JP6062476B2 - 非接触給電システム、および、送電装置 - Google Patents

Description

本発明は、電気自動車などに非接触で電力の供給を行う非接触給電システム、および、送電装置に関する。

負荷と電源とを直接接続することなく、電源が出力する電力を非接触で負荷に伝送する方法が開発されている。当該技術は、一般的に、非接触給電やワイヤレス給電と呼ばれている。当該技術は、携帯電話や家電製品、電気自動車などへの給電に応用されている。

非接触給電では、高周波電源装置に接続された送電装置から、負荷に接続された受電装置に、非接触で送電を行う。送電装置には送電コイルが備えられており、受電装置には受電コイルが備えられている。送電コイルと受電コイルとが磁気的に結合されることで、非接触での送電が行われる（例えば、特許文献１など参照）。

特開２０１１−１６６９３１号公報

高周波電源装置から出力される交流電流が６．７８ＭＨｚ〜４０．６８ＭＨｚの高周波電流の場合、高周波電源装置と送電装置とは、例えば同軸ケーブルなどの伝送線路で接続される。この伝送線路の長さが長くなると、伝送線路のインピーダンスのリアクタンス成分が、受電装置から出力される電流に影響を及ぼす。すなわち、負荷のインピーダンスが変化することにより、受電装置から出力される電流も変化してしまい、一定の電流を負荷に供給することができなくなる。また、負荷に供給される電流は、減少してしまう。

本発明は上記した事情のもとで考え出されたものであって、伝送線路の長さに関係なく、負荷のインピーダンスが変化しても、受電装置から一定の電流を出力することができる非接触給電システムを提供することを目的としている。

上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。

本発明の第１の側面によって提供される非接触給電システムは、送電装置から受電装置に非接触で電力を供給する非接触給電システムであって、前記送電装置は、一定の高周波電圧を出力する高周波電源装置と、前記高周波電源装置に接続された送電コイル、および、前記送電コイルに直列接続された共振コンデンサを備えている送電ユニットと、前記高周波電源装置と前記送電ユニットとを接続する伝送線路と、前記伝送線路のリアクタンス成分と大きさが等しく、極性が反対で、前記伝送線路に直列接続されたリアクタンス素子とを備えており、前記受電装置は、前記送電コイルに磁気的に結合される受電コイル、および、前記受電コイルに直列接続された共振コンデンサを備えている受電ユニットを備え、前記送電ユニットから前記受電ユニットへの送電方式は、磁界共鳴方式であることを特徴とする。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記リアクタンス素子のインピーダンスＺｂは、前記伝送線路の特性インピーダンスがＺ₀、長さがＬ_T、位相定数がβの場合、
Ｚｂ＝−ｊＺ₀・ｔａｎ（β・Ｌ_T）
である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記伝送線路の長さＬ_Tが、前記伝送線路での前記高周波電圧の波長λの１／４未満であり、前記リアクタンス素子がコンデンサである。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記伝送線路の長さＬ_Tが、前記伝送線路での前記高周波電圧の波長λの１／４より大きく、１／２未満であり、前記リアクタンス素子がインダクタである。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記受電装置は、前記受電ユニットからの出力電流を整流する整流回路をさらに備えている。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記受電装置は、前記整流回路からの出力を平滑する平滑回路をさらに備えている。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記受電装置は、前記受電ユニットを複数備えており、前記各受電ユニットの出力は並列接続されて、負荷に出力される。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記送電ユニットが前記受電ユニットと同じ数だけ備えられており、前記各受電ユニットの受電コイルは、対応する送電ユニットの送電コイルに磁気結合する。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記各送電ユニットは、１つの前記高周波電源装置に並列接続している。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記高周波電源装置が前記送電ユニットと同じ数だけ備えられており、前記各高周波電源装置は、対応する送電ユニットの送電コイルに接続している。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記受電装置は、並列接続された出力と負荷との間に配置された平滑回路をさらに備えている。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記受電ユニットが３つ備えられている。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記高周波電源装置の出力周波数は、６．７８ＭＨｚ〜４０．６８ＭＨｚである。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記受電装置は、車両に配置され、前記送電装置は、床面に配置されている。

本発明の第２の側面によって提供される送電装置は、受電装置に非接触で電力を供給する非接触給電システムの送電装置であって、一定の高周波電圧を出力する高周波電源装置と、前記高周波電源装置に接続された送電コイル、および、前記送電コイルに直列接続された共振コンデンサを備えている送電ユニットと、前記高周波電源装置と前記送電ユニットとを接続する伝送線路と、前記伝送線路のリアクタンス成分と大きさが等しく、極性が反対で、前記伝送線路に直列接続されたリアクタンス素子とを備えており、前記受電装置への送電方式は、磁界共鳴方式であることを特徴とする。

本発明によると、伝送線路のリアクタンス成分と大きさが等しく、極性が反対であるリアクタンス素子が伝送線路に直列接続されており、高周波電源装置が送電ユニットに一定の高周波電圧を出力し、送電ユニットから受電ユニットへは磁界共鳴方式で送電を行うので、受電ユニットの出力が定電流源と等価になる。したがって、負荷のインピーダンスが変化しても、受電ユニットから一定の電流を出力することができる。

本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。

第１実施形態に係る非接触給電システムを説明するための図である。 第１実施形態に係る非接触給電システムの等価回路を示す図である。 非接触給電システムの等価回路の変換を説明するための図である。 定電圧源が定電流源に変換されることを説明するための図である。 シミュレーション結果を説明するための図である。 シミュレーション結果を説明するための図である。 シミュレーション結果を説明するための図である。 シミュレーション結果を説明するための図である。 第１実施形態に係る非接触給電システムの他の実施例を説明するための図である。 第２実施形態に係る非接触給電システムの全体構成を説明するための図である。 第２実施形態に係る非接触給電システムを説明するための回路図である。 一般化した非接触給電システムを説明するための回路図である。 図１２に示す回路を変換した等価回路を示す図である。 図１３に示す回路をＦパラメータを用いて説明するための等価回路を示す図である。 図１２に示す回路に整流回路を追加した回路図である。 シミュレーション結果を説明するための図である。 シミュレーション結果を説明するための図である。 シミュレーション結果を説明するための図である。 シミュレーション結果を説明するための図である。 シミュレーション結果を説明するための図である。 シミュレーション結果を説明するための図である。 第２実施形態に係る非接触給電システムの他の実施例を説明するための図である。 第２実施形態に係る非接触給電システムの他の実施例を説明するための図である。 第１または第２実施形態に係る非接触給電システムの他の実施例を説明するための図である。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して具体的に説明する。

図１は、第１実施形態に係る非接触給電システムを説明するための図であり、図１（ａ）は全体構成を示し、図１（ｂ）は回路図を示している。

図１（ａ）に示すように、非接触給電システムＣは、電気自動車などの車体に備えられた受電装置Ｂと、駐車場などの床面に埋設された送電装置Ａとを備えている。送電装置Ａは床面に配置された送電コイルを備えており、受電装置Ｂは車体底面に配置された受電コイルを備えている。送電コイルと受電コイルとが磁気結合することで、受電装置Ｂは、送電装置Ａから送電される高周波電力を受電する。すなわち、送電コイルに高周波電流が流れることで磁束が変化し、この磁束に鎖交する受電コイルに高周波電流が流れる。これにより、送電装置Ａから受電装置Ｂに、非接触で電力を供給することができる。受電装置Ｂは、高周波電流を整流回路３１で整流して、バッテリＤに供給する。なお、実際には、後述するように、整流回路３１の出力側に平滑回路が設けられており、整流回路３１の出力電流は、平滑されたうえで、バッテリＤに供給される。

