JP6080364B2 - 電力損失低減のための能動型整流器回路の電圧クランプ方法 - Google Patents

Description

本発明は、電力損失を低減する目的の整流器回路を有する発電機装置における電圧クランプ方法に関している。

例えば三相交流電源網などの三相交流系統からの直流系統の給電に対しては、一般的に複数の整流器が用いられる。これらの整流器は、大抵はブリッジ回路として構成される。整流器素子としてよく用いられるのはダイオードである。この種のダイオードは駆動制御回路を必要としない。なぜならダイオード自身で適時に導通状態若しくは遮断状態に移行できるからである。

ブリッジ回路は整流器として自動車の発電機にも利用されている。

整流器は、ダイオードと初期電流とによって予め想定できる電力損失を有するが、これは例えばダイオードの並列接続等の回路技術的な手段によって無視できるくらいに低減することが可能である。

このような電力損失の実質的な低減は、例えば前述したようなダイオードをＭＯＳＦＥＴなどの能動スイッチに置換えることで達成することが可能である。しかしながらこの種の能動スイッチは、それらを適時にオン・オフするための制御系を必要としている。

能動型整流器の臨界的な作動状態では、いわゆるロードダンプ（負荷遮断）と呼ばれる過渡現象が発生する。例えば励起された状態で大電流が流れている電気機械のもとで負荷ケーブルが脱落した場合や、全ての負荷が突然遮断された場合などには最大のロードダンプが発生する。このような突発的に生じるケースにおいては、発電機はある期間の間、典型的には３００ｍｓ〜５００ｍｓの間、さらにエネルギーを送り続ける。このエネルギーは整流器において変換されなければならない。なぜなら過電圧による損傷から搭載電源網を保護する必要があるからである。

従来のダイオード整流器を用いたケースでは、このような損失エネルギーは熱に変換されてきた。なぜならダイオード整流器は非常に低い熱インピーダンスを備えた良好な構造及び接続技法として提供されてきたからである。

一方、ＭＯＳＦＥＴをスイッチとして用いたケースでは、損失エネルギーの熱への変換は、熱インピーダンスが比較的高いＭＯＳＦＥＴ特有の特性のために、このような構造及び接続技法としては限られたケースでしか利用できないものである。ＭＯＳＦＥＴは電圧クランプモードにおいては、ダイオードよりも少ない負荷状態におかれる。

ＤＥ１０２００７０６０２１９Ａ１明細書からは、ダイオードの代わりに交流電圧の整流に用いることのでき、ダイオードのようにカソード端子とアノード端子を備えた二極性が形成される整流器回路が公知である。この種の整流器回路の電力損失は、シリコンｐｎダイオードの電力損失に比べれば遙かに少ない。この明細書に開示されている整流器回路の１つは、カソード端子とアノード端子とを備え、さらにこれらの端子間に次のような電子回路が設けられている。すなわち、集積化された逆起電力ダイオードを備えたＭＯＳトランジスタと、コンデンサと、差動増幅器と、カソード端子とアノード端子の間の電位差を所定の値に制限するリミッタとを有した電子回路である。この種の電位差の制限は、電圧クランプと称され、特定のケースにおいてロードダンプ保護の役割を担ったものである。

ＤＥ１０００１８７６Ｃ１明細書からは、不均衡な作動状態の回避のための過電圧保護回路を備えたパワートランジスタが公知である。このパワートランジスタは、メイントランジスタのドレイン端子とソース端子の間に割り当てられている主電流チャネルの制御のための少なくとも一つの制御ゲートと、サブトランジスタのドレイン端子とソース端子の間に割り当てられている補助電流チャネルの制御のための少なくとも一つの補助ゲートと、前記補助ゲートをドレイン端子に接続している保護ツェナーダイオードとを含んでいる。

