JP2005286362A - Digital receiver - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、デジタル放送等で用いられるOFDM方式の復調を行なうためのデジタル受信機の構成に関する。 The present invention relates to a configuration of a digital receiver for performing demodulation of an OFDM system used in digital broadcasting or the like.
近年、映像信号または音声信号を伝送するシステムにおいて高品質な伝送や周波数利用効率の向上に優れた方式としてOFDM(直交周波数分割多重:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式が提案されている。OFDM方式は、移動通信に適したマルチキャリア(多搬送波)変調方式であり、数百以上の搬送波(サブキャリア)に情報を分割して多重する方式である。 In recent years, an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) scheme has been proposed as a scheme excellent in high-quality transmission and frequency utilization efficiency in a system that transmits video signals or audio signals. The OFDM system is a multi-carrier (multi-carrier) modulation system suitable for mobile communication, and is a system that divides and multiplexes information into several hundred or more carriers (sub-carriers).
一般的に、地上波伝送においてはマルチパスが存在し、このマルチパスにより、受信信号の周波数特性が歪むことになる。このマルチパスの影響を軽減することが伝送システムにおいて大きな課題となる。各搬送波の変調方式にQAM系の変調を用いるOFDM方式においては、マルチパスによる歪みが発生した場合、各搬送波毎に受信側の振幅や位相が送信側の振幅や位相と異なるものとなるので、これらが等しくなるようにマルチパスによる歪みを受けた信号を等化するすなわち補正を行なっている。 In general, multipath exists in terrestrial transmission, and the frequency characteristics of the received signal are distorted by this multipath. Reducing the influence of this multipath becomes a big problem in the transmission system. In the OFDM method using QAM modulation for each carrier modulation method, when distortion due to multipath occurs, the amplitude and phase on the receiving side differ from the amplitude and phase on the transmitting side for each carrier. The signals subjected to multipath distortion are equalized, that is, corrected so that they are equal.
具体的には、受信側でFFT(高速フーリエ変換)処理を行なって、伝送信号中に散在されたいわゆるパイロット信号を抽出する。そして、このパイロット信号の振幅や位相を受信側において監視することで伝送路の特性を推定し、この推定した伝送路の特性で受信信号を等化するようにしている。 Specifically, FFT (Fast Fourier Transform) processing is performed on the receiving side, and so-called pilot signals scattered in the transmission signal are extracted. Then, the characteristics of the transmission path are estimated by monitoring the amplitude and phase of the pilot signal on the receiving side, and the received signal is equalized with the estimated characteristics of the transmission path.
一方、OFDM方式は、数百以上の搬送波に情報を分割するマルチキャリア方式であるため同一および隣接チャンネル妨害が生じる可能性もある。これにより、特定の搬送波のみが大きな影響を受けて、等化が不確かなものとなり、後の誤り訂正処理等において訂正能力を劣化させ、ひいては受信性能を悪化させてしまう問題があった。 On the other hand, since the OFDM scheme is a multi-carrier scheme that divides information into several hundreds of carriers or more, the same and adjacent channel interference may occur. As a result, only a specific carrier wave is greatly affected, and equalization becomes uncertain, and there is a problem that the correction capability is deteriorated in the subsequent error correction processing and the reception performance is deteriorated.
この点に関して、非特許文献1においては、同一および隣接チャンネル妨害(搬送波間干渉)が生じる可能性がある場合において、上記のパイロット信号を用いることにより、同一搬送波の時間方向の分散値をもとにした受信信号の信頼度を示す信頼性情報を生成し、その信頼性情報に基づいて誤り訂正を行なうことにより受信性能を向上させる方式を提案している。
上記非特許文献1に示されるように、固定受信においては伝送路特性に時間的変化が生じないため、同一搬送波の時間方向の分散値を用いてその搬送波の信頼度を推定することが可能である。
As shown in
しかしながら、固定受信ではなく、移動体における移動受信においては、受信速度が高速になればなるほど受信状態は時々刻々と変化するため、伝送路特性も時間的に変化することになる。 However, in the case of mobile reception in a mobile body, not fixed reception, the higher the reception speed, the more the reception state changes from time to time, so the transmission path characteristics also change over time.
したがって、同一搬送波の時間方向の分散値も変動する可能性がある。それゆえ、同一搬送波の時間方向の分散値を用いて信頼性情報を用いることは、逆に誤差を多く含んだ信頼性情報に基づいて誤り訂正を行なうことになってしまい移動体等での移動受信においては受信性能を逆に悪化させるという問題が発生する。 Therefore, the dispersion value in the time direction of the same carrier may also vary. Therefore, using reliability information using the variance value in the time direction of the same carrier, on the other hand, results in error correction based on reliability information containing a large amount of error, and moving on a mobile object, etc. In reception, the problem of deteriorating reception performance occurs.
本発明は、上記のような問題を解決するためになされたものであって、受信状況に応じた信頼性情報を用いて効率的に受信性能の改善を図ることが可能なデジタル受信機を提供することを目的とする。 The present invention has been made to solve the above problems, and provides a digital receiver capable of efficiently improving reception performance using reliability information according to reception conditions. The purpose is to do.
本発明に係るデジタル受信機は、デジタル変調波信号を受信するためのデジタル受信機であって、デジタル変調波信号の特性を示すために受信したデジタル変調波信号内に所定パターンに従って挿入されたパイロット信号を抽出する抽出部と、抽出部により抽出されたパイロット信号に基づいて受信したデジタル変調波信号の信頼度を示す情報を生成するための信頼性情報生成回路と、信頼性情報生成回路からの情報に基づいて信号処理を実行する信号処理回路とを備える。信頼性情報生成回路は、各々が、互いに異なる処理方式に従って、信頼性情報を生成する複数の信頼性情報生成ユニットと、デジタル受信機の受信状態に応じて複数の信頼性情報生成ユニットが生成する信頼性情報のうちの一つを選択するための制御回路とを含む。 A digital receiver according to the present invention is a digital receiver for receiving a digital modulated wave signal, and is a pilot inserted according to a predetermined pattern in the received digital modulated wave signal in order to indicate the characteristics of the digital modulated wave signal An extraction unit for extracting a signal, a reliability information generation circuit for generating information indicating the reliability of the digital modulated wave signal received based on the pilot signal extracted by the extraction unit, and a reliability information generation circuit And a signal processing circuit that executes signal processing based on the information. The reliability information generation circuit generates a plurality of reliability information generation units each generating reliability information according to different processing methods, and a plurality of reliability information generation units according to the reception state of the digital receiver. And a control circuit for selecting one of the reliability information.
