JP6022075B2

JP6022075B2 - 超高周波帯域を支援する無線接続システムにおいてドップラー拡散緩和方法及び装置

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Publication number: JP6022075B2
Application number: JP2015541699A
Authority: JP
Inventors: ジンミンキム，; キテキム，; ヒュンソコ，; ジェフンチュン，
Original assignee: LG Electronics Inc
Current assignee: LG Electronics Inc
Priority date: 2012-11-30
Filing date: 2013-12-02
Publication date: 2016-11-09
Anticipated expiration: 2033-12-02
Also published as: US9735842B2; KR20150092090A; EP2928096B1; CN104919734B; WO2014084694A1; US20150288425A1; EP2928096A1; EP2928096A4; CN104919734A; JP2016502327A

Description

本発明は、超高周波帯域を支援する無線接続システムに関し、ピンポイントビームフォーミングを行う場合に有効ドップラー拡散を緩和するための方法及びそれを支援する装置に関する。

無線接続システムが音声やデータなどのような種々の通信サービスを提供するために広範囲に展開されている。一般に、無線接続システムは、可用のシステムリソース（帯域幅、送信電力など）を共有して多重ユーザとの通信を支援できる多元接続（ｍｕｌｔｉｐｌｅａｃｃｅｓｓ）システムである。多元接続システムの例には、ＣＤＭＡ（ｃｏｄｅｄｉｖｉｓｉｏｎｍｕｌｔｉｐｌｅａｃｃｅｓｓ）システム、ＦＤＭＡ（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｄｉｖｉｓｉｏｎｍｕｌｔｉｐｌｅａｃｃｅｓｓ）システム、ＴＤＭＡ（ｔｉｍｅｄｉｖｉｓｉｏｎｍｕｌｔｉｐｌｅａｃｃｅｓｓ）システム、ＯＦＤＭＡ（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌｆｒｅｑｕｅｎｃｙｄｉｖｉｓｉｏｎｍｕｌｔｉｐｌｅａｃｃｅｓｓ）システム、ＳＣ−ＦＤＭＡ（ｓｉｎｇｌｅｃａｒｒｉｅｒｆｒｅｑｕｅｎｃｙｄｉｖｉｓｉｏｎｍｕｌｔｉｐｌｅａｃｃｅｓｓ）システムなどがある。

超高周波無線接続システムは、既存の無線接続システムとは違い、中心周波数（ｃｅｎｔｅｒｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）が数ＧＨｚ〜数十ＧＨｚで動作するように構成される。このような中心周波数の超高周波特性は、端末の移動によって現れるドップラー効果（Ｄｏｐｐｌｅｒｅｆｆｅｃｔ）又は端末と基地局間オシレーター誤差によって発生する搬送波周波数オフセット（ＣＦＯ：ＣａｒｒｉｅｒＦｒｅｑｕｅｎｃｙＯｆｆｓｅｔ）の影響をより深刻にさせる。例えば、ドップラー効果は中心周波数に対して線形的に増加する特性を有し、ＣＦＯも中心周波数に対して線形的に増加する特性を有する。また、端末と基地局間のオシレーター誤差によって発生するＣＦＯは、ｐｐｍ（＝１０^−６）単位の大きい値で現れる。

既存のセルラーネットワーク（ｃｅｌｌｕｌａｒｎｅｔｗｏｒｋ）の基地局は、同期信号検出時に発生するＣＦＯ問題を解決するために、同期チャネル（ＳＣＨ：ＳｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎＣｈａｎｎｅｌ）、パイロット信号（ｐｉｌｏｔｓｉｇｎａｌ）及び／又は参照シンボル（ＲＳ：ＲｅｆｅｒｅｎｃｅＳｙｍｂｏｌ）を端末に送信し、端末は、これを用いてＣＦＯを推定及び／又は補償する。しかしながら、超高周波無線接続システムでは既存のセルラーネットワークに比べてより大きいＣＦＯ値が発生するため、ＣＦＯを推定／補償するには、超高周波帯域では同期信号／チャネルが新しく定義され、既存のネットワークにおけるとは異なる形態で送信される必要がある。

本発明は、上記の問題点を解決するために案出されたものであり、本発明の目的は、超高周波帯域でドップラー拡散を緩和する方法を提供することにある。

本発明の他の目的は、超高周波帯域でピンポイントビームフォーミングを行う方法を提供することにある。

本発明のさらに他の目的は、ドップラー拡散を緩和するための装置を提供することにある。

本発明で達成しようとする技術的目的は、以上で言及した事項に制限されず、言及していない他の技術的課題は、以下に説明する本発明の実施例から、本発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者にとって考慮されてもよい。

本発明は、超高周波帯域を支援する無線接続システムに用いられるものであり、ピンポイントビームフォーミングを行う場合に有効ドップラー拡散を緩和するための方法及びそれを支援する装置を提供する。

本発明の一様態であり、超高周波帯域を支援する無線接続システムにおいてドップラー拡散を緩和するための方法は、受信端で下りリンク信号を受信するステップと、受信端で受信された下りリンク信号に対するドップラースペクトルを推定するステップと、受信端で推定されたドップラースペクトルに基づいて搬送波遷移値を算出するステップとを有することができる。

本発明の他の様態であり、超高周波帯域を支援する無線接続システムにおいてドップラー拡散を緩和するための受信端は、送信器、受信器、及びドップラー拡散を緩和するためのプロセッサを備えることができる。

ここで、プロセッサは、受信器を介して下りリンク信号を受信し、受信された下りリンク信号に対するドップラースペクトルを推定し、推定されたドップラースペクトルに基づいて搬送波遷移値を算出するように構成されてもよい。

ドップラースペクトル

は、の

ように推定され、
前記

は、前記下りリンク信号に対する自己相関関数を意味し、

はフーリエ変換を意味する。

ここで、搬送波遷移値は、前記ドップラースペクトルが所定の臨界値（ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ）よりも大きい値を有する部分に対する平均値として算出されてもよい。

例えば、搬送波遷移値は次の式を用いて算出されてもよい。
［式］

又は、搬送波遷移値は、次の式を用いて算出されてもよい。
［式］

所定の臨界値は、システム上で固定された定数値であるか、ドップラースペクトルが有する最大値に基づいて決定されるか、又は上位層シグナリングによって受信される値であってもよい。

前記方法は、受信端が前記搬送波遷移値を送信端にフィードバックするステップと、搬送波遷移値に基づいて補正された下りリンク信号を受信するステップとをさらに有することができる。

本発明の実施例から得られる効果は、以上で言及した効果に制限されず、言及していない他の効果は、以下の本発明の実施例に関する記載から、本発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者にとって明確に導出され理解されるであろう。すなわち、本発明を実施するに上で意図していない効果も、本発明の実施例から、当該技術の分野における通常の知識を有する者によって導出可能である。

本発明に関する理解を助けるために詳細な説明の一部として含まれる添付の図面は、本発明に関する様々な実施例を提供する。また、添付の図面は、詳細な説明と共に本発明の実施の形態を説明するために用いられる。
図１は、本発明の実施例で使用できる物理チャネル及びこれらを用いた信号送信方法を説明するための図である。図２は、本発明の実施例で用いられる無線フレームの構造を示す図である。図３は、本発明の実施例で使用できる下りリンクスロットに対するリソースグリッド（ｒｅｓｏｕｒｃｅｇｒｉｄ）を例示する図である。図４は、本発明の実施例で使用できる上りリンクサブフレームの構造を示す図である。図５は、本発明の実施例で使用できる下りサブフレームの構造を示す図である。図６は、本発明の実施例で用いられるクロスキャリアスケジューリングによるＬＴＥ−Ａシステムのサブフレーム構造を示す図である。図７は、Ｕ字形状を有するドップラースペクトルの一例を示す図である。図８は、ドップラースペクトル及びピンポイントビームフォーミングの概念を説明するための図である。図９は、ピンポイントビームフォーミング時のドップラースペクトルの一例を示す図である。図１０は、本発明の実施例であり、ピンポイントビームフォーミング時のドップラースペクトルを示す図である。図１１は、本発明の実施例であり、周波数遷移値ｋで搬送波周波数オフセットを補償する時にドップラー拡散の変化を示す図である。図１２は、本発明の実施例であり、ドップラースペクトルを推定するための方法の一つを示す図である。図１３は、本発明の実施例であり、ドップラースペクトルを推定及び／又は緩和するためのＡＦＣの一例を示す図である。図１４は、図１乃至図１３で説明した方法を具現するための装置を示す図であるる。

以下に詳しく説明する本発明の実施例は、超高周波帯域を支援する無線接続システムで用いられるものであり、ピンポイントビームフォーミングを行う場合に有効ドップラー拡散を緩和するための方法及びそれを支援する装置を提供する。

以下の実施例は、本発明の構成要素と特徴を所定の形態で結合したものである。各構成要素又は特徴は、別の明示的な言及がない限り、選択的なものとして考慮することができる。各構成要素又は特徴は、他の構成要素や特徴と結合しない形態で実施することができる。また、一部の構成要素及び／又は特徴を結合して本発明の実施例を構成することもできる。本発明の実施例で説明する動作の順序は変更してもよい。ある実施例の一部の構成や特徴は他の実施例に含まれてもよく、又は他の実施例の対応する構成又は特徴に取り替えられてもよい。

図面に関する説明において、本発明の要旨を曖昧にさせうる手順又は段階などは記述を省略し、当業者のレベルで理解できるような手順又は段階も記述を省略した。

本明細書で、本発明の実施例は、基地局と移動局間のデータ送受信関係を中心に説明した。ここで、基地局は移動局と直接通信を行うネットワークの終端ノード（ｔｅｒｍｉｎａｌｎｏｄｅ）としての意味を有する。本文書で基地局によって行われるとした特定動作は、場合によっては、基地局の上位ノード（ｕｐｐｅｒｎｏｄｅ）によって行われてもよい。

