged before and after the data symbol as shown in FIG. 2, and the single carrier reception apparatus has such a configuration. Receive transmission symbols. Then, the single carrier receiver performs channel estimation by performing Fourier transform on the unique word symbol arranged before the data symbol, performs Fourier transform on the data symbol and the unique word symbol arranged thereafter, and performs frequency domain etc. Was made to do. As a result, equalization processing in the single carrier receiver can be performed easily and at high speed.
しかしながら、シングルキャリアの伝送方式において、マルチパス環境の移動伝送により生じる大幅なレベル低下に対し、途切れ難い無線伝送を実現するためには、前述した周波数領域等化のみでは十分ではない。 However, in the single carrier transmission scheme, the above-described frequency domain equalization alone is not sufficient in order to realize radio transmission that is difficult to be interrupted against a significant level drop caused by mobile transmission in a multipath environment.
マルチパス環境の移動伝送により生じる大幅なレベル低下に対し途切れ難い無線伝送を実現するための手法として、複数の受信アンテナを用いて複数の受信信号をダイバーシチ合成する手法が知られている(特許文献2を参照)。このダイバーシチ合成手法は、シングルキャリアの伝送方式において、同じ長さの参照信号及びデータが多重された送信信号に対し、複数の受信信号を周波数領域でダイバーシチ合成するものである。これにより、マルチパス環境の移動伝送により生じる大幅なレベル低下に対し、途切れ難い無線伝送を実現することができる。 As a technique for realizing wireless transmission that is difficult to be interrupted due to a significant level drop caused by mobile transmission in a multipath environment, a technique of diversity combining multiple received signals using multiple receiving antennas is known (Patent Literature). 2). This diversity combining method is a method of diversity combining a plurality of received signals in a frequency domain with respect to a transmission signal in which a reference signal and data having the same length are multiplexed in a single carrier transmission method. As a result, it is possible to realize wireless transmission that is difficult to be interrupted against a significant level drop caused by mobile transmission in a multipath environment.
しかしながら、特許文献2のダイバーシチ合成手法は、参照信号の長さとデータの長さが同じであることが前提になっているため、制約を受けてしまうという問題があった。例えば、図2に示したような、(M−N)シンボル長のデータシンボルと、その前後に配置された既知のNシンボル長のユニークワードシンボルとを扱う場合に、特許文献2のダイバーシチ合成手法を直接用いることができない。
However, the diversity combining method of
また、周波数領域と時間領域との間の変換を行うフーリエ変換及び逆フーリエ変換は、周期構造の信号に対して可逆の変換になるが、特許文献2のダイバーシチ合成手法では、参照信号もデータも周期構造ではないため、フーリエ変換及び逆フーリエ変換によって劣化が生じてしまうという問題があった。 In addition, the Fourier transform and inverse Fourier transform for transforming between the frequency domain and the time domain are reversible transforms with respect to the periodic structure signal. Since it is not a periodic structure, there has been a problem that degradation occurs due to Fourier transform and inverse Fourier transform.
さらに、特許文献2のダイバーシチ合成手法では、各受信系統でAGC(自動利得制御)を独立して行った後、各受信系統のノイズレベルが一定にならない場合、SNR(Sinal to Noise Ratio)に応じた合成が正しく行われないという問題もあった。
Furthermore, in the diversity combining method of
そこで、本発明はかかる課題を解決するためになされたものであり、その目的は、高速に変動する伝搬チャネルに追従し、途切れ難い無線伝送を実現可能なシングルキャリア受信装置を提供することにある。 Accordingly, the present invention has been made to solve such a problem, and an object of the present invention is to provide a single carrier receiver capable of following a propagation channel that fluctuates at high speed and realizing wireless transmission that is difficult to be interrupted. .
前記課題を解決するため、本発明によるシングルキャリア受信装置は、(M−N)シンボル長のデータシンボル、及び前記データシンボルの前後に配置したNシンボル長の既知のユニークワードシンボルからなるブロックが連続した送信系列を、シングルキャリアの無線信号として複数の受信系統毎に受信アンテナによって受信し(M,Nは正の整数)、受信した信号を中間周波数の信号に変換し、直交復調してベースバンドの受信信号とし、前記受信系統毎の受信信号を周波数領域で合成し、時間領域の信号に戻すシングルキャリア受信装置において、前記受信信号をNシンボル遅延させ、前記受信信号に含まれるユニークワードシンボルと、前記Nシンボル遅延させた受信信号に含まれるユニークワードシンボルとを用いた相関処理により、前記ブロックに対する同期ポイント及び同期ポイントの位相を求めて出力し、前記同期ポイントに基づいて前記ブロックを抽出し、ブロック同期した受信信号を出力するブロック同期部と、前記ブロック同期部により出力された受信信号を、前記ブロック同期部により出力された同期ポイントの位相に基づいて位相回転させ、前記位相回転させた受信信号をNシンボル遅延させ、前記ブロック同期部により出力された同期ポイントに基づいて、前記受信信号と前記位相回転及びNシンボル遅延させた信号とに含まれる前記ユニークワードシンボルにおける後半のPシンボル(PはN以下の正の整数)について、前記受信信号に含まれる雑音電力を検出して出力する雑音電力検出部と、前記ブロック同期部により出力された受信系統毎の受信信号、及び、前記雑音電力検出部により出力された受信系統毎の雑音電力を入力し、受信系統毎にフーリエ変換して周波数領域のチャネル情報及び受信信号を求め、受信系統毎の受信信号を前記受信系統毎の雑音電力に基づいて周波数領域で合成し、前記合成した信号を逆フーリエ変換して時間領域の信号を求める周波数領域合成部と、を備えたことを特徴とする。 In order to solve the above-mentioned problem, a single carrier receiving apparatus according to the present invention has a block composed of (MN) symbol-length data symbols and known unique word symbols of N symbol length arranged before and after the data symbols. The received transmission sequence is received as a single carrier radio signal by a receiving antenna for each of a plurality of receiving systems (M and N are positive integers), and the received signal is converted into an intermediate frequency signal, orthogonally demodulated, and baseband In a single carrier receiver that synthesizes the received signal for each receiving system in the frequency domain and returns the signal to the time domain signal, the received signal is delayed by N symbols, and a unique word symbol included in the received signal And correlation processing using unique word symbols included in the received signal delayed by N symbols. The block synchronization unit outputs the synchronization point and the phase of the synchronization point with respect to the block, outputs the block based on the synchronization point, and outputs a block-synchronized reception signal, and is output by the block synchronization unit The received signal is phase-rotated based on the phase of the synchronization point output by the block synchronization unit , the phase-rotated reception signal is delayed by N symbols, and based on the synchronization point output by the block synchronization unit, The noise power included in the received signal is detected for the P symbol (P is a positive integer equal to or less than N) in the latter half of the unique word symbol included in the received signal and the signal delayed by the phase rotation and N symbols. The noise power detection unit that outputs and the reception for each reception system output by the block synchronization unit. Signal, and the noise power detection unit by type the noise power of the output received each system, determine the channel information and the received signal in the frequency domain by Fourier transform for each reception system, the reception signal of each reception system it was synthesized in the frequency domain based on the noise power for each reception system, characterized by comprising a frequency domain synthesizing unit for obtaining the signal in the time domain by inverse Fourier transforming the synthesized signal.
また、本発明によるシングルキャリア受信装置は、前記雑音電力検出部が、前記ブロック同期部により出力された受信信号を、前記ブロック同期部により出力された同期ポイントの位相に基づいて位相回転させ、前記位相回転させた受信信号をNシンボル遅延させ、前記位相回転及びNシンボル遅延させた信号と、前記受信信号との間の差分を2乗して2で除算し、前記ブロック同期部により出力された同期ポイントに基づいて、前記除算結果を、前記ユニークワードシンボルのうちの後半のPシンボルにおいて平均化し、雑音電力として出力することを特徴とする。 Further, in the single carrier receiving device according to the present invention, the noise power detection unit rotates the phase of the received signal output by the block synchronization unit based on the phase of the synchronization point output by the block synchronization unit, The phase-rotated received signal is delayed by N symbols, the difference between the phase-rotated and N-symbol delayed signal and the received signal is squared and divided by 2, and output by the block synchronization unit Based on the synchronization point, the division result is averaged in the latter half P symbols of the unique word symbols and output as noise power.
また、本発明によるシングルキャリア受信装置は、前記雑音電力検出部が、前記ブロック同期部により出力された受信信号を、前記ブロック同期部により出力された同期ポイントの位相に基づいて位相回転させ、前記ブロック同期部により出力された同期ポイントに基づいて、同期ポイントの直前のユニークワードシンボルにおける後半のPシンボルに対応する、前記位相回転させた受信信号をメモリに記憶し、前記ブロック同期部により出力された同期ポイントに基づいて、同期ポイントの直後のユニークワードシンボルにおける後半のPシンボルに対応する、前記ブロック同期部により出力された受信信号をメモリに記憶し、前記メモリから前記位相回転させた受信信号及び前記受信信号を読み出し、前記位相回転させた受信信号と前記受信信号との間の差分を2乗して2で除算し、前記除算結果を平均化し、雑音電力として出力することを特徴とする。 Further, in the single carrier receiving device according to the present invention, the noise power detection unit rotates the phase of the received signal output by the block synchronization unit based on the phase of the synchronization point output by the block synchronization unit, Based on the synchronization point output by the block synchronization unit, the phase-rotated received signal corresponding to the P symbol in the second half of the unique word symbol immediately before the synchronization point is stored in the memory, and is output by the block synchronization unit. Based on the synchronized point, the received signal output by the block synchronizer corresponding to the P symbol in the second half of the unique word symbol immediately after the synchronized point is stored in the memory, and the received signal is rotated in phase from the memory. And reading the received signal, the received signal rotated in phase and the The difference between the signal signal squared and divided by 2, the division result is averaged, and outputs the noise power.