送電コイルおよび受電コイルは、渦巻状に巻回された平面コイルであり、それぞれコイル面が床面に対して略平行になるように配置されている。給電を行う場合は、図１（ａ）に示すように、受電装置Ｂが送電装置Ａの真上にきて、受電コイルが送電コイルに上方から見て重なり合うように、車体を配置する。図１（ｂ）は、受電コイルが送電コイルに磁気結合した状態を示している。

図１（ｂ）に示すように、送電装置Ａは、高周波電源装置４、伝送線路６、リアクタンス素子７、および、送電ユニット１１を備えている。

高周波電源装置４は、一定の大きさの高周波電圧を出力するものであり、いわゆる定電圧源である。高周波電源装置４は、図示しない電力系統から入力される交流電力を図示しない整流回路で直流電力に変換し、図示しないインバータで高周波電力に変換して、送電ユニット１１に出力する。当該インバータは、出力電圧を目標電圧に一致させるように、フィードバック制御を行う。なお、高周波電源装置４の構成は限定されず、所定の高周波電圧を出力するものであればよい。

伝送線路６は、高周波電源装置４と送電ユニット１１とを接続する配線であり、本実施形態においては、特性インピーダンスが５０［Ω］の同軸ケーブルである。なお、伝送線路６は、これに限られず、例えば、平行二線式フィーダやストリップラインであってもよい。また、伝送線路６の特性インピーダンスも限定されず、例えば、７５［Ω］であってもよい。伝送線路６は、抵抗成分が無視でき、特性インピーダンスがＺ₀、位相定数がβ＝２π／λ（λ：伝送線路６で伝送される高周波の波長）、長さがＬ_Tとすると、伝送線路６のインピーダンスＺａは、
Ｚａ＝ｊＺ₀・ｔａｎ（β・Ｌ_T）
となる。

リアクタンス素子７は、伝送線路６のリアクタンス成分を打ち消すための素子であり、伝送線路６と送電ユニット１１との間に直列接続されている。リアクタンス素子７のインピーダンスＺｂは、
Ｚｂ＝−Ｚａ＝−ｊＺ₀・ｔａｎ（β・Ｌ_T）
としている。本実施形態では、伝送線路６のリアクタンス成分が誘導性のリアクタンスなので、コンデンサとしている。なお、伝送線路６のリアクタンス成分が容量性のリアクタンスであれば、インダクタとする。伝送線路６のリアクタンス成分が誘導性であるか容量性であるかは、伝送線路６の長さＬ_Tによって異なる。伝送線路６の長さＬ_Tが波長λの１／４未満の場合、インピーダンスＺａのリアクタンス成分の極性はプラスになり、誘導性になる。したがって、この場合、リアクタンス素子７は、コンデンサとする。伝送線路６の長さＬ_Tが波長λの１／４より大きく、１／２未満の場合、インピーダンスＺａのリアクタンス成分の極性はマイナスになり、容量性になる。したがって、この場合、リアクタンス素子７は、インダクタとする。また、伝送線路６の長さＬ_Tが（１／２）λだけ長くなる毎に、インピーダンスＺａは同じ値になる。したがって、より一般的に記載すると、
（ｎ／２）λ＜Ｌ_T＜｛（２ｎ＋１）／４｝λ
の場合、インピーダンスＺａのリアクタンス成分が誘導性になるので、リアクタンス素子７はコンデンサとし、
｛（２ｎ＋１）／４｝λ＜Ｌ_T＜｛（ｎ＋１）／２｝λ
の場合、インピーダンスＺａのリアクタンス成分が容量性になるので、リアクタンス素子７はインダクタとする（ただし、ｎ＝０，１，２，３，…）。

送電ユニット１１は、送電コイルＬ１１および共振コンデンサＣ１１を備えている。送電コイルＬ１１は、高周波電源装置４より供給される高周波電力を、受電装置Ｂに送電するものである。共振コンデンサＣ１１は、送電コイルＬ１１に直列接続されて、直列共振回路を構成するためのものである。

送電コイルＬ１１および共振コンデンサＣ１１は、共振周波数が高周波電源装置４より供給される高周波電力の周波数ｆ₀（例えば、１３．５６ＭＨｚ）と一致するように設計される。すなわち、送電コイルＬ１１の自己インダクタンスＬ_Rと、共振コンデンサＣ１１のキャパシタンスＣ_Rとが、下記（１）式の関係になるように設計される。

また、図１（ｂ）に示すように、受電装置Ｂは、受電ユニット２１、および、整流回路３１を備えている。

受電ユニット２１は、受電コイルＬ２１、および、共振コンデンサＣ２１を備えている。受電コイルＬ２１は、送電コイルＬ１１と磁気結合して、非接触で受電するものである。共振コンデンサＣ２１は、受電コイルＬ２１に直列接続されて、直列共振回路を構成するためのものである。

受電コイルＬ２１および共振コンデンサＣ２１は、送電コイルＬ１１および共振コンデンサＣ１１と同様に、共振周波数が高周波電源装置４より供給される高周波電力の周波数ｆ₀と一致するように設計される。

送電ユニット１１および受電ユニット２１は、いずれも共振回路であり、共鳴して結合される。すなわち、送電ユニット１１から受電ユニット２１へは、磁界共鳴方式により、非接触給電が行われる。

整流回路３１は、受電ユニット２１より出力される高周波電流を整流して、直流電流に変換するものである。整流回路３１は、４つのダイオードをブリッジ接続した全波整流回路である。なお、整流回路３１の構成は限定されず、高周波電流を直流電流に変換するものであればよい。整流回路３１から出力される直流電流は、バッテリＤに供給される。

以下に、図２〜図４を参照して、バッテリＤ（負荷）のインピーダンスが変化した場合でも、負荷へ出力される電流が変化しないことを説明する。

図２（ａ）は、非接触給電システムＣにおいて、整流回路３１とバッテリＤとをまとめて、交流の負荷Ｌとした回路図である。

高周波電源装置４の出力電圧をＶ₁、出力電流をＩ₁とし、負荷Ｌに印加される電圧をＶ₂、負荷Ｌに流れる電流をＩ₂とする。なお、各電圧および電流は交流なので、Ｖ₁，Ｉ₁，Ｖ₂，Ｉ₂は、いずれもベクトルである。

一般的に、非接触給電システムの等価回路は、図３（ａ）のようになる。送電装置において、高周波電源装置の電圧をＶ、送電コイルの自己インダクタンスをＬ_S、共振コンデンサのキャパシタンスをＣ_Sとし、受電装置において、受電コイルの自己インダクタンスをＬ_L、共振コンデンサのキャパシタンスをＣ_L、負荷の抵抗をＲ_Lとしている。また、送電コイルと受電コイルとの間の磁気結合による相互インダクタンスをＭとしている。

図３（ａ）に示す回路は、図３（ｂ）に示す等価回路に変換することができる。

すなわち、送電装置を流れる電流をＩ_Sとし、受電装置を流れる電流をＩ_Lとすると、高周波電源装置の電圧Ｖは、下記（２）式で表すことができ、また、下記（３）式も成立する。

上記（２）および（３）式をそれぞれ変形して下記（４）および（５）式とすると、この（４）および（５）式より、図３（ｂ）の等価回路が得られる。

図３に示す等価回路の変換を用いて、図２（ａ）に示す回路を、Ｔ型回路を用いて表した等価回路に変換すると、図２（ｂ）に示す回路になる。Ｔ型回路において並列接続されているコイルのインダクタンスは、送電コイルＬ１１と受電コイルＬ２１の相互インダクタンスＭ₁になる。また、Ｔ型回路における送電側（図２（ｂ）においては左側）のコイルのインダクタンスは、送電コイルＬ１１の漏れインダクタンスになり、Ｔ型回路における受電側（図２（ｂ）においては右側）のコイルのインダクタンスは、受電コイルＬ２１の漏れインダクタンスになる。

