JP6069953B2 - スイッチトリラクタンスモータの制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換器によりスイッチトリラクタンスモータ（以下、ＳＲＭと略記する）を駆動するための制御装置に関する。

ＳＲＭは、回転子鉄心の磁気抵抗の変化によるリラクタンストルクを利用した回転機であり、レアアース磁石を使用せず、構造的に簡単で堅牢かつ安価なモータとして知られている。
図８はＳＲＭの概略的な断面図であり、１０は固定子、１１は固定子鉄心、１２は巻線、２０は回転子、２１は回転子鉄心、２２は突極（ティース）、２３は回転軸である。図示例では、固定子１０が８極、回転子２０が６極であり、固定子１０の互いに向かい合う巻線同士が直列接続されて４相（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ相）の励磁巻線が形成されている。
このＳＲＭでは、回転子２０の突極２２が近付いた相の巻線１２を励磁して突極２２を引き付ける方向にトルクを発生させ、当該突極２２及び巻線１２が完全に対向する直前で次の相の巻線１２に励磁を切り替える動作を繰り返すことにより、回転子２０を連続的に回転させる。なお、図示するように回転子２０を歯車形状とすることにより、隣り合う突極２２間の磁気抵抗の差を大きくしている。

ＳＲＭは、その制御方法が一般的な三相交流モータと異なって特殊であるため、現状の汎用インバータでは駆動することができず、専用のインバータからなる駆動装置を必要としている。
図９（ａ）は、一般的な永久磁石同期モータ４１を駆動する汎用インバータ３０の回路構成図、図９（ｂ）は、ＳＲＭ４２を駆動する専用インバータ３５の回路構成図であり、モータ４１，４２は何れも３相である。これらの図において、３１は直流電源、３２はインバータ３２，３５を構成する半導体スイッチング素子としてのＩＧＢＴ、３３は還流ダイオード、３０Ｕ，３５Ｕは１相（Ｕ相）分のスイッチングユニットを示す。

図９（ａ），（ｂ）において、ＩＧＢＴ３２及び還流ダイオード３３によって１個のスイッチ素子が構成されるとすると、図９（ａ）の汎用インバータ３０ではスイッチ素子が６個必要である。これに対し、図９（ｂ）のＳＲＭ４２用の専用インバータ３５では、スイッチ素子が１相あたり４個、３相全体では１２個必要になる。
ここで、ＳＲＭ４２の制御では原理的に、１相あたりＩＧＢＴ３２を２個、還流ダイオード３３を２個使用すれば済むため（図９（ｂ）において、不使用の素子を破線にて囲んである）、必要となるＩＧＢＴ３２及び還流ダイオード３３の数は３相全体で各６個となり、スイッチ素子の数は、専用インバータ３５の場合も汎用インバータ３０と同じ６個分になる。
専用インバータ３５による巻線への通電制御は、汎用インバータ３０と同様に各スイッチングユニットの上下アームのＩＧＢＴ３２のゲート信号を制御することにより行われる。

さて、従来のＳＲＭの電流制御方法の一つとして、回転子位置に対するインダクタンスの変化勾配が正となる区間に、巻線にパルス状電流を通流させるパルス電流制御方法が知られている。図１０は、このパルス電流制御方法において、回転子位置に対して直線近似したモータのインダクタンスＬ（θ）、巻線への印加電圧ｖ（θ）及び電流ｉ（θ）を示している。
パルス電流制御方法では、電流立上げ開始のための順電圧印加開始角θ_０、電流立下げ開始のための逆電圧印加開始角θ_ｃ、及び、角度θ_１以降の定電流区間（電流値は変動しているが、便宜的に定電流区間という）に対応する電流波高値指令Ｉ^＊ _ｍａｘの３つを制御パラメータとして与える。このような電流波形制御をＳＲＭの各相個別に実行し、励磁相を順次切り替えることによってパルス電流制御を実現している。
なお、図１０における（突極完全非対向），（突極完全対向）は、回転子２０の突極２２と固定子１０側の突極（巻線１２が巻かれた磁極）との位置関係を表している。