また、本発明によるシングルキャリア受信装置は、前記周波数領域合成部が、前記ブロック同期部により出力された受信信号に含まれるデータシンボルの前に配置されたユニークワードシンボルをフーリエ変換し、既知のユニークワードシンボルのフーリエ変換結果に基づいてチャネル推定を行い、周波数領域のチャネル情報を求め、前記受信信号に含まれるデータシンボル及び前記データシンボルの後に配置されたユニークワードシンボルにおける受信信号をフーリエ変換し、周波数領域の受信信号を求め、前記受信系統毎の周波数領域のチャネル情報及び周波数領域の受信信号、並びに、前記雑音電力検出部により出力された受信系統毎の雑音電力に基づいて合成信号を求め、前記合成信号を逆フーリエ変換して時間領域の信号を求めることを特徴とする。 In the single carrier receiving apparatus according to the present invention, the frequency domain synthesis unit performs Fourier transform on a unique word symbol arranged before a data symbol included in the reception signal output by the block synchronization unit, so that a known unique symbol is obtained. Channel estimation is performed based on the Fourier transform result of the word symbol, channel information in the frequency domain is obtained, and the received signal in the unique word symbol arranged after the data symbol and the data symbol included in the received signal is Fourier transformed. Obtaining the frequency domain received signal, obtaining the composite signal based on the frequency domain channel information and frequency domain received signal for each receiving system, and the noise power for each receiving system output by the noise power detector, Time-domain signal is obtained by inverse Fourier transform of the synthesized signal. And wherein the door.
また、本発明によるシングルキャリア受信装置は、前記周波数領域合成部が、前記ブロック同期部により出力された受信信号を、前記雑音電力検出部により出力された雑音電力により正規化し、前記正規化した受信信号に含まれるデータシンボルの前に配置されたユニークワードシンボルをフーリエ変換し、既知のユニークワードシンボルのフーリエ変換結果に基づいてチャネル推定を行い、周波数領域のチャネル情報を求め、前記正規化した受信信号に含まれるデータシンボル及び前記データシンボルの後に配置されたユニークワードシンボルにおける信号をフーリエ変換し、周波数領域の受信信号を求め、前記受信系統毎の周波数領域のチャネル情報及び周波数領域の受信信号に基づいて合成信号を求め、前記合成信号を逆フーリエ変換して時間領域の信号を求めることを特徴とする。 In the single carrier receiver according to the present invention, the frequency domain synthesis unit normalizes the reception signal output from the block synchronization unit with the noise power output from the noise power detection unit, and performs the normalized reception. The unique word symbol placed before the data symbol included in the signal is subjected to Fourier transform, channel estimation is performed based on the Fourier transform result of the known unique word symbol, channel information in the frequency domain is obtained, and the normalized reception is performed. A signal in a data symbol included in the signal and a signal in a unique word symbol arranged after the data symbol is Fourier-transformed to obtain a frequency domain received signal, and the frequency domain channel information and frequency domain received signal for each receiving system are obtained. A composite signal is obtained based on the inverse Fourier transform of the composite signal And obtaining a signal in the time domain Te.
また、本発明によるシングルキャリア受信装置は、前記周波数領域合成部のチャネル推定が、前記受信信号におけるNシンボル長の前記ユニークワードシンボルをフーリエ変換した信号を、Nシンボル長の既知のユニークワードシンボルをフーリエ変換した信号で除算し、除算結果であるNシンボル長のチャネル情報をMシンボル長のチャネル情報にアップサンプルすることにより行われることを特徴とする。 In the single carrier receiver according to the present invention, the channel estimation of the frequency domain synthesizer may use a signal obtained by Fourier transforming the unique word symbol having the N symbol length in the received signal as a known unique word symbol having the N symbol length. Dividing by a Fourier transformed signal, the channel information of N symbol length as the division result is up-sampled into channel information of M symbol length.
以上のように、本発明によれば、(M−N)シンボル長のデータシンボルと、このデータシンボルの前後に配置された既知のNシンボル長のユニークワードシンボルとからなるブロック単位の送信シンボルを、複数の受信アンテナで受信し、受信信号を周波数領域に変換してから、1ブロック単位でチャネル推定を行い、複数の受信信号のSNRに応じた最大比合成型のダイバーシチ合成を行うようにした。これにより、ユニークワードシンボルの長さとデータシンボルの長さが同じでなくてもダイバーシチ合成を行うことができる。また、これらのシンボルは周期構造であるから、フーリエ変換及び逆フーリエ変換を行っても信号劣化が起こらない。したがって、高速に変動する伝搬チャネルに追従することができ、かつ、途切れ難い無線伝送を実現することができる。 As described above, according to the present invention, transmission symbols in units of blocks including data symbols having an (MN) symbol length and unique word symbols having a known N symbol length arranged before and after the data symbol are provided. , Received by multiple receiving antennas, converted received signal to frequency domain, channel estimation in 1 block unit, maximum ratio combining type diversity combining according to SNR of multiple received signals . As a result, diversity combining can be performed even if the length of the unique word symbol and the length of the data symbol are not the same. Further, since these symbols have a periodic structure, signal degradation does not occur even if Fourier transform and inverse Fourier transform are performed. Therefore, it is possible to follow a propagation channel that fluctuates at high speed and to realize wireless transmission that is difficult to be interrupted.
〔発明の概要〕
まず、本発明の概要について説明する。本発明では、シングルキャリア送信装置が、既知のNシンボル長のユニークワードシンボル、(M−N)シンボル長のデータシンボル、及び、既知のNシンボル長のユニークワードシンボルの順番に配置した1ブロック単位の送信シンボルを構成し、この送信系列で連続的に直交変調し、シングルキャリアの無線信号を送信することを前提とする(M及びNは正の整数である)。また、シングルキャリア受信装置は、Nr本の受信アンテナを備えていることを前提とする(Nrは2以上の整数)。以下、iは受信系統の番号(i=1〜Nr)、fは周波数(f=1〜M)、tは時間(t=1〜M)を表す。
[Summary of the Invention]
First, an outline of the present invention will be described. In the present invention, the single carrier transmission apparatus is arranged in the order of a unique word symbol having a known N symbol length, a data symbol having a (MN) symbol length, and a unique word symbol having a known N symbol length in order. It is assumed that the transmission symbols are configured to be orthogonally modulated continuously with this transmission sequence and a single carrier radio signal is transmitted (M and N are positive integers). Further, it is assumed that the single carrier receiving apparatus includes Nr receiving antennas (Nr is an integer of 2 or more). Hereinafter, i represents the number of the receiving system (i = 1 to Nr), f represents the frequency (f = 1 to M), and t represents time (t = 1 to M).
シングルキャリア受信装置は、シングルキャリア送信装置から繰り返し送信される、データシンボルの前後に配置されたユニークワードシンボルを用いて、ブロック同期処理を行い、受信信号に含まれる雑音電力niを検出する。そして、シングルキャリア受信装置は、データシンボルの前に配置されたユニークワードシンボルについて、そのNシンボル長の受信信号yi(t)をフーリエ変換した信号に対し、既知のユニークワードシンボルをフーリエ変換した信号で除算してチャネル推定を行い、Nシンボル長の周波数領域のチャネル情報を得る。その後、Nシンボル長のチャネル情報からMシンボル長のチャネル情報Hi(f)にアップサンプルする。 Single-carrier receiver, repeatedly transmitted from the single-carrier transmission system, using the unique word symbols arranged before and after the data symbols, performs block synchronization process to detect the noise power n i included in the received signal. Then, the single carrier receiving apparatus Fourier transforms a known unique word symbol with respect to a signal obtained by Fourier transforming the received signal y i (t) of the N symbol length for the unique word symbol arranged in front of the data symbol. Channel estimation is performed by dividing the signal to obtain channel information in the frequency domain of N symbol length. Thereafter, the channel information of N symbol length is up-sampled to channel information H i (f) of M symbol length.
シングルキャリア受信装置は、データシンボルとその後に配置されたユニークワードシンボルについて、そのMシンボル長の受信信号yi(t)をフーリエ変換した周波数領域の受信信号Yi(f)、周波数領域のチャネル情報の複素共役Hi *(f)、周波数領域の雑音電力Ni=ni/M、及び、周波数領域のチャネル情報Hi(f)を用いて、例えば以下の式に示すように、各受信系統iで演算を行い、受信系統iの演算結果を受信系統i毎に加算し、除算を行う。
シングルキャリア受信装置は、合成信号Y(f)に対し、Mシンボル長の逆フーリエ変換を行って時間領域の合成信号y(t)に戻し、その後、データシンボルに対してQPSK、16QAM等のシンボル点の判定を行う。 The single carrier receiver performs an inverse Fourier transform of M symbol length on the synthesized signal Y (f) to return to the synthesized signal y (t) in the time domain, and then a symbol such as QPSK, 16QAM, etc. on the data symbol Perform point determination.