すなわち、基地局を含む複数のネットワークノード（ｎｅｔｗｏｒｋｎｏｄｅ）からなるネットワークで移動局との通信のために行われる様々な動作は、基地局又は基地局以外の他のネットワークノードによって行われてもよい。ここで、「基地局」は、固定局（ｆｉｘｅｄｓｔａｔｉｏｎ）、ＮｏｄｅＢ、ｅＮｏｄｅＢ（ｅＮＢ）、発展した基地局（ＡＢＳ：ＡｄｖａｎｃｅｄＢａｓｅＳｔａｔｉｏｎ）又はアクセスポイント（ａｃｃｅｓｓｐｏｉｎｔ）などの用語に代えてもよい。

また、本発明の実施例でいう「端末（Ｔｅｒｍｉｎａｌ）」は、ユーザ機器（ＵＥ：ＵｓｅｒＥｑｕｉｐｍｅｎｔ）、移動局（ＭＳ：ＭｏｂｉｌｅＳｔａｔｉｏｎ）、加入者端末（ＳＳ：ＳｕｂｓｃｒｉｂｅｒＳｔａｔｉｏｎ）、移動加入者端末（ＭＳＳ：ＭｏｂｉｌｅＳｕｂｓｃｒｉｂｅｒＳｔａｔｉｏｎ）、移動端末（ＭｏｂｉｌｅＴｅｒｍｉｎａｌ）、又は発展した移動端末（ＡＭＳ：ＡｄｖａｎｃｅｄＭｏｂｉｌｅＳｔａｔｉｏｎ）などの用語に代えてもよい。

また、送信端は、データサービス又は音声サービスを提供する固定及び／又は移動ノードを意味し、受信端は、データサービス又は音声サービスを受信する固定及び／又は移動ノードを意味する。そのため、上りリンクでは、移動局を送信端とし、基地局を受信端とすることができる。同様に、下りリンクでは、移動局を受信端とし、基地局を送信端とすることができる。

本発明の実施例は、無線接続システムであるＩＥＥＥ８０２．ｘｘシステム、３ＧＰＰ（３ｒｄＧｅｎｅｒａｔｉｏｎＰａｒｔｎｅｒｓｈｉｐＰｒｏｊｅｃｔ）システム、３ＧＰＰＬＴＥシステム及び３ＧＰＰ２システムのうち少なくとも一つに開示された標準文書によって裏付けることができ、特に、本発明の実施例は、３ＧＰＰＴＳ３６．２１１、３ＧＰＰＴＳ３６．２１２、３ＧＰＰＴＳ３６．２１３及び３ＧＰＰＴＳ３６．３２１の文書によって裏付けることができる。すなわち、本発明の実施例において説明していない自明な段階又は部分は、上記の文書を参照して説明することができる。また、本文書で開示している用語はいずれも上記の標準文書によって説明することができる。

以下、本発明に係る好適な実施の形態を、添付の図面を参照して詳しく説明する。添付の図面と共に以下に開示される詳細な説明は、本発明の例示的な実施の形態を説明するためのもので、本発明が実施されうる唯一の実施の形態を示すためのものではない。

また、本発明の実施例で使われる特定用語は、本発明の理解を助けるために提供されたもので、このような特定用語の使用は、本発明の技術的思想を逸脱しない範囲で他の形態に変更してもよい。

例えば、本発明の実施例でいう‘同期信号’は、同期シーケンス、訓練シンボル又は同期プリアンブルなどの用語と同じ意味で使われてもよい。

以下の技術は、ＣＤＭＡ（ｃｏｄｅｄｉｖｉｓｉｏｎｍｕｌｔｉｐｌｅａｃｃｅｓｓ）、ＦＤＭＡ（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｄｉｖｉｓｉｏｎｍｕｌｔｉｐｌｅａｃｃｅｓｓ）、ＴＤＭＡ（ｔｉｍｅｄｉｖｉｓｉｏｎｍｕｌｔｉｐｌｅａｃｃｅｓｓ）、ＯＦＤＭＡ（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌｆｒｅｑｕｅｎｃｙｄｉｖｉｓｉｏｎｍｕｌｔｉｐｌｅａｃｃｅｓｓ）、ＳＣ−ＦＤＭＡ（ｓｉｎｇｌｅｃａｒｒｉｅｒｆｒｅｑｕｅｎｃｙｄｉｖｉｓｉｏｎｍｕｌｔｉｐｌｅａｃｃｅｓｓ）などのような様々な無線接続システムに適用することができる。

ＣＤＭＡは、ＵＴＲＡ（ＵｎｉｖｅｒｓａｌＴｅｒｒｅｓｔｒｉａｌＲａｄｉｏＡｃｃｅｓｓ）やＣＤＭＡ２０００のような無線技術（ｒａｄｉｏｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ）によって具現することができる。ＴＤＭＡは、ＧＳＭ（登録商標）（ＧｌｏｂａｌＳｙｓｔｅｍｆｏｒＭｏｂｉｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）／ＧＰＲＳ（ＧｅｎｅｒａｌＰａｃｋｅｔＲａｄｉｏＳｅｒｖｉｃｅ）／ＥＤＧＥ（ＥｎｈａｎｃｅｄＤａｔａＲａｔｅｓｆｏｒＧＳＭ（登録商標）Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）のような無線技術によって具現することができる。ＯＦＤＭＡは、ＩＥＥＥ８０２．１１（Ｗｉ−Ｆｉ）、ＩＥＥＥ８０２．１６（ＷｉＭＡＸ）、ＩＥＥＥ８０２−２０、Ｅ−ＵＴＲＡ（ＥｖｏｌｖｅｄＵＴＲＡ）などのような無線技術によって具現することができる。

ＵＴＲＡは、ＵＭＴＳ（ＵｎｉｖｅｒｓａｌＭｏｂｉｌｅＴｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓＳｙｓｔｅｍ）の一部である。３ＧＰＰＬＴＥ（ＬｏｎｇＴｅｒｍＥｖｏｌｕｔｉｏｎ）は、Ｅ−ＵＴＲＡを用いるＥ−ＵＭＴＳ（ＥｖｏｌｖｅｄＵＭＴＳ）の一部であって、下りリンクでＯＦＤＭＡを採用し、上りリンクでＳＣ−ＦＤＭＡを採用する。ＬＴＥ−Ａ（Ａｄｖａｎｃｅｄ）システムは、３ＧＰＰＬＴＥシステムの改良されたシステムである。本発明の技術的特徴に関する説明を明確にするために、本発明の実施例を３ＧＰＰＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムを中心に説明するが、ＩＥＥＥ８０２．１６ｅ／ｍシステムなどに適用してもよい。

１．３ＧＰＰＬＴＥ／ＬＴＥ＿Ａシステム
無線接続システムにおいて、端末は下りリンク（ＤＬ：Ｄｏｗｎｌｉｎｋ）を介して基地局から情報を受信し、上りリンク（ＵＬ：Ｕｐｌｉｎｋ）を介して基地局に情報を送信する。基地局と端末が送受信する情報は、一般データ情報及び様々な制御情報を含み、これらが送受信する情報の種類／用途によって様々な物理チャネルが存在する。

１．１システム一般
図１は、本発明の実施例で使用できる物理チャネル及びこれらを用いた信号送信方法を説明するための図である。

電源が消えた状態で電源がついたり、新しくセルに進入したりした端末は、Ｓ１１段階で基地局と同期を取るなどの初期セル探索（Ｉｎｉｔｉａｌｃｅｌｌｓｅａｒｃｈ）作業を行う。そのために、端末は基地局から１次同期チャネル（Ｐ−ＳＣＨ：ＰｒｉｍａｒｙＳｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎＣｈａｎｎｅｌ）及び２次同期チャネル（Ｓ−ＳＣＨ：ＳｅｃｏｎｄａｒｙＳｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎＣｈａｎｎｅｌ）を受信して基地局と同期を取り、セルＩＤなどの情報を取得する。

その後、端末は基地局から物理放送チャネル（ＰＢＣＨ：ＰｈｙｓｉｃａｌＢｒｏａｄｃａｓｔＣｈａｎｎｅｌ）信号を受信してセル内の放送情報を取得することができる。

一方、端末は初期セル探索段階で下りリンク参照信号（ＤＬＲＳ：ＤｏｗｎｌｉｎｋＲｅｆｅｒｅｎｃｅＳｉｇｎａｌ）を受信して下りチャネル状態を確認することができる。

初期セル探索を終えた端末は、Ｓ１２段階で、物理下り制御チャネル（ＰＤＣＣＨ：ＰｈｙｓｉｃａｌＤｏｗｎｌｉｎｋＣｏｎｔｒｏｌＣｈａｎｎｅｌ）、及び物理下り制御チャネル情報に基づく物理下り共有チャネル（ＰＤＳＣＨ：ＰｈｙｓｉｃａｌＤｏｗｎｌｉｎｋＳｈａｒｅｄＣｈａｎｎｅｌ）を受信し、より具体的なシステム情報を取得することができる。

その後、端末は、基地局に接続を完了するために、段階Ｓ１３乃至段階Ｓ１６のようなランダムアクセス手順（ＲａｎｄｏｍＡｃｃｅｓｓＰｒｏｃｅｄｕｒｅ）を行うことができる。そのために、端末は物理ランダムアクセスチャネル（ＰＲＡＣＨ：ＰｈｙｓｉｃａｌＲａｎｄｏｍＡｃｃｅｓｓＣｈａｎｎｅｌ）を用いてプリアンブル（ｐｒｅａｍｂｌｅ）を送信し（Ｓ１３）、物理下り制御チャネル及びこれに対応する物理下り共有チャネルを用いてプリアンブルに対する応答メッセージを受信することができる（Ｓ１４）。競合ベースのランダムアクセスでは、端末は、さらなる物理ランダムアクセスチャネル信号の送信（Ｓ１５）、及び物理下り制御チャネル信号及びこれに対応する物理下り共有チャネル信号の受信（Ｓ１６）のような衝突解決手順（ＣｏｎｔｅｎｔｉｏｎＲｅｓｏｌｕｔｉｏｎＰｒｏｃｅｄｕｒｅ）を行うことができる。