好ましくは、パイロット信号に基づいてデジタル変調波信号が伝送される伝送路状態を推定する伝送路推定部をさらに備える。信頼性情報生成回路は、抽出部により抽出されたパイロット信号の分散に基づく第1の信頼性情報を生成する第1の信頼性情報生成ユニットと、伝送路推定部における推定結果に基づく第2の信頼性情報を生成する第2の信頼性情報生成ユニットとを含む。制御回路は、パイロット信号に基づいてデジタル受信機の移動に伴うドップラー周波数を推定し、推定結果に基づいて、第1および第2の信頼性情報生成ユニットから出力された第1および第2の信頼性情報のうちのいずれか一方を選択する。 Preferably, a transmission path estimation unit that estimates a transmission path state in which the digital modulated wave signal is transmitted based on the pilot signal is further provided. The reliability information generation circuit includes a first reliability information generation unit that generates first reliability information based on the dispersion of the pilot signal extracted by the extraction unit, and a second reliability information based on an estimation result in the transmission path estimation unit. And a second reliability information generation unit that generates reliability information. The control circuit estimates the Doppler frequency accompanying the movement of the digital receiver based on the pilot signal, and based on the estimation result, the first and second reliability information output from the first and second reliability information generating units. Select one of the sex information.
好ましくは、パイロット信号に基づいてデジタル変調波信号が伝送される伝送路状態を推定する伝送路推定部をさらに備える。信頼性情報生成回路は、抽出部により抽出されたパイロット信号の分散に基づく第1の信頼性情報を生成する第1の信頼性情報生成ユニットと、伝送路推定部における推定結果に基づく第2の信頼性情報を生成する第2の信頼性情報生成ユニットとを含む。制御回路は、パイロット信号に基づいてデジタル受信機で受信する信号の遅延時間を推定し、推定結果に基づいて、第1および第2の信頼性情報生成ユニットから出力された第1および第2の信頼性情報のうちのいずれか一方を選択する。 Preferably, a transmission path estimation unit that estimates a transmission path state in which the digital modulated wave signal is transmitted based on the pilot signal is further provided. The reliability information generation circuit includes a first reliability information generation unit that generates first reliability information based on the dispersion of the pilot signal extracted by the extraction unit, and a second reliability information based on an estimation result in the transmission path estimation unit. And a second reliability information generation unit that generates reliability information. The control circuit estimates a delay time of a signal received by the digital receiver based on the pilot signal, and based on the estimation result, the first and second reliability information generation units output from the first and second reliability information generation units. Select one of the reliability information.
特に、制御回路は、パイロット信号の所定の相関演算を実行し、算出した相関値の和と所定のしきい値との比較に基づいて遅延時間を推定する。 In particular, the control circuit performs a predetermined correlation calculation of the pilot signal, and estimates a delay time based on a comparison between the calculated correlation value and a predetermined threshold value.
特に、制御回路は、パイロット信号を高速フーリエ変換処理して、遅延波の平均遅延時間を算出し、平均遅延時間と所定期間との比較に基づいて遅延時間を推定する。 In particular, the control circuit performs fast Fourier transform processing on the pilot signal, calculates an average delay time of the delay wave, and estimates the delay time based on a comparison between the average delay time and a predetermined period.
特に、第2の信頼性情報生成ユニットは、伝送路推定部における伝送路推定結果の出力信号の電力に相当するレベルに基づいて第2の信頼性情報を生成する。 In particular, the second reliability information generation unit generates the second reliability information based on a level corresponding to the power of the output signal of the transmission path estimation result in the transmission path estimation unit.
好ましくは、信号処理回路は、ビタビ復号回路に相当し、ビタビ復号回路は、信頼性情報の重み付けに従って所定の誤り訂正処理を実行する。 Preferably, the signal processing circuit corresponds to a Viterbi decoding circuit, and the Viterbi decoding circuit performs a predetermined error correction process according to the weighting of the reliability information.
好ましくは、信号処理回路は、受信する複数のデジタル変調波信号を合成するためのダイバーシティ回路に相当する。ダイバーシティ回路は、信頼性情報に基づいて所定の方式に従って合成処理を実行する。 Preferably, the signal processing circuit corresponds to a diversity circuit for combining a plurality of digital modulation wave signals to be received. The diversity circuit executes a combining process according to a predetermined method based on the reliability information.
好ましくは、デジタル変調波信号は、OFDM方式で変調されたデジタル受信信号である。 Preferably, the digital modulation wave signal is a digital reception signal modulated by the OFDM method.
本発明に係るデジタル受信機は、信頼度を示す信頼性情報を複数の信頼性情報生成ユニットにより生成し、受信状態に応じてその一つを選択する制御回路を含む。したがって、受信状態に応じて適切な信頼性情報を用いることができるため効率的に受信性能の改善を図ることができる。 The digital receiver according to the present invention includes a control circuit that generates reliability information indicating reliability by a plurality of reliability information generation units and selects one of them according to a reception state. Therefore, since appropriate reliability information can be used according to the reception state, it is possible to efficiently improve reception performance.
以下、この発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付し、その説明は繰返さない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In the drawings, the same or corresponding parts are denoted by the same reference numerals, and description thereof will not be repeated.
図1は、本発明の実施の形態に従うデジタル受信機100の概略ブロック図である。
FIG. 1 is a schematic block diagram of a
図1を参照して、アンテナ(図示せず)から入力される高周波信号入力(RF入力)は、チューナ1に入力される。チューナ1では、RF入力信号を中間周波数(IF周波数)にダウンコンバートし、所定の帯域制限を受けてアナログOFDM信号に変換する。アナログOFDM信号は、アナログデジタル変換回路(A/D回路とも称する)に入力され、アナログOFDM信号をデジタル信号に変換する。
Referring to FIG. 1, a high frequency signal input (RF input) input from an antenna (not shown) is input to
