JP6007475B2 - トルク制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、トルク制御装置に関するものである。

内燃機関と、内燃機関に連結され、内燃機関により回転駆動され、界磁電流による界磁制御に基づいて駆動される回転数に応じた電力を発電する発電機と、発電機により発電される電力を蓄える蓄電装置と、蓄電装置から供給される電力に基づいて回転駆動される走行モータと、内燃機関を最適なトルク特性に基づいて回転駆動させるとともに、その時々の走行状態に基づいて必要とする発電量を演算し、その発電量と内燃機関の最適なトルク特性とに基づいて発電量に対応する発電機を制御する目標とする目標回転数を演算し、その目標回転数に基づいて、発電機を界磁制御し、内燃機関の回転による発生トルクとに対して発電機の駆動トルクがバランスする回転数で発電機を回転駆動する発電制御装置とを備えた電気自動車が知られている（特許文献１）。

特開１０−１７８７０５号公報

しかしながら、エンジンのトルク脈動により、発電機で発電される電力が変動する、という問題があった。

本発明が解決しようとする課題は、発電機で発電される電力の変動を抑制するトルク制御装置を提供することである。

本発明は、電流検出手段により検出された電流検出値を電流指令値と一致させるよう発電機を制御する電流制御手段に、エンジンの脈動による発電機の電圧脈動を抑制する電圧脈動抑止フィルタを設けることによって上記課題を解決する。

本発明によれば、エンジンのトルク脈動に起因して、発電機の回転数が脈動した場合に、回転数の脈動により発電機で誘起される電圧の脈動が抑制されるため、その結果として、発電機の電力変動を抑制することができる。

本発明の実施形態に係るトルク制御装置を含む車両のブロック図である。 図１の発電機、発電機インバータ及び発電機コントローラのブロック図を示す。 図２の回転数制御器のブロック図である。 図２の電流制御器のブロック図である。 図２の発電機、発電機インバータ及び発電機コントローラにおける、ｄｑ軸電流の時間特性を示すグラフである。 本発明の他の実施形態に係るトルク制御装置に含まれる、電流制御器のブロック図である。 図６のバンドパスフィルタ（Ｇ_ＢＰＦ’（ｓ））のボード線図であり、（ａ）はゲイン特性を、（ｂ）は位相特性を示すグラフである。 本発明の他の実施形態に係るトルク制御装置に含まれる、電流制御器のブロック図である。 図８のフィルタ、ハイパスフィルタ及びゲイン調整器により形成されるフィルタのボード線図であり、（ａ）はバンドパスフィルタのゲイン特性及び位相特性を、（ｂ）はハイパスフィルタのゲイン特性及び位相特性を、（ｃ）はフィルタ、ハイパスフィルタ及びゲイン調整器により形成されるフィルタのゲイン特性及び位相特性を示すグラフである。 本発明の他の実施形態に係るトルク制御装置における、ｄｑ軸電流の時間特性を示すグラフである。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。

《第１実施形態》
図１は、発明の実施形態に係るトルク制御装置を含む車両の概要を示すブロック図である。以下、本例のトルク制御装置をシリーズ型のハイブリッド車両に提供した例を挙げて説明するが、本例のトルク制御装置は、例えばエンジン及びモータを駆動源とするパラレル型のハイブリッド車両にも適用可能である。

図１に示すように、本例のトルク制御装置を含む車両は、エンジン１と、発電機２と、回転角センサ３と、発電機インバータ４と、バッテリ５と、駆動インバータ６と、駆動モータ７と、減速機８と、駆動輪９と、エンジンコントローラ２１と、発電機コントローラ３０と、バッテリコントローラ２３と、駆動モータコントローラ２４と、システムコントローラ１００とを備えている。

エンジン１は、ガソリン、軽油その他の燃料を燃焼させてエネルギを出力軸に出力し、エンジンコントローラ２１からの制御信号に基づいて、スロットルバルブのバルブ開度や燃料噴射バルブの燃料噴射量等を制御して駆動する。発電機２は、モータであり、エンジン１の出力軸に連結され、エンジン１により駆動される。また発電機２はエンジン１の始動時にエンジン１をクランキングしたり、また発電機２の駆動力を利用してエンジン１を力行回転させることで電力を消費させたりする。回転角センサ３は、発電機２のロータの回転角を検出するレゾルバ等で構成され、発電機２の回転数を検出するセンサであり、検出値を発電機コントローラ３０に出力する。

発電機インバータ４は、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子を複数備え、発電機コントローラ３０からのスイッチング信号により当該スイッチング素子のオン及びオフを切り替えることで、発電機２から出力される交流電力を直流電力に変換し、または直流電力から交流電力に逆変換する変換回路である。発電機インバータ４は、バッテリ５及び駆動インバータ６に接続されている。また発電機インバータ４には、後述する電流センサ３７が設けられて、電流センサ３７の検出値は発電機コントローラ３０に出力される。バッテリ５は、発電機インバータ４と駆動インバータ６との間に接続され、駆動インバータ６に電力を供給し、発電機インバータ４からの電力により充電される二次電池である。駆動インバータ６は、発電機インバータ４あるいはバッテリ５から出力される直流電力を交流電力に変換して、駆動モータ７に当該交流電力を出力する変換回路である。駆動インバータ６は、駆動モータコントローラ２４の制御信号に基づき制御される。また駆動インバータ６には、図示しない電流センサが設けられて、電流センサなどの検出値は駆動モータコントローラ２４に出力される。

駆動モータ７は、駆動インバータ６からの交流電力により駆動し、車両を駆動する駆動源である。また駆動モータ７には、図示しない回転角センサが接続され、当該回転角センサの検出値は駆動モータコントローラ２４に出力される。駆動モータ７の出力軸は、減速機８及び左右のドライブシャフトを介して、左右の駆動輪９に連結されている。また駆動モータ７は、駆動輪９の回転により、回生駆動力を発生させることで、エネルギを回生する。

エンジンコントローラ２１は、システムコントローラ１００から送信されるエンジントルク指令値及びエンジン１に設けられた空燃比センサ（図示しない）、酸素センサ（図示しない）の検出値、温度センサ等に基づいて、スロットルバルブのバルブ開度や燃料噴射バルブの燃料噴射量、点火時期等を設定して、エンジン１を制御するためのコントローラである。発電機コントローラ３０は、システムコントローラ１００から送信される回転数指令値（ω_ＣＭＤ）、回転角センサ３の検出値及び発電機インバータ４に設けられている電流センサ３７の検出値に基づいて、発電機インバータ４に含まれるスイッチング素子のスイッチング信号を設定して、発電機インバータ４を制御する。