このように、シングルキャリア受信装置は、受信信号を周波数領域に変換してから、1ブロック単位でチャネル推定を行い、複数の受信信号のSNRに応じた最大比合成型のダイバーシチ合成を行うようにした。これにより、高速なチャネル変動に追従し、途切れ難い無線伝送を実現することができる。 As described above, the single carrier receiving apparatus performs channel estimation in units of one block after converting the received signal into the frequency domain, and performs maximum ratio combining type diversity combining in accordance with the SNR of a plurality of received signals. did. As a result, it is possible to realize wireless transmission that follows high-speed channel fluctuation and is not easily interrupted.
以下、本発明を実施するための形態について図面を用いて詳細に説明する。
〔シングルキャリア送信装置〕
まず、本発明の実施形態によるシングルキャリア送信装置、及びシングルキャリアの信号形式について説明する。図1は、シングルキャリア送信装置の構成を示すブロック図である。このシングルキャリア送信装置100は、送信前処理部1、マッピング部2、基準信号挿入部3、波形整形部4、直交変調部5、送信高周波部6及び送信アンテナ7を備えている。
Hereinafter, embodiments for carrying out the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[Single carrier transmitter]
First, a single carrier transmission apparatus and a single carrier signal format according to an embodiment of the present invention will be described. FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a single carrier transmission apparatus. The single
送信前処理部1は、TSパケット形式等で構成された情報を入力し、フレーム同期、エネルギ拡散、外符号符号化、外インタリーブ、内符号符号化、内インタリーブ等の送信前処理を行い、送信前処理した信号をマッピング部2に出力する。
The
マッピング部2は、送信前処理部1から送信前処理された信号を入力し、入力した信号をQPSK、16QAM等のシンボル点に割り当ててマッピングし、マッピングした信号を基準信号挿入部3に出力する。
The
基準信号挿入部3は、マッピング部2からマッピングされた信号を入力し、マッピングされた信号における(M−N)シンボル長のデータシンボルの前後に、Nシンボル長のユニークワードシンボルを挿入して配置し、図2に示した送信シンボルのブロックを構成し、波形整形部4に出力する。ここで、M,Nは、高速フーリエ変換を行うことができるように、2のべき乗の値を用いる。また、ユニークワードとしては、Frank−Zadoff系列、Chu系列等を用いる。これにより、高速フーリエ変換したときの振幅特性が各周波数で一定となり、各周波数においてチャネル情報を精度良く求めることが可能となる。
The reference
波形整形部4は、基準信号挿入部3から送信シンボルのブロックを入力し、帯域制限及びアパーチャ補正を行って波形整形し、波形整形した信号を直交変調部5に出力する。直交変調部5は、波形整形部4から波形整形された信号を入力し、直交変調を行い、中間周波数の信号に変換し、中間周波数の信号を送信高周波部6に出力する。送信高周波部6は、直交変調部5から直交変調された中間周波数の信号を入力し、中間周波数の信号を無線周波数の信号に周波数変換し、規定の電力にて送信アンテナ7からシングルキャリアの無線信号を送信する。
The
このように、シングルキャリア送信装置100は、(M−N)シンボル長のデータシンボルと、このデータシンボルの前後に配置した既知のNシンボル長のユニークワードシンボルとからなるブロックの送信シンボルを生成し、シングルキャリアの無線信号を送信する。
As described above, the single
〔シングルキャリア受信装置〕
次に、本発明の実施形態によるシングルキャリア受信装置について説明する。図3は、シングルキャリア受信装置の構成を示すブロック図である。このシングルキャリア受信装置200は、受信アンテナ8、受信高周波部9、直交復調部10、ブロック同期部11及び雑音電力検出部12を受信系統分(Nr系統)備え、さらに、周波数領域合成部13、シンボル判定部14及び受信後処理部15を備えている。以下に説明する受信高周波部9、直交復調部10、ブロック同期部11及び雑音電力検出部12は、各受信系統においてそれぞれ同じ処理を行う。
[Single carrier receiver]
Next, a single carrier receiving apparatus according to an embodiment of the present invention will be described. FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of the single carrier receiver. This single carrier receiver 200 includes a
シングルキャリア受信装置200が受信アンテナ8を介してシングルキャリアの無線信号を受信すると、受信高周波部9は、無線周波数の信号を中間周波数の信号に周波数変換し、中間周波数の信号を直交復調部10に出力する。
When the single carrier receiving apparatus 200 receives a single carrier radio signal via the receiving
直交復調部10は、受信高周波部9から中間周波数の信号を入力し、直交復調を行い、ベースバンドの実部及び虚部の受信信号に変換し、その受信信号をブロック同期部11に出力する。
The
ブロック同期部11は、直交復調部10からベースバンドの実部及び虚部の受信信号を入力し、送信シンボルのブロック同期処理を行い、受信信号yi(t)、同期ポイント及び同期ポイントの位相φを雑音電力検出部12に出力し、受信信号yi(t)を周波数領域合成部13に出力する。ブロック同期処理の詳細については後述する。
The block synchronizer 11 receives the baseband real part and imaginary part received signals from the
雑音電力検出部12は、ブロック同期部11から受信信号yi(t)、同期ポイント及び同期ポイントの位相φを入力し、受信信号yi(t)に含まれる雑音電力niを検出し、雑音電力niを周波数領域合成部13に出力する。受信信号yi(t)に含まれる雑音電力niの検出処理の詳細については後述する。 Noise power detection unit 12 receives the signal from the block synchronization section 11 y i (t), and inputs the phase φ of the sync point and the synchronization point, detects the noise power n i included in the received signal y i (t), and it outputs the noise power n i to the frequency domain synthesizing unit 13. It will be described in detail later detection process of the noise power n i included in the received signal y i (t).
受信高周波部9、直交復調部10、ブロック同期部11及び雑音電力検出部12は、受信系統i(=1〜Nr)毎に処理を行い、各受信系統iの処理により得られた受信信号yi(t)及び雑音電力niが周波数領域合成部13に出力される。
The reception high-
周波数領域合成部13(後述する周波数領域合成部13−1)は、各受信系統1〜Nrのブロック同期部11から受信信号y1(t)〜yNr(t)を入力すると共に、各受信系統1〜Nrの雑音電力検出部12から雑音電力n1〜nNrを入力し、受信信号y1(t)〜yNr(t)をフーリエ変換し、雑音電力n1〜nNrを用いて周波数領域で最大比合成を行い、逆フーリエ変換して時間領域の信号y(t)に戻し、シンボル判定部14に出力する。また、周波数領域合成部13(後述する周波数領域合成部13−2)は、受信信号y1(t)〜yNr(t)を雑音電力n1〜nNrで正規化してからフーリエ変換し、周波数領域で最大比合成を行い、逆フーリエ変換して時間領域の信号y(t)に戻し、シンボル判定部14に出力する。最大比合成処理の詳細については後述する。
The frequency domain synthesizing unit 13 (frequency domain synthesizing unit 13-1 described later) receives the received signals y 1 (t) to y Nr (t) from the block synchronization units 11 of the receiving systems 1 to Nr and receives each received signal. The noise powers n 1 to n Nr are input from the noise power detection units 12 of the systems 1 to Nr , the received signals y 1 (t) to y Nr (t) are Fourier transformed, and the noise powers n 1 to n Nr are used. The maximum ratio synthesis is performed in the frequency domain, the inverse Fourier transform is performed, the signal is returned to the time domain signal y (t), and output to the
シンボル判定部14は、周波数領域合成部13から最大比合成された時間領域の信号y(t)を入力し、QPSK、16QAM等のシンボル点を判定し、受信後処理部15に出力する。
The
受信後処理部15は、シンボル判定部14からシンボル判定された時間領域の信号y(t)を入力し、シングルキャリア送信装置100の送信前処理部1に対応する処理、すなわち、内デインタリーブ、内符号復号、外デインタリーブ、外符号復号、エネルギ逆拡散、フレーム同期等の受信後処理を行って復号し、元のTSパケット形式等で構成された情報を出力する。
The post-reception processing unit 15 receives the time-domain signal y (t) determined by the symbol determination from the
〔ブロック同期部〕
次に、図3に示したシングルキャリア受信装置200のブロック同期部11について詳細に説明する。図4は、ブロック同期部11の構成を示すブロック図である。このブロック同期部11は、複素共役化部16、Nシンボル遅延部17、複素乗算部18、Nシンボル積分部19、ピーク検出部20及びブロック抽出部21を備えている。ブロック同期部11は、ベースバンドの実部及び虚部の受信信号に対し、送信シンボルのブロック同期処理を行い、受信信号yi(t)、同期ポイント及び同期ポイントの位相φを求める。
[Block synchronization section]
Next, the block synchronization unit 11 of the single carrier receiving apparatus 200 shown in FIG. 3 will be described in detail. FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration of the block synchronization unit 11. The block synchronization unit 11 includes a complex conjugation unit 16, an N
複素共役化部16は、受信信号を入力し、受信信号の複素共役を計算し、Nシンボル遅延部17に出力する。Nシンボル遅延部17は、複素共役化部16から受信信号の複素共役の信号を入力し、Nシンボル遅延させて複素乗算部18に出力する。
The complex conjugate unit 16 receives the received signal, calculates the complex conjugate of the received signal, and outputs it to the N