ＥＰ０７７７３０９Ｂ１明細書からは、ロードダンプエネルギーを消去するために、ハイサイド分岐又はローサイド分岐をまとめて整流器ブリッジに短絡させる手段が開示されている。この解決手段の欠点は、ケーブルの脱落や欠陥のためにバッテリーが不在となった場合に、突発的な電圧給電がもたらされることである。そのような場合にはシステムが危険な状態に陥る。なぜなら整流器もそのエネルギーを搭載電源網から引き込むからである。さらにこの解決手段は、従来の搭載電源網の制御と組合わせることができない。なぜなら、この手段は電圧の降下を識別した後で励起電流を引き上げてしまうからである。このことは結果として、ロードダンプ状態を終熄できなくさせる。

ＤＥ１０２００７０６０２１９Ａ１明細書 ＤＥ１０００１８７６Ｃ１明細書 ＥＰ０７７７３０９Ｂ１明細書

前述してきたような従来技術における欠点に鑑みこれを解消すべく解決を行うことである。

前記課題は本発明により、ロードダンプの存在を識別するために、発電機装置の位相電圧の各半波期間毎に、所定の閾値を上回っているか否かが検査され、ロードダンプの存在が識別された場合には、位相電圧を、電圧限界値を用いて閾値よりも小さい所定の電圧値まで低減させるようにして解決される。

本発明の上記構成によれば、ロードダンプ状態が発生した場合の出力段における電力損失が最小化され、クリティカルな電圧範囲から十分に離れた間隔を維持することができるようになる。さらに、ロードダンプの想定される期間を推定し、それに対する保護期間の間に対抗措置を講じるための特別な評価ユニットの適用も不要である。本発明の方法によれば、カソード端子とアノード端子の間に印加される交流電圧の正の各半波期間毎に、カソード端子とアノード端子との間の電位差が、ロードダンプの存在に対して予め設定された所定の閾値よりも大きいか否かが求められ、前記電位差が所定の閾値よりも大きい場合には、カソード端子とアノード端子との間の電位差が、当該半波期間が終了するまでに、ロードダンプの予め定められた閾値よりも小さい所定の電圧値に制限される。

ロードダンプ、すなわち突発的な負荷遮断のために生じる過渡的な過電圧の発生期間は、３００ｍｓ〜５００ｍｓの範囲にある期間を越えて延びる可能性がある。この期間の範囲内で、整流器回路のカソード端子とアノード端子との間に、複数の正の半波を有する交流電圧が印加される。これらの半波期間は、発電機の実際の回転数と磁極数に依存する。例えば回転数が毎時６０００回転で、磁極数が８つのケースでは、半波期間は６２５μｓとなる。本発明によれば、正の各半波期間毎に新たに、整流器回路のカソード端子とアノード端子の間の電位差が、ロードダンプの存在に対して予め設定された所定の閾値よりも大きいか否かが求められ、前記電位差が所定の閾値よりも大きい場合には、当該半波期間が終了するまで、ロードダンプの予め定められた閾値よりも小さい所定の電圧値への当該電位差の制限が行われる。例えば前記予め定められた閾値は２５Ｖで、前記所定の電圧値は１６Ｖであってもよい。

ロードダンプが存在する場合の送出電力を概略的に表わした図 ロードダンプが存在する場合の測定された送出電流を概略的に表わした図 発電機装置の実施例の概略図 損失ピーク電力とクランプ電圧との間の関係を概略的に表わした図 本発明による整流器回路の実施例を示した図 位相電圧と搭載電源網電圧の経過を概略的に示した図 位相電圧と搭載電源網電圧のさらなる経過を概略的に示した図

以下では本発明の実施例を図面に基づき詳細に説明する。

ロードダンプのもとでは、制御された初期電圧に基づいて非常に迅速な電圧上昇が現われる。なぜなら発電機は、励起巻線を流れる電流がなくなるまで相端子を介して強制的に電力を送出するからである。