バッテリコントローラ２３は、バッテリ５の電圧を検出する電圧センサ、バッテリ５の電流を検出する電流センサ等の検出値から、バッテリ５の充電状態（ＳＯＣ：Ｓｔａｔｅ ｏｆ Ｃｈａｒｇｅ）を計測して、バッテリ５の出力可能な電力量及び充電可能な充電電力量を管理する。駆動モータコントローラ２４は、システムコントローラ１００からの制御信号及び駆動モータ７に設けられる電流センサ（図示しない）の検出値や回転数に基づいて、駆動インバータを制御する。

システムコントローラ１００は、発電制御部１０を有し、車両全体を制御するコントローラであって、エンジンコントローラ２１、発電機コントローラ３０、バッテリコントローラ２３及び駆動モータコントローラ２４を制御する。システムコントローラ１００は、エンジンコントローラ２１を介してエンジンの状態を管理し、発電機コントローラ３０を介して発電機インバータ４の制御状態を管理し、バッテリコントローラ２３を介してバッテリ５の状態を管理し、駆動モータコントローラ２４を介して駆動インバータ６及び駆動モータ７を管理する。

システムコントローラ１００は、図示しない車速センサにより検出される車速、図示しないアクセル開度センサにより検出されるアクセルペダル操作量、及び、傾斜センサにより検出される勾配から車両の走行状態を検出して、バッテリ５の入出力可能電力、発電機２の発電電力等に応じて、駆動モータ７に電力を供給するために発電機２で発電される発電電力の目標値を設定する。

発電制御部１０は、発電電力の目標値（Ｐ_ｍ（以下、目標発電電力と称す。））を実現するために、エンジントルク指令値及び発電トルク指令値（Ｔ_ＣＭＤ）を演算する。発電制御部１０は、目標発電電力（Ｐ_ｍ）を発電機２で発電させるために、エンジン１で最適なトルクになるよう、エンジントルク指令値及び発電機２の回転数指令値（ω_ＣＭＤ）を設定し、エンジンコントローラ２１及び発電機コントローラ３０にそれぞれ出力する。発電制御部１０には、目標発電電力（Ｐ_ｍ）に対してエンジン１の最適なトルク特性を示すマップが予め格納されており、発電制御部１０は、目標発電電力（Ｐ_ｍ）を入力として当該マップを参照することで、エンジントルク指令値及び発電機２の回転数指令値（ω_ＣＭＤ）を演算する。

次に、図２を用いて、発電機コントローラ３０の構成を説明する。図２は発電機コントローラ３０、発電機モータ２及び回転角センサ３のブロック図である。発電機コントローラ３０は、回転数制御器３１、電流指令値演算器３２、電流制御器３３、非干渉化制御器３４、三相二相電流変換器３５、二相三相電圧変換器３６とを備えている。

回転数制御部３１は、発電制御部１０から送信される回転数指令値（ω_ＣＭＤ）と回転角センサ３の検出値に相当する、発電機２の回転数検出値（ω_Ｇ）とに基づいて、回転数検出値（ω_Ｇ）を回転数指令値（ω_ＣＭＤ）と一致させるための発電機２のトルク指令値（Ｔ_ＣＭＤ）を演算し、当該トルク指令値（Ｔ_ＣＭＤ）を電流指令値演算器３２に出力する。なお、回転数制御部３１の具体的な構成は後述する。

電流指令値演算器３２は、トルク指令値（Ｔ_ＣＭＤ）、回転数検出値（ω_Ｇ）、及び、バッテリ５から発電機インバータ４に入力される電圧（Ｖ_ｄｃ）に基づいて、ｄｐ軸電流指令値（ｉ^＊ _ｄ、ｉ^＊ _ｑ）を演算し、当該ｄｐ軸電流指令値（ｉ^＊ _ｄ、ｉ^＊ _ｑ）を出力する。電圧（Ｖ_ｄｃ）は、バッテリ５と発電機インバータ４との間に接続されている電圧センサ（図示しない）により検出される。電流指令値演算器３２には、トルク指令値（Ｔ_ＣＭＤ）、回転数検出値（ω_Ｇ）、電圧（Ｖ_ｄｃ）を指標として、ｄｑ軸電流指令値（ｉ^＊ _ｄ、ｉ^＊ _ｑ）を出力するためのマップが格納されている。当該マップは、トルク指令値（Ｔ_ＣＭＤ）、回転数検出値（ω_Ｇ）及び電圧（Ｖ_ｄｃ）の入力に対して、発電機インバータ４の損失及び発電機モータ２の損失を最小限に抑える最適な指令値を出力するよう対応づけられている。電流指令値演算器３２は、当該マップを参照することにより、入力されたトルク指令値（Ｔ_ＣＭＤ）、回転数検出値（ω_Ｇ）及び電圧（Ｖ_ｄｃ）に対応する、ｄｑ軸電流指令値（ｉ^＊ _ｄ、ｉ^＊ _ｑ）を演算し、出力する。ここで、ｄｑ軸は、回転座標系の成分を示している。

電流制御器３３は、ｄｑ軸電流指令値（ｉ^＊ _ｄ、ｉ^＊ _ｑ）、回転数検出値（ω_Ｇ）及びｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）を入力として、制御演算を行い、ｄｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ、Ｖ^＊ _ｑ）を出力する。なお、電流制御器３３の具体的構成は後述する。

非干渉化制御器３４は、ｄｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ、Ｖ^＊ _ｑ）に含まれる干渉電圧を打ち消すための非干渉化電圧を算出する。ここで、発電機２として、ＩＰＭモータ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｍｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｍｏｔｏｒ）を用いた場合に、発電機２の電圧方程式をｄｐ座標で表現すると、以下の式（１）により表される。

Ｌ_ｄはｄ軸インダクタンス、Ｌ_ｑはｑ軸インダクタンス、Ｒ_ａは巻線抵抗、ω_ｒｅは電気角速度、φ_ａは磁束密度、ｐは微分演算子である。

式（１）を各成分に分けてラプラス変換して変形すると、次式で表される。

ただし、制御対象モデルＧ_ｐｄ、Ｇ_ｐｑはそれぞれ次式で表される。

式（２）に示されるように、ｄ軸及びｑ軸に電流が流れると、ｄ軸とｑ軸との間で干渉し合う速度起電力が発生するため、当該速度起電力を打ち消す非干渉化電圧（Ｖ_{ｄｄｃｐｌ}、Ｖ_{ｑｄｃｐｌ}）を、以下の式（４）により算出する。