次に、デジタル信号に変換されたOFDM信号は、ヒルベルト変換部3により同相検波軸信号(実軸成分の信号)であるI信号および直交検波軸信号(虚軸成分の信号)であるQ信号の複素OFDM信号が生成される。ヒルベルト変換部3で生成された複素OFDM信号は、第1キャリア同期部4に送られる。第1キャリア同期部4は、シンボル同期部7から出力される後述する相関信号および第2キャリア同期部9からの信号に基づいて搬送波周波数誤差を補正する。FFT5は、複素OFDM信号に対して高速フーリエ変換処理を施し、時間軸領域から周波数軸領域の信号に変換する。等化部6は、パイロット信号から伝送路特性を求め、伝送路を推定し、推定したキャリアでデータを除算することで等化を行なう。
Next, the OFDM signal converted into the digital signal is converted into an I signal which is an in-phase detection axis signal (real axis component signal) and a Q signal which is a quadrature detection axis signal (imaginary axis component signal) by the Hilbert
シンボル同期部7は、OFDM信号の特徴である有効シンボル期間の一部をガードインターバル期間として複写することで、1つのシンボルを形成することを利用し、有効シンボル期間遅延した信号と遅延しない信号の相関値に基づいてシンボル同期を算出する。また、シンボル同期部7は、搬送波周波数以内の周波数誤差を補正するために相関値に基づく相関信号を第1キャリア同期部4に出力する。第2キャリア同期部9は、FFT5の出力信号の周波数軸上の配置から搬送波周波数間隔の誤差を算出し、第1キャリア同期部4に算出結果に基づく信号を出力する。
The
クロック同期部8は、シンボル同期部7で得られるシンボル同期のタイミングのずれからクロック同期を算出し、A/D回路2のサンプリング周波数を制御する。信頼性情報生成部10は、等化部6で抽出されたパイロット信号から移動受信における高速移動時と低速移動時に対する2種類の受信信号に対する信頼度を示す信頼性情報を生成し、選択してビタビ復号部15に出力する。
The
ここで、上述のチューナ1、A/D回路2、ヒルベルト変換部3、第1キャリア同期部4、FFT5、等化部6、シンボル同期部7、クロック同期部8、第2キャリア同期部9および信頼性情報生成部10は、同期変調部20を構成する。
Here, the above-described
周波数デインタリーブ11は、電波の反射などによる特定周波数の信号の欠落を補うために行なわれた周波数インタリーブを元に戻す処理を行なう。周波数デインタリーブ11の出力は、時間デインタリーブ12に与えられ、時間デインタリーブ12は、耐フェージングなどのために施された時間インタリーブを元に戻す処理を行なう。
The frequency deinterleave 11 performs a process of returning the frequency interleave performed to compensate for the loss of a signal of a specific frequency due to the reflection of radio waves. The output of the
時間デインタリーブが行なわれた実軸成分の信号(I信号)および虚軸成分の信号(Q信号)は、デマッピング13において2ビット(QPSKの場合)、4ビット(16QAMの場合)または6ビット(64QAMの場合)の信号にそれぞれ変換される。
The real-axis component signal (I signal) and imaginary-axis component signal (Q signal) subjected to time deinterleaving are 2 bits (in the case of QPSK), 4 bits (in the case of 16QAM) or 6 bits in the
ビットデインタリーブ21は、デマッピングが行なわれた信号に対して誤り訂正を増加させる目的で行なわれたビットインタリーブを解除する。ビタビ復号部15は、送信側で行なわれた畳み込み符号を用いて誤り訂正を行なう。このビタビ復号部15において信頼性情報が用いられる。バイトデインタリーブ16は、ビタビ復号が行なわれた信号に対してビットインタリーブと同様に誤り訂正を増加させる目的で行なわれたバイトインタリーブを解除する。そして、TS再生部17において、トランスポートストリーム形式に沿ったデータの再構成が行なわれ、RS復号部18において、送信側でリードソロモン符号化されたデータが復号される。RS復号部18は、図示しないTSデコーダに対してリードソロモン復号された結果を出力する。
Bit deinterleaving 21 cancels bit interleaving performed for the purpose of increasing error correction on the demapped signal. The
そして、誤り訂正された信号は、図示しないMPEGデコード部において圧縮信号が伸長され、デジタル/アナログ変換によってアナログ映像およびアナログ音声信号に変換された後、出力される。 The error-corrected signal is output after the compressed signal is expanded in an MPEG decoding unit (not shown), converted into an analog video and an analog audio signal by digital / analog conversion.
図2は、等化部6と信頼性情報生成部10とを説明する概略ブロック図である。
FIG. 2 is a schematic block diagram illustrating the
図2を参照して、等化部6は、パイロットSP抽出部40と、伝送路推定部41と、除算部42とを含む。信頼性情報生成部10は、第1の信頼性情報生成ユニット50と、第2の信頼性情報生成ユニット51と、ドップラー周波数推定部52と、信頼性情報選択回路53とを含む。
Referring to FIG. 2,
FFT5より入力されるOFDM信号は、パイロットSP抽出部40に入力される。
The OFDM signal input from the
パイロットSP抽出部40は、FFT5により変換された信号から既知のパイロット信号(以下、SP信号とも称する)を抽出し、抽出したSP信号を伝送路推定部41と、第2の信頼性情報生成ユニット51と、ドップラー周波数推定部52に出力する。
The pilot
図3は、OFDM方式で提案されているパイロット信号の挿入パターンを説明する概念図である。 FIG. 3 is a conceptual diagram for explaining a pilot signal insertion pattern proposed in the OFDM scheme.
図3を参照して、本例においては1つのシンボルに含まれる12本の搬送波に対して1本の割合でパイロット用のSP信号が挿入され、さらにOFDMシンボルごとにパイロット用のSP信号の挿入位置が3搬送波ずつシフトされている。 Referring to FIG. 3, in this example, a pilot SP signal is inserted at a ratio of one to 12 carriers included in one symbol, and further, a pilot SP signal is inserted for each OFDM symbol. The position is shifted by 3 carriers.
パイロットSP抽出部40は、受信信号からこの挿入パターンに従うSP信号を抽出する。
The pilot
再び図2を参照して、伝送路推定部41は、抽出されたSP信号を補間処理することで、各搬送波の振幅と位相成分をその搬送波の伝送路特性として検出し、伝送路推定情報を除算部42および第1の信頼性情報生成ユニット50に出力する。
Referring to FIG. 2 again, the transmission
除算部42は、FFT5より入力されるOFDM信号を伝送路推定部41から供給された伝送路推定情報である振幅と位相で除算し、伝送路特性に起因する歪み成分を除去する。たとえば、FFT5より入力される搬送波の振幅が、本来の振幅の1/2である場合、伝送路推定41より振幅情報として1/2が供給される。そこで除算42でFFT5より入力された信号の振幅を伝送路推定41の振幅情報で除算すれば、元の位置(=(1/2)/(1/2))の振幅の信号を得ることができる。同様に、位相についても複素演算を行なうことで元の位相の信号を得ることができる。
The
次に、本発明の実施の形態に従う信頼性情報生成部10について説明する。
Next, reliability
第1の信頼性情報生成ユニット50は、伝送路推定情報の出力電力レベルに基づいて信頼性情報を生成し、信頼性情報選択回路53に出力する。
The first reliability
第2の信頼性情報生成ユニット51は、抽出されたSP信号より時間方向の分散を求めてその分散値から信頼性情報を生成し、信頼性情報選択回路53に出力する。
The second reliability
ドップラー周波数推定部52は、移動時の周波数の時間的な変動の度合を推定し、その推定結果に基づく制御信号を信頼性情報選択回路53に出力する。移動体において受信する受信信号はドップラー効果によりその周波数が変動する。この変動した周波数がいわゆるドップラー周波数と呼ばれるものである。
The Doppler
信頼性情報選択回路53は、第1の信頼性情報生成ユニットからの伝送路推定データに基づく信頼性情報と、第2の信頼性情報生成ユニット51からのSP信号の分散に基づく信頼性情報とを受けて、ドップラー周波数推定52に基づく制御信号に応じていずれか一方の信頼性情報を選択して出力する。
The reliability
ここで、ドップラー周波数と搬送波間干渉との関係について説明する。 Here, the relationship between the Doppler frequency and inter-carrier interference will be described.
受信信号におけるドップラー周波数の影響は受信信号の周波数全体に少し平行移動することに対応する。たとえば、送信搬送波が1kHz、2kHz、…、1024kHzの周波数である1024本存在し、10Hzのドップラー周波数となる速度で移動受信を行なうと、受信時の搬送波周波数は、1.01kHz、2.01kHz、…、1024.01kHzとなる。受信機のFFTにおいては、受信搬送波の周波数は、送信搬送波の周波数と同一であればFFTの特性上直交性が保持される。すなわち、搬送波間干渉は生じず、所望の周波数軸上の信号に変換することが可能である。 The effect of the Doppler frequency on the received signal corresponds to a slight translation across the entire frequency of the received signal. For example, when there are 1024 transmission carriers having a frequency of 1 kHz, 2 kHz,..., 1024 kHz and mobile reception is performed at a speed at which the Doppler frequency is 10 Hz, the carrier frequency at the time of reception is 1.01 kHz, 2.01 kHz, ..., it becomes 1024.01 kHz. In the FFT of the receiver, if the frequency of the received carrier is the same as the frequency of the transmitted carrier, orthogonality is maintained in terms of the FFT characteristics. That is, there is no inter-carrier interference, and the signal can be converted into a signal on a desired frequency axis.