図２（ｂ）において、伝送線路６のインピーダンスをＺａ、リアクタンス素子７のインピーダンスをＺｂ、送電コイルＬ１１の漏れインダクタンスおよび共振コンデンサＣ１１のキャパシタンスに基づくインピーダンスをＺ₁、受電コイルＬ２１の漏れインダクタンスおよび共振コンデンサＣ２１のキャパシタンスに基づくインピーダンスをＺ₂、送電コイルＬ１１と受電コイルＬ２１の相互インダクタンスＭ₁に基づくインピーダンスをＺ₃とする。図２（ｂ）に示す回路の入出力の電流と電圧の関係をＦマトリックスを用いて表すと、下記（６）式のようになる。なお、各インピーダンスＺ₁，Ｚ₂，Ｚ₃，Ｚａ，Ｚｂは、いずれもベクトルである。

リアクタンス素子７のリアクタンス成分は伝送線路６のリアクタンス成分を打ち消すものであり、どちらも抵抗成分は無視できるので、Ｚｂ＝−Ｚａである。また、送電ユニット１１から受電ユニット２１へは、磁界共鳴方式により非接触給電が行われるので、磁界共鳴の条件式であるＺ₁＋Ｚ₃＝Ｚ₃＋Ｚ₂＝０が成り立つ。これらの式を、上記（６）式に代入すると、下記（７）式になる。これより、下記（８）式が求められる。

ここで、Ｚ₃は、送電コイルＬ１１と受電コイルＬ２１の相互インダクタンスＭ₁によるインピーダンスである。送電コイルＬ１１と受電コイルＬ２１の距離が変化しなければ、結合係数が変化せず、相互インダクタンスＭ₁は変化しない。したがって、Ｚ₃は変化しない。よって、高周波電源装置４の出力電圧Ｖ₁の大きさが一定の場合、受電ユニット２１から出力され負荷Ｌに流れる電流Ｉ₂の大きさも一定である。すなわち、受電ユニット２１の出力は、負荷Ｌのインピーダンスに関係なく、一定の大きさの電流Ｉ₂を出力する定電流源と考えることができる。

また、定電圧源が定電流源に変換されることを、図４を用いて、スミスチャートで説明する。

図４（ａ）は、図２（ｂ）の等価回路である。図２（ｂ）におけるインピーダンスＺ₁およびインピーダンスＺ₂の部分の回路は、１つの素子で表すとコンデンサと等価なので、図４（ａ）においてはコンデンサのみの記載としている。高周波電源装置４は定電圧源であり、内部インピーダンスが０［Ω］と考えることができる。したがって、高周波電源装置４の出力端１−１’から電源側をみたインピーダンスＺ_1-1'をスミスチャート上で表すと、図４（ｂ）のようになる。伝送線路６の出力端ａ−ａ’から電源側をみたインピーダンスＺ_a-a'は、伝送線路６のインピーダンスＺａに等しくなる。本実施形態では、伝送線路６の特性インピーダンスＺ₀が５０［Ω］であり、伝送線路６の長さＬ_Tが０．０３１λなので、Ｚａ＝ｊ５０・ｔａｎ（０．０６２π）≒+ｊ１０［Ω］になる。したがって、Ｚ_a-a'をスミスチャート上で表すと、図４（ｂ）のようになる。送電ユニット１１の入力端ｂ−ｂ’から電源側をみたインピーダンスＺ_b-b'は、Ｚｂ＝−Ｚａ≒−ｊ１０［Ω］としているので、０［Ω］になる。したがって、Ｚ_b-b'をスミスチャート上で表すと、図４（ｂ）のように、Ｚ_1-1'と同じになる。そして、送電ユニット１１および受電ユニット２１がＴ型の１／４波長のハイパスフィルタと等価な回路となるので、受電ユニット２１の出力端２−２’から電源側をみたインピーダンスＺ_2-2'は、インピーダンスＺ_b-b'に対して位相を１８０°変化させた+ｊ∞［Ω］になる。したがって、Ｚ_2-2'をスミスチャート上で表すと、図４（ｂ）のようになる。つまり、受電ユニット２１の出力端２−２’から電源側をみた等価回路は、内部抵抗無限大の定電流源と等価になる（図４（ａ）の右下の図参照）。

本実施形態によると、リアクタンス素子７のリアクタンス成分は、伝送線路６のリアクタンス成分と大きさが等しく、極性が反対である。また、高周波電源装置４は、定電圧源であり、一定の大きさの高周波電圧を、送電ユニット１１に出力する。送電ユニット１１は、受電ユニット２１に磁界共鳴方式で送電を行う。この場合、受電ユニット２１の出力は定電流源と等価になる。受電ユニット２１が出力する高周波電流は一定なので、これを整流回路３１で整流した直流電流も一定になる。したがって、バッテリＤ（負荷）のインピーダンスが変化した場合でも、受電装置Ｂから一定の電流を出力することができる。

図５は、非接触給電システムＣが負荷のインピーダンスに関係なく一定の電流を出力できることを確認するためのシミュレーションを説明するための図である。

図５（ａ）に示す回路でシミュレーションを行った。当該回路においては、周波数１３．５６ＭＨzの電圧を出力する電源Ｖａに、送電コイルＬ１１および共振コンデンサＣ１１を備えている送電ユニットを接続し、その間に、伝送線路６およびリアクタンス素子７を直列接続している。また、送電コイルＬ１１に結合係数ｋ１で磁気結合する受電コイルＬ２１および共振コンデンサＣ２１を備えている受電ユニットに整流回路を接続して、負荷に接続している。伝送線路６は、特性インピーダンス５０［Ω］、長さ０．０８６λとしている。また、リアクタンス素子７は、コンデンサとし、静電容量を３９０［ｐＦ］としている。リアクタンス素子７のリアクタンスは、伝送線路６のリアクタンスと大きさが等しく、極性が反対になっている。送電コイルＬ１１および受電コイルＬ２１の自己インダクタンスは、いずれも１［μＨ］とし、共振コンデンサＣ１１，Ｃ２１の静電容量は、いずれも１３７．７［ｐＦ］としている。また、結合係数は、ｋ１＝０．２としている。そして、負荷を抵抗として、抵抗値を５［Ω］、１０［Ω］、１５［Ω］、２０［Ω］と変化させた。

図５（ｂ）は、シミュレーション結果を示している。上段は、電源Ｖａの出力電圧波形を示している。電源Ｖａの出力電圧は、振幅を１００［Ｖ］とし、周波数を１３．５６［ＭＨｚ］としている。

図５（ｂ）の中段は、受電ユニットの出力電流Ｉ₂の電流波形を示している。図５（ｂ）の下段は、受電ユニットに接続された整流回路の出力電流Ｉ₃（負荷に流れる電流）の電流波形を示している。抵抗値を変化させても、出力電流Ｉ₂および出力電流Ｉ₃の電流波形は変化しなかった。

図６は、図５のシミュレーションとの比較を行うためのシミュレーションを説明するための図である。

図６（ａ）に示す回路は、比較のシミュレーションのための回路であり、図５（ａ）に示す回路からリアクタンス素子７をなくしたものである。その他の条件は、図５のシミュレーションと同じである。