非干渉化制御器３４は、式（４）を用いて、非干渉化電圧（Ｖ_{ｄｄｃｐｌ}、Ｖ_{ｑｄｃｐｌ}）を算出して、ｄ軸の減算器３４１及びｑ軸の加算器３４２に出力する。そして、ｄ軸の減算器３４１により、電流制御器３３から出力されるｄ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ）からｄ軸非干渉化電圧（Ｖ_{ｄｄｃｐｌ}）を減算し、ｑ軸の加算器３４２により、電流制御器３３から出力されるｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｑ）からｑ軸非干渉化電圧（Ｖ_{ｑｄｃｐｌ}）を加算することで、式（２）の干渉項が打ち消され、次式が導出される。

これにより、ｄ軸とｑ軸との間で干渉し合うことで発生した速度起電力が打ち消され、ｄ軸の減算器３４１及びｑ軸の加算器３４２により算出されたｄｐ軸電圧指令値（Ｖ’^＊ _ｄ、Ｖ’^＊ _ｑ）が二相三相電圧変換器３６に出力される。

電流センサ３７は、Ｕ相及びＶ相にそれぞれ設けられ、相電流（ｉ_ｕ、ｉ_ｖ）を検出し、三相二相電流変換器３５に出力する。三相二相電流変換器３５は、入力された相電流（ｉ_ｕ、ｉ_ｖ）からｗ相の相電流（ｉ_ｗ）を算出した上で、固定座標系の相電流（ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗ）を回転座標系のｄｐ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）に変換し、当該ｄｐ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）を電流制御器３３及び非干渉化制御器３４に出力する。

二相三相電圧変換器３６は、回転座標系のｄｑ軸電圧指令値（Ｖ’^＊ _ｄ、Ｖ’^＊ _ｑ）を固定座標系のｕ、ｖ、ｗ軸の電圧指令値（Ｖ^＊ _ｕ、Ｖ^＊ _ｖ、Ｖ^＊ _ｗ）に変換し、発電機インバータ４に出力する。

発電機インバータ４は、入力される電圧指令値（Ｖ^＊ _ｕ、Ｖ^＊ _ｖ、Ｖ^＊ _ｗ）に基づき、発電機インバータ４に含まれるインバータ回路のスイッチング素子のスイッチング信号を生成し、当該スイッチング素子のＰＷＭ制御を行う。そして、当該スイッチング素子のスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧（Ｖ_ｕ、Ｖ_ｖ、Ｖ_ｗ）に変換し、電動機モータ２に出力する。

次に、図３を用いて、回転数制御器３１の具体的な構成を説明する。図３は回転数制御器３１のブロック図である。回転数制御器３１は、補償器３１１と、回転脈動除去フィルタ３１２とを備えている。

補償器３１１はＰＩＤ補償器で構成され、以下の式（６）を用いて、発電機トルク指令値（Ｔ_ＣＭＤ）出力する。

ただし、Ｋ_Ｐは比例ゲイン、Ｋ_Ｉは積分ゲイン、Ｋ_Ｄは微分ゲイン、Ｔ_Ｄは近似微分の時定数、ｓはラプラス演算子である。また回転数指令値（ω_ＣＭＤ）は目標発電電力に応じて変化する。

後述するように、回転数演算値（ω_ｐ）は発電機２の回転数を回転脈動除去フィルタ３１２に通し、フィードバック制御することで演算される値であり、補償器３１１は、式（６）を用いることで、回転数演算値（ω_ｐ）を回転数指令値（ω_ＣＭＤ）に一致させるように、発電機トルク指令値（Ｔ_ＣＭＤ）を演算する。

回転脈動除去フィルタ３１２は、エンジン１のトルク脈動に起因する回転数の脈動成分を除去するためのフィルタであり、回転数検出値（ω_Ｇ）から回転数脈動成分を除去した回転数演算値（ω_ｐ）を演算する。回転脈動除去フィルタ３１２は、制御対象モデル（Ｇｐ）３１２ａ、減算器３１２ｂ、３１２ｆ、３１２ｈと、バンドパスフィルタ３１２ｃと、ハイパスフィルタ３１２ｄ、３１２ｅと、加算器３１２ｇとを備えている。
制御対象モデル３１２ａは、本例における制御対象をモデル化（線形化）した伝達関数によって表され、以下の式２で表される。

Ｊは発電機２、エンジンクランクシャフト系の合計イナーシャ、Ｄは潤滑油の粘性摩擦係数である。

制御対象モデル３１２ａは、発電機トルク指令値（Ｔ_ＣＭＤ）を入力として、式（７）を用いて、推定値（Ｇ_ｐ・Ｔ_ＣＭＤ）を推定する。

減算器３１２ｂは、回転角センサ３の検出値に相当する、発電機２の回転数検出値（ω_Ｇ）から制御対象モデル３１２ａの推定値を減算し、回転数（ω_１）をバンドパスフィルタ３１２ｃ及びハイパスフィルタ３１２ｄに出力する。すなわち、回転数（ω_１）は以下の式（８）により演算される。

バンドパスフィルタ３１２ｃは、エンジン１のトルク脈動に起因し、発電機２の回転数に含まれる脈動成分をフィルタリングするためのフィルタであり、少なくともエンジン１の間欠燃焼周波数を通過周波数とするフィルタにより構成され、回転数の脈動値成分を除去するためのフィードバック要素となる。バンドパスフィルタ３１２ｃの伝達特性（Ｇ_ＢＰＦ）は以下の式（９）により表される。

ζ_ｍは減衰係数である。ω_nは固有振動数であり、バンドパスフィルタ３１２ｃの通過周波数のうち、中心周波数に相当する。固有振動数（ω_n）は、エンジン１の間欠燃焼周波数と一致するように調整される周波数である。エンジン１の間欠燃焼周波数は、多気筒のエンジン１の燃焼周期により設定される周波数である。

固有振動数（ω_n）は、エンジン１が４気筒のエンジンである場合に、回転数検出値（ω_Ｇ）を用いて以下の式（１０）により表される。なお、ω_ｎの単位はｒａｄ／ｓ、ω_Ｇまたはω_ＣＭＤの単位はｒａｄ／ｓである。

そして、減衰器３１２ｂの出力値である回転数（ω_１）がバンドパスフィルタ３１２ｃを通過し、バンドパスフィルタ３１２ｃから出力される回転数（ω_２）が出力される。回転数（ω_２）は、式（１１）により表される。

