KR20160067096A - 전 이중 무선 방식을 지원하는 무선 접속 시스템에서 회전 프리코더 기반의 자기 간섭 제거 방법 및 장치 - Google Patents

Abstract

본 발명은 FDR 시스템에서 회전 프리코더 기반으로 자기 간섭을 제거하는 방법들 및 이를 지원하는 장치들을 제공한다. 본 발명의 일 실시예로서 전 이중 무선(FDR) 방식을 지원하는 무선 접속 시스템에서 단말이 회전 프리코더 기반의 자기간섭을 제거하는 방법은, 기지국으로부터 제 1 참조신호를 수신하는 단계와 단말이 단말에서 전송된 제 2 참조신호를 수신하는 단계와 제 1 참조신호를 기반으로 선호채널을 추정하고, 제 2 참조신호를 기반으로 자기간섭채널을 추정하는 단계와 선호 채널에 대한 검출축으로부터 수직이 되는 제 1 각도 및 간섭 채널에 대한 제 2 각도를 기반으로 회전 각도를 측정하는 단계와 회전 각도를 이용하여 자기간섭채널을 회전시키는 단계 및 회전된 자기간섭채널을 기반으로 간섭신호를 제거하는 단계를 포함할 수 있다. 이때, 제 1 각도 및 상기 제 2 각도는 실수축의 각도 0 으로부터 측정된 값일 수 있다.

Description

전 이중 무선 방식을 지원하는 무선 접속 시스템에서 회전 프리코더 기반의 자기 간섭 제거 방법 및 장치{1}

본 발명은 무선 접속 시스템 중 하나로 전 이중 무선(FDR: Full Duplex Radio) 시스템에서 회전 프리코더 기반으로 자기 간섭을 제거하는 방법들 및 이를 지원하는 장치들에 관한 것이다.

무선 접속 시스템이 음성이나 데이터 등과 같은 다양한 종류의 통신 서비스를 제공하기 위해 광범위하게 전개되고 있다. 일반적으로 무선 접속 시스템은 가용한 시스템 자원(대역폭, 전송 파워 등)을 공유하여 다중 사용자와의 통신을 지원할 수 있는 다중 접속(multiple access) 시스템이다. 다중 접속 시스템의 예들로는 CDMA(code division multiple access) 시스템, FDMA(frequency division multiple access) 시스템, TDMA(time division multiple access) 시스템, OFDMA(orthogonal frequency division multiple access) 시스템, SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) 시스템 등이 있다.

즉, 기존의 무선 접속 시스템들에서 기지국 또는 단말은 신호를 전송하기 위한 무선 자원을 주파수로 나누는 주파수 분할 이중(FDD: Frequency Division Duplex) 방식 또는 시간으로 나누는 시 분할 이중(TDD: Time Division Duplex) 방식의 반 이중 무선(HDR: Half Duplex Radio) 방식을 이용하여 통신을 수행한다.

그러나, 이러한 반 이중 무선(HDR) 통신 방식에서 단말 및/또는 기지국은 동일한 주파수/시간 자원 내에서 수신과 송신을 동시에 하지 못한다. 따라서, 자원을 효율적으로 이용하기 위한 전 이중 무선(FDR) 통신 방식의 도입이 제안되어 왔다. FDR 통신 방식은 기지국 및/또는 단말이 동일한 주파수/시간 자원 영역에서 서로 다른 신호의 송신과 수신을 동시에 수행하는 것을 말한다.

다만, FDR 방식의 통신 환경에서는 기지국 및/또는 단말이 동일한 자원 영역을 통해 데이터 송수신을 동시에 수행하므로 자신이 송신한 신호가 자신의 수신 안테나를 통해 수신되는 자기 간섭(self-interference)이 발생한다. 또한, FDR 영역이 HDR 영역과 함께 구성되는 경우 상호 간섭을 일으킬 수 있다.

따라서, FDR 방식을 지원하는 통신 환경에서 자기 간섭을 제거하기 위한 효율적인 방법들 및 이를 지원하는 장치들이 필요하다.

본 발명의 목적은 효율적인 통신을 위한 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 FDR 시스템에서 자기 간섭을 제거하기 위한 방법들을 제공하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은 FDR 시스템에서 회전 프리코더 기반으로 자기 간섭을 제거하는 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은 이러한 방법들을 지원하는 장치를 제공하는 것이다.

본 발명에서 이루고자 하는 기술적 목적들은 이상에서 언급한 사항들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 이하 설명할 본 발명의 실시예들로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 고려될 수 있다.

본 발명은 FDR 시스템에서 회전 프리코더 기반으로 자기 간섭을 제거하는 방법들 및 이를 지원하는 장치들을 제공한다.

본 발명의 일 양태로서 전 이중 무선(FDR) 방식을 지원하는 무선 접속 시스템에서 단말이 회전 프리코더 기반의 자기간섭을 제거하는 방법은, 기지국으로부터 제 1 참조신호를 수신하는 단계와 단말이 단말에서 전송된 제 2 참조신호를 수신하는 단계와 제 1 참조신호를 기반으로 선호채널을 추정하고, 제 2 참조신호를 기반으로 자기간섭채널을 추정하는 단계와 선호 채널에 대한 검출축으로부터 수직이 되는 제 1 각도 및 간섭 채널에 대한 제 2 각도를 기반으로 회전 각도를 측정하는 단계와 회전 각도를 이용하여 자기간섭채널을 회전시키는 단계 및 회전된 자기간섭채널을 기반으로 간섭신호를 제거하는 단계를 포함할 수 있다. 이때, 제 1 각도 및 상기 제 2 각도는 실수축의 각도 0 으로부터 측정된 값일 수 있다.

상기 방법은 제 2 참조 신호를 다시 전송하는 단계와 다시 전송된 제 2 참조 신호를 이용하여 오차 각도에 대한 정보를 획득하는 단계 및 오차 각도에 대한 정보를 기반으로 회전 각도를 보상하는 단계를 더 포함할 수 있다.

이때, 간섭신호를 제거하는 단계를 제외한 나머지 단계들은 소정의 횟수만큼 반복 수행될 수 있다.

본 발명의 다른 양태로서 전 이중 무선(FDR) 방식을 지원하는 무선 접속 시스템에서 회전 프리코더 기반의 자기간섭을 제거하기 위한 단말은 송신기, 수신기 및 이러한 송신기와 상기 수신기를 제어하여, 회전 프리코더 기반의 자기간섭의 제거를 지원하기 위한 프로세서를 포함할 수 있다. 이때, 프로세서는 수신기를 제어하여 기지국으로부터 제 1 참조신호를 수신하고, 수신기를 제어하여 송신기에서 전송된 제 2 참조신호를 수신하고, 제 1 참조신호를 기반으로 선호채널을 추정하고, 제 2 참조신호를 기반으로 자기간섭채널을 추정하고, 선호 채널에 대한 검출축으로부터 수직이 되는 제 1 각도 및 간섭 채널에 대한 제 2 각도를 기반으로 회전 각도를 측정하고, 회전 각도를 이용하여 자기간섭채널을 회전시키고, 회전된 자기간섭채널을 기반으로 간섭신호를 제거하도록 구성될 수 있다. 이때, 제 1 각도 및 제 2 각도는 실수축의 각도 0 으로부터 측정된 값일 수 있다.

상기 프로세서는 송신기를 제어하여 제 2 참조 신호를 다시 전송하고, 수신기를 제어하여 다시 전송된 제 2 참조 신호를 수신함으로써 오차 각도에 대한 정보를 획득하고, 오차 각도에 대한 정보를 기반으로 회전 각도를 보상하도록 더 구성될 수 있다.

이때, 프로세서는 소정의 횟수만큼 간섭제거 동작을 반복 수행할 수 있다.

상기 본 발명의 양태들에서, 오차 각도 θ _err 는 다음 수학식과 같이 계산되되, [수학식]

, S _SI 는 회전된 자기간섭채널을 검출축을 향해 사영한 값을 의미하고, h'_SI 는 상정된 자기간섭채널을 의미하는, 단말.

이때, 제 1 각도는 실수축과 회전된 자기간섭채널이 이루는 각도이며, 검출축으로 사영되는 심볼들이 등간격을 이루는 각도로 구성된다.

상술한 본 발명의 양태들은 본 발명의 바람직한 실시예들 중 일부에 불과하며, 본원 발명의 기술적 특징들이 반영된 다양한 실시예들이 당해 기술분야의 통상적인 지식을 가진 자에 의해 이하 상술할 본 발명의 상세한 설명을 기반으로 도출되고 이해될 수 있다.

본 발명의 실시예들에 따르면 다음과 같은 효과가 있다.

첫째, FDR 을 지원하는 무선 접속 시스템에서 효율적인 통신을 수행할 수 있다.

둘째, FDR 시스템에서 가장 큰 문제점인 자기 간섭을 제거할 수 있다.

셋째, 본 발명에서는 전이중 통신 환경에서 필수적인 자기 간섭에 대한 제거가 요구 될 때, 자기 간섭 제거 성능 향상을 통한 시스템의 처리량을 증대 시키기 위해 프리코더를 사용하여 자기 간섭 채널을 회전 시킬 수 있다. 이를 통해, 자기 간섭 제거 이득의 향상이 가능해 지고 특히 SNR 이 높은 환경과 낮은 SIR 환경과 같은 자기간섭의 크기가 큰 환경에서 시스템 처리량과 BER 이 향상될 수 있다.

넷째, 채널 환경에 따른 반복 횟수 설정을 통해 복잡도와 시스템 처리량을 고려하여 SP-SIC 기법의 성능을 최적화 시킬 수 있다.

본 발명의 실시예들에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 이하의 본 발명의 실시예들에 대한 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 도출되고 이해될 수 있다. 즉, 본 발명을 실시함에 따른 의도하지 않은 효과들 역시 본 발명의 실시예들로부터 당해 기술분야의 통상의 지식을 가진 자에 의해 도출될 수 있다.