複素乗算部18は、受信信号を入力すると共に、Nシンボル遅延部17からNシンボル遅延した受信信号を入力し、複素乗算を行い、Nシンボル積分部19に出力する。Nシンボル積分部19は、複素乗算部18から複素乗算された信号を入力し、Nシンボル分積分し、積分信号をピーク検出部20に出力する。ここで、積分信号は、複素乗算部18において位相は回転していてもよいが同一の信号の複素共役を処理した場合、大きい振幅値を有することになるが、異なる信号同士を処理した場合、同一の信号の複素共役を処理した場合よりも、小さい振幅値を有することになる。つまり、積分信号は、積分処理するNシンボルにおいて、ユニークワードシンボルの信号同士の処理数が多いほど、大きい振幅値を有することになり、ユニークワードシンボルの信号同士の処理数が少ないほど、小さい振幅値を有することになる。
The
ピーク検出部20は、Nシンボル積分部19から積分信号を入力し、積分信号の振幅を算出してそのピークを求め、そのピークのタイミングを同期ポイントとし、ピーク時における積分信号の位相(φ=tan−1(虚部/実部))を同期ポイントの位相φとし、同期ポイント及び同期ポイントの位相φを雑音電力検出部12に出力し、同期ポイントをブロック抽出部21に出力する。ここで、同期ポイントの位相φは、シングルキャリア送信装置100とシングルキャリア受信装置200の周波数誤差や移動伝送におけるドップラーシフトに起因し、受信信号におけるNシンボル経過後の位相回転量を表す。
The
ブロック抽出部21は、受信信号を入力すると共に、ピーク検出部20から同期ポイントを入力し、同期ポイントが示すタイミングにて、受信信号からユニークワードシンボル、その後のデータシンボル及びユニークワードシンボルと続くブロックを抽出し、ブロック同期した受信信号yi(t)として雑音電力検出部12及び周波数領域合成部13に出力する。
The
図5は、ブロック同期部11の処理を説明する図である。図5において、受信信号は、ブロック同期部11が入力する信号であり、複素共役化及びNシンボル遅延した受信信号は、Nシンボル遅延部17により出力され複素乗算部18が入力する信号であり、Nシンボル積分値(振幅)は、Nシンボル積分部19により出力されピーク検出部20が入力する信号の値である。Nシンボル積分値(振幅)は、受信信号と、複素共役化及びNシンボル遅延した受信信号とを複素乗算してNシンボル毎に積分した値であるから、Nシンボル期間において、位相は回転していてもよいが同一の信号の複素共役を有する割合が最も大きい位置でピークの値となる。また、その割合が小さい位置では、Nシンボル積分値(振幅)は小さい値となる。図5では、受信信号におけるユニークワードシンボルと、複素共役化及びNシンボル遅延した受信信号におけるユニークワードシンボルとの重なりが最も多い先頭位置(同期ポイント)でNシンボル積分値(振幅)がピークになっていることがわかる。
FIG. 5 is a diagram for explaining the processing of the block synchronization unit 11. In FIG. 5, the reception signal is a signal input by the block synchronization unit 11, and the reception signal that is complex conjugate and N symbol delayed is a signal that is output by the N
図5に示したように、ピーク検出部20は、Nシンボル積分値(振幅)がピークとなるタイミングを求め、これを同期ポイントとして出力する。また、ピーク検出部20は、同期ポイントのタイミングにて、ピーク時における積分信号の位相(φ=tan−1(虚部/実部))を算出し、これを同期ポイントの位相φ(受信信号におけるNシンボル経過後の位相回転量)として出力する。また、ブロック抽出部21は、同期ポイントのタイミングにて、受信信号からユニークワードシンボル、データシンボル及びユニークワードシンボルと続くブロックを抽出し、ブロック同期した受信信号yi(t)として出力する。
As shown in FIG. 5, the
このような同期ポイントを求める手法はスライド相関と呼ばれ、積分区間の信号系列が似通っていると鋭いピークが現われる現象を利用している。また、同期ポイントの位相φは、後段の雑音電力検出部12においてユニークワードの位相回転量を補正するために用いられる。 A method for obtaining such a synchronization point is called slide correlation, and utilizes a phenomenon in which a sharp peak appears when the signal sequences in the integration interval are similar. The phase φ of the synchronization point is used to correct the phase rotation amount of the unique word in the subsequent noise power detection unit 12.
このように、ブロック同期部11は、受信信号と、複素共役化及びNシンボル遅延した受信信号との間で複素乗算し、Nシンボルの積分値におけるピークを求め、そのピークのタイミングを同期ポイントとする。そして、ブロック同期部11は、同期ポイントにおける積分信号の実部及び虚部から同期ポイントの位相φを求め、同期ポイントを基準にしてブロックを抽出し、ブロック同期した受信信号yi(t)を求める。 In this way, the block synchronization unit 11 performs complex multiplication between the received signal and the received signal that has been complex-conjugated and delayed by N symbols, obtains a peak in the integrated value of N symbols, and sets the timing of the peak as a synchronization point. To do. Then, the block synchronization unit 11 obtains the phase φ of the synchronization point from the real part and the imaginary part of the integrated signal at the synchronization point, extracts a block with reference to the synchronization point, and receives the block-synchronized received signal y i (t). Ask.
〔第1の雑音電力検出部〕
次に、図3に示したシングルキャリア受信装置200の雑音電力検出部12について詳細に説明する。図6は、第1の雑音電力検出部12の構成を示すブロック図である。この雑音電力検出部12−1は、位相回転部22、Nシンボル遅延部23、差分の2乗演算部24及び平均化部25を備えている。雑音電力検出部12−1は、受信信号yi(t)、同期ポイント及び同期ポイントの位相φに基づいて、受信信号yi(t)に含まれる雑音電力niを検出する。
[First noise power detector]
Next, the noise power detection unit 12 of the single carrier receiving apparatus 200 shown in FIG. 3 will be described in detail. FIG. 6 is a block diagram illustrating a configuration of the first noise power detection unit 12. The noise power detection unit 12-1 includes a phase rotation unit 22, an N
位相回転部22は、ブロック同期した受信信号yi(t)及び同期ポイントの位相φを入力し、同期ポイントの位相φに基づいて受信信号yi(t)を位相回転させ、位相回転させた受信信号yi(t)×ejφをNシンボル遅延部23に出力する。
The phase rotation unit 22 receives the block-synchronized reception signal y i (t) and the phase φ of the synchronization point, and rotates the phase of the reception signal y i (t) based on the phase φ of the synchronization point. Received signal y i (t) × e jφ is output to N
Nシンボル遅延部23は、位相回転部22から位相回転した受信信号yi(t)を入力し、Nシンボル遅延させ、Nシンボル遅延させた受信信号yi(t−N)×ejφを差分の2乗演算部24に出力する。
The N
差分の2乗演算部24は、ブロック同期した受信信号yi(t)を入力すると共に、Nシンボル遅延部23から位相回転及びNシンボル遅延した受信信号yi(t−N)×ejφを入力し、位相回転及びNシンボル遅延した受信信号yi(t−N)×ejφと受信信号yi(t)との間の差分を演算し、その演算結果を2乗して2で除算し、演算結果|yi(t−N)×ejφ−yi(t)|2/2を雑音信号として平均化部25に出力する。
The square calculation unit 24 receives the block-synchronized received signal y i (t), and receives the received signal y i (t−N) × e jφ that has been subjected to phase rotation and N symbol delay from the N
平均化部25は、同期ポイントを入力すると共に、差分の2乗演算部24から雑音信号を入力し、同期ポイントが示すタイミングに基づいて、ユニークワードシンボルにおける後半のPシンボルを特定し、以下の式により、そのPシンボルについて平均化し、その結果を時間領域の雑音電力niとして周波数領域合成部13に出力する。
図8は、雑音電力検出部12−1の処理を説明する図である。図8において、受信信号yi(t)は、ブロック同期部11により出力され雑音電力検出部12−1が入力する信号であり、位相回転及びNシンボル遅延した受信信号yi(t−N)×ejφは、Nシンボル遅延部23により出力され差分の2乗演算部24が入力する信号であり、平均範囲のPシンボルは、平均化部25により平均化処理が行われるシンボルである。
FIG. 8 is a diagram illustrating the processing of the noise power detection unit 12-1. In FIG. 8, a received signal y i (t) is a signal output from the block synchronization unit 11 and input to the noise power detection unit 12-1, and is a received signal y i (t−N) delayed in phase and N symbols. Xe jφ is a signal output from the N
平均化部25により平均化処理が行われるPシンボルは、ユニークワードシンボルにおける後半部分である。これは、ユニークワードシンボルの各シンボルには同一の情報が収容され、ユニークワードシンボルの後半部分にその前の部分が重なっても両部分には同一の情報が収容されているから、ユニークワードシンボルの後半部分がマルチパス環境による遅延波の影響をさほど受けないためである。また、前述したとおり、同期ポイントの位相φはNシンボル経過後の位相回転量を表し、受信信号yi(t)と、位相回転及びNシンボル遅延した受信信号yi(t−N)×ejφとは位相が同一になるからである。すなわち、受信信号yi(t)におけるユニークワードシンボルの後半部分、及び、位相回転及びNシンボル遅延した受信信号yi(t−N)×ejφにおけるユニークワードシンボルの後半部分は、マルチパスの影響をさほど受けておらず位相が同一であるから、差分の2乗演算部24及び平均化部25により、精度の高い雑音電力niを求めることができる。尚、Pの値は、遅延波が存在しない場合はNとしてよいが、実際のマルチパス環境では、ユニークワードシンボルの前半部分に直前のデータシンボルの後半部分が重なるため、この重なりが無視できる範囲でPを選ぶ必要がある。
The P symbol that is averaged by the averaging
このように、雑音電力検出部12−1は、ブロック同期した受信信号yi(t)と、位相回転及びNシンボル遅延した受信信号yi(t−N)×ejφとの間の差分の2乗を2で除算し、ユニークワードシンボルの後半のPシンボルについて平均した結果を雑音電力niとして求める。 As described above, the noise power detection unit 12-1 determines the difference between the received signal y i (t) that is block-synchronized and the received signal y i (t−N) × e jφ that is phase-rotated and delayed by N symbols. squared divided by 2 to obtain the averaged results for the second half of the P symbols of the unique word symbol as noise power n i.