回転数（ω_２）は、回転数検出値（ω_Ｇ）の脈動量に相当し、回転数脈動値（ω_ｓ）に相当する。

ハイパスフィルタ３１２ｄは、回転数検出値（ω_Ｇ）から、エンジン１のピストン及びクランク機構の往復動を起因としたトルク脈動によって生じる回転数の脈動成分及び高周波ノイズ成分をフィルタリングするためのフィルタであり、回転数（ω_１）を入力として、伝達関数（Ｇ_ＨＰＦ）で示されるフィルタを通して、回転数（ω_３）を出力する。

ω_Ｈはハイパスフィルタ１３６のカットオフ周波数であり、エンジン１の間欠燃焼周波数より高い周波数に設定される。

そして、ピストン及びクランク機構の往復動を起因としたトルク脈動に起因する回転数脈動及び高周波ノイズに相当する回転数（ω_３）は以下の式（１３）により算出される。

ハイパスフィルタ３１２ｅは、回転数（ω_３）に含まれ、エンジン１の間欠燃焼を起因としたエンジントルク脈動によって生じる回転数の脈動成分をフィルタリングするフィルタである。フィルタの伝達関数は、ハイパスフィルタ３１２ｄの伝達関数（Ｇ_ＨＰＦ）と同様である。当該脈動成分に相当する回転数（ω_４）は以下の式（１４）により算出される。

減算器３１２ｆは回転数（ω_３）から回転数（ω_４）を減算し、加算器３１２ｇは回転数（ω_２）に減算器３１２ｆの演算値を加算する。そして、減算器３１２ｈにより、回転数検出値（ω_Ｇ）から、加算器３１２ｇの演算値を減算することで、回転数検出値（ω_Ｇ）から、エンジン間欠燃焼に起因する回転数脈動と、ピストン・クランク機構の往復慣性力に起因する回転数脈動や高周波ノイズ成分とが減算され、回転数演算値（ω_ｐ）が式（１５）により算出される。

次に、図４を用いて、電流制御器３３の具体的な制御構成を説明する。図４は電流制御器３３のブロック図であり、式（５）の等価モデルを示す。電流制御器３３は、ＰＩ制御器３３１と電圧脈動抑止フィルタ３３２とを備えている。図４に示すように、電流制御器３３で演算された電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ、Ｖ^＊ _ｑ）に、外部から入力された脈動外乱ｄを加算した指令値に基づいて、制御対象モデル（Ｇ_ｐ（ｓ））により示される発電機２及びエンジン１が駆動され、駆動時の発電機２の電流が電流センサ３７により検出される。そして、電流検出値（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）が電流演算器３３にフィードバックされる。

ＰＩ制御器３３１は、ｄｐ軸電流指令値（ｉ^＊ _ｄ、ｉ^＊ _ｑ）と、電流センサ３７の検出値に相当するｄｐ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）とに基づいて、次式（１６）を用いて、ｄｐ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）をｄｐ軸電流指令値（ｉ^＊ _ｄ、ｉ^＊ _ｑ）に一致させるための第１の電圧指令値（Ｖ^＊＊ _ｄ、Ｖ^＊＊ _ｑ）を演算する。

ただし、Ｋ_Ｐｄ、Ｋ_Ｐｑは比例ゲイン、Ｋ_ｉｄ、Ｋ_ｉｑは積分ゲインである。ＰＩ制御器３３１により演算された第１の電圧指令値（Ｖ^＊＊ _ｄ、Ｖ^＊＊ _ｑ）は電圧脈動抑止フィルタ３３２に出力される。

電圧脈動抑止フィルタ３３２は、減算器３３２ｂ、３３２ｄと、制御対象モデル３３２ａと、フィルタ３３２ｃとを有している。制御対象モデル３３２ａは、式（７）で示される伝達関数Ｇｐ（ｓ）を有し、後述する第２の電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ、Ｖ^＊ _ｑ）を入力として、制御対象モデルＧｐ（ｓ）からの出力電流を推定する。減算器３３２ｂは、電流検出値（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）から制御対象モデル３３２ａの推定値を減算し、演算値をフィルタ３３２ｃに出力する。

フィルタ３３２ｃは、制御対象モデルＧｐ（ｓ）と、バンドパスフィルタの伝達関数Ｇ_ＢＰＦ（ｓ）で示されるモデルとを用いたモデルＧ_ＢＰＦ（ｓ）／Ｇｐ（ｓ）をフィルタ特性にもつフィルタである。バンドパスフィルタ（Ｇ_ＢＰＦ（ｓ））は次式の伝達特性を有する。

ζ_ｍは減衰係数である。ω_nは固有振動数であり、バンドパスフィルタの通過周波数のうち、中心周波数に相当する。固有振動数（ω_n）は、エンジン１の間欠燃焼周波数と一致するように調整される周波数である。

固有振動数（ω_n）は、エンジン１が４気筒のエンジンである場合に、回転数検出値（ω_Ｇ）を用いて以下の式（１８）により表される。なお、ω_ｎの単位はｒａｄ／ｓ、ω_Ｇまたはω_ＣＭＤの単位はｒａｄ／ｓである。

すなわち、式（１８）に示すように、フィルタ３３２ｃに含まれるバンドパスフィルタの通過周波数（固有振動数（ω_n）に相当）は、回転数検出値（ω_Ｇ）に基づいて設定される。

そして、減算器３３２ｂの演算値を伝達関数Ｇ_ＢＰＦ（ｓ）／Ｇｐ（ｓ）で示されるフィルタ３３２ｃを通すことで、次式のように脈動外乱推定値を演算する。

ただし、、は脈動外乱推定値である。脈動外乱推定値は、エンジンのトルク脈動に起因して、発電機２で誘起される電圧の脈動成分に相当する。

そして、減算器３３２ｄにより、第１の電圧指令値（Ｖ^＊＊ _ｄ、Ｖ^＊＊ _ｑ）から脈動外乱推定値を減算することで、次式（２０）で示されるように、第２の電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ、Ｖ^＊ _ｑ）を演算する。

第２の電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ、Ｖ^＊ _ｑ）は、ｄｑ軸電流指令値（Ｖ^＊ _ｄ、Ｖ^＊ _ｑ）に相当し、二相三相電圧変換器３６に出力され、発電機インバータ４を制御するための指令値となる。これにより、フィルタ３３２ｃによって、エンジンのトルク脈動に起因して、発電機２で誘起される電圧の脈動が抽出され、減算器３３２ｄによって電圧指令値（Ｖ^＊＊ _ｄ、Ｖ^＊＊ _ｑ）から電圧脈動を除去することで、電圧脈動が抑制される。

次に、本例のトルク制御装置において、電圧脈動外乱（ｄ）を印加した場合のｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）の特性を、シミュレーション結果である図５を用いて説明する。図５はｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）の時間特性を示すグラフである。図５のうち、グラフａは本例のトルク制御装置の特性を示し、グラフｂは本例に対する比較例であり、電圧脈動抑止フィルタ３３２を用いたトルク制御を行わない場合の特性である。