上述したような手順を行った端末は、その後、一般的な上り／下り信号送信手順として、物理下り制御チャネル信号及び／又は物理下り共有チャネル信号の受信（Ｓ１７）及び物理上り共有チャネル（ＰＵＳＣＨ：ＰｈｙｓｉｃａｌＵｐｌｉｎｋＳｈａｒｅｄＣｈａｎｎｅｌ）信号及び／又は物理上り制御チャネル（ＰＵＣＣＨ：ＰｈｙｓｉｃａｌＵｐｌｉｎｋＣｏｎｔｒｏｌＣｈａｎｎｅｌ）信号の送信（Ｓ１８）を行うことができる。

端末が基地局に送信する制御情報を総称して、上り制御情報（ＵＣＩ：ＵｐｌｉｎｋＣｏｎｔｒｏｌＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）という。ＵＣＩは、ＨＡＲＱ−ＡＣＫ／ＮＡＣＫ（ＨｙｂｒｉｄＡｕｔｏｍａｔｉｃＲｅｐｅａｔａｎｄｒｅＱｕｅｓｔＡｃｋｎｏｗｌｅｄｇｅｍｅｎｔ／Ｎｅｇａｔｉｖｅ−ＡＣＫ）、ＳＲ（ＳｃｈｅｄｕｌｉｎｇＲｅｑｕｅｓｔ）、ＣＱＩ（ＣｈａｎｎｅｌＱｕａｌｉｔｙＩｎｄｉｃａｔｉｏｎ）、ＰＭＩ（ＰｒｅｃｏｄｉｎｇＭａｔｒｉｘＩｎｄｉｃａｔｉｏｎ）、ＲＩ（ＲａｎｋＩｎｄｉｃａｔｉｏｎ）情報などを含む。

ＬＴＥシステムにおいて、ＵＣＩは、一般的にＰＵＣＣＨを介して周期的に送信するが、制御情報とトラフィックデータが同時に送信されるべき場合にはＰＵＳＣＨを介して送信してもよい。また、ネットワークの要請／指示に応じてＰＵＳＣＨを介してＵＣＩを非周期的に送信してもよい。

図２には、本発明の実施例で用いられる無線フレームの構造を示す。

図２（ａ）は、タイプ１フレーム構造（ｆｒａｍｅｓｔｒｕｃｔｕｒｅｔｙｐｅ１）を示す。タイプ１フレーム構造は、全二重（ｆｕｌｌｄｕｐｌｅｘ）ＦＤＤ（ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＤｕｐｌｅｘ）システムと半二重（ｈａｌｆｄｕｐｌｅｘ）ＦＤＤシステムの両方に適用することができる。

１無線フレーム（ｒａｄｉｏｆｒａｍｅ）は、

の長さを有し、

の均等な長さを有し、０から１９までのインデックスが与えられた２０個のスロットで構成される。１サブフレームは、２個の連続したスロットと定義され、ｉ番目のサブフレームは、２ｉ及び２ｉ＋１に該当するスロットで構成される。すなわち、無線フレーム（ｒａｄｉｏｆｒａｍｅ）は、１０個のサブフレーム（ｓｕｂｆｒａｍｅ）で構成される。１サブフレームを送信するために掛かる時間をＴＴＩ（ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｔｉｍｅｉｎｔｅｒｖａｌ）という。ここで、Ｔ_ｓはサンプリング時間を表し、Ｔ_ｓ＝１／（１５ｋＨｚ×２０４８）＝３．２５５２×１０^−８（約３３ｎｓ）と表示される。スロットは、時間領域で複数のＯＦＤＭシンボル又はＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを含み、周波数領域で複数のリソースブロック（ＲｅｓｏｕｒｃｅＢｌｏｃｋ）を含む。

１スロットは、時間領域で複数のＯＦＤＭ（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌｆｒｅｑｕｅｎｃｙｄｉｖｉｓｉｏｎｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）シンボルを含む。３ＧＰＰＬＴＥは、下りリンクでＯＦＤＭＡを使用するので、ＯＦＤＭシンボルは１シンボル区間（ｓｙｍｂｏｌｐｅｒｉｏｄ）を表現するためのものである。ＯＦＤＭシンボルは、１つのＳＣ−ＦＤＭＡシンボル又はシンボル区間ということができる。リソースブロック（ｒｅｓｏｕｒｃｅｂｌｏｃｋ）は、リソース割当単位であって、１スロットで複数の連続した副搬送波（ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ）を含む。

全二重ＦＤＤシステムでは、各１０ｍｓ区間で１０個のサブフレームを下り送信と上り送信のために同時に利用することができる。このとき、上り送信と下り送信は周波数領域で区別される。一方、半二重ＦＤＤシステムでは、端末は送信と受信を同時に行うことができない。

上述した無線フレームの構造は一つの例示に過ぎず、無線フレームに含まれるサブフレームの数、サブフレームに含まれるスロットの数、又はスロットに含まれるＯＦＤＭシンボルの数は様々に変更されてもよい。

図２（ｂ）には、タイプ２フレーム構造（ｆｒａｍｅｓｔｒｕｃｔｕｒｅｔｙｐｅ２）を示す。タイプ２フレーム構造はＴＤＤシステムに適用される。１無線フレームは、

の長さを有し、

長さを有する２個のハーフフレーム（ｈａｌｆ−ｆｒａｍｅ）で構成される。各ハーフフレームは、

の長さを有する５個のサブフレームで構成される。ｉ番目のサブフレームは、２ｉ及び２ｉ＋１に該当する各

の長さを有する２個のスロットで構成される。ここで、Ｔ_ｓは、サンプリング時間を表し、Ｔ_ｓ＝１／（１５ｋＨｚ×２０４８）＝３．２５５２×１０^−８（約３３ｎｓ）で表示される。

タイプ２フレームは、ＤｗＰＴＳ（ＤｏｗｎｌｉｎｋＰｉｌｏｔＴｉｍｅＳｌｏｔ）、保護区間（ＧＰ：ＧｕａｒｄＰｅｒｉｏｄ）、ＵｐＰＴＳ（ＵｐｌｉｎｋＰｉｌｏｔＴｉｍｅＳｌｏｔ）の３つのフィールドで構成される特別サブフレームを含む。ここで、ＤｗＰＴＳは、端末での初期セル探索、同期化又はチャネル推定に用いられる。ＵｐＰＴＳは、基地局でのチャネル推定と端末の上り送信同期を合わせるために用いられる。保護区間は、上りリンクと下りリンクの間に下りリンク信号の多重経路遅延によって上りリンクで生じる干渉を除去するための区間である。

下記の表１に、特別フレームの構成（ＤｗＰＴＳ／ＧＰ／ＵｐＰＴＳの長さ）を示す。

図３は、本発明の実施例で使用できる下りリンクスロットのリソースグリッド（ｒｅｓｏｕｒｃｅｇｒｉｄ）を例示する図である。

図３を参照すると、１つの下りリンクスロットは、時間領域で複数のＯＦＤＭシンボルを含む。ここで、１つの下りリンクスロットは、７個のＯＦＤＭシンボルを含み、１つのリソースブロックは周波数領域で１２個の副搬送波を含むとするが、これに限定されるものではない。

リソースグリッド上で各要素（ｅｌｅｍｅｎｔ）をリソース要素（ｒｅｓｏｕｒｃｅｅｌｅｍｅｎｔ）とし、１つのリソースブロックは１２×７個のリソース要素を含む。下りリンクスロットに含まれるリソースブロックの数Ｎ^ＤＬは、下りリンク送信帯域幅（ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）に依存する。上りリンクスロットの構造は、下りリンクスロットの構造と同一であってもよい。

図４は、本発明の実施例で使用できる上りリンクサブフレームの構造を示す。

図４を参照すると、上りリンクサブフレームは、周波数領域で制御領域とデータ領域とに区別される。制御領域には、上り制御情報を運ぶＰＵＣＣＨが割り当てられる。データ領域には、ユーザデータを運ぶＰＵＳＣＨが割り当てられる。単一搬送波特性を維持するために、一つの端末はＰＵＣＣＨとＰＵＳＣＨを同時に送信することがない。一つの端末に対するＰＵＣＣＨにはサブフレーム内にＲＢ対が割り当てられる。ＲＢ対に属するＲＢは、２個のスロットのそれぞれで異なる副搬送波を占める。これを、ＰＵＣＣＨに割り当てられたＲＢ対はスロット境界（ｓｌｏｔｂｏｕｎｄａｒｙ）で周波数跳躍（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｈｏｐｐｉｎｇ）するという。

図５には、本発明の実施例で使用できる下りサブフレームの構造を示す。

図５を参照すると、サブフレームにおける第一のスロットでＯＦＤＭシンボルインデックス０から最大３個のＯＦＤＭシンボルが、制御チャネルが割り当てられる制御領域（ｃｏｎｔｒｏｌｒｅｇｉｏｎ）であり、残りのＯＦＤＭシンボルが、ＰＤＳＣＨが割り当てられるデータ領域（ｄａｔａｒｅｇｉｏｎ）である。３ＧＰＰＬＴＥで用いられる下りリンク制御チャネルの例には、ＰＣＦＩＣＨ（ＰｈｙｓｉｃａｌＣｏｎｔｒｏｌＦｏｒｍａｔＩｎｄｉｃａｔｏｒＣｈａｎｎｅｌ）、ＰＤＣＣＨ、ＰＨＩＣＨ（ＰｈｙｓｉｃａｌＨｙｂｒｉｄ−ＡＲＱＩｎｄｉｃａｔｏｒＣｈａｎｎｅｌ）などがある。

ＰＣＦＩＣＨは、サブフレームにおける最初のＯＦＤＭシンボルで送信され、サブフレーム内に制御チャネルの送信のために使われるＯＦＤＭシンボルの数（すなわち、制御領域のサイズ）に関する情報を運ぶ。ＰＨＩＣＨは、上りリンクに対する応答チャネルであって、ＨＡＲＱ（ＨｙｂｒｉｄＡｕｔｏｍａｔｉｃＲｅｐｅａｔＲｅｑｕｅｓｔ）に対するＡＣＫ（Ａｃｋｎｏｗｌｅｄｇｅｍｅｎｔ）／ＮＡＣＫ（Ｎｅｇａｔｉｖｅ−Ａｃｋｎｏｗｌｅｄｇｅｍｅｎｔ）信号を運ぶ。ＰＤＣＣＨを介して送信される制御情報を下り制御情報（ＤＣＩ：ｄｏｗｎｌｉｎｋｃｏｎｔｒｏｌｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）という。下り制御情報は、上りリソース割当情報、下りリソース割当情報、又は任意の端末グループに対する上り送信（Ｔｘ）電力制御命令を含む。