極端なケースでは、搭載電源網への電流供給が中断されるかまたは負荷の遮断によって「０」の目標値を有するようになるので、この電力は整流器において変換されなければならない。電圧上昇と発電機の位相を介した電流送出に基づいて、発電機から送出される電力は急峻に上昇する。測定される送出電力の例は図１に示されている。

図１には、ロードダンプの前後に生じる電力経過が例示的に示されている。ここでは特にロードダンプの際に電気機械の界磁石で測定された送出電力が描写されている。この図の縦軸１０には、電力Ｐがワット単位で示され、横軸１２には時間ｔが秒単位でプロットされている。ロードダンプはｔ＝０．１ｓの時点で発生している。

特性曲線１４は、発電機から搭載電源網へ送出される電力を示している。さらなる特性曲線１６は、ロードダンプ中に整流器が受け入れなければならない電力を示している。このロードダンプは０．１ｓのところで開始されている。特性曲線１６は、発電機の励起回路によって定まる時定数Ｔのｅ関数に近似的に追従する。

図２にはロードダンプのもとで測定された電流特性曲線が表わされている。このダイヤグラムは、ロードダンプの際に整流器の下流側で測定された送出電流の一例を表わしている。この場合縦軸３０には電流がアンペア単位で示され、横軸３２には秒単位の時間Ｔがプロットされている。

図３には、その全体が符号５０で表わされている発電機装置の実施例が描写されている。この図では、ブリッジ型整流器として構成されている整流器５４と、発電機５２とが示されている。

本発明によれば、このブリッジ型整流器のスイッチの各々が整流器回路によって置換えられている。以下ではこの種の整流器回路の実施例を図５に基づいて説明する。

整流器におけるロードダンプの結果として置換えられる電力は、整流器のクランプ電圧にほぼ比例して増加する。ここでの目的は、電力損失の最適化の趣旨のもとでクランプ電圧をできるだけ低く抑えることにある。

図４には、２３０Ａのクランプ電圧とピーク損失電力との間の関係が描写されている。この描写では、縦軸３００に損失電力がキロワット単位でプロットされ、横軸３０２には、クランプ電圧がボルト単位でプロットされている。この図４には、以下の特徴によって特性付けられる様々な電圧領域が示されている。すなわち、
第１の領域３１０；クランプ電圧＜８Ｖ； 供給電圧は搭載電源網へもたらされる
第２の領域３１２；８Ｖ＜クランプ電圧＜１８Ｖ； 通常の作動モード領域
第３の領域３１４；１５Ｖ＜クランプ電圧＜１８Ｖ； ボルテージレギュレータの制御電圧よりも上方の通常の作動領域
第４の領域３１６；クランプ電圧＞１８Ｖ； 高い損失電力の伴う、通常作動領域上方。

公知のダイオード整流器のクランプは、１８Ｖよりも上方の電圧領域において動作する。これにより、電圧クランプが通常の作動モード以外でしか行われないことが保証される。

時間に関して能動的な整流器とクランプ電圧は、制御されて動作し得るものなので、損失電力を低減するためにはクランプ電圧が低減される。この場合第３の領域３１４は、１５Ｖと１８Ｖの間で有利に設定される。なぜならこの電圧領域では制御器が切り離され、全ての電子機器が引き続き安定して動作し、損失電力も、１８Ｖ以上の第４の領域３１６に比べて著しく低減している。しかしながら整流器側方からの１５Ｖ以下の電圧クランプのもとでは、制御器における付加的手段なしでも、整流器の電圧クランプが、レギュレータにおける電圧制御に抗して動作し、もはやロードダンプ状態を逸脱することができなくなる。それにより、１５Ｖ〜１８Ｖの間の電圧領域が、損失電力と不変の制御との間の良好な妥協を提供する。現下の負荷の低下を識別し、レギュレータに低い目標電圧値を設定する、重畳型の論理回路のケースでは、例えば８Ｖまでの制御が考えられる。能動的な駆動制御が可能な電圧クランプは、例えば２５Ｖの高い電圧レベルの上回りからロードダンプを識別し、ロードダンプが識別された後では、本発明によれば、より低いレベル、例えば１６Ｖのレベルまで低減される。