図５に示すように、比較例では、脈動外乱に伴ってｄｑ軸電流が脈動している。一方、本例ではｄｑ軸電流の脈動が抑制されている。

上記のように、本例において、電流検出値（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）を電流指令値（ｉ^＊ _ｄ、ｉ^＊ _ｑ）と一致させるよう発電機２を制御する電流制御器３３は、エンジン１の脈動による発電機２の電圧脈動を抑制する電圧脈動フィルタ３３２を有している。これにより、エンジントルク脈動に起因する電圧の脈動を抑制した上でトルクを制御するため、発電機２の発電電力の変動を抑制することができる。

本例と異なり回転脈動除去フィルタ３１２を用いることなく、回転数指令値と回転数検出値とが一致するように、発電機２のトルクを制御した場合には、発電機トルクの応答遅れやセンサの検出遅れが存在するため、通常の発電領域では回転数の脈動を抑制することができない。そのため、回転数脈動により、発電機モータに発生する誘起電圧が脈動し、発電電力が変動してしまう。

また本例とは異なる比較例として、トルク制御装置に、エンジンの脈動を起因とした回転数の脈動成分を除去するフィルタのみを設けた場合には、回転数の脈動が抑制されるため、発電機２のトルク脈動は発生しない。しかし、エンジンのトルク脈動に起因して、発電機モータで発生する誘起電圧が脈動するため、発電電力の脈動が発生してしまう。

本例では、上記のように、エンジン１のトルク脈動により発電機２の誘起電圧が脈動したとしても、電圧脈動抑止フィルタ３３２により電圧脈動が抑制されるため、発電機２における発電電力の変動を防ぐことができる。

また本例において、電圧脈動抑止フィルタ３３２は、伝達関数Ｇ_ＢＰＦ（ｓ）／Ｇ_ｐ（ｓ）で表されるフィルタを有し、第２の電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ、Ｖ^＊ _ｑ）を入力として制御対象モデルＧ_ｐ（ｓ）の出力電流の推定値を推定し、当該推定値と電流検出値（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）との差から当該フィルタを用いて、脈動外乱推定値を演算し、第１の電圧指令値（Ｖ^＊＊ _ｄ、Ｖ^＊＊ _ｑ）と脈動外乱推定値との差から第２の電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ、Ｖ^＊ _ｑ）を演算する。これにより、伝達関数Ｇ_ＢＰＦ（ｓ）で表されるバンドパスフィルタは、エンジン１の間欠燃焼周波数を通過周波数としているため、フィルタ（Ｇ_ＢＰＦ（ｓ）／Ｇ_ｐ（ｓ））により、エンジン１のトルク脈動に起因する電圧脈動を推定することができる。そして、電圧指令値から推定した電圧脈動を減算することで、電圧脈動が除去され、電流脈動の発生を抑制することでき、その結果として、発電電力の変動を抑制することができる。

また本例において、フィルタ３３２ｃに含まれるバンドパスフィルタの通過周波数（固有振動数（ω_n）に相当）は、回転数検出値（ω_Ｇ）に基づいて設定される。これにより、エンジン１の回転数に応じてエンジン１の間欠燃焼周波数が変化した場合でも、回転数検出値に応じてバンドパスフィルタの中心周波数が調整されるため、エンジン１の回転数に応じて電圧脈動を抑制することができ、発電電力の変動を抑制することができる。

なお、本例は回転数制御器３１に回転脈動除去フィルタ３１２を設けたが、必ず回転脈動除去フィルタ３１２を設ける必要はなく、少なくとも電流制御器３３に電圧脈動抑止フィルタ３３２を設ければよい。

上記発電制御部１０が本発明に係る「指令値演算手段」に相当し、回転角センサ３が本発明の「回転数検出手段」に、回転数制御器３１が本発明の「発電機トルク指令値演算手段」に、電流指令値演算器３２が本発明の「電流指令値演算手段」に、電流センサ３７が本発明の「電流検出手段」に、少なくとも電流制御器３３を含む制御部分が本発明の「電流制御手段」に、ＰＩ制御器３３１が「電圧指令値演算手段」に、発電機インバータ４が本発明の「インバータ」に、制御対象モデルＧｐ（ｓ）３３２ａが本発明の「制御対象モデル推定手段」に相当し、脈動外乱推定値が「電圧脈動推定値」に相当する。

《第２実施形態》
図６は、発明の他の実施形態に係るトルク制御装置に含まれる電流制御器３３のブロック図を示す。本例では上述した第１実施形態に対して、バンドパスフィルタの通過周波数を補正する点が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであるため、その記載を援用する。

図６に示される遅れ時間（ｅ^−ｓｔ１）は、発電機インバータ４に電圧指令値が入力されてから、発電機インバータ４が実際にモータ２を制御するための電圧指令値を出力するまでの応答時間による遅れ時間を示している。また遅れ時間（ｅ^−ｓｔ２）は電流センサ３７における検出遅れによる遅れ時間を示している。以下、発電機インバータ４における電圧出力応答の無駄時間をｔ_１とし、電流センサ３７の電流検出に伴う時間遅れをｔ_２とし、エンジン１の間欠燃焼周波数をω_nとし、位相補正後のバンドパスフィルタの中心周波数（ω_ｃ）を算出する。

まずω_nにおける無駄時間分の位相補正量（φ）は式（２１）により算出される。

フィルタ３３２ｃに含まれるバンドパスフィルタ（Ｇ_ＢＰＦ’（ｓ））は式（２２）で表される。

式（２２）にｓ＝ｊωを代入すると、式（２３）のように整理される。

そして、式（２４）の二次方程式を解くと、位相補正後のバンドパスフィルタの中心周波数（ω_ｃ）は式（２５）で表される。

フィルタ３２２ｃにおいて、バンドパスフィルタの中心周波数を式（２５）に基づいてシフトさせた場合に、バンドパスフィルタ（Ｇ_ＢＰＦ’（ｓ））からの出力ゲインが、間欠燃焼周波数（ω_ｎ）において減少する。そのため、本例では、フィルタ３３２ｃの出力側に、ゲイン調整器３３２ｆを設けている。ゲイン調整器３３２ｆに、ゲイン（Ｋ’）を設定することで、バンドパスフィルタ（Ｇ_ＢＰＦ’（ｓ））の中心周波数の補正によるゲイン減少を補正する。バンドパスフィルタ（Ｇ_ＢＰＦ’（ｓ））の間欠燃焼周波数（ω_ｎ）におけるゲインは、式（２３）及び式（２５）により、式（２６）で表される。