〔第2の雑音電力検出部〕
図7は、第2の雑音電力検出部12の構成を示すブロック図である。この雑音電力検出部12−2は、位相回転部26、メモリ部27,28、差分の2乗演算部29及び平均化部30を備えている。雑音電力検出部12−2は、受信信号yi(t)、同期ポイント及び同期ポイントの位相φに基づいて、受信信号yi(t)に含まれる雑音電力niを検出する。
[Second noise power detector]
FIG. 7 is a block diagram illustrating a configuration of the second noise power detection unit 12. The noise power detection unit 12-2 includes a phase rotation unit 26,
図6に示した雑音電力検出部12−1と図7に示す雑音電力検出部12−2とを比較すると、雑音電力検出部12−1は、差分の2乗演算部24による処理の後に、平均化部25において所定のPシンボルの範囲の受信信号を特定し、平均化して雑音電力niを検出するのに対し、雑音電力検出部12−2は、メモリ部27,28において所定のPシンボルの範囲の受信信号を特定した後に、差分の2乗演算部29及び平均化部30において雑音電力niを検出する点で相違する。
When comparing the noise power detection unit 12-1 shown in FIG. 6 with the noise power detection unit 12-2 shown in FIG. 7, the noise power detection unit 12-1 identifying the received signal of a predetermined range of P symbols in the averaging
位相回転部26は、ブロック同期した受信信号yi(t)及び同期ポイントの位相φを入力し、同期ポイントの位相φに基づいて受信信号yi(t)を位相回転させ、位相回転させた受信信号yi(t)×ejφをメモリ部27に出力する。
The phase rotation unit 26 receives the block-synchronized reception signal y i (t) and the phase φ of the synchronization point, and rotates the phase of the reception signal y i (t) based on the phase φ of the synchronization point. The received signal y i (t) × e jφ is output to the
メモリ部27は、位相回転部26から位相回転した受信信号yi(t)×ejφを入力し、同期ポイントを入力したタイミングに基づいて、同期ポイントの直前のユニークワードシンボルにおける後半のPシンボルを特定し、特定したPシンボルに対応する受信信号を格納する。図8を参照して、メモリ部27には、位相回転及びNシンボル遅延した受信信号yi(t−N)×ejφにおけるユニークワードシンボルのうちの、平均範囲のPシンボルに対応する信号が格納される。
The
メモリ部28は、ブロック同期した受信信号yi(t)を入力し、同期ポイントを入力したタイミングに基づいて、同期ポイントの直後のユニークワードシンボルにおける後半のPシンボルを特定し、特定したPシンボルに対応する受信信号を格納する。図8を参照して、メモリ部28には、受信信号yi(t)におけるユニークワードシンボルのうちの、平均範囲のPシンボルに対応する信号が格納される。
The
差分の2乗演算部29は、メモリ部27から、位相回転及びNシンボル遅延した受信信号yi(t−N)×ejφにおけるユニークワードシンボルのうちの所定のPシンボルに対応する信号を読み出すと共に、メモリ部28から、受信信号yi(t)におけるユニークワードシンボルのうちの所定のPシンボルに対応する信号を読み出す。そして、差分の2乗演算部29は、位相回転及びNシンボル遅延した受信信号yi(t−N)×ejφと受信信号yi(t)との間の差分を演算し、その演算結果を2乗して2で除算し、演算結果|yi(t−N)×ejφ−yi(t)|2/2を雑音信号として平均化部30に出力する。
The square of
平均化部30は、差分の2乗演算部29から雑音信号を入力し、前述の式(2)により、そのPシンボルにて平均し、その結果を時間領域の雑音電力niとして周波数領域合成部13に出力する。
The averaging
ここで、式(2)により雑音電力niが得られる理由について説明する。ユニークワードシンボルの受信信号における信号成分をsi(t)、雑音成分をni(t)とすると、ユニークワードシンボルの受信信号yi(t)はsi(t)+ni(t)であり、Nシンボル遅延したユニークワードシンボルの受信信号yi(t−N)はsi(t−N)+ni(t−N)である。前述したようなPを選んだ場合、位相回転及びNシンボル遅延した受信信号の信号成分はsi(t−N)×ejφ≒Si(t)に近似できる。ここで、前述した差分の2乗を2で除算して平均すると、以下の式になる。
このように、雑音電力検出部12−2は、ブロック同期した受信信号yi(t)と、位相回転及びNシンボル遅延した受信信号yi(t−N)×ejφとの間で、ユニークワードシンボルの後半のPシンボルについて、差分の2乗を2で除算し、それを平均した結果を雑音電力niとして求める。 As described above, the noise power detection unit 12-2 is unique between the block-synchronized received signal y i (t) and the received signal y i (t−N) × e jφ that has been phase-rotated and delayed by N symbols. for the second half of the P symbols of the word symbol, the square of the difference divided by 2 to obtain the result of averaging it as noise power n i.
〔第1の周波数領域合成部〕
次に、図3に示したシングルキャリア受信装置200の周波数領域合成部13について詳細に説明する。図9は、第1の周波数領域合成部13の構成を示すブロック図である。この周波数領域合成部13−1は、チャネル推定部31及びMポイントフーリエ変換部32を受信系統分(Nr系統)備え、さらに、合成演算部33及びMポイント逆フーリエ変換部34を備えている。以下に説明するチャネル推定部31及びMポイントフーリエ変換部32は、各受信系統においてそれぞれ同じ処理を行う。チャネル推定の詳細については後述する。
[First frequency domain synthesis unit]
Next, frequency domain combining section 13 of single carrier receiving apparatus 200 shown in FIG. 3 will be described in detail. FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of the first frequency domain synthesis unit 13. The frequency domain synthesis unit 13-1 includes a
周波数領域合成部13−1は、各受信系統iの受信信号yi(t)をフーリエ変換し、周波数領域のチャネル情報Hi(f)及び受信信号Yi(f)を演算し、各受信系統iの雑音電力niを用いて周波数領域で最大比合成を行い、逆フーリエ変換して時間領域の信号y(t)に戻す。 The frequency domain synthesizer 13-1 performs Fourier transform on the received signal y i (t) of each receiving system i, calculates channel information H i (f) and received signal Y i (f) in the frequency domain, and receives each received signal It performs maximum ratio combining in the frequency domain using a noise power n i of the system i, returns to the signal y (t) of the time by inverse Fourier transform domain.
チャネル推定部31は、受信信号yi(t)を入力し、受信信号yi(t)のうち、データシンボルの前に配置されたユニークワードシンボルのNシンボル分をフーリエ変換し、既知のユニークワードシンボルをフーリエ変換した値に基づいてチャネル推定を行う。そして、チャネル推定部31は、周波数領域のチャネル情報Hi(f)を合成演算部33に出力する。
The
Mポイントフーリエ変換部32は、受信信号yi(t)を入力し、受信信号yi(t)のうち、データシンボル及びその後に配置されたユニークワードシンボルのMシンボル分をフーリエ変換する。そして、Mポイントフーリエ変換部32は、周波数領域の受信信号Yi(f)を合成演算部33に出力する。
The M point
合成演算部33は、各受信系統iの雑音電力n1〜nNrを入力すると共に、チャネル推定部31から各受信系統iの周波数領域のチャネル情報H1(f)〜HNr(f)を、Mポイントフーリエ変換部32から各受信系統iの周波数領域の受信信号Y1(f)〜YNr(f)をそれぞれ入力する。そして、合成演算部33は、雑音電力niと周波数領域のチャネル情報Hi(f)を用いて、周波数領域の受信信号Yi(f)に対し、各周波数においてチャネル情報の複素共役Hi *(f)を複素乗算し、周波数領域の雑音電力Ni=ni/Mで除算する。すなわち、Hi *(f)・Yi(f)/Niの演算を行う。この演算を受信系統i毎に行い、加算する。また、周波数領域のチャネル情報Hi(f)の絶対値を2乗し、その結果を周波数領域の雑音電力Niで除算する。この演算を受信系統i毎に行い、加算する。そして、以下の式により除算を行い、合成演算結果を周波数領域の合成信号Y(f)としてMポイント逆フーリエ変換部34に出力する。
Mポイント逆フーリエ変換部34は、合成演算部33から周波数領域の合成信号Y(f)を入力し、Mポイントフーリエ変換部32に対応してMシンボル分の逆フーリエ変換を行い、時間領域の信号y(t)に戻して出力する。Mポイント逆フーリエ変換部34により出力された時間領域の信号y(t)は、シンボル判定のために用いられる。
The M-point inverse
このように、周波数領域合成部13−1は、各受信系統iの受信信号yi(t)をフーリエ変換し、周波数領域のチャネル情報Hi(f)及び受信信号Yi(f)を演算し、各受信系統iの雑音電力niを用いて周波数領域で最大比合成を行い、逆フーリエ変換して時間領域の信号y(t)に戻す。 As described above, the frequency domain synthesizer 13-1 performs Fourier transform on the reception signal y i (t) of each reception system i, and calculates the frequency domain channel information H i (f) and the reception signal Y i (f). and performs maximum ratio combining in the frequency domain using a noise power n i of each receiving system i, returns to the signal y (t) of the time by inverse Fourier transform domain.