２．キャリア併合（ＣＡ：ＣａｒｒｉｅｒＡｇｇｒｅｇａｔｉｏｎ）環境
２．１ＣＡ一般
３ＧＰＰＬＴＥ（３ｒｄＧｅｎｅｒａｔｉｏｎＰａｒｔｎｅｒｓｈｉｐＰｒｏｊｅｃｔＬｏｎｇＴｅｒｍＥｖｏｌｕｔｉｏｎ；Ｒｅｌ−８又はＲｅｌ−９）システム（以下、ＬＴＥシステム）は、単一コンポーネントキャリア（ＣＣ：ＣｏｍｐｏｎｅｎｔＣａｒｒｉｅｒ）を複数の帯域に分割して使用する多重搬送波変調（ＭＣＭ：Ｍｕｌｔｉ−ＣａｒｒｉｅｒＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式を用いる。しかし、３ＧＰＰＬＴＥ−Ａｄｖａｎｃｅｄシステム（例、Ｒｅｌ−１０又はＲｅｌ−１１）（以下、ＬＴＥ−Ａシステム）では、ＬＴＥシステムよりも広帯域のシステム帯域幅を支援するために、１つ以上のコンポーネントキャリアを結合して使用するキャリア併合（ＣＡ：ＣａｒｒｉｅｒＡｇｇｒｅｇａｔｉｏｎ）のような方法を使用することができる。キャリア併合は、搬送波集成、搬送波整合、マルチコンポーネントキャリア環境（Ｍｕｌｔｉ−ＣＣ）又はマルチキャリア環境に言い換えてもよい。

本発明でいうマルチキャリアは、キャリアの併合（又は、搬送波集成）を意味し、このとき、キャリアの併合は、隣接した（ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ）キャリア間の併合だけでなく、非隣接した（ｎｏｎ−ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ）キャリア間の併合も意味する。また、下りリンクと上りリンク間に集成されるコンポーネントキャリアの数が異なるように設定されてもよい。下りリンクコンポーネントキャリア（以下、「ＤＬＣＣ」という。）数と上りリンクコンポーネントキャリア（以下、「ＵＬＣＣ」という。）数とが一致する場合を対称的（ｓｙｍｍｅｔｒｉｃ）併合といい、それらの数が異なる場合を非対称的（ａｓｙｍｍｅｔｒｉｃ）併合という。このようなキャリア併合は、搬送波集成、帯域幅集成（ｂａｎｄｗｉｄｔｈａｇｇｒｅｇａｔｉｏｎ）、スペクトル集成（ｓｐｅｃｔｒｕｍａｇｇｒｅｇａｔｉｏｎ）などのような用語と同じ意味で使われてもよい。

ＬＴＥ−Ａシステムでは、２つ以上のコンポーネントキャリアが結合して構成されるキャリア併合は、１００ＭＨｚ帯域幅まで支援することを目標とする。目標帯域よりも小さい帯域幅を有する１個以上のキャリアを結合するとき、結合するキャリアの帯域幅は、既存のＩＭＴシステムとの互換性（ｂａｃｋｗａｒｄｃｏｍｐａｔｉｂｉｌｉｔｙ）維持のために、既存システムで使用する帯域幅に制限することができる。

例えば、既存の３ＧＰＰＬＴＥシステムでは｛１．４、３、５、１０、１５、２０｝ＭＨｚ帯域幅を支援し、３ＧＰＰＬＴＥ−ａｄｖａｎｃｅｄシステム（すなわち、ＬＴＥ−Ａ）では、既存システムとの互換のために、上記の帯域幅のみを用いて２０ＭＨｚよりも大きい帯域幅を支援するようにすることができる。また、本発明で用いられるキャリア併合システムは、既存システムで用いる帯域幅と無関係に、新しい帯域幅を定義してキャリア併合を支援するようにしてもよい。

また、上述のようなキャリア併合は、イントラ−バンドＣＡ（Ｉｎｔｒａ−ｂａｎｄＣＡ）及びインター−バンドＣＡ（Ｉｎｔｅｒ−ｂａｎｄＣＡ）とに区別できる。イントラ−バンドキャリア併合とは、複数のＤＬＣＣ及び／又はＵＬＣＣが周波数上で隣接したり近接して位置することを意味する。換言すれば、ＤＬＣＣ及び／又はＵＬＣＣのキャリア周波数が同一のバンド内に位置することを意味できる。一方、周波数領域で遠く離れている環境をインター−バンドＣＡ（Ｉｎｔｅｒ−ＢａｎｄＣＡ）と呼ぶことができる。換言すれば、複数のＤＬＣＣ及び／又はＵＬＣＣのキャリア周波数が互いに異なるバンドに位置することを意味できる。このような場合、端末は、キャリア併合環境での通信を行うために複数のＲＦ（ｒａｄｉｏｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）端を使用することもできる。

ＬＴＥ−Ａシステムは、無線リソースを管理するためにセル（ｃｅｌｌ）の概念を用いる。上述したキャリア併合環境は、多重セル（ｍｕｌｔｉｐｌｅｃｅｌｌｓ）環境と呼ぶことができる。セルは、下りリソース（ＤＬＣＣ）と上りリソース（ＵＬＣＣ）との一対の組合せと定義されるが、上りリソースは必須要素ではない。そのため、セルは、下りリソース単独で構成されてもよく、下りリソースと上りリソースとで構成されてもよい。

例えば、特定端末が１つの設定されたサービングセル（ｃｏｎｆｉｇｕｒｅｄｓｅｒｖｉｎｇｃｅｌｌ）を有する場合、１個のＤＬＣＣと１個のＵＬＣＣを有することができるが、特定端末が２個以上の設定されたサービングセルを有する場合には、セルの数だけのＤＬＣＣを有し、ＵＬＣＣの数は該ＤＬＣＣと等しくてもよく小さくてもよい。又は、逆に、ＤＬＣＣとＵＬＣＣが構成されてもよい。すなわち、特定端末が複数の設定されたサービングセルを有する場合、ＤＬＣＣの数よりもＵＬＣＣが多いキャリア併合環境も支援可能である。

また、キャリア併合（ＣＡ）は、それぞれキャリア周波数（セルの中心周波数）が互いに異なる２つ以上のセルの併合と理解されてもよい。ここでいう「セル（Ｃｅｌｌ）」は、一般的に使われる基地局がカバーする地理的領域としての「セル」とは区別しなければならない。以下、上述したイントラ−バンドキャリア併合をイントラ−バンド多重セルと称し、インター−バンドキャリア併合をインター−バンド多重セルと称する。

ＬＴＥ−Ａシステムで使われるセルは、プライマリセル（ＰＣｅｌｌ：ＰｒｉｍａｒｙＣｅｌｌ）及びセカンダリセル（ＳＣｅｌｌ：ＳｅｃｏｎｄａｒｙＣｅｌｌ）を含む。ＰセルとＳセルは、サービングセル（ＳｅｒｖｉｎｇＣｅｌｌ）として用いることができる。ＲＲＣ＿ＣＯＮＮＥＣＴＥＤ状態にあるが、キャリア併合が設定されていないか、キャリア併合を支援しない端末の場合、Ｐセルのみで構成されたサービングセルが１つ存在する。一方、ＲＲＣ＿ＣＯＮＮＥＣＴＥＤ状態にあると共にキャリア併合が設定された端末の場合、１つ以上のサービングセルが存在でき、全体サービングセルにはＰセルと１つ以上のＳセルが含まれる。

サービングセル（ＰセルとＳセル）は、ＲＲＣパラメータを用いて設定することができる。ＰｈｙｓＣｅｌｌＩｄは、セルの物理層識別子であって、０から５０３までの整数値を有する。ＳＣｅｌｌＩｎｄｅｘは、Ｓセルを識別するために使われる簡略な（ｓｈｏｒｔ）識別子であって、１から７までの整数値を有する。ＳｅｒｖＣｅｌｌＩｎｄｅｘは、サービングセル（Ｐセル又はＳセル）を識別するために使われる簡略な（ｓｈｏｒｔ）識別子であって、０から７までの整数値を有する。０値はＰセルに適用され、ＳＣｅｌｌＩｎｄｅｘはＳセルに適用するためにあらかじめ与えられる。すなわち、ＳｅｒｖＣｅｌｌＩｎｄｅｘにおいて最も小さいセルＩＤ（又は、セルインデックス）を有するセルがＰセルとなる。

Ｐセルは、プライマリ周波数（又は、ｐｒｉｍａｒｙＣＣ）上で動作するセルを意味する。端末が初期連結設定（ｉｎｉｔｉａｌｃｏｎｎｅｃｔｉｏｎｅｓｔａｂｌｉｓｈｍｅｎｔ）仮定を行ったり連結再−設定過程行ったりするために用いられることもあり、ハンドオーバー過程で指示されたセルを意味することもある。また、Ｐセルは、キャリア併合環境で設定されたサービングセルのうち、制御関連通信の中心となるセルを意味する。すなわち、端末は、自身のＰセルでのみＰＵＣＣＨの割当てを受けて送信することができ、システム情報を取得したりモニタリング手順を変更するためにＰセルのみを用いることができる。Ｅ−ＵＴＲＡＮ（ＥｖｏｌｖｅｄＵｎｉｖｅｒｓａｌＴｅｒｒｅｓｔｒｉａｌＲａｄｉｏＡｃｃｅｓｓ）は、キャリア併合環境を支援する端末に対し、移動性制御情報（ｍｏｂｉｌｉｔｙＣｏｎｔｒｏｌＩｎｆｏ）を含む上位層のＲＲＣ連結再設定（ＲＲＣＣｏｎｎｅｃｔｉｏｎＲｅｃｏｎｆｉｇｕｔａｉｏｎ）メッセージを用いてハンドオーバー手順のためにＰセルのみを変更することもできる。