본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되고, 첨부된 도면들은 본 발명에 대한 다양한 실시예들을 제공한다. 또한, 첨부된 도면들은 상세한 설명과 함께 본 발명의 실시 형태들을 설명하기 위해 사용된다.
도 1 은 물리 채널들 및 이들을 이용한 신호 전송 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 2 는 무선 프레임의 구조를 나타낸다.
도 3 은 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)를 예시한 도면이다.
도 4 는 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 5 는 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 6 은 크로스 캐리어 스케줄링에 따른 LTE-A 시스템의 서브 프레임 구조를 나타낸다.
도 7 은 FDR 을 지원하는 무선 접속 시스템의 일례를 나타내는 배치도이다.
도 8 은 FDR 시스템에서 나타나는 자기간섭의 개념도를 나타내는 도면이다.
도 9 는 RP-SCI 를 통해 자기 간섭 채널을 회전시키는 방법의 일례를 나타내는 도면이다.
도 10 은 직교위상편이변조(QPSK: Quadrature Phase Shift Keying) 심볼을 사용하여 검출 축으로 각각의 심볼을 검출하는 방법의 일례를 나타내는 도면이다.
도 11 은 단말에서 회전 프리코더 기반의 자기간섭제거 방법의 일례를 정리하는 도면이다.
도 12 는 본 발명의 실시예들에 따른 단말의 평균 처리 성능을 채널 추정 오차에 따라 나타낸 도면이다.
도 13 은 채널 추정 오차를 분산을 통한 랜덤 변수로 모델링하지 않고 12 비트 ADC 를 사용했을 때의 성능을 비교해서 보여주는 도면이다.
도 14 에서 설명한 장치는 도 1 내지 도 13 에서 설명한 방법들이 구현될 수 있는 수단이다.

이하에서 상세히 설명하는 본 발명은 무선 접속 시스템 중 하나로 전 이중 무선(FDR: Full Duplex Radio) 시스템에서 FDR 영역의 구조를 정의한다. 또한, 구성한 FDR 영역에 대한 할당 정보를 전송하는 방법 및 장치들을 제공한다.

이하의 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들을 소정 형태로 결합한 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려될 수 있다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성할 수도 있다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다.

도면에 대한 설명에서, 본 발명의 요지를 흐릴 수 있는 절차 또는 단계 등은 기술하지 않았으며, 당업자의 수준에서 이해할 수 있을 정도의 절차 또는 단계는 또한 기술하지 아니하였다.

본 명세서에서 본 발명의 실시예들은 기지국과 이동국 간의 데이터 송수신 관계를 중심으로 설명되었다. 여기서, 기지국은 이동국과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드(terminal node)로서의 의미가 있다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수도 있다.

즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 이동국과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있다. 이때, '기지국'은 고정국(fixed station), Node B, eNode B(eNB), 발전된 기지국(ABS: Advanced Base Station) 또는 억세스 포인트(access point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다.

또한, 본 발명의 실시예들에서 단말(Terminal)은 사용자 기기(UE: User Equipment), 이동국(MS: Mobile Station), 가입자 단말(SS: Subscriber Station), 이동 가입자 단말(MSS: Mobile Subscriber Station), 이동 단말(Mobile Terminal) 또는 발전된 이동단말(AMS: Advanced Mobile Station) 등의 용어로 대체될 수 있다.

또한, 송신단은 데이터 서비스 또는 음성 서비스를 제공하는 고정 및/또는 이동 노드를 말하고, 수신단은 데이터 서비스 또는 음성 서비스를 수신하는 고정 및/또는 이동 노드를 의미한다. 따라서, 상향링크에서는 이동국이 송신단이 되고, 기지국이 수신단이 될 수 있다. 마찬가지로, 하향링크에서는 이동국이 수신단이 되고, 기지국이 송신단이 될 수 있다.

본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802.xx 시스템, 3GPP(3rd Generation Partnership Project) 시스템, 3GPP LTE 시스템 및 3GPP2 시스템 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있으며, 특히, 본 발명의 실시예들은 3GPP TS 36.211, 3GPP TS 36.212, 3GPP TS 36.213, 3GPP TS 36.321 및 3GPP TS 36.331 문서들에 의해 뒷받침 될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들 중 설명하지 않은 자명한 단계들 또는 부분들은 상기 문서들을 참조하여 설명될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다.

또한, 본 발명의 실시예들에서 사용되는 특정(特定) 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.

예를 들어, 본 발명의 실시예들에서 자기 간섭 신호는 간섭 신호와 동일한 의미로 사용될 수 있다. 특히, 다른 설명이 없는 한 간섭 신호는 자기 간섭 신호로서, 특정 단말 또는 기지국의 송신 안테나에서 송신된 신호가 자신의 수신 안테나로 수신되는 신호를 의미한다.

이하의 기술은 CDMA(code division multiple access), FDMA(frequency division multiple access), TDMA(time division multiple access), OFDMA(orthogonal frequency division multiple access), SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 적용될 수 있다.

CDMA 는 UTRA(Universal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000 과 같은 무선 기술(radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA 는 GSM(Global System for Mobile communications)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA 는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-21, E-UTRA(Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다.

UTRA 는 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP LTE(Long Term Evolution)은 E-UTRA 를 사용하는 E-UMTS(Evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 OFDMA 를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA 를 채용한다. LTE-A(Advanced) 시스템은 3GPP LTE 시스템이 개량된 시스템이다. 본 발명의 기술적 특징에 대한 설명을 명확하게 하기 위해, 본 발명의 실시예들을 3GPP LTE/LTE-A 시스템을 위주로 기술하지만 IEEE 802.16e/m 시스템 등에도 적용될 수 있다.

1. 3GPP LTE/LTE_A 시스템

무선 접속 시스템에서 단말은 하향링크(DL: Downlink)를 통해 기지국으로부터 정보를 수신하고, 상향링크(UL: Uplink)를 통해 기지국으로 정보를 전송한다. 기지국과 단말이 송수신하는 정보는 일반 데이터 정보 및 다양한 제어 정보를 포함하고, 이들이 송수신 하는 정보의 종류/용도에 따라 다양한 물리 채널이 존재한다.

1.1 시스템 일반

도 1 은 본 발명의 실시예들에서 사용될 수 있는 물리 채널들 및 이들을 이용한 신호 전송 방법을 설명하기 위한 도면이다.

전원이 꺼진 상태에서 다시 전원이 켜지거나, 새로이 셀에 진입한 단말은 S11 단계에서 기지국과 동기를 맞추는 등의 초기 셀 탐색 (Initial cell search) 작업을 수행한다. 이를 위해 단말은 기지국으로부터 주동기 채널 (P-SCH: Primary Synchronization Channel) 및 부동기 채널 (S-SCH: Secondary Synchronization Channel)을 수신하여 기지국과 동기를 맞추고, 셀 ID 등의 정보를 획득한다.

그 후, 단말은 기지국으로부터 물리방송채널 (PBCH: Physical Broadcast Channel) 신호를 수신하여 셀 내 방송 정보를 획득할 수 있다.

한편, 단말은 초기 셀 탐색 단계에서 하향링크 참조 신호 (DL RS: Downlink Reference Signal)를 수신하여 하향링크 채널 상태를 확인할 수 있다.

초기 셀 탐색을 마친 단말은 S12 단계에서 물리하향링크제어채널 (PDCCH: Physical Downlink Control Channel) 및 물리하향링크제어채널 정보에 따른 물리하향링크공유 채널 (PDSCH: Physical Downlink Control Channel)을 수신하여 조금 더 구체적인 시스템 정보를 획득할 수 있다.

이후, 단말은 기지국에 접속을 완료하기 위해 이후 단계 S13 내지 단계 S16 과 같은 임의 접속 과정 (Random Access Procedure)을 수행할 수 있다. 이를 위해 단말은 물리임의접속채널 (PRACH: Physical Random Access Channel)을 통해 프리앰블 (preamble)을 전송하고(S13), 물리하향링크제어채널 및 이에 대응하는 물리하향링크공유 채널을 통해 프리앰블에 대한 응답 메시지를 수신할 수 있다(S14). 경쟁 기반 임의 접속의 경우, 단말은 추가적인 물리임의접속채널 신호의 전송(S15) 및 물리하향링크제어채널 신호 및 이에 대응하는 물리하향링크공유 채널 신호의 수신(S16)과 같은 충돌해결절차 (Contention Resolution Procedure)를 수행할 수 있다.

상술한 바와 같은 절차를 수행한 단말은 이후 일반적인 상/하향링크 신호 전송 절차로서 물리하향링크제어채널 신호 및/또는 물리하향링크공유채널 신호의 수신(S17) 및 물리상향링크공유채널 (PUSCH: Physical Uplink Shared Channel) 신호 및/또는 물리상향링크제어채널 (PUCCH: Physical Uplink Control Channel) 신호의 전송(S18)을 수행할 수 있다.

단말이 기지국으로 전송하는 제어정보를 통칭하여 상향링크 제어정보(UCI: Uplink Control Information)라고 지칭한다. UCI 는 HARQ-ACK/NACK (Hybrid Automatic Repeat and reQuest Acknowledgement/Negative-ACK), SR (Scheduling Request), CQI (Channel Quality Indication), PMI (Precoding Matrix Indication), RI (Rank Indication) 정보 등을 포함한다.

LTE 시스템에서 UCI 는 일반적으로 PUCCH 를 통해 주기적으로 전송되지만, 제어정보와 트래픽 데이터가 동시에 전송되어야 할 경우 PUSCH 를 통해 전송될 수 있다. 또한, 네트워크의 요청/지시에 의해 PUSCH 를 통해 UCI 를 비주기적으로 전송할 수 있다.

도 2 는 본 발명의 실시예들에서 사용되는 무선 프레임의 구조를 나타낸다.

도 2(a)는 타입 1 프레임 구조(frame structure type 1)를 나타낸다. 타입 1 프레임 구조는 전이중(full duplex) FDD(Frequency Division Duplex) 시스템과 반이중(half duplex) FDD 시스템 모두에 적용될 수 있다.

하나의 무선 프레임(radio frame)은 T _f = 307200·T _s = 10 ms 의 길이를 가지고, T _slot = 15360·T_s = 0.5 ms 의 균등한 길이를 가지며 0 부터 19 의 인덱스가 부여된 20 개의 슬롯으로 구성된다. 하나의 서브프레임은 2 개의 연속된 슬롯으로 정의되며, i 번째 서브프레임은 2i 와 2i+1 에 해당하는 슬롯으로 구성된다. 즉, 무선 프레임(radio frame)은 10 개의 서브프레임(subframe)으로 구성된다. 하나의 서브프레임을 전송하는 데 걸리는 시간을 전송시간구간(TTI: Transmission Time Interval)이라 한다. 여기서, T_s 는 샘플링 시간을 나타내고, T_s=1/(15kHz×2048)=3.2552×10^-8(약 33ns)로 표시된다. 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼 또는 SC-FDMA 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 복수의 자원블록(Resource Block)을 포함한다.