〔第2の周波数領域合成部〕
図10は、第2の周波数領域合成部13の構成を示すブロック図である。この周波数領域合成部13−2は、ノイズ正規化部35、チャネル推定部36及びMポイントフーリエ変換部37を受信系統分(Nr系統)備え、さらに、合成演算部38及びMポイント逆フーリエ変換部39を備えている。以下に説明するノイズ正規化部35、チャネル推定部36及びMポイントフーリエ変換部37は、各受信系統においてそれぞれ同じ処理を行う。
[Second frequency domain synthesis unit]
FIG. 10 is a block diagram illustrating a configuration of the second frequency domain synthesis unit 13. The frequency domain synthesis unit 13-2 includes a
図9に示した周波数領域合成部13−1と図10に示す周波数領域合成部13−2とを比較すると、周波数領域合成部13−1は、受信信号yi(t)をフーリエ変換した後に、周波数領域のチャネル情報Hi(f)及び受信信号Yi(f)を演算し、雑音電力niを用いて周波数領域で最大比合成するのに対し、周波数領域合成部13−2は、受信信号yi(t)を雑音電力niにより正規化し、正規化受信信号をフーリエ変換し、周波数領域のチャネル情報Hi(f)及び受信信号Yi(f)を演算し、周波数領域で最大比合成する点で相違する。 When the frequency domain synthesis unit 13-1 shown in FIG. 9 is compared with the frequency domain synthesis unit 13-2 shown in FIG. 10, the frequency domain synthesis unit 13-1 performs Fourier transform on the received signal y i (t). , While the frequency domain channel information H i (f) and the received signal Y i (f) are calculated and synthesized in the frequency domain using the noise power n i , the frequency domain synthesis unit 13-2 The received signal y i (t) is normalized by the noise power n i , the normalized received signal is Fourier transformed, and the frequency domain channel information H i (f) and the received signal Y i (f) are calculated. It is different in the point of maximum ratio composition.
周波数領域合成部13−2は、各受信系統iの受信信号yi(t)に対し、各受信系統iの雑音電力niを用いて正規化し、正規化した各受信系統iの受信信号をフーリエ変換し、周波数領域のチャネル情報Hi(f)及び受信信号Yi(f)を演算し、周波数領域で最大比合成を行い、逆フーリエ変換して時間領域の信号y(t)に戻す。 Frequency domain synthesizing unit 13-2, on the received signal y i (t) of each receiving system i, and normalized using the noise power n i of each receiving system i, the received signal of each receiving system i normalized Perform Fourier transform, calculate channel information H i (f) in frequency domain and received signal Y i (f), perform maximum ratio synthesis in frequency domain, and perform inverse Fourier transform to return to time domain signal y (t). .
ノイズ正規化部35は、受信信号yi(t)を√niで除算し、その結果を正規化受信信号としてチャネル推定部36及びMポイントフーリエ変換部37に出力する。
チャネル推定部36は、ノイズ正規化部35から正規化受信信号を入力し、正規化受信信号のうち、データシンボルの前に配置されたユニークワードシンボルのNシンボル分をフーリエ変換し、既知のユニークワードシンボルをフーリエ変換した値に基づいてチャネル推定を行う。そして、チャネル推定部36は、周波数領域のチャネル情報Hi(f)を合成演算部38に出力する。
The
Mポイントフーリエ変換部37は、ノイズ正規化部35から正規化受信信号を入力し、正規化受信信号のうち、データシンボル及びその後に配置されたユニークワードシンボルのMシンボル分をフーリエ変換する。そして、Mポイントフーリエ変換部37は、周波数領域の受信信号Yi(f)を合成演算部38に出力する。
The M point Fourier transform unit 37 receives the normalized reception signal from the
合成演算部38は、チャネル推定部36から各受信系統iの周波数領域のチャネル情報H1(f)〜HNr(f)を、Mポイントフーリエ変換部37から各受信系統iの周波数領域の受信信号Y1(f)〜YNr(f)をそれぞれ入力する。そして、合成演算部38は、周波数領域のチャネル情報Hi(f)を用いて、周波数領域の受信信号Yi(f)に対し、各周波数においてチャネル情報の複素共役Hi *(f)を複素乗算する。すなわち、Hi *(f)・Yi(f)の演算を行う。この演算を受信系統i毎に行い、加算する。また、周波数領域のチャネル情報Hi(f)の絶対値を2乗する。この演算を受信系統i毎に行い、加算する。そして、以下の式により除算を行い、合成演算結果を周波数領域の合成信号Y(f)としてMポイント逆フーリエ変換部39に出力する。
Mポイント逆フーリエ変換部39は、合成演算部38から周波数領域の合成信号Y(f)を入力し、Mポイントフーリエ変換部37に対応してMシンボル分の逆フーリエ変換を行い、時間領域の信号y(t)に戻し出力する。Mポイント逆フーリエ変換部39により出力された時間領域の信号y(t)は、シンボル判定のために用いられる。 The M point inverse Fourier transform unit 39 receives the frequency domain composite signal Y (f) from the synthesis operation unit 38, performs M symbol inverse Fourier transform corresponding to the M point Fourier transform unit 37, and performs time domain Return to signal y (t) and output. The time domain signal y (t) output by the M-point inverse Fourier transform unit 39 is used for symbol determination.
このように、周波数領域合成部13−2は、各受信系統iの受信信号yi(t)に対し、各受信系統iの雑音電力niを用いて正規化し、正規化した各受信系統iの受信信号をフーリエ変換し、周波数領域のチャネル情報Hi(f)及び受信信号Yi(f)を演算し、周波数領域で最大比合成を行い、逆フーリエ変換して時間領域の信号y(t)に戻す。 Thus, the frequency domain synthesizing unit 13-2, on the received signal y i (t) of each receiving system i, and normalized using the noise power n i of each receiving system i, the receiving system i normalized The received signal is subjected to Fourier transform, the frequency domain channel information H i (f) and the received signal Y i (f) are calculated, maximum ratio synthesis is performed in the frequency domain, and inverse Fourier transform is performed to perform time domain signal y ( Return to t).
〔チャネル推定部〕
次に、図9に示した周波数領域合成部13−1のチャネル推定部31、及び図10に示した周波数領域合成部13−2のチャネル推定部36について詳細に説明する。図11は、チャネル推定部31,36の構成を示すブロック図である。このチャネル推定部31,36は、Nポイントフーリエ変換部40、複素除算部41、メモリ部42、ゼロ補間部43及びローパスフィルタ部44を備えている。チャネル推定部31,36は、受信信号のうち、データシンボルの前に配置されたユニークワードシンボルのNシンボル分をフーリエ変換し、既知のユニークワードシンボルをフーリエ変換した値に基づいてチャネル推定を行う。
[Channel estimation section]
Next, the
Nポイントフーリエ変換部40は、受信信号を入力し、受信信号のうち、データシンボルの前に配置されたユニークワードシンボルのNシンボル分をフーリエ変換する。そして、Nポイントフーリエ変換部40は、ユニークワードシンボルにおける周波数領域の信号を複素除算部41に出力する。
The N-point
メモリ部42には、既知のユニークワードシンボルをフーリエ変換した結果が参照用信号として格納されている。 The memory unit 42 stores the result of Fourier transform of a known unique word symbol as a reference signal.