図５にはこの種の電圧クランプを有する本発明による整流器回路の一実施例が示されている。

図５中に示されている整流器回路では、図３中に示されている各スイッチの代わりに、整流器ブリッジが置き換わっている。この整流器ブリッジはカソード端子Ｋとアノード端子Ａを有している。カソード端子Ｋは、ＭＯＳＦＥＴＭ１のドレイン端子Ｄと接続されている。アノード端子ＡはＭＯＳＦＥＴＭ１のソース端子と接続されている。

さらにＭＯＳＦＥＴＭ１のドレイン端子Ｄは、ダイオードＤ２のカソードにも接続されている。このダイオードＤ２のアノードは、ｎｐｎ型トランジスタＱ１のエミッタ端子に接続されている。このｎｐｎ型トランジスタＱ１は、さらに別のｎｐｎ型トランジスタＱ２と共に差動増幅器を形成している。前記２つのトランジスタＱ１，Ｑ２のベース端子は相互接続されている。トランジスタＱ２のエミッタ端子はダイオードＤ１を介して当該整流器回路のアノード端子Ａに接続されている。

トランジスタＱ１のコレクタは抵抗Ｒ４を介して回路点Ｐに接続されている。２つのトランジスタＱ１，Ｑ２のベース端子は抵抗Ｒ２を介して回路点Ｐに接続されている。トランジスタＱ２のコレクタは抵抗Ｒ３を介して回路点Ｐに接続されている。

整流器回路のカソード端子Ｋは、抵抗Ｒ８を介してｐｎｐ型トランジスタＱ７のベースに接続され、さらにダイオードＤ５を介してトランジスタＱ７のエミッタに接続されている。トランジスタＱ７のコレクタは回路点Ｐに接続されている。トランジスタＱ７のエミッタはさらに抵抗Ｒ６を介して前記２つのトランジスタＱ１，Ｑ２のベース端子に接続され、さらにコンデンサＣ１を介して当該整流器回路のアノード端子Ａと、ｎｐｎ型トランジスタＱ３のコレクタとに接続されている。

このｎｐｎ型トランジスタＱ３は、ｐｎｐ型トランジスタＱ４と一緒に電流増幅段を形成している。その際これらのトランジスタのエミッタとベース端子がそれぞれ相互接続されている。トランジスタＱ４のコレクタは、アノード端子Ａに接続形成される。２つのトランジスタＱ３、Ｑ４のエミッタは、ＭＯＳＦＥＴＭ１のゲート端子Ｇに接続されている。前記２つのトランジスタＱ３，Ｑ４のベース端子は、ツェナーダイオードＤ４を介してアノード端子Ａとコンタクト形成される。

さらに前記カソード端子Ｋは、ダイオードＤ６とツェナーダイオードＤ７を介してｐｎｐ型トランジスタＱ６のエミッタと接続されている。このエミッタは、さらに抵抗Ｒ７を介して当該トランジスタＱ６のベースに接続されている。トランジスタＱ７のコレクタは、トランジスタＱ５のベースに接続されている。このトランジスタＱ５のベースは、抵抗Ｒ９を介してトランジスタＱ５のエミッタと接続形成される。さらにトランジスタＱ５は、抵抗Ｒ５を介してトランジスタＱ３及びＱ４のベース端子と接続されさらにツェナーダイオードＤ４のカソードと接続されている。トランジスタＱ５のコレクタは、トランジスタＱ６のベースと接続されており、また抵抗Ｒ７を介してツェナーダイオードＤ７のアノードと接続され、さらに別のツェナーダイオードＤ３のカソードと接続されており、そのアノードは当該整流器回路のアノード端子Ａに接続される。