しかしながら、FFTは、1つの所定の有効シンボル期間毎にFFT処理するため送信搬送波と受信搬送波との周波数がわずかに変化すると処理する信号の連続性が乱れることになる。 However, since FFT is FFT-processed for each predetermined effective symbol period, the continuity of the signal to be processed is disturbed if the frequency of the transmission carrier and the reception carrier is slightly changed.
このような信号をFFT処理すると、高周波成分が発生してしまい他の搬送波への干渉という形で影響を与える。たとえば、一例として搬送波の基本波の1kHzについて考える。 When such a signal is subjected to FFT processing, a high frequency component is generated, which has an influence in the form of interference with other carrier waves. For example, consider 1 kHz of the fundamental wave of the carrier wave as an example.
図4は、ドップラー周波数が0Hzである場合の1kHzの基本波を説明する概念図である。 FIG. 4 is a conceptual diagram illustrating a fundamental wave of 1 kHz when the Doppler frequency is 0 Hz.
図4(a)を参照して、受信信号が1kHzのとき、1有効シンボル期間は1msecであるので、受信信号は1msecにおいて、ちょうど1周期となり、有効シンボル期間の境界部分において信号の連続性が保持される。この信号をFFT処理した場合、図4(b)に示されるように1kHzの搬送波のみに信号が現れることになる。 Referring to FIG. 4A, when the received signal is 1 kHz, one effective symbol period is 1 msec. Therefore, the received signal is exactly one cycle at 1 msec, and the continuity of the signal is at the boundary portion of the effective symbol period. Retained. When this signal is FFT processed, the signal appears only on the 1 kHz carrier as shown in FIG.
一方、図5は、ドップラー周波数が10Hzである場合の1.01kHzの基本波を説明する概念図である。 On the other hand, FIG. 5 is a conceptual diagram illustrating a fundamental wave of 1.01 kHz when the Doppler frequency is 10 Hz.
図5(a)に示されるように、受信信号が1.01kHzのとき1有効シンボル期間である1msecでは1周期を超える信号が存在する。したがって、有効シンボル期間の境界部分において信号は不連続となる。この信号をFFT処理した場合、図5(b)に示されるように1kHzの搬送波だけでなく、それ以外の周波数領域に搬送波が現れてしまい搬送波間干渉を発生する。つまり、2kHz〜5kHzの信号部分にも1kHzの信号が紛れてしまうことになる。 As shown in FIG. 5A, when the received signal is 1.01 kHz, there is a signal exceeding one period in 1 msec which is one effective symbol period. Therefore, the signal is discontinuous at the boundary portion of the effective symbol period. When this signal is subjected to FFT processing, as shown in FIG. 5B, not only a 1 kHz carrier wave but also a carrier wave appears in other frequency regions, thereby generating inter-carrier interference. That is, the signal of 1 kHz is also lost in the signal portion of 2 kHz to 5 kHz.
したがって、移動体が受信するドップラー周波数を考慮して、受信した信号の信頼度を示す信頼性情報を生成する必要がある。 Therefore, it is necessary to generate reliability information indicating the reliability of the received signal in consideration of the Doppler frequency received by the mobile unit.
本発明の実施の形態1においては、たとえば受信状況として移動体における移動受信の際に、一例として2種類の信頼性情報を生成して、移動体の速度に応じて信用性の高い信頼性情報を生成する方式について以下に説明する。
In
まず、第2の信頼性情報生成ユニットにおける信頼性情報の生成について説明する。 First, generation of reliability information in the second reliability information generation unit will be described.
受信信号には、マルチパス、干渉、雑音等の影響で信頼性の低くなった搬送波が存在する。 In the received signal, there is a carrier wave having low reliability due to the influence of multipath, interference, noise, and the like.
第2の信頼性情報生成ユニットは、SP信号の分散より各搬送波の信頼性の高さを検出する。時間方向の伝送路特性の変化が少ない場合すなわち固定受信においてはSP信号の分散の変動はほとんどない。したがって、この方式により固定受信に適した信頼性情報を得ることができる。 The second reliability information generation unit detects the high reliability of each carrier wave from the dispersion of the SP signal. In the case where there is little change in the transmission path characteristics in the time direction, that is, in the fixed reception, there is almost no fluctuation of the SP signal dispersion. Therefore, reliability information suitable for fixed reception can be obtained by this method.
具体的にはSP信号の分散から信頼度Rを算出する。受信したSP信号の受信レベルをI(t,f)、Q(t,f)としたときの信頼度Rは次式から算出することができる。tは時間、fは周波数を示すものとする。 Specifically, the reliability R is calculated from the dispersion of the SP signal. The reliability R when the reception level of the received SP signal is I (t, f), Q (t, f) can be calculated from the following equation. t is time and f is frequency.
ただし、Aはしきい値を含む係数、Iref(f)、Qref(f)は、受信信号I(t,f)、Q(t,f)の時間方向の平均値である。 However, A is a coefficient including a threshold value, and Iref (f) and Qref (f) are average values in the time direction of the received signals I (t, f) and Q (t, f).
上式の分子は、受信レベルの平均値を示し、受信振幅が大きいほど信頼度Rは大きくなる。また上式の分母は分散を示し妨害が大きいほど信頼度Rは小さくなる。すなわち、第2の信頼性情報生成ユニット51は、シンボル内に周期的に位置しているSP信号に着目し、SP信号のレベルの平均値を算出し、各SP信号のレベルと比較してそのSP信号の信頼度を検出する。
The numerator of the above formula indicates the average value of the reception level, and the reliability R increases as the reception amplitude increases. The denominator of the above equation shows dispersion, and the greater the disturbance, the smaller the reliability R. That is, the second reliability
第2の信頼性情報生成ユニットは、検出したこの信頼度Rに基づいて受信信号の信頼性情報を生成する。例えば、この信頼度Rと所定のしきい値とを比較して分類することにより受信信号の信頼性情報を生成することができる。 The second reliability information generating unit generates reliability information of the received signal based on the detected reliability R. For example, the reliability information of the received signal can be generated by classifying the reliability R with a predetermined threshold value.