複素除算部41は、Nポイントフーリエ変換部40からユニークワードシンボルにおける周波数領域の信号を入力すると共に、メモリ部42から参照用信号を読み出し、ユニークワードシンボルにおける周波数領域の信号を参照用信号で複素除算し、Nポイントのチャネル情報としてゼロ補間部43に出力する。
The
ゼロ補間部43は、複素除算部41からNポイントのチャネル情報を入力し、ゼロ補間してMポイントのチャネル情報をローパスフィルタ部44に出力する。
The zero
ローパスフィルタ部44は、ゼロ補間部43からゼロ補間されたMポイントのチャネル情報を入力し、フィルタ処理を行い、Mポイントのチャネル情報Hi(f)として合成演算部33,38に出力する。ゼロ補間部43及びローパスフィルタ部44により、Nポイントのチャネル情報に対しM/N倍のアップサンプルが行われ、Mポイントのチャネル情報Hi(f)が生成される。
The low-pass filter unit 44 receives the zero-interpolated M point channel information from the zero interpolating
このように、チャネル推定部31,36は、受信信号のうち、データシンボルの前に配置されたユニークワードシンボルのNシンボル分をフーリエ変換し、既知のユニークワードシンボルをフーリエ変換した値に基づいてチャネル推定を行い、Nポイントのチャネル情報をMポイントのチャネル情報にアップサンプルする。
As described above, the
〔効果〕
次に、図3に示したシングルキャリア受信装置200による効果について詳細に説明する。図3に示したシングルキャリア受信装置200によれば、時間領域の受信信号を周波数領域の信号に変換し、シングルキャリア送信装置100から連続して送信されるユニークワードシンボルを利用し、1ブロック単位にチャネル推定を行い、複数の受信信号をSNRに応じた最大比合成型のダイバーシチ合成するようにした。これにより、1ブロック単位の処理を行うようにしたから、高速に変動する伝搬チャネルに追従することができる。また、SNRに応じた最大比合成型のダイバーシチ合成を行うようにしたから、途切れ難い無線伝送を実現することができる。
〔effect〕
Next, effects of the single carrier receiving apparatus 200 shown in FIG. 3 will be described in detail. According to the single carrier receiver 200 shown in FIG. 3, the received signal in the time domain is converted into a signal in the frequency domain, and the unique word symbols continuously transmitted from the
また、従来は、特許文献2のように、ユニークワードシンボルの長さと、データシンボルの長さが同じである場合に、ダイバーシチ合成を行うことができたが、図3に示したシングルキャリア受信装置200では、ユニークワードシンボルの長さとデータシンボルの長さが同じでなくても、ダイバーシチ合成を行うことができる。
Conventionally, diversity combining can be performed when the length of the unique word symbol and the length of the data symbol are the same as in
また、ユニークワードシンボル及びデータシンボルは、図2に示したように、周期構造をしているから、フーリエ変換及び逆フーリエ変換を行っても信号劣化が起こることがない。 Further, since the unique word symbol and the data symbol have a periodic structure as shown in FIG. 2, signal degradation does not occur even if Fourier transform and inverse Fourier transform are performed.
また、図9に示した周波数領域合成部13−1または図10に示した周波数領域合成部13−2において、最大比合成型のダイバーシチ合成を行うことができる理由は以下のとおりである。時間領域の受信信号yi(t)を周波数領域の受信信号Yi(f)で表すと、以下のとおりである。
図9に示した周波数領域合成部13−1による最大比合成型のダイバーシチ合成について説明する。周波数領域の受信信号Yi(f)を表した式(6)を、図9に示した周波数領域合成部13−1の合成演算部33にて用いる式(4)に代入すると、以下のようになる。
また、各受信系統iの雑音電力NiをNi=σ2としても、周波数領域のチャネル情報Hi(f)との比の問題で一般性は損なわれないため、式(7)の合成信号Y(f)は、以下のように変形できる。
このとき、合成信号Y(f)のSNRは、以下の式で表される。
雑音電力Ni(f)の統計的性質(平均0、分散σ2)と、|Hi *(f)|2=|Hi(f)|2を利用すると、合成信号Y(f)のSNRの期待値は、以下のように、各受信系統iのSNRの和で表される。
次に、図10に示した周波数領域合成部13−2による最大比合成型のダイバーシチ合成について説明する。周波数領域合成部13−2では、初めにノイズ正規化部35において式(6)の両辺をNiの平方根で割り、雑音電力の平均がゼロ、分散が1の複素ガウス雑音になるように変換している。式(5)に式(6)を代入することにより式(10)を導くことができる。σ2=1の場合、Hi(f)はNiの平方根で正規化されているため、その2乗はSNRを表す。したがって、図10に示した周波数領域合成部13−2により、図9に示した周波数領域合成部13−1と同様に、最大比合成型のダイバーシチ合成を行うことができる。
Next, maximum ratio combining type diversity combining by the frequency domain combining unit 13-2 illustrated in FIG. 10 will be described. In the frequency domain synthesizing unit 13-2, the
1 送信前処理部
2 マッピング部
3 基準信号挿入部
4 波形整形部
5 直交変調部
6 送信高周波部
7 送信アンテナ
8 受信アンテナ
9 受信高周波部
10 直交復調部
11 ブロック同期部
12 雑音電力検出部
13 周波数領域合成部
14 シンボル判定部
15 受信後処理部
16 複素共役化部
17,23 Nシンボル遅延部
18 複素乗算部
19 Nシンボル積分部
20 ピーク検出部
21 ブロック抽出部
22,26 位相回転部
24,29 差分の2乗演算部
25,30 平均化部
27,28,42 メモリ部
31,36,45 チャネル推定部
32,37,46 Mポイントフーリエ変換部
33,38 合成演算部
34,39,48 Mポイント逆フーリエ変換部
35 ノイズ正規化部
40 Nポイントフーリエ変換部
41 複素除算部
43 ゼロ補間部
44 ローパスフィルタ部
47 等化部
49 周波数領域等化部
100 シングルキャリア送信装置
200 シングルキャリア受信装置
DESCRIPTION OF
Claims (6)
前記受信信号をNシンボル遅延させ、前記受信信号に含まれるユニークワードシンボルと、前記Nシンボル遅延させた受信信号に含まれるユニークワードシンボルとを用いた相関処理により、前記ブロックに対する同期ポイント及び同期ポイントの位相を求めて出力し、前記同期ポイントに基づいて前記ブロックを抽出し、ブロック同期した受信信号を出力するブロック同期部と、
前記ブロック同期部により出力された受信信号を、前記ブロック同期部により出力された同期ポイントの位相に基づいて位相回転させ、前記位相回転させた受信信号をNシンボル遅延させ、前記ブロック同期部により出力された同期ポイントに基づいて、前記受信信号と前記位相回転及びNシンボル遅延させた信号とに含まれる前記ユニークワードシンボルにおける後半のPシンボル(PはN以下の正の整数)について、前記受信信号に含まれる雑音電力を検出して出力する雑音電力検出部と、
前記ブロック同期部により出力された受信系統毎の受信信号、及び、前記雑音電力検出部により出力された受信系統毎の雑音電力を入力し、受信系統毎にフーリエ変換して周波数領域のチャネル情報及び受信信号を求め、受信系統毎の受信信号を前記受信系統毎の雑音電力に基づいて周波数領域で合成し、前記合成した信号を逆フーリエ変換して時間領域の信号を求める周波数領域合成部と、
を備えたことを特徴とするシングルキャリア受信装置。 (MN) A transmission sequence in which a block of data symbols having a symbol length and known unique word symbols having an N symbol length arranged before and after the data symbol is continuous as a single carrier radio signal for each of a plurality of reception systems. Received by the receiving antenna (M and N are positive integers), the received signal is converted to an intermediate frequency signal, orthogonally demodulated to obtain a baseband received signal, and the received signal for each receiving system in the frequency domain In a single carrier receiver that combines and returns the signal in the time domain,
A synchronization point and a synchronization point for the block are obtained by correlation processing using the unique word symbol included in the received signal delayed by N symbols and the unique word symbol included in the received signal delayed by N symbols. A block synchronization unit that extracts and outputs the block based on the synchronization point, and outputs a block-synchronized reception signal;
The reception signal output by the block synchronization unit is phase-rotated based on the phase of the synchronization point output by the block synchronization unit , the phase-rotated reception signal is delayed by N symbols, and output by the block synchronization unit The received signal for the second half P symbols (P is a positive integer less than or equal to N) in the unique word symbol included in the received signal and the signal delayed by the phase rotation and N symbols based on the synchronized point A noise power detector that detects and outputs noise power contained in
The reception signal for each reception system output by the block synchronization unit and the noise power for each reception system output by the noise power detection unit are input, and the frequency domain channel information and Fourier transform are performed for each reception system. obtains the received signal, and the frequency domain synthesizing unit which synthesizes the frequency domain to obtain the signal in the time domain by inverse Fourier transforming the synthesized signal based on a received signal for each receiving system to the noise power for each of the reception system,
A single carrier receiver comprising:
前記雑音電力検出部は、前記ブロック同期部により出力された受信信号を、前記ブロック同期部により出力された同期ポイントの位相に基づいて位相回転させ、前記位相回転させた受信信号をNシンボル遅延させ、前記位相回転及びNシンボル遅延させた信号と、前記受信信号との間の差分を2乗して2で除算し、前記ブロック同期部により出力された同期ポイントに基づいて、前記除算結果を、前記ユニークワードシンボルのうちの後半のPシンボルにおいて平均化し、雑音電力として出力する、ことを特徴とするシングルキャリア受信装置。 In the single carrier receiver according to claim 1,
The noise power detection unit rotates the reception signal output from the block synchronization unit based on the phase of the synchronization point output from the block synchronization unit, and delays the received signal rotated by N phases by N symbols. , The difference between the phase-rotated and N-symbol delayed signal and the received signal is squared and divided by 2, and the division result is calculated based on the synchronization point output by the block synchronization unit. A single carrier receiver characterized in that averaged P symbols in the latter half of the unique word symbols are output as noise power.