前記差動増幅器Ｑ１，Ｑ２のトランジスタＱ２のコレクタ端子は、抵抗Ｒ１を介してトランジスタＱ３，Ｑ４のベース端子に接続されている。トランジスタＱ３，Ｑ４は電流増幅段を形成している。

図５に示されている整流器回路は次のように動作する。すなわち、ロードダンプが発生した場合には、低い電圧レベルの活性化のために、まずそのつど存在する位相電圧の各半波が、ロードダンプの存在を特徴付ける予め設定された閾値よりも大きい電圧レベルに達しているか否かが識別される。この閾値は図示の実施例では約２５Ｖである。但し一般的には２０Ｖ〜３５Ｖの範囲にある値であってもよい。この電圧レベルは、当該実施例では、ツェナーダイオードＤ３及びＤ７のブレーク電圧によって定められる。ツェナーダイオードＤ３，Ｄ７を流れる各電流は、（これはトランジスタＱ５，Ｑ６のターンオンにつながる）、原因となり得る残りの半波期間に対してカソード端子Ｋとアノード端子Ａの間に印加される電圧を所定の電圧値まで引き下げる。これは１５Ｖ〜１８Ｖの範囲にあり、当該実施例では約１６Ｖである。この低い電圧レベルは主にツェナーダイオードＤ７のブレーク電圧によって定められる。

それにも係わらず図示の実施例ではまず、ロードダンプが、ツェナーダイオードＤ７とＤ３を通って遮断方向で電流が流れることで識別される。この電流はトランジスタＱ５，Ｑ６をターンオンさせ、それによってこれらが電流増幅器Ｑ３，Ｑ４を介してＭＯＳＦＥＴＭ１のゲートＧを次のように駆動制御する。すなわち、当該ＭＯＳＦＥＴが導通状態にもたらされるように制御する。それによって、クランプの趣旨で、カソード端子Ｋとアノード端子Ａの間の電位差が、引き起こされた半波の残留期間の間、１５Ｖ〜１８Ｖの範囲の所定の電圧値に制限される。これはロードダンプの存在を検出するために設定された閾値であり、２０Ｖ〜３５Ｖの範囲にある。

図６及び図７には、位相電圧と搭載電源網電圧の経過が概略的に示されている。

図６の上方図には、位相電圧ＵＰの経過が時間軸に亘って描写されており、一方、図６の下方図には、搭載電源網電圧ＵＢの経過が時間軸に亘って描写されている。ここではそれぞれの開始時点において各半波を特徴付ける電圧ピークが現われていることが見て取れる。

図７の上方図でも位相電圧ＵＰの経過が時間軸に亘って描写されており、図７の下方図でも、搭載電源網電圧の経過が時間軸に亘って描写されている。ここではロードダンプの立上がりに対してロードダンプ特有の電圧上昇がバッテリー正端子において生じていることが見て取れる。図７中では、ロードダンプの開始が符号ＳＬＡで表わされ、連続的な電圧経過を伴うロードダンプ終熄の開始が符号ＡＬＡで示されている。

Ｑ３，Ｑ４ 電流増幅器
Ｄ３，Ｄ７ ツェナーダイオード
Ｑ５，Ｑ６ トランジスタ回路
５２ 発電機
５４ 整流器

Claims (8)