そして式（２６）から、ゲイン調整部３３２ｆのゲイン（Ｋ’）は式（２７）により表される。

次に、図７を用いて、バンドパスフィルタ（Ｇ_ＢＰＦ’（ｓ））のゲイン特性及び位相特性を説明する。図７はバンドパスフィルタ（Ｇ_ＢＰＦ’（ｓ））のボード線図であって、（ａ）はゲイン特性を（ｂ）は位相特性を示す。またグラフＧ_ＢＰＦは位相補正前の特性を、グラフＧ_ＢＰＦ’は位相補正後の特性を、グラフ（Ｋ’・Ｇ_ＢＰＦ’）はゲイン調整後の特性を示す。

図７に示すように、バンドパスフィルタ（Ｇ_ＢＰＦ（ｓ））の中心周波数（ω_ｎ）を、位相補正量（φ）で補正して、中心周波数（ω_ｃ）とすると、バンドパスフィルタ（Ｇ_ＢＰＦ’（ｓ））の特性はシフトされる。この時、バンドパスフィルタ（Ｇ_ＢＰＦ’（ｓ））のゲイン特性について、周波数（ω_ｎ）に対応するゲインは、補正前と比較して減少している。そのため、ゲイン減少分に相当するゲイン（Ｋ’）を、バンドパスフィルタ（Ｇ_ＢＰＦ’（ｓ））のゲイン特性に乗算することで、周波数（ω_ｎ）に対応するゲインは、位相補正前のゲインと等しくなる。

これにより、本例は、発電機インバータ４の応答時間による時間遅れ及び電流センサ３７の電流検出による時間遅れによって、実際の電圧脈動の位相がずれた場合に、フィルタ３３２ｃに含まれるバンドパスフィルタ（Ｇ_ＢＰＦ’（ｓ））の通過周波数を補正することで、電圧脈動の位相と、フィルタ３３２ｃから出力される脈動外乱推定値の位相とを一致させることができる。また、本例は、ゲイン調整部３３２ｆによりゲイン調整することで、上記の位相補正により、間欠燃焼周波数（ω_ｎ）のゲイン減少を補正する。

上記のように、本例の電圧脈動抑止フィルタ３３２において、バンドパスフィルタの通過周波数は、発電機インバータ４へ電圧指令値を入力してから発電機インバータ４により発電機２の制御電圧（Ｖ_ｕ、Ｖ_ｖ、Ｖ_ｗ）を出力するまでの無駄時間（ｔ_１）及び電流センサ３７の検出遅れによる無駄時間（ｔ_２）に基づいて設定された補正量（φ）により補正されている。これにより、無駄時間（ｔ_１、ｔ_２）によって生じる位相遅れが補正されるため、脈動外乱推定値の位相と電圧脈動の位相を一致させることができ、発電電力の変動を抑制することができる。

また、本例において、電圧脈動抑止フィルタ３３２は、バンドパスフィルタの通過周波数を補正することで減少した脈動外乱推定値のゲインを調整するゲイン調整器３３２ｆを有している。これにより、脈動外乱推定値の振幅と電圧脈動の振幅とを一致させることができ、発電電力の変動を抑制することができる。

なお本例において、位相補正量（φ）は、無駄時間（ｔ_１）及び無駄時間（ｔ_２）に基づいて設定されたが、無駄時間（ｔ_１）又は無駄時間（ｔ_２）の少なくともいずれか一方の無駄時間に基づいて設定すればよい。

上記のゲイン調整器３３２ｆが本発明の「ゲイン調整手段」に相当する。

《第３実施形態》
図８は、発明の他の実施形態に係るトルク制御装置に含まれる電流制御器３３のブロック図を示す。本例では上述した第２実施形態に対して、電圧脈動抑止フィルタ３３２にハイパスフィルタ３３２ｈ及びゲイン調整器３３２ｈを設ける点が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであるため、第１又は第２実施形態の記載を適宜、援用する。

ハイパスフィルタ３３２ｇはフィルタ３３２ｃの出力側に設けられ、ゲイン調整部３３２ｈはハイパスフィルタ３３２ｇの出力側に設けられる。そして、ゲイン調整部３３２ｈの出力値が減算器３３２ｄに出力される。無駄時間（ｔ_１、ｔ_２）によって、実際の電圧脈動の位相がずれた場合には、フィルタ３３２ｃから出力される脈動外乱推定値の位相と電圧脈動の位相とが不一致になってしまい、位相がずれた推定値に基づいてフィードバック制御を行ったとしても、脈動電圧が十分に抑制できない可能性がある。そのため、本例では、フィルタ３３２ｃの出力を、ハイパスフィルタ３３２に通すことで、位相補正を行う。

ハイパスフィルタ３３２ｇのフィルタ特性（Ｇ_ＨＰＦ（ｓ））は式（２８）で表される。

ただし、ω_Ｈはハイパスフィルタ３３２ｇのカットオフ周波数である。

式（２８）にｓ＝ｊωを代入すると、式（２９）のように整理される。

そして、式（２９）に式（３０）を代入し、ハイパスフィルタ（Ｇ_ＨＰＦ（ｓ））の周波数ω_Ｈにおけるゲインは、式（３１）により表される。

式（３１）で示されるように、フィルタ３３２ｃの出力側にハイパスフィルタ３３２ｇを設けることで位相補正を行った場合には、周波数ω_Ｈにおけるゲインが減少する。そのため、本例ではゲイン調整器３３２ｈを設けて、位相補正によるゲイン減少を補正する。ゲイン調整器３３２ｈのゲイン（Ｋ）は式（３２）により表される。

次に、図９を用いて、フィルタ３３２ｃ、ハイパスフィルタ３３２ｇ及びゲイン調整器３３２ｈにより形成されるフィルタのゲイン特性及び位相特性を説明する。図９はフィルタ３３２ｃ、ハイパスフィルタ３３２ｇ及びゲイン調整器３３２ｈにより形成されるフィルタのボード線図であって、（ａ）はバンドパスフィルタ３３２ｃのゲイン特性及び位相特性を、（ｂ）はハイパスフィルタ３３２ｇのゲイン特性及び位相特性を、（ｃ）はフィルタ３３２ｃ、ハイパスフィルタ３３２ｇ及びゲイン調整器３３２ｈにより形成されるフィルタのゲイン特性及び位相特性を示す。また図７（ｃ）において、グラフ（Ｇ_ＨＰＦ・Ｇ_ＢＰＦ）はゲイン調整前の特性を、グラフ（Ｋ・Ｇ_ＨＰＦ・Ｇ_ＢＰＦ）はゲイン調整後の特性を示す。