하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 심볼을 포함한다. 3GPP LTE 는 하향링크에서 OFDMA 를 사용하므로 OFDM 심볼은 하나의 심볼 구간(symbol period)을 표현하기 위한 것이다. OFDM 심볼은 하나의 SC-FDMA 심볼 또는 심볼 구간이라고 할 수 있다. 자원 블록(resource block)은 자원 할당 단위이고, 하나의 슬롯에서 복수의 연속적인 부 반송파(subcarrier)를 포함한다.

전이중 FDD 시스템에서는 각 10ms 구간 동안 10 개의 서브프레임은 하향링크 전송과 상향링크 전송을 위해 동시에 이용될 수 있다. 이때, 상향링크와 하향링크 전송은 주파수 영역에서 분리된다. 반면, 반이중 FDD 시스템의 경우 단말은 전송과 수신을 동시에 할 수 없다.

상술한 무선 프레임의 구조는 하나의 예시에 불과하며, 무선 프레임에 포함되는 서브 프레임의 수 또는 서브 프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.

도 2(b)는 타입 2 프레임 구조(frame structure type 2)를 나타낸다. 타입 2 프레임 구조는 TDD 시스템에 적용된다. 하나의 무선 프레임(radio frame)은 T _f = 307200·T _s = 10 ms 의 길이를 가지며, 153600·T _s = 5 ms 길이를 가지는 2 개의 하프프레임(half-frame)으로 구성된다. 각 하프프레임은 30720·T _s = 1 ms 의 길이를 가지는 5 개의 서브프레임으로 구성된다. i 번째 서브프레임은 2_i 와 2_i+1 에 해당하는 각 T _slot = 15360·T _s = 0.5 ms 의 길이를 가지는 2 개의 슬롯으로 구성된다. 여기에서, T_s 는 샘플링 시간을 나타내고, T_s=1/(15kHz×2048)=3.2552×10-8(약 33ns)로 표시된다.

타입 2 프레임에는 DwPTS(Downlink Pilot Time Slot), 보호구간(GP: Guard Period), UpPTS(Uplink Pilot Time Slot)인 3 가지의 필드로 구성되는 특별 서브프레임을 포함한다. 여기서, DwPTS 는 단말에서의 초기 셀 탐색, 동기화 또는 채널 추정에 사용된다. UpPTS 는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향 전송 동기를 맞추는 데 사용된다. 보호구간은 상향링크와 하향링크 사이에 하향링크 신호의 다중경로 지연으로 인해 상향링크에서 생기는 간섭을 제거하기 위한 구간이다.

다음 표 1 는 특별 프레임의 구성(DwPTS/GP/UpPTS 의 길이)을 나타낸다.

[표 1]

도 3 은 본 발명의 실시예들에서 사용될 수 있는 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)를 예시한 도면이다.

도 3 을 참조하면, 하나의 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함한다. 여기서, 하나의 하향링크 슬롯은 7 개의 OFDM 심볼을 포함하고, 하나의 자원 블록은 주파수 영역에서 12 개의 부 반송파를 포함하는 것을 예시적으로 기술하나, 이에 한정되는 것은 아니다.

자원 그리드 상에서 각 요소(element)를 자원 요소(resource element)하고, 하나의 자원 블록은 12 × 7 개의 자원 요소를 포함한다. 하향링크 슬롯에 포함되는 자원 블록들의 수 NDL 은 하향링크 전송 대역폭(bandwidth)에 종속한다. 상향링크 슬롯의 구조는 하향링크 슬롯의 구조와 동일할 수 있다.

도 4 는 본 발명의 실시예들에서 사용될 수 있는 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.

도 4 를 참조하면, 상향링크 서브 프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 나눌 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 나르는 PUCCH 이 할당된다. 데이터 영역은 사용자 데이터를 나르는 PUSCH 이 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해 하나의 단말은 PUCCH 와 PUSCH 을 동시에 전송하지 않는다. 하나의 단말에 대한 PUCCH 에는 서브 프레임 내에 RB 쌍이 할당된다. RB 쌍에 속하는 RB 들은 2 개의 슬롯들의 각각에서 서로 다른 부 반송파를 차지한다. 이를 PUCCH 에 할당된 RB 쌍은 슬롯 경계(slot boundary)에서 주파수 도약(frequency hopping)된다고 한다.

도 5 는 본 발명의 실시예들에서 사용될 수 있는 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.

도 5 를 참조하면, 서브 프레임내의 첫번째 슬롯에서 OFDM 심볼 인덱스 0 부터 최대 3 개의 OFDM 심볼들이 제어 채널들이 할당되는 제어 영역(control region)이고, 나머지 OFDM 심볼들은 PDSCH 이 할당되는 데이터 영역(data region)이다. 3GPP LTE 에서 사용되는 하향링크 제어 채널의 일례로 PCFICH(Physical Control Format Indicator Channel), PDCCH, PHICH(Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel) 등이 있다.

PCFICH 는 서브 프레임의 첫 번째 OFDM 심볼에서 전송되고, 서브 프레임 내에 제어 채널들의 전송을 위하여 사용되는 OFDM 심볼들의 수(즉, 제어 영역의 크기)에 관한 정보를 나른다. PHICH 는 상향 링크에 대한 응답 채널이고, HARQ(Hybrid Automatic Repeat Request)에 대한 ACK(Acknowledgement)/NACK(Negative-Acknowledgement) 신호를 나른다. PDCCH 를 통해 전송되는 제어 정보를 하향링크 제어정보(DCI: downlink control information)라고 한다. 하향링크 제어정보는 상향링크 자원 할당 정보, 하향링크 자원 할당 정보 또는 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송(Tx) 파워 제어 명령을 포함한다.

2. 캐리어 병합(CA: Carrier Aggregation) 환경

2.1 CA 일반

3GPP LTE(3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution; Rel-8 또는 Rel-9) 시스템(이하, LTE 시스템)은 단일 컴포넌트 캐리어(CC: Component Carrier)를 여러 대역으로 분할하여 사용하는 다중 반송파 변조(MCM: Multi-Carrier Modulation) 방식을 사용한다. 그러나, 3GPP LTE-Advanced 시스템(e.g., Rel-10 또는 Rel-11; 이하, LTE-A 시스템) 에서는 LTE 시스템보다 광대역의 시스템 대역폭을 지원하기 위해서 하나 이상의 컴포넌트 캐리어를 결합하여 사용하는 캐리어 병합(CA: Carrier Aggregation)과 같은 방법을 사용할 수 있다. 캐리어 병합은 반송파 집성, 반송파 정합, 멀티 컴포넌트 캐리어 환경(Multi-CC) 또는 멀티캐리어 환경이라는 말로 대체될 수 있다.

본 발명에서 멀티 캐리어는 캐리어의 병합(또는, 반송파 집성)을 의미하며, 이때 캐리어의 병합은 인접한(contiguous) 캐리어 간의 병합뿐 아니라 비 인접한(non-contiguous) 캐리어 간의 병합을 모두 의미한다. 또한, 하향링크와 상향링크 간에 집성되는 컴포넌트 캐리어들의 수는 다르게 설정될 수 있다. 하향링크 컴포넌트 캐리어(이하, 'DL CC'라 한다.) 수와 상향링크 컴포넌트 캐리어(이하, 'UL CC'라 한다.) 수가 동일한 경우를 대칭적(symmetric) 병합이라고 하고, 그 수가 다른 경우를 비대칭적(asymmetric) 병합이라고 한다.

이와 같은 캐리어 병합은 반송파 집성, 대역폭 집성(bandwidth aggregation), 스펙트럼 집성(spectrum aggregation) 등과 같은 용어와 혼용되어 사용될 수 있다. LTE-A 시스템에서는 두 개 이상의 컴포넌트 캐리어가 결합되어 구성되는 캐리어 병합은 100MHz 대역폭까지 지원하는 것을 목표로 한다. 목표 대역보다 작은 대역폭을 가지는 1 개 이상의 캐리어를 결합할 때, 결합하는 캐리어의 대역폭은 기존 IMT 시스템과의 호환성(backward compatibility) 유지를 위해서 기존 시스템에서 사용하는 대역폭으로 제한할 수 있다.

예를 들어서 기존의 3GPP LTE 시스템에서는 {1.4, 3, 5, 10, 15, 20}MHz 대역폭을 지원하며, 3GPP LTE-advanced 시스템(즉, LTE-A)에서는 기존 시스템과의 호환을 위해 상기의 대역폭들만을 이용하여 20MHz 보다 큰 대역폭을 지원하도록 할 수 있다. 또한, 본 발명에서 사용되는 캐리어 병합 시스템은 기존 시스템에서 사용하는 대역폭과 상관없이 새로운 대역폭을 정의하여 캐리어 병합을 지원하도록 할 수도 있다.

또한, 위와 같은 캐리어 병합은 인트라-밴드 CA(Intra-band CA) 및 인터-밴드 CA(Inter-band CA)로 구분될 수 있다. 인트라-밴드 캐리어 병합이란, 다수의 DL CC 및/또는 UL CC 들이 주파수상에서 인접하거나 근접하여 위치하는 것을 의미한다. 다시 말해, DL CC 및/또는 UL CC 들의 캐리어 주파수가 동일한 밴드 내에 위치하는 것을 의미할 수 있다. 반면, 주파수 영역에서 멀리 떨어져 있는 환경을 인터-밴드 CA(Inter-Band CA)라고 부를 수 있다. 다시 말해, 다수의 DL CC 및/또는 UL CC 들의 캐리어 주파수가 서로 다른 밴드들에 위치하는 것을 의미할 수 있다. 이와 같은 경우, 단말은 캐리어 병합 환경에서의 통신을 수행하기 위해서 복수의 RF(radio frequency)단을 사용할 수도 있다.