図６（ｂ）は、シミュレーション結果を示している。上段は、電源Ｖａの出力電圧波形を示しており、図５のシミュレーションと同じ条件なので、同じ波形になっている。

図６（ｂ）の中段は、受電ユニットの出力電流Ｉ₂の電流波形を示している。図５（ｂ）の下段は、受電ユニットに接続された整流回路の出力電流Ｉ₃の電流波形を示している。出力電流Ｉ₂および出力電流Ｉ₃の電流波形は、抵抗値によって異なる波形になった。抵抗値が大きくなるほど、出力電流Ｉ₂および出力電流Ｉ₃の大きさが小さくなっている。つまり、図６（ａ）に示す回路の場合、負荷が変動することにより、負荷に供給される電流の大きさが変化する

以上より、リアクタンス素子７を追加したことで、負荷に供給される電流の大きさが一定になることが確認された。また、図５（ｂ）および図６（ｂ）の各下段の波形が示すように、リアクタンス素子７を追加したことで、出力電流Ｉ₃の大きさが大きくなっていることも確認できる。

次に、伝送線路６のリアクタンス成分が容量性のリアクタンスになる場合について、シミュレーションを行った。図７は、当該シミュレーションを説明するための図である。

図７（ａ）に示す回路でシミュレーションを行った。図７（ａ）に示す回路は、電源Ｖａの出力電圧の周波数を４０．６８［ＭＨｚ］とし、伝送線路６の長さを０．３λとしている。この場合、伝送線路６のリアクタンス成分が容量性となるため、直列接続するリアクタンス素子７は、インダクタとし、自己インダクタンスを０．６０２［μＨ］としている。リアクタンス素子７のリアクタンスは、伝送線路６のリアクタンスと大きさが等しく、極性が反対になっている。また、共振条件を満たすために、共振コンデンサＣ１１，Ｃ２１の静電容量を、いずれも１５．３［ｐＦ］としている。その他の条件は、図５のシミュレーションと同じである。

図７（ｂ）は、シミュレーション結果を示している。上段は、電源Ｖａの出力電圧波形を示しており、中段は、受電ユニットの出力電流Ｉ₂の電流波形を示しており、下段は、受電ユニットに接続された整流回路の出力電流Ｉ₃の電流波形を示している。抵抗値を変化させても、出力電流Ｉ₂および出力電流Ｉ₃の電流波形は変化しなかった。

図８は、図７のシミュレーションとの比較を行うためのシミュレーションを説明するための図である。

図８（ａ）に示す回路は、比較のシミュレーションのための回路であり、図７（ａ）に示す回路からリアクタンス素子７をなくしたものである。その他の条件は、図７のシミュレーションと同じである。

図８（ｂ）は、シミュレーション結果を示している。上段は、電源Ｖａの出力電圧波形を示しており、中段は、受電ユニットの出力電流Ｉ₂の電流波形を示しており、下段は、受電ユニットに接続された整流回路の出力電流Ｉ₃の電流波形を示している。出力電流Ｉ₂および出力電流Ｉ₃の電流波形は、抵抗値によって異なる波形になった。抵抗値が大きくなるほど、出力電流Ｉ₂および出力電流Ｉ₃の大きさが小さくなっている。つまり、図８（ａ）に示す回路の場合、負荷が変動することにより、負荷に供給される電流の大きさが変化する

以上より、伝送線路６のリアクタンス成分が容量性のリアクタンスになる場合でも、リアクタンス素子７を追加したことで、負荷に供給される電流の大きさが一定になることが確認された。また、図７（ｂ）および図８（ｂ）の各下段の波形が示すように、リアクタンス素子７を追加したことで、出力電流Ｉ₃の大きさが大きくなっていることも確認できる。

本実施形態においては、受電装置Ｂに平滑回路を設けていない場合について説明したが、これに限られない。整流回路３１の出力側に、平滑回路５１を備えるようにしてもよい。この場合、平滑回路５１としてコイルを直列に接続するようにしてもよいし（図９（ａ）参照）、平滑回路５１として平滑コンデンサを並列に接続するようにしてもよい（図９（ｂ）参照）。また、平滑回路５１として、直列コイルのあとに並列にコンデンサを設けるようにしてもよい（図９（ｃ）参照）。

上記第1実施形態においては、送電ユニットと受電ユニットとを１つずつ備えた場合について説明したが、これに限られない。送電ユニットと受電ユニットの組を複数備えていてもよい。

扱う高周波電流が大きい場合、送電ユニットと受電ユニットとが１つずつだと、整流回路を構成する各ダイオードに流れる電流が大きくなり、ダイオードが故障する場合がある。ダイオードに流れる電流を分散させるために、複数のダイオードを並列接続して用いることが考えられるが、高周波電流の周波数が６．７８ＭＨｚ〜４０．６８ＭＨｚの高周波の場合、配線のインピーダンスの影響などにより、並列接続させたダイオードに流れる電流のバランスを取ることが難しいので、並列接続を実現することは困難である。ダイオードを並列接続しない整流回路を用いる場合、整流回路に流れる電流を抑制するために、受電装置に複数の受電コイルを設け、各受電コイルにそれぞれ整流回路を接続する方法がある。この場合、高周波電源装置が出力する電力が複数の受電コイルに分散されて受電されるため、各整流回路に流れる電流を分散させることができる。

送電ユニットと受電ユニットの組を３組備えている場合を、第２実施形態として、以下に説明する。

図１０および図１１は、第２実施形態に係る非接触給電システムを説明するための図であり、図１０は全体構成を示し、図１１は回路図を示している。図１０および図１１において、第１実施形態に係る非接触給電システムＣ(図１参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図１０および図１１に示す非接触給電システムＣ’は、送電ユニットと受電ユニットの組を３組備えている点で、第１実施形態に係る非接触給電システムＣと異なる。

図１１に示すように、非接触給電システムＣ’の送電装置Ａは、送電ユニット１１に加えて、送電ユニット１２，１３を備えている。送電ユニット１２は、送電ユニット１１と同様の構成であり、送電コイルＬ１２および共振コンデンサＣ１２を備えている。送電ユニット１３も、送電ユニット１１と同様の構成であり、送電コイルＬ１３および共振コンデンサＣ１３を備えている。送電ユニット１１，１２，１３は、それぞれ、高周波電源装置４に並列接続されている。送電ユニット１２，１３も、それぞれ伝送線路６によって、高周波電源装置４に接続されており、伝送線路６との間にリアクタンス素子７が直列接続されている。各リアクタンス素子７のインピーダンスＺｂは、それぞれ接続される伝送線路６のインピーダンスＺａに応じて決定されており、伝送線路６のリアクタンス成分と大きさが等しく、極性が反対にされている。

また、図１１に示すように、非接触給電システムＣ’の受電装置Ｂは、受電ユニット２１に加えて、受電ユニット２２，２３を備えている。受電ユニット２２は、受電ユニット２１と同様の構成であり、受電コイルＬ２２、および、共振コンデンサＣ２２を備えている。受電ユニット２３も、受電ユニット２１と同様の構成であり、受電コイルＬ２３、および、共振コンデンサＣ２３を備えている。給電を行う場合は、図１０に示すように、受電装置Ｂが送電装置Ａの真上にきて、各受電コイルがそれぞれ対応する送電コイルに上方から見て重なり合うように、車体を配置する。図１１は、各受電コイルがそれぞれ対応する送電コイルに磁気結合した状態を示している。受電コイルＬ２２は送電コイルＬ１２と磁気結合する。送電ユニット１２および受電ユニット２２も、いずれも共振回路であり、共鳴して結合される。すなわち、送電ユニット１２から受電ユニット２２へも、磁界共鳴方式により、非接触給電が行われる。また、受電コイルＬ２３は送電コイルＬ１３と磁気結合する。送電ユニット１３および受電ユニット２３も、いずれも共振回路であり、共鳴して結合される。すなわち、送電ユニット１３から受電ユニット２３へも、磁界共鳴方式により、非接触給電が行われる。