図９（ｂ）に示すように、バンドパスフィルタの中心周波数（ω_ｎ）において、ハイパスフィルタ３３２ｇのゲインは、ゲイン（Ｋ）分、減少している。そして、図９（ｃ）に示すように、バンドパスフィルタのゲインとハイパスフィルタ３３２ｇのゲインとを積算したゲイン特性（Ｇ_ＨＰＦ・Ｇ_ＢＰＦ）は、バンドパスフィルタの中心周波数（ω_ｎ）において、０ｄＢより小さくなっているが、ゲイン調整部３３２ｈによりゲイン調整したゲイン特性（Ｋ・Ｇ_ＨＰＦ・Ｇ_ＢＰＦ）では、周波数（ω_ｎ）のゲインが０ｄＢになっている。

次に、本例のトルク制御装置において、電圧脈動外乱（ｄ）を印加した場合のｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）の特性を、シミュレーション結果である図１０を用いて説明する。図１０はｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）の時間特性を示すグラフである。図５のうち、グラフａは本例のトルク制御装置の特性を示し、グラフｂは本例に対する比較例であり、電圧脈動抑止フィルタ３３２を用いたトルク制御を行わない場合の特性である。

図１０に示すように、比較例では、脈動外乱に伴ってｄｑ軸電流が脈動している。一方、本例ではｄｑ軸電流の脈動が抑制されている。

上記のように、本例において、脈動電圧抑止フィルタ３３２は、発電機インバータ４へ電圧指令値を入力してから発電機インバータ４により発電機２の制御電圧（Ｖ_ｕ、Ｖ_ｖ、Ｖ_ｗ）を出力するまでの無駄時間（ｔ_１）及び電流センサ３７の検出遅れによる無駄時間（ｔ_２）に基づいて設定された補正量（φ）により脈動外乱推定値の位相を補正するハイパスフィルタ３３２ｇを有する。これにより、無駄時間（ｔ_１、ｔ_２）によって生じる位相遅れが補正されるため、脈動外乱推定値の位相と電圧脈動の位相を一致させることができ、発電電力の変動を抑制することができる。

また、第２の実施形態に係る脈動電圧抑止フィルタ３３２では、フィルタ３３２ｃに含まれるバンドパスフィルタの減衰係数を小さくした場合に、エンジン１の間欠燃焼周波数（ω_ｎ）におけるゲインの減少幅が大きくなってしまう。一方、本例では、第２の実施形態に係るフィルタ３３２ｃと比較して、エンジン１の間欠燃焼周波数（ω_ｎ）におけるゲインの減少幅を小さくすることができるため、バンドパスフィルタの減衰係数に依存することなく位相を補正することができる。

本例において、電圧脈動抑止フィルタ３３２は、ハイパスフィルタ３３２ｇにより脈動外乱推定値の位相を補正することで減少したゲインを調整するゲイン調整器３３２ｈを有している。これにより、脈動外乱推定値の振幅と電圧脈動の振幅とを一致させることができ、発電電力の変動を抑制することができる。

また、第２の実施形態に係る脈動電圧抑止フィルタ３３２では、位相補正後の中心周波数（ω_ｃ）におけるバンドパスフィルタのゲインが０ｄＢより高くなり、中心周波数（ω_ｃ）の信号が増幅される。かかる状態で、エンジン１の回転数が変化した場合には、回転角センサ３の検出遅れにより、回転数の変化に対してバンドパスフィルタの中心周波数の補正が遅れる可能性がある。そのため、バンドパスフィルタの中心周波数と電圧脈動周波数とがずれてしまい、電圧脈動を推定することができない可能性がある。

一方、本例では、ゲイン調整器３３２ｈによるゲイン調整によって、エンジン間欠燃焼周波数（ω_ｎ）付近でゲインが０ｄＢより大きくならないため、脈動外乱推定値が増幅せず、発電電力の変動を抑制することができる。

なお本例において、位相補正量（φ）は、無駄時間（ｔ_１）及び無駄時間（ｔ_２）に基づいて設定されたが、無駄時間（ｔ_１）又は無駄時間（ｔ_２）の少なくともいずれか一方の無駄時間に基づいて設定すればよい。

上記のゲイン調整器３３２ｈが本発明の「ゲイン調整手段」に相当する。

１…エンジン
２…発電機
３…回転角センサ
４…発電機インバータ
５…バッテリ
６…駆動インバータ
７…駆動モータ
８…減速機
９…駆動輪
２１…エンジンコントローラ
３０…発電機コントローラ
３１…回転数制御部
３１１…補償器
３１２…回転脈動除去フィルタ
３１２ａ…制御対象モデル
３１２ｂ、３１２ｆ…減算器
３１２ｃ…バンドパスフィルタ
３１２ｄ、３１２ｅ…ハイパスフィルタ
３１２ｇ…加算器
３２…電流指令値演算器
３３…電流演算器
３３１…ＰＩ制御器
３３２…電圧脈動抑止フィルタ
３３２ａ…制御対象モデル
３３２ｂ、３３２ｄ…減算器
３３２ｃ…フィルタ
３３２ｆ…調整器
３３２ｇ…ハイパスフィルタ
３３２ｆ、３３２ｈ…ゲイン調整器
３４…非干渉化制御器
３４１…減算器
３４２…加算器
３５…三相二相電流変換器
３６…二相三相電圧変換器
３７…電流センサ
２３…バッテリコントローラ
２４…駆動モータコントローラ
１００…システムコントローラ
１０…発電制御部

Claims (5)