Ｓセルは、セカンダリ周波数（又は、ＳｅｃｏｎｄａｒｙＣＣ）上で動作するセルを意味することができる。特定端末にＰセルは１つのみ割り当てられ、Ｓセルは１つ以上割り当てられうる。Ｓセルは、ＲＲＣ連結設定がなされた後に構成可能であり、さらなる無線リソースを提供するために用いることができる。キャリア併合環境で設定されたサービングセルのうち、Ｐセル以外のセル、すなわち、ＳセルにはＰＵＣＣＨが存在しない。

Ｅ−ＵＴＲＡＮは、Ｓセルを、キャリア併合環境を支援する端末に追加する際、ＲＲＣ＿ＣＯＮＮＥＣＴＥＤ状態にある関連したセルの動作に関する全てのシステム情報を、特定シグナル（ｄｅｄｉｃａｔｅｄｓｉｇｎａｌ）を用いて提供することができる。システム情報の変更は、関連したＳセルの解除及び追加によって制御することができ、このとき、上位層のＲＲＣ連結再設定（ＲＲＣＣｏｎｎｅｃｔｉｏｎＲｅｃｏｎｆｉｇｕｔａｉｏｎ）メッセージを用いることができる。Ｅ−ＵＴＲＡＮは、関連したＳセル内でブロードキャストするよりは、端末別に異なるパラメータを有する特定シグナリング（ｄｅｄｉｃａｔｅｄｓｉｇｎａｌｉｎｇ）を行うことができる。

初期保安活性化過程が始まった後、Ｅ−ＵＴＲＡＮは、連結設定過程で初期に構成されるＰセルに加えて、１つ以上のＳセルを含むネットワークを構成することができる。キャリア併合環境でＰセル及びＳセルはそれぞれのコンポーネントキャリアとして動作することができる。以下の実施例では、プライマリコンポーネントキャリア（ＰＣＣ）はＰセルと同じ意味で使われ、セカンダリコンポーネントキャリア（ＳＣＣ）はＳセルと同じ意味で使われてもよい。

２．２クロスキャリアスケジューリング（ＣｒｏｓｓＣａｒｒｉｅｒＳｃｈｅｄｕｌｉｎｇ）
キャリア併合システムでは、キャリア（又は、搬送波）又はサービングセル（ＳｅｒｖｉｎｇＣｅｌｌ）に対するスケジューリング観点で、自己スケジューリング（Ｓｅｌｆ−Ｓｃｈｅｄｕｌｉｎｇ）方法及びクロスキャリアスケジューリング（ＣｒｏｓｓＣａｒｒｉｅｒＳｃｈｅｄｕｌｉｎｇ）方法の２つがある。クロスキャリアスケジューリングは、クロスコンポーネントキャリアスケジューリング（ＣｒｏｓｓＣｏｍｐｏｎｅｎｔＣａｒｒｉｅｒＳｃｈｅｄｕｌｉｎｇ）又はクロスセルスケジューリング（ＣｒｏｓｓＣｅｌｌＳｃｈｅｄｕｌｉｎｇ）と呼ぶこともできる。

自己スケジューリングは、ＰＤＣＣＨ（ＤＬＧｒａｎｔ）とＰＤＳＣＨが同一のＤＬＣＣで送信されたり、ＤＬＣＣで送信されたＰＤＣＣＨ（ＵＬＧｒａｎｔ）に基づいて送信されるＰＵＳＣＨが、ＵＬグラント（ＵＬＧｒａｎｔ）を受信したＤＬＣＣとリンクされているＵＬＣＣで送信されることを意味する。

クロスキャリアスケジューリングは、ＰＤＣＣＨ（ＤＬＧｒａｎｔ）とＰＤＳＣＨがそれぞれ異なるＤＬＣＣで送信されたり、ＤＬＣＣで送信されたＰＤＣＣＨ（ＵＬＧｒａｎｔ）に基づいて送信されるＰＵＳＣＨが、ＵＬグラントを受信したＤＬＣＣとリンクされているＵＬＣＣではなく他のＵＬＣＣで送信されることを意味する。

クロスキャリアスケジューリングは、端末特定（ＵＥ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ）に活性化又は非活性化することができ、これは、上位層シグナリング（例えば、ＲＲＣシグナリング）によって半静的（ｓｅｍｉ−ｓｔａｔｉｃ）に各端末別に知らせることができる。

クロスキャリアスケジューリングが活性化された場合、ＰＤＣＣＨに、当該ＰＤＣＣＨが指示するＰＤＳＣＨ／ＰＵＳＣＨがどのＤＬ／ＵＬＣＣで送信されるかを知らせるキャリア指示子フィールド（ＣＩＦ：ＣａｒｒｉｅｒＩｎｄｉｃａｔｏｒＦｉｅｌｄ）が必要である。例えば、ＰＤＣＣＨは、ＰＤＳＣＨリソース又はＰＵＳＣＨリソースをＣＩＦを用いて複数のコンポーネントキャリアのうちの一つに割り当てることができる。すなわち、ＤＬＣＣ上のＰＤＣＣＨが、多重集成されたＤＬ／ＵＬＣＣの一つにＰＤＳＣＨ又はＰＵＳＣＨリソースを割り当てる場合、ＣＩＦが設定される。この場合、ＬＴＥＲｅｌｅａｓｅ−８のＤＣＩフォーマットをＣＩＦによって拡張することができる。このとき、設定されたＣＩＦは、３ビットフィールドとして固定したり、設定されたＣＩＦの位置は、ＤＣＩフォーマットの大きさにかかわらずに固定することができる。また、ＬＴＥＲｅｌｅａｓｅ−８のＰＤＣＣＨ構造（同一コーディング及び同一ＣＣＥベースのリソースマッピング）を再使用することもできる。

一方、ＤＬＣＣ上のＰＤＣＣＨが、同一ＤＬＣＣ上のＰＤＳＣＨリソースを割り当てたり、単一リンクされたＵＬＣＣ上のＰＵＳＣＨリソースを割り当てる場合には、ＣＩＦが設定されない。この場合、ＬＴＥＲｅｌｅａｓｅ−８と同一のＰＤＣＣＨ構造（同一コーディング及び同じＣＣＥベースのリソースマッピング）及びＤＣＩフォーマットを使用することができる。

クロスキャリアスケジューリングが可能なとき、端末は、ＣＣ別送信モード及び／又は帯域幅によって、モニタリングＣＣの制御領域で複数のＤＣＩに対するＰＤＣＣＨをモニタリングする必要がある。したがって、これを支援し得る検索空間の構成とＰＤＣＣＨモニタリングが必要である。

キャリア併合システムにおいて、端末ＤＬＣＣ集合は、端末がＰＤＳＣＨを受信するようにスケジュールされたＤＬＣＣの集合を表し、端末ＵＬＣＣ集合は、端末がＰＵＳＣＨを送信するようにスケジュールされたＵＬＣＣの集合を表す。また、ＰＤＣＣＨモニタリング集合（ｍｏｎｉｔｏｒｉｎｇｓｅｔ）は、ＰＤＣＣＨモニタリングを行う少なくとも一つのＤＬＣＣの集合を表す。ＰＤＣＣＨモニタリング集合は、端末ＤＬＣＣ集合と同一であってもよく、端末ＤＬＣＣ集合の副集合（ｓｕｂｓｅｔ）であってもよい。ＰＤＣＣＨモニタリング集合は、端末ＤＬＣＣ集合のＤＬＣＣのうち少なくとも一つを含むことができる。又は、ＰＤＣＣＨモニタリング集合は、端末ＤＬＣＣ集合に関係なく別個として定義されるようにしてもよい。ＰＤＣＣＨモニタリング集合に含まれるＤＬＣＣは、リンクされたＵＬＣＣに対する自己−スケジューリング（ｓｅｌｆ−ｓｃｈｅｄｕｌｉｎｇ）は常に可能なように設定することができる。このような、端末ＤＬＣＣ集合、端末ＵＬＣＣ集合及びＰＤＣＣＨモニタリング集合は、端末特定（ＵＥ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ）、端末グループ特定（ＵＥｇｒｏｕｐ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ）又はセル特定（Ｃｅｌｌ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ）に設定することができる。

クロスキャリアスケジューリングが非活性化されたということは、ＰＤＣＣＨモニタリング集合が常に端末ＤＬＣＣ集合と同一であることを意味し、このような場合には、ＰＤＣＣＨモニタリング集合に対する別のシグナリングのような指示が不要である。しかし、クロスキャリアスケジューリングが活性化された場合には、ＰＤＣＣＨモニタリング集合が端末ＤＬＣＣ集合内で定義されることが好ましい。すなわち、端末に対してＰＤＳＣＨ又はＰＵＳＣＨをスケジューリングするために基地局はＰＤＣＣＨモニタリング集合でのみＰＤＣＣＨを送信する。

図６は、本発明の実施例で用いられるクロスキャリアスケジューリングによるＬＴＥ−Ａシステムのサブフレーム構造を示す図である。

図６を参照すると、ＬＴＥ−Ａ端末のためのＤＬサブフレームは、３個の下りリンクコンポーネントキャリア（ＤＬＣＣ）が結合されており、ＤＬＣＣ’Ａ’は、ＰＤＣＣＨモニタリングＤＬＣＣと設定されている。ＣＩＦが用いられない場合、各ＤＬＣＣは、ＣＩＦ無しで、自身のＰＤＳＣＨをスケジューリングするＰＤＣＣＨを送信することができる。一方、ＣＩＦが上位層シグナリングによって用いられる場合には、一つのＤＬＣＣ’Ａ’のみが、ＣＩＦを用いて、自身のＰＤＳＣＨ又は他のＣＣのＰＤＳＣＨをスケジューリングするＰＤＣＣＨを送信することができる。このとき、ＰＤＣＣＨモニタリングＤＬＣＣとして設定されていないＤＬＣＣ’Ｂ’と’Ｃ’はＰＤＣＣＨを送信しない。

３．超高周波数帯域における同期チャネル
３．１搬送波周波数オフセット（ＣＦＯ）
ＬＴＥ−Ａシステムでは、端末と基地局でオシレーターの誤差値を規定している。例えば、３ＧＰＰＴＳ３６．１０１規格文書では、端末が一つのスロット期間内でＥ−ＵＴＲＡ基地局（ｎｏｄｅＢ）から受信した搬送波周波数と比較して±０．１ＰＰＭ以内の正確度を有することを要求する。また、３ＧＰＰＴＳ３６．１０４規格文書では、周波数誤りを、割り当てられた周波数と実際に基地局が送信した送信周波数との差として規定している。

次の表２には、基地局の種類によるオシレーターの正確度を示す。

このため、基地局と端末間のオシレーターの最大差は、±０．１ｐｐｍであり、一方向に誤差が発生した場合、最大０．２ｐｐｍのオフセット（ｏｆｆｓｅｔ）値を有しうる。このようなＰＰＭ値を各中心周波数に合わせてＨｚ単位に変換する式は、［中心周波数（ＣｅｎｔｅｒＦｒｅｑｕｅｎｃｙ）×周波数オフセット（ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＯｆｆｓｅｔ、ｐｐｍ）］と与えられる。一方、ＯＦＤＭシステムにおいて、ＣＦＯ値は、副搬送波間隔（ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒｓｐａｃｉｎｇ）によってその影響が異なってくる。

例えば、一般に、大きいＣＦＯ値であっても、大きい副搬送波間隔を有するＯＦＤＭシステムではその影響が小さくなる。このため、実際ＣＦＯ値（絶対値）は、ＯＦＤＭシステムに影響を与える相対的な値で表現する必要があり、これを正規化されたＣＦＯ（ｎｏｒｍａｌｉｚｅｄＣＦＯ）と称し、式［中心周波数オフセット（Ｈｚ）／副搬送波間隔］と表現することができる。

次の表３は、中心周波数及びオシレーターオフセット値によってＣＦＯ値を整理したものである。

表３は、各中心周波数及びオシレーターの誤差値に対するＣＦＯ値及び正規化されたＣＦＯ値を表している。ここで、各ＣＦＯ値の括弧内の値が正規化されたＣＦＯ値を意味する。表３で、中心周波数が２ＧＨｚの場合、ＬＴＥＲｅｌ−８／９／１０で使用する副搬送波間隔１５ｋＨｚを仮定し、中心周波数が３０ＧＨｚと６０ＧＨｚ帯域である副搬送波間隔は、ドップラー効果を考慮して、性能劣化がないように１０４．２５ｋＨｚを仮定した。しかし、これは単なる例示に過ぎず、各中心周波数において他の副搬送波間隔を適用してもよい。以下、説明の便宜のために、ＣＦＯ値は、正規化されたＣＦＯを基準に説明し、特別な言及がない限り、ＣＦＯ値は正規化されたＣＦＯ値を意味する。

本発明の実施例において、ＣＦＯは、整数倍ＣＦＯと小数倍ＣＦＯとに分類できる。このとき、整数倍ＣＦＯは、整数１以上の大きさを有するＣＦＯを意味し、小数倍ＣＦＯは、整数１未満の小数の大きさを有するＣＦＯを意味する。整数倍ＣＦＯの場合は、各整数当たりＯＦＤＭシステムにおいて整数倍に該当する副搬送波だけ遷移（ｓｈｉｆｔ）した形態で表現され、小数倍ＣＦＯの場合は、各副搬送波が小数倍ＣＦＯだけ遷移した形態で表現される。

３．２超高周波帯域のドップラー効果
端末が高速で動く状況や高周波帯域で低速で動く状況ではドップラー拡散現象が大きく作用しうる。ドップラー拡散は、周波数領域で拡散を誘発し、結果的に信号の歪みを発生させる。ドップラー拡散は

のように表現することができる。ここで、

は、端末の移動速度を意味し、

は、基地局又は端末が送信する電波の中心周波数の波長を意味する。

は、端末の受信電波と端末の移動方向間の角度を意味する。ただし、超高周波環境では端末と基地局間の距離が短い場合が多いため、本明細書では、

が０であると仮定して説明する。

このとき、コヒーレンス時間（Ｃｏｈｅｒｅｎｃｅｔｉｍｅ）

の関係を有する。仮に、時間領域でチャネル応答の相関（ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）値が５０％以上である時間間隔をコヒーレンス時間と定義する場合、

のように表現することができる。無線通信システムではコヒーレンス時間の幾何平均（ｇｅｏｍｅｔｒｉｃｍｅａｎ）を用いて、下記の式１のようにコヒーレンス時間とドップラー拡散の関係を多く使用する。

このようなドップラー電力スペクトル密度（Ｄｏｐｐｌｅｒｐｏｗｅｒｓｐｅｃｔｒｕｍｄｅｎｓｉｔｙ；以下、ドップラースペクトル）は様々な形状を有することができる。都心地のようなリッチスキャターリング（ｒｉｃｈｓｃａｔｔｅｒｉｎｇ）環境で、受信される信号が全方向に同一電力で受信されると、ドップラースペクトルはＵ字形状（Ｕ−ｓｈａｐｅ）で表される。中心周波数をｆ_ｃとし、最大ドップラー拡散値をｆ_ｄとするとき、Ｕ字形状を有するドップラースペクトルは図７のとおりである。図７は、Ｕ字形状を有するドップラースペクトルの一例を示す図である。

図７で、横軸は周波数であり、縦軸は電力スペクトル密度（ＰＳＤ：ＰｏｗｅｒＳｐｅｃｔｒｕｍＤｅｎｓｉｔｙ）である。

超高周波無線通信システムは、中心周波数が非常に高い帯域に位置するため、アンテナの大きさが小さく、小さい空間内に多数のアンテナを設置できるという長所がある。このような長所は、数十個乃至数百個のアンテナを用いてピンポイントビームフォーミング（ｐｉｎ−ｐｏｉｎｔｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ）を可能にする。ピンポイントビームフォーミングという用語は、ペンシルフォーミング（ｐｅｎｃｉｌｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ）、ナロービームフォーミング（ｎａｒｒｏｗｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ）又はシャープビームフォーミング（ｓｈａｒｐｂｅａｍｆｏｒｉｍｇ）などのような用語に取り替えてもよい。このようなピンポイントビームフォーミングは、受信される信号が等方向に受信されず、一定の角度でのみ受信されるということを意味する。

図８は、ドップラースペクトル及びピンポイントビームフォーミングの概念を説明する図である。

図８（ａ）を参照すると、端末に受信される信号は、等方向に受信される。このような場合、ドップラースペクトルはＵ字形状を有する（図７参照）。これに対し、ピンポイントビームフォーミングは、端末に受信される信号が等方向に受信されず、一定の角度でのみ受信されるということを意味する。

図８（ｂ）を参照すると、基地局が多数個のアンテナを用いてピンポイントビームフォーミングを行い、端末は多数個のアンテナを用いてピンポイントビームフォーミングで送信された信号を受信している。

図９は、ピンポイントビームフォーミング時のドップラースペクトルの一例を示す図である。

図９で、横軸は周波数を表し、縦軸は電力スペクトル密度（ＰＳＤ：ＰｏｗｅｒＳｐｅｃｔｒｕｍＤｅｎｓｉｔｙ）を表す。

端末及び／又は基地局でピンポイントビームフォーミングを行った場合、減少した拡散角度（ａｎｇｕｌａｒｓｐｒｅａｄ）によってドップラースペクトルもＵ字形状を有さず、一定帯域でのみドップラー拡散を有する。図９は、ピンポイントビームフォーミング時に、受信機に受信される信号が等方向に入射されず、狭い角度でのみ入射された場合のドップラースペクトルを示す。

本発明の実施例は、ピンポイントビームフォーミングを行うことで入射される信号が小さい拡散角度を有する場合に適用できる方法である。例えば、ドップラースペクトルが−ｆ_ｄ〜＋ｆ_ｄの広い範囲にわたって分布せず、特定周波数帯域でのみ存在する場合に、これを推定するための一連の方法、及び推定されたドップラースペクトルを中心周波数に移すための方法に関する。

４．ドップラー拡散緩和方法
４．１ドップラースペクトル推定方法−１
ドップラー拡散を緩和するべくドップラースペクトルを推定する方法には様々なアルゴリズムを用いることができる。次の式２は、ドップラースペクトルを推定するためのアルゴリズムの一つである。

式２で、

は、受信された入力信号ｘに対するドップラースペクトルを意味し、

は、信号ｘに対する自己相関関数（ａｕｔｏｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎｆｕｎｃｔｉｏｎ）を意味し、

は、フーリエ変換（ＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）を意味する。端末及び／又は基地局は、式２を用いてドップラースペクトルを推定することができる。

図１０は、本発明の実施例であり、ピンポイントビームフォーミング時ドップラースペクトルを示す図である。

式２ののようにして推定されたドップラースペクトルは、図１０のように示すことができる。図１０で、ｆ_ｃは中心周波数を表し、ｆ_ｄは最大ドップラー拡散値を表し、ｋは、ドップラースペクトルが実際に小さい値の有効ドップラー拡散を有し得るようにする搬送波遷移値を表す。ここで、縦軸はＰＳＤを表す。

図１０で、端末及び／又は基地局は、一定臨界値（ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ）よりも高い値を有する電力スペクトル密度（ＰＳＤ）のみを用いて式２の

を再構成し、これを用いて搬送波遷移値ｋを次の式３のように決定することができる。

式３の方法では、ドップラースペクトルが臨界値よりも大きい値を有する部分に対して平均を求め、この時の平均値を有する周波数の分だけを搬送波遷移値ｋと算定する。

または、端末及び／又は基地局は、次の式４のように周波数のみをを用いてｋ値を算出することもできる。

または、端末及び／又は基地局は、次の式５のように周波数の最大値又は最小値のみを用いてｋ値を算出することもできる。

式３乃至５で用いられる臨界値は、次の方法の一つを用いて設定することができる。

１．システム上で一定の定数値を固定することができる。

２．

が持つ最大値に対して相対的な値を臨界値とすることができる。例えば、最大ドップラー遷移値に対して−３ｄＢ〜−２０ｄＢの数字のうち、性能によって任意の相対的な値を算出して運営することができる。

３．基地局が上位層シグナリングを用いて臨界値を端末に知らせ、半静的に臨界値を調整することができる。

４．２ドップラースペクトル推定方法−２
４．１節で説明した方法と違い、端末は、算出された全ての

値を用いて搬送波遷移値ｋを算出することができる。このとき、式３乃至式５を用いることができる。

４．３ドップラースペクトル推定方法−３
４．１節及び４．２節で算出された

で最大値を有する周波数値をｋ値と設定するとができる。例えば、図１０で、

の最大ピーク値に該当する周波数値をｋと設定することができる。次の式６は、周波数遷移値ｋを算出する他の方法を表す。

図１１は、本発明の実施例であり、周波数遷移値ｋで搬送波周波数オフセットを補償する時、ドップラー拡散の変化を示す図である。

図１１（ａ）は、端末又は受信端で受信した受信信号のドップラー拡散の形状を示す。図１１（ａ）で、矢印は、最大ドップラー拡散を表す。

図１１（ｂ）は、端末又は受信端で４．１節乃至４．３節で算出したｋ値を用いて搬送波周波数オフセットを補償した時、図１１（ａ）の最大ドップラー拡散値が有効ドップラー拡散値に補償された様子を示す。すなわち、最大ドップラー拡散値が小さくなる効果が確認できる。図１１で、横軸は、周波数軸であり、縦軸は、電力スペクトル密度（ＰＳＤ）軸である。

４．４ドップラースペクトル推定方法−４
４．１乃至４．３節で検出されたｋ値は、端末が有効ドップラー拡散を算出する用途に用いることができる。これと異なる用途として、以下では、端末が算出した搬送波遷移値ｋを基地局にフィードバックし、基地局は、搬送波遷移値ｋを送信モードを決定するために用いることもできる。

図１２は、本発明の実施例であり、ドップラースペクトルを推定するための方法の一つを示す図である。

搬送波遷移値ｋが大きい場合は、既存に比べてドップラー拡散を大きく低減できる環境を意味するので、コヒーレンス時間が既存に比べて大きく増加し得る。このため、基地局は、搬送波遷移値ｋによって、使用可能な送信モード又はチャネル状態情報（ＣＳＩ：ＣｈａｎｎｅｌＳｔａｔｕｓＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）フィードバック時間（ｆｅｅｄｂａｃｋｄｕｒａｔｉｏｎ）を決定することができる。

図１２を参照すると、基地局は、参照信号（ＲＳ：ＲｅｆｅｒｅｎｃｅＳｉｇｎａｌ）及び／又は下りリンク（ＤＬ：Ｄｏｗｎｌｉｎｋ）信号を端末に送信する。この時、ＲＳ又はＤＬ信号に含まれるＲＳの密度は３と仮定する（Ｓ１２１０）。

端末は、受信したＲＳ及び／又はＤＬ信号に基づいて、４．１節乃至４．４節で説明した方法を用いて搬送波遷移値ｋを算出することができる（Ｓ１２２０）。

その後、端末は、算出した搬送波遷移値ｋ及び／又はドップラー拡散値（ｆ_ｄ）を基地局にフィードバックすることができる（Ｓ１２３０）。

Ｓ１２３０段階で搬送波遷移値ｋをフィードバックする方法は、ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムで用いられるフィードバック方法を用いることができる。例えば、搬送波遷移値ｋのフィードバックは、無線チャネルのランクをフィードバックする時間と同一に運営したり、ＣＱＩ（ＣｈａｎｎｅｌＱｕａｌｉｔｙＩｎｄｉｃａｔｏｒ）をフィードバックする時間と同一に運営したり、又は、ＰＭＩ（ＰｒｅｃｏｄｉｎｇＭａｔｒｉｘＩｎｄｅｘ）をフィードバックする時間と同一に運営することができる。しかし、ドップラー拡散がビームパターンによって変わりうることから、搬送波遷移値ｋをフィードバックする方法は、ＰＭＩと同一の時間にすることが最も好ましい。

したがって、端末は、ＰＵＣＣＨ信号を用いて周期的に搬送波遷移値ｋをフィードバックしたり、基地局要請時にＰＵＳＣＨ信号を用いて非周期的に搬送波遷移値ｋをフィードバックすることができる。

又は、端末は、Ｓ１２３０段階でフィードバックするために搬送波遷移値ｋそのものを量子化して送信することもできる。搬送波遷移値ｋを副搬送波間隔（ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒｓｐａｃｉｎｇ）で割って正規化された周波数値（ｎｏｒｍａｌｉｚｅｄｆｒｅｑｕｅｎｃｙｖａｌｕｅ）と定義し、これを量子化して送信することができる。

再び図１２を参照すると、基地局は、Ｓ１２３０段階でフィードバックされた情報を用いて、下りリンク信号のドップラースペクトルを推定し、それを補償するためにＲＳ密度を調整及び／又は補償することができる。すなわち、基地局は、フィードバック情報に基づいて下りリンク送信モードを変更することができる（Ｓ１２４０）。

その後、基地局は、変更された送信モードで下りリンク信号を端末に送信し、端末はドップラー拡散の緩和された下りリンク信号を受信し、これで、下りリンク信号の受信品質が向上する。例えば、ＤＬ信号送信のためのＲＳの密度が１に変更されて（勿論、チャネル状態によってＲＳの密度は高くなってもよい。）送信される（Ｓ１２５０）。

４．５ドップラースペクトル推定方法−５
以下では、搬送波遷移値ｋを推定及び／又は補償するために自動周波数制御器（ＡＦＣ：ＡｕｔｏＦｒｅｑｕｅｎｃｙＣｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）を用いる方法について説明する。

図１３は、本発明の実施例であり、ドップラースペクトルを推定及び／又は緩和するためのＡＦＣの一例を示す図である。

端末又は受信機にＡＦＣを具備することができ、ＡＦＣは、図１３のように構成することができる。ＡＦＣは、自動で周波数を制御することによって、ドップラースペクトルを推定及び／又は緩和するための最適の周波数を設定する機能を担う。

ＡＦＣは、受信信号の位相を変更する位相回転器（ＰｈａｓｅＲｏｔａｔｏｒ）１３１０、受信信号の位相を検出する位相検出器（ＰｈａｓｅＤｅｔｅｃｔｏｒ）１３２０、受信信号の周波数を検出する周波数検出器（ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｅｔｅｃｔｏｒ）１３３０、位相の急激な変化を防止し、変化速度をパラメータで調整するループフィルタ（ＬｏｏｐＦｉｌｅｒ）１３４０、周波数及び位相の補正された信号を生成するための数値制御オシレータ（ＮＣＯ：ＮｕｍｅｒｉｃａｌＣｏｎｔｒｏｌＯｓｃｉｌｌａｔｏｒ）１３５０を備えることができる。

図１３で、受信された信号を

とし、選好信号（ｄｅｓｉｒｅｄｓｉｇｎａｌ）又は参照信号（ＲＳ：ＲｅｆｅｒｅｎｃｅＳｉｇｎａｌ）を

とするとき、位相検出器１３２０で推定される位相オフセット値は

で表される。また、周波数検出器１３３０で推定される周波数オフセット値は、

で表される。

位相検出器１３２０及び周波数検出器１３３０で検出される位相オフセット及び周波数オフセット値は、ループフィルタ１３４０に通して位相の急激な変化を防止し、続いて、変化速度をパラメータで調整するためにＮＣＯ１３５０の入力とする。これで、ＮＣＯ１３５０は、周波数及び位相の補正された信号を生成することができる。

したがって、端末又は受信端はＡＦＣを用いて受信信号の搬送波遷移値を推定及び補償することによってドップラー拡散を緩和させることができる。

４．具現装置
図１４に説明する装置は、図１乃至図１１で説明した方法を具現できる手段である。

端末（ＵＥ：ＵｓｅｒＥｑｕｉｐｍｅｎｔ）は、上りリンクでは送信端として動作し、下りリンクでは受信端として動作することができる。また、基地局（ｅＮＢ：ｅ−ＮｏｄｅＢ）は、上りリンクでは受信端として動作し、下りリンクでは送信端として動作することができる。

すなわち、端末及び基地局は、情報、データ及び／又はメッセージの送信及び受信を制御するためにそれぞれ送信モジュール（Ｔｘｍｏｄｕｌｅ）１４４０，１４５０、及び受信モジュール（Ｒｘｍｏｄｕｌｅ）１４２０，１４７０を備えることができ、情報、データ及び／又はメッセージを送受信するためのアンテナ１４００，１４１０などを備えることができる。

また、端末及び基地局はそれぞれ、上述した本発明の実施例を行うためのプロセッサ（Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）１４２０，１４３０、及びプロセッサの処理過程を臨時的に又は持続的に記憶できるメモリ１４８０，１４９０を備えることができる。

上述した端末及び基地局装置の構成成分及び機能を用いて本願発明の実施例を実行することができる。例えば、端末及び／又は基地局のプロセッサは、上述した第１節乃至第４節に開示された方法を組み合わせ、超高周波帯域を支援する無線接続システムにおいてドップラー拡散を緩和させることができる。

特に、端末は、式２乃至式６を用いて、受信信号に対するドップラースペクトルを推定するために搬送波遷移値ｋを求めることができる。また、端末は、算出した搬送波遷移値を基地局にフィードバックし、基地局で下りリンクデータを補正して送信できるようにすることができる。仮に、端末が第４．５節を用いてドップラースペクトルを推定する場合には、ＡＦＣは、プロセッサ内に具備されたり、又は端末の内部及びプロセッサの外部に具備され、プロセッサと共に動作することができる。

端末及び基地局に含まれた送信モジュール及び受信モジュールは、データ送信のためのパケット変復調機能、高速パケットチャネルコーディング機能、直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ：ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓ）パケットスケジューリング、時分割デュプレックス（ＴＤＤ：ＴｉｍｅＤｉｖｉｓｉｏｎＤｕｐｌｅｘ）パケットスケジューリング及び／又はチャネル多重化機能を実行することができる。また、図１４の端末及び基地局は、低電力ＲＦ（ＲａｄｉｏＦｒｅｑｕｅｎｃｙ）／ＩＦ（ＩｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅＦｒｅｑｕｅｎｃｙ）モジュールをさらに備えることができる。ここで、送信モジュール及び受信モジュールは、それぞれ、送信器及び受信器と呼ぶことができ、併せて用いられる場合にはトランシーバーと呼ぶこともできる。