図6は、一例として、信頼性情報としてビタビ復号部15で用いられるビタビ軟判定の重み付けに反映できるような3ビット程度の信号に符号化した場合を説明する図である。ここでは、信頼度Rと4つのしきい値とを比較することにより、5つに分類することができる。
FIG. 6 is a diagram for explaining an example of encoding into a signal of about 3 bits that can be reflected in the Viterbi soft decision weighting used in the
図6に示されるように、信頼性情報信号(3ビット)として与えられる信号の最上位ビットが1である場合には信頼できないものとする。下位の2ビットの組合せに基づいて、その信頼性の度合を判断する。たとえば、下位2ビットが「11」であれば信頼できる場合とし、「10」であれば補正が必要であり、その補正の程度は小さいものであると判別する。また、「01」であれば補正が必要であり、その補正の程度は中くらいであるものと判別する。また「00」である場合には補正が必要であり、その補正の程度は大きいものであると判別する。 As shown in FIG. 6, when the most significant bit of the signal given as the reliability information signal (3 bits) is 1, it is assumed that the signal is not reliable. The degree of reliability is determined based on the combination of the lower two bits. For example, if the lower 2 bits are “11”, it is determined to be reliable, and if “10”, correction is necessary, and it is determined that the degree of correction is small. If “01”, correction is necessary, and it is determined that the degree of correction is medium. If it is “00”, correction is necessary, and it is determined that the degree of correction is large.
このように受信信号の信頼度を示す信頼性情報をビタビ復号部15に出力することによりビタビ軟判定における誤り訂正処理能力を向上させることができる。
Thus, by outputting the reliability information indicating the reliability of the received signal to the
次に、第1の信頼性情報生成ユニットの信頼性情報の生成について説明する。 Next, generation of reliability information of the first reliability information generation unit will be described.
第1の信頼性情報生成ユニットは、入力される伝送路推定情報の出力電力を算出する。そして、算出した電力値と複数のしきい値となる電力値との比較に基づいて信頼性情報を生成する。時間的に伝送路特性が変化する場合、抽出されたSP信号を伝送路推定部41で補間処理することにより得られる伝送路推定情報の出力電力値はそれに追従して変化する。したがって、この方式により移動受信に適した信頼性情報を得ることができる。
The first reliability information generation unit calculates the output power of the input channel estimation information. And reliability information is produced | generated based on the comparison with the electric power value used as the calculated electric power value and a some threshold value. When the transmission path characteristic changes with time, the output power value of the transmission path estimation information obtained by performing interpolation processing on the extracted SP signal by the transmission
たとえば、一例として、4つのしきい値となる電力値を設けて、それと算出した電力値とを比較して分類することにより、図6で説明したビタビ復号の軟判定に用いる3ビットの重み付けに符号化した信頼性情報を生成することができる。 For example, as an example, four power values serving as threshold values are provided, and the calculated power values are compared and classified, whereby the 3-bit weighting used for the soft decision of the Viterbi decoding described in FIG. Encoded reliability information can be generated.
図7は、ドップラー周波数推定部52を説明する概略ブロック図である。
FIG. 7 is a schematic block diagram illustrating the Doppler
図7を参照して、ドップラー周波数推定部52は、メモリ60と、相関部61と、加算部62と、フィルタ63と、判定部64とを含む。ここで本発明の実施の形態に従うドップラー周波数推定の算出方式について図3を用いて説明する。
Referring to FIG. 7, Doppler
mシンボル目のk番目の搬送波の実軸成分と虚軸成分をそれぞれId(m,k)、Qd(m,k)と記述する。パイロットSP抽出部40で抽出されたSP信号をメモリ60に4シンボル分蓄積する。たとえば図3の4番目のシンボルに対して算出する場合を考えると、搬送波の0番目、12番目、…というように、12搬送波ごとに0番目のシンボルにある同一搬送波のSP信号との相関を相関部61で算出する。相関算出には、差動復調の実数部を用いてi番目の搬送波SPの相関計算は、次式のように算出される。
The real axis component and the imaginary axis component of the kth carrier of the mth symbol are described as Id (m, k) and Qd (m, k), respectively. The SP signal extracted by the pilot
ドップラー周波数が小さい場合には、Id(0,i)とId(4,i)、Qd(0,i)とQd(4,i)はどちらもほぼ同じ値になるため、相関値はある程度の大きさを有する。 When the Doppler frequency is small, Id (0, i) and Id (4, i) and Qd (0, i) and Qd (4, i) are almost the same value. Have a size.
相関部61で12サブキャリアごとに算出した相関値は加算部62で1シンボル分加算される。この加算した結果は、1シンボルごとに値が確定する。
The correlation value calculated every 12 subcarriers by the
フィルタ63のフィルタ構成はローパスフィルタであり、シンボルごとに動作して、加算値の高周波ノイズを除去する。
The filter configuration of the
判定部64は、フィルタ63の出力を適当な所定のしきい値と比較し、しきい値より大きければ相関が大きいすなわちドップラー周波数は低いと判断し、その逆の場合は相関が小さいすなわちドップラー周波数が高いと判断する。
The
判定部64は、この判定結果に基づく制御信号を信頼性情報選択回路53に出力する。
The
次に、相関値とドップラー周波数との関係について説明する。 Next, the relationship between the correlation value and the Doppler frequency will be described.
「OFDMにおけるドップラーシフトの影響の解析とその軽減法の検討」(映像情報メディア学会技術報告Vol21.No.52.PP.1-5 BCS'97 47(Sep.1997))の文献においては、OFDM方式における受信信号としてドップラー信号がどのような影響を受けるかが示されており、受信信号として文献中に式(9)として示されている。 In the literature of "Analysis of Doppler shift effect in OFDM and examination of mitigation methods" (Technical Report Vol.21 No.52.PP.1-5 BCS'97 47 (Sep.1997)) It shows how the Doppler signal is affected as a received signal in the system, and is shown in the literature as equation (9) as a received signal.
そして、この受信信号を離散フーリエ変換することによって復元した信号が文献中に式(10)として示されている。 A signal restored by performing a discrete Fourier transform on this received signal is shown in the literature as equation (10).
当該文献にも示されているように上式の第2項がチャネル間干渉成分すなわち搬送波間干渉成分に相当する。搬送波間干渉成分は、シンボルが異なると送信信号d(l,n)が変化するためいわゆるコンスタレーション上の位置も変化する。したがって、同一搬送波間においてもコンスタレーション上の位置にはズレが生じる。したがって、同一搬送波のSP信号を用いて、相関演算を行なうとドップラー周波数が高ければ相関値が小さくなり、ドップラー周波数が低ければ相関値は大きくなる。このことはシミュレーションからも確認することができる。なお、しきい値に対応するドップラー周波数については、信頼性情報選択回路53において信頼性情報を切り換えることにより受信性能が改善するように設定する。
As shown in this document, the second term in the above equation corresponds to an interchannel interference component, that is, an intercarrier interference component. The inter-carrier interference component changes the position on the so-called constellation because the transmission signal d (l, n) changes when the symbols are different. Therefore, deviation occurs in the position on the constellation even between the same carrier waves. Therefore, when correlation calculation is performed using SP signals of the same carrier wave, the correlation value decreases if the Doppler frequency is high, and the correlation value increases if the Doppler frequency is low. This can also be confirmed from the simulation. Note that the Doppler frequency corresponding to the threshold is set so that the reception performance is improved by switching the reliability information in the reliability
信頼性情報選択回路53は、判定部64により生成される制御信号に基づいて第1および第2の信頼性情報生成ユニットから出力される信頼性情報を選択して出力する。具体的には、ドップラー周波数が低いすなわち移動体の速度が遅い場合には、第2の信頼性情報生成ユニットの信頼性情報を選択して出力する。一方、ドップラー周波数が高いすなわち移動体の速度が速い場合には、第1の信頼性情報生成ユニットの信頼性情報を選択して出力する。
The reliability
本発明の実施の形態1に従う方式により、たとえば受信状況として移動体における移動受信の際に、移動体の移動時の速度の速いもしくは遅いに応じて適切な信頼性情報を生成し、選択することができる。 According to the method according to the first embodiment of the present invention, for example, when receiving a mobile object as a reception situation, appropriate reliability information is generated and selected according to whether the moving object is fast or slow when moving. Can do.