1. エンジンにより駆動される発電機を備えたハイブリッド車両に用いられるトルク制御装置において、
   前記ハイブリッド車両の走行状態に応じて設定された前記発電機の目標発電電力に基づいて、エンジントルク指令値及び前記発電機の回転数指令値を演算する指令値演算手段と、
   前記発電機の回転数を検出する回転数検出手段と、
   前記回転数検出手段により検出された回転数検出値と前記回転数指令値とに基づいて、発電機トルク指令値を演算する発電機トルク指令値演算手段と、
   前記発電機トルク指令値に基づき、前記発電機の電流指令値を演算する電流指令値演算手段と、
   前記発電機の出力電流を検出する電流検出手段と、
   前記電流検出手段により検出された電流検出値を前記電流指令値と一致させるよう前記発電機を制御する電流制御手段と、
   第２の電圧指令値に基づいて、前記発電機を駆動させるインバータとを備え、
   前記電流制御手段は、
   前記エンジンの脈動による前記発電機の電圧脈動を抑制する電圧脈動抑止フィルタと、
   前記電流指令値と前記電流検出値に基づいて、第１の電圧指令値を演算する電圧指令値演算手段を有し、
   前記電圧脈動抑止フィルタは、
   前記第２の電圧指令値を入力として、制御対象をモデル化した制御対象モデルＧ_ｐ（ｓ）の出力電流を推定する制御対象モデル推定手段と、
   前記Ｇ_ｐ（ｓ）と、前記エンジンの間欠燃焼周波数を通過周波数とするバンドパスフィルタのモデルＧ_ＢＰＦ（ｓ）とを用いたモデルＧ_ＢＰＦ（ｓ）／Ｇ_ｐ（ｓ）を含むフィルタとを有し、
   前記制御対象モデル推定手段により推定された推定値と前記電流検出値との差から前記フィルタを用いて、前記電圧脈動の推定値である電圧脈動推定値を演算し、
   前記第１の電圧指令値と前記電圧脈動推定値との差から前記第２の電圧指令値を演算し、
   前記電流制御手段は、
   前記エンジンの間欠燃焼周波数に対応する前記バンドパスフィルタの固有振動数を、前記回転数検出値に基づき演算する
   ことを特徴とするトルク制御装置。
2. エンジンにより駆動される発電機を備えたハイブリッド車両に用いられるトルク制御装置において、
   前記ハイブリッド車両の走行状態に応じて設定された前記発電機の目標発電電力に基づいて、エンジントルク指令値及び前記発電機の回転数指令値を演算する指令値演算手段と、
   前記発電機の回転数を検出する回転数検出手段と、
   前記回転数検出手段により検出された回転数検出値と前記回転数指令値とに基づいて、発電機トルク指令値を演算する発電機トルク指令値演算手段と、
   前記発電機トルク指令値に基づき、前記発電機の電流指令値を演算する電流指令値演算手段と、
   前記発電機の出力電流を検出する電流検出手段と、
   前記電流検出手段により検出された電流検出値を前記電流指令値と一致させるよう前記発電機を制御する電流制御手段と、
   第２の電圧指令値に基づいて、前記発電機を駆動させるインバータとを備え、
   前記電流制御手段は、
   前記エンジンの脈動による前記発電機の電圧脈動を抑制する電圧脈動抑止フィルタと、
   前記電流指令値と前記電流検出値に基づいて、第１の電圧指令値を演算する電圧指令値演算手段を有し、
   前記電圧脈動抑止フィルタは、
   前記第２の電圧指令値を入力として、制御対象をモデル化した制御対象モデルＧ_ｐ（ｓ）の出力電流を推定する制御対象モデル推定手段と、
   前記Ｇ_ｐ（ｓ）と、前記エンジンの間欠燃焼周波数を通過周波数とするバンドパスフィルタのモデルＧ_ＢＰＦ（ｓ）とを用いたモデルＧ_ＢＰＦ（ｓ）／Ｇ_ｐ（ｓ）を含むフィルタとを有し、
   前記制御対象モデル推定手段により推定された推定値と前記電流検出値との差から前記フィルタを用いて、前記電圧脈動の推定値である電圧脈動推定値を演算し、
   前記第１の電圧指令値と前記電圧脈動推定値との差から前記第２の電圧指令値を演算し、
   前記バンドパスフィルタの通過周波数は、
   前記インバータへ前記第２の電圧指令値を入力してから前記インバータにより前記発電機の制御電圧を出力するまでの無駄時間、又は、前記電流検出手段の検出遅れによる無駄時間の少なくとも一方の無駄時間に基づいて設定された補正量により、補正される
   ことを特徴とするトルク制御装置。
3. 前記電圧脈動抑止フィルタは、
   前記バンドパスフィルタの通過周波数を補正することで減少した前記電圧脈動推定値のゲインを調整するゲイン調整手段を有する
   ことを特徴とする請求項２記載のトルク制御装置。
4. エンジンにより駆動される発電機を備えたハイブリッド車両に用いられるトルク制御装置において、
   前記ハイブリッド車両の走行状態に応じて設定された前記発電機の目標発電電力に基づいて、エンジントルク指令値及び前記発電機の回転数指令値を演算する指令値演算手段と、
   前記発電機の回転数を検出する回転数検出手段と、
   前記回転数検出手段により検出された回転数検出値と前記回転数指令値とに基づいて、発電機トルク指令値を演算する発電機トルク指令値演算手段と、
   前記発電機トルク指令値に基づき、前記発電機の電流指令値を演算する電流指令値演算手段と、
   前記発電機の出力電流を検出する電流検出手段と、
   前記電流検出手段により検出された電流検出値を前記電流指令値と一致させるよう前記発電機を制御する電流制御手段と、
   第２の電圧指令値に基づいて、前記発電機を駆動させるインバータとを備え、
   前記電流制御手段は、
   前記エンジンの脈動による前記発電機の電圧脈動を抑制する電圧脈動抑止フィルタと、
   前記電流指令値と前記電流検出値に基づいて、第１の電圧指令値を演算する電圧指令値演算手段を有し、
   前記電圧脈動抑止フィルタは、
   前記第２の電圧指令値を入力として、制御対象をモデル化した制御対象モデルＧ_ｐ（ｓ）の出力電流を推定する制御対象モデル推定手段と、
   前記Ｇ_ｐ（ｓ）と、前記エンジンの間欠燃焼周波数を通過周波数とするバンドパスフィルタのモデルＧ_ＢＰＦ（ｓ）とを用いたモデルＧ_ＢＰＦ（ｓ）／Ｇ_ｐ（ｓ）を含むフィルタと、
   前記インバータへ前記第２の電圧指令値を入力してから前記インバータにより前記発電機の制御電圧を出力するまでの無駄時間、又は、前記電流検出手段の検出遅れによる無駄時間の少なくとも一方の無駄時間に基づいて設定された補正量により、電圧脈動推定値の位相を補正するハイパスフィルタとを有し、
   前記制御対象モデル推定手段により推定された推定値と前記電流検出値との差から前記フィルタを用いて、前記電圧脈動の推定値である前記電圧脈動推定値を演算し、
   前記第１の電圧指令値と前記電圧脈動推定値との差から前記第２の電圧指令値を演算する
   ことを特徴とするトルク制御装置。
5. 前記電圧脈動抑止フィルタは、
   前記ハイパスフィルタにより前記電圧脈動推定値の位相を補正することで減少した前記電圧脈動推定値のゲインを調整するゲイン調整手段を有する
   ことを特徴とする請求項４記載のトルク制御装置。
   

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