前記雑音電力検出部は、前記ブロック同期部により出力された受信信号を、前記ブロック同期部により出力された同期ポイントの位相に基づいて位相回転させ、前記ブロック同期部により出力された同期ポイントに基づいて、同期ポイントの直前のユニークワードシンボルにおける後半のPシンボルに対応する、前記位相回転させた受信信号をメモリに記憶し、前記ブロック同期部により出力された同期ポイントに基づいて、同期ポイントの直後のユニークワードシンボルにおける後半のPシンボルに対応する、前記ブロック同期部により出力された受信信号をメモリに記憶し、前記メモリから前記位相回転させた受信信号及び前記受信信号を読み出し、前記位相回転させた信号と前記受信信号との間の差分を2乗して2で除算し、前記除算結果を平均化し、雑音電力として出力する、ことを特徴とするシングルキャリア受信装置。 In the single carrier receiver according to claim 1,
The noise power detection unit rotates the reception signal output by the block synchronization unit based on the phase of the synchronization point output by the block synchronization unit, and is based on the synchronization point output by the block synchronization unit. The phase-rotated received signal corresponding to the P symbol in the second half of the unique word symbol immediately before the synchronization point is stored in the memory, and immediately after the synchronization point based on the synchronization point output by the block synchronization unit. The received signal output by the block synchronization unit corresponding to the latter half P symbol in the unique word symbol is stored in a memory, and the phase-rotated received signal and the received signal are read from the memory, and the phase is rotated. The difference between the received signal and the received signal is squared and divided by 2, and the division Results were averaged and output as noise power, single-carrier receiver device, characterized in that.
前記周波数領域合成部は、前記ブロック同期部により出力された受信信号に含まれるデータシンボルの前に配置されたユニークワードシンボルをフーリエ変換し、既知のユニークワードシンボルのフーリエ変換結果に基づいてチャネル推定を行い、周波数領域のチャネル情報を求め、前記受信信号に含まれるデータシンボル及び前記データシンボルの後に配置されたユニークワードシンボルにおける受信信号をフーリエ変換し、周波数領域の受信信号を求め、前記受信系統毎の周波数領域のチャネル情報及び周波数領域の受信信号、並びに、前記雑音電力検出部により出力された受信系統毎の雑音電力に基づいて合成信号を求め、前記合成信号を逆フーリエ変換して時間領域の信号を求める、ことを特徴とするシングルキャリア受信装置。 In the single carrier receiver according to any one of claims 1 to 3,
The frequency domain synthesis unit performs a Fourier transform on a unique word symbol arranged before a data symbol included in the received signal output by the block synchronization unit, and performs channel estimation based on a Fourier transform result of a known unique word symbol To obtain frequency domain channel information, Fourier transform a received signal in a data symbol included in the received signal and a unique word symbol arranged after the data symbol, obtain a received signal in the frequency domain, and Frequency domain channel information and frequency domain received signal for each frequency, and noise power for each reception system output by the noise power detection unit, a synthesized signal is obtained, and the synthesized signal is subjected to inverse Fourier transform in the time domain A single-carrier receiving apparatus characterized by:
前記周波数領域合成部は、前記ブロック同期部により出力された受信信号を、前記雑音電力検出部により出力された雑音電力により正規化し、前記正規化した受信信号に含まれるデータシンボルの前に配置されたユニークワードシンボルをフーリエ変換し、既知のユニークワードシンボルのフーリエ変換結果に基づいてチャネル推定を行い、周波数領域のチャネル情報を求め、前記正規化した受信信号に含まれるデータシンボル及び前記データシンボルの後に配置されたユニークワードシンボルにおける信号をフーリエ変換し、周波数領域の受信信号を求め、前記受信系統毎の周波数領域のチャネル情報及び周波数領域の受信信号に基づいて合成信号を求め、前記合成信号を逆フーリエ変換して時間領域の信号を求める、ことを特徴とするシングルキャリア受信装置。 In the single carrier receiver according to any one of claims 1 to 3,
The frequency domain synthesizing unit normalizes the reception signal output from the block synchronization unit with the noise power output from the noise power detection unit, and is disposed before a data symbol included in the normalized reception signal. The unique word symbol is subjected to Fourier transform, channel estimation is performed based on the Fourier transform result of the known unique word symbol, channel information in the frequency domain is obtained, and the data symbol included in the normalized received signal and the data symbol The signal in the unique word symbol arranged later is Fourier transformed to obtain a frequency domain received signal, a synthesized signal is obtained based on frequency domain channel information and frequency domain received signal for each receiving system, and the synthesized signal is A time domain signal is obtained by inverse Fourier transform. Guru-carrier receiver apparatus.
前記周波数領域合成部のチャネル推定は、前記受信信号におけるNシンボル長の前記ユニークワードシンボルをフーリエ変換した信号を、Nシンボル長の既知のユニークワードシンボルをフーリエ変換した信号で除算し、除算結果であるNシンボル長のチャネル情報をMシンボル長のチャネル情報にアップサンプルすることにより行う、ことを特徴とするシングルキャリア受信装置。 In the single carrier receiver according to claim 4 or 5,
The channel estimation of the frequency domain synthesizer divides a signal obtained by Fourier transforming the unique word symbol having an N symbol length in the received signal by a signal obtained by performing Fourier transform on a known unique word symbol having an N symbol length. A single carrier receiver characterized by performing up-sampling on channel information of a certain N symbol length to channel information of M symbol length.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2009200825A JP5175253B2 (en) | 2009-08-31 | 2009-08-31 | Single carrier receiver |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2009200825A JP5175253B2 (en) | 2009-08-31 | 2009-08-31 | Single carrier receiver |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2011055153A JP2011055153A (en) | 2011-03-17 |
JP5175253B2 true JP5175253B2 (en) | 2013-04-03 |
Family
ID=43943735
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2009200825A Active JP5175253B2 (en) | 2009-08-31 | 2009-08-31 | Single carrier receiver |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP5175253B2 (en) |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP5624527B2 (en) * | 2011-08-31 | 2014-11-12 | 日本放送協会 | Single carrier receiver |
JP7215910B2 (en) * | 2019-01-15 | 2023-01-31 | 日本放送協会 | MMSE equalization receiver |
JP7548731B2 (en) | 2020-06-25 | 2024-09-10 | 日本放送協会 | Single carrier receiving device |
Family Cites Families (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP3377361B2 (en) * | 1996-04-12 | 2003-02-17 | 日本放送協会 | Diversity receiver |
JP4369294B2 (en) * | 2004-05-13 | 2009-11-18 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | Noise power estimation apparatus, noise power estimation method, and signal detection apparatus |
JP4501071B2 (en) * | 2005-03-31 | 2010-07-14 | 住友電気工業株式会社 | Single carrier block transmission receiver and reception method |
JP5013771B2 (en) * | 2006-08-10 | 2012-08-29 | 日本放送協会 | MIMO-OFDM noise power measurement method and receiver |
JP5146920B2 (en) * | 2007-01-22 | 2013-02-20 | 日本電気株式会社 | Receiving apparatus and mobile communication system |
JP2008283416A (en) * | 2007-05-10 | 2008-11-20 | Japan Radio Co Ltd | Frequency domain equalization method of single carrier block transmission |
-
2009
- 2009-08-31 JP JP2009200825A patent/JP5175253B2/en active Active
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2011055153A (en) | 2011-03-17 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
Kim et al. | An efficient frequency offset estimator for OFDM systems and its performance characteristics | |
EP1450497B1 (en) | Communications device with Doppler frequency estimation functions | |
JP4900447B2 (en) | Transmitting apparatus and transmitting method | |
EP1746794B1 (en) | Path selection in an OFDM apparatus | |
JP4640754B2 (en) | OFDM receiving method and OFDM receiving apparatus | |
US7668076B2 (en) | Multi-user receiving apparatus converting SC-FDMA received signals of all users to signals in a frequency domain commonly | |
US6584164B1 (en) | Method for forming a training sequence | |
EP1304812A1 (en) | Simplified noise estimation for orthogonal frequency division multiplexing communication systems | |
CN101005475A (en) | Method and system for synchronizing time and frequency in orthogonal frequency division multiplex communication | |
US8619744B2 (en) | Reception method and receiver | |
KR100729726B1 (en) | System and Method for Timing Acquisition and Carrier Frequency Offset Estimation in Wireless Communication Based on OFDM | |
EP1418721B1 (en) | System and method for soft slicing outputs from a beamformer | |
JP6140565B2 (en) | Diversity receiver | |
US20080095267A1 (en) | Systems and Methods for Ofdm Transmission and Reception | |
JP3910956B2 (en) | Propagation path estimator and receiving apparatus using the same for OFDM wireless communication system | |
JP5624527B2 (en) | Single carrier receiver | |
JP2002141846A (en) | Adaptive receiver | |
JP5175253B2 (en) | Single carrier receiver | |
JP4572601B2 (en) | Wireless communication apparatus, wireless communication method, and computer program | |
JP7215910B2 (en) | MMSE equalization receiver | |
JP4115466B2 (en) | OFDM receiver | |
JP2005286362A (en) | Digital receiver | |
JP4640870B2 (en) | Receiver | |
US8223865B2 (en) | Method for the blind estimation of OFDM signal parameters by adapted filtering | |
WO2007067018A1 (en) | Apparatus for estimating time and frequency offset using antenna diversity in ofdm communication system and method thereof |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20111227 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20121005 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20121019 |
|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20121126 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20121212 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20130104 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 5175253 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |