JP5624527B2 - Single carrier receiver - Google Patents

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Description

本発明は、放送または通信等の無線伝送システムで使用されるシングルキャリアの受信装置に係わり、特に、周波数領域で等化及び合成処理を行うシングルキャリア受信装置のブロック同期技術に関する。   The present invention relates to a single carrier receiver used in a radio transmission system such as broadcasting or communication, and more particularly to a block synchronization technique of a single carrier receiver that performs equalization and synthesis processing in the frequency domain.

従来、無線伝送技術において、周波数領域で等化及び合成を行うシングルキャリア方式が提案されている（非特許文献１）。このシングルキャリア方式は、ブロック単位でチャネル推定、等化及び合成を行うことができるため、同じく周波数領域で等化及び合成を行うＯＦＤＭ方式のように、移動伝送時の高速なチャネル変動に追従することができる。一方で、シングルキャリア方式では、送信信号のピーク電力と平均電力との間の差が小さいため、ＯＦＤＭ方式に比べて増幅器の電力効率が優れている。周波数領域で等化及び合成を行うシングルキャリア方式では、ブロックの先頭を検出するブロック同期を行って、チャネル推定用のユニークワード及びデータを抽出し、フーリエ変換により周波数領域に変換して処理する。   Conventionally, in the radio transmission technology, a single carrier scheme that performs equalization and synthesis in the frequency domain has been proposed (Non-Patent Document 1). Since this single carrier scheme can perform channel estimation, equalization and synthesis in units of blocks, it follows high-speed channel fluctuations during mobile transmission like the OFDM scheme which also performs equalization and synthesis in the frequency domain. be able to. On the other hand, in the single carrier method, the difference between the peak power and the average power of the transmission signal is small, so that the power efficiency of the amplifier is superior to the OFDM method. In the single carrier method that performs equalization and synthesis in the frequency domain, block synchronization for detecting the head of a block is performed, a unique word and data for channel estimation are extracted, and converted into the frequency domain by Fourier transform and processed.

シングルキャリア方式でも、ＯＦＤＭ方式と同じようにガードインターバルを設けて、マルチパス環境におけるブロック間干渉を防ぐことができる。しかし、ブロック同期が適切に行われない場合には、ブロック間干渉が生じて誤り率特性が極端に劣化してしまう。   Even in the single carrier scheme, a guard interval can be provided as in the OFDM scheme to prevent inter-block interference in a multipath environment. However, if block synchronization is not performed properly, inter-block interference occurs and the error rate characteristics are extremely deteriorated.

図２は、シングルキャリア方式における送信シンボルの構成を示す図である。この送信シンボルの構成は、非特許文献１に記載されたものであり、シングルキャリア送信装置によってこの構成の送信シンボルが生成され送信される。シングルキャリア受信装置は、この構成の送信シンボルを受信することにより、周波数領域において等化及び合成処理を行う。図２において、１ブロックの送信シンボルは、データシンボルと、データシンボルの前後に挿入（配置）されるユニークワードシンボルとにより構成される。データシンボルの前に挿入されるユニークワードシンボルと、データシンボルの後に挿入されるユニークワードシンボルとは、同一かつ既知の情報である。ユニークワードシンボルのシンボル数（ポイント数）はＮであり、データシンボルのシンボル数は（Ｍ−Ｎ）であり、データシンボル及び１つのユニークワードシンボルのシンボル数は、合計でＭである。ここで、Ｍ，Ｎは正の整数であり、Ｍ＞Ｎである。シングルキャリア送信装置は、データシンボルと、データシンボルの前後に挿入したユニークワードシンボルとからなるブロックを構成し、このブロックを連続して繰り返した送信系列のシンボルを変調信号としてシングルキャリアを直交変調しＲＦ信号（無線信号）として送信する。   FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration of transmission symbols in the single carrier scheme. The configuration of this transmission symbol is described in Non-Patent Document 1, and a transmission symbol having this configuration is generated and transmitted by a single carrier transmission apparatus. The single carrier receiver performs equalization and synthesis processing in the frequency domain by receiving the transmission symbol having this configuration. In FIG. 2, one block of transmission symbols includes data symbols and unique word symbols inserted (arranged) before and after the data symbols. The unique word symbol inserted before the data symbol and the unique word symbol inserted after the data symbol are the same and known information. The number of unique word symbols (number of points) is N, the number of data symbols is (MN), and the number of data symbols and one unique word symbol is M in total. Here, M and N are positive integers, and M> N. A single carrier transmission apparatus configures a block composed of data symbols and unique word symbols inserted before and after the data symbol, and orthogonally modulates the single carrier using a transmission sequence symbol obtained by continuously repeating this block as a modulation signal. Transmit as an RF signal (wireless signal).

図１０は、従来のシングルキャリア受信装置におけるブロック同期部の構成を示すブロック図である。シングルキャリア受信装置は、シングルキャリア送信装置から送信されたシングルキャリアのＲＦ信号を受信し、ブロック同期部２６においてブロック同期の処理を行う。このブロック同期部２６は、複素共役化部１０１、Ｎシンボル遅延部１０２、複素乗算部１０３、Ｎシンボル積分部１０４、ピーク検出部１０５及びブロック抽出部１０６を備えている。ブロック同期部２６は、ベースバンドの実部及び虚部の受信信号に対しブロック同期処理を行い、ブロック同期した受信信号ｙｉ（ｔ）、同期ポイント及び同期ポイントの位相φを求める。以下、ブロック同期部２６の各構成部について説明する。 FIG. 10 is a block diagram illustrating a configuration of a block synchronization unit in a conventional single carrier receiver. The single carrier receiver receives the single carrier RF signal transmitted from the single carrier transmitter, and performs block synchronization processing in the block synchronization unit 26. The block synchronization unit 26 includes a complex conjugation unit 101, an N symbol delay unit 102, a complex multiplication unit 103, an N symbol integration unit 104, a peak detection unit 105, and a block extraction unit 106. The block synchronization unit 26 performs block synchronization processing on the baseband real part and imaginary part reception signals, and obtains the block-synchronized reception signal y i (t), the synchronization point, and the phase φ of the synchronization point. Hereinafter, each component of the block synchronization unit 26 will be described.

複素共役化部１０１は、受信信号を入力し、受信信号の複素共役を計算し、Ｎシンボル遅延部１０２に出力する。Ｎシンボル遅延部１０２は、複素共役化部１０１から複素共役の信号を入力し、Ｎシンボル遅延させて複素乗算部１０３に出力する。   Complex conjugate section 101 receives the received signal, calculates the complex conjugate of the received signal, and outputs it to N symbol delay section 102. The N symbol delay unit 102 receives the complex conjugate signal from the complex conjugate unit 101, delays it by N symbols, and outputs it to the complex multiplier 103.

複素乗算部１０３は、受信信号を入力すると共に、Ｎシンボル遅延部１０２からＮシンボル遅延した複素共役の信号を入力し、複素乗算を行い、Ｎシンボル積分部１０４に出力する。Ｎシンボル積分部１０４は、複素乗算部１０３から複素乗算された受信信号を入力し、Ｎシンボル分積分し、積分信号をピーク検出部１０５に出力する。ここで、積分信号は、積分処理するＮシンボルにおいて、ユニークワードシンボルの信号同士の積分処理数が多いほど、大きい電力値を有することになり、ユニークワードシンボルの信号同士の積分処理数が少ないほど、小さい電力値を有することになる。   Complex multiplier 103 receives the received signal and also inputs a complex conjugate signal delayed by N symbols from N symbol delay unit 102, performs complex multiplication, and outputs the result to N symbol integrator 104. N symbol integration section 104 receives the complexly multiplied received signal from complex multiplication section 103, integrates it for N symbols, and outputs the integration signal to peak detection section 105. Here, in the N symbols to be integrated, the integration signal has a larger power value as the number of integration processes between the unique word symbol signals is larger, and the integration signal between the unique word symbol signals is smaller. , Will have a small power value.

ピーク検出部１０５は、Ｎシンボル積分部１０４から積分信号を入力し、積分信号の電力値を算出してそのピークを求め、そのピークのタイミングを同期ポイントとし、ピーク時における積分信号の位相（φ＝ｔａｎ−１（虚部／実部））を同期ポイントの位相φとし、同期ポイント及び同期ポイントの位相φを出力すると共に、同期ポイントをブロック抽出部１０６に出力する。ここで、同期ポイントの位相φは、シングルキャリア送信装置とシングルキャリア受信装置の周波数誤差または移動伝送におけるドップラーシフトに起因し、受信信号におけるＮシンボル経過後の位相回転量を表す。 The peak detection unit 105 receives the integration signal from the N symbol integration unit 104, calculates the power value of the integration signal, obtains the peak, uses the timing of the peak as a synchronization point, and the phase of the integration signal (φ = Tan −1 (imaginary part / real part)) is set as the phase φ of the synchronization point, and the synchronization point and the phase φ of the synchronization point are output, and the synchronization point is output to the block extraction unit 106. Here, the phase φ of the synchronization point represents a phase rotation amount after N symbols have elapsed in the received signal due to a frequency error between the single carrier transmission apparatus and the single carrier reception apparatus or a Doppler shift in mobile transmission.

ブロック抽出部１０６は、受信信号を入力すると共に、ピーク検出部１０５から同期ポイントを入力し、同期ポイントが示すタイミングにて、受信信号からユニークワードシンボル、その後のデータシンボル及びユニークワードシンボルと続くブロックを抽出し、ブロック同期した受信信号ｙｉ（ｔ）を出力する。このような同期ポイントを求める手法はスライディング相関と呼ばれ、積分区間の信号系列が似通っているとピークが現われる現象を利用している。 The block extraction unit 106 receives the received signal and also receives the synchronization point from the peak detection unit 105, and at the timing indicated by the synchronization point, the block following the unique word symbol, the subsequent data symbol and the unique word symbol from the received signal. , And block-synchronized received signal y i (t) is output. A method for obtaining such a synchronization point is called sliding correlation, and utilizes a phenomenon in which a peak appears when signal sequences in the integration interval are similar.

このように、従来のシングルキャリア受信装置におけるブロック同期部２６は、ユニークワードが一定間隔で送られていることを利用して、受信信号のスライディング相関のピーク検出により同期ポイントを求める（特許文献１、非特許文献２）。   As described above, the block synchronization unit 26 in the conventional single carrier receiver uses the fact that the unique words are transmitted at regular intervals to obtain the synchronization point by detecting the peak of the sliding correlation of the received signal (Patent Document 1). Non-Patent Document 2).

特開２０１１−５５１５３号公報JP 2011-55153 A

D.Falconer, et al., “Frequency domain equalization for single-carrier broadband wireless systems,” IEEE Commun.mag., Vol.40, pp.58-66, April 2002.D.Falconer, et al., “Frequency domain equalization for single-carrier broadband wireless systems,” IEEE Commun.mag., Vol.40, pp.58-66, April 2002. Harald Witschnig, “Concepts of Frequency Domain Equalization,” VDM Verlag, 2008.Harald Witschnig, “Concepts of Frequency Domain Equalization,” VDM Verlag, 2008.

しかしながら、前述のスライディング相関のピーク検出手法では、ユニークワードが一致した箇所で必ずしも鋭い相関ピークになるとは限らない。つまり、マルチパス環境によっては、鋭い相関ピークを得ることができない場合があり、最初の到来波のタイミングを精度良く検出できず、ブロック間干渉が生じやすくなるという問題があった。   However, the above-described sliding correlation peak detection method does not always result in a sharp correlation peak at a location where unique words match. That is, depending on the multipath environment, there is a case where a sharp correlation peak cannot be obtained, and the timing of the first incoming wave cannot be detected accurately, and there is a problem that inter-block interference is likely to occur.

一方で、受信信号とユニークワードとの間で相互相関処理を行って遅延プロファイルを計算すると、鋭い相関ピークが得られることから、相互相関のピーク検出により、最初の到来波のタイミングを検出する手法が考えられる。この相互相関のピーク検出手法では、受信信号とユニークワードとの間で相互相関処理を行うと、ユニークワードが２回連続して送られているため、遅延プロファイルも２回連続して計算される。最初の遅延プロファイルにおいては、最大の到来波よりも後ろの到来波（後ろゴースト）の方が受信電力のダイナミックレンジが大きく、２回目の遅延プロファイルにおいては、最大の到来波よりも前の到来波（前ゴースト）の方が受信電力のダイナミックレンジが大きいため、ブロック同期には２回目の遅延プロファイルを用いる方が精度は良くなる。   On the other hand, if the cross-correlation process is performed between the received signal and the unique word and the delay profile is calculated, a sharp correlation peak is obtained. Therefore, the method of detecting the timing of the first arrival wave by detecting the cross-correlation peak Can be considered. In this cross-correlation peak detection method, when the cross-correlation process is performed between the received signal and the unique word, the unique word is sent twice in succession, so the delay profile is also calculated twice in succession. . In the first delay profile, the incoming wave behind the largest incoming wave (back ghost) has a larger dynamic range of the received power, and in the second delay profile, the incoming wave before the largest incoming wave. Since the dynamic range of received power is larger in (pre-ghost), the accuracy is better when the second delay profile is used for block synchronization.

しかしながら、この相互相関のピーク検出手法では、２回目の遅延プロファイルを相互相関ピークのみから識別しようとすると、サンプリングタイミングのずれ等が原因で、１回目の遅延プロファイルと２回目の遅延プロファイルの相互相関ピークの大小関係が変化してしまい、正確に２回目の遅延プロファイルを識別することができなくなる場合があるという問題があった。さらに、相互相関処理は演算量が多いため、回路規模が大きくなり、処理時間がかかるという問題もあった。   However, in this cross-correlation peak detection method, if the second delay profile is to be identified from only the cross-correlation peak, the cross-correlation between the first delay profile and the second delay profile is caused by a sampling timing shift or the like. There is a problem in that the magnitude relationship of the peaks changes, and the second delay profile cannot be accurately identified. Furthermore, since the cross-correlation processing has a large calculation amount, there is a problem that the circuit scale becomes large and processing time is required.

このように、従来のスライディング相関のピーク検出手法では、ブロック同期が適切に行われず、ブロック間干渉が生じて誤り率特性が極端に劣化してしまう場合があるという問題があった。また、相互相関のピーク検出手法では、スライディング相関のピーク検出手法に比べ、ブロック同期のタイミングを精度良く検出することができるが、２回目の遅延プロファイルを正確に識別することができない場合があり、ブロック同期のタイミングを検出するための範囲を正確に識別することができないという問題があった。また、相互相関処理は演算量が多いため、回路規模を削減し、処理時間を短縮化する必要があった。   As described above, the conventional sliding correlation peak detection method has a problem in that block synchronization is not properly performed and inter-block interference occurs, resulting in extremely deteriorated error rate characteristics. In addition, the cross-correlation peak detection method can detect the block synchronization timing with higher accuracy than the sliding correlation peak detection method, but the second delay profile may not be accurately identified. There is a problem that the range for detecting the timing of block synchronization cannot be accurately identified. Further, since the cross-correlation processing has a large amount of calculation, it is necessary to reduce the circuit scale and the processing time.

そこで、本発明は前記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、ブロック同期の検出範囲を正確に識別してブロック同期を適切に実現すると共に、演算量を抑えることが可能なシングルキャリア受信装置を提供することにある。   Therefore, the present invention has been made to solve the above-described problems, and the object thereof is to accurately identify the detection range of block synchronization to appropriately realize block synchronization and to reduce the amount of calculation. It is to provide a single carrier receiver.

前記目的を達成するために、本発明によるシングルキャリア受信装置は、シンボル数が（Ｍ−Ｎ）のデータシンボル、及び前記データシンボルの前後に配置したシンボル数がＮの既知のユニークワードシンボルからなるブロックが連続した送信信号を、シングルキャリアの無線信号として受信アンテナによって受信し（Ｍ，Ｎは正の整数、Ｍ＞Ｎ）、前記受信した信号をＡＤ変換及び直交復調してベースバンドの受信信号とし、ブロック同期処理によりブロック同期した信号を生成し、前記ブロック同期した信号を周波数領域で等化または合成するシングルキャリア受信装置において、前記送信信号のクロックに対しオーバーサンプリングでＡＤ変換された受信信号と、前記受信信号を前記ユニークワードシンボル数分遅延させた信号との間の相関処理により相関値を算出し、前記相関値がピークとなるタイミングをスライディング相関ピークのタイミングとして検出するスライディング相関部と、前記スライディング相関部により検出されたスライディング相関ピークのタイミング前後の所定範囲におけるＮシンボルの前記受信信号と、前記Ｎシンボルの既知のユニークワードシンボルについての参照信号との間の相関処理により相関値を遅延プロファイルとして算出し、前記遅延プロファイルがピークとなる前の所定の前ゴースト探索範囲にて、所定の閾値以上の到来波が最初に現れるタイミングをブロック先頭タイミングとして検出する相互相関部と、前記相互相関部により検出されたブロック先頭タイミングに基づいて、前記受信信号からブロックを抽出し、前記周波数領域で等化または合成するための前記ブロック同期した信号を出力するブロック抽出部と、を備えたことを特徴とする。 In order to achieve the above object, a single carrier receiver according to the present invention comprises (MN) data symbols, and known unique word symbols with N symbols arranged before and after the data symbols. A transmission signal having continuous blocks is received as a single carrier radio signal by a receiving antenna (M and N are positive integers, M> N), and the received signal is subjected to AD conversion and quadrature demodulation to receive a baseband signal. In a single carrier receiver that generates a block-synchronized signal by block synchronization processing and equalizes or synthesizes the block-synchronized signal in the frequency domain, the received signal is AD-converted by oversampling with respect to the clock of the transmission signal And a signal obtained by delaying the received signal by the number of unique word symbols. A correlation value is calculated by correlation processing, and a sliding correlation unit that detects a timing when the correlation value reaches a peak as a sliding correlation peak timing, and N in a predetermined range before and after the timing of the sliding correlation peak detected by the sliding correlation unit A correlation value is calculated as a delay profile by a correlation process between the received signal of symbols and a reference signal for the known unique word symbol of N symbols, and a predetermined previous ghost search before the delay profile reaches a peak A block is extracted from the received signal based on a cross-correlation unit that detects the first occurrence of an incoming wave with a predetermined threshold value or more as a block head timing in a range, and the block head timing detected by the cross-correlation unit and, wherein the frequency domain In characterized by comprising a block extracting unit for outputting the block synchronization signal for equalizing or synthesized, the.

また、本発明によるシングルキャリア受信装置は、前記相互相関部が、前記スライディング相関部により検出されたスライディング相関ピークのタイミング前後における所定の計算範囲を設定する相互相関計算範囲設定部と、前記Ｎシンボルの既知のユニークワードシンボルが複素共役の参照信号として記憶された参照信号メモリ部と、前記相互相関計算範囲設定部により設定された計算範囲において、前記受信信号と前記参照信号メモリ部に記憶された参照信号との間でＮシンボル分の複素乗算を行う複素乗算部と、前記複素乗算部により複素乗算されたＮシンボル分の乗算結果を積分し、前記計算範囲におけるＮシンボル毎の積分値を算出するＮシンボル積分部と、Ｎシンボル積分部により算出された積分値に対応する遅延プロファイルが最大ピークとなるタイミングを検出するピーク検出部と、前記ピーク検出部により検出された最大ピークのタイミングを基準にして、それ以前の所定時点から前記基準時点までの間の前ゴースト探索範囲の中で、前記遅延プロファイルにおいて所定の閾値以上の到来波が最初に現れるタイミングをブロック先頭タイミングとして検出する前ゴースト検出部と、を備えたことを特徴とする。   In the single carrier receiver according to the present invention, the cross-correlation unit sets a predetermined calculation range before and after the timing of the sliding correlation peak detected by the sliding correlation unit, and the N symbols And the reference signal memory unit in which the known unique word symbols are stored as complex conjugate reference signals and the calculation range set by the cross-correlation calculation range setting unit are stored in the received signal and the reference signal memory unit. A complex multiplier that performs complex multiplication for N symbols with a reference signal and a multiplication result for N symbols that are complex-multiplied by the complex multiplier are integrated, and an integral value for each N symbols in the calculation range is calculated. N symbol integrating unit, and a delay profile corresponding to the integrated value calculated by the N symbol integrating unit A peak detection unit that detects the timing of the maximum peak, and a previous ghost search range from a predetermined time point to the reference time point based on the timing of the maximum peak detected by the peak detection unit. And a pre-ghost detection unit that detects a timing at which an arrival wave having a predetermined threshold value or more first appears in the delay profile as a block head timing.

また、本発明によるシングルキャリア受信装置は、さらに、前記送信信号のクロックに対しオーバーサンプリングでＡＤ変換された受信信号に対し、前記送信信号のクロックと等倍になるように間引き処理を行うディシメーション部を備え、前記スライディング相関部が、前記送信信号のクロックに対しオーバーサンプリングでＡＤ変換された受信信号の代わりに、前記ディシメーション部により間引き処理された受信信号を用いて、前記スライディング相関ピークのタイミングを検出し、前記相互相関部が、前記スライディング相関部により検出されたスライディング相関ピークのタイミング前後の所定範囲におけるＮシンボルの前記受信信号の代わりに、前記スライディング相関部により検出されたスライディング相関ピークのタイミング前後の所定範囲におけるＮシンボルの、前記ディシメーション部により間引き処理された受信信号を用いて、前記ブロック先頭タイミングを検出することを特徴とする。   Further, the single carrier receiver according to the present invention further includes a decimation process for performing a thinning process so that the received signal AD-converted by oversampling with respect to the clock of the transmission signal is equal to the clock of the transmission signal. The sliding correlation unit uses the received signal thinned out by the decimation unit, instead of the received signal AD-converted by oversampling with respect to the clock of the transmitted signal, and the sliding correlation peak The timing is detected, and the cross-correlation unit detects the sliding correlation peak detected by the sliding correlation unit instead of the received signal of N symbols in a predetermined range before and after the timing of the sliding correlation peak detected by the sliding correlation unit. Taimin N symbols in a predetermined range before and after using the received signal decimation process by the decimation unit, and detects the block head timing.

以上のように、本発明によれば、ブロック同期の検出範囲を正確に識別してブロック同期を適切に実現することができると共に、ブロック同期を実現するための演算量を抑えることができる。   As described above, according to the present invention, the block synchronization detection range can be accurately identified and block synchronization can be appropriately realized, and the amount of calculation for realizing block synchronization can be suppressed.

シングルキャリア送信装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of a single carrier transmission apparatus. シングルキャリア方式における送信シンボルの構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the transmission symbol in a single carrier system. ユニークワードにＣｈｕ符号を用いた場合の相互相関特性を説明する図である。It is a figure explaining the cross correlation characteristic at the time of using a Chu code | symbol for a unique word. 本発明の実施形態による第１のシングルキャリア受信装置の構成（受信ブランチ数が１の場合の構成）を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure (structure in case the number of receiving branches is 1) of the 1st single carrier receiver by embodiment of this invention. 本発明の実施形態による第２のシングルキャリア受信装置の構成（受信ブランチ数がＬ（Ｌは２以上の整数）の場合の構成）を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure (The structure in case the number of receiving branches is L (L is an integer greater than or equal to 2)) of the 2nd single carrier receiver by embodiment of this invention. 第１のブロック同期部２６の構成を示すブロック図である。3 is a block diagram showing a configuration of a first block synchronization unit 26. FIG. 第２のブロック同期部２６の構成を示すブロック図である。4 is a block diagram showing a configuration of a second block synchronization unit 26. FIG. ブロック同期部のスライディング相関部における処理のタイミングを説明する図である。It is a figure explaining the timing of the process in the sliding correlation part of a block synchronization part. ブロック同期部の相互相関部における処理のタイミングを説明する図である。It is a figure explaining the timing of the process in the cross correlation part of a block synchronization part. 従来のシングルキャリア受信装置におけるブロック同期部の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the block synchronizer in the conventional single carrier receiver. 前ゴースト、主波及び後ろゴーストの３波が存在する条件において、第２のブロック同期部によりブロック同期を行った場合の相互演算の結果を説明する図である。It is a figure explaining the result of the mutual calculation at the time of performing block synchronization by the 2nd block synchronization part on the conditions where three waves, a front ghost, a main wave, and a back ghost exist.

以下、本発明を実施するための形態について図面を用いて詳細に説明する。本発明の実施形態では、シングルキャリア送信装置が、既知のＮシンボルのユニークワードの次に（Ｍ−Ｎ）シンボルのデータ、その次にＮシンボルのユニークワードからなるブロック単位の送信シンボルを構成し、この系列でシングルキャリアを直交変調して連続的に送信することを前提とする。また、シングルキャリア受信装置の受信ブランチ数は１またはＬ（Ｌは２以上の整数）であり、シングルキャリア受信装置が、各受信ブランチにおいて、送信信号のクロックに対してオーバーサンプリングでＡＤ変換した受信信号に対し、ブロック同期を行い、次に、ブロックの初めのユニークワードの部分におけるＮシンボルの受信信号をフーリエ変換した信号に対し、送信された既知のユニークワードをフーリエ変換した信号で割り算し、Ｎポイントの周波数領域のチャネル情報を得る。その後、Ｎポイントのチャネル情報からＭポイントのチャネル情報にアップサンプリングする。さらに、データと次のユニークワードの部分におけるＭシンボルの受信信号をフーリエ変換し、周波数領域の受信信号を得て、周波数領域で等化または合成を行うことを前提とする。   Hereinafter, embodiments for carrying out the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In the embodiment of the present invention, a single carrier transmission apparatus configures (MN) symbol data next to a known N symbol unique word, and then a block-unit transmission symbol consisting of N symbol unique words. It is assumed that a single carrier is orthogonally modulated in this sequence and continuously transmitted. In addition, the number of reception branches of the single carrier receiver is 1 or L (L is an integer equal to or greater than 2), and the single carrier receiver has received AD converted by oversampling the clock of the transmission signal in each reception branch. Block synchronization is performed on the signal, and then the received signal of N symbols in the first unique word portion of the block is Fourier transformed and divided by the signal obtained by Fourier transforming the known unique word transmitted, N-point frequency domain channel information is obtained. Thereafter, up-sampling is performed from N-point channel information to M-point channel information. Further, it is assumed that the received signal of M symbols in the data and the next unique word part is Fourier transformed to obtain a received signal in the frequency domain, and equalization or synthesis is performed in the frequency domain.

〔シングルキャリア送信装置〕
はじめに、本発明の実施形態によるシングルキャリア受信装置へシングルキャリアのＲＦ信号を送信するシングルキャリア送信装置について説明する。図１は、シングルキャリア送信装置の構成を示すブロック図である。このシングルキャリア送信装置２００は、送信前処理部１、マッピング部２、基準信号挿入部３、アップサンプル部４、帯域制限フィルタ部５、デジタル直交変調部６、アパーチャ補正部７、ＤＡ（デジタル／アナログ）変換部８、送信高周波部９及び送信アンテナ１０を備えている。 [Single carrier transmitter]
First, a single carrier transmission apparatus that transmits a single carrier RF signal to a single carrier reception apparatus according to an embodiment of the present invention will be described. FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a single carrier transmission apparatus. This single carrier transmission apparatus 200 includes a transmission preprocessing unit 1, a mapping unit 2, a reference signal insertion unit 3, an upsampling unit 4, a band limiting filter unit 5, a digital quadrature modulation unit 6, an aperture correction unit 7, a DA (digital / digital) An analog) conversion unit 8, a transmission high-frequency unit 9, and a transmission antenna 10 are provided.

送信前処理部１は、ＴＳパケット形式等により構成された情報を入力し、フレーム同期、エネルギ拡散、外符号符号化、外インタリーブ、内符号符号化、内インタリーブ等の送信前処理を施し、送信前処理した信号をマッピング部２に出力する。   The pre-transmission processing unit 1 inputs information configured in a TS packet format, etc., and performs pre-transmission processing such as frame synchronization, energy spreading, outer code coding, outer interleaving, inner code coding, inner interleaving, and the like. The preprocessed signal is output to the mapping unit 2.

マッピング部２は、送信前処理部１から送信前処理された信号を入力し、入力した信号をＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ等のシンボル点に割り当ててマッピングし、マッピングした信号を基準信号挿入部３に出力する。   The mapping unit 2 inputs the pre-transmission signal from the transmission pre-processing unit 1, maps the input signal to symbol points such as QPSK and 16QAM, and outputs the mapped signal to the reference signal insertion unit 3. .

基準信号挿入部３は、マッピング部２からマッピングされた信号を入力し、Ｎシンボルのユニークワードシンボルを、マッピングされた信号における（Ｍ−Ｎ）シンボルのデータシンボルの前後に挿入して配置し、図２に示した送信シンボルのブロックを構成し、アップサンプル部４に出力する。ここで、Ｍ，Ｎは、高速フーリエ変換を行うことができるように、２のべき乗の値を用いる。また、ユニークワードとしては、Ｆｒａｎｋ−Ｚａｄｏｆｆ符号、Ｃｈｕ符号等を用いる。これにより、高速フーリエ変換したときの振幅特性が各周波数で一定となり、各周波数においてチャネル情報を精度良く求めることが可能となる。   The reference signal insertion unit 3 receives the mapped signal from the mapping unit 2, inserts N unique word symbols before and after the (MN) symbol data symbols in the mapped signal, and arranges them. The transmission symbol block shown in FIG. 2 is configured and output to the upsampling unit 4. Here, M and N use values of powers of 2 so that fast Fourier transform can be performed. Further, as a unique word, a Frank-Zadoff code, a Chu code, or the like is used. As a result, the amplitude characteristic when fast Fourier transform is performed is constant at each frequency, and channel information can be accurately obtained at each frequency.

アップサンプル部４は、基準信号挿入部３から送信シンボルのブロックを入力し、アップサンプリングを行い、アップサンプリング後の送信シンボルのブロックを帯域制限フィルタ部５に出力する。帯域制限フィルタ部５は、アップサンプル部４からアップサンプリング後の送信シンボルのブロックを入力し、フィルタ処理により帯域制限を行い、帯域制限した送信シンボルのブロックをデジタル直交変調部６に出力する。帯域制限フィルタとしては、ルートロールオフ特性を有するフィルタが通常用いられる。   Upsampling unit 4 receives a block of transmission symbols from reference signal insertion unit 3, performs upsampling, and outputs the block of transmission symbols after upsampling to band limiting filter unit 5. The band-limiting filter unit 5 receives the up-sampled transmission symbol block from the up-sampling unit 4, performs band limitation by filter processing, and outputs the band-limited transmission symbol block to the digital orthogonal modulation unit 6. As the band limiting filter, a filter having a root roll-off characteristic is usually used.

デジタル直交変調部６は、帯域制限フィルタ部５から帯域制限された送信シンボルのブロックを入力し、送信シンボルのブロックを構成するシングルキャリアを直交変調し、直交変調後の信号をアパーチャ補正部７に出力する。アパーチャ補正部７は、デジタル直交変調部６から直交変調後の信号を入力し、後段のＤＡ変換部８におけるＤＡ変換によるアパーチャ効果を予め補正し、補正後の信号をＤＡ変換部８に出力する。ＤＡ変換部８は、アパーチャ補正部７から補正後の信号を入力し、デジタル信号をアナログ信号に変換し、アナログ信号を送信高周波部９に出力する。   The digital quadrature modulation unit 6 receives the band-limited transmission symbol block from the band-limiting filter unit 5, performs quadrature modulation on the single carrier constituting the transmission symbol block, and sends the signal after quadrature modulation to the aperture correction unit 7. Output. The aperture correction unit 7 receives the signal after quadrature modulation from the digital quadrature modulation unit 6, corrects the aperture effect due to DA conversion in the DA conversion unit 8 in the subsequent stage, and outputs the corrected signal to the DA conversion unit 8. . The DA conversion unit 8 receives the corrected signal from the aperture correction unit 7, converts the digital signal into an analog signal, and outputs the analog signal to the transmission high-frequency unit 9.

送信高周波部９は、ＤＡ変換部８からアナログ信号を入力し、入力したアナログ信号の周波数を無線周波数に周波数変換し、規定の電力で送信アンテナ１０からシングルキャリアのＲＦ信号を送信する。   The transmission high-frequency unit 9 receives an analog signal from the DA conversion unit 8, converts the frequency of the input analog signal into a radio frequency, and transmits a single carrier RF signal from the transmission antenna 10 with a specified power.

尚、図１では、帯域制限フィルタ部５、デジタル直交変調部６及びアパーチャ補正部７は、デジタル信号処理を行っているが、基準信号挿入部３により出力される複素ベースバンド信号である送信シンボルのブロックをＤＡ変換した後のアナログ信号を用いて、アナログ信号処理を行なうようにしてもよい。   In FIG. 1, the band limiting filter unit 5, the digital quadrature modulation unit 6, and the aperture correction unit 7 perform digital signal processing, but transmit symbols that are complex baseband signals output from the reference signal insertion unit 3. The analog signal processing may be performed using the analog signal after DA conversion of the block.

このように、シングルキャリア送信装置２００は、（Ｍ−Ｎ）シンボルのデータシンボルと、このデータシンボルの前後に配置した既知のＮシンボルのユニークワードシンボルとからなるブロックの送信シンボルを生成し、シングルキャリアのＲＦ信号を送信する。   As described above, the single carrier transmission apparatus 200 generates transmission symbols of a block composed of (MN) symbol data symbols and known N unique word symbols arranged before and after the data symbols. The carrier RF signal is transmitted.

ここで、基準信号挿入部３により挿入されるユニークワードがＣｈｕ符号であり、ユニークワード長がＮの場合のｉ番目（ｉ=０〜Ｎ−１）のＣｈｕ符号をｅｘｐ｛ｊ・Ｋ・π・ｉ２／Ｎ｝と表したとき（ｊは虚数単位）、パラメータＫを、Ｎより小さく、かつＮと互いに素である最大の整数（Ｎ−１）とする。この場合、後述する図３に示すように、ユニークワードから求めた遅延プロファイルに疑似的なピークが無くなり、前ゴースト、後ろゴースト共にダイナミックレンジを大きくとることができる。 Here, the unique word inserted by the reference signal insertion unit 3 is a Chu code, and the i-th (i = 0 to N−1) Chu code when the unique word length is N is expressed as exp {j · K · π. When i 2 / N} is expressed (j is an imaginary unit), the parameter K is set to a maximum integer (N−1) that is smaller than N and relatively prime to N. In this case, as shown in FIG. 3 to be described later, there is no pseudo peak in the delay profile obtained from the unique word, and both the front ghost and the back ghost can have a large dynamic range.

図３は、ユニークワードにＣｈｕ符号を用いた場合の相互相関特性を説明する図である。図３は、ユニークワード長をＮ＝１２８とし、到来波を３つに設定した場合の受信信号とユニークワードの相互相関特性（相互相関の電力値、遅延プロファイル）を表しており、（１）はＫ＝１２７、（２）はＫ＝１３、（３）はＫ＝３の場合を示している。この相互相関処理では、ユニークワードが２回連続して送られることから、遅延プロファイルが２回連続して計算される。図３から明らかなように、（１）では、設定した到来波のみがピークとなって遅延プロファイルに現れているが、（２）及び（３）では、擬似的なピークも遅延プロファイルに現れている。図３には示していないが、Ｎと互いに素であるこれ以外のＫについても同様な結果が得られている。   FIG. 3 is a diagram for explaining cross-correlation characteristics when a Chu code is used for a unique word. FIG. 3 shows the cross-correlation characteristics (cross-correlation power value, delay profile) between the received signal and the unique word when the unique word length is N = 128 and the number of incoming waves is set to three. (1) Indicates K = 127, (2) indicates K = 13, and (3) indicates K = 3. In this cross-correlation process, since the unique word is sent twice in succession, the delay profile is calculated twice in succession. As apparent from FIG. 3, in (1), only the set incoming wave appears as a peak and appears in the delay profile, but in (2) and (3), a pseudo peak also appears in the delay profile. Yes. Although not shown in FIG. 3, similar results are obtained for other Ks that are relatively prime to N.

このことから、ＫをＮより小さく、かつＮと互いに素である最大の整数（Ｎ−１）とすることにより（図３の場合は（１）Ｋ＝１２７とすることにより）、遅延プロファイルに疑似的なピークが無くなり、前ゴースト、後ろゴースト共にダイナミックレンジを大きくとることができ、これを正確なブロック同期に利用できることがわかる。また、遅延プロファイルに擬似的なピークが現れる場合であっても、その擬似的なピークの現れるタイミングが、設定した到来波を含む所定範囲（後述する相互相関部５１において、遅延プロファイルの計算対象となる範囲、並びにピーク及び前ゴーストを検出する範囲）に含まれない場合には、前ゴースト、後ろゴースト共にダイナミックレンジを大きくとることができ、これを正確なブロック同期に利用することができる。   From this, by setting K to a maximum integer (N−1) that is smaller than N and relatively prime to N (in the case of FIG. 3, (1) K = 127), the delay profile is obtained. It can be seen that the pseudo peak disappears and the dynamic range of both the front ghost and the back ghost can be increased, and this can be used for accurate block synchronization. Even when a pseudo peak appears in the delay profile, the timing at which the pseudo peak appears is within a predetermined range including the set incoming wave (in the cross-correlation unit 51 described later, the delay profile calculation target is And the range in which the peak and the front ghost are detected are not included in the range, and both the front ghost and the back ghost can have a large dynamic range, which can be used for accurate block synchronization.

尚、基準信号挿入部３により挿入されるユニークワードは、必ずしもＣｈｕ符号である必要はなく、遅延プロファイルに疑似的なピークが無くなり、前ゴースト、後ろゴースト共にダイナミックレンジを大きくとることが可能な符号であればよい。   Note that the unique word inserted by the reference signal insertion unit 3 is not necessarily a Chu code, and there is no pseudo peak in the delay profile, and a code that can take a large dynamic range for both the front ghost and the back ghost. If it is.

〔シングルキャリア受信装置〕
次に、本発明の実施形態によるシングルキャリア受信装置について説明する。図４及び図５は、シングルキャリア受信装置の構成を示すブロック図である。図４は、受信ブランチ数が１の場合における第１のシングルキャリア受信装置の構成を示し、図５は、受信ブランチ数がＬ（Ｌは２以上の整数）の場合における第２のシングルキャリア受信装置の構成を示している。 [Single carrier receiver]
Next, a single carrier receiving apparatus according to an embodiment of the present invention will be described. 4 and 5 are block diagrams showing the configuration of the single carrier receiver. FIG. 4 shows the configuration of the first single carrier receiver when the number of reception branches is 1, and FIG. 5 shows the second single carrier reception when the number of reception branches is L (L is an integer of 2 or more). The structure of the apparatus is shown.

まず、受信ブランチ数が１の場合における第１のシングルキャリア受信装置について説明する。図４において、第１のシングルキャリア受信装置２０１は、受信アンテナ２１、受信高周波部２２、ＡＤ（アナログ／デジタル）変換部２３、デジタル直交復調部２４、帯域制限フィルタ部２５、ブロック同期部２６、自動周波数制御部２７、フーリエ変換部２９、チャネル推定部３０、周波数領域等化部３１、逆フーリエ変換部３２、シンボル判定部３３及び受信後処理部３４を備えている。   First, the first single carrier receiving apparatus when the number of reception branches is 1 will be described. In FIG. 4, the first single carrier receiver 201 includes a receiving antenna 21, a receiving high frequency unit 22, an AD (analog / digital) converting unit 23, a digital orthogonal demodulating unit 24, a band limiting filter unit 25, a block synchronizing unit 26, An automatic frequency control unit 27, a Fourier transform unit 29, a channel estimation unit 30, a frequency domain equalization unit 31, an inverse Fourier transform unit 32, a symbol determination unit 33, and a post-reception processing unit 34 are provided.

シングルキャリア受信装置２０１が受信アンテナ２１を介して、シングルキャリア送信装置２００からシングルキャリアのＲＦ信号を受信すると、受信高周波部２２は、ＲＦ信号の無線周波数を中間周波数に周波数変換し、ＩＦ信号をＡＤ変換部２３に出力する。ＡＤ変換部２３は、受信高周波部２２からＩＦ信号を入力し、アナログのＩＦ信号をデジタルのＩＦ信号に変換し、デジタルＩＦ信号をデジタル直交復調部２４に出力する。デジタル直交復調部２４は、ＡＤ変換部２３からデジタルＩＦ信号を入力すると共に、自動周波数制御部２７から補正情報を入力し、デジタルＩＦ信号を直交復調して複素ベースバンド信号を生成し、補正情報に基づいて周波数ずれを補正し、周波数補正後の複素ベースバンド信号を帯域制限フィルタ部２５に出力する。   When the single carrier receiver 201 receives a single carrier RF signal from the single carrier transmitter 200 via the reception antenna 21, the reception high frequency unit 22 converts the radio frequency of the RF signal to an intermediate frequency, and converts the IF signal into an intermediate frequency. The data is output to the AD conversion unit 23. The AD conversion unit 23 receives the IF signal from the reception high-frequency unit 22, converts the analog IF signal into a digital IF signal, and outputs the digital IF signal to the digital quadrature demodulation unit 24. The digital quadrature demodulation unit 24 receives the digital IF signal from the AD conversion unit 23 and also receives correction information from the automatic frequency control unit 27, generates a complex baseband signal by performing quadrature demodulation on the digital IF signal, and generates correction base information. The frequency shift is corrected based on the above, and the complex baseband signal after the frequency correction is output to the band limiting filter unit 25.

帯域制限フィルタ部２５は、デジタル直交復調部２４から複素ベースバンド信号を入力し、フィルタ処理により帯域制限を行い、帯域制限した複素ベースバンド信号をブロック同期部２６に出力する。帯域制限フィルタとしては、ルートロールオフ特性を有するフィルタが通常用いられる。   The band limiting filter unit 25 receives the complex baseband signal from the digital quadrature demodulation unit 24, performs band limitation by filtering, and outputs the band-limited complex baseband signal to the block synchronization unit 26. As the band limiting filter, a filter having a root roll-off characteristic is usually used.

ブロック同期部２６は、帯域制限フィルタ部２５から帯域制限された複素ベースバンド信号を入力し、ブロックの同期タイミングを検出し、ユニークワードの部分（Ｎシンボル分）とデータ及びユニークワードの部分（Ｍシンボル分）とを抽出すると共に、自動周波数制御のために位相差情報を生成する。そして、ブロック同期部２６は、データ及びユニークワードの部分の信号をフーリエ変換部２９に出力し、ユニークワードの部分の信号をチャネル推定部３０に出力し、位相差情報を自動周波数制御部２７に出力する。ブロック同期部２６の詳細については後述する。   The block synchronization unit 26 receives the band-limited complex baseband signal from the band limitation filter unit 25, detects the synchronization timing of the block, and includes a unique word part (for N symbols), a data and unique word part (M The phase difference information is generated for automatic frequency control. Then, the block synchronization unit 26 outputs the data and the unique word part signal to the Fourier transform unit 29, outputs the unique word part signal to the channel estimation unit 30, and sends the phase difference information to the automatic frequency control unit 27. Output. Details of the block synchronization unit 26 will be described later.

自動周波数制御部２７は、ブロック同期部２６から位相差情報を入力し、位相差情報に基づいて、周波数ずれを補正するための情報（補正情報）を生成し、生成した補正情報をデジタル直交復調部２４に出力する。   The automatic frequency control unit 27 receives the phase difference information from the block synchronization unit 26, generates information (correction information) for correcting the frequency shift based on the phase difference information, and performs digital orthogonal demodulation on the generated correction information. To the unit 24.

フーリエ変換部２９は、ブロック同期部２６からデータ及びユニークワードの部分の信号を入力し、入力した信号をフーリエ変換してＭシンボル（Ｍポイント）の周波数領域の情報Ｙ１（ｆ）を生成し、周波数領域等化部３１に出力する。一方、チャネル推定部３０は、ブロック同期部２６からユニークワードの部分の信号を入力し、入力した信号をフーリエ変換してＮシンボル（Ｎポイント）の周波数領域の信号を生成し、生成した信号を、送信されたユニークワードの周波数領域の情報（参照情報）で複素除算してＮポイント分の伝搬路情報を推定し、Ｍポイント分の周波数領域の伝搬路情報Ｈ１（ｆ）にアップサンプリングし、周波数領域等化部３１に出力する。 The Fourier transform unit 29 receives data and a unique word portion signal from the block synchronization unit 26, and performs Fourier transform on the input signal to generate M symbol (M point) frequency domain information Y 1 (f). And output to the frequency domain equalization unit 31. On the other hand, the channel estimation unit 30 inputs the signal of the unique word portion from the block synchronization unit 26, and performs a Fourier transform on the input signal to generate a frequency domain signal of N symbols (N points). , N-point propagation path information is estimated by complex division by the frequency domain information (reference information) of the transmitted unique word, and up-sampled to M-point frequency domain propagation path information H 1 (f). And output to the frequency domain equalization unit 31.

周波数領域等化部３１は、フーリエ変換部２９からデータ及びユニークワードにおけるＭポイントの周波数領域の情報Ｙ１（ｆ）を入力すると共に、チャネル推定部３０からＭポイントの周波数領域の伝搬路情報Ｈ１（ｆ）を入力し、周波数領域の情報Ｙ１（ｆ）と周波数領域の伝搬路情報Ｈ１（ｆ）とを用いて周波数毎に周波数領域等化を行い、等化した周波数領域の受信信号Ｙ（ｆ）を逆フーリエ変換部３２に出力する。 The frequency domain equalization unit 31 receives data and M-point frequency domain information Y 1 (f) in the unique word from the Fourier transform unit 29, and also transmits from the channel estimation unit 30 M-point frequency domain propagation path information H. 1 (f) is input, frequency domain equalization is performed for each frequency using frequency domain information Y 1 (f) and frequency domain propagation path information H 1 (f), and equalized frequency domain reception is performed. The signal Y (f) is output to the inverse Fourier transform unit 32.

逆フーリエ変換部３２は、周波数領域等化部３１から等化された周波数領域の受信信号Ｙ（ｆ）を入力し、逆フーリエ変換を行って時間領域の受信信号を生成し、シンボル判定部３３に出力する。シンボル判定部３３は、逆フーリエ変換部３２から時間領域の受信信号を入力し、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ等のシンボル点の判定を行い、受信後処理部３４に出力する。   The inverse Fourier transform unit 32 receives the frequency domain reception signal Y (f) equalized from the frequency domain equalization unit 31 and performs an inverse Fourier transform to generate a time domain reception signal. Output to. The symbol determination unit 33 receives a time domain reception signal from the inverse Fourier transform unit 32, determines a symbol point such as QPSK or 16QAM, and outputs it to the post-reception processing unit 34.

受信後処理部３４は、シンボル判定部３３からシンボル判定された時間領域の信号ｙ（ｔ）を入力し、シングルキャリア送信装置２００の送信前処理部１に対応する処理、すなわち、内デインタリーブ、内符号復号、外デインタリーブ、外符号復号、エネルギ逆拡散、フレーム同期等の受信後処理を施し、元のＴＳパケット形式等により構成された情報を出力する。   The post-reception processing unit 34 receives the time domain signal y (t) determined by the symbol determination from the symbol determination unit 33, and performs processing corresponding to the pre-transmission processing unit 1 of the single carrier transmission apparatus 200, that is, internal deinterleaving, It performs post-reception processing such as inner code decoding, outer deinterleaving, outer code decoding, energy despreading, and frame synchronization, and outputs information configured in the original TS packet format and the like.

次に、受信ブランチ数がＬの場合における第２のシングルキャリア受信装置について説明する。図５において、第２のシングルキャリア受信装置２０２は、受信ブランチ数Ｌの受信系統数分の受信ブランチ＃１〜＃Ｌ、周波数領域合成部３５、逆フーリエ変換部３２、シンボル判定部３３及び受信後処理部３４を備えている。受信ブランチ＃１〜＃Ｌのそれぞれは、図４に示した受信アンテナ２１からチャネル推定部３０までの構成に加え、雑音電力検出部２８を備えており、シングルキャリア受信装置２０２は、受信系統数分の受信ブランチ＃１〜＃Ｌを並列処理する。図５において、図４と共通する部分には図４と同一の符号を付し、その詳しい説明は省略する。   Next, the second single carrier receiver when the number of reception branches is L will be described. In FIG. 5, the second single carrier receiving apparatus 202 includes reception branches # 1 to #L corresponding to the number of reception systems of the reception branch number L, frequency domain synthesis unit 35, inverse Fourier transform unit 32, symbol determination unit 33, and reception. A post-processing unit 34 is provided. Each of the reception branches # 1 to #L includes a noise power detection unit 28 in addition to the configuration from the reception antenna 21 to the channel estimation unit 30 illustrated in FIG. 4, and the single carrier reception device 202 includes the number of reception systems. Minutes receive branches # 1 to #L are processed in parallel. In FIG. 5, the same reference numerals as those in FIG. 4 are given to portions common to FIG. 4, and detailed description thereof is omitted.

受信ブランチ＃１〜＃Ｌの雑音電力検出部２８は、ブロック同期部２６からブロック同期した受信信号ｙｉ（ｔ）及び同期ポイントを入力し、受信信号ｙｉ（ｔ）に含まれる雑音電力ｎｉを検出し、雑音電力ｎｉを周波数領域合成部３５に出力する。ここで、ｉ＝１，・・・，Ｌである。 The noise power detection units 28 of the reception branches # 1 to #L receive the block-synchronized reception signal y i (t) and the synchronization point from the block synchronization unit 26, and the noise power n included in the reception signal y i (t). detecting a i, and outputs the noise power n i to the frequency domain synthesizing unit 35. Here, i = 1,..., L.

周波数領域合成部３５は、受信ブランチ＃１〜＃Ｌから雑音電力ｎ１〜ｎＬ、データ及びユニークワードの周波数領域の情報Ｙ１（ｆ）〜ＹＬ（ｆ）、及び周波数領域の伝搬路情報Ｈ１（ｆ）〜ＨＬ（ｆ）を入力し、周波数領域で合成処理を行い、周波数領域の受信信号Ｙ（ｆ）を逆フーリエ変換部３２に出力する。尚、雑音電力検出部２８及び周波数領域合成部３５の処理は既知であるから、ここでは詳細な説明を省略する。詳細については前述の特許文献１を参照されたい。 The frequency domain synthesizer 35 receives noise power n 1 to n L , data and unique word frequency domain information Y 1 (f) to Y L (f), and frequency domain propagation paths from the reception branches # 1 to #L. Information H 1 (f) to H L (f) is input, synthesis processing is performed in the frequency domain, and the frequency domain received signal Y (f) is output to the inverse Fourier transform unit 32. Since the processing of the noise power detection unit 28 and the frequency domain synthesis unit 35 is known, detailed description thereof is omitted here. For details, see the aforementioned Patent Document 1.

図４及び図５において、ＡＤ変換部２３のサンプリング速度は、サンプリング定理を満たすために送信信号のクロックに対して２倍以上とし、図４に示した周波数領域等化部３１及び図５に示した周波数領域合成部３５の手前までは、オーバーサンプリングで処理することを基本とする。尚、本説明においては、受信信号のシンボル数を等倍のシンボル数で表現している。また、図４及び図５では、受信したＩＦ信号をＡＤ変換し、ＡＤ変換後のデジタル信号を用いてデジタル直交復調部２４及び帯域制限フィルタ部２５によるデジタル信号処理を行っているが、アナログ信号を用いてデジタル直交復調部２４及び帯域制限フィルタ部２５に相当するアナログ信号処理を行った後に、アナログ信号をデジタル信号にＡＤ変換するようにしてもよい。   4 and 5, the sampling rate of the AD converter 23 is set to be twice or more the clock of the transmission signal in order to satisfy the sampling theorem, and is shown in the frequency domain equalization unit 31 shown in FIG. 4 and FIG. The process up to before the frequency domain synthesizer 35 is basically processed by oversampling. In this description, the number of symbols of the received signal is expressed by the same number of symbols. 4 and 5, the received IF signal is AD-converted, and the digital signal is processed by the digital quadrature demodulation unit 24 and the band limiting filter unit 25 using the digital signal after AD conversion. After performing analog signal processing corresponding to the digital quadrature demodulating unit 24 and the band limiting filter unit 25, the analog signal may be AD converted to a digital signal.

〔第１のブロック同期部〕
次に、図４及び図５に示したブロック同期部２６における第１の構成及び処理について詳細に説明する。図６は、第１のブロック同期部２６の構成を示すブロック図である。このブロック同期部２６−１は、スライディング相関部４０、相互相関部５１及びブロック抽出部５２を備えている。 [First block synchronization unit]
Next, the first configuration and processing in the block synchronization unit 26 shown in FIGS. 4 and 5 will be described in detail. FIG. 6 is a block diagram illustrating a configuration of the first block synchronization unit 26. The block synchronization unit 26-1 includes a sliding correlation unit 40, a cross-correlation unit 51, and a block extraction unit 52.

スライディング相関部４０は、複素共役化部４１、Ｎシンボル遅延部４２、複素乗算部４３、Ｎシンボル積分部４４及びピーク検出部４５を備えている。複素共役化部４１、Ｎシンボル遅延部４２、複素乗算部４３及びＮシンボル積分部４４は、図１０に示したブロック同期部２６の複素共役化部１０１、Ｎシンボル遅延部１０２、複素乗算部１０３及びＮシンボル積分部１０４と同様であるから、説明を省略する。   The sliding correlation unit 40 includes a complex conjugate unit 41, an N symbol delay unit 42, a complex multiplication unit 43, an N symbol integration unit 44, and a peak detection unit 45. The complex conjugate unit 41, the N symbol delay unit 42, the complex multiplication unit 43, and the N symbol integration unit 44 are the complex conjugate unit 101, the N symbol delay unit 102, and the complex multiplication unit 103 of the block synchronization unit 26 shown in FIG. Since it is the same as that of the N symbol integration unit 104, description thereof is omitted.

ピーク検出部４５は、Ｎシンボル積分部１０４から積分信号（積分値）を入力し、積分信号の電力値を算出してスライディング相関の電力値とし、スライディング相関の電力値のピークを求め、そのピークのタイミングをスライディング相関ピークのタイミングとし、ピーク時における積分信号の実部及び虚部から±１８０度の範囲で位相（φ＝ｔａｎ−１（虚部／実部））を算出し、これを位相差情報（スライディング相関ピークの位相φ）とする。そして、ピーク検出部４５は、スライディング相関ピークのタイミング情報を相互相関部５１に出力し、位相差情報を自動周波数制御部２７に出力する。尚、ピーク検出部４５の処理は既知であるから、ここでは詳細な説明を省略する。詳細については前述の特許文献１を参照されたい。 The peak detection unit 45 receives the integration signal (integration value) from the N symbol integration unit 104, calculates the power value of the integration signal to obtain the power value of the sliding correlation, obtains the peak of the power value of the sliding correlation, and the peak Is the sliding correlation peak timing, and the phase (φ = tan −1 (imaginary part / real part)) is calculated in a range of ± 180 degrees from the real part and imaginary part of the integrated signal at the peak time. Let it be phase difference information (sliding correlation peak phase φ). Then, the peak detection unit 45 outputs the sliding correlation peak timing information to the cross-correlation unit 51, and outputs the phase difference information to the automatic frequency control unit 27. In addition, since the process of the peak detection part 45 is known, detailed description is abbreviate | omitted here. For details, see the aforementioned Patent Document 1.

相互相関部５１は、参照信号メモリ部４６、複素乗算部４７、Ｎシンボル積分部４８、ピーク検出部４９、前ゴースト検出部５０及び相互相関計算制御部（相互相関計算範囲設定部）５４を備えている。参照信号メモリ部４６には、Ｎシンボル分のユニークワードが複素共役の参照信号として予め記憶されている。この参照信号におけるＮシンボル分のユニークワードは、図１に示したシングルキャリア送信装置２００の基準信号挿入部３により挿入されるＮシンボル分のユニークワードに相当する。   The cross-correlation unit 51 includes a reference signal memory unit 46, a complex multiplication unit 47, an N symbol integration unit 48, a peak detection unit 49, a previous ghost detection unit 50, and a cross-correlation calculation control unit (cross-correlation calculation range setting unit). ing. In the reference signal memory unit 46, unique words for N symbols are stored in advance as complex conjugate reference signals. The unique words for N symbols in this reference signal correspond to the unique words for N symbols inserted by the reference signal insertion unit 3 of the single carrier transmission apparatus 200 shown in FIG.

相互相関計算制御部５４は、スライディング相関部４０のピーク検出部４５からスライディング相関ピークのタイミング情報を入力し、そのタイミング前後における計算範囲（例えば、±Ｎ／２シンボル分の範囲）を設定し、スライディング相関ピークのタイミングの前後における計算範囲の情報を複素乗算部４７に出力する。スライディング相関ピークのタイミング前後における計算範囲は、例えば、そのタイミングを中心にして、予め設定されたシンボル数（前記例では、±Ｎ／２シンボル数）の範囲とする。   The cross-correlation calculation control unit 54 inputs the timing information of the sliding correlation peak from the peak detection unit 45 of the sliding correlation unit 40, sets a calculation range (for example, a range for ± N / 2 symbols) before and after the timing, Information on the calculation range before and after the timing of the sliding correlation peak is output to the complex multiplier 47. The calculation range before and after the timing of the sliding correlation peak is, for example, a range of a preset number of symbols (in the above example, the number of ± N / 2 symbols) with the timing as the center.

複素乗算部４７は、帯域制限フィルタ部２５から帯域制限された複素ベースバンド信号である受信信号を入力すると共に、相互相関計算制御部５４からスライディング相関ピークのタイミング前後における計算範囲の情報を入力し、参照信号メモリ部４６から参照信号を読み出す。そして、複素乗算部４７は、スライディング相関ピークのタイミング前後の計算範囲の受信信号に対し、参照信号との間でＮシンボル分の複素乗算を行う。具体的には、複素乗算部４７は、スライディング相関ピークのタイミング前後の計算範囲内でＮシンボル分のウィンドウを設定し、計算範囲における最初の時点から最後の時点までシンボル単位に移動するウィンドウに属する受信信号と、参照信号との間でＮシンボル分の複素乗算をそれぞれ行う。そして、複素乗算部４７は、Ｎシンボル分の複素乗算結果をＮシンボル積分部４８に出力する。Ｎシンボル分の複素乗算結果は、スライディング相関ピークのタイミング前後の計算範囲において、シンボル単位に移動するウィンドウ毎に出力される。   The complex multiplier 47 receives the reception signal, which is a complex baseband signal whose band is limited, from the band limiting filter unit 25, and inputs information on the calculation range before and after the sliding correlation peak timing from the cross correlation calculation control unit 54. The reference signal is read from the reference signal memory unit 46. Then, the complex multiplier 47 performs complex multiplication for N symbols with respect to the received signal in the calculation range before and after the sliding correlation peak timing with the reference signal. Specifically, the complex multiplication unit 47 sets a window for N symbols within a calculation range before and after the timing of the sliding correlation peak, and belongs to a window that moves in symbol units from the first time point to the last time point in the calculation range. Complex multiplication for N symbols is performed between the received signal and the reference signal. Then, the complex multiplier 47 outputs the complex multiplication results for N symbols to the N symbol integrator 48. The complex multiplication results for N symbols are output for each window moving in symbol units in the calculation range before and after the sliding correlation peak timing.

Ｎシンボル積分部４８は、複素乗算部４７からＮシンボル分の複素乗算結果を入力し、Ｎシンボル分の複素乗算結果を積分し、積分信号（積分値、相互相関出力）をピーク検出部４９に出力する。Ｎシンボル積分部４８により、スライディング相関ピークのタイミング前後の計算範囲において、シンボル単位に移動するウィンドウ毎に、積分信号が出力される。   The N symbol integration unit 48 inputs the complex multiplication results for N symbols from the complex multiplication unit 47, integrates the complex multiplication results for N symbols, and sends the integration signal (integrated value, cross-correlation output) to the peak detection unit 49. Output. The N symbol integration unit 48 outputs an integration signal for each window moving in symbol units in the calculation range before and after the timing of the sliding correlation peak.

ピーク検出部４９は、Ｎシンボル積分部４８から、スライディング相関ピークのタイミング前後の計算範囲においてシンボル単位に移動するウィンドウ毎の積分信号を入力し、積分信号の電力値を算出して相互相関の電力値とし、スライディング相関ピークのタイミング前後の計算範囲をピーク探索範囲として、そのピーク探索範囲の中で、相互相関の電力値が最大となる時点である相互相関の最大ピークのタイミングを検出し、相互相関の最大ピークのタイミング情報、及びウィンドウ毎の相互相関の電力値を前ゴースト検出部５０に出力する。尚、前記例では、ピーク探索範囲を、スライディング相関ピークのタイミング前後の計算範囲と同じにしたが、スライディング相関ピークのタイミング前後の計算範囲とは異なる範囲に予め設定しておき、その範囲の中で、相互相関の最大ピークのタイミングを検出してもよい。   The peak detection unit 49 receives an integration signal for each window that moves in symbol units in the calculation range before and after the timing of the sliding correlation peak from the N symbol integration unit 48, calculates the power value of the integration signal, and calculates the power of the cross correlation. And the calculation range before and after the timing of the sliding correlation peak is taken as the peak search range, and the timing of the maximum peak of the cross-correlation at the point where the power value of the cross-correlation is maximum is detected within the peak search range. The maximum correlation timing information and the cross-correlation power value for each window are output to the previous ghost detection unit 50. In the above example, the peak search range is the same as the calculation range before and after the sliding correlation peak timing. However, the peak search range is set in advance to a range different from the calculation range before and after the sliding correlation peak timing. Thus, the timing of the maximum peak of the cross correlation may be detected.

前ゴースト検出部５０は、ピーク検出部４９から相互相関の最大ピークのタイミング情報、及びウィンドウ毎の相互相関の電力値を入力し、相互相関の最大ピークのタイミングを基準にして、予め設定された前ゴースト探索範囲（例えば−Ｎ／２〜０シンボルの範囲）の中で、ウィンドウ毎の相互相関の電力値から、所定の閾値以上のレベルの相関ピーク（到来波）が最初に現われたタイミングを検出し、そのタイミングをブロック先頭とするブロック同期を行い、同期ポイントであるブロック先頭タイミングの情報をブロック抽出部５２に出力する。この場合、前ゴースト検出部５０は、相互相関の最大ピークのタイミングにおける電力値を基準にして、その基準値から例えば−２０ｄＢ（真数の比率で０．０１）等の値を計算して閾値を求め、その閾値を所定の閾値としてブロック同期を行う。   The pre-ghost detection unit 50 receives the timing information of the maximum peak of the cross correlation and the power value of the cross correlation for each window from the peak detection unit 49, and is set in advance with reference to the timing of the maximum peak of the cross correlation. In the previous ghost search range (for example, a range of -N / 2 to 0 symbols), the timing at which a correlation peak (arrival wave) having a level equal to or higher than a predetermined threshold first appears from the power value of cross-correlation for each window. Then, block synchronization is performed with the timing as the block head, and information on the block head timing, which is a synchronization point, is output to the block extraction unit 52. In this case, the previous ghost detection unit 50 calculates a value such as −20 dB (0.01 in terms of true number) from the reference value based on the power value at the timing of the maximum peak of the cross-correlation and sets the threshold value. And the block synchronization is performed using the threshold as a predetermined threshold.

ブロック抽出部５２は、帯域制限フィルタ部２５から帯域制限された複素ベースバンド信号である受信信号を入力すると共に、相互相関部５１の前ゴースト検出部５０から同期ポイントであるブロック先頭タイミングの情報を入力し、ブロック先頭タイミングの情報に基づいて受信信号をブロック化し、ブロック同期した受信信号ｙｉ（ｔ）を出力する。具体的には、ブロック抽出部５２は、ブロック同期した受信信号ｙｉ（ｔ）のうち、はじめのユニークワードの部分の信号をチャネル推定部３０に出力し、次のデータ及びユニークワードの部分の信号をフーリエ変換部２９に出力し、受信信号ｙｉ（ｔ）及び同期ポイント（ブロック先頭タイミング情報）を雑音電力検出部２８に出力する。 The block extraction unit 52 receives a reception signal that is a complex baseband signal whose band is limited from the band limitation filter unit 25, and receives information on the block head timing that is a synchronization point from the previous ghost detection unit 50 of the cross-correlation unit 51. Input, block the received signal based on the block head timing information, and output the block-synchronized received signal y i (t). Specifically, the block extraction unit 52 outputs the signal of the first unique word part of the block-synchronized received signal y i (t) to the channel estimation unit 30, and the next data and the unique word part The signal is output to the Fourier transform unit 29, and the received signal y i (t) and the synchronization point (block head timing information) are output to the noise power detection unit 28.

図８は、ブロック同期部２６−１のスライディング相関部４０における処理のタイミングを説明する図である。図８において、受信信号は、ブロック同期部２６−１のスライディング相関部４０が入力する信号であり、複素共役化及びＮシンボル遅延した受信信号は、スライディング相関部４０の複素共役化部４１を介してＮシンボル遅延部４２により出力され、複素乗算部４３が入力する信号である。スライディング相関の電力値は、複素乗算部４３を介してＮシンボル積分部４４により出力され、ピーク検出部４５が入力する積分信号の電力値に対応する値である。このスライディング相関の電力値は、受信信号と、複素共役化及びＮシンボル遅延した受信信号とを複素乗算してＮシンボル毎（ユニークワード長に相当する複素乗算積分範囲毎）に積分した値の実部の自乗と虚部の自乗の和に対応しているから、Ｎシンボル期間において、位相は回転していてもよいが同一の信号の複素共役を有する割合が最も大きい位置でピークの値となる。つまり、図８に示すように、スライディング相関の電力値は、受信信号におけるユニークワードシンボルと、複素共役化及びＮシンボル遅延した受信信号におけるユニークワードシンボルとの重なりが最も多いブロック先頭タイミング付近でピークを有する三角形の波形となる。   FIG. 8 is a diagram for explaining processing timing in the sliding correlation unit 40 of the block synchronization unit 26-1. In FIG. 8, the received signal is a signal input by the sliding correlation unit 40 of the block synchronization unit 26-1, and the received signal delayed by complex conjugation and N symbols is passed through the complex conjugate unit 41 of the sliding correlation unit 40. Output by the N symbol delay unit 42 and input by the complex multiplication unit 43. The power value of the sliding correlation is a value corresponding to the power value of the integration signal output from the N symbol integration unit 44 via the complex multiplication unit 43 and input by the peak detection unit 45. The power value of this sliding correlation is the actual value obtained by integrating the received signal and the received signal delayed by complex conjugation and N symbols and integrating each N symbols (for each complex multiplication integration range corresponding to the unique word length). Since this corresponds to the sum of the square of the part and the square of the imaginary part, the phase may be rotated in the N symbol period, but the peak value is obtained at the position where the ratio having the complex conjugate of the same signal is the largest. . That is, as shown in FIG. 8, the power value of the sliding correlation peaks near the block head timing where the overlap between the unique word symbol in the received signal and the unique word symbol in the received signal delayed by complex conjugate and N symbols is the largest. A triangular waveform having

しかしながら、スライディング相関部４０によるスライディング相関処理では、マルチパス環境によっては鋭い相関ピークが得られるとは限らず、スライディング相関ピークのタイミングが変動してしまう。このため、スライディング相関ピークのタイミングが、必ずしもブロック先頭タイミングになるとは限らない。   However, in the sliding correlation processing by the sliding correlation unit 40, a sharp correlation peak is not always obtained depending on the multipath environment, and the timing of the sliding correlation peak varies. For this reason, the timing of the sliding correlation peak is not necessarily the block head timing.

図９は、ブロック同期部２６−１の相互相関部５１における処理のタイミングを説明する図である。図９において、受信信号は、ブロック同期部２６−１の相互相関部５１が入力する信号であり、参照信号は、参照信号メモリ部４６により出力され、複素乗算部４７が入力するＮシンボルの信号である。相互相関の電力値は、複素乗算部４７を介してＮシンボル積分部４８により出力され、ピーク検出部４９が入力する積分信号の電力値に対応する値である。この相互相関の電力値は、受信信号と参照信号とを複素乗算してＮシンボル毎（ユニークワード長に相当する複素乗算積分範囲毎）に積分した値の実部の自乗と虚部の自乗の和に対応しているから、Ｎシンボル期間において、位相は回転していてもよいが同一の信号の複素共役を有する割合が最も大きい位置でピークの値となる。つまり、相互相関の電力値は、遅延プロファイルに相当し（図３を参照）、図９に示すように、２回連続するユニークワードのそれぞれの先頭タイミングで鋭い相互相関ピークが現れ、遅延プロファイルが２回計算される。   FIG. 9 is a diagram illustrating processing timing in the cross-correlation unit 51 of the block synchronization unit 26-1. In FIG. 9, the received signal is a signal input by the cross-correlation unit 51 of the block synchronization unit 26-1, the reference signal is output by the reference signal memory unit 46, and the signal of N symbols input by the complex multiplication unit 47. It is. The power value of the cross-correlation is a value corresponding to the power value of the integration signal output from the N symbol integration unit 48 via the complex multiplication unit 47 and input by the peak detection unit 49. The power value of this cross-correlation is the square of the real part and the square of the imaginary part of the value obtained by performing complex multiplication of the received signal and the reference signal and integrating every N symbols (for each complex multiplication integration range corresponding to the unique word length). Since it corresponds to the sum, the phase may be rotated in the N symbol period, but the peak value is obtained at the position where the ratio having the complex conjugate of the same signal is the highest. That is, the power value of the cross-correlation corresponds to the delay profile (see FIG. 3), and as shown in FIG. 9, a sharp cross-correlation peak appears at the start timing of each unique word that is continued twice. Calculated twice.

相互相関処理では、１回目の遅延プロファイルの後ろゴースト領域（α）及び２回目の遅延プロファイルの前ゴースト領域（β）で大きなダイナミックレンジが得られることから、後者をブロック同期に用いることが望ましい。これらの領域で大きなダイナミックレンジが得られるのは、相互相関の電力値を算出するための受信信号及び参照信号のそれぞれに、ユニークワードのみが含まれるからである。逆に、これら以外の領域では、受信信号にユニークワード以外の信号が含まれるため、大きなダイナミックレンジを得ることができない。ここで、理想的な環境では、スライディング相関ピークと２回目の遅延プロファイルの相互相関ピークのタイミングは一致し、マルチパスが存在する場合においても、スライディング相関ピークは２回目の遅延プロファイルの相互相関ピークのタイミング付近に現れる。   In the cross-correlation process, a large dynamic range can be obtained in the rear ghost region (α) of the first delay profile and the previous ghost region (β) of the second delay profile. Therefore, it is desirable to use the latter for block synchronization. The reason why a large dynamic range is obtained in these regions is that only the unique word is included in each of the received signal and the reference signal for calculating the power value of the cross correlation. Conversely, in regions other than these, a signal other than a unique word is included in the received signal, so that a large dynamic range cannot be obtained. Here, in an ideal environment, the timing of the cross correlation peak between the sliding correlation peak and the second delay profile coincides, and even when multipath exists, the sliding correlation peak is the cross correlation peak of the second delay profile. Appears near the timing.

このため、相互相関部５１の複素乗算部４７が、相互相関を行う範囲を、相互相関計算制御部５４により設定される、スライディング相関ピークのタイミング前後の計算範囲に限定し、受信信号と参照信号との間の複素乗算である相互相関を行い、ピーク検出部４９が、例えば計算範囲と同じピーク探索範囲に限定して、相互相関の電力値の最大ピークを検出し、前ゴースト検出部５０が、相互相関の最大ピーク値を基準にした閾値を設け、相互相関の最大ピークのタイミングを基準とする前ゴースト探索範囲の中で、相互相関の電力値において閾値以上のレベルの到来波が最初に現われたタイミングをブロック先頭タイミングとするようにした。これにより、先頭の到来波のタイミングを精度良く検出することができると共に、計算範囲、ピーク探索範囲及び前ゴースト探索範囲に限定して処理を行うようにしたから、演算量及び演算にかかる時間を削減することができる。   Therefore, the range in which the complex multiplication unit 47 of the cross-correlation unit 51 performs cross-correlation is limited to the calculation range before and after the timing of the sliding correlation peak set by the cross-correlation calculation control unit 54, and the received signal and the reference signal And the peak detector 49 detects the maximum peak of the power value of the cross-correlation, for example, limited to the same peak search range as the calculation range, and the previous ghost detector 50 A threshold value based on the maximum cross-correlation peak value is set, and in the previous ghost search range based on the cross-correlation maximum peak timing, an incoming wave with a level equal to or higher than the threshold value is first detected in the cross-correlation power value. The timing that appeared was made the block head timing. As a result, the timing of the leading arrival wave can be detected with high accuracy, and processing is limited to the calculation range, the peak search range, and the previous ghost search range. Can be reduced.

以上のように、本発明の実施形態によるシングルキャリア受信装置２０１，２０２のブロック同期部２６−１によれば、スライディング相関部４０が、送信信号のクロックに対してオーバーサンプリングでＡＤ変換部２３によりＡＤ変換された受信信号に対して、受信信号とこの受信信号をユニークワードのシンボル数分遅延させた信号との間でスライディング相関処理を行い、相互相関部５１が、スライディング相関のピーク前後の受信信号に限定して、受信信号とユニークワードの参照信号との間で相互相関処理を行うことによって相互相関の電力値（遅延プロファイル）を計算し、遅延プロファイルの最大ピークより前の前ゴースト探索範囲で、閾値以上のレベルの到来波が最初に現われたタイミングをブロック先頭タイミングとするブロック同期を行うようにした。   As described above, according to the block synchronization unit 26-1 of the single carrier receivers 201 and 202 according to the embodiment of the present invention, the sliding correlation unit 40 is oversampled with respect to the clock of the transmission signal by the AD conversion unit 23. A sliding correlation process is performed between the received signal and a signal obtained by delaying the received signal by the number of unique word symbols, and the cross-correlation unit 51 receives the signal before and after the peak of the sliding correlation. The cross-correlation power value (delay profile) is calculated by performing cross-correlation processing between the received signal and the unique word reference signal for the signal only, and the previous ghost search range before the maximum peak of the delay profile The timing at which an incoming wave with a level higher than the threshold first appears is the block head timing. It was to perform the lock synchronization.

受信信号とユニークワードとの間の相互相関処理では、一致した箇所で鋭い相関ピークが現れる。この相互相関の特性は優れているため、相互相関のダイナミックレンジが大きくなり、最初の到来波の到来タイミングを正確に検出することができると共に、そのレベルを精度良く検出することができる。また、このタイミングをブロック先頭タイミングとすることで、ブロック間干渉のない復調処理が可能となる。さらに、複素乗算部４７は、スライディング相関ピークのタイミング前後の計算範囲に限定して、受信信号とユニークワードとの間の相互相関の演算を行うようにしたから、演算量を抑えながら正確なブロック同期を行うことができる。したがって、ブロック同期の検出範囲を正確に識別してブロック同期を適切に実現することができると共に、ブロック同期を実現するための演算量を抑えることができる。尚、スライディング相関処理は、シンボル単位にスライドさせてＮシンボル分の相関値を算出する際に、以前に算出した結果を用いることができるから、相互相関と比べて簡易な処理である。したがって、スライディング相関部４０によるスライディング相関ピークのタイミング検出、及び自動周波数制御部２７の自動周波数制御のために必要な位相差検出を、簡易な処理にて実現することができる。   In the cross-correlation process between the received signal and the unique word, a sharp correlation peak appears at the coincident location. Since the cross-correlation characteristics are excellent, the dynamic range of the cross-correlation is increased, so that the arrival timing of the first incoming wave can be accurately detected and the level thereof can be detected with high accuracy. Also, by making this timing the block head timing, demodulation processing without inter-block interference becomes possible. Furthermore, since the complex multiplier 47 performs the calculation of the cross-correlation between the received signal and the unique word only in the calculation range before and after the timing of the sliding correlation peak, an accurate block while suppressing the amount of calculation. Synchronization can be performed. Therefore, the block synchronization detection range can be accurately identified and block synchronization can be appropriately realized, and the amount of calculation for realizing block synchronization can be suppressed. The sliding correlation process is simpler than cross-correlation because the previously calculated result can be used when calculating the correlation values for N symbols by sliding in symbol units. Therefore, the detection of the phase difference necessary for the sliding correlation peak timing detection by the sliding correlation unit 40 and the automatic frequency control of the automatic frequency control unit 27 can be realized by simple processing.

また、本発明の実施形態では、シングルキャリア送信装置２００の基準信号挿入部３において、ガードインターバル及びチャネル推定用のユニークワードとしてＣｈｕ符号を用いるようにした。具体的には、ユニークワード長がＮの場合のｉ番目（ｉ＝０〜Ｎ−１）のＣｈｕ符号をｅｘｐ｛ｊ・Ｋ・π・ｉ２／Ｎ｝と表したとき（ｊは虚数単位）、パラメータＫが、Ｎより小さく、かつＮと互いに素である最大の整数（Ｎ−１）になるようにした。ユニークワードをＣｈｕ符号としたときのパラメータＫは、Ｎと互いに素である整数にする必要があるが、さらに、ＫをＮより小さく、かつＮと互いに素である最大の整数（Ｎ−１）とするようにした。これにより、シングルキャリア受信装置２０１，２０２において、遅延プロファイルに疑似的なピークが無くなり、前ゴースト、後ろゴースト共に、ダイナミックレンジを大きくとることができるから、到来波の正確な検出が可能となる。 In the embodiment of the present invention, the Chu signal is used as the guard interval and the unique word for channel estimation in the reference signal insertion unit 3 of the single carrier transmission apparatus 200. Specifically, when the i-th (i = 0 to N−1) Chu code when the unique word length is N is expressed as exp {j · K · π · i 2 / N} (j is an imaginary unit) ), And the parameter K is set to a maximum integer (N−1) that is smaller than N and relatively prime to N. The parameter K when the unique word is a Chu code needs to be an integer that is relatively prime to N, and further, K is smaller than N and the largest integer that is relatively prime to N (N−1). I tried to do it. As a result, in the single carrier receivers 201 and 202, there is no pseudo peak in the delay profile, and both the front ghost and the back ghost can have a large dynamic range, so that an incoming wave can be accurately detected.

〔第２のブロック同期部〕
次に、図４及び図５に示したブロック同期部２６における第２の構成及び処理について詳細に説明する。図７は、第２のブロック同期部２６の構成を示すブロック図である。このブロック同期部２６−２は、スライディング相関部４０、相互相関部５１、ブロック抽出部５２及びディシメーション部５３を備えている。図６に示したブロック同期部２６−１と図７に示すブロック同期部２６−２とを比較すると、両ブロック同期部２６−１，２６−２共に、スライディング相関部４０、相互相関部５１及びブロック抽出部５２を備えている点で共通する。これに対し、ブロック同期部２６−２は、ブロック同期部２６−１の構成に加え、ディシメーション部５３を備えている点で相違する。図７において、図６と共通する部分には図６と同一の符号を付し、その詳しい説明は省略する。 [Second block synchronization unit]
Next, the second configuration and processing in the block synchronization unit 26 shown in FIGS. 4 and 5 will be described in detail. FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of the second block synchronization unit 26. The block synchronization unit 26-2 includes a sliding correlation unit 40, a cross correlation unit 51, a block extraction unit 52, and a decimation unit 53. Comparing the block synchronization unit 26-1 shown in FIG. 6 with the block synchronization unit 26-2 shown in FIG. 7, both of the block synchronization units 26-1 and 26-2 include a sliding correlation unit 40, a cross-correlation unit 51, and This is common in that a block extraction unit 52 is provided. On the other hand, the block synchronization unit 26-2 is different in that it includes a decimation unit 53 in addition to the configuration of the block synchronization unit 26-1. In FIG. 7, the same reference numerals as those in FIG.

ディシメーション部５３は、帯域制限フィルタ部２５から帯域制限された複素ベースバンド信号である受信信号を入力し、送信信号のクロックと等倍になるように信号を間引く。すなわち、ＡＤ変換部２３により送信信号のクロックに対してオーバーサンプリングでＡＤ変換された受信信号が、送信信号のクロックと等倍になるように、信号を間引く。そして、ディシメーション部５３は、送信クロックと等倍になった受信信号を相互相関部５１の複素乗算部４７、並びにスライディング相関部４０の複素共役化部４１及び複素乗算部４３に出力する。これにより、スライディング相関部４０及び相互相関部５１の相関処理において、相関計算の分解能はオーバーサンプリングの場合よりも劣化するが、相関結果は同様な特性を示すため、回路規模を半分以下に抑えつつ、スライディング相関ピークのタイミングを検出することができると共に、同期ポイントであるブロック先頭タイミングを検出することができる。   The decimation unit 53 receives the reception signal, which is a complex baseband signal whose band is limited, from the band limitation filter unit 25, and thins the signal so that it is the same frequency as the clock of the transmission signal. That is, the signal is thinned out so that the reception signal AD-converted by oversampling with respect to the clock of the transmission signal by the AD conversion unit 23 is the same as the clock of the transmission signal. Then, the decimation unit 53 outputs the reception signal having the same magnification as the transmission clock to the complex multiplication unit 47 of the cross-correlation unit 51 and the complex conjugate unit 41 and the complex multiplication unit 43 of the sliding correlation unit 40. Thereby, in the correlation processing of the sliding correlation unit 40 and the cross-correlation unit 51, the resolution of the correlation calculation is deteriorated compared to the case of oversampling, but the correlation result shows similar characteristics, so that the circuit scale is suppressed to less than half. In addition, the timing of the sliding correlation peak can be detected, and the block head timing which is a synchronization point can be detected.

図１１は、前ゴースト、主波及び後ろゴーストの３波が存在する条件において、ブロック同期部２６−２によりブロック同期を行った場合の相互演算の結果を説明する図である。図１１の上段の図において、横軸は時間を示し、縦軸はスライディング相関部４０のピーク検出部４５により算出されるスライディング相関の電力値を示す。また、図１１の下段の図において、横軸は時間を示し、縦軸は相互相関部５１のピーク検出部４９により算出される相互相関の電力値を示す。また、ａは、スライディング相関ピークのタイミング及び相互相関ピークのタイミングを示す。ｂは、設定した最初の到来波のタイミングを示す。   FIG. 11 is a diagram for explaining a result of mutual calculation when block synchronization is performed by the block synchronization unit 26-2 under a condition where there are three waves of a front ghost, a main wave, and a rear ghost. In the upper diagram of FIG. 11, the horizontal axis represents time, and the vertical axis represents the sliding correlation power value calculated by the peak detection unit 45 of the sliding correlation unit 40. In the lower diagram of FIG. 11, the horizontal axis indicates time, and the vertical axis indicates the power value of the cross-correlation calculated by the peak detection unit 49 of the cross-correlation unit 51. Further, a indicates the timing of the sliding correlation peak and the timing of the cross correlation peak. b shows the timing of the set first incoming wave.

例えば、シングルキャリア送信装置２００とシングルキャリア受信装置２０１，２０２との最短距離の間に遮蔽物が存在しない場合、シングルキャリア受信装置２０１，２０２では、相互相関の電力値である遅延プロファイルに、シングルキャリア送信装置２００からシングルキャリアのＲＦ信号を最短距離のルートで受信する信号に対応する主波（受信電力が最大である到来波）が現れる。この場合、ａとｂとは同じタイミングになる。これに対し、例えば、シングルキャリア送信装置２００とシングルキャリア受信装置２０１，２０２との最短距離の間に遮蔽物が存在し、マルチパスの信号が主波となる場合、シングルキャリア受信装置２０１，２０２では、図１１に示すように、相互相関の電力値である遅延プロファイルに、シングルキャリア送信装置２００からシングルキャリアのＲＦ信号を最短距離のルートで受信する信号に対応する前ゴースト、マルチパスによる主波及び後ろゴーストが現れる。この場合、最初の到来波のタイミングｂは、スライディング相関ピークのタイミング及び相互相関ピークのタイミングａよりも前になる。   For example, when there is no shield between the shortest distances between the single carrier transmission apparatus 200 and the single carrier reception apparatuses 201 and 202, the single carrier reception apparatuses 201 and 202 have a single delay profile that is a power value of cross-correlation. A main wave corresponding to a signal for receiving a single carrier RF signal from the carrier transmission device 200 via the route with the shortest distance appears (an incoming wave with the maximum received power). In this case, a and b have the same timing. On the other hand, for example, when there is a shield between the shortest distance between the single carrier transmission apparatus 200 and the single carrier reception apparatuses 201 and 202, and the multipath signal becomes the main wave, the single carrier reception apparatuses 201 and 202 Then, as shown in FIG. 11, the delay profile, which is the power value of the cross-correlation, has the main ghost and multipath main signals corresponding to the signal that receives the single carrier RF signal from the single carrier transmission device 200 through the route with the shortest distance. Waves and back ghosts appear. In this case, the timing b of the first incoming wave is earlier than the timing a of the sliding correlation peak and the timing a of the cross correlation peak.

前述のとおり、相互相関部５１のピーク検出部４９が、スライディング相関ピークのタイミングａ前後の受信信号に対して相互相関の電力値を算出し、その中から最大の相互相関ピークのタイミングａと相互相関の電力値のレベルを検出し、前ゴースト検出部５０が、相互相関ピークのタイミングａよりも前のゴースト探索範囲内で、所定の閾値以上の相関ピークが最初に現れるタイミングを検出する。図１１の上段の図から、スライディング相関の電力値は、設定した最初の到来波のタイミングｂでピークにならないが、図１１の下段の図から、前ゴースト検出部５０により検出されたタイミングが、設定した最初の到来波のタイミングｂと一致していることがわかる。このタイミングｂをブロックの先頭として処理することにより、原理的にブロック間干渉が生じない復調処理が可能となる。このように、ブロック同期部２６−２によれば、回路規模を半分以下に抑えつつ、ブロック先頭位置を検出することが可能となる。   As described above, the peak detection unit 49 of the cross-correlation unit 51 calculates the power value of the cross-correlation with respect to the received signal before and after the sliding correlation peak timing a, and the cross-correlation peak timing a and the maximum cross-correlation peak timing a are calculated. The level of the power value of the correlation is detected, and the previous ghost detection unit 50 detects the timing at which a correlation peak equal to or higher than a predetermined threshold first appears in the ghost search range before the cross correlation peak timing a. From the upper diagram of FIG. 11, the power value of the sliding correlation does not reach a peak at the timing b of the first arrival wave that has been set, but the timing detected by the previous ghost detection unit 50 from the lower diagram of FIG. It can be seen that it coincides with the timing b of the first incoming wave that has been set. By processing this timing b as the head of a block, it is possible in principle to perform a demodulation process in which no inter-block interference occurs. As described above, according to the block synchronization unit 26-2, it is possible to detect the block head position while suppressing the circuit scale to half or less.

以上のように、本発明の実施形態によるシングルキャリア受信装置２０１，２０２のブロック同期部２６−２によれば、ディシメーション部５３が、受信信号に対して、送信信号のクロックと等倍になるように間引き処理を行い、スライディング相関部４０が、間引き処理が行われた受信信号に対して、受信信号と受信信号をユニークワードのシンボル数分遅延させた信号との間でスライディング相関処理を行い、相互相関部５１が、間引き処理が行われた受信信号を用いて、スライディング相関のピーク前後の受信信号に限定して、受信信号とユニークワードの参照信号との間で相互相関処理を行うことによって相互相関の電力値（遅延プロファイル）を計算し、遅延プロファイルの最大ピークより前の前ゴースト探索範囲で、閾値以上のレベルの到来波が最初に現われたタイミングをブロック先頭タイミングとするブロック同期を行うようにした。   As described above, according to the block synchronization unit 26-2 of the single carrier receivers 201 and 202 according to the embodiment of the present invention, the decimation unit 53 is equal to the transmission signal clock with respect to the reception signal. Thus, the sliding correlation unit 40 performs a sliding correlation process between the received signal and the signal obtained by delaying the received signal by the number of unique word symbols. The cross-correlation unit 51 performs the cross-correlation process between the received signal and the unique word reference signal by using the received signal that has been subjected to the thinning-out process, limited to the received signal before and after the peak of the sliding correlation. To calculate the power value of the cross-correlation (delay profile), and in the previous ghost search range before the maximum peak of the delay profile, The timing of incoming waves bell first appeared was to perform block synchronization for the block head timing.

これにより、ブロック同期部２６−１の場合と同様の効果に加え、スライディング相関及び相互相関を行うための回路規模を半分以下に減らし、ピーク検出速度等の演算速度を速くすることができ、演算量を抑えて正確なブロック同期を行うことができる。   Thereby, in addition to the same effect as the case of the block synchronization unit 26-1, the circuit scale for performing the sliding correlation and the cross correlation can be reduced to less than half, and the calculation speed such as the peak detection speed can be increased. Accurate block synchronization can be performed while suppressing the amount.

１ 送信前処理部
２ マッピング部
３ 基準信号挿入部
４ アップサンプル部
５，２５ 帯域制限フィルタ部
６ デジタル直交変調部
７ アパーチャ補正部
８ ＤＡ変換部
９ 送信高周波部
１０ 送信アンテナ
２１ 受信アンテナ
２２ 受信高周波部
２３ ＡＤ変換部
２４ デジタル直交復調部
２６ ブロック同期部
２７ 自動周波数制御部
２８ 雑音電力検出部
２９ フーリエ変換部
３０ チャネル推定部
３１ 周波数領域等化部
３２ 逆フーリエ変換部
３３ シンボル判定部
３４ 受信後処理部
３５ 周波数領域合成部
４０ スライディング相関部
４１，１０１ 複素共役化部
４２，１０２ Ｎシンボル遅延部
４３，４７，１０３ 複素乗算部
４４，４８，１０４ Ｎシンボル積分部
４５，４９，１０５ ピーク検出部
４６ 参照信号メモリ部
５０ 前ゴースト検出部
５１ 相互相関部
５２，１０６ ブロック抽出部
５３ ディシメーション部
５４ 相互相関計算制御部
２００ シングルキャリア送信装置
２０１，２０２ シングルキャリア受信装置 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Transmission pre-processing part 2 Mapping part 3 Reference signal insertion part 4 Up-sampling part 5,25 Band-limiting filter part 6 Digital orthogonal modulation part 7 Aperture correction part 8 DA conversion part 9 Transmission high frequency part 10 Transmission antenna 21 Reception antenna 22 Reception high frequency Unit 23 AD conversion unit 24 digital orthogonal demodulation unit 26 block synchronization unit 27 automatic frequency control unit 28 noise power detection unit 29 Fourier transform unit 30 channel estimation unit 31 frequency domain equalization unit 32 inverse Fourier transform unit 33 symbol determination unit 34 after reception Processing unit 35 Frequency domain synthesis unit 40 Sliding correlation unit 41, 101 Complex conjugate unit 42, 102 N symbol delay unit 43, 47, 103 Complex multiplication unit 44, 48, 104 N symbol integration unit 45, 49, 105 Peak detection unit 46 Reference signal memory unit 50 Pre-ghost detection unit 51 Cross-correlation unit 2,106 block extraction section 53 decimation unit 54 cross-correlation calculation control unit 200 single-carrier transmission device 201, 202 single-carrier receiver apparatus

Claims (3)

シンボル数が（Ｍ−Ｎ）のデータシンボル、及び前記データシンボルの前後に配置したシンボル数がＮの既知のユニークワードシンボルからなるブロックが連続した送信信号を、シングルキャリアの無線信号として受信アンテナによって受信し（Ｍ，Ｎは正の整数、Ｍ＞Ｎ）、前記受信した信号をＡＤ変換及び直交復調してベースバンドの受信信号とし、ブロック同期処理によりブロック同期した信号を生成し、前記ブロック同期した信号を周波数領域で等化または合成するシングルキャリア受信装置において、
前記送信信号のクロックに対しオーバーサンプリングでＡＤ変換された受信信号と、前記受信信号を前記ユニークワードシンボル数分遅延させた信号との間の相関処理により相関値を算出し、前記相関値がピークとなるタイミングをスライディング相関ピークのタイミングとして検出するスライディング相関部と、
前記スライディング相関部により検出されたスライディング相関ピークのタイミング前後の所定範囲におけるＮシンボルの前記受信信号と、前記Ｎシンボルの既知のユニークワードシンボルについての参照信号との間の相関処理により相関値を遅延プロファイルとして算出し、前記遅延プロファイルがピークとなる前の所定の前ゴースト探索範囲にて、所定の閾値以上の到来波が最初に現れるタイミングをブロック先頭タイミングとして検出する相互相関部と、
前記相互相関部により検出されたブロック先頭タイミングに基づいて、前記受信信号からブロックを抽出し、前記周波数領域で等化または合成するための前記ブロック同期した信号を出力するブロック抽出部と、
を備えたことを特徴とするシングルキャリア受信装置。 A transmission signal in which a block consisting of a data symbol having a number of symbols (M−N) and a known unique word symbol having a number N of symbols arranged before and after the data symbol is continuously transmitted as a single carrier radio signal by a receiving antenna. Receiving (M and N are positive integers, M> N), AD-converting and quadrature demodulating the received signal into a baseband received signal, generating a block-synchronized signal by block synchronization processing, and generating the block synchronization In a single carrier receiver that equalizes or synthesizes the received signal in the frequency domain,
A correlation value is calculated by a correlation process between a received signal AD-converted by oversampling with respect to the clock of the transmission signal and a signal obtained by delaying the received signal by the number of unique word symbols, and the correlation value reaches a peak. A sliding correlation unit that detects the timing as the sliding correlation peak timing;
The correlation value is delayed by correlation processing between the received signal of N symbols in a predetermined range before and after the timing of the sliding correlation peak detected by the sliding correlation unit and the reference signal for the known unique word symbol of the N symbols. A cross-correlation unit that calculates a profile, and detects a timing at which an incoming wave equal to or greater than a predetermined threshold first appears in a predetermined previous ghost search range before the delay profile reaches a peak;
A block extraction unit for extracting a block from the received signal based on a block head timing detected by the cross-correlation unit and outputting the block-synchronized signal for equalization or synthesis in the frequency domain ;
A single carrier receiver comprising: 請求項１に記載のシングルキャリア受信装置において、
前記相互相関部は、
前記スライディング相関部により検出されたスライディング相関ピークのタイミング前後における所定の計算範囲を設定する相互相関計算範囲設定部と、
前記Ｎシンボルの既知のユニークワードシンボルが複素共役の参照信号として記憶された参照信号メモリ部と、
前記相互相関計算範囲設定部により設定された計算範囲において、前記受信信号と前記参照信号メモリ部に記憶された参照信号との間でＮシンボル分の複素乗算を行う複素乗算部と、
前記複素乗算部により複素乗算されたＮシンボル分の乗算結果を積分し、前記計算範囲におけるＮシンボル毎の積分値を算出するＮシンボル積分部と、
Ｎシンボル積分部により算出された積分値に対応する遅延プロファイルが最大ピークとなるタイミングを検出するピーク検出部と、
前記ピーク検出部により検出された最大ピークのタイミングを基準にして、それ以前の所定時点から前記基準時点までの間の前ゴースト探索範囲の中で、前記遅延プロファイルにおいて所定の閾値以上の到来波が最初に現れるタイミングをブロック先頭タイミングとして検出する前ゴースト検出部と、
を備えたことを特徴とするシングルキャリア受信装置。 In the single carrier receiver according to claim 1,
The cross-correlation part is
A cross-correlation calculation range setting unit for setting a predetermined calculation range before and after the timing of the sliding correlation peak detected by the sliding correlation unit;
A reference signal memory unit in which the known unique word symbols of the N symbols are stored as complex conjugate reference signals;
A complex multiplier that performs complex multiplication for N symbols between the received signal and a reference signal stored in the reference signal memory unit in the calculation range set by the cross-correlation calculation range setting unit;
An N-symbol integration unit that integrates multiplication results for N symbols that are complex-multiplied by the complex multiplication unit, and calculates an integral value for each N symbols in the calculation range;
A peak detection unit for detecting a timing at which the delay profile corresponding to the integration value calculated by the N symbol integration unit reaches the maximum peak;
With reference to the timing of the maximum peak detected by the peak detector, an arriving wave having a predetermined threshold or more in the delay profile in the previous ghost search range from the predetermined time point to the reference time point before that. A pre-ghost detection unit that detects the first appearing timing as the block head timing;
A single carrier receiver comprising: 請求項１または２に記載のシングルキャリア受信装置において、
さらに、前記送信信号のクロックに対しオーバーサンプリングでＡＤ変換された受信信号に対し、前記送信信号のクロックと等倍になるように間引き処理を行うディシメーション部を備え、
前記スライディング相関部は、前記送信信号のクロックに対しオーバーサンプリングでＡＤ変換された受信信号の代わりに、前記ディシメーション部により間引き処理された受信信号を用いて、前記スライディング相関ピークのタイミングを検出し、
前記相互相関部は、前記スライディング相関部により検出されたスライディング相関ピークのタイミング前後の所定範囲におけるＮシンボルの前記受信信号の代わりに、前記スライディング相関部により検出されたスライディング相関ピークのタイミング前後の所定範囲におけるＮシンボルの、前記ディシメーション部により間引き処理された受信信号を用いて、前記ブロック先頭タイミングを検出することを特徴とするシングルキャリア受信装置。 In the single carrier receiver according to claim 1 or 2,
Furthermore, a decimation unit that performs a decimation process so that the received signal AD-converted by oversampling with respect to the clock of the transmission signal is equal to the clock of the transmission signal,
The sliding correlation unit detects the timing of the sliding correlation peak using the received signal thinned out by the decimation unit, instead of the received signal AD-converted by oversampling with respect to the clock of the transmission signal. ,
The cross-correlation unit has a predetermined value before and after the timing of the sliding correlation peak detected by the sliding correlation unit, instead of the received signal of N symbols in a predetermined range before and after the timing of the sliding correlation peak detected by the sliding correlation unit. A single-carrier receiving apparatus that detects the block head timing using a reception signal of N symbols in a range that has been thinned by the decimation unit.
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