JP5885675B2

JP5885675B2 - 周波数依存ｉｑインバランス推定

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Publication number: JP5885675B2
Application number: JP2012556618A
Authority: JP
Inventors: パーク，チェスター; ウィルヘルムソン，リーフ; サンドストロム，ラーズ
Original assignee: テレフオンアクチーボラゲットエルエムエリクソン（パブル）
Priority date: 2010-03-12
Filing date: 2011-02-16
Publication date: 2016-03-15
Anticipated expiration: 2031-02-16
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Description

本発明は、一般に無線通信システム受信機、特に受信した無線通信信号における周波数依存ＩＱインバランス推定のためのシステム及び方法に関する。

現代の無線通信システムは、データを無線周波数（ＲＦ）搬送波に変調することにより空気界面を介して（デジタル化された音声信号を含む）デジタルデータを送信する。ＲＦ信号は、受信機で受信及び処理され、データを再生する。受信した信号は、データの他に、干渉やノイズ等の障害を含んでおり、これらを定量化（又は推定）して取り除く必要がある。これらの障害は、空気界面を介した送信（例えば、マルチパス干渉、他の信号からの干渉、チャネルからの干渉）により及びＲＦ及び受信した信号を処理するアナログ受信器回路の双方から発生する。対象とするＲＦ及びアナログ回路障害（以降ＲＦ障害と称する）には、位相ノイズ、搬送波周波数オフセット及び特にＩＱインバランスが含まれる。

チャネル条件を評価する際に受信機を補助し、チャネルが誘導する干渉を除去するために、パイロットとしても知られる、基準信号を送信することが知られている。直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システムでは、図１に示すような２種類のパイロット構造が定義される。いわゆるブロック型のパイロット配置は、特定の期間内のＯＦＤＭシンボルのサブキャリア毎に挿入されるパイロットトーンを備える。ブロック型のパイロットは従って、周波数的に連続で時間的に間隔を有する。ブロック型のパイロットは、低速フェージングチャネル（fading channel）において有用であり、チャネルの推定は、例えば最小２乗（ＬＳ）又は最小平均２乗誤差（ＭＭＳＥ）アルゴリズムを基に行える。

いわゆる櫛型のパイロット信号は、各ＯＦＤＭシンボルの、あるサブキャリアに均一に挿入されるパイロットトーンを備え、サブキャリア同志は互いに（時間的及び周波数的に）隔離されている。櫛型のパイロット配置は、１つのＯＦＤＭブロックにおいても有意な変化を一様にする必要性を満たすために導入されたものである。データサブキャリアのチャネル条件を推定するには、（時間的にも周波数的にも）補間（interpolation）が必要である。

ＩＱインバランスは、受信信号の同相（Ｉ）と直角（Ｑ）との位相成分との利得及び／又は位相差である。ＩＱインバランスは、特に広帯域チャネルに対して、周波数に依存する。周波数依存ＩＱインバランスは主として、ゼロＩＦ受信機におけるアナログチャネル選択フィルタから生じる。このようなフィルタの伝達関数は、幾つかの極（poles）及びゼロ（zeros）により定義される。成分値ミスマッチに対する感度は、高いＱ値を有するこれらの極及びゼロに最も顕著である。

ＲＦ障害推定及び補償は、ＷＬＡＮ、特にＩＥＥＥ８０２．１１ａに関して調査されてきた。これらの解決策は、無線プロトコルの特性に依存しているので、制限されることが多い。例えば、ＷＬＡＮのマルチパスフェージングチャネルは、フレーム内でかなり静的であることが想定されるが、このような想定は他の多くのシステムには当てはまらない。さらに、プリアンブル（preamble）と呼ばれるブロック型のパイロット信号が、ＲＦ障害推定の目的のために送信される。マルチパスフェージングがフレーム内部で一定のままであれば、以前に推定したチャネル係数を利用でき、これによりＲＦ障害推定が簡便となる。さらに、データ送信中、ブロック型のパイロット信号が利用可能であれば、判定帰還推定（decision feedback estimation）に頼らずとも必要な推定精度を満たすことがより容易となる。最後に、従来技術のほとんどが、周波数に依存しないＩＱインバランスのみを処理しており、例えば、ＩＱインバランス、搬送波周波数オフセット及びチャネル係数（位相ノイズを除く）等の障害パラメータの部分集合のみに焦点を当てている。