LTE-A 시스템은 무선 자원을 관리하기 위해 셀(cell)의 개념을 사용한다. 상술한 캐리어 병합 환경은 다중 셀(multiple cells) 환경으로 일컬을 수 있다. 셀은 하향링크 자원(DL CC)과 상향링크 자원(UL CC) 한 쌍의 조합으로 정의되나, 상향링크 자원은 필수 요소는 아니다. 따라서, 셀은 하향링크 자원 단독, 또는 하향링크 자원과 상향링크 자원으로 구성될 수 있다.

예를 들어, 특정 단말이 단 하나의 설정된 서빙 셀(configured serving cell)을 가지는 경우 1 개의 DL CC 와 1 개의 UL CC 를 가질 수 있으나, 특정 단말이 2 개 이상의 설정된 서빙 셀을 가지는 경우에는 셀의 수만큼의 DL CC 를 가지며 UL CC 의 수는 그와 같거나 그보다 작을 수 있다. 또는, 그 반대로 DL CC 와 UL CC 가 구성될 수도 있다. 즉, 특정 단말이 다수의 설정된 서빙 셀을 가지는 경우 DL CC 의 수보다 UL CC 가 더 많은 캐리어 병합 환경도 지원될 수 있다.

또한, 캐리어 병합(CA)은 각각 캐리어 주파수(셀의 중심 주파수)가 서로 다른 둘 이상의 셀들의 병합으로 이해될 수 있다. 여기서, 말하는 '셀(Cell)'은 일반적으로 사용되는 기지국이 커버하는 지리적 영역으로서의 '셀'과는 구분되어야 한다. 이하, 상술한 인트라-밴드 캐리어 병합을 인트라-밴드 다중 셀이라고 지칭하며, 인터-밴드 캐리어 병합을 인터-밴드 다중 셀이라고 지칭한다.

LTE-A 시스템에서 사용되는 셀은 프라이머리 셀(PCell: Primary Cell) 및 세컨더리 셀(SCell: Secondary Cell)을 포함한다. P 셀과 S 셀은 서빙 셀(Serving Cell)로 사용될 수 있다. RRC_CONNECTED 상태에 있지만 캐리어 병합이 설정되지 않았거나 캐리어 병합을 지원하지 않는 단말의 경우, P 셀로만 구성된 서빙 셀이 단 하나 존재한다. 반면, RRC_CONNECTED 상태에 있고 캐리어 병합이 설정된 단말의 경우 하나 이상의 서빙 셀이 존재할 수 있으며, 전체 서빙 셀에는 P 셀과 하나 이상의 S 셀이 포함된다.

서빙 셀(P 셀과 S 셀)은 RRC 파라미터를 통해 설정될 수 있다. PhysCellId 는 셀의 물리 계층 식별자로 0 부터 503 까지의 정수값을 가진다. SCellIndex 는 S 셀을 식별하기 위하여 사용되는 간략한(short) 식별자로 1 부터 7 까지의 정수값을 가진다. ServCellIndex 는 서빙 셀(P 셀 또는 S 셀)을 식별하기 위하여 사용되는 간략한(short) 식별자로 0 부터 7 까지의 정수값을 가진다. 0 값은 P 셀에 적용되며, SCellIndex 는 S 셀에 적용하기 위하여 미리 부여된다. 즉, ServCellIndex 에서 가장 작은 셀 ID (또는 셀 인덱스)을 가지는 셀이 P 셀이 된다.

P 셀은 프라이머리 주파수(또는, primary CC) 상에서 동작하는 셀을 의미한다. 단말이 초기 연결 설정(initial connection establishment) 과정을 수행하거나 연결 재-설정 과정을 수행하는데 사용될 수 있으며, 핸드오버 과정에서 지시된 셀을 지칭할 수도 있다. 또한, P 셀은 캐리어 병합 환경에서 설정된 서빙 셀 중 제어관련 통신의 중심이 되는 셀을 의미한다. 즉, 단말은 자신의 P 셀에서만 PUCCH 를 할당 받아 전송할 수 있으며, 시스템 정보를 획득하거나 모니터링 절차를 변경하는데 P 셀만을 이용할 수 있다. E-UTRAN(Evolved Universal Terrestrial Radio Access)은 캐리어 병합 환경을 지원하는 단말에게 이동성 제어 정보(mobilityControlInfo)를 포함하는 상위 계층의 RRC 연결 재설정(RRCConnectionReconfigutaion) 메시지를 이용하여 핸드오버 절차를 위해 P 셀만을 변경할 수도 있다.

S 셀은 세컨더리 주파수(또는, Secondary CC) 상에서 동작하는 셀을 의미할 수 있다. 특정 단말에 P 셀은 하나만 할당되며, S 셀은 하나 이상 할당될 수 있다. S 셀은 RRC 연결이 설정이 이루어진 이후에 구성 가능하고 추가적인 무선 자원을 제공하는데 사용될 수 있다. 캐리어 병합 환경에서 설정된 서빙 셀 중에서 P 셀을 제외한 나머지 셀들, 즉 S 셀에는 PUCCH 가 존재하지 않는다.

E-UTRAN 은 S 셀을 캐리어 병합 환경을 지원하는 단말에게 추가할 때, RRC_CONNECTED 상태에 있는 관련된 셀의 동작과 관련된 모든 시스템 정보를 특정 시그널(dedicated signal)을 통해 제공할 수 있다. 시스템 정보의 변경은 관련된 S 셀의 해제 및 추가에 의하여 제어될 수 있으며, 이 때 상위 계층의 RRC 연결 재설정 (RRCConnectionReconfigutaion) 메시지를 이용할 수 있다. E-UTRAN 은 관련된 S 셀 안에서 브로드캐스트하기 보다는 단말 별로 상이한 파라미터를 가지는 특정 시그널링(dedicated signaling) 할 수 있다.

초기 보안 활성화 과정이 시작된 이후에, E-UTRAN 은 연결 설정 과정에서 초기에 구성되는 P 셀에 부가하여 하나 이상의 S 셀을 포함하는 네트워크를 구성할 수 있다. 캐리어 병합 환경에서 P 셀 및 S 셀은 각각의 컴포넌트 캐리어로서 동작할 수 있다. 이하의 실시예에서는 프라이머리 컴포넌트 캐리어(PCC)는 P 셀과 동일한 의미로 사용될 수 있으며, 세컨더리 컴포넌트 캐리어(SCC)는 S 셀과 동일한 의미로 사용될 수 있다.

2.2 크로스 캐리어 스케줄링(Cross Carrier Scheduling)

캐리어 병합 시스템에서는 캐리어(또는 반송파) 또는 서빙 셀(Serving Cell)에 대한 스케줄링 관점에서 자가 스케줄링(Self-Scheduling) 방법 및 크로스 캐리어 스케줄링(Cross Carrier Scheduling) 방법의 두 가지가 있다. 크로스 캐리어 스케줄링은 크로스 컴포넌트 캐리어 스케줄링(Cross Component Carrier Scheduling) 또는 크로스 셀 스케줄링(Cross Cell Scheduling)으로 일컬을 수 있다.

자가 스케줄링은 PDCCH(DL Grant)와 PDSCH 가 동일한 DL CC 로 전송되거나, DL CC 에서 전송된 PDCCH(UL Grant)에 따라 전송되는 PUSCH 가 UL Grant 를 수신한 DL CC 와 링크되어 있는 UL CC 를 통해 전송되는 것을 의미한다.

크로스 캐리어 스케줄링은 PDCCH(DL Grant)와 PDSCH 가 각각 다른 DL CC 로 전송되거나, DL CC 에서 전송된 PDCCH(UL Grant)에 따라 전송되는 PUSCH 가 UL 그랜트를 수신한 DL CC 와 링크되어 있는 UL CC 가 아닌 다른 UL CC 를 통해 전송되는 것을 의미한다.

크로스 캐리어 스케줄링 여부는 단말 특정(UE-specific)하게 활성화 또는 비활성화될 수 있으며, 상위계층 시그널링(예를 들어, RRC 시그널링)을 통해서 반정적(semi-static)으로 각 단말 별로 알려질 수 있다.

크로스 캐리어 스케줄링이 활성화된 경우, PDCCH 에 해당 PDCCH 가 지시하는 PDSCH/PUSCH 가 어느 DL/UL CC 를 통해서 전송되는지를 알려주는 캐리어 지시자 필드(CIF: Carrier Indicator Field)가 필요하다. 예를 들어, PDCCH 는 PDSCH 자원 또는 PUSCH 자원을 CIF 를 이용하여 다수의 컴포넌트 캐리어들 중 하나에 할당할 수 있다. 즉, DL CC 상에서의 PDCCH 가 다중 집성된 DL/UL CC 중 하나에 PDSCH 또는 PUSCH 자원을 할당하는 경우 CIF 가 설정된다. 이 경우, LTE Release-8 의 DCI 포맷은 CIF 에 따라 확장될 수 있다. 이때 설정된 CIF 는 3bit 필드로 고정되거나, 설정된 CIF 의 위치는 DCI 포맷 크기와 무관하게 고정될 수 있다. 또한, LTE Release-8 의 PDCCH 구조(동일 코딩 및 동일한 CCE 기반의 자원 매핑)를 재사용할 수도 있다.

반면, DL CC 상에서의 PDCCH 가 동일한 DL CC 상에서의 PDSCH 자원을 할당하거나 단일 링크된 UL CC 상에서의 PUSCH 자원을 할당하는 경우에는 CIF 가 설정되지 않는다. 이 경우, LTE Release-8 과 동일한 PDCCH 구조(동일 코딩 및 동일한 CCE 기반의 자원 매핑)와 DCI 포맷이 사용될 수 있다.

크로스 캐리어 스케줄링이 가능할 때, 단말은 CC 별 전송 모드 및/또는 대역폭에 따라 모니터링 CC 의 제어영역에서 복수의 DCI 에 대한 PDCCH 를 모니터링하는 것이 필요하다. 따라서, 이를 지원할 수 있는 검색 공간의 구성과 PDCCH 모니터링이 필요하다.