一方、本発明で端末として、個人携帯端末機（ＰＤＡ：ＰｅｒｓｏｎａｌＤｉｇｉｔａｌＡｓｓｉｓｔａｎｔ）、セルラーフォン、個人通信サービス（ＰＣＳ：ＰｅｒｓｏｎａｌＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎＳｅｒｖｉｃｅ）フォン、ＧＳＭ（登録商標）（ＧｌｏｂａｌＳｙｓｔｅｍｆｏｒＭｏｂｉｌｅ）フォン、ＷＣＤＭＡ（登録商標）（ＷｉｄｅｂａｎｄＣＤＭＡ）フォン、ＭＢＳ（ＭｏｂｉｌｅＢｒｏａｄｂａｎｄＳｙｓｔｅｍ）フォン、ハンドヘルドＰＣ（Ｈａｎｄ−ＨｅｌｄＰＣ）、ノートパソコン、スマート（Ｓｍａｒｔ）フォン、又はマルチモードマルチバンド（ＭＭ−ＭＢ：ＭｕｌｔｉＭｏｄｅ−ＭｕｌｔｉＢａｎｄ）端末機などを用いることができる。

ここで、スマートフォンは、移動通信端末機と個人携帯端末機の長所を組み合わせた端末機であって、移動通信端末機に、個人携帯端末機の機能である日程管理、ファックス送受信及びインターネット接続などのデータ通信機能を統合した端末機を意味できる。また、マルチモードマルチバンド端末機は、マルチモデムチップを内蔵し、携帯インターネットシステムでも、その他の移動通信システム（例えば、ＣＤＭＡ２０００システム、ＷＣＤＭＡ（登録商標）システムなど）でも作動できる端末機のことを指す。

本発明の実施例は、様々な手段によって具現することができる。例えば、本発明の実施例は、ハードウェア、ファームウェア（ｆｉｒｍｗａｒｅ）、ソフトウェア又はそれらの結合などによって具現することができる。

ハードウェアによる具現の場合、本発明の実施例に係る方法は、１つ又はそれ以上のＡＳＩＣｓ（ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓｐｅｃｉｆｉｃｉｎｔｅｇｒａｔｅｄｃｉｒｃｕｉｔｓ）、ＤＳＰｓ（ｄｉｇｉｔａｌｓｉｇｎａｌｐｒｏｃｅｓｓｏｒｓ）、ＤＳＰＤｓ（ｄｉｇｉｔａｌｓｉｇｎａｌｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇｄｅｖｉｃｅｓ）、ＰＬＤｓ（ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅｌｏｇｉｃｄｅｖｉｃｅｓ）、ＦＰＧＡｓ（ｆｉｅｌｄｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅｇａｔｅａｒｒａｙｓ）、プロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサなどによって具現することができる。

ファームウェアやソフトウェアによる具現の場合、本発明の実施例に係る方法は、以上で説明された機能又は動作を実行するモジュール、手順又は関数などの形態として具現することもできる。例えば、ソフトウェアコードは、メモリユニット１４８０，１４９０に記憶され、プロセッサ１４２０，１４３０によって駆動されてもよい。メモリユニットは、プロセッサの内部又は外部に設けられ、公知の種々の手段によってプロセッサとデータを交換することができる。
本明細書は、例えば、以下の項目も提供する。
（項目１）
超高周波帯域を支援する無線接続システムにおいてドップラー拡散を緩和するための方法であって、
受信端で下りリンク信号を受信するステップと、
前記受信端で受信された前記下りリンク信号に対するドップラースペクトルを推定するステップと、
前記受信端で推定された前記ドップラースペクトルに基づいて搬送波遷移値を算出するステップと、
を有する、ドップラー拡散緩和方法。
（項目２）
前記ドップラースペクトル

のように推定され、
前記

は、前記下りリンク信号に対する自己相関関数を意味し、

は、フーリエ変換を意味する、項目１に記載のドップラー拡散緩和方法。
（項目３）
前記搬送波遷移値は、前記ドップラースペクトルが所定の臨界値（ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ）よりも大きい値を有する部分に対する平均値として算出される、項目２に記載のドップラー拡散緩和方法。
（項目４）
前記搬送波遷移値は、次の式

を用いて算出される、項目３に記載のドップラー拡散緩和方法。
（項目５）
前記搬送波遷移値は、次の式

を用いて算出される、項目３に記載のドップラー拡散緩和方法。
（項目６）
前記所定の臨界値は、システム上で固定された定数値であるか、前記ドップラースペクトルが有する最大値に基づいて決定されるか、又は上位層シグナリングによって受信される値である、項目３に記載のドップラー拡散緩和方法。
（項目７）
前記受信端は、前記搬送波遷移値を送信端にフィードバックするステップと、
前記搬送波遷移値に基づいて補正された下りリンク信号を受信するステップと、
をさらに有する、項目３に記載のドップラー拡散緩和方法。
（項目８）
超高周波帯域を支援する無線接続システムにおいてドップラー拡散を緩和するための受信端であって、
受信器と、
前記ドップラー拡散を緩和するためのプロセッサと、
を備え、
前記プロセッサは、
前記受信器を介して下りリンク信号を受信し、受信された前記下りリンク信号に対するドップラースペクトルを推定し、推定された前記ドップラースペクトルに基づいて搬送波遷移値を算出するように構成された、受信端。
（項目９）
前記ドップラースペクトル

のように推定され、
前記

は、前記下りリンク信号に対する自己相関関数を意味し、

は、フーリエ変換を意味する、項目８に記載の受信端。
（項目１０）
前記搬送波遷移値は、前記ドップラースペクトルが所定の臨界値（ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ）よりも大きい値を有する部分に対する平均値として算出される、項目９に記載の受信端。
（項目１１）
前記搬送波遷移値は、次の式

を用いて算出される、項目１０に記載の受信端。
（項目１２）
前記搬送波遷移値は、次の式

を用いて算出される、項目１０に記載の受信端。
（項目１３）
前記所定の臨界値は、システム上で固定された定数値であるか、前記ドップラースペクトルが有する最大値に基づいて決定されるか、又は上位層シグナリングによって受信される値である、項目１０に記載の受信端。
（項目１４）
前記受信端は、送信器をさらに備え、
前記プロセッサは、さらに、前記送信器を制御して、前記搬送波遷移値を送信端にフィードバックし、
前記受信器を制御して、前記搬送波遷移値に基づいて補正された下りリンク信号を受信するように構成された、項目１０に記載の受信端。

本発明は、本発明の精神及び必須特徴から逸脱しない範囲で他の特定の形態として具体化されてもよい。したがって、上記の詳細な説明は、いずれの面においても制約的に解釈されてはならず、例示的なものとして考慮されなければならない。本発明の範囲は、添付した請求項の合理的解釈によって決定されなければならず、本発明の等価的範囲における変更はいずれも本発明の範囲に含まれる。また、特許請求の範囲で明示的な引用関係にない請求項を結合して実施例を構成してもよく、出願後の補正によって新しい請求項として含めてもよい。

本発明の実施例は、様々な無線接続システムに適用可能である。様々な無線接続システムの一例として、３ＧＰＰ（３ｒｄＧｅｎｅｒａｔｉｏｎＰａｒｔｎｅｒｓｈｉｐＰｒｏｊｅｃｔ）、３ＧＰＰ２及び／又はＩＥＥＥ８０２．ｘｘ（ＩｎｓｔｉｔｕｔｅｏｆＥｌｅｃｔｒｉｃａｌａｎｄＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃＥｎｇｉｎｅｅｒｓ８０２）システムなどがある。本発明の実施例は、上記の様々な無線接続システムだけでなく、これら様々な無線接続システムを応用したいずれの技術分野にも適用可能である。

Claims

超高周波帯域を支援する無線接続システムにおいてドップラー拡散を緩和するための方法であって、
受信端で下りリンク信号を受信するステップと、
前記受信端で受信された前記下りリンク信号に対するドップラースペクトルを推定するステップと、
前記受信端で推定された前記ドップラースペクトルに基づいて搬送波遷移値を算出するステップと、
前記搬送波遷移値を送信端に送信するステップと
を有し、
前記ドップラースペクトル

のように推定され、
前記

は、前記下りリンク信号に対する自己相関関数を意味し、

は、フーリエ変換を意味し、
前記搬送波遷移値は、前記ドップラースペクトルが所定の臨界値よりも大きい値を有する部分に対する平均値として算出され、
前記搬送波遷移値は、次の式

を用いて算出される、ドップラー拡散緩和方法。
前記所定の臨界値は、システム上で固定された定数値であるか、前記ドップラースペクトルが有する最大値に基づいて決定されるか、又は上位層シグナリングによって受信される値である、請求項１に記載のドップラー拡散緩和方法。
前記搬送波遷移値に基づいて補正された下りリンク信号を受信するステップをさらに有する、請求項１に記載のドップラー拡散緩和方法。
超高周波帯域を支援する無線接続システムにおいてドップラー拡散を緩和するための受信端であって、
送信器と、
受信器と、
前記ドップラー拡散を緩和するためのプロセッサと、
を備え、
前記プロセッサは、
前記受信器を介して下りリンク信号を受信し、受信された前記下りリンク信号に対するドップラースペクトルを推定し、推定された前記ドップラースペクトルに基づいて搬送波遷移値を算出し、前記送信器を介して前記搬送波遷移値を送信端に送信するように構成され、
前記ドップラースペクトル

のように推定され、
前記

は、前記下りリンク信号に対する自己相関関数を意味し、

は、フーリエ変換を意味し、
前記搬送波遷移値は、前記ドップラースペクトルが所定の臨界値よりも大きい値を有する部分に対する平均値として算出され、
前記搬送波遷移値は、次の式

を用いて算出される、受信端。
前記所定の臨界値は、システム上で固定された定数値であるか、前記ドップラースペクトルが有する最大値に基づいて決定されるか、又は上位層シグナリングによって受信される値である、請求項４に記載の受信端。
前記プロセッサは、前記受信器を制御して、前記搬送波遷移値に基づいて補正された下りリンク信号を受信する、請求項４に記載の受信端。