受電ユニット２２の出力側には整流回路３２が接続されており、受電ユニット２３の出力側には整流回路３３が接続されている。整流回路３２，３３は、整流回路３１と同様の構成である。整流回路３１，３２，３３は、それぞれ、バッテリＤに並列接続されている。整流回路３１，３２，３３から出力される電流は、足し合わされて、バッテリＤに供給される。

以下に、図１２〜図１５を参照して、整流回路３１，３２，３３から出力される電流が足し合わされることを説明する。

図１２は、非接触給電システムを一般化した回路図であり、ｎ個の送電ユニットを備える送電装置Ａ’と、ｎ個の受電ユニットを備える受電装置Ｂ’とを備えている。当該非接触給電システムは、交流の負荷Ｌに交流電力を供給する。

高周波電源装置４の出力電圧をＶ₁、出力電流をＩ₁とし、負荷Ｌに印加される電圧をＶ₂、負荷Ｌに流れる電流をＩ₂とする。また、送電ユニット１ｋ（ｋ＝１，２，…，ｎ）に流れる電流をＩ_1kとし、受電ユニット２ｋに流れる電流をＩ_2kとする。なお、各電圧および電流は交流なので、Ｖ₁，Ｉ₁，Ｖ₂，Ｉ₂，Ｉ_1k，Ｉ_2kは、いずれもベクトルである。

図３に示す等価回路の変換を用いて、図１２に示す回路を、Ｔ型回路を用いて表した等価回路に変換すると、図１３に示す回路になる。各Ｔ型回路において並列接続されているコイルのインダクタンスは、送電コイルＬ１ｋと受電コイルＬ２ｋの相互インダクタンスＭ_kになる。

図１４（ａ）は、図１３に示す回路を、インピーダンスＺを用いて表した等価回路を示す図である。各送電ユニットに接続される伝送線路６とリアクタンス素子７とは、インピーダンスが打ち消し合うので、図１４（ａ）においては省略できる。なお、各インピーダンスＺ_1k，Ｚ_2k，Ｚ_3k（ｋ＝１，２，…，ｎ）は、いずれもベクトルである。

図１４（ｂ）は、図１４（ａ）に示す回路を、Ｆパラメータを用いて表した等価回路を示す図である。なお、各Ｆパラメータの各要素Ａｋ，Ｂｋ，Ｃｋ，Ｄｋ（ｋ＝１，２，…，ｎ）は、いずれもベクトルである。

例えば、図１４（ｂ）の最上段のＦパラメータは、下記（９）式のようになる。

磁界共鳴の条件式であるＺ₁₁＋Ｚ₃₁＝Ｚ₃₁＋Ｚ₂₁＝０を、上記（９）式に代入すると、下記（１０）式になる。これより、下記（１１）式から、下記（１２）式が求められる。

ここで、Ｚ₃₁は、送電コイルＬ１１と受電コイルＬ２１の相互インダクタンスＭ₁によるインピーダンスである（図１３参照）。送電コイルＬ１１と受電コイルＬ２１の距離が変化しなければ、結合係数が変化せず、相互インダクタンスＭ₁は変化しない。したがって、Ｚ₃₁は変化しない。よって、高周波電源装置４の出力電圧Ｖ₁の大きさが一定の場合、受電ユニット２１から出力される電流Ｉ₂₁の大きさも一定である。すなわち、受電ユニット２１の出力は、負荷Ｌのインピーダンスに関係なく、一定の大きさの電流Ｉ₂₁を出力する定電流源と考えることができる。

同様に、下記（１３）式が算出され、下記（１４）式が求められる。

また、下記（１５）式が算出され、下記（１６）式が求められる。

上記（１２）、（１４）、（１６）式より、各受電ユニット２ｋ（ｋ＝１，２，…，ｎ）から出力される電流Ｉ_2kの大きさは、負荷Ｌのインピーダンスに関係なく一定であり、各受電ユニット２ｋの出力は、定電流源と考えることができる。定電流源を並列接続した場合、各出力電流は足し合わされて出力される。したがって、高周波電源装置４を定電圧源として動作させ、電圧Ｖ₁を一定の電圧とした場合、出力電流Ｉ₂₁，Ｉ₂₂，…，Ｉ_2nを合成した電流Ｉ₂は、出力電流Ｉ₂₁，Ｉ₂₂，…，Ｉ_2nを足し合わせたものになり、下記（１７）式で表すことができる。また、各出力電流Ｉ₂₁，Ｉ₂₂，…，Ｉ_2nの大きさは一定であり、電流Ｉ₂の大きさも一定になる。つまり、図１２における受電装置Ｂ’の出力は定電流源と等価であり、負荷Ｌのインピーダンスに影響されない。また、下記（１７）式と、上記（１２）、（１４）、（１６）式より、電流Ｉ₂を下記（１８）式で表すことができる。

以上より、図１２に示す非接触給電システムでは、各受電ユニットの出力電流を足し合わせた電流を、負荷Ｌに供給することができる。

次に、図１２に示す非接触給電システムの各受電ユニットの出力側にそれぞれ整流回路を追加した非接触給電システムについて説明する。

図１５は、図１２に示す回路に整流回路を追加した回路を示す図である。

図１５に示す受電装置Ｂ’においては、各受電ユニット２ｋ（ｋ＝１，２，…，ｎ）の出力側に、それぞれ整流回路３ｋ（ｋ＝１，２，…，ｎ）が追加されている。整流回路３ｋの出力電流をＩ_3kとし、直流の負荷Ｌ’に印加される電圧をＶ₃、負荷Ｌ’に流れる電流をＩ₃とする。

各受電ユニット２ｋの出力は定電流源と等価なので、各整流回路３ｋの出力電流Ｉ_3kの大きさは、各受電ユニット２ｋの出力電流Ｉ_2kの大きさに比例する。したがって、上記（１７）式より、出力電流Ｉ₃₁，Ｉ₃₂，…，Ｉ_3nを合成した電流Ｉ₃は、出力電流Ｉ₃₁，Ｉ₃₂，…，Ｉ_3nを足し合わせたものとして、下記（１９）式で表すことができる。

以上より、図１５に示す非接触給電システムでは、各整流回路の出力電流を足し合わせた電流を、負荷Ｌ’に供給することができる。

第２実施形態において、各送電ユニット１１，１２，１３と高周波電源装置４との間に接続されたリアクタンス素子７のリアクタンス成分は、それぞれの伝送線路６のリアクタンス成分と大きさが等しく、極性が反対である。また、高周波電源装置４は、定電圧源であり、一定の大きさの高周波電圧を、送電ユニット１１，１２，１３にそれぞれ出力する。送電ユニット１１，１２，１３は、それぞれ、受電ユニット２１，２２，２３に、磁界共鳴方式で送電を行う。したがって、各受電ユニット２１，２２，２３の出力は定電流源と等価になり、各整流回路３１，３２，３３をそれぞれ含めた回路も、定電流源と等価になる。したがって、各整流回路３１，３２，３３が出力する電流は足し合わされて、負荷（バッテリＤ）に供給される。これにより、バッテリＤ（負荷）のインピーダンスが変化した場合でも、受電装置Ｂから一定の電流を出力することができる。