ＳＲＭは、ある時点で１相の巻線を励磁してトルクを発生させるため、相間の切り替わりの制御、すなわち、電圧印加開始角及び終了角を精度よく制御することが非常に重要であり、パルス電流制御のもと、特に中高速域では前述したθ_０，θ_ｃの正確な制御管理が必要となる。加えて、図１０における定電流区間において一般的な瞬時値比較制御方式を採用した場合、高周波のＯＮ／ＯＦＦ制御による高精度な追従制御を実現するためには高速な制御演算処理が必要となり、制御周期が短くなる。
これらの要求が満たされない場合には、電流指令波形に対する実電流波形の追従性が悪くなり、トルク管理精度の低下、運転音や振動の増大、モータ効率の低下などを生じる。更に、高周波のＯＮ／ＯＦＦ制御、すなわち、スイッチング周波数が高くなることはインバータの損失増大を招き、熱設計を困難にする。

一方、図９（ａ）に示した汎用インバータ３０では、通常、４〜２０［ｋＨｚ］程度の低周波数の三角波キャリアに基づいて制御周期を決定し、この制御周期の中で演算した電圧指令とキャリアとを比較してパルス幅変調(ＰＷＭ)制御を行っている。なお、このＰＷＭ制御技術は周知であるため、詳細な説明を省略する。

ここで、図１１は特許文献１に記載されたＳＲＭ駆動装置のブロック図であり、５０は電流波形発生器、５１は乗算器、５２は電流アンプ、５３は電流アンプ５２の出力信号を三角波キャリアと比較してＰＷＭ信号を生成するＰＷＭゼネレータ、５４はインバータを構成するパワー・スイッチング回路、５５はＳＲＭ４２の各相電流を検出する電流検出器、５６は回転子位置検出用の整流センサ、５７はデコードロジック、５８はＦ／Ｖコンバータ、５９は速度アンプである。
この従来技術では、パワー・スイッチング回路５４のスイッチング素子をオン・オフ制御する駆動回路を各相（Ａ，Ｂ，Ｃ相）の電流ループにより構成し、各電流ループに設けた電流波形発生器５０により任意の波形の電流指令信号を発生させて出力電流減衰時の電流波形を上記電流指令信号に追従させることにより、ステータコアの振動による騒音の発生を抑制している。

特開平１０−６６３７８号公報（段落[０００７]〜[００１１]、図１等）

さて、図１１に示したようなＳＲＭ駆動装置において、汎用インバータの制御周期やＰＷＭ制御方式を採用してＳＲＭを駆動した場合、スイッチング周波数が高くなることは避けられるものの、電流指令波形に対する実電流波形の追従性が低下してしまい、トルク管理精度やモータ効率の低下を招く恐れがあった。

そこで、本発明の解決課題は、汎用インバータにおいて使用される比較的長い制御周期にて高精度な電流波高値指令追従制御を実現し、トルク管理精度やモータ効率の低下、運転音及び振動の増大を防止すると共に、インバータ等の電力変換器の熱設計を容易にしたスイッチトリラクタンスモータの制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る制御装置は、電力変換器により駆動されるスイッチトリラクタンスモータの回転子位置及び回転速度を検出する位置・回転速度検出手段と、
前記モータに流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記モータに対するトルク指令値、及び、前記位置・回転速度検出手段により検出した回転速度から、テーブルを参照することにより、前記モータに対する電流波高値指令と、前記モータの電流検出値が前記電流指令値に到達する回転子位置としての電流指令値到達角と、前記モータへの逆電圧印加を開始する回転子位置としての逆電圧印加開始角と、を算出する指令値演算手段と、
前記位置・回転速度検出手段により検出した回転子位置及び回転速度、前記電流検出値、前記電流波高値指令、前記電流指令値到達角、前記逆電圧印加開始角を用いて、スイッチトリラクタンスモータの電圧方程式に基づく要求電圧演算により等間隔の制御周期の間に電圧指令値を推定演算する電圧制御手段と、
前記電圧指令値と三角波キャリアとを比較するＰＷＭ制御により、前記電力変換器の出力電圧が前記推定された電圧指令値に一致するように前記電力変換器のスイッチング素子を制御するスイッチ制御手段と、を備え、
前記回転子位置に対する前記モータのインダクタンスの変化勾配が正となる区間に前記モータの巻線にパルス状電流を通流させるパルス電流制御を行う制御装置において、
前記電圧制御手段は、前記制御周期を前記キャリアに同期させて管理し、前記モータの相ごとに、前記回転子位置に応じて、前記電流立ち上げ区間、定電流区間、電流立ち下げ区間のそれぞれについて前記制御周期ごとに前記電圧指令値の推定演算を行うものである。

請求項２に係る発明は、請求項１に記載したスイッチトリラクタンスモータの制御装置において、
前記指令値演算手段は、前記モータへの順電圧印加を開始する回転子位置としての順電圧印加開始角を、前記モータのインダクタンスの変化勾配が前記回転子位置に対して正になり始める前記電流指令値到達角で前記実電流が前記電流波高値指令に到達するように算出し、前記モータへの順電圧印加を終了する回転子位置としての順電圧印加終了角を、前記電流指令値到達角から２制御周期先のサンプル点までの区間において前記実電流を前記電流波高値指令に追従させるために必要な要求電圧から算出するものである。

請求項３に係る発明は、請求項１または２に記載したスイッチトリラクタンスモータの制御装置において、前記電流立ち上げ区間及び電流立ち下げ区間では、前記ＰＷＭ制御とは別に、前記電圧指令値、前記電流指令値到達角及び前記逆電圧印加開始角に応じて前記スイッチング素子を特殊なパターンにより制御する特殊スイッチング制御期間を設けたものである。

本発明によれば、電圧制御手段が、ＳＲＭの相ごとに、回転子位置に応じてモータ電流の電流立ち上げ区間、定電流区間、電流立ち下げ区間のそれぞれについて制御周期ごとに電圧指令値の推定演算を行うため、汎用インバータで使用される比較的長い制御周期にて高精度な電流波高値指令追従制御を実現することができ、トルク管理精度の低下や運転音及び振動の増大、モータ効率の低下を解消すると共に、電力変換器の熱設計を容易に行うことができる。

本発明の実施形態における電流制御概念を説明するための、回転子位置に対するインダクタンス、巻線の電流及びインバータのキャリアを示す波形図である。 連続系から離散系への変換作用を示す概念図である。 図１の電流立ち上げ区間における、回転子位置に対する巻線の電流、要求電圧、インバータのキャリア、ゲート信号及び出力電圧を示す波形図である。 図１の電流立ち下げ区間における、回転子位置に対する巻線の電流、要求電圧、インバータのキャリア、ゲート信号及び出力電圧を示す波形図である。 本発明の適用前後における実電流の電流指令波形への追従性を示す特性図である。 本発明の適用前後におけるＳＲＭの振動レベルを示す特性図である。 本発明に係る制御装置の実施例を示す構成図である。 ＳＲＭの概略的な断面図である。 汎用インバータ及び専用インバータの回路構成図である。 パルス電流制御方法における、回転子位置に対するインダクタンス、巻線への印加電圧及び電流の波形図である。 特許文献１に記載されたＳＲＭ駆動装置のブロック図である。

以下、本発明の実施形態を説明する。
まず、この実施形態では、ＳＲＭ駆動用の専用インバータのスイッチング周波数を管理するために、三角波比較ＰＷＭ制御方式によりインバータに対する電圧指令値を生成する。この電圧指令値は、磁化特性モデルによるＳＲＭの電圧方程式に基づき、サンプル点ｎにおける電流値ｉ（ｎ）を次のサンプル点（ｎ＋１）において電流値ｉ^＊（ｎ＋１）に変化させるために必要な電圧を、要求電圧演算により決定する。そして、速度補間演算により順電圧印加開始角θ_０及び逆電圧印加開始角θ_ｃを制御する。

また、本実施形態では、図１に示すように、パルス電流波形を電流立ち上げ区間、定電流区間、電流立ち下げ区間の３区間に分けて制御し、その際の制御パラメータとして、電流指令値到達角θ_１、逆電圧印加開始角θ_ｃ、電流波高値指令Ｉ_ｍａｘ ^＊を与える。ここで、キャリア割込みによる位置検出処理等は三角波キャリアの「山」部分において行い、電圧指令値の読み込みタイミング（更新タイミング）はキャリアの「山」，「谷」部分の両方において行うものとする。

次に、ＳＲＭの電圧方程式に基づく要求電圧演算方法について説明する。
まず、磁化特性モデルによるＳＲＭの電圧方程式は、ＳＲＭの巻線抵抗Ｒ及び鎖交磁束数λを用いて、数式１により表される。数式１において、ｖは巻線への印加電圧、ｉは巻線の電流、θは回転子位置である。

この数式１を変形すると、数式２が得られる。数式２において、ωは回転角速度である。

次に、ある電流値ｉ（ａ）をキャリア周期Ｔ_ｃの間に電流値ｉ（ｂ）に変化させるために必要な電圧を要求電圧演算により決定するため、数式２を離散系に変換して数式３を得る。
ここで、図２は、連続系から離散系への変換作用を示す概念図であり、図中のａ，ｂは数式３におけるａ，ｂに等しい。なお、電流値ｉ及び回転子位置θの変化量には平均値を用い、角速度ωは一定とする。

数式３に基づき、サンプル点ｎにおける電流値（相電流値）ｉ（ｎ）から、次のサンプル点（ｎ＋１）における実電流をｉ^＊（ｎ＋１）に追従させるために必要な要求電圧ｖ（ｎ）を求めると、数式４となる。

次に、図１の電流立ち上げ区間におけるＳＲＭへの印加電圧の制御方法について説明する。
図３は、電流立ち上げ区間における印加電圧の制御概念を説明するための波形図であり、回転子位置に対する巻線の電流、要求電圧、インバータのキャリア、ゲート信号及び出力電圧を示している。

図３において、電流指令値到達角（実電流ｉが電流波高値指令Ｉ_ｍａｘ ^＊に到達する回転子位置）θ_１の従属制御角パラメータとして、順電圧印加開始角θ_０及び順電圧印加終了角θ_ｘが設けられる。
順電圧印加開始角θ_０は、電源電圧の大きさの制約の下で電流を速やかに立ち上げるための制御角パラメータであり、インダクタンスＬが回転子位置に対して正勾配を取り始める電流指令値到達角θ_１で実電流ｉが電流波高値指令Ｉ_ｍａｘ ^＊に到達するように決定する。ＳＲＭの巻線抵抗は小さいため、この巻線抵抗による電圧降下を無視し、突極非対向近傍では回転子位置の変化に対するインダクタンスの変化がないものとすると、順電圧印加開始角θ_０は数式５により決定される。ここで、Ｖ_ｄｃはインバータの直流母線電圧、Ｌ_ｍｉｎは突極非対向時のインダクタンスである。

また、順電圧印加終了角θ_ｘは、次の割り込み発生時に実電流ｉを電流波高値指令Ｉ_ｍａｘ ^＊に追従させるための制御角パラメータである。この順電圧印加終了角θ_ｘは、電流指令値到達角θ_１から２制御周期先のサンプル点（回転子位置）θ’_ｎ＋２までの区間Δθ_ｕｐにおいて実電流ｉを電流波高値指令Ｉ_ｍａｘ ^＊に追従させるために必要な要求電圧ｖ’（Δθ_ｕｐ）から、数式６により決定する。

ここで、要求電圧ｖ’（Δθ_ｕｐ）は、前述した数式４に基づき、数式７により演算する。なお、区間Δθ_ｕｐは、数式８に示すとおりである。

本実施形態では、キャリアに対して、制御角としての順電圧印加開始角θ_０及び順電圧印加終了角θ_ｘがどのタイミングで入っていても制御角どおりに電圧を印加する必要がある。図３は、三角波キャリアの山と谷との間に順電圧印加開始角θ_０及び順電圧印加終了角θ_ｘが入った場合であり、この場合、通常の正論理ＰＷＭ、負論理ＰＷＭでは制御角どおりに電圧を印加することができない。このため、図３に「特殊ＳＷ（スイッチング）」として示すように、回転子位置θ’_ｎ＋１〜同θ’_ｎ＋２の区間では、インバータのＩＧＢＴに対するゲート信号（上アームＩＧＢＴのゲート信号をＧ上、下アームＩＧＢＴのゲート信号をＧ下として示す）に特殊なパターンを採用している。

次に、図１における定電流区間では、１制御周期先のサンプル点θ’_ｎ+１から２制御周期先のサンプル点θ’_ｎ＋２までの区間において、実電流ｉを電流波高値指令Ｉ_ｍａｘ ^＊に追従させるために必要な要求電圧ｖ’_{ｎ＋３／２}を演算し、数式９により与えられる印加電圧デューティー指令ｄｕｔｙ^＊を毎制御周期ごとに更新してＰＷＭ制御下での電圧制御を実現する。

ここで、数式９における要求電圧ｖ’_{ｎ＋３／２}は、数式１０により求められる。

なお、数式１０における電流推定値ｉ’_{ｎ+３／２}，ｉ’_ｎ+１は、後述する数式１４，数式１５によりそれぞれ計算される。

次いで、図１における電流立ち下げ区間におけるＳＲＭへの印加電圧の制御方法について説明する。
図４は、電流立ち下げ区間における印加電圧の制御概念を説明するためのもので、回転子位置に対する巻線の電流、要求電圧、インバータのキャリア、ゲート信号及び出力電圧を示す波形図である。

電流立ち下げ区間では、逆電圧印加開始角θ_ｃの従属制御角パラメータとして、順電圧印加終了角θ_ｄを設けている。この順電圧印加終了角θ_ｄは、逆電圧印加開始角θ_ｃ到達時に実電流ｉを電流波高値指令Ｉ_ｍａｘ ^＊に追従させるための制御角パラメータである。なお、電流立ち下げ区間は、図1に示したように、逆電圧印加開始角θ_ｃの後のキャリアの「山」の時点から２周期さかのぼった「山」の時点を起点として開始する。
順電圧印加終了角θ_ｄは、現在のサンプル点θ_ｎより１制御周期先のサンプル点θ’_ｎ+１から逆電圧印加開始角θ_ｃまでの区間Δθ_ｄｏｗｎにおいて、実電流ｉを電流波高値指令Ｉ_ｍａｘ ^＊に追従させるために必要な要求電圧ｖ’（Δθ_ｄｏｗｎ）から数式１１により決定する。

数式１１において、要求電圧ｖ’（Δθ_ｄｏｗｎ）及び区間Δθ_ｄｏｗｎは、数式１２，数式１３により演算する。

数式１２における電流推定値ｉ’_{ｎ+３／２}は、数式１４により算出し、また、電流推定値ｉ’_ｎ+１は、制御周期の間で電流値は一定と仮定して数式１５により算出する。

ここで、Ｋ_ｅは起電力係数、Ｌ_ｎはインダクタンスであり、それぞれ数式１６，数式１７により求める。なお、数式１６，数式１７におけるｉ_{ｎ+１／２}，θ_{ｎ+１／２}はキャリア一周期の平均をとるものとし、それぞれ数式１８，数式１９に示すとおりである。また、数式１８に関し、キャリア一周期の間に実際は電流が変化しているが、ここでは電流は変化しないものと仮定している。

図４に示すように電流立ち下げ区間では、サンプル点θ’_ｎ+１〜θ’_ｎ+２の区間で、順電圧印加、還流、逆電圧印加の３つの動作を順に実現する必要がある。また、キャリアに対して、順電圧印加終了角θ_ｄ及び逆電圧印加開始角θ_ｃがどのタイミングで入っても制御角どおりに電圧を印加する必要がある。図４は、三角波キャリアの山と谷とに間に順電圧印加終了角θ_ｄが入り、谷と山との間に逆電圧印加開始角θ_ｃが入った場合である。この場合、通常の正論理ＰＷＭ、負論理ＰＷＭでは制御角どおりに電圧を印加できないため、図４に「特殊ＳＷ（２）」として示すように、サンプル点θ’_ｎ＋１〜同θ’_ｎ＋２の区間では、インバータのＩＧＢＴに対するゲート信号に特殊なパターンを採用している。

しかし、上記の動作を実現するためには、サンプル点θ’_ｎ+１で電圧を印加する必要がある。つまり、サンプル点θ_ｎ〜θ’_ｎ+１の区間において通常の正論理ＰＷＭで制御するとスイッチの切り替え動作が必要となる。本実施形態では、キャリアの山部分で電流・回転子位置情報をサンプリングするため、ＩＧＢＴのＯＮ／ＯＦＦ時に発生する放射ノイズ等を考慮すると、サンプル点でのＩＧＢＴのＯＮ／ＯＦＦは望ましくない。
そこで、図４に「特殊ＳＷ（１）」として示す特殊パターンを採用することで、サンプル点でのＩＧＢＴのＯＮ／ＯＦＦを回避している。なお、上記の特殊スイッチングは一例であり、ノイズ等の影響を考えない場合は、区間Δθ_ｄｏｗｎのみ特殊スイッチングを行っても良い。

ここで、図５は本発明の適用前後における電流指令波形への追従性を示す特性図、図６は本発明の適用前後におけるＳＲＭの振動レベルを示す特性図である。
図５は、同一のＳＲＭに対し、従来のＰＷＭ制御方式（電圧推定なし）と本実施形態により回転子位置に応じて電圧指令を推定演算する制御方式を用いた場合の、電流指令波形への実電流の追従性を示すシミュレーション結果である。図５によれば、本発明の適用により、電流指令波形に対して実電流が良く追従できていることがわかる。
また、図６は、同じく従来のＰＷＭ制御方式（電圧推定なし）と本実施形態による制御方式を用いた場合のＳＲＭの振動測定結果を示しており、本発明の適用によって振動レベルが低減されていることがわかる。

次に、本発明に係るＳＲＭの制御装置の実施例を、図７を参照しつつ説明する。
図７は、この実施例に係る制御装置を主回路と共に示した構成図である。同図の主回路において、３相のＳＲＭ１０１とインバータ１０２との間には、ホール素子やシャント抵抗を利用した電流検出器１０４が取り付けられている。また、ＳＲＭ１０１には、エンコーダやレゾルバ等の位置・回転速度検出器１０３が取り付けられている。

制御装置は、位置・回転速度検出手段２０１と、電流検出手段２０２と、指令値演算手段２０３と、電圧制御手段２０４と、キャリア発生手段２０５と、スイッチ制御手段２０６と、を備えており、マイコンやＤＳＰ等の制御演算システムにより各手段の演算・制御動作が実行される。
以下、各手段の機能と共に制御装置の動作を説明する。

位置・回転速度検出手段２０１は、位置・回転速度検出器１０３から出力されるアナログ信号の位置検出値θ及び角速度検出値ωをディジタル信号に変換し、角速度検出値ωは指令値演算手段２０３及び電圧制御手段２０４に入力され、位置検出値θは電圧制御手段２０４に入力される。
電流検出手段２０２は、電流検出器１０４から出力されるアナログ信号の電流検出値ｉをディジタル信号に変換し、この電流検出値ｉは電圧制御手段２０４に入力される。

指令値演算手段２０３は、トルク及び回転速度に応じた電流波高値指令Ｉ _ｍａｘ ^＊ 、電流指令値到達角θ _１ 、逆電圧印加開始角θ _ｃ の三つの制御パラメータをテーブルデータとして予め保持しており、トルク指令値τ^＊と、位置・回転速度検出手段２０１から入力された角速度検出値ωとに基づいて、電流波高値指令Ｉ_ｍａｘ ^＊、電流指令値到達角θ_１、逆電圧印加開始角θ_ｃを算出（決定）する。なお、非線形インダクタンス特性を考慮したＳＲＭの数式モデルからこれらのパラメータをリアルタイムで算出することも可能であるものの、演算処理時間が膨大になるため現実的ではない。

電圧制御手段２０４では、前述したように電流波高値指令Ｉ_ｍａｘ ^＊、電流指令値到達角θ_１、逆電圧印加開始角θ_ｃ及びキャリア周期Ｔ_ｃを用いて、電圧指令値ｖ^＊を演算する。また、前述した特殊スイッチングを行う際は、電流立ち上げ区間及び電流立ち下げ区間において特殊スイッチング制御期間を設け、電圧指令値ｖ^＊を算出する。この特殊スイッチング制御期間における電圧指令値は、制御パラメータθ_０，θ_１，θ_ｘ，θ_ｃ，θ_ｄのタイミングにて、所望のスイッチング動作が行われるよう決定する。

スイッチ制御手段２０６では、電圧制御手段２０４により算出した電圧指令値ｖ^＊と三角波キャリアとの比較によるＰＷＭ制御を行い、スイッチング動作を行わせるためのゲート信号Ｇを生成してインバータ１０２に出力する。また、特殊スイッチング制御期間では、制御パラメータθ_０，θ_１，θ_ｘ，θ_ｃ，θ_ｄのタイミングにて、所望のスイッチング動作が行われるようにゲート信号Ｇを生成する。

この実施例では、電圧制御手段２０４が、２制御周期先の電流指令値に追従するために必要な電圧を推定して電圧指令値ｖ^＊を生成し、この電圧指令値ｖ^＊と三角波キャリアとを比較してＰＷＭ制御を行うことにより、制御周期が長くなることによる電流追従性の劣化を抑制し、追従性の良好な電流波形を得ることができる。

１０：固定子
１１：固定子鉄心
１２：コイル
２０：回転子
２１：回転子鉄心
２２：ティース
２３：回転軸
３１：直流電源
３２：ＩＧＢＴ
３３：還流ダイオード
３０Ｕ，３５Ｕ：スイッチングユニット
１０１：ＳＲＭ
１０２：インバータ
１０３：位置・回転速度検出器
１０４：電流検出器
２０１：位置・回転速度検出手段
２０２：電流検出手段
２０３：指令値演算手段
２０４：電圧制御手段
２０５：キャリア発生手段
２０６：スイッチ制御手段

Claims (3)

1. 電力変換器により駆動されるスイッチトリラクタンスモータの回転子位置及び回転速度を検出する位置・回転速度検出手段と、
   前記モータに流れる電流を検出する電流検出手段と、
   前記モータに対するトルク指令値、及び、前記位置・回転速度検出手段により検出した回転速度から、テーブルを参照することにより、前記モータに対する電流波高値指令と、前記モータの電流検出値が前記電流指令値に到達する回転子位置としての電流指令値到達角と、前記モータへの逆電圧印加を開始する回転子位置としての逆電圧印加開始角と、を算出する指令値演算手段と、
   前記位置・回転速度検出手段により検出した回転子位置及び回転速度、前記電流検出値、前記電流波高値指令、前記電流指令値到達角、前記逆電圧印加開始角を用いて、スイッチトリラクタンスモータの電圧方程式に基づく要求電圧演算により等間隔の制御周期の間に電圧指令値を推定演算する電圧制御手段と、
   前記電圧指令値と三角波キャリアとを比較するＰＷＭ制御により、前記電力変換器の出力電圧が前記推定された電圧指令値に一致するように前記電力変換器のスイッチング素子を制御するスイッチ制御手段と、を備え、
   前記回転子位置に対する前記モータのインダクタンスの変化勾配が正となる区間に前記モータの巻線にパルス状電流を通流させるパルス電流制御を行う制御装置において、
   前記電圧制御手段は、前記制御周期を前記キャリアに同期させて管理し、前記モータの相ごとに、前記回転子位置に応じて、前記電流立ち上げ区間、定電流区間、電流立ち下げ区間のそれぞれについて前記制御周期ごとに前記電圧指令値の推定演算を行うことを特徴とするスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
2. 請求項１に記載したスイッチトリラクタンスモータの制御装置において、
   前記指令値演算手段は、
   前記モータへの順電圧印加を開始する回転子位置としての順電圧印加開始角を、前記モータのインダクタンスの変化勾配が前記回転子位置に対して正になり始める前記電流指令値到達角で前記実電流が前記電流波高値指令に到達するように算出し、前記モータへの順電圧印加を終了する回転子位置としての順電圧印加終了角を、前記電流指令値到達角から２制御周期先のサンプル点までの区間において前記実電流を前記電流波高値指令に追従させるために必要な要求電圧から算出することを特徴とするスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
3. 請求項１または２に記載したスイッチトリラクタンスモータの制御装置において、
   前記電流立ち上げ区間及び電流立ち下げ区間では、前記ＰＷＭ制御とは別に、前記電圧指令値、前記電流指令値到達角及び前記逆電圧印加開始角に応じて前記スイッチング素子を特殊なパターンにより制御する特殊スイッチング制御期間を設けたことを特徴とするスイッチトリラクタンスモータの制御装置。

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