したがって、この信頼性情報を用いることにより、ビタビ復号における誤り訂正処理能力を向上させることができる。すなわち、移動体での受信性能の向上を図ることができる。 Therefore, by using this reliability information, the error correction processing capability in Viterbi decoding can be improved. That is, it is possible to improve the reception performance of the mobile body.
(実施の形態2)
上記の実施の形態1においては、ドップラー周波数推定により受信状況として移動体における移動受信の際に信頼性情報を切換える方式について説明した。本発明の実施の形態2においては、マルチパスの影響を受けやすい受信状況たとえばビル群に囲まれているような状況等において信頼性情報を切換える方式について説明する。
(Embodiment 2)
In the first embodiment described above, the method of switching the reliability information at the time of mobile reception in the mobile body as the reception status by Doppler frequency estimation has been described. In the second embodiment of the present invention, a method of switching reliability information in a reception situation that is easily affected by multipath, for example, a situation surrounded by a group of buildings, will be described.
図8は、本発明の実施の形態2に従う等化6と信頼性情報生成回路10♯とを説明する概念図である。
FIG. 8 is a conceptual
図8を参照して、図2で説明した構成と比較して異なる点は、信頼性情報生成部10を信頼性情報生成部10♯に変更した点である。その他の点は、図2で説明したのと同様であるのでその詳細な説明は繰返さない。
Referring to FIG. 8, the difference from the configuration described in FIG. 2 is that reliability
本発明の実施の形態2に従う信頼性情報生成部10♯は、第1の信頼性情報生成ユニット50と、第2の信頼性情報生成ユニット51と、信頼性情報選択部53と、遅延時間推定部54とを含む。第1および第2の信頼性情報生成ユニット51,52および信頼性情報選択部53については上述したのと同様であるのでその詳細な説明は繰返さない。
Reliability
ここで、遅延時間推定部54の動作について説明する。
Here, the operation of the delay
図9は、遅延時間推定部54を説明する概略ブロック図である。
FIG. 9 is a schematic block diagram illustrating the delay
図9を参照して、遅延時間推定部54は、メモリ70と、相関部71と、加算部72と、フィルタ73と、判定部74とを含む。
Referring to FIG. 9, delay
次に遅延時間推定の算出方式について図3を用いて説明する。 Next, a delay time estimation calculation method will be described with reference to FIG.
パイロットSP抽出部40は、抽出したSP信号をメモリ70に出力する。メモリ70は、抽出されたSP信号を1シンボル分蓄積する。
The pilot
たとえば、4シンボル目に対して算出する場合を考えると、サブキャリアの0番目、12番目、…というように12サブキャリアごとに存在するSP信号をメモリ70に蓄積する。i番目のサブキャリアにあるSP信号と(i+12)番目のサブキャリアにあるSP信号の相関を相関部71で算出する。相関算出には、差動復調の実数部を用いてi番目のサブキャリアであるSP信号の相関計算は次式により計算することができる。
For example, considering the calculation for the fourth symbol, SP signals existing every 12 subcarriers such as 0th, 12th,... Of subcarriers are stored in the
遅延時間が小さい場合には、Id(4,i)とId(4,i+12)、Qd(4,i)とQd(4,i+12)はどちらもほぼ同じ値であるため、相関値はある程度の大きさを有する。 When the delay time is small, Id (4, i) and Id (4, i + 12) and Qd (4, i) and Qd (4, i + 12) are almost the same value. Have a size.
相関部71でSP信号ごとに算出した相関値は、加算部72で1シンボル分加算される。
The correlation value calculated for each SP signal by the
加算部72を通過した加算値は1シンボルごとに値が確定する。
The added value that has passed through the adding
フィルタ73のフィルタ構成はローパスフィルタであり、1シンボルごとに動作し、加算値の高周波ノイズを除去する。
The filter configuration of the
判定74は、フィルタ73の出力を適当なしきい値と比較し、しきい値より大きければ相関値が大きいと判断し、しきい値より小さければ相関値が小さいと判断し、この判定結果を信頼性情報選択回路53に出力する。
In the
次に、相関値と遅延時間との関係について説明する。 Next, the relationship between the correlation value and the delay time will be described.
上記文献の式(8)を用いて考える。fd,Δfは、ドップラー周波数に関係する値であり、遅延時間のみを考慮して考えると、fd=Δf=0として扱うことができる。 Consider the equation (8) in the above document. fd and Δf are values related to the Doppler frequency, and can be handled as fd = Δf = 0 when considering only the delay time.
これにより、次式の如く変形することができる。 Thereby, it can deform | transform like following Formula.
この受信信号に対して上述した離散フーリエ変換をする。なお、遅延時間がガードインターバル期間以内の場合、FFTの出力信号に位相に現れる。カードインターバル期間を超える場合は、システム上ほとんど発生しないためここでは考慮しないものとする。遅延期間がガードインターバル期間以内であれば文献に示される式(10)の第2項は無視することができるため変形すると次式となる。 The discrete Fourier transform described above is performed on this received signal. If the delay time is within the guard interval period, it appears in phase in the output signal of the FFT. When the card interval period is exceeded, it hardly occurs in the system, so it is not considered here. If the delay period is within the guard interval period, the second term of the equation (10) shown in the literature can be ignored, so that if it is modified, the following equation is obtained.
ここで、ノイズN(l,m)を無視すると、コンスタレーション上では、受信信号がd(l,m)の位置を中心とした半径γの円上を回転する点になる。ここで上式の括弧内である Here, if the noise N (l, m) is ignored, on the constellation, the received signal rotates on a circle having a radius γ with the position of d (l, m) as the center. Where in parentheses above
内にはfmなる搬送波mのみに依存した値があることから、同一シンボルに含まれるSP信号のコンスタレーション上の位置関係を比較することにより、遅延時間の大小の判定が可能となる。 Since there is a value depending on only the carrier wave m, which is fm, it is possible to determine the magnitude of the delay time by comparing the positional relationship on the constellation of SP signals included in the same symbol.
したがって、上式で示した相関算出式により遅延時間の大小は確認可能であり、相関値が大きければ遅延時間が小さく、相関値が小さければ遅延時間が大きいことになる。たとえば、障害物に囲まれている状況においては、障害物を電波が反射することにより複数の電波の経路(マルチパス)が生じ、直接波(送信アンテナから直接受信機に到達する電波)と遅延波(障害物等で反射して遅れて受信機に到達する電波)との差が大きくなる。すなわち遅延時間が大きくなる。 Therefore, the magnitude of the delay time can be confirmed by the correlation calculation formula shown above, and if the correlation value is large, the delay time is small, and if the correlation value is small, the delay time is large. For example, in a situation surrounded by obstacles, the radio waves reflected on the obstacles cause multiple radio wave paths (multipath), and direct waves (radio waves that reach the receiver directly from the transmitting antenna) and delays. The difference from a wave (a radio wave that arrives at the receiver after being reflected by an obstacle or the like) increases. That is, the delay time increases.