1. 整流器回路を有する発電機装置における電圧クランプのための方法であって、
   前記整流器回路は、カソード端子と、アノード端子と、前記カソード端子と前記アノード端子との間に設けられる電子回路とを有しており、前記電子回路は、前記カソード端子と前記アノード端子との間に設けられる２つのツェナーダイオード（Ｄ７，Ｄ３）からなる直列回路を有している、方法において、
   ロードダンプの存在を識別するために、前記カソード端子と前記アノード端子との間の電位差である、前記発電機装置の位相電圧の各半波期間毎に、当該半波期間における前記位相電圧の半波が、前記２つのツェナーダイオード（Ｄ７，Ｄ３）のブレーク電圧によって定められる所定の閾値よりも大きい電圧レベルに達しているか否かが検査され、
   前記位相電圧の半波が前記所定の閾値よりも大きい電圧レベルに達している場合には、前記２つのツェナーダイオード（Ｄ７，Ｄ３）の遮断方向に電流が流れることによって、ロードダンプの存在を識別し、
   ロードダンプの存在が識別された場合には、前記位相電圧を、前記２つのツェナーダイオード（Ｄ７，Ｄ３）のうちの第１のツェナーダイオード（Ｄ７）のブレーク電圧によって定められる、前記所定の閾値よりも小さい所定の電圧値まで、低減させるようにし、
   前記所定の電圧値までの前記位相電圧の低減を、前記各半波期間の終了時点まで行うようにしたことを特徴とする方法。
2. 前記所定の閾値は、２０Ｖから３５Ｖの範囲に含まれる値である、請求項１記載の方法。
3. 前記所定の電圧値は、１５Ｖから１８Ｖの範囲に含まれる値である、請求項１または２記載の方法。
4. 前記発電機装置のレギュレータの実際の制御値は、論理回路によって１５Ｖよりも小さい電圧値まで低減され、前記所定の電圧値は１５Ｖよりも小さい値である、請求項１または２記載の方法。
5. 整流器回路を備えた発電機装置であって、
   前記整流器回路は、カソード端子と、アノード端子と、前記カソード端子と前記アノード端子との間に設けられる電子回路とを有しており、
   前記電子回路は、前記カソード端子と前記アノード端子との間に設けられる２つのツェナーダイオード（Ｄ７，Ｄ３）からなる直列回路を有しており、
   前記直列回路は、ロードダンプの存在を識別するために、前記カソード端子と前記アノード端子との間の電位差である、前記発電機装置の位相電圧の各半波期間毎に、当該半波期間における前記位相電圧の半波が、前記２つのツェナーダイオード（Ｄ７，Ｄ３）のブレーク電圧によって定められる所定の閾値よりも大きい電圧レベルに達しているか否かを検査する検出器であり、
   前記検出器としての前記直列回路は、前記位相電圧の半波が前記所定の閾値よりも大きい電圧レベルに達している場合には、前記２つのツェナーダイオード（Ｄ７，Ｄ３）の遮断方向に電流が流れることによって、ロードダンプの存在を識別し、
   前記２つのツェナーダイオード（Ｄ７，Ｄ３）のうちの第１のツェナーダイオード（Ｄ７）は、ロードダンプの存在が識別された場合に、前記位相電圧を、当該第１のツェナーダイオード（Ｄ７）のブレーク電圧によって定められる、前記所定の閾値よりも小さい所定の電圧値まで、能動的に低減させる電圧リミッタであり、
   前記電圧リミッタとしての前記第１のツェナーダイオード（Ｄ７）は、前記所定の電圧値までの前記位相電圧の低減を、前記各半波期間の終了時点まで行う、
   ことを特徴とする発電機装置。
6. 前記２つのツェナーダイオード（Ｄ７，Ｄ３）を流れる各電流によってトランジスタ回路（Ｑ５，Ｑ６）が駆動制御され、前記トランジスタ回路（Ｑ５，Ｑ６）の出力側は、電流増幅器（Ｑ３，Ｑ４）の入力側に接続されており、前記電流増幅器（Ｑ３，Ｑ４）の出力側はＭＯＳトランジスタのゲート端子に接続されている、請求項５記載の発電機装置。
7. 前記２つのツェナーダイオードのうちの前記第１のツェナーダイオード（Ｄ７）は、前記カソード端子と、前記トランジスタ回路の制御端子との間に設けられている、請求項６記載の発電機装置。
8. 前記２つのツェナーダイオードのうちの第２のツェナーダイオード（Ｄ３）は、前記トランジスタ回路の制御端子と前記アノード端子との間に設けられている、請求項７記載の発電機装置。

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