デジタルベースバンドＦＩＲフィルタを用いた周波数依存ＩＱインバランス推定が、G.Xing、M.Shen及びH.Liuによる論文、題名：“Frequency offset and I/Q imbalance compensation for direct-conversion receivers,”、IEEE Trans, on Wireless Commun.、vol.4、vol.673-680、２００５年３月で提案されており、この論文の開示内容について、参照によりその全文を引用する。

しかしながら、この解決策は、ＷＬＡＮを対象としており、ＬＴＥ、ＬＴＥアドバンスド等、時間と共にチャネルが急速に変化し、データ送信中のＲＦ障害推定が櫛型のパイロット信号に依拠する、他のシステムへの適用可能性は限られている。さらに重要なことに、Xingらにより提案された解決策は、位相ノイズを考慮していない。周波数依存ＩＱインバランスと共に位相ノイズを考慮する場合には、結果となる信号モデルは、Xingらが示したものよりかなり複雑となる。

以下に開示及び請求する１以上の実施態様によると、サブバンド毎（又はサブバンド対毎）に周波数依存ＩＱインバランスを含むＲＦ障害パラメータを推定する。一実施態様において、同期チャネル（ＳＣＨ）上等でブロック型のパイロット信号を受信し、このブロック型のパイロット信号からＩＱインバランスと搬送波周波数オフセットとを推定する。ブロック型のパイロット信号は、サブバンドのサイズに応じて、ＳＣＨの帯域を含む１つだけ又は数個のサブバンドで受信してもよい。データ及び櫛型パイロット信号をその後全てのサブバンドで受信する。ＩＱインバランスと搬送波周波数オフセット推定に基づいて、第１サブバンドの位相ノイズとチャネル係数とを推定する。その後、櫛型パイロット信号、すでに推定した搬送波周波数オフセット推定及び先行するサブバンド（又は対）の位相ノイズ及びＩＱインバランス推定に基づいて、サブバンド毎（又はサブバンド対毎）にＩＱインバランスを連続して推定する。判定帰還を基に繰り返し推定を行ってもよい。一実施態様において、ＲＦ障害推定は、受信信号帯域の中央周波数における第１サブバンドで開始し、サブバンド毎（又はサブバンド対毎）により高い／より低い位周波数へと連続的に外側に進む。

一実施態様は、無線通信ネットワークの受信機によって、所定の帯域を有する受信無線通信信号におけるＩＱインバランスを推定する方法に関する。受信信号は、複数のサブバンドに分周される。受信信号の第１サブバンドにおいてＩＱインバランスと搬送波周波数オフセットとを推定する。受信信号の第１サブバンドにおいて位相ノイズとチャネル係数とを推定する。先行するサブバンドからの搬送波周波数オフセット推定及び位相ノイズ及びＩＱインバランス推定に基づいて、受信信号の連続するサブバンドにおけるＩＱインバランスを繰り返し推定する。

別の実施態様は、無線通信ネットワーク内で動作する受信機に関する。受信機は、１以上のアンテナと、アンテナから無線通信信号を受信する受信機とを備える。受信機はさらに、受信機を制御する制御装置であって、さらに、受信信号を複数のサブバンドに分周し、受信信号の第１サブバンドにおいてＩＱインバランスと搬送波周波数オフセットとを推定し、受信信号の第１サブバンドにおいて位相ノイズとチャネル係数とを推定し、先行するサブバンドからの搬送波周波数オフセット推定及び位相ノイズ及びＩＱインバランス推定に基づいて受信信号の連続するサブバンド内のＩＱインバランスを繰り返し推定する制御装置を備える。

ＯＦＤＭにおけるブロック型及び櫛型パイロット配置の従来技術によるグラフを示す図である。受信信号の実際の周波数応答及び実際の周波数応答を階段状に近似したものを示す典型的な周波数グラフである。広帯域信号を複数のサブバンドに分割する様子を示す典型的な周波数グラフであり、第１の中央サブバンドに隣接した外側に向かう対を表している。広帯域信号においてＩＱインバランスを推定する方