本実施の形態2においては、遅延時間推定部54を用いて遅延時間を推定する具体的には、遅延時間の大きいもしくは小さいにより、マルチパスの影響の度合を判定して適切な信頼性情報を生成し、選択することができる。
In the second embodiment, the delay time is estimated using the delay
したがって、この信頼性情報を用いることにより、ビタビ復号における誤り訂正処理能力を向上させることができる。すなわち、受信状況に応じて受信性能の向上を図ることができる。 Therefore, by using this reliability information, the error correction processing capability in Viterbi decoding can be improved. That is, it is possible to improve the reception performance according to the reception status.
(実施の形態2の変形例)
本発明の実施の形態2の変形例においては、別の遅延時間の推定方式について説明する。
(Modification of Embodiment 2)
In the modification of the second embodiment of the present invention, another delay time estimation method will be described.
本発明の実施の形態2の変形例においては、抽出したSP信号よりシンボルごとにFFT処理し、遅延プロファイルを求めて各パスの遅延時間を算出するという方式について説明する。 In the modification of the second embodiment of the present invention, a method of performing FFT processing for each symbol from the extracted SP signal, obtaining a delay profile, and calculating the delay time of each path will be described.
以下において、その方式について説明する。 The method will be described below.
図10は、本発明の実施の形態2の変形例に従う遅延時間推定部54♯を説明する概念図である。
FIG. 10 is a conceptual diagram illustrating delay
パイロットSP抽出40より抽出されたSP信号は、抽出されたSP信号をシンボルごとにFFT80に入力する。FFT80では、入力されたSP信号を時間領域信号と見なし、周波数領域信号に変換することで遅延プロファイルを出力する。
The SP signal extracted by
図11は、遅延プロファイルを説明する概念図である。 FIG. 11 is a conceptual diagram illustrating a delay profile.
遅延プロファイルとは、遅延波の遅延時間に対する電力を表わす伝搬特性のことである。 The delay profile is a propagation characteristic representing the power with respect to the delay time of the delayed wave.
図11から明らかなように、FFT80の出力信号には、直接波(遅延時間が0)以外に、遅延時間が異なる複数の遅延波が含まれている。この遅延プロファイルをフィルタ81で複数シンボルにわたって平均化することにより遅延時間を推定することができる。判定82は、平均化された遅延波の遅延時間に所定のしきい値τよりも大きい方に遅延波の最大レベルのものが含まれていれば、遅延時間が大きいと判定し、判定結果を信頼性情報選択回路53に出力する。
As apparent from FIG. 11, the output signal of the
本発明の実施の形態2の変形例に従う遅延時間推定部54#においても、実施の形態2と同様の効果を得ることができる。
Also in delay
なお、上記の実施の形態1および2においては、それぞれドップラー周波数と遅延時間を推定することにより、信頼性情報を切り換える構成についてそれぞれ説明してきた。すなわち、上述したようにドップラー周波数と遅延時間とを独立したものとして説明してきたが、ドップラー周波数および遅延時間の推定を同時に行ない、その得られた推定結果に基づいて信頼性情報選択回路53における信頼性情報の選択動作を実行することも可能である。
In the first and second embodiments, the configurations for switching the reliability information by estimating the Doppler frequency and the delay time have been described. In other words, as described above, the Doppler frequency and the delay time have been described as independent. However, the Doppler frequency and the delay time are estimated at the same time, and the reliability in the reliability
(実施の形態3)
上記の実施の形態1および2においては、信頼性情報をビタビ復号等の誤り処理に用いる方式について説明した。
(Embodiment 3)
In the above first and second embodiments, the method of using reliability information for error processing such as Viterbi decoding has been described.
本発明の実施の形態3においては、上述した信頼性情報をダイバーシティ合成に用いる場合について説明する。 In the third embodiment of the present invention, a case where the above-described reliability information is used for diversity combining will be described.
図12は、本発明の実施の形態3に従うデジタル受信機110の構成を説明する概略ブロック図である。
FIG. 12 is a schematic block diagram illustrating a configuration of
図12を参照して、本発明の実施の形態3に従うデジタル受信機110は、図1で説明したデジタル受信機100と比較して、同期変調部20と同様の構成である同期変調部20♯をさらに設け、ダイバーシティ回路30を設けた点が異なる。なお、同期変調部20および20♯は同一の構成であるのでその詳細な説明は繰返さない。
Referring to FIG. 12,
たとえば、移動体受信では、送信された電波はフェージングの影響を受けるため受信電力が大きく変動し、高品質な伝送を維持することが困難である。フェージングによる品質劣化を軽減する方式としてダイバーシティ受信という技術がある。この技術は、独立な複数の信号を受信し、これらを適切に用いることによりフェージング変動を軽減し、高品質な伝送を実現する。フェージング変動を軽減する手段としていわゆるダイバーシティ回路が用いられる。ダイバーシティ回路は、独立な複数の信号を適切に合成する。一般的に、選択合成、等利得合成、最大比合成の3種類が基本としてダイバーシティ回路において行なわれる。 For example, in mobile reception, since the transmitted radio wave is affected by fading, the received power fluctuates greatly, and it is difficult to maintain high-quality transmission. There is a technique called diversity reception as a method for reducing quality degradation due to fading. This technique receives a plurality of independent signals and appropriately uses them to reduce fading fluctuations and realize high-quality transmission. A so-called diversity circuit is used as means for reducing the fading fluctuation. The diversity circuit appropriately combines a plurality of independent signals. In general, three types of selection combining, equal gain combining, and maximum ratio combining are basically performed in the diversity circuit.
たとえば、選択合成は複数の受信信号のうち最も劣化の少ない信号を選択して出力し、その他の信号は使用しない合成方式である。 For example, the selective combining is a combining method that selects and outputs a signal having the least deterioration among a plurality of received signals, and does not use other signals.
本発明の実施の形態3に従うデジタル受信機において、信頼性情報生成回路から出力される受信信号の信頼度を示す信頼性情報を用いてダイバーシティ回路における合成処理を実行する。 In the digital receiver according to the third embodiment of the present invention, the combining process in the diversity circuit is executed using the reliability information indicating the reliability of the received signal output from the reliability information generating circuit.