캐리어 병합 시스템에서, 단말 DL CC 집합은 단말이 PDSCH 를 수신하도록 스케줄링된 DL CC 의 집합을 나타내고, 단말 UL CC 집합은 단말이 PUSCH 를 전송하도록 스케줄링된 UL CC 의 집합을 나타낸다. 또한, PDCCH 모니터링 집합(monitoring set)은 PDCCH 모니터링을 수행하는 적어도 하나의 DL CC 의 집합을 나타낸다. PDCCH 모니터링 집합은 단말 DL CC 집합과 같거나, 단말 DL CC 집합의 부집합(subset)일 수 있다. PDCCH 모니터링 집합은 단말 DL CC 집합내의 DL CC 들 중 적어도 어느 하나를 포함할 수 있다. 또는 PDCCH 모니터링 집합은 단말 DL CC 집합에 상관없이 별개로 정의될 수 있다. PDCCH 모니터링 집합에 포함되는 DL CC 는 링크된 UL CC 에 대한 자기-스케줄링(self-scheduling)은 항상 가능하도록 설정될 수 있다. 이러한, 단말 DL CC 집합, 단말 UL CC 집합 및 PDCCH 모니터링 집합은 단말 특정(UE-specific), 단말 그룹 특정(UE group-specific) 또는 셀 특정(Cell-specific)하게 설정될 수 있다.

크로스 캐리어 스케줄링이 비활성화된 경우에는 PDCCH 모니터링 집합이 항상 단말 DL CC 집합과 동일하다는 것을 의미하며, 이러한 경우에는 PDCCH 모니터링 집합에 대한 별도의 시그널링과 같은 지시가 필요하지 않다. 그러나, 크로스 캐리어 스케줄링이 활성화된 경우에는 PDCCH 모니터링 집합이 단말 DL CC 집합 내에서 정의되는 것이 바람직하다. 즉, 단말에 대하여 PDSCH 또는 PUSCH 를 스케줄링하기 위하여 기지국은 PDCCH 모니터링 집합만을 통해 PDCCH 를 전송한다.

도 6 은 본 발명의 실시예들에서 사용되는 크로스 캐리어 스케줄링에 따른 LTE-A 시스템의 서브 프레임 구조를 나타낸다.

도 6 을 참조하면, LTE-A 단말을 위한 DL 서브프레임은 3 개의 하향링크 컴포넌트 캐리어(DL CC)가 결합되어 있으며, DL CC 'A'는 PDCCH 모니터링 DL CC 로 설정된 경우를 나타낸다. CIF 가 사용되지 않는 경우, 각 DL CC 는 CIF 없이 자신의 PDSCH 를 스케줄링하는 PDCCH 를 전송할 수 있다. 반면, CIF 가 상위 계층 시그널링을 통해 사용되는 경우, 단 하나의 DL CC 'A'만이 CIF 를 이용하여 자신의 PDSCH 또는 다른 CC 의 PDSCH 를 스케줄링하는 PDCCH 를 전송할 수 있다. 이때, PDCCH 모니터링 DL CC 로 설정되지 않은 DL CC 'B' 와 'C'는 PDCCH 를 전송하지 않는다.

3. FDR 시스템

FDR 시스템은 상술한 LTE/LTE-A 시스템에 적용이 가능하다. 즉, LTE/LTE-A 시스템에서 정의하는 프레임 구조, 제어 신호 송수신 방법, 캐리어 결합 방식의 지원이 모두 FDR 시스템에서도 적용될 수 있다.

FDR 은 하나의 단말에서 같은 자원(즉, 동일 시간 및 동일 주파수)을 이용하여 데이터 송수신을 동시에 지원하는 시스템을 의미한다. FDR 은 새로운 형태의 무선 접속 시스템일 수 있다. 다만, 본 발명의 실시예들에서는 FDR 시스템은 도 1 내지 도 6 에서 설명한 LTE/LTE-A 시스템을 기반으로 동작하는 것으로 가정한다.

3.1 FDR 시스템 일반

도 7 은 FDR 을 지원하는 무선 접속 시스템의 일례를 나타내는 배치도이다.

도 7 을 참조하면, FDR 을 지원하는 무선 접속 시스템은 일반 셀을 관리하는 매크로 기지국(eNB), 스몰셀을 관리하는 스몰 기지국 및 단말(즉, 무선 유닛)을 포함한다. 이때, 스몰 기지국은 마이크로 기지국(micro eNB), 팸토 기지국(Femto eNB) 및 피코 기지국 (Pico eNB) 등을 포함한다.

도 7 과 같은 상황에서는 다음 3 종류의 간섭들이 존재할 수 있다.

(1) 기기 내 자기 간섭(IDI: Intra-Device Interference)

IDI 는 FDR 특성상 기지국 또는 단말의 송신 안테나에서 송신하는 신호가 수신 안테나로 수신되어 간섭으로 작용하는 것을 의미한다. 특정 기기의 송신 안테나로부터 송신되는 신호는 수신하는 신호에 비하여 큰 파워로 송신된다. 이는 특정 기기의 송신 안테나와 수신 안테나 간의 거리가 짧기 때문에 송신 안테나에서 송신되는 신호는 감쇄가 거의 없이 수신 안테나로 수신되기 때문이다. 따라서, 특정 기기의 송신 안테나에서 전송하는 송신 신호는 특정 기기가 상대방으로부터 수신하기를 기대하는 선호 신호(desired signal)보다 매우 큰 파워로 수신되게 된다.

(2) 단말간 링크 간섭 (UE to UE Inter-link Interference)

단말간 링크 간섭은 특정 단말이 송신한 상향링크 신호는 인접하게 위치한 다른 단말에 수신되어 간섭으로 작용하는 것을 의미한다.

(3) 기지국간 링크 간섭 (BS to BS Inter-link Interference)

기지국간 링크 간섭은 기지국간 또는 HetNet 상황에서 이종 기지국간 송신하는 신호는 다른 기지국의 수신 안테나로 수신되어 간섭으로 작용하는 것을 의미한다.

이와 같은 3 가지 간섭 중 기기 내 자기 간섭(이하, 자기 간섭)은 FDR 에서만 발생하는 간섭의 영향으로 FDR 을 운영하기 위해 가장 먼저 해결해야 할 문제점이다.

도 8 은 FDR 시스템에서 나타나는 자기간섭의 개념도를 나타내는 도면이다.

도 8 에서는 설명의 편의를 위해 단말간 데이터 통신을 수행하는 경우에 대해서 도시하였지만, 단말과 기지국간에 데이터 통신을 수행하는 경우에도 동일하게 적용될 수 있다.

도 8 을 참조하면, FDR 환경에서 제 1 단말(UE1)의 송신 안테나가 제 2 단말(UE2)로 전송한 송신 신호는 제 1 단말의 수신 안테나로 수신되어 간섭 신호로 작용한다. 이러한 자기간섭은 다른 간섭과 달리 특이사항이 있다.

첫 번째는 제 1 단말은 간섭으로 작용하는 간섭 신호를 완벽하게 알고 있는 신호로 간주할 수 있다. 왜냐하면 제 1 단말의 수신 안테나로 들어오는 자기 간섭 신호는 제 1 단말이 전송한 송신 신호이기 때문이다.

두 번째는 간섭으로 작용하는 간섭 신호의 파워가 제 1 단말이 수신하고자 하는 선호 신호의 파워보다 굉장히 높다는 점이다. 왜냐하면, 제 1 단말과 제 2 단말의 거리에 비해서 제 1 단말의 송신 안테나와 수신 안테나간의 간격이 매우 좁기 때문이다. 이러한 점은 단말이 간섭으로 작용하는 신호를 완벽하게 알고 있다고 하더라도 단말의 수신 안테나에서 간섭 신호를 완벽하게 제거할 수 없는 요인으로 작용한다.

단말의 수신 안테나에서는 수신된 신호를 디지털 신호로 바꾸기 위하여 ADC(ADC: Analog to Digital Converter)를 이용할 수 있다. 일반적으로 ADC 는 수신된 신호의 파워를 측정하여 이에 대해 수신 신호의 파워 레벨을 조정하고, 이후 이를 양자화 하여 디지털 신호로 변환한다. 그러나 간섭 신호가 원하는 선호 신호에 비하여 매우 큰 파워로 수신 되기 때문에 양자화 시에 선호 신호의 신호 특성이 양자화 레벨에 모두 묻혀서 복원하지 못할 수 있다.

FDR 은 한 노드에서 송신과 수신을 동시에 함으로써 기존의 반이중 통신에 비해서 시스템의 용량을 향상시킬 수 있는 기술이다. FDR 은 송신과 수신을 동일한 자원을 통해 동시에 이루어지는 특성 때문에 강한 자기 간섭 (Self-interference)을 겪게 된다. 초기 연구들은 완벽한 채널 정보 (CSI: Channel State Information) 를 가정하여 자기 간섭이 완전히 제거된 상황에서 성능을 보였다

그러나 실제 무선 통신 시스템에서는 채널 추정 에러가 있어서 완벽한 채널정보를 얻기가 어렵다. 이러한 불확실한 채널 정보는 기존 기법에서 자기 간섭을 완전히 제거하지 못하는 원인이다. 이러한 상황에서 FDR 의 성능을 향상시키기 위해서 자기 간섭을 제거하는 방법들이 소프트웨어 및 하드웨어적으로 제안 및 구현 되고 있다. 지금까지 연구된 자기 간섭 제거 기술은 크게 수동자기간섭제거 (passive self-interference cancellation) 방식과 능동자기간섭제거 (active self-interference cancellation) 방식으로 구분할 수 있다.

이하에서는 FDR 시스템에서 발생하는 특유의 간섭 제거 방법에 대해서 자세히 설명한다.

3.1 FDR 시스템에서 간섭 제거

수동자기간섭제거 방식은 안테나를 사용하여 자기 간섭을 줄여주는 방법으로 송신 안테나와 수신 안테나의 위치 조합을 다양하게 시도하는 방법으로 가장 자기 간섭 제거 성능이 좋은 조합을 찾을 수 있다. 이러한 안테나 위치에 대한 고민은 자기 간섭 채널의 경로손실(path loss)이 최대가 되도록 하는 것과 LOS(Line Of Sight) 성분을 줄여주는 것을 목적으로 한다. 따라서 수동자기간섭제거 방식의 성능은 안테나 간의 거리, 안테나의 방향성, 안테나가 장착되는 FDR 기기에 따라서 달라진다. 결과적으로 수신 안테나가 송신 안테나와 수직방향으로 위치하는 환경에서 약 65dB 정도의 자기 간섭 제거 성능을 얻을 수 있었다.

만약 사용자 단말이 아닌 통신 기반 시설에 수동자기간섭제거 방식이 적용되는 경우는 더 넓은 공간을 활용할 수 있다는 장점이 있다. 따라서 사용자 단말에서는 사용하기 힘든 RF absorber, cross polarization, directional antenna 같은 기술을 적용 시킬 수 있고 3 가지 기법이 동시에 동작할 때 약 95 dB 의 성능을 얻을 수 있다.

또한, 단말에 하나의 송신 안테나를 더 사용해서 통신 주파수를 고려하여 반 파장 거리에 위치 시켜 2 개의 송신 안테나의 신호가 서로의 신호를 상쇄시키게 만드는 방법도 연구되어 있다. 그러나 정확한 위치와 주파수를 맞춰야 하고 중심 주파수 성분에 대해서만 상쇄효과가 발생한다는 단점이 있어 약 30dB 정도의 상대적으로 낮은 성능을 보인다.

능동자기간섭제거 방식은 다시 크게 아날로그 제거방식과 디지털 제거방식으로 나누어 진다.

아날로그 제거방식의 경우는 수신 신호가 ADC(Analog-to-Digital Converter)를 통과하기 전인 아날로그 영역(analog domain)에서 동작하는 기법이다. OFDM MIMO 를 적용한 노드에서 수동자기간섭제거 방식의 적용을 고려할 경우 노드 i 의 안테나 n 으로 들어오는 k 번째 서브캐리어의 자기 간섭 수신 신호는 다음 수학식 1 과 같이 표시할 수 있다.

[수학식 1]

여기서, x _i,m[k] 은 노드 i 의 안테나 m 에서 k 번째 서브캐리어로 전송한 신호를 나타낸다. 이때, 노드 i 는 단말일 수 있다. 아날로그 간섭제거 기법은 n 번째 안테나로 들어오는 수신 신호로부터 추정한

값을 빼주는 방식으로 자기 간섭을 제거하도록 구현된다. 단말의 수신 안테나 n 에 연결되어 k 번째 서브캐리어 신호를 제거하기 위해 만들어진 신호는 다음 수학식 2 와 같이 표현할 수 있다.

[수학식 2]

수학식 2 에서,

는 노드 i 의 안테나 n 으로 가는 k 번째 서브캐리어 신호가 회로 내부의 와이어 특성으로 영향을 받는 크기와 위상을 나타낸다. 그리고 b _i,m,n[k] 는 노드 i 의 안테나 m 으로 가는 k 번째 서브캐리어 신호의 제거 계수(cancellation coefficient)를 나타낸다. 이러한 정의를 사용해서 아날로그 간섭 제거 이후의 안테나 n 으로 들어오는 k 번째 서브캐리어 신호의 자기 간섭은 다음 수학식 3 으로 표현된다.

[수학식 3]

수학식 3 을 참조하면, 완벽한 자기 간섭 제거를 위해서는 b _i,m,n[k] 의 값이

를 만족하면 된다. 하지만 시스템 상에서

의 값은 정확히 알 수 없고 채널 추정을 통해서 얻게 되는 추정 값을 사용하게 된다. 이 추정 값이 실제 값에 가까울수록 정확한 자기 간섭 제거가 가능하며 잔여 자기 간섭(residual self-interference)이 0 에 가까워진다. 이러한 제거 계수가 정해지면 아날로그 회로를 통해서 신호가 생성되어 수신 안테나로 들어오는 수신 신호에 더해진다. 이에 대해서, 공개된 논문(M. Jainy, J. I. Choi, T. M. Kim, D. Bharadia, S. Seth, K. Srinivasan, P. Levis, S. Katti, P. Sinha, "Practical, Real-time, Full Duplex Wireless," Mobicom 2011, Nov. 2010. )에서는 Balun 회로를 통해서 그러한 역할을 수행하고 있다. 예를 들어, 단말의 송신 안테나로 나가는 신호를 Balun 회로를 통해서 역신호로 만들고 여기에 계산된 감쇠값과 지연값을 보정하여 단말의 수신 안테나로 들어오는 신호에 더하여 자기 간섭 제거를 구현하였다.

디지털 간섭 제거의 경우는 아날로그 간섭제거 이후에 남아있는 잔여 자기 간섭을 제거하기 위한 기법이다. 개념적으로 살펴보면 잔여 자기 간섭

를 추정하여 그 값을 디지털 영역에서 수신 신호로부터 제거해준다.

를 추정하기 위해서 아날로그 간섭 제거가 각각의 안테나에 적용된 후에 다시 한번 파일롯 신호를 송신하여 각 안테나의 잔여 자기 간섭을 추정한다.

아날로그 간섭제거 방식을 사용하는 시스템은 다음과 같이 동작한다.

(1) 먼저, 단말은 주기적으로 파일롯 신호를 통해서 각 채널에 대한 추정을 한다.

(2) 단말이 채널 추정을 할 때에는 자기 간섭 채널과 기지국으로부터 신호가 전송되는 채널을 각기 추정한다. 이때, 채널 값에 따라서 제거 계수 b _i,m,n[k] 가 결정된다. b _i,m,n[k] 는

를 추정하여 사용하게 되며 여기서

는 i 번째 단말 (즉, 노드 i)의 안테나 n 으로 가는 k 번째 서브캐리어 신호가 회로 내부의 와이어 특성으로 영향을 받는 크기와 위상을 나타낸다.

디지털 간섭제거 방식을 사용하는 시스템은 다음과 같이 동작한다.

(1) 먼저 아날로그 간섭제거에 대한 과정을 모두 수행한다. 만약, 아날로그 간섭 제거를 사용하지 않을 경우 수동자기간섭제거 과정을 수행한다

(2) 이후에 남아있는 잔여 자기간섭을 제거하기 위하여

를 추정한다. 이 과정은 먼저 적용된 간섭 제거 방식이 각각의 안테나에 동작한 후에 다시 한번 파일롯 신호를 보내서 각 안테나의 잔여 자기 간섭을 추정하는 방식으로 동작한다.

다만, 상술한 자기간섭제거 기법들은 채널에 대한 정보가 정확해야만 완벽히 자기 간섭을 제거할 수 있다. 따라서, 실제 환경에서 채널 추정시 발생하는 채널 추정 오차로 인하여 많은 성능의 감소가 발생할 수 있다. 예를 들어, 채널 추정 오차로 인하여 h _i,m,n[k] 와

각각의 값에 오차가 발생하게 되며, 이것은 불완전한 제거 계수 b _i,m,n[k] 를 생성하여 잔여 자기 간섭이 발생할 수 있다.

따라서, 이하에서는 실제 환경에서 채널 추정 오차로 인하여 발생하게 되는 성능 감소를 줄일 수 있는 자기간섭제거 방법에 대해서 설명한다.

3.2 회전 프리코더를 이용한 자기간섭제거 방법

본 발명의 실시예들에서 사용되는 FDR 시스템에 대한 예시는 도 8 을 참조한다. 이때, 간섭신호가 전송되는 채널을 h_SI 라 정의하고, 선호신호가 전송되는 채널을 h_D 라 정의한다. 또한, 제 2 단말은 기지국인 것을 가정한다.

예를 들어, 기지국에 2 개의 안테나가 존재한다고 가정할 때, 기지국의 안테나에는 신호 격리(isolating) 기술과 강력한 수동자기간섭 기법을 통해 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 자기 간섭이 완벽하게 제거됨으로써 전이중 통신이 사용될 수 있는 환경을 가정한다.

3.1 절에서 설명한 능동자기간섭제거 방식은 단말에서 채널 추정을 통해서 얻어진 채널 정보를 기반으로 제거 계수를 계산하여 수신 신호에서 간섭 신호를 제거하는 방식으로 동작한다.

이에 비해서, 본 발명의 회전 프리코더 기반의 자기간섭제거 방법(RP-SIC: Rotated Precoder Based Self-Interference Cancellation)은 자기간섭채널 h _SI 가 선호 신호의 검출(detection) 방향과 수직이 되도록 프리코더를 사용하여 자기간섭채널을 회전시킴으로써 간섭을 제거할 수 있다. 도 9 는 RP-SCI 를 통해 자기 간섭 채널을 회전시키는 방법의 일례를 나타내는 도면이다.

도 9 를 참조하면, 단말이 얻게 되는 실제 자기간섭채널 h _SI 에 대한 채널 정보는 채널 추정 에러가 포함되면서

가 될 수 있다. 본 발명에서는 실제 채널 추정 에러가 포함된

를 이용하여 자기간섭을 제거 할 수 있다. 즉, 단말은 선호 신호의 검출 방향과 실제 오차가 포함된 추정한 채널

가 수직이 되게 만들어주는 각도 θ 를 얻을 수 있다. 이 값을 프리코더 W 에 피드백 해주면 W 의 값이 θ 를 반영하여 결정된다. 이후, 설명의 편의를 위하여 실제 자기간섭채널 h _SI 을 이용하여 기술하나, 추정된 채널

를 이용하더라도 본 발명의 목적을 달성할 수 있다.

한편, RP-SIC 의 개념은 자기간섭채널 h _SI 를 회전시켜서 선호 신호가 검출되는 검출 축(Detection Axis)과 수직이 되게 만드는 것이다. 따라서, 회전된 자기 간섭 채널인 Wh _SI 의 축으로는 간섭이 너무 커서 수신단이 검출을 할 수 없다. RP-SIC 는 자기 간섭을 제거하기 위하여 수신 신호의 2 차원 신호 공간(signal space)에서 1 차원을 소모하는 특징이 있다.

따라서 도 10 과 같이 회전된 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 신호를 사용하여 한 개의 검출축을 사용하면서 QAM 심볼을 검출하는 방식을 적용할 수 있다. 도 10 은 직교위상편이변조(QPSK: Quadrature Phase Shift Keying) 심볼을 사용하여 검출 축으로 각각의 심볼을 검출하는 방법의 일례를 나타내는 도면이다.

도 10 에서 검은 점은 성상도 상에 매핑된 수신 심볼을 의미하고, Wh _SI 는 회전된 자기간섭채널을 의미하고, h _SI 는 자기간섭채널을 의미한다. 이때, 도 10 에서 회전된 QAM 심볼을 사용할 경우, 각도 θ 는 실수 축과 회전된 자기 간섭 채널인 Wh _SI 이 이루는 특정한 각도가 되고, 이 각도는 사영되는 QAM 심볼들이 등간격이 되도록 결정해 주면 된다. 이때, 프리코더 W 와 회전 각도 θ _W 는 다음 수학식 4 와 같이 표현된다.

[수학식 4]

수학식 4 에서, θ _Ini 은 단말이 이미 알고 있는 각도로서, 자기 간섭 채널 h _SI 와 실수 축이 이루는 각도가 된다. 기준이 되는 실수 축은 선호 채널(desired channel)로부터 결정된다. 즉, 선호 채널이 검출되는 실수 축을 기준으로 검출 축이 결정된 된다. 예를 들어, 실수 축을 기준으로 성상도에 매핑되는 심볼들을 하나의 축으로 사영시킬 때 사영된 각 심볼들의 간격이 등간격을 이루는 축을 검출축으로 결정할 수 있다.

앞서 설명했던 것처럼, 실제 환경에서는 완벽한 채널정보를 얻는 것이 어렵다. 이러한 이유로 RP-SIC 의 성능은 각도 오차에 의해 감소하는 경향을 보인다. 따라서 이러한 각도 오차를 줄여줄 수 있는 추가적인 동작이 필요하다.

프리코더의 회전 각도는 각도 오차에 대한 정보를 피드백 받아서 업데이트 되도록 동작한다. 자기간섭채널은 송신단과 수신단 사이의 채널 환경이 고정되어 있는 환경이므로, 자기간섭채널이 빠르게 변화하지 않는다는 슬로우 페이딩(slow fading) 상황을 가정한다. 따라서, 단말은 반복적인 피드백(Iterative feedback)을 통해서 검출축과 추정된 자기간섭채널이 수직이 되는 각도를 추정할 수 있다. 이때, 오차 각도 θ _err 는 다음 수학식 5 와 같이 주어진다.

[수학식 5]

도 9 를 참고하면, S _SI 는 Wh _SI 를 검출축을 향하여 사영(projection) 한 값을 의미한다. 이때, 자기간섭채널의 랜덤한 성질에 의해서 큰 에러성분이 발생할 경우 sin 역함수의 입력으로 들어가는 값이 1 보다 크거나 -1 보다 작은 값이 발생할 수 있다. 이러한 경우에는 sin 역함수의 결과가 큰 오차를 갖게 된다.

따라서, sin 역함수를 수행하기 전에 입력 값이 절대값 1 보다 작은 것을 확인하고 만약 이 값보다 클 경우에는 채널 추정에 오차가 큰 상황이기 때문에 이 값을 새롭게 추정해야 한다.

RP-SIC 방식은 반복 피드백을 수행할 때 조건을 부여하여 이를 만족할 때까지 채널을 다시 추정한다. 하지만 채널의 파워가 순간적으로 매우 작아서 여러 번 반복을 해도 이러한 범위를 만족시키지 못할 경우를 대비해서 최대 n 번까지 추정을 반복하도록 설정할 필요가 있다. 이때, 최대 반복 횟수 n 은 시스템의 환경에 따라서 적절히 정해줄 수 있다.

만약, 최대 반복 횟수 n 번까지 시도해도 원하는 값에 들어오지 않는 경우에 사용할 대안이 필요하다. 이러한 상황에서, 단말은 미리 정의된 m 개의 각도 샘플을 적용해서 그 중 가장 좋은 성능을 보이는 각도를 기지국으로 피드백한다. 예를 들어, m 이 5 라고 하면, 수신단은 -72 도, -36 도, 0 도, 36 도, 72 도에 대해서 프리코딩 행렬 W 를 만들어 보고 가장 성능이 좋은 W 를 선택한다.

또한, 추가적으로 최대 반복 횟수만큼 채널 추정을 반복하는 경우, 다른 값들은 변하게 되지만 추정된 채널 진폭(estimated channel amplitude)에 대한 정보는 계속해서 누적되므로 이 정보를 효율적으로 이용할 필요성이 있다. 본 발명의 실시예들에서는 채널 추정을 반복하면서 얻어지는 정보를 통해서 추정된 채널 진폭의 평균값을 취해서 사용하도록 설계함으로써 더욱 정확한 값을 획득할 수 있다.

상술한 내용을 정리한다. 초기에 단말은 기지국으로부터 파일롯 신호(또는 참조신호)를 수신하여 선호 채널 정보를 얻는다. 다음으로 단말의 송신부에서 파일롯 신호를 발생시켜서 자기 간섭 채널의 정보를 얻는다. 단말은 이러한 정보들을 바탕으로 프리코더를 통해서 회전할 각도 θ _W 를 구하여 단말의 프리코더에 전달한다. 단말은 회전 각도에 대한 정보를 바탕으로 구성된 프리코더가 동작할 때 송신부에서 다시 한번 파일롯 신호를 발생시키고, 단말의 수신부는 잔여 자기 간섭의 크기를 측정한다. 이 수치를 바탕으로 어긋난 회전 각도를 다시 계산하고, 이 값은 피드백을 통해서 프리코더에 반영된다. 이러한 과정을 반복적으로 수행하여 각도 오차를 줄일 수 있다.

도 11 은 단말에서 회전 프리코더 기반의 자기간섭제거 방법의 일례를 정리하는 도면이다.

단말이 기지국으로 송신하는 신호가 단말의 수신 안테나로 입력되는 신호를 간섭 신호라 정의하고, 기지국이 단말에 송신하는 신호를 선호 신호라 정의한다.

이때, 단말은 기지국으로부터 전송되는 제 1 참조 신호를 수신하여 선호 채널을 추정할 수 있다. 또한, 단말은 자신이 전송하는 제 2 참조 신호를 수신하여 간섭채널을 추정할 수 있다. 이때, 제 2 참조 신호는 자기간섭제거를 목적으로 전송되는 전용의 참조신호일 수 있다 (S1110, S1120).

단말은 선호 신호 및/또는 제 1 참조신호를 기반으로 선호 채널의 검출 축을 특정할 수 있다. 이후, 단말은 검출 축으로부터 90 도가 되는 제 1 각도 θ (실수축으로부터의 각도)를 계산한다. 또한, 단말은 제 1 각도 θ 로부터 이미 알고 있는 간섭채널에 대한 제 2 각도 θ _Ini 를 뺌으로써 회전 각도 θ _W 를 획득할 수 있다 (S1130).

또한, 단말은 각도 오차에 대한 반복적인 피드백을 통해 검출축과 추정된 간섭채널이 수직이 되는 각도에 더욱 근접할 수 있다. 즉, 처음 구한 회전 각도 역시 검출축과 추정된 간섭채널이 수직이 되는 각도를 구한 것이나, 이 역시 단말이 추정한 결과이므로 오차가 있을 수 있다. 따라서, 단말은 제 2 참조신호를 다시 송신 및 수신하여 각도 오차에 대한 정보를 피드백할 수 있다 (S1140).

단말은 피드백한 각도 오차에 대한 정보를 기반으로 회전 각도를 보상할 수 있다. 이후, 단말은 간섭채널 h _SI 를 회전 각도 θ _W 를 갖는 프리코딩 행렬로 회전시켜 보상된 자기간섭채널 Wh'_SI 을 구할 수 있다 (S1150).

단말은 수신한 간섭 신호 및 선호 신호를 검출축 상에 사영시킴으로써, 간섭 신호를 제거할 수 있다.

3.3 RP-SIC 성능

도 12 는 본 발명의 실시예들에 따른 단말의 평균 처리 성능을 채널 추정 오차에 따라 나타낸 도면이다.

본 발명에서 제안한 RP-SIC 기법의 성능을 검증하기 위하여 채널 추정 오류(channel estimation error)

의 분산을 변화시키면서 Monte Carlo simulation 을 수행하였다. RP-SIC 기법의 성능을 비교하기 위해서 기존 기법으로 채널을 추정하여 그 값을 수신 신호로부터 빼주는 방식의 SIC(Self-Interference Cancellation) 기법을 대조군으로 사용하였다.

도 12 는 채널 추정 오류

의 분산 변화에 따른 단말의 평균 처리량 변화를 보여준다. 그래프는 기존 SIC 기법과 RP-SIC 기법에서 반복 피드백을 각 1 회와 2 회 수행간 기법을 비교하고 있으며 이때 자기 간섭의 크기를 나타내는 SIR 값은 -20dB 와 -50dB 를 보여주고 있다. 우선 자기 간섭의 크기가 상대적으로 큰 -50dB 의 경우를 보면 모든 영역에서 RP-SIC 기법이 기존 SIC 기법보다 좋은 성능을 보여준다.

이것은 자기 간섭의 크기가 커서 간섭 제거 능력이 사용자의 성능에 큰 영향을 주는 환경에서 기존 SIC 기법보다 제안하는 RP-SIC 기법의 간섭 제거 성능이 더 좋기 때문에 발생하는 결과이다. 한편, 상대적으로 자기 간섭의 크기가 작은 -20dB 환경에서는 채널 추정 오차가 작은 영역에서 기존 SIC 기법이 RP-SIC 기법보다 좋은 성능을 보여주는 영역이 존재한다. 채널 추정 오차가 작고 자기 간섭의 크기가 원하는 신호 대비 20dB 정도로 작게 존재하는 환경에서는 기존 SIC 기법으로도 충분한 자기 간섭 제거의 효과를 얻을 수 있다. 그리고 RP-SIC 기법의 경우 검출 축을 사용하여 신호를 검출하기 위해서 회전된 QAM 심볼을 사영하여 발생하는 신호 크기의 감소로 인한 성능 손해로 이러한 역전 구간이 발생한다.

마지막으로 각 기법에 대해서 자기 간섭의 크기가 증가할 때 감소하게 되는 성능폭을 비교해보면 기존 기법에 비해서 RP-SIC 기법은 성능 하락의 폭이 현저히 작은 것을 볼 수 있다. 이런 결과를 통해서 제안 기법이 기존 기법에 비해서 자기 간섭에 대해 더 강한 특성을 갖고 있으며 채널 추정이 정밀하지 않고 자기 간섭의 크기가 큰 환경에서 더 좋은 성능을 보이는 것을 볼 수 있다.

도 13 은 채널 추정 오차를 분산을 통한 랜덤 변수로 모델링하지 않고 12 비트 ADC 를 사용했을 때의 성능을 비교해서 보여주는 도면이다. 채널 추정 오차를 랜덤 변수로 분석한 경우에 비해서 12 비트 ADC 를 사용하여 성능을 측정한 경우에 각도 계산과 채널 추정하는 과정에서 더 큰 오차가 발생하면서 성능이 감소하는 형태를 볼 수 있지만 기존 기법에 비해서는 더 좋은 성능을 보이는 것을 알 수 있다.

4. 구현 장치

도 14 에서 설명한 장치는 도 1 내지 도 11 에서 설명한 방법들이 구현될 수 있는 수단이다.

단말(UE: User Equipment)은 상향링크에서는 송신단으로 동작하고, 하향링크에서는 수신단으로 동작할 수 있다. 또한, 기지국(eNB: e-Node B)은 상향링크에서는 수신단으로 동작하고, 하향링크에서는 송신단으로 동작할 수 있다.

즉, 단말 및 기지국은 정보, 데이터 및/또는 메시지의 전송 및 수신을 제어하기 위해 각각 송신기(Transmitter: 1440, 1450) 및 수신기(receiver: 1450, 1470)을 포함할 수 있으며, 정보, 데이터 및/또는 메시지를 송수신하기 위한 하나 이상의 안테나(1400, 1410) 등을 포함할 수 있다.

도 14 에서는 송신기와 수신기가 안테나를 공유하는 것과 같이 도시하였으나, 도 8 과 같이 송신기와 수신기에는 각각 별개의 안테나들이 구비될 수 있다. 또한, 도 14 에서는 각 장치에 세 개의 안테나가 도시되어 있으나, 세 개가 아닌 복수의 안테나들이 구비될 수 있다.

또한, 단말 및 기지국은 각각 상술한 본 발명의 실시예들을 수행하기 위한 프로세서(Processor: 1420, 1430)와 프로세서의 처리 과정을 임시적으로 또는 지속적으로 저장할 수 있는 메모리(1480, 1490)를 각각 포함할 수 있다.

상술한 단말 및 기지국 장치의 구성성분 및 기능들을 이용하여 본원 발명의 실시예들이 수행될 수 있다. 예를 들어, 기지국 또는 단말의 프로세서는 상술한 1 절 내지 3 절에 개시된 방법들을 조합하여, RP-SIC 방식을 이용하여 자기간섭채널을 추정 및 제거할 수 있다. 또한, 프로세서는 RP-SIC 방식을 위한 프리코더를 포함할 수 있다. 물론, 프리코더는 프로세서와 별개로 단말에 구성될 수 있다.

단말 및 기지국에 포함된 송신모듈 및 수신모듈은 데이터 전송을 위한 패킷 변복조 기능, 고속 패킷 채널 코딩 기능, 직교주파수분할다중접속(OFDMA: Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 패킷 스케줄링, 시분할듀플렉스(TDD: Time Division Duplex) 패킷 스케줄링 및/또는 채널 다중화 기능을 수행할 수 있다. 또한, 도 14 의 단말 및 기지국은 저전력 RF(Radio Frequency)/IF(Intermediate Frequency) 모듈을 더 포함할 수 있다. 이때, 송신모듈 및 수신모듈은 각각 송신기 수신기로 불릴 수 있으며, 함께 사용되는 경우 트랜시버로 불릴 수 있다.

한편, 본 발명에서 단말로 개인휴대단말기(PDA: Personal Digital Assistant), 셀룰러폰, 개인통신서비스(PCS: Personal Communication Service) 폰, GSM(Global System for Mobile) 폰, WCDMA(Wideband CDMA) 폰, MBS(Mobile Broadband System) 폰, 핸드헬드 PC(Hand-Held PC), 노트북 PC, 스마트(Smart) 폰 또는 멀티모드 멀티밴드(MM-MB: Multi Mode-Multi Band) 단말기 등이 이용될 수 있다.

여기서, 스마트 폰이란 이동통신 단말기와 개인 휴대 단말기의 장점을 혼합한 단말기로서, 이동통신 단말기에 개인 휴대 단말기의 기능인 일정 관리, 팩스 송수신 및 인터넷 접속 등의 데이터 통신 기능을 통합한 단말기를 의미할 수 있다. 또한, 멀티모드 멀티밴드 단말기란 멀티 모뎀칩을 내장하여 휴대 인터넷시스템 및 다른 이동통신 시스템(예를 들어, CDMA(Code Division Multiple Access) 2000 시스템, WCDMA(Wideband CDMA) 시스템 등)에서 모두 작동할 수 있는 단말기를 말한다.

본 발명의 실시예들은 다양한 수단을 통해 구현될 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 실시예들은 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다.

하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 하나 또는 그 이상의 ASICs(application specific integrated circuits), DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays), 프로세서, 콘트롤러, 마이크로 콘트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.

펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차 또는 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 예를 들어, 소프트웨어 코드는 메모리 유닛(1480, 1490)에 저장되어 프로세서(1420, 1430)에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치할 수 있으며, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.

본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다. 또한, 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함할 수 있다.

본 발명의 실시예들은 다양한 무선접속 시스템에 적용될 수 있다. 다양한 무선접속 시스템들의 일례로서, 3GPP(3rd Generation Partnership Project), 3GPP2 및/또는 IEEE 802.xx (Institute of Electrical and Electronic Engineers 802) 시스템 등이 있다. 본 발명의 실시예들은 상기 다양한 무선접속 시스템뿐 아니라, 상기 다양한 무선 접속 시스템을 응용한 모든 기술 분야에 적용될 수 있다.

Claims (10)

1. 전 이중 무선(FDR) 방식을 지원하는 무선 접속 시스템에서 단말이 회전 프리코더 기반의 자기간섭을 제거하는 방법에 있어서,
   기지국으로부터 제 1 참조신호를 수신하는 단계;
   상기 단말이 상기 단말에서 전송된 제 2 참조신호를 수신하는 단계;
   상기 제 1 참조신호를 기반으로 선호채널을 추정하고, 상기 제 2 참조신호를 기반으로 자기간섭채널을 추정하는 단계;
   상기 선호 채널에 대한 검출축으로부터 수직이 되는 제 1 각도 및 상기 간섭 채널에 대한 제 2 각도를 기반으로 회전 각도를 측정하는 단계;
   상기 회전 각도를 이용하여 상기 자기간섭채널을 회전시키는 단계; 및
   회전된 상기 자기간섭채널을 기반으로 간섭신호를 제거하는 단계를 포함하되,
   상기 제 1 각도 및 상기 제 2 각도는 실수축의 각도 0 으로부터 측정된 값인, 자기간섭제거 방법.
2. 제 1 항에 있어서,
   상기 제 2 참조 신호를 다시 전송하는 단계;
   상기 다시 전송된 제 2 참조 신호를 이용하여 오차 각도에 대한 정보를 획득하는 단계; 및
   상기 오차 각도에 대한 정보를 기반으로 상기 회전 각도를 보상하는 단계를 더 포함하는, 자기간섭제거 방법.
3. 제 2 항에 있어서,
   상기 간섭신호를 제거하는 단계를 제외한 나머지 단계들은 소정의 횟수만큼 반복 수행되는, 자기간섭제거 방법.
4. 제 2 항에 있어서,
   상기 오차 각도 θ _err 는 다음 수학식과 같이 계산되되,
   [수학식]
   

   

   
   S _SI 는 회전된 상기 자기간섭채널을 상기 검출축을 향해 사영한 값을 의미하고, h'_SI 는 상기 추정된 자기간섭채널을 의미하는, 자기간섭제거 방법.
5. 제 1 항에 있어서,
   상기 제 1 각도는 상기 실수축과 회전된 상기 자기간섭채널이 이루는 각도이며,
   상기 검출축으로 사영되는 심볼들이 등간격을 이루는 각도인, 자기간섭제거 방법.
6. 전 이중 무선(FDR) 방식을 지원하는 무선 접속 시스템에서 회전 프리코더 기반의 자기간섭을 제거하기 위한 단말은,
   송신기;
   수신기;
   상기 송신기 및 상기 수신기를 제어하여, 상기 회전 프리코더 기반의 자기간섭의 제거를 지원하기 위한 프로세서를 포함하되,
   상기 프로세서는:
   상기 수신기를 제어하여 기지국으로부터 제 1 참조신호를 수신하고;
   상기 수신기를 제어하여 상기 송신기에서 전송된 제 2 참조신호를 수신하고;
   상기 제 1 참조신호를 기반으로 선호채널을 추정하고, 상기 제 2 참조신호를 기반으로 자기간섭채널을 추정하고;
   상기 선호 채널에 대한 검출축으로부터 수직이 되는 제 1 각도 및 상기 간섭 채널에 대한 제 2 각도를 기반으로 회전 각도를 측정하고;
   상기 회전 각도를 이용하여 상기 자기간섭채널을 회전시키고;
   회전된 상기 자기간섭채널을 기반으로 간섭신호를 제거하도록 구성되되,
   상기 제 1 각도 및 상기 제 2 각도는 실수축의 각도 0 으로부터 측정된 값인, 단말.
7. 제 6 항에 있어서,
   상기 프로세서는:
   상기 송신기를 제어하여 상기 제 2 참조 신호를 다시 전송하고;
   상기 수신기를 제어하여 상기 다시 전송된 제 2 참조 신호를 수신함으로써 오차 각도에 대한 정보를 획득하고; 및
   상기 오차 각도에 대한 정보를 기반으로 상기 회전 각도를 보상하도록 더 구성되는, 단말.
8. 제 7 항에 있어서,
   상기 프로세서는 소정의 횟수만큼 간섭제거 동작을 반복 수행하는, 단말.
9. 제 7 항에 있어서,
   상기 오차 각도 θ _err 는 다음 수학식과 같이 계산되되,
   [수학식]
   

   

   
   S _SI 는 회전된 상기 자기간섭채널을 상기 검출축을 향해 사영한 값을 의미하고, h'_SI 는 상기 추정된 자기간섭채널을 의미하는, 단말.
10. 제 6 항에 있어서,
    상기 제 1 각도는 상기 실수축과 회전된 상기 자기간섭채널이 이루는 각도이며,
    상기 검출축으로 사영되는 심볼들이 등간격을 이루는 각도인, 단말.

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