また、各受電ユニット２１，２２，２３の出力が定電流源と等価になるので、各送電ユニット１１，１２，１３や、各受電ユニット２１，２２，２３の仕様が異なっていたり、結合係数が異なっていて、各受電ユニット２１，２２，２３の出力がそれぞれ異なっていても、出力電流は足し合わされる。これにより、各受電ユニット２１，２２，２３から負荷に適切に給電することができる。

また、高周波電源装置４から出力された高周波電流が、整流回路３１，３２，３３に分散されて流れ、バッテリＤ（負荷）に供給される。したがって、各整流回路３１，３２，３３を構成する各ダイオードに流れる電流を抑制することができる。

図１６は、非接触給電システムＣ’において、各整流回路３１，３２，３３の出力電流が足し合わされて負荷に供給されることを確認するためのシミュレーションを説明するための図である。

図１６（ａ）に示す回路でシミュレーションを行った。当該回路においては、周波数１３．５６ＭＨzの電圧を出力する電源Ｖａに、送電コイルＬ１１および共振コンデンサＣ１１を備えている送電ユニットと、送電コイルＬ１２および共振コンデンサＣ１２を備えている送電ユニットと、送電コイルＬ１３および共振コンデンサＣ１３を備えている送電ユニットとを接続している。各送電ユニットと電源Ｖａとの間には、伝送線路６およびリアクタンス素子７を直列接続している。また、送電コイルＬ１１に結合係数ｋ１で磁気結合する受電コイルＬ２１および共振コンデンサＣ２１を備えている受電ユニットと、送電コイルＬ１２に結合係数ｋ２で磁気結合する受電コイルＬ２２および共振コンデンサＣ２２を備えている受電ユニットと、送電コイルＬ１３に結合係数ｋ３で磁気結合する受電コイルＬ２３および共振コンデンサＣ２３を備えている受電ユニットとに、それぞれ整流回路を接続して、負荷に並列接続している。各伝送線路６は、特性インピーダンス５０［Ω］、長さ０．０８６λとしている。また、各リアクタンス素子７は、コンデンサとし、静電容量を３９０［ｐＦ］としている。リアクタンス素子７のリアクタンスは、伝送線路６のリアクタンスと大きさが等しく、極性が反対になっている。送電コイルＬ１１，Ｌ１２，Ｌ１３、受電コイルＬ２１，Ｌ２２，Ｌ２３の自己インダクタンスは、いずれも１［μＨ］とし、共振コンデンサＣ１１，Ｃ１２，Ｃ１３，Ｃ２１，Ｃ２２，Ｃ２３の静電容量は、いずれも１３７．７［ｐＦ］としている。また、結合係数は、ｋ１＝ｋ２＝ｋ３＝０．２としている。そして、負荷を抵抗として、抵抗値を５［Ω］、１０［Ω］、１５［Ω］、２０［Ω］と変化させた。

図１６（ｂ）は、シミュレーション結果を示している。最上段は、電源Ｖａの出力電圧波形を示している。電源Ｖａの出力電圧は、振幅を１００［Ｖ］とし、周波数を１３．５６［ＭＨｚ］としている。

図１６（ｂ）の２段目は、各受電ユニットの出力電流Ｉ₂₁，Ｉ₂₂，Ｉ₂₃の電流波形を示している。各出力電流Ｉ₂₁，Ｉ₂₂，Ｉ₂₃の電流波形は、同じ波形になっている。図１６（ｂ）の３段目は、各受電ユニットに接続された整流回路の出力電流Ｉ₃₁，Ｉ₃₂，Ｉ₃₃の電流波形を示している。各出力電流Ｉ₃₁，Ｉ₃₂，Ｉ₃₃の電流波形は、同じ波形になっている。抵抗値を変化させても、各出力電流Ｉ₂₁，Ｉ₂₂，Ｉ₂₃および各出力電流Ｉ₃₁，Ｉ₃₂，Ｉ₃₃の電流波形は変化しなかった。

図１６（ｂ）の最下段は、負荷に流れる電流Ｉ₃の電流波形を示している。各整流回路から出力された電流Ｉ₃₁，Ｉ₃₂，Ｉ₃₃が足し合わされて、負荷に流れることが分かる。

図１７は、図１６のシミュレーションとの比較を行うためのシミュレーションを説明するための図である。

図１７（ａ）に示す回路は、比較のシミュレーションのための回路であり、図１６（ａ）に示す回路から各リアクタンス素子７をなくしたものである。その他の条件は、図１６のシミュレーションと同じである。

図１７（ｂ）は、シミュレーション結果を示している。上段は、電源Ｖａの出力電圧波形を示しており、図１６のシミュレーションと同じ条件なので、同じ波形になっている。

図１７（ｂ）の２段目は、各受電ユニットの出力電流Ｉ₂₁，Ｉ₂₂，Ｉ₂₃の電流波形を示している。各出力電流Ｉ₂₁，Ｉ₂₂，Ｉ₂₃の電流波形は、同じ波形になっている。図１６（ｂ）の３段目は、各受電ユニットに接続された整流回路の出力電流Ｉ₃₁，Ｉ₃₂，Ｉ₃₃の電流波形を示している。各出力電流Ｉ₃₁，Ｉ₃₂，Ｉ₃₃の電流波形は、同じ波形になっている。図１６（ｂ）の最下段は、負荷に流れる電流Ｉ₃の電流波形を示している。各出力電流Ｉ₂₁，Ｉ₂₂，Ｉ₂₃、各出力電流Ｉ₃₁，Ｉ₃₂，Ｉ₃₃および出力電流Ｉ₃の電流波形は、抵抗値によって異なる波形になった。抵抗値が大きくなるほど、各出力電流Ｉ₂₁，Ｉ₂₂，Ｉ₂₃、各出力電流Ｉ₃₁，Ｉ₃₂，Ｉ₃₃および出力電流Ｉ₃の大きさが小さくなっている。つまり、図１７（ａ）に示す回路の場合、負荷が変動することにより、負荷に供給される電流の大きさが変化する。

以上より、リアクタンス素子７を追加したことで、負荷に供給される電流の大きさが一定になることが確認された。また、図１６（ｂ）および図１７（ｂ）の各最下段の波形が示すように、リアクタンス素子７を追加したことで、出力電流Ｉ₃の大きさが大きくなっていることも確認できる。

次に、各送電ユニットと電源Ｖａとを接続する各伝送線路の長さが異なる場合について、シミュレーションを行った。図１８は、当該シミュレーションを説明するための図である。

図１８（ａ）に示す回路でシミュレーションを行った。図１８（ａ）に示す回路は、伝送線路６１の長さを０．０３１λとし、伝送線路６２の長さを０．０６３λとし、伝送線路６３の長さを０．０８６λとしている。また、リアクタンス素子７１の静電容量を１２００［ｐＦ］とし、リアクタンス素子７２の静電容量を５６０［ｐＦ］とし、リアクタンス素子７３の静電容量を３９０［ｐＦ］としている。リアクタンス素子７１，７２，７３のリアクタンスは、それぞれ伝送線路６１，６２，６３のリアクタンスと大きさが等しく、極性が反対になっている。また、結合係数は、ｋ１＝０．１、ｋ２＝０．２、ｋ３＝０．３としている。その他の条件は、図１６のシミュレーションと同じである。

図１８（ｂ）は、シミュレーション結果を示している。最上段は、電源Ｖａの出力電圧波形を示している。図１８（ｂ）の２段目は、各受電ユニットの出力電流Ｉ₂₁，Ｉ₂₂，Ｉ₂₃の電流波形を示している。図１８（ｂ）の３段目は、各受電ユニットに接続された整流回路の出力電流Ｉ₃₁，Ｉ₃₂，Ｉ₃₃の電流波形を示している。図１８（ｂ）の最下段は、負荷に流れる電流Ｉ₃の電流波形を示している。抵抗値を変化させても、各出力電流Ｉ₂₁，Ｉ₂₂，Ｉ₂₃、各出力電流Ｉ₃₁，Ｉ₃₂，Ｉ₃₃および出力電流Ｉ₃の電流波形は変化しなかった。また、各整流回路から出力された電流Ｉ₃₁，Ｉ₃₂，Ｉ₃₃が足し合わされた電流Ｉ₃として負荷に流れることが分かる。また、各結合係数が異なる場合、すなわち、送電コイルと受電コイルとの距離がそれぞれ異なる場合でも、各受電ユニットの出力電流の整流後の電流が足し合わされていることが分かる。

図１９は、図１８のシミュレーションとの比較を行うためのシミュレーションを説明するための図である。

図１９（ａ）に示す回路は、比較のシミュレーションのための回路であり、図１８（ａ）に示す回路からリアクタンス素子７１，７２，７３をなくしたものである。その他の条件は、図１８のシミュレーションと同じである。

図１９（ｂ）は、シミュレーション結果を示している。最上段は、電源Ｖａの出力電圧波形を示している。図１９（ｂ）の２段目は、各受電ユニットの出力電流Ｉ₂₁，Ｉ₂₂，Ｉ₂₃の電流波形を示している。図１９（ｂ）の３段目は、各受電ユニットに接続された整流回路の出力電流Ｉ₃₁，Ｉ₃₂，Ｉ₃₃の電流波形を示している。図１９（ｂ）の最下段は、負荷に流れる電流Ｉ₃の電流波形を示している。各出力電流Ｉ₂₁，Ｉ₂₂，Ｉ₂₃、各出力電流Ｉ₃₁，Ｉ₃₂，Ｉ₃₃および出力電流Ｉ₃の電流波形は、抵抗値によって異なる波形になった。抵抗値が大きくなるほど、各出力電流Ｉ₂₁，Ｉ₂₂，Ｉ₂₃、各出力電流Ｉ₃₁，Ｉ₃₂，Ｉ₃₃および出力電流Ｉ₃の大きさが小さくなっている。つまり、図１９（ａ）に示す回路の場合、負荷が変動することにより、負荷に供給される電流の大きさが変化する．

以上より、各送電ユニットと電源Ｖａとを接続する各伝送線路の長さが異なる場合でも、各伝送線路に応じたリアクタンス素子を追加することで、負荷に供給される電流の大きさが一定になることが確認された。また、図１８（ｂ）および図１９（ｂ）の各最下段の波形が示すように、リアクタンス素子を追加したことで、出力電流Ｉ₃の大きさが大きくなっていることも確認できる。

次に、負荷をコンデンサとした場合について、シミュレーションを行った。図２０は、当該シミュレーションを説明するための図である。

図２０（ａ）に示す回路でシミュレーションを行った。図２０（ａ）に示す回路は、負荷をコンデンサに変更した以外は、図１８のシミュレーションと同じである。負荷コンデンサの静電容量は１０［μＦ］としている。その他の条件は、図１８のシミュレーションと同じである。

図２０（ｂ）は、シミュレーション結果を示している。最上段は、電源Ｖａの出力電圧波形を示しており、２段目は、各受電ユニットの出力電流Ｉ₂₁，Ｉ₂₂，Ｉ₂₃の電流波形を示しており、３段目は、各受電ユニットに接続された整流回路の出力電流Ｉ₃₁，Ｉ₃₂，Ｉ₃₃の電流波形を示しており、４段目は、負荷に流れる電流Ｉ₃の電流波形を示している。これらの波形は、図１８（ｂ）の各波形とほぼ同様である。つまり、負荷が抵抗であっても、コンデンサであっても、負荷に出力される電流は同様になる。なお、最上段から４段目までの波形は、時間軸が１９９．７μ秒〜２００．０μ秒の間のものを示している。

図２０（ｂ）の最下段は、負荷であるコンデンサの充電電圧を示している。当該波形の時間軸は最上段から４段目までの波形のものとは異なり、当該波形は、時間軸が０μ秒〜２００．０μ秒の間のものを示している。充電電圧は上昇していき、３００［Ｖ］に達している。

図２１は、図２０のシミュレーションとの比較を行うためのシミュレーションを説明するための図である。

図２１（ａ）に示す回路は、比較のシミュレーションのための回路であり、図２０（ａ）に示す回路からリアクタンス素子７１，７２，７３をなくしたものである。その他の条件は、図２０のシミュレーションと同じである。

図２１（ｂ）は、シミュレーション結果を示している。最上段は、電源Ｖａの出力電圧波形を示しており、２段目は、各受電ユニットの出力電流Ｉ₂₁，Ｉ₂₂，Ｉ₂₃の電流波形を示しており、３段目は、各受電ユニットに接続された整流回路の出力電流Ｉ₃₁，Ｉ₃₂，Ｉ₃₃の電流波形を示しており、４段目は、負荷に流れる電流Ｉ₃の電流波形を示している。なお、最上段から４段目までの波形は、時間軸が１９９．７μ秒〜２００．０μ秒の間のものを示している。図２１（ｂ）の最下段は、負荷であるコンデンサの充電電圧を示している。当該波形は、時間軸が０μ秒〜２００．０μ秒の間のものを示している。充電電圧は約７８［Ｖ］までしか上昇しなかった。

以上より、負荷をコンデンサとした場合、各伝送線路に応じたリアクタンス素子を追加することで、各出力電流を大きくして、充電電圧を上昇させられることが確認できる。

上記第２実施形態においては、送電ユニットと受電ユニットの組を３つ備えた場合について説明したが、これに限られない。送電ユニットと受電ユニットの組を２つ備えていてもよいし、４つ以上備えていてもよい。

上記第２実施形態においては、１つの送電ユニットと１つの受電ユニットとが対になっている場合について説明したが、これに限られない。例えば、図２２（ａ）に示すように、送電装置Ａが１つの送電ユニット１１のみを備え、受電装置Ｂの各受電ユニットの受電コイルＬ２１，Ｌ２２，Ｌ２３が、送電コイルＬ１１に磁気結合するようにしてもよい。この場合、送電コイルＬ１１と各受電コイルＬ２１，Ｌ２２，Ｌ２３との結合係数が異なるようになっても、各整流回路３１，３２，３３が出力する電流は足し合わされて、負荷（バッテリＤ）に供給される。

上記第２実施形態においては、各送電ユニット１１，１２，１３が１つの高周波電源装置４に並列接続している場合について説明したが、これに限られない。例えば、図２２（ｂ）に示すように、各送電ユニット１１，１２，１３が、それぞれ別の高周波電源装置４に接続するようにしてもよい。また、図２２（ｃ）に示すように、送電ユニット１１，１２が１つの高周波電源装置４に並列接続し、送電ユニット１３が別の高周波電源装置４に接続するようにしてもよい。これらの場合、各高周波電源装置４の出力電圧の大きさ、周波数、位相が異なっていてもよい。各高周波電源装置４の出力電圧の設定が異なっていても、各整流回路３１，３２，３３が出力する電流は足し合わされて、負荷（バッテリＤ）に供給される。

上記第２実施形態においては、受電装置Ｂに平滑回路を設けていない場合について説明したが、これに限られない。例えば、図２３（ａ）に示すように、各整流回路３１，３２，３３の出力側に、それぞれ平滑回路５１，５２，５３を備えるようにしてもよい。なお、平滑回路として直列にコイルを設ける代わりに、並列に平滑コンデンサを設けるようにしたり、直列コイルのあとに並列にコンデンサを設けるようにしてもよい。また、図２３（ｂ）に示すように、各整流回路３１，３２，３３の出力を並列接続した後に、平滑回路５０を備えるようにしてもよい。なお、この場合も、平滑回路として直列にコイルを設ける代わりに、並列に平滑コンデンサを設けるようにしたり、直列コイルのあとに並列にコンデンサを設けるようにしてもよい。これらの場合、平滑回路によって、出力電流の脈動を抑制することができる。

なお、上記第１および第２実施形態においては、リアクタンス素子７が、伝送線路６と送電ユニット１１（１２，１３）との間に接続された場合について説明したが、これに限られない。例えば、リアクタンス素子７は、伝送線路６と高周波電源装置４との間に接続するようにしてもよいし、送電ユニット１１（１２，１３）や高周波電源装置４の内部に接続するようにしてもよい。伝送線路６に対して直列になるように接続されていればよい。

上記第１および第２実施形態においては、送電コイルおよび受電コイルが床面に対して略平行となるように設けられている場合について説明したが、これに限られない。例えば、図２４（ａ）に示すように、受電装置Ｂが車体の後部に配置され、送電装置Ａが車庫の壁面に配置され、送電コイルおよび受電コイルが床面に対して略垂直になるようにしてもよい。また、図２４（ｂ）に示すように、受電装置Ｂが車体の側面に配置され、送電装置Ａが車庫の壁面に配置され、送電コイルおよび受電コイルが床面に対して略垂直になるようにしてもよい。要するに、送電コイルと受電コイルとが略平行で向かい合う位置に配置できるように、それぞれ、車体と車庫（駐車場）に配置されていればよい。

上記第１および第２実施形態においては、本発明に係る非接触給電システムを、電気自動車に内蔵されたバッテリの充電に利用する場合を例として説明したが、これに限られない。例えば、工場内の搬送に用いられるＡＧＶ（automatic guided vehicle：無人搬送車）のバッテリや電気二重層キャパシタなどへの充電にも、利用することができる。また、その他の電気製品のバッテリに充電を行う場合にも、本発明を適用することができる。また、バッテリに充電するのではなく、受電装置に接続された電気製品などの負荷に直接、電力を供給する場合にも、本発明を適用することができる。この場合、負荷に高周波電力をそのまま供給するのであれば、整流回路を設けないようにしてもよい。また、整流後の直流電力を、インバータ回路で適切な交流電力に変換して用いるようにしてもよい。

本発明に係る非接触給電システムおよび送電装置は、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係る非接触給電システムおよび送電装置の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。

Ａ 送電装置
１１，１２，１３，１ｎ 送電ユニット
Ｌ１１，Ｌ１２，Ｌ１３，Ｌ１ｎ 送電コイル
Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ１３，Ｃ１ｎ 共振コンデンサ
４ 高周波電源装置
６ 伝送線路
７ リアクタンス素子
Ｂ 受電装置
２１，２２，２３，２ｎ 受電ユニット
Ｌ２１，Ｌ２２，Ｌ２３，Ｌ２ｎ 受電コイル
Ｃ２１，Ｃ２２，Ｃ２３，Ｃ２ｎ 共振コンデンサ
３１，３２，３３，３ｎ 整流回路
５０，５１，５２，５３ 平滑回路
Ｃ、Ｃ’ 非接触給電システム
Ｄ バッテリ（負荷）

Claims (15)

1. 送電装置から受電装置に非接触で電力を供給する非接触給電システムであって、
   前記送電装置は、
   一定の高周波電圧を出力する高周波電源装置と、
   前記高周波電源装置に接続された送電コイル、および、前記送電コイルに直列接続された共振コンデンサを備えている送電ユニットと、
   前記高周波電源装置と前記送電ユニットとを接続する伝送線路と、
   前記伝送線路のリアクタンス成分と大きさが等しく、極性が反対で、前記伝送線路に直列接続されたリアクタンス素子と、
   を備えており、
   前記受電装置は、
   前記送電コイルに磁気的に結合される受電コイル、および、前記受電コイルに直列接続された共振コンデンサを備えている受電ユニットを備え、
   前記送電ユニットから前記受電ユニットへの送電方式は、磁界共鳴方式である、
   ことを特徴とする非接触給電システム。
2. 前記リアクタンス素子のインピーダンスＺｂは、前記伝送線路の特性インピーダンスがＺ₀、長さがＬ_T、位相定数がβの場合、
   Ｚｂ＝−ｊＺ₀・ｔａｎ（β・Ｌ_T）
   である、
   請求項１に記載の非接触給電システム。
3. 前記伝送線路の長さＬ_Tが、前記伝送線路での前記高周波電圧の波長λの１／４未満であり、
   前記リアクタンス素子がコンデンサである、
   請求項２に記載の非接触給電システム。
4. 前記伝送線路の長さＬ_Tが、前記伝送線路での前記高周波電圧の波長λの１／４より大きく、１／２未満であり、
   前記リアクタンス素子がインダクタである、
   請求項２に記載の非接触給電システム。
5. 前記受電装置は、前記受電ユニットからの出力電流を整流する整流回路をさらに備えている、
   請求項１ないし４のいずれかに記載の非接触給電システム。
6. 前記受電装置は、前記整流回路からの出力を平滑する平滑回路をさらに備えている、
   請求項５に記載の非接触給電システム。
7. 前記受電装置は、前記受電ユニットを複数備えており、
   前記各受電ユニットの出力は並列接続されて、負荷に出力される、
   請求項１ないし６のいずれかに記載の非接触給電システム。
8. 前記送電ユニットが前記受電ユニットと同じ数だけ備えられており、
   前記各受電ユニットの受電コイルは、対応する送電ユニットの送電コイルに磁気結合する、
   請求項７に記載の非接触給電システム。
9. 前記各送電ユニットは、１つの前記高周波電源装置に並列接続している、
   請求項８に記載の非接触給電システム。
10. 前記高周波電源装置が前記送電ユニットと同じ数だけ備えられており、
    前記各高周波電源装置は、対応する送電ユニットの送電コイルに接続している、
    請求項８に記載の非接触給電システム。
11. 前記受電装置は、並列接続された出力と負荷との間に配置された平滑回路をさらに備えている、
    請求項７ないし１０のいずれかに記載の非接触給電システム。
12. 前記受電ユニットが３つ備えられている、
    請求項７ないし１１のいずれかに記載の非接触給電システム。
13. 前記高周波電源装置の出力周波数は、６．７８ＭＨｚ〜４０．６８ＭＨｚである、
    請求項１ないし１２のいずれかに記載の非接触給電システム。
14. 前記受電装置は、車両に配置され、
    前記送電装置は、床面に配置されている、
    請求項１ないし１３のいずれかに記載の非接触給電システム。
15. 受電装置に非接触で電力を供給する非接触給電システムの送電装置であって、
    一定の高周波電圧を出力する高周波電源装置と、
    前記高周波電源装置に接続された送電コイル、および、前記送電コイルに直列接続された共振コンデンサを備えている送電ユニットと、
    前記高周波電源装置と前記送電ユニットとを接続する伝送線路と、
    前記伝送線路のリアクタンス成分と大きさが等しく、極性が反対で、前記伝送線路に直列接続されたリアクタンス素子と、
    を備えており、
    前記受電装置への送電方式は、磁界共鳴方式である、
    ことを特徴とする送電装置。