具体的には、図6で説明したようにビタビ復号の際に用いた受信信号の信頼度を示す3ビット信号を用いることができる。この3ビットの信号により、例えば選択合成において、最も劣化の少ない信号を選択して出力することができる。あるいは、この3ビット信号の重み付けに比例して、合成の比率を変更等することにより劣化の少ない信号を合成することも可能である。これにより、最も劣化の少ない信号を選択して受信性能の向上を図ることができる。なお、このダイバーシティ回路30を介して、最も信頼性の高い信頼性情報をビタビ復号部15に出力することができる。
Specifically, as described with reference to FIG. 6, it is possible to use a 3-bit signal indicating the reliability of the received signal used for Viterbi decoding. With this 3-bit signal, it is possible to select and output a signal with the least deterioration in, for example, selective synthesis. Alternatively, it is possible to synthesize a signal with little deterioration by changing the synthesis ratio in proportion to the weighting of the 3-bit signal. As a result, it is possible to improve the reception performance by selecting the signal with the least deterioration. Note that the reliability information with the highest reliability can be output to the
したがって、本発明の実施の形態3に従う構成において、受信信号の信頼度を示す信頼性情報を用いることにより、ダイバーシティ回路における合成処理を向上させることができる。すなわち、受信状況に応じて受信性能をさらに向上させることができる。 Therefore, in the configuration according to the third embodiment of the present invention, the combining process in the diversity circuit can be improved by using the reliability information indicating the reliability of the received signal. That is, the reception performance can be further improved according to the reception status.
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。 The embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the description above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.
1 チューナ、2 A/D回路、3 ヒルベルト変換部、4 第1キャリア同期部、5,80 FFT、6 等化部、7 シンボル同期部、8 クロック同期部、9 第2キャリア同期部、10,10# 信頼性情報生成部、11 周波数デインタリーブ、12 時間デインタリーブ、13 デマッピング、14 ビットデインタリーブ、15 ビタビ復号部、16 バイトデインタリーブ、17 TS再生部、18 RS復号部、20,20# 同期変調部、30 ダイバーシティ回路、40 パイロットSP抽出部、41 伝送路推定部、42 除算部、50 第1の信頼性情報生成ユニット、51 第2の信頼性情報生成ユニット、52 ドップラー周波数推定部、53 信頼性情報選択回路、54,54# 遅延時間推定部、60,70 メモリ、61,71 相関部、62,72 加算部、63,73,81 フィルタ、64,74,82 判定部、100,110 デジタル受信機。
1 tuner, 2 A / D circuit, 3 Hilbert conversion unit, 4 first carrier synchronization unit, 5,80 FFT, 6 equalization unit, 7 symbol synchronization unit, 8 clock synchronization unit, 9 second carrier synchronization unit, 10, 10 # reliability information generator, 11 frequency deinterleave, 12 time deinterleave, 13 demapping, 14 bit deinterleave, 15 Viterbi decoder, 16 byte deinterleave, 17 TS playback unit, 18 RS decoder, 20, 20 # Synchronous modulation unit, 30 diversity circuit, 40 pilot SP extraction unit, 41 transmission path estimation unit, 42 division unit, 50 first reliability information generation unit, 51 second reliability information generation unit, 52 Doppler
Claims (9)
前記デジタル変調波信号の特性を示すために受信した前記デジタル変調波信号内に所定パターンに従って挿入されたパイロット信号を抽出する抽出部と、
前記抽出部により抽出されたパイロット信号に基づいて受信した前記デジタル変調波信号の信頼度を示す情報を生成するための信頼性情報生成回路と、
前記信頼性情報生成回路からの前記情報に基づいて信号処理を実行する信号処理回路とを備え、
前記信頼性情報生成回路は、
各々が、互いに異なる処理方式に従って、信頼性情報を生成する複数の信頼性情報生成ユニットと、
前記デジタル受信機の受信状態に応じて前記複数の信頼性情報生成ユニットが生成する信頼性情報のうちの一つを選択するための制御回路とを含む、デジタル受信機。 A digital receiver for receiving a digital modulated wave signal,
An extraction unit for extracting a pilot signal inserted in accordance with a predetermined pattern in the received digital modulated wave signal in order to indicate the characteristics of the digital modulated wave signal;
A reliability information generation circuit for generating information indicating the reliability of the digital modulated wave signal received based on the pilot signal extracted by the extraction unit;
A signal processing circuit that performs signal processing based on the information from the reliability information generation circuit,
The reliability information generation circuit includes:
A plurality of reliability information generating units each generating reliability information according to different processing methods;
And a control circuit for selecting one of reliability information generated by the plurality of reliability information generation units according to a reception state of the digital receiver.
前記信頼性情報生成回路は、
前記抽出部により抽出された前記パイロット信号の分散に基づく第1の信頼性情報を生成する第1の信頼性情報生成ユニットと、
前記伝送路推定部における推定結果に基づく第2の信頼性情報を生成する第2の信頼性情報生成ユニットとを含み、
前記制御回路は、前記パイロット信号に基づいて前記デジタル受信機の移動に伴うドップラー周波数を推定し、推定結果に基づいて、第1および第2の信頼性情報生成ユニットから出力された第1および第2の信頼性情報のうちのいずれか一方を選択する、請求項1記載のデジタル受信機。 A transmission path estimation unit for estimating a transmission path state in which the digital modulated wave signal is transmitted based on the pilot signal;
The reliability information generation circuit includes:
A first reliability information generation unit that generates first reliability information based on a variance of the pilot signal extracted by the extraction unit;
A second reliability information generation unit that generates second reliability information based on an estimation result in the transmission path estimation unit;
The control circuit estimates a Doppler frequency associated with movement of the digital receiver based on the pilot signal, and outputs the first and second reliability information generation units output from the first and second reliability information generation units based on the estimation result. The digital receiver according to claim 1, wherein one of the two pieces of reliability information is selected.
前記信頼性情報生成回路は、
前記抽出部により抽出された前記パイロット信号の分散に基づく第1の信頼性情報を生成する第1の信頼性情報生成ユニットと、
前記伝送路推定部における推定結果に基づく第2の信頼性情報を生成する第2の信頼性情報生成ユニットとを含み、
前記制御回路は、前記パイロット信号に基づいて前記デジタル受信機で受信する信号の遅延時間を推定し、推定結果に基づいて、第1および第2の信頼性情報生成ユニットから出力された第1および第2の信頼性情報のうちのいずれか一方を選択する、請求項1記載のデジタル受信機。 A transmission path estimation unit for estimating a transmission path state in which the digital modulated wave signal is transmitted based on the pilot signal;
The reliability information generation circuit includes:
A first reliability information generation unit that generates first reliability information based on a variance of the pilot signal extracted by the extraction unit;
A second reliability information generation unit that generates second reliability information based on an estimation result in the transmission path estimation unit;
The control circuit estimates a delay time of a signal received by the digital receiver based on the pilot signal, and outputs first and second reliability information generation units output from the first and second reliability information generation units based on the estimation result. The digital receiver according to claim 1, wherein any one of the second reliability information is selected.
前記ビタビ復号回路は、前記信頼性情報の重み付けに従って所定の誤り訂正処理を実行する、請求項1記載のデジタル受信機。 The signal processing circuit corresponds to a Viterbi decoding circuit,
The digital receiver according to claim 1, wherein the Viterbi decoding circuit executes a predetermined error correction process according to the weighting of the reliability information.
前記ダイバーシティ回路は、前記信頼性情報に基づいて所定の方式に従って合成処理を実行する、請求項1記載のデジタル受信機。 The signal processing circuit corresponds to a diversity circuit for combining a plurality of digital modulation wave signals to be received,
The digital receiver according to claim 1, wherein the diversity circuit executes a combining process according to a predetermined method based on the reliability information.
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