KR20150092090A - 초고주파 대역을 지원하는 무선 접속 시스템에서 도플러 확산 완화 방법 및 장치 - Google Patents

초고주파 대역을 지원하는 무선 접속 시스템에서 도플러 확산 완화 방법 및 장치 Download PDF

Info

Publication number
KR20150092090A
KR20150092090A KR1020157009880A KR20157009880A KR20150092090A KR 20150092090 A KR20150092090 A KR 20150092090A KR 1020157009880 A KR1020157009880 A KR 1020157009880A KR 20157009880 A KR20157009880 A KR 20157009880A KR 20150092090 A KR20150092090 A KR 20150092090A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
value
carrier
doppler
doppler spectrum
downlink signal
Prior art date
Application number
KR1020157009880A
Other languages
English (en)
Inventor
김진민
김기태
고현수
정재훈
Original Assignee
엘지전자 주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 엘지전자 주식회사 filed Critical 엘지전자 주식회사
Publication of KR20150092090A publication Critical patent/KR20150092090A/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/01—Reducing phase shift
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0615—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal
    • H04B7/0617—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal for beam forming
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0222—Estimation of channel variability, e.g. coherence bandwidth, coherence time, fading frequency
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
    • H04L27/2646—Arrangements specific to the transmitter only using feedback from receiver for adjusting OFDM transmission parameters, e.g. transmission timing or guard interval length
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2657—Carrier synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2689—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation
    • H04L27/2692—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation with preamble design, i.e. with negotiation of the synchronisation sequence with transmitter or sequence linked to the algorithm used at the receiver

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

본 발명은 초고주파 대역을 지원하는 무선 접속 시스템에서 사용되는 것으로, 핀포인트 빔포밍을 수행하는 경우 유효 도플러 확산을 완화하기 위한 방법들 및 이를 지원하는 장치들을 제공한다. 본 발명의 일 실시예로서 초고주파 대역을 지원하는 무선 접속 시스템에서 도플러 확산을 완화하기 위한 방법은 수신단에서 하향링크 신호를 수신하는 단계와 수신단에서 수신된 하향링크 신호에 대한 도플러 스팩트럼을 추정하는 단계와 수신단에서 추정된 도플러 스팩트럼을 기반으로 반송파 천이값을 산출하는 단계를 포함할 수 있다.

Description

초고주파 대역을 지원하는 무선 접속 시스템에서 도플러 확산 완화 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR RELIEVING DOPPLER BROADENING IN WIRELESS ACCESS SYSTEM THAT SUPPORTS SUPER HIGH FREQUENCY BAND}
본 발명은 초고주파 대역을 지원하는 무선 접속 시스템에서 사용되는 것으로, 핀포인트 빔포밍을 수행하는 경우 유효 도플러 확산을 완화하기 위한 방법들 및 이를 지원하는 장치들에 관한 것이다.
무선 접속 시스템이 음성이나 데이터 등과 같은 다양한 종류의 통신 서비스를 제공하기 위해 광범위하게 전개되고 있다. 일반적으로 무선 접속 시스템은 가용한 시스템 자원(대역폭, 전송 파워 등)을 공유하여 다중 사용자와의 통신을 지원할 수 있는 다중 접속(multiple access) 시스템이다. 다중 접속 시스템의 예들로는 CDMA(code division multiple access) 시스템, FDMA(frequency division multiple access) 시스템, TDMA(time division multiple access) 시스템, OFDMA(orthogonal frequency division multiple access) 시스템, SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) 시스템 등이 있다.
초고주파 무선 접속 시스템은 기존의 무선 접속 시스템과는 다르게 중심 주파수(center frequency)가 수 GHz 에서 수십 GHz 에서 동작하게 구성된다. 이러한 중심 주파수의 초고주파 특성은 단말의 이동에 따라 나타나는 도플러 효과(Doppler effect)나 단말과 기지국간 오실레이터 오차에 의해서 발생하는 반송파 주파수 오프셋(CFO: Carrier Frequency Offset)의 영향을 더욱 심각하게 만든다. 예를 들어, 도플러 효과는 중심 주파수에 대하여 선형적으로 증가하는 특성을 가지고 있으며 CFO 또한 중심 주파수에 대하여 선형적으로 증가하는 특성을 가지고 있다. 또한, 단말과 기지국간의 오실레이터 오차에 의해서 발생하는 CFO 는 ppm(=10-6) 단위의 큰 값으로 나타난다.
기존의 셀룰러 네트워크(cellular network)의 기지국은 동기 신호 검출시 발생하는 CFO 문제를 해결하기 위하여 동기 채널(SCH: Synchronization Channel), 파일롯 신호(pilot signal) 및/또는 참조 심볼(RS: Reference Symbol)을 단말에 전송하고, 단말은 이를 이용하여 CFO 를 추정 및/또는 보상한다. 그러나, 초고주파 무선 접속 시스템에서는 기존 셀룰러 네트워크보다 더욱 큰 CFO 값이 발생하므로, CFO 를 추정/보상하기 위해서 초고주파 대역에서는 동기 신호/채널이 새로이 정의되어야 하며, 기존 네트워크와 다르게 전송될 필요가 있다.
본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위해 고안된 것으로, 본 발명의 목적은 초고주파 대역에서 도플러 확산을 완화하는 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 초고주파 대역에서 핀포인트 빔포밍을 수행하는 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 도플러 확산을 완화하기 위한 장치를 제공하는 것이다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 목적들은 이상에서 언급한 사항들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 이하 설명할 본 발명의 실시예들로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 고려될 수 있다.
본 발명은 초고주파 대역을 지원하는 무선 접속 시스템에서 사용되는 것으로, 핀포인트 빔포밍을 수행하는 경우 유효 도플러 확산을 완화하기 위한 방법들 및 이를 지원하는 장치들을 제공한다.
본 발명의 일 양태로서 초고주파 대역을 지원하는 무선 접속 시스템에서 도플러 확산을 완화하기 위한 방법은 수신단에서 하향링크 신호를 수신하는 단계와 수신단에서 수신된 하향링크 신호에 대한 도플러 스팩트럼을 추정하는 단계와 수신단에서 추정된 도플러 스팩트럼을 기반으로 반송파 천이값을 산출하는 단계를 포함할 수 있다.
본 발명의 다른 양태로서 초고주파 대역을 지원하는 무선 접속 시스템에서 도플러 확산을 완화하기 위한 수신단은 송신기, 수신기 및 도플러 확산을 완화하기 위한 프로세서를 포함할 수 있다.
이때, 프로세서는 수신기를 통해 하향링크 신호를 수신하고, 수신된 하향링크 신호에 대한 도플러 스팩트럼을 추정하며, 추정된 도플러 스팩트럼을 기반으로 반송파 천이값을 산출하도록 구성될 수 있다.
도플러 스팩트럼 S x(f) 는
Figure pct00001
와 같이 추정되되,
상기 R xx(τ) 는 상기 하향링크 신호에 대한 자기상관 함수를 의미하며,
Figure pct00002
은 퓨리어 변환을 의미한다.
이때, 반송파 천이값은 상기 도플러 스팩트럼이 소정의 임계값(threshold) 보다 큰 값을 갖는 부분에 대한 평균값으로 산출될 수 있다.
예를 들어, 반송파 천이값은 다음 수학식을 이용하여 산출될 수 있다.
[수학식]
Figure pct00003
또는, 반송파 천이값은 다음 수학식을 이용하여 산출될 수 있다.
[수학식]
Figure pct00004
소정의 임계값은 시스템 상에서 고정된 상수값이거나, 도플러 스팩트럼이 갖는 최대값에 기반하여 결정되거나, 또는 상위 계층 시그널링을 통해 수신되는 값일 수 있다.
상기 방법은 수신단이 상기 반송파 천이값을 송신단으로 피드백하는 단계와 반송파 천이값을 기반으로 보정된 하향링크 신호를 수신하는 단계를 더 포함할 수 있다.
본 발명의 실시예들에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 이하의 본 발명의 실시예들에 대한 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 도출되고 이해될 수 있다. 즉, 본 발명을 실시함에 따른 의도하지 않은 효과들 역시 본 발명의 실시예들로부터 당해 기술분야의 통상의 지식을 가진 자에 의해 도출될 수 있다.
.
본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되고, 첨부된 도면들은 본 발명에 대한 다양한 실시예들을 제공한다. 또한, 첨부된 도면들은 상세한 설명과 함께 본 발명의 실시 형태들을 설명하기 위해 사용된다.
도 1 은 본 발명의 실시예들에서 사용될 수 있는 물리 채널들 및 이들을 이용한 신호 전송 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 2 는 본 발명의 실시예들에서 사용되는 무선 프레임의 구조를 나타낸다.
도 3 은 본 발명의 실시예들에서 사용될 수 있는 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)를 예시한 도면이다.
도 4 는 본 발명의 실시예들에서 사용될 수 있는 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 5 는 본 발명의 실시예들에서 사용될 수 있는 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 6 은 본 발명의 실시예들에서 사용되는 크로스 캐리어 스케줄링에 따른 LTE-A 시스템의 서브 프레임 구조를 나타낸다.
도 7은 U 자 모양을 갖는 도플러 스팩트럼의 일례를 나타내는 도면이다.
도 8 은 도플러 스팩트럼 및 핀포인트 빔포밍의 개념을 설명하는 도면이다.
도 9 는 핀포인트 빔포밍 시의 도플러 스팩트럼의 일례를 나타내는 도면이다.
도 10 은 본 발명의 실시예로서 핀포인트 빔포밍 시 도플러 스팩트럼을 나타내는 도면이다.
도 11 은 본 발명의 실시예로서 주파수 천이값 k 를 반송파 주파수 오프셋으로 보상시 도플러 확산의 변화를 나타내는 도면이다.
도 12 는 본 발명의 실시예로서, 도플러 스팩트럼을 추정하기 위한 방법 중 하나를 나타내는 도면이다.
도 13 은 본 발명의 실시예로서 도플러 스팩트럼을 추정 및/또는 완화하기 위한 AFC 의 일례를 나타내는 도면이다.
도 14 에서 설명한 장치는 도 1 내지 도 13 에서 설명한 방법들이 구현될 수 있는 수단이다.
이하에서 상세히 설명하는 본 발명의 실시예들은 초고주파 대역을 지원하는 무선 접속 시스템에서 사용되는 것으로, 핀포인트 빔포밍을 수행하는 경우 유효 도플러 확산을 완화하기 위한 방법들 및 이를 지원하는 장치들을 제공한다.
이하의 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들을 소정 형태로 결합한 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려될 수 있다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성할 수도 있다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다.
도면에 대한 설명에서, 본 발명의 요지를 흐릴 수 있는 절차 또는 단계 등은 기술하지 않았으며, 당업자의 수준에서 이해할 수 있을 정도의 절차 또는 단계는 또한 기술하지 아니하였다.
본 명세서에서 본 발명의 실시예들은 기지국과 이동국 간의 데이터 송수신 관계를 중심으로 설명되었다. 여기서, 기지국은 이동국과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드(terminal node)로서의 의미가 있다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수도 있다.
즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 이동국과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있다. 이때, '기지국'은 고정국(fixed station), Node B, eNode B(eNB), 발전된 기지국(ABS: Advanced Base Station) 또는 억세스 포인트(access point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다.
또한, 본 발명의 실시예들에서 단말(Terminal)은 사용자 기기(UE: User Equipment), 이동국(MS: Mobile Station), 가입자 단말(SS: Subscriber Station), 이동 가입자 단말(MSS: Mobile Subscriber Station), 이동 단말(Mobile Terminal) 또는 발전된 이동단말(AMS: Advanced Mobile Station) 등의 용어로 대체될 수 있다.
또한, 송신단은 데이터 서비스 또는 음성 서비스를 제공하는 고정 및/또는 이동 노드를 말하고, 수신단은 데이터 서비스 또는 음성 서비스를 수신하는 고정 및/또는 이동 노드를 의미한다. 따라서, 상향링크에서는 이동국이 송신단이 되고, 기지국이 수신단이 될 수 있다. 마찬가지로, 하향링크에서는 이동국이 수신단이 되고, 기지국이 송신단이 될 수 있다.
본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802.xx 시스템, 3GPP(3rd Generation Partnership Project) 시스템, 3GPP LTE 시스템 및 3GPP2 시스템 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있으며, 특히, 본 발명의 실시예들은 3GPP TS 36.211, 3GPP TS 36.212, 3GPP TS 36.213, 3GPP TS 36.321 및 3GPP TS 36.331 문서들에 의해 뒷받침 될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들 중 설명하지 않은 자명한 단계들 또는 부분들은 상기 문서들을 참조하여 설명될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다.
또한, 본 발명의 실시예들에서 사용되는 특정(特定) 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
예를 들어, 본 발명의 실시예들에서 사용되는 '동기 신호' 라는 용어는 동기 시퀀스, 훈련 심볼 또는 동기 프리엠블 등의 용어와 동일한 의미로 사용될 수 있다.
이하의 기술은 CDMA(code division multiple access), FDMA(frequency division multiple access), TDMA(time division multiple access), OFDMA(orthogonal frequency division multiple access), SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 적용될 수 있다.
CDMA 는 UTRA(Universal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000 과 같은 무선 기술(radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA 는 GSM(Global System for Mobile communications)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA 는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA(Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다.
UTRA 는 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP LTE(Long Term Evolution)은 E-UTRA 를 사용하는 E-UMTS(Evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 OFDMA 를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA 를 채용한다. LTE-A(Advanced) 시스템은 3GPP LTE 시스템이 개량된 시스템이다. 본 발명의 기술적 특징에 대한 설명을 명확하게 하기 위해, 본 발명의 실시예들을 3GPP LTE/LTE-A 시스템을 위주로 기술하지만 IEEE 802.16e/m 시스템 등에도 적용될 수 있다.
1. 3GPP LTE/LTE_A 시스템
무선 접속 시스템에서 단말은 하향링크(DL: Downlink)를 통해 기지국으로부터 정보를 수신하고, 상향링크(UL: Uplink)를 통해 기지국으로 정보를 전송한다. 기지국과 단말이 송수신하는 정보는 일반 데이터 정보 및 다양한 제어 정보를 포함하고, 이들이 송수신 하는 정보의 종류/용도에 따라 다양한 물리 채널이 존재한다.
1.1 시스템 일반
도 1 은 본 발명의 실시예들에서 사용될 수 있는 물리 채널들 및 이들을 이용한 신호 전송 방법을 설명하기 위한 도면이다.
전원이 꺼진 상태에서 다시 전원이 켜지거나, 새로이 셀에 진입한 단말은 S11 단계에서 기지국과 동기를 맞추는 등의 초기 셀 탐색 (Initial cell search) 작업을 수행한다. 이를 위해 단말은 기지국으로부터 주동기 채널 (P-SCH: Primary Synchronization Channel) 및 부동기 채널 (S-SCH: Secondary Synchronization Channel)을 수신하여 기지국과 동기를 맞추고, 셀 ID 등의 정보를 획득한다.
그 후, 단말은 기지국으로부터 물리방송채널 (PBCH: Physical Broadcast Channel) 신호를 수신하여 셀 내 방송 정보를 획득할 수 있다.
한편, 단말은 초기 셀 탐색 단계에서 하향링크 참조 신호 (DL RS: Downlink Reference Signal)를 수신하여 하향링크 채널 상태를 확인할 수 있다.
초기 셀 탐색을 마친 단말은 S12 단계에서 물리하향링크제어채널 (PDCCH: Physical Downlink Control Channel) 및 물리하향링크제어채널 정보에 따른 물리하향링크공유 채널 (PDSCH: Physical Downlink Control Channel)을 수신하여 조금 더 구체적인 시스템 정보를 획득할 수 있다.
이후, 단말은 기지국에 접속을 완료하기 위해 이후 단계 S13 내지 단계 S16 과 같은 임의 접속 과정 (Random Access Procedure)을 수행할 수 있다. 이를 위해 단말은 물리임의접속채널 (PRACH: Physical Random Access Channel)을 통해 프리앰블 (preamble)을 전송하고(S13), 물리하향링크제어채널 및 이에 대응하는 물리하향링크공유 채널을 통해 프리앰블에 대한 응답 메시지를 수신할 수 있다(S14). 경쟁 기반 임의 접속의 경우, 단말은 추가적인 물리임의접속채널 신호의 전송(S15) 및 물리하향링크제어채널 신호 및 이에 대응하는 물리하향링크공유 채널 신호의 수신(S16)과 같은 충돌해결절차 (Contention Resolution Procedure)를 수행할 수 있다.
상술한 바와 같은 절차를 수행한 단말은 이후 일반적인 상/하향링크 신호 전송 절차로서 물리하향링크제어채널 신호 및/또는 물리하향링크공유채널 신호의 수신(S17) 및 물리상향링크공유채널 (PUSCH: Physical Uplink Shared Channel) 신호 및/또는 물리상향링크제어채널 (PUCCH: Physical Uplink Control Channel) 신호의 전송(S18)을 수행할 수 있다.
단말이 기지국으로 전송하는 제어정보를 통칭하여 상향링크 제어정보(UCI: Uplink Control Information)라고 지칭한다. UCI 는 HARQ-ACK/NACK (Hybrid Automatic Repeat and reQuest Acknowledgement/Negative-ACK), SR (Scheduling Request), CQI (Channel Quality Indication), PMI (Precoding Matrix Indication), RI (Rank Indication) 정보 등을 포함한다.
LTE 시스템에서 UCI 는 일반적으로 PUCCH 를 통해 주기적으로 전송되지만, 제어정보와 트래픽 데이터가 동시에 전송되어야 할 경우 PUSCH 를 통해 전송될 수 있다. 또한, 네트워크의 요청/지시에 의해 PUSCH 를 통해 UCI 를 비주기적으로 전송할 수 있다.
도 2 는 본 발명의 실시예들에서 사용되는 무선 프레임의 구조를 나타낸다.
도 2(a)는 타입 1 프레임 구조(frame structure type 1)를 나타낸다. 타입 1 프레임 구조는 전이중(full duplex) FDD(Frequency Division Duplex) 시스템과 반이중(half duplex) FDD 시스템 모두에 적용될 수 있다.
하나의 무선 프레임(radio frame)은 T f = 307200·T s = 10 ms 의 길이를 가지고, T slot = 15360·Ts = 0.5 ms 의 균등한 길이를 가지며 0 부터 19 의 인덱스가 부여된 20 개의 슬롯으로 구성된다. 하나의 서브프레임은 2 개의 연속된 슬롯으로 정의되며, i 번째 서브프레임은 2i 와 2i+1 에 해당하는 슬롯으로 구성된다. 즉, 무선 프레임(radio frame)은 10 개의 서브프레임(subframe)으로 구성된다. 하나의 서브프레임을 전송하는 데 걸리는 시간을 TTI(transmission time interval)이라 한다. 여기서, Ts 는 샘플링 시간을 나타내고, Ts=1/(15kHz×2048)=3.2552×10-8(약 33ns)로 표시된다. 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼 또는 SC-FDMA 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 복수의 자원블록(Resource Block)을 포함한다.
하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 심볼을 포함한다. 3GPP LTE 는 하향링크에서 OFDMA 를 사용하므로 OFDM 심볼은 하나의 심볼 구간(symbol period)을 표현하기 위한 것이다. OFDM 심볼은 하나의 SC-FDMA 심볼 또는 심볼 구간이라고 할 수 있다. 자원블록(resource block)은 자원 할당 단위이고, 하나의 슬롯에서 복수의 연속적인 부 반송파(subcarrier)를 포함한다.
전이중 FDD 시스템에서는 각 10ms 구간 동안 10 개의 서브프레임은 하향링크 전송과 상향링크 전송을 위해 동시에 이용될 수 있다. 이때, 상향링크와 하향링크 전송은 주파수 영역에서 분리된다. 반면, 반이중 FDD 시스템의 경우 단말은 전송과 수신을 동시에 할 수 없다.
상술한 무선 프레임의 구조는 하나의 예시에 불과하며, 무선 프레임에 포함되는 서브 프레임의 수 또는 서브 프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.
도 2(b)는 타입 2 프레임 구조(frame structure type 2)를 나타낸다. 타입 2 프레임 구조는 TDD 시스템에 적용된다. 하나의 무선 프레임(radio frame)은 T f = 307200·T s = 10 ms 의 길이를 가지며, 153600·T s = 5 ms 길이를 가지는 2 개의 하프프레임(half-frame)으로 구성된다. 각 하프프레임은 30720·T s = 1 ms 의 길이를 가지는 5 개의 서브프레임으로 구성된다. i 번째 서브프레임은 2i 와 2i+1 에 해당하는 각 T slot = 15360·T s = 0.5 ms 의 길이를 가지는 2 개의 슬롯으로 구성된다. 여기에서, Ts 는 샘플링 시간을 나타내고, Ts=1/(15kHz×2048)=3.2552×10-8(약 33ns)로 표시된다.
타입 2 프레임에는 DwPTS(Downlink Pilot Time Slot), 보호구간(GP: Guard Period), UpPTS(Uplink Pilot Time Slot)인 3 가지의 필드로 구성되는 특별 서브프레임을 포함한다. 여기서, DwPTS 는 단말에서의 초기 셀 탐색, 동기화 또는 채널 추정에 사용된다. UpPTS 는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향 전송 동기를 맞추는 데 사용된다. 보호구간은 상향링크와 하향링크 사이에 하향링크 신호의 다중경로 지연으로 인해 상향링크에서 생기는 간섭을 제거하기 위한 구간이다.
다음 표 1 는 특별 프레임의 구성(DwPTS/GP/UpPTS 의 길이)을 나타낸다.
Figure pct00005
도 3 은 본 발명의 실시예들에서 사용될 수 있는 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)를 예시한 도면이다.
도 3 을 참조하면, 하나의 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함한다. 여기서, 하나의 하향링크 슬롯은 7 개의 OFDM 심볼을 포함하고, 하나의 자원 블록은 주파수 영역에서 12 개의 부 반송파를 포함하는 것을 예시적으로 기술하나, 이에 한정되는 것은 아니다.
자원 그리드 상에서 각 요소(element)를 자원 요소(resource element)하고, 하나의 자원 블록은 12 × 7 개의 자원 요소를 포함한다. 하향링크 슬롯에 포함되는 자원 블록들의 수 NDL 은 하향링크 전송 대역폭(bandwidth)에 종속한다. 상향링크 슬롯의 구조는 하향링크 슬롯의 구조와 동일할 수 있다.
도 4 는 본 발명의 실시예들에서 사용될 수 있는 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 4 를 참조하면, 상향링크 서브 프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 나눌 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 나르는 PUCCH 이 할당된다. 데이터 영역은 사용자 데이터를 나르는 PUSCH 이 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해 하나의 단말은 PUCCH 와 PUSCH 을 동시에 전송하지 않는다. 하나의 단말에 대한 PUCCH 에는 서브 프레임 내에 RB 쌍이 할당된다. RB 쌍에 속하는 RB 들은 2 개의 슬롯들의 각각에서 서로 다른 부반송파를 차지한다. 이를 PUCCH 에 할당된 RB 쌍은 슬롯 경계(slot boundary)에서 주파수 도약(frequency hopping)된다고 한다.
도 5 는 본 발명의 실시예들에서 사용될 수 있는 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 5 를 참조하면, 서브 프레임내의 첫번째 슬롯에서 OFDM 심볼 인덱스 0 부터 최대 3 개의 OFDM 심볼들이 제어 채널들이 할당되는 제어 영역(control region)이고, 나머지 OFDM 심볼들은 PDSCH 이 할당되는 데이터 영역(data region)이다. 3GPP LTE 에서 사용되는 하향링크 제어 채널의 일례로 PCFICH(Physical Control Format Indicator Channel), PDCCH, PHICH(Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel) 등이 있다.
PCFICH 는 서브 프레임의 첫 번째 OFDM 심볼에서 전송되고, 서브 프레임 내에 제어 채널들의 전송을 위하여 사용되는 OFDM 심볼들의 수(즉, 제어 영역의 크기)에 관한 정보를 나른다. PHICH 는 상향 링크에 대한 응답 채널이고, HARQ(Hybrid Automatic Repeat Request)에 대한 ACK(Acknowledgement)/NACK(Negative-Acknowledgement) 신호를 나른다. PDCCH 를 통해 전송되는 제어 정보를 하향링크 제어정보(DCI: downlink control information)라고 한다. 하향링크 제어정보는 상향링크 자원 할당 정보, 하향링크 자원 할당 정보 또는 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송(Tx) 파워 제어 명령을 포함한다.
2. 캐리어 병합(CA: Carrier Aggregation) 환경
2.1 CA 일반
3GPP LTE(3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution; Rel-8 또는 Rel-9) 시스템(이하, LTE 시스템)은 단일 컴포넌트 캐리어(CC: Component Carrier)를 여러 대역으로 분할하여 사용하는 다중 반송파 변조(MCM: Multi-Carrier Modulation) 방식을 사용한다. 그러나, 3GPP LTE-Advanced 시스템(e.g., Rel-10 또는 Rel-11; 이하, LTE-A 시스템) 에서는 LTE 시스템보다 광대역의 시스템 대역폭을 지원하기 위해서 하나 이상의 컴포넌트 캐리어를 결합하여 사용하는 캐리어 병합(CA: Carrier Aggregation)과 같은 방법을 사용할 수 있다. 캐리어 병합은 반송파 집성, 반송파 정합, 멀티 컴포넌트 캐리어 환경(Multi-CC) 또는 멀티캐리어 환경이라는 말로 대체될 수 있다.
본 발명에서 멀티 캐리어는 캐리어의 병합(또는, 반송파 집성)을 의미하며, 이때 캐리어의 병합은 인접한(contiguous) 캐리어 간의 병합뿐 아니라 비인접한(non-contiguous) 캐리어 간의 병합을 모두 의미한다. 또한, 하향링크와 상향링크 간에 집성되는 컴포넌트 캐리어들의 수는 다르게 설정될 수 있다. 하향링크 컴포넌트 캐리어(이하, 'DL CC'라 한다.) 수와 상향링크 컴포넌트 캐리어(이하, 'UL CC'라 한다.) 수가 동일한 경우를 대칭적(symmetric) 병합이라고 하고, 그 수가 다른 경우를 비대칭적(asymmetric) 병합이라고 한다.
이와 같은 캐리어 병합은 반송파 집성, 대역폭 집성(bandwidth aggregation), 스펙트럼 집성(spectrum aggregation) 등과 같은 용어와 혼용되어 사용될 수 있다. LTE-A 시스템에서는 두 개 이상의 컴포넌트 캐리어가 결합되어 구성되는 캐리어 병합은 100MHz 대역폭까지 지원하는 것을 목표로 한다. 목표 대역보다 작은 대역폭을 가지는 1 개 이상의 캐리어를 결합할 때, 결합하는 캐리어의 대역폭은 기존 IMT 시스템과의 호환성(backward compatibility) 유지를 위해서 기존 시스템에서 사용하는 대역폭으로 제한할 수 있다.
예를 들어서 기존의 3GPP LTE 시스템에서는 {1.4, 3, 5, 10, 15, 20}MHz 대역폭을 지원하며, 3GPP LTE-advanced 시스템(즉, LTE-A)에서는 기존 시스템과의 호환을 위해 상기의 대역폭들만을 이용하여 20MHz 보다 큰 대역폭을 지원하도록 할 수 있다. 또한, 본 발명에서 사용되는 캐리어 병합 시스템은 기존 시스템에서 사용하는 대역폭과 상관없이 새로운 대역폭을 정의하여 캐리어 병합을 지원하도록 할 수도 있다.
또한, 위와 같은 캐리어 병합은 인트라-밴드 CA(Intra-band CA) 및 인터-밴드 CA(Inter-band CA)로 구분될 수 있다. 인트라-밴드 캐리어 병합이란, 다수의 DL CC 및/또는 UL CC 들이 주파수상에서 인접하거나 근접하여 위치하는 것을 의미한다. 다시 말해, DL CC 및/또는 UL CC 들의 캐리어 주파수가 동일한 밴드 내에 위치하는 것을 의미할 수 있다. 반면, 주파수 영역에서 멀리 떨어져 있는 환경을 인터-밴드 CA(Inter-Band CA)라고 부를 수 있다. 다시 말해, 다수의 DL CC 및/또는 UL CC 들의 캐리어 주파수가 서로 다른 밴드들에 위치하는 것을 의미할 수 있다. 이와 같은 경우, 단말은 캐리어 병합 환경에서의 통신을 수행하기 위해서 복수의 RF(radio frequency)단을 사용할 수도 있다.
LTE-A 시스템은 무선 자원을 관리하기 위해 셀(cell)의 개념을 사용한다. 상술한 캐리어 병합 환경은 다중 셀(multiple cells) 환경으로 일컬을 수 있다. 셀은 하향링크 자원(DL CC)과 상향링크 자원(UL CC) 한 쌍의 조합으로 정의되나, 상향링크 자원은 필수 요소는 아니다. 따라서, 셀은 하향링크 자원 단독, 또는 하향링크 자원과 상향링크 자원으로 구성될 수 있다.
예를 들어, 특정 단말이 단 하나의 설정된 서빙 셀(configured serving cell)을 가지는 경우 1 개의 DL CC 와 1 개의 UL CC 를 가질 수 있으나, 특정 단말이 2 개 이상의 설정된 서빙 셀을 가지는 경우에는 셀의 수만큼의 DL CC 를 가지며 UL CC 의 수는 그와 같거나 그보다 작을 수 있다. 또는, 그 반대로 DL CC 와 UL CC 가 구성될 수도 있다. 즉, 특정 단말이 다수의 설정된 서빙 셀을 가지는 경우 DL CC 의 수보다 UL CC 가 더 많은 캐리어 병합 환경도 지원될 수 있다.
또한, 캐리어 병합(CA)은 각각 캐리어 주파수(셀의 중심 주파수)가 서로 다른 둘 이상의 셀들의 병합으로 이해될 수 있다. 여기서, 말하는 '셀(Cell)'은 일반적으로 사용되는 기지국이 커버하는 지리적 영역으로서의 '셀'과는 구분되어야 한다. 이하, 상술한 인트라-밴드 캐리어 병합을 인트라-밴드 다중 셀이라고 지칭하며, 인터-밴드 캐리어 병합을 인터-밴드 다중 셀이라고 지칭한다.
LTE-A 시스템에서 사용되는 셀은 프라이머리 셀(PCell: Primary Cell) 및 세컨더리 셀(SCell: Secondary Cell)을 포함한다. P 셀과 S 셀은 서빙 셀(Serving Cell)로 사용될 수 있다. RRC_CONNECTED 상태에 있지만 캐리어 병합이 설정되지 않았거나 캐리어 병합을 지원하지 않는 단말의 경우, P 셀로만 구성된 서빙 셀이 단 하나 존재한다. 반면, RRC_CONNECTED 상태에 있고 캐리어 병합이 설정된 단말의 경우 하나 이상의 서빙 셀이 존재할 수 있으며, 전체 서빙 셀에는 P 셀과 하나 이상의 S 셀이 포함된다.
서빙 셀(P 셀과 S 셀)은 RRC 파라미터를 통해 설정될 수 있다. PhysCellId 는 셀의 물리 계층 식별자로 0 부터 503 까지의 정수값을 가진다. SCellIndex 는 S 셀을 식별하기 위하여 사용되는 간략한(short) 식별자로 1 부터 7 까지의 정수값을 가진다. ServCellIndex 는 서빙 셀(P 셀 또는 S 셀)을 식별하기 위하여 사용되는 간략한(short) 식별자로 0 부터 7 까지의 정수값을 가진다. 0 값은 P 셀에 적용되며, SCellIndex 는 S 셀에 적용하기 위하여 미리 부여된다. 즉, ServCellIndex 에서 가장 작은 셀 ID (또는 셀 인덱스)을 가지는 셀이 P 셀이 된다.
P 셀은 프라이머리 주파수(또는, primary CC) 상에서 동작하는 셀을 의미한다. 단말이 초기 연결 설정(initial connection establishment) 과정을 수행하거나 연결 재-설정 과정을 수행하는데 사용될 수 있으며, 핸드오버 과정에서 지시된 셀을 지칭할 수도 있다. 또한, P 셀은 캐리어 병합 환경에서 설정된 서빙 셀 중 제어관련 통신의 중심이 되는 셀을 의미한다. 즉, 단말은 자신의 P 셀에서만 PUCCH 를 할당 받아 전송할 수 있으며, 시스템 정보를 획득하거나 모니터링 절차를 변경하는데 P 셀만을 이용할 수 있다. E-UTRAN(Evolved Universal Terrestrial Radio Access)은 캐리어 병합 환경을 지원하는 단말에게 이동성 제어 정보(mobilityControlInfo)를 포함하는 상위 계층의 RRC 연결 재설정(RRCConnectionReconfigutaion) 메시지를 이용하여 핸드오버 절차를 위해 P 셀만을 변경할 수도 있다.
S 셀은 세컨더리 주파수(또는, Secondary CC) 상에서 동작하는 셀을 의미할 수 있다. 특정 단말에 P 셀은 하나만 할당되며, S 셀은 하나 이상 할당될 수 있다. S 셀은 RRC 연결이 설정이 이루어진 이후에 구성 가능하고 추가적인 무선 자원을 제공하는데 사용될 수 있다. 캐리어 병합 환경에서 설정된 서빙 셀 중에서 P 셀을 제외한 나머지 셀들, 즉 S 셀에는 PUCCH 가 존재하지 않는다.
E-UTRAN 은 S 셀을 캐리어 병합 환경을 지원하는 단말에게 추가할 때, RRC_CONNECTED 상태에 있는 관련된 셀의 동작과 관련된 모든 시스템 정보를 특정 시그널(dedicated signal)을 통해 제공할 수 있다. 시스템 정보의 변경은 관련된 S 셀의 해제 및 추가에 의하여 제어될 수 있으며, 이 때 상위 계층의 RRC 연결 재설정 (RRCConnectionReconfigutaion) 메시지를 이용할 수 있다. E-UTRAN 은 관련된 S 셀 안에서 브로드캐스트하기 보다는 단말 별로 상이한 파라미터를 가지는 특정 시그널링(dedicated signaling) 할 수 있다.
초기 보안 활성화 과정이 시작된 이후에, E-UTRAN 은 연결 설정 과정에서 초기에 구성되는 P 셀에 부가하여 하나 이상의 S 셀을 포함하는 네트워크를 구성할 수 있다. 캐리어 병합 환경에서 P 셀 및 S 셀은 각각의 컴포넌트 캐리어로서 동작할 수 있다. 이하의 실시예에서는 프라이머리 컴포넌트 캐리어(PCC)는 P 셀과 동일한 의미로 사용될 수 있으며, 세컨더리 컴포넌트 캐리어(SCC)는 S 셀과 동일한 의미로 사용될 수 있다.
2.2 크로스 캐리어 스케줄링(Cross Carrier Scheduling)
캐리어 병합 시스템에서는 캐리어(또는 반송파) 또는 서빙 셀(Serving Cell)에 대한 스케줄링 관점에서 자가 스케줄링(Self-Scheduling) 방법 및 크로스 캐리어 스케줄링(Cross Carrier Scheduling) 방법의 두 가지가 있다. 크로스 캐리어 스케줄링은 크로스 컴포넌트 캐리어 스케줄링(Cross Component Carrier Scheduling) 또는 크로스 셀 스케줄링(Cross Cell Scheduling)으로 일컬을 수 있다.
자가 스케줄링은 PDCCH(DL Grant)와 PDSCH 가 동일한 DL CC 로 전송되거나, DL CC 에서 전송된 PDCCH(UL Grant)에 따라 전송되는 PUSCH 가 UL Grant 를 수신한 DL CC 와 링크되어 있는 UL CC 를 통해 전송되는 것을 의미한다.
크로스 캐리어 스케줄링은 PDCCH(DL Grant)와 PDSCH 가 각각 다른 DL CC 로 전송되거나, DL CC 에서 전송된 PDCCH(UL Grant)에 따라 전송되는 PUSCH 가 UL 그랜트를 수신한 DL CC 와 링크되어 있는 UL CC 가 아닌 다른 UL CC 를 통해 전송되는 것을 의미한다.
크로스 캐리어 스케줄링 여부는 단말 특정(UE-specific)하게 활성화 또는 비활성화될 수 있으며, 상위계층 시그널링(예를 들어, RRC 시그널링)을 통해서 반정적(semi-static)으로 각 단말 별로 알려질 수 있다.
크로스 캐리어 스케줄링이 활성화된 경우, PDCCH 에 해당 PDCCH 가 지시하는 PDSCH/PUSCH 가 어느 DL/UL CC 를 통해서 전송되는지를 알려주는 캐리어 지시자 필드(CIF: Carrier Indicator Field)가 필요하다. 예를 들어, PDCCH 는 PDSCH 자원 또는 PUSCH 자원을 CIF 를 이용하여 다수의 컴포넌트 캐리어들 중 하나에 할당할 수 있다. 즉, DL CC 상에서의 PDCCH 가 다중 집성된 DL/UL CC 중 하나에 PDSCH 또는 PUSCH 자원을 할당하는 경우 CIF 가 설정된다. 이 경우, LTE Release-8 의 DCI 포맷은 CIF 에 따라 확장될 수 있다. 이때 설정된 CIF 는 3bit 필드로 고정되거나, 설정된 CIF 의 위치는 DCI 포맷 크기와 무관하게 고정될 수 있다. 또한, LTE Release-8 의 PDCCH 구조(동일 코딩 및 동일한 CCE 기반의 자원 매핑)를 재사용할 수도 있다.
반면, DL CC 상에서의 PDCCH 가 동일한 DL CC 상에서의 PDSCH 자원을 할당하거나 단일 링크된 UL CC 상에서의 PUSCH 자원을 할당하는 경우에는 CIF 가 설정되지 않는다. 이 경우, LTE Release-8 과 동일한 PDCCH 구조(동일 코딩 및 동일한 CCE 기반의 자원 매핑)와 DCI 포맷이 사용될 수 있다.
크로스 캐리어 스케줄링이 가능할 때, 단말은 CC 별 전송 모드 및/또는 대역폭에 따라 모니터링 CC 의 제어영역에서 복수의 DCI 에 대한 PDCCH 를 모니터링하는 것이 필요하다. 따라서, 이를 지원할 수 있는 검색 공간의 구성과 PDCCH 모니터링이 필요하다.
캐리어 병합 시스템에서, 단말 DL CC 집합은 단말이 PDSCH 를 수신하도록 스케줄링된 DL CC 의 집합을 나타내고, 단말 UL CC 집합은 단말이 PUSCH 를 전송하도록 스케줄링된 UL CC 의 집합을 나타낸다. 또한, PDCCH 모니터링 집합(monitoring set)은 PDCCH 모니터링을 수행하는 적어도 하나의 DL CC 의 집합을 나타낸다. PDCCH 모니터링 집합은 단말 DL CC 집합과 같거나, 단말 DL CC 집합의 부집합(subset)일 수 있다. PDCCH 모니터링 집합은 단말 DL CC 집합내의 DL CC 들 중 적어도 어느 하나를 포함할 수 있다. 또는 PDCCH 모니터링 집합은 단말 DL CC 집합에 상관없이 별개로 정의될 수 있다. PDCCH 모니터링 집합에 포함되는 DL CC 는 링크된 UL CC 에 대한 자기-스케줄링(self-scheduling)은 항상 가능하도록 설정될 수 있다. 이러한, 단말 DL CC 집합, 단말 UL CC 집합 및 PDCCH 모니터링 집합은 단말 특정(UE-specific), 단말 그룹 특정(UE group-specific) 또는 셀 특정(Cell-specific)하게 설정될 수 있다.
크로스 캐리어 스케줄링이 비활성화된 경우에는 PDCCH 모니터링 집합이 항상 단말 DL CC 집합과 동일하다는 것을 의미하며, 이러한 경우에는 PDCCH 모니터링 집합에 대한 별도의 시그널링과 같은 지시가 필요하지 않다. 그러나, 크로스 캐리어 스케줄링이 활성화된 경우에는 PDCCH 모니터링 집합이 단말 DL CC 집합 내에서 정의되는 것이 바람직하다. 즉, 단말에 대하여 PDSCH 또는 PUSCH 를 스케줄링하기 위하여 기지국은 PDCCH 모니터링 집합만을 통해 PDCCH 를 전송한다.
도 6 은 본 발명의 실시예들에서 사용되는 크로스 캐리어 스케줄링에 따른 LTE-A 시스템의 서브 프레임 구조를 나타낸다.
도 6 을 참조하면, LTE-A 단말을 위한 DL 서브프레임은 3 개의 하향링크 컴포넌트 캐리어(DL CC)가 결합되어 있으며, DL CC 'A'는 PDCCH 모니터링 DL CC 로 설정된 경우를 나타낸다. CIF 가 사용되지 않는 경우, 각 DL CC 는 CIF 없이 자신의 PDSCH 를 스케줄링하는 PDCCH 를 전송할 수 있다. 반면, CIF 가 상위 계층 시그널링을 통해 사용되는 경우, 단 하나의 DL CC 'A'만이 CIF 를 이용하여 자신의 PDSCH 또는 다른 CC 의 PDSCH 를 스케줄링하는 PDCCH 를 전송할 수 있다. 이때, PDCCH 모니터링 DL CC 로 설정되지 않은 DL CC 'B' 와 'C'는 PDCCH 를 전송하지 않는다.
3. 초고주파수 대역에서의 동기 채널
3.1 반송파 주파수 오프셋(CFO)
LTE-A 시스템에서는 단말과 기지국에서 오실레이터의 오차값을 규정하고 있다. 예를 들어, 3GPP TS 36.101 규격 문서에서 단말은 하나의 슬롯 기간 주기 내에서 E-UTRA 기지국(node B)으로부터 수신한 반송파 주파수와 비교하여 ±0.1 PPM 이내의 정확도를 가질 것을 요구한다. 또한, 3GPP TS 36.104 규격 문서에서 주파수 오류는 할당된 주파수와 실제 기지국이 전송한 전송 주파수 간의 차이로 규정하고 있다.
다음 표 2 는 기지국의 종류에 따른 오실레이터의 정확도를 나타낸다.
Figure pct00006
따라서 기지국과 단말간의 오실레이터의 최대 차이는 ±0.1ppm 으로 한쪽 방향으로 오차가 발생하였을 경우 최대 0.2ppm 의 오프셋(offset) 값을 가질 수 있다. 이러한 PPM 값을 각 중심 주파수에 맞게 Hz 단위로 변환하는 수학식은 [중심주파수(Center Frequency) × 주파수오프셋(Frequency Offset, ppm)]으로 주어진다. 한편, OFDM 시스템에서는 CFO 값이 부반송파 간격(subcarrier spacing)에 의하여 영향이 다르게 나타난다.
예를 들어, 일반적으로 큰 CFO 값이라고 하더라도 큰 부반송파 간격을 갖는 OFDM 시스템에서는 영향이 적게 나타난다. 따라서, 실제 CFO 값(절대값)은 OFDM 시스템에 영향을 주는 상대적인 값으로 표현 할 필요가 있으며 이를 정규화된 CFO(normalized CFO)라고 명칭하고 수학식 [중심주파수 오프셋(Hz)/부반송파 간격]으로 표현 할 수 있다.
다음 표 3 은 중심 주파수 및 오실레이터 오프셋 값에 따라 CFO 값을 정리한 표이다.
Figure pct00007
표 3 은 각 중심 주파수와 오실레이터의 오차값에 대한 CFO 값과 정규화된 CFO 값을 나타낸다. 이때, 각 CFO 값의 괄호 내의 값이 정규화된 CFO 값을 의미한다. 표 3 에서 중심주파수가 2GHz 의 경우 LTE Rel-8/9/10 에서 사용하는 부반송파 간격 15kHz 를 가정하였으며, 중심주파수가 30GHz 와 60GHz 대역의 부반송파 간격은 도플러 효과를 고려하여 성능 열화가 없도록 104.25kHz 를 가정하였다. 그러나 이는 단편적인 예시일 뿐 각 중심 주파수에서 다른 부반송파 간격이 적용될 수 있다. 이하 설명의 편의를 위하여 CFO 값은 정규화된 CFO 을 기준으로 설명을 하며, 별다른 언급이 없는 이상 CFO 값은 정규화된 CFO 값을 의미한다.
본 발명의 실시예들에서 CFO 는 정수배 CFO 와 소수배 CFO 로 분류할 수 있다. 이때, 정수배 CFO 는 정수 1 이상의 크기를 갖는 CFO 를 의미하고, 소수배 CFO 는 정수 1 미만의 소수의 크기를 갖는 CFO 를 의미한다. 정수배 CFO 의 경우는 각 정수당 OFDM 시스템에서 정수배에 해당하는 부반송파만큼 천이(shift)된 형태로 나타나며, 소수배 CFO 의 경우는 각 부반송파들이 소수배 CFO 만큼 천이된 형태로 표현된다.
3.2 초고주파 대역의 도플러 효과
단말이 고속으로 움직이는 상황이나 고주파 대역에서 저속으로 움직이는 상황에서는 도플러 확산 현상이 크게 작용할 수 있다. 도플러 확산은 주파수영역에서 확산을 유발하며, 결과적으로 신호의 왜곡을 발생시킨다. 도플러 확산은 f doppler = (ν/λ)cosθ 와 같이 표현 할 수 있다. 이때, ν 는 단말의 이동속도를 의미하며, λ 는 기지국이 송신하는 혹은 단말이 송신하는 전파의 중심 주파수의 파장을 의미한다. θ 는 단말의 수신 전파와 단말의 이동방향 사이의 각도를 의미한다. 다만, 초고주파 환경에서 단말과 기지국간의 거리가 짧은 경우가 많으므로, 본 명세서에서는 θ 이 0 임을 가정하고 설명한다.
이때, 코히런스 시간(Coherence time) T c 은
Figure pct00008
의 관계를 갖는다. 만약 시간영역에서 채널응답의 상관(correlation) 값이 50% 이상인 시간 간격을 코히런스 시간으로 정의 할 경우
Figure pct00009
와 같이 표현할 수 있다. 무선 통신 시스템에서는 코히런스 시간의 기하평균(geometric mean)을 사용하여 다음 수학식 1 과 같이 코히런스 시간과 도플러 확산의 관계를 많이 사용한다.
Figure pct00010
이러한 도플러 전력 스팩트럼 밀도(Doppler power spectrum density; 이하 도플러 스팩트럼)은 여러 가지 모양을 가질 수 있다. 도심지와 같은 리치 스케터링(rich scattering) 환경에서, 수신되는 신호가 모든 방향으로 동일 파워로 수신 된다면 도플러 스팩트럼은 U 자 모양(U-shape)으로 나타난다. 중심 주파수를 fc 라고 하고 최대 도플러 확산값을 fd 라고 할 때 U 자 모양을 갖는 도플러 스팩트럼은 도 7 과 같다. 도 7 은 U 자 모양을 갖는 도플러 스팩트럼의 일례를 나타내는 도면이다.
도 7 에서 가로축은 주파수이며, 세로축은 전력 스팩트럼 밀도 (PSD: Power Spectrum Density)이다.
초고주파 무선 통신 시스템은 중심 주파수가 매우 높은 대역에 위치하기 때문에 안테나의 크기가 작고, 작은 공간 내에 여러 개의 안테나를 설치할 수 있는 장점이 있다. 이러한 장점은 수십 개에서 수백 개의 안테나를 이용하여 핀포인트 빔포밍(pin-point beamforming)을 가능하게 한다. 핀 포인트 빔포밍이라는 용어는 팬슬 빔포밍(pencil beamforming), 네로우 빔포밍(narrow beamforming) 또는 샤프 빔포밍(sharp beamforimg) 등과 같은 용어로 대체될 수 있다. 이러한 핀 포인트 빔포밍은 수신되는 신호가 등 방향으로 수신 되지 않고 일정한 각도로만 수신된다는 것을 의미한다.
도 8 은 도플러 스팩트럼 및 핀포인트 빔포밍의 개념을 설명하는 도면이다.
도 8(a)를 참조하면, 단말에 수신되는 신호들은 등 방향성을 갖고 수신된다. 이러한 경우, 도플러 스팩트럼은 U 자 모양을 갖게 된다 (도 7 참조). 이에 반해, 핀포인트 빔포밍은 단말에 수신되는 신호가 등 방향으로 수신되지 않고, 일정한 각도로만 수신된다는 것을 의미한다.
도 8(b)를 참조하면, 기지국이 다수 개의 안테나를 이용하여 핀포인트 빔포밍을 수행하고, 단말은 다수 개의 안테나를 이용하여 핀포인트 빔포밍으로 전송된 신호를 수신하는 것을 나타낸다.
도 9 는 핀포인트 빔포밍 시의 도플러 스팩트럼의 일례를 나타내는 도면이다.
도 9 에서 가로축은 주파수을 나타내며, 세로축은 전력 스팩트럼 밀도(PSD: Power Spectrum Density)를 나타낸다.
단말 및/또는 기지국에서 핀포인트 빔포밍을 수행하였을 경우, 줄어든 확산 각도(angular spread)로 인하여 도플러 스팩트럼도 U 자 모양을 갖지 않고 일정 대역에서만 도플러 확산을 가지게 된다. 도 9 는 핀포인트 빔포밍시 수신기에 수신되는 신호가 등방향으로 입사되지 않고, 좁은 각도로만 입사되었을 경우의 도플러 스팩트럼을 나타낸다.
본 발명의 실시예들은 핀포인트 빔포밍을 수행하여 입사되는 신호가 작은 확산 각도를 가질 경우 적용할 수 있는 방법들이다. 예를 들어, 도플러 스팩트럼이 -fd ~ +fd 까지 넓은 범위에 걸쳐서 분포하지 않고 특정 주파수 대역에서만 존재하는 경우에, 이를 추정하기 위한 일련의 방법들과 추정된 도플러 스팩트럼을 중심 주파수로 옮기기 위한 방법들에 관한 것이다.
4. 도플러 확산 완화 방법
4.1 도플러 스팩트럼 추정 방법-1
도플러 확산을 완화하기 위해 도플러 스팩트럼을 추정하는 방법에는 여러 가지 알고리즘들이 사용될 수 있다. 다음 수학식 2 는 도플러 스팩트럼을 추정하기 위한 알고리즘의 하나이다.
Figure pct00011
수학식 2 에서 S x(f) 은 수신된 입력 신호 x 에 대한 도플러 스팩트럼을 의미하고, R xx(τ) 는 신호 x 에 대한 자기상관 함수(autocorrelation function)를 의미하며,
Figure pct00012
은 퓨리어 변환(Fourier Transform)을 의미한다. 단말 및/또는 기지국은 수학식 2 를 이용하여 도플러 스팩트럼을 추정할 수 있다.
도 10 은 본 발명의 실시예로서 핀포인트 빔포밍 시 도플러 스팩트럼을 나타내는 도면이다.
수학식 2 와 같이 추정된 도플러 스팩트럼은 도 10 과 같이 도시될 수 있다. 도 10 에서 fc 는 중심 주파수를 나타내고, fd 는 최대 도플러 확산 값을 나타내며, k 는 도플러 스팩트럼이 실제 작은 값의 유효 도플러 확산을 가질 수 있도록 하는 반송파 천이 값을 나타낸다. 이때, 세로축은 PSD 를 나타낸다.
도 10 에서, 단말 및/또는 기지국은 일정 임계값(threshold) 보다 높은 값을 갖는 전력 스팩트럼 밀도(PSD) 만을 이용하여 수학식 2 의 S x(f) 를 재구성하고, 이를 이용하여 반송파 천이 값 k 는 다음 수학식 3 을 이용하여 결정할 수 있다.
Figure pct00013
수학식 3 의 방법은 도플러 스팩트럼이 임계값보다 큰 값을 갖는 부분에 대해서 평균을 구하고, 이때의 평균값을 갖는 주파수만큼을 반송파 천이 값 k 로 산정하는 것을 의미한다.
또는 단말 및/또는 기지국은 다음 수학식 4 와 같이 주파수만을 이용하여 k 값을 산출할 수 있다.
Figure pct00014
또는 단말 및/또는 기지국은 다음 수학식 5 와 같이 주파수의 최대값 또는 최소값만을 이용하여 k 값을 산출할 수 있다.
Figure pct00015
수학식 3 내지 5 에서 사용되는 임계값은 다음 방법들 중 하나를 이용하여 설정될 수 있다.
1. 시스템 상에서 일정 상수 값을 고정하여 사용할 수 있다.
2. 임계값은 S x(f) 가 갖는 최대값 대비 상대적인 값으로 구성될 수 있다. 예를 들어, 최대 도플러 천이값 대비 -3dB 내지 -20dB 까지의 숫자 중 성능에 따라 임의의 상대적인 값이 산출되어 운영될 수 있다.
3. 기지국이 상위 계층 시그널링을 통해 임계값을 단말에 알려주는 방식으로서, 반 정적으로 임계값을 조정할 수 있다.
4.2 도플러 스팩트럼 추정 방법-2
4.1 절에서 설명한 방법과 달리 단말은 산출된 모든 S x(f) 값들을 이용하여 반송파 천이값 k 를 산출할 수 있다. 이때에는 수학식 3 내지 5 가 사용될 수 있다.
4.3 도플러 스팩트럼 추정 방법-3
4.1 절 및 4.2 절에서 산출된 S x(f) 에서 최대값을 갖는 주파수 값을 k 값으로 설정할 수 있다. 예를 들어, 도 10 에서 S x(f) 의 최대 피크값에 해당하는 주파수 값을 k 로 설정할 수 있다. 다음 수학식 6 은 주파수 천이값 k 를 산출하는 또 다른 방법을 나타낸다.
Figure pct00016
도 11 은 본 발명의 실시예로서 주파수 천이값 k 를 반송파 주파수 오프셋으로 보상시 도플러 확산의 변화를 나타내는 도면이다.
도 11(a)는 단말 또는 수신단에서 수신한 수신 신호의 도플러 확산 모습을 나타낸다. 도 11(a)에서 화살표는 최대 도플러 확산을 나타낸다.
도 11(b)는 단말 또는 수신단에서 4.1 절 내지 4.3 절에서 산출한 k 값을 이용하여 반송파 주파수 오프셋으로 보상시, 도 11(a)의 최대 도플러 확산 값이 유효 도플러 확산 값으로 보상된 것을 나타낸다. 즉, 최대 도플러 확산 값이 작아지는 효과를 확인할 수 있다. 이때, 도 11 에서 가로축은 주파수축이며, 세로축은 전력 스팩트럼 밀도 (PSD) 축이다.
4.4 도플러 스팩트럼 추정 방법-4
4.1 절 내지 4.3 절과 같이 검출된 k 값은 단말이 유효 도플러 확산을 산출하기 위한 용도로 활용할 수 있다. 그러나, 이하에서는 이와 다른 용도로서, 단말이 산출한 반송파 천이값 k 를 기지국으로 피드백함으로써, 기지국은 반송파 천이값 k 를 전송모드를 결정하는데 활용할 수 있다.
도 12 는 본 발명의 실시예로서, 도플러 스팩트럼을 추정하기 위한 방법 중 하나를 나타내는 도면이다.
반송파 천이값 k 가 클 경우는 기존보다 도플러 확산을 많이 줄일 수 있는 환경이므로, 코히런스 시간이 기존보다 많이 길어질 수 있다. 따라서, 기지국은 반송파 천이값 k 에 따라 사용할 수 있는 전송모드 또는 채널상태정보(CSI: Channel Status Information) 피드백 시간(feedback duration)을 결정 할 수 있다.
도 12 를 참조하면, 기지국은 참조 신호(RS: Reference Signal) 및/또는 하향링크(DL: Downlink) 신호를 단말에 전송한다. 이때, RS 또는 DL 신호에 포함되는 RS 의 밀도는 3 이라 가정한다 (S1210).
단말은 수신한 RS 및/또는 DL 신호를 기반으로, 4.1 절 내지 4.4 절에서 설명한 방법을 이용하여 반송파 천이값 k 를 산출할 수 있다 (S1220).
이후, 단말은 산출한 반송파 천이값 k 및/또는 도플러 확산값(fd)을 기지국으로 피드백할 수 있다 (S1230).
S1230 단계에서 반송파 천이값 k 를 피드백하는 방법은 LTE/LTE-A 시스템에서 사용되는 피드백 방법들이 사용될 수 있다. 예를 들어, 반송파 천이값 k 의 피드백은 무선 채널의 랭크를 피드백하는 시간과 동일하게 운영되거나, CQI(Channel Quality Indicator)를 피드백하는 시간과 동일하게 운영되거나, PMI(Precoding Matrix Index)를 피드백하는 시간과 동일하게 운영할 수 있다. 그러나, 도플러 확산은 빔 패턴에 따라 달라질 수 있으므로, 반송파 천이값 k 를 피드백하는 방법은 가장 바람직하게는 PMI 와 같은 시간이 적합하다.
따라서, 단말은 PUCCH 신호를 통해 주기적으로 반송파 천이값 k 를 피드백하거나, 기지국 요청시 PUSCH 신호를 통해 비주기적으로 반송파 천이값 k 를 피드백할 수 있다.
또는, 단말은 S1230 단계에서 피드백하기 위해 반송파 천이값 k 자체를 양자화 하여 송신할 수 있지만, 반송파 천이값 k 를 서브캐리어 스패이싱(subcarrier spacing)으로 나눠서 정규화된 주파수 값(normalized frequency value)으로 정의하고 이를 양자화 하여 송신할 수 있다.
다시 도 12 를 참조하면, 기지국은 S1230 단계에서 피드백받은 정보를 이용하여, 하향링크 신호의 도플러 스팩트럼을 추정하고 이를 보상하기 위해 RS 밀도를 조정 및/또는 보상할 수 있다. 즉, 기지국은 피드백 정보를 기반으로 하향링크 전송 모드를 변경할 수 있다 (S1240).
이후, 기지국은 변경된 전송모드로 하향링크 신호를 단말에 전송하며, 단말은 도플러 확산이 완화된 하향링크 신호를 수신함으로써 하향링크 신호의 수신 품질이 향상될 수 있다. 예를 들어, DL 신호 전송을 위한 RS 의 밀도가 1 로 변경되어 (물론, 채널상태에 따라 RS 의 밀도는 높아질 수 있다) 전송된다 (S1250).
4.5 도플러 스팩트럼 추정 방법-5
이하에서는 반송파 천이 값 k 를 추정 및/또는 보상하기 위해 자동 주파수 제어기(AFC: Auto Frequency Controller)를 사용하는 방법에 대해서 설명한다.
도 13 은 본 발명의 실시예로서 도플러 스팩트럼을 추정 및/또는 완화하기 위한 AFC 의 일례를 나타내는 도면이다.
AFC 는 단말 또는 수신기에 구비될 수 있으며, 도 13 과 같이 구성될 수 있다. AFC 는 자동으로 주파수를 제어함으로써 도플러 스팩트럼을 추정 및/또는 완화하기 위해 최적의 주파수를 설정하는 기능을 수행한다.
AFC 는 수신 신호의 위상을 변경하기 위한 위상 회전기(Phase Rotator; 1310), 수신 신호의 위상을 검출하기 위한 위상 검출기(Phase Detector; 1320), 수신 신호의 주파수를 검출하기 위한 주파수 검출기(Frequency Detector; 1330), 위상의 급격한 변화를 방지하고 변화 속도를 파라미터로 조정하기 위한 루프 필터(Loop Filer; 1340), 주파수 및 위상이 보정된 신호를 생성하기 위한 수치 제어 오실레이터(NCO: Numerical Control Oscillator; 1350)를 포함할 수 있다.
도 13 에서 수신된 신호를 r n 이라 하고 자기 신호(desired signal) 또는 참조 신호(RS: Reference Signal)를 d n 이라고 할 때에, 위상 검출기(1320)에서 추정되는 위상 오프셋 값은
Figure pct00017
으로 표현할 수 있다. 또한, 주파수 검출기(1330)에서 추정되는 주파수 오프셋 값은
Figure pct00018
으로 표현할 수 있다.
위상 검출기(1320) 및 주파수 검출기(1330)에서 검출되는 위상 오프셋 및 주파수 오프셋 값은 루프 필터(1340)를 통과하여 위상의 급격한 변화를 방지하고 변화 속도를 파라미터로 조정하기 위해 NCO(1350)의 입력으로 들어간다. 따라서, NCO 는 주파수 및 위상이 보정된 신호를 생성 할 수 있다.
따라서, 단말 또는 수신단은 AFC 를 이용하여 수신 신호의 반송파 천이값을 추정 및 보상함으로써 도플러 확산을 완화할 수 있다.
4. 구현 장치
도 14 에서 설명한 장치는 도 1 내지 도 13 에서 설명한 방법들이 구현될 수 있는 수단이다.
단말(UE: User Equipment)은 상향링크에서는 송신단으로 동작하고, 하향링크에서는 수신단으로 동작할 수 있다. 또한, 기지국(eNB: e-Node B)은 상향링크에서는 수신단으로 동작하고, 하향링크에서는 송신단으로 동작할 수 있다.
즉, 단말 및 기지국은 정보, 데이터 및/또는 메시지의 전송 및 수신을 제어하기 위해 각각 송신모듈(Tx module: 1440, 1450) 및 수신모듈(Rx module: 1450, 1470)을 포함할 수 있으며, 정보, 데이터 및/또는 메시지를 송수신하기 위한 안테나(1400, 1410) 등을 포함할 수 있다.
또한, 단말 및 기지국은 각각 상술한 본 발명의 실시예들을 수행하기 위한 프로세서(Processor: 1420, 1430)와 프로세서의 처리 과정을 임시적으로 또는 지속적으로 저장할 수 있는 메모리(1480, 1490)를 각각 포함할 수 있다.
상술한 단말 및 기지국 장치의 구성성분 및 기능들을 이용하여 본원 발명의 실시예들이 수행될 수 있다. 예를 들어, 단말 및/또는 기지국의 프로세서는 상술한 제 1 절 내지 제 4 절에 개시된 방법들을 조합하여, 초고주파 대역을 지원하는 무선 접속 시스템에서 도플러 확산을 완화시킬 수 있다.
특히, 단말은 수학식 2 내지 6 을 이용하여 수신 신호에 대한 도플러 스팩트럼을 추정하기 위해 반송파 천이값 k 를 구할 수 있다. 또한, 단말은 산출한 반송파 천이값을 기지국에 피드백하여 기지국에서 하향링크 데이터를 보정하여 전송할 수 있도록 할 수 있다. 만약, 단말이 제 4.5 절을 이용하여 도플러 스팩트럼을 추정하는 경우에는 AFC 는 프로세서 내에 구비되거나 또는 단말 내부 및 프로세서 외부에 구비되어 프로세서와 함께 동작할 수 있다.
단말 및 기지국에 포함된 송신모듈 및 수신모듈은 데이터 전송을 위한 패킷 변복조 기능, 고속 패킷 채널 코딩 기능, 직교주파수분할다중접속(OFDMA: Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 패킷 스케줄링, 시분할듀플렉스(TDD: Time Division Duplex) 패킷 스케줄링 및/또는 채널 다중화 기능을 수행할 수 있다. 또한, 도 14 의 단말 및 기지국은 저전력 RF(Radio Frequency)/IF(Intermediate Frequency) 모듈을 더 포함할 수 있다. 이때, 송신모듈 및 수신모듈은 각각 송신기 수신기로 불릴 수 있으며, 함께 사용되는 경우 트랜시버로 불릴 수 있다.
한편, 본 발명에서 단말로 개인휴대단말기(PDA: Personal Digital Assistant), 셀룰러폰, 개인통신서비스(PCS: Personal Communication Service) 폰, GSM(Global System for Mobile) 폰, WCDMA(Wideband CDMA) 폰, MBS(Mobile Broadband System) 폰, 핸드헬드 PC(Hand-Held PC), 노트북 PC, 스마트(Smart) 폰 또는 멀티모드 멀티밴드(MM-MB: Multi Mode-Multi Band) 단말기 등이 이용될 수 있다.
여기서, 스마트 폰이란 이동통신 단말기와 개인 휴대 단말기의 장점을 혼합한 단말기로서, 이동통신 단말기에 개인 휴대 단말기의 기능인 일정 관리, 팩스 송수신 및 인터넷 접속 등의 데이터 통신 기능을 통합한 단말기를 의미할 수 있다. 또한, 멀티모드 멀티밴드 단말기란 멀티 모뎀칩을 내장하여 휴대 인터넷시스템 및 다른 이동통신 시스템(예를 들어, CDMA(Code Division Multiple Access) 2000 시스템, WCDMA(Wideband CDMA) 시스템 등)에서 모두 작동할 수 있는 단말기를 말한다.
본 발명의 실시예들은 다양한 수단을 통해 구현될 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 실시예들은 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다.
하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 하나 또는 그 이상의 ASICs(application specific integrated circuits), DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays), 프로세서, 콘트롤러, 마이크로 콘트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차 또는 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 예를 들어, 소프트웨어 코드는 메모리 유닛(1480, 1490)에 저장되어 프로세서(1420, 1430)에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치할 수 있으며, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.
본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다. 또한, 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함할 수 있다.
본 발명의 실시예들은 다양한 무선접속 시스템에 적용될 수 있다. 다양한 무선접속 시스템들의 일례로서, 3GPP(3rd Generation Partnership Project), 3GPP2 및/또는 IEEE 802.xx (Institute of Electrical and Electronic Engineers 802) 시스템 등이 있다. 본 발명의 실시예들은 상기 다양한 무선접속 시스템뿐 아니라, 상기 다양한 무선접속 시스템을 응용한 모든 기술 분야에 적용될 수 있다.

Claims (14)

  1. 초고주파 대역을 지원하는 무선 접속 시스템에서 도플러 확산을 완화하기 위한 방법에 있어서,
    수신단에서 하향링크 신호를 수신하는 단계;
    상기 수신단에서 수신된 상기 하향링크 신호에 대한 도플러 스팩트럼을 추정하는 단계; 및
    상기 수신단에서 추정된 상기 도플러 스팩트럼을 기반으로 반송파 천이값을 산출하는 단계를 포함하는, 도플러 확산 완화 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 도플러 스팩트럼 S x(f) 는
    Figure pct00019
    와 같이 추정되되,
    상기 R xx(τ) 는 상기 하향링크 신호에 대한 자기상관 함수를 의미하며,
    Figure pct00020
    은 퓨리어 변환을 의미하는, 도플러 확산 완화 방법.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 반송파 천이값은 상기 도플러 스팩트럼이 소정의 임계값(threshold) 보다 큰 값을 갖는 부분에 대한 평균값으로 산출되는, 도플러 확산 완화방법.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 반송파 천이값은 다음 수학식을 이용하여 산출되는,
    [수학식]
    Figure pct00021

    도플러 확산 완화방법.
  5. 제 3 항에 있어서,
    상기 반송파 천이값은 다음 수학식을 이용하여 산출되는,
    [수학식]
    Figure pct00022

    도플러 확산 완화방법.
  6. 제 3 항에 있어서,
    상기 소정의 임계값은 시스템 상에서 고정된 상수값이거나, 상기 도플러 스팩트럼이 갖는 최대값에 기반하여 결정되거나, 또는 상위 계층 시그널링을 통해 수신되는 값인, 도플러 확산 완화방법.
  7. 제 3 항에 있어서,
    상기 수신단은 상기 반송파 천이값을 송신단으로 피드백하는 단계; 및
    상기 반송파 천이값을 기반으로 보정된 하향링크 신호를 수신하는 단계를 더 포함하는, 도플러 확산 완화방법.
  8. 초고주파 대역을 지원하는 무선 접속 시스템에서 도플러 확산을 완화하기 위한 수신단에 있어서,
    수신기; 및
    상기 도플러 확산을 완화하기 위한 프로세서를 포함하되,
    상기 프로세서는:
    상기 수신기를 통해 하향링크 신호를 수신하고, 수신된 상기 하향링크 신호에 대한 도플러 스팩트럼을 추정하며, 추정된 상기 도플러 스팩트럼을 기반으로 반송파 천이값을 산출하도록 구성되는, 수신단.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 도플러 스팩트럼 S x(f) 는
    Figure pct00023
    와 같이 추정되되,
    상기 R xx(τ) 는 상기 하향링크 신호에 대한 자기상관 함수를 의미하며,
    Figure pct00024
    은 퓨리어 변환을 의미하는, 수신단.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 반송파 천이값은 상기 도플러 스팩트럼이 소정의 임계값(threshold) 보다 큰 값을 갖는 부분에 대한 평균값으로 산출되는, 수신단.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 반송파 천이값은 다음 수학식을 이용하여 산출되는,
    [수학식]
    Figure pct00025

    수신단.
  12. 제 10 항에 있어서,
    상기 반송파 천이값은 다음 수학식을 이용하여 산출되는,
    [수학식]
    Figure pct00026

    수신단.
  13. 제 10 항에 있어서,
    상기 소정의 임계값은 시스템 상에서 고정된 상수값이거나, 상기 도플러 스팩트럼이 갖는 최대값에 기반하여 결정되거나, 또는 상위 계층 시그널링을 통해 수신되는 값인, 수신단.
  14. 제 10 항에 있어서,
    상기 수신단은 송신기를 더 포함하고,
    상기 프로세서는 상기 송신기를 제어하여 상기 반송파 천이값을 송신단으로 피드백하고,
    상기 수신기를 제어하여 상기 반송파 천이값을 기반으로 보정된 하향링크 신호를 수신하도록 더 구성되는, 수신단.
KR1020157009880A 2012-11-30 2013-12-02 초고주파 대역을 지원하는 무선 접속 시스템에서 도플러 확산 완화 방법 및 장치 KR20150092090A (ko)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201261731486P 2012-11-30 2012-11-30
US61/731,486 2012-11-30
PCT/KR2013/011063 WO2014084694A1 (ko) 2012-11-30 2013-12-02 초고주파 대역을 지원하는 무선 접속 시스템에서 도플러 확산 완화 방법 및 장치

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR20150092090A true KR20150092090A (ko) 2015-08-12

Family

ID=50828231

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020157009880A KR20150092090A (ko) 2012-11-30 2013-12-02 초고주파 대역을 지원하는 무선 접속 시스템에서 도플러 확산 완화 방법 및 장치

Country Status (6)

Country Link
US (1) US9735842B2 (ko)
EP (1) EP2928096B1 (ko)
JP (1) JP6022075B2 (ko)
KR (1) KR20150092090A (ko)
CN (1) CN104919734B (ko)
WO (1) WO2014084694A1 (ko)

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104253774B (zh) * 2014-09-16 2017-07-25 重庆邮电大学 一种高动态环境下多普勒频偏估计系统和方法
US10367562B2 (en) 2015-03-05 2019-07-30 Lg Electronics Inc. Method of determining Doppler frequency transmission beam in wireless communication system and apparatus therefor
WO2016153152A1 (en) * 2015-03-24 2016-09-29 Lg Electronics Inc. Method of determining doppler frequency transmission beam in wireless communication system and apparatus therefor
WO2016153265A1 (ko) * 2015-03-26 2016-09-29 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 빔 스캐닝 절차를 이용하여 도플러 주파수를 추정하는 방법 및 장치
US9860765B2 (en) * 2015-09-01 2018-01-02 Qualcomm Incorporated Doppler profile estimation using compressed beamforming information
CN108282284B (zh) 2017-01-05 2024-04-16 华为技术有限公司 一种发送参考信号的方法和通信设备
US10887046B2 (en) 2018-11-02 2021-01-05 At&T Intellectual Property I, L.P. Performance based on inferred user equipment device speed for advanced networks
CN111182647B (zh) * 2018-11-09 2021-09-24 深圳市中兴微电子技术有限公司 随机接入检测方法及装置
JP2023504552A (ja) * 2019-12-06 2023-02-03 株式会社Ｎｔｔドコモ 高速モビリティ用のドップラースプレッドベースのビーム測定／報告

Family Cites Families (26)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5564424A (en) * 1995-06-30 1996-10-15 Siemens Medical Systems, Inc. Method and apparatus for pulsed doppler ultrasound beam-forming
ZA978516B (en) 1996-09-30 1998-06-10 Qualcomm Inc Method and apparatus for precorrecting timing and frequency in communication systems.
US6922452B2 (en) * 2001-03-27 2005-07-26 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Method and apparatus for estimating Doppler spread
CN100365951C (zh) 2004-08-27 2008-01-30 华为技术有限公司 无线通信中的信道估计方法及系统
JP4234667B2 (ja) 2004-11-30 2009-03-04 株式会社東芝 移動体用ｏｆｄｍ受信装置
US7729443B2 (en) 2004-12-28 2010-06-01 Panasonic Corporation Wireless communication apparatus and wireless communication method
US7925286B2 (en) 2005-09-27 2011-04-12 St-Ericsson Sa Method, a program and a module to estimate a doppler maximum frequency and an oscillator frequency offset, receiver including the module
CN1750429A (zh) 2005-10-20 2006-03-22 华中科技大学 用于正交频分复用移动通信系统的多普勒频移估计方法
JP4365829B2 (ja) 2006-01-06 2009-11-18 株式会社東芝 信号受信装置、信号受信方法および信号受信プログラム
KR100853746B1 (ko) 2006-11-03 2008-08-22 주식회사 케이티프리텔 도플러 주파수 추정을 이용하여 발진을 제거하는 중계기 및그 방법
KR101314776B1 (ko) 2007-02-22 2013-10-08 삼성전자주식회사 이동통신 시스템에서 주파수 옵셋을 보상하기 위한 장치 및방법
US20090168930A1 (en) 2007-12-28 2009-07-02 Augusta Technology, Inc. Methods and Systems for Doppler Estimation and Adaptive Channel Filtering in a Communication System
KR101459014B1 (ko) * 2008-02-04 2014-11-07 삼성전자주식회사 이동통신 시스템의 주파수 제어 장치 및 방법
US7970083B2 (en) * 2008-04-04 2011-06-28 Newport Media, Inc. Estimating doppler frequency in ISDB-T systems
KR20100034838A (ko) 2008-09-25 2010-04-02 삼성전자주식회사 다중안테나 통신시스템에서 중계기를 지원하기 위한 보정 장치 및 방법
US8614979B2 (en) * 2008-09-30 2013-12-24 Intel Corporation Techniques for high mobility communications
CN101667855B (zh) 2009-09-04 2012-10-10 凌阳电通科技股份有限公司 多普勒频率的估测系统及方法
US20110116386A1 (en) * 2009-11-16 2011-05-19 General Dynamics C4 Systems, Inc. Transmission control in a wireless communication system
US8401487B2 (en) * 2009-12-30 2013-03-19 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Radio channel analyzer to determine doppler shifts across multiple frequencies of a wideband signal
EP2360967B1 (en) 2010-02-15 2011-11-02 Alcatel Lucent A method for communicating in a wireless communication network
JP5648130B2 (ja) * 2010-10-01 2015-01-07 エンパイア テクノロジー ディベロップメント エルエルシー トラフィックデータを使用したモデルベースのドップラー補償
KR20120036018A (ko) * 2010-10-07 2012-04-17 삼성전자주식회사 무선통신 시스템에서 고속 주파수 오프셋 추정 장치 및 방법
JP2012085237A (ja) 2010-10-14 2012-04-26 Panasonic Corp 通信システム、基地局、端末及び通信方法
CN102571650B (zh) * 2011-12-20 2014-06-18 东南大学 一种应用于3gpp lte系统的自适应信道估计方法
WO2013169225A1 (en) * 2012-05-07 2013-11-14 Andrew Wireless Systems Gmbh Doppler shift correction sub-system for communication device
WO2014027948A1 (en) * 2012-08-13 2014-02-20 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Method and apparatus for reference signal transmission and reception

Also Published As

Publication number Publication date
CN104919734A (zh) 2015-09-16
US9735842B2 (en) 2017-08-15
EP2928096A4 (en) 2016-09-21
EP2928096B1 (en) 2020-03-04
JP6022075B2 (ja) 2016-11-09
JP2016502327A (ja) 2016-01-21
US20150288425A1 (en) 2015-10-08
WO2014084694A1 (ko) 2014-06-05
EP2928096A1 (en) 2015-10-07
CN104919734B (zh) 2018-07-31

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9622202B2 (en) Method and apparatus for generating synchronous signal in wireless access system for supporting super-high frequency band
US20190239109A1 (en) Method for radio resource measurement in wireless access system supporting carrier aggregation, and apparatus supporting same
US9614653B2 (en) Method and apparatus for performing Quasi Co-Location in wireless access system
JP6022075B2 (ja) 超高周波帯域を支援する無線接続システムにおいてドップラー拡散緩和方法及び装置
US9391758B2 (en) Method and apparatus for adjusting transmission timing in wireless access system supporting carrier aggregation
US9713143B2 (en) Method and apparatus for estimating self-interference in wireless access system supporting full-duplex radio communication
KR102367885B1 (ko) 밀리미터웨이브를 지원하는 무선접속시스템에서 새로운 상향링크 참조신호 전송 방법 및 장치
US9374203B2 (en) Method and device for allocating multi transmission timing to at least one timing advance group in a wireless access system for supporting carrier aggregation
KR20150111911A (ko) 반송파 결합을 지원하는 무선접속 시스템에서 세컨더리 셀을 추가하기 위한 방법 및 이를 지원하는 장치
US9537649B2 (en) Method and device for generating synchronization signal in wireless access system supporting ultrahigh frequency band
KR20160002698A (ko) 방송채널할당 방법 및 방송채널 신호 송수신방법과 이를 지원하는 장치
US9860886B2 (en) Methods and devices for transceiving/transmitting downlink data in wireless access system supporting new carrier type
KR20160010437A (ko) 전 이중 무선 방식을 지원하는 무선 접속 시스템에서 적용되는 전 이중 무선 영역의 구조, 이를 할당하는 방법 및 장치
EP3024190B1 (en) Robust symbol transmission and reception method using hierarchical modulation in wireless access system
KR20160067096A (ko) 전 이중 무선 방식을 지원하는 무선 접속 시스템에서 회전 프리코더 기반의 자기 간섭 제거 방법 및 장치

Legal Events

Date Code Title Description
WITN Application deemed withdrawn, e.g. because no request for examination was filed or no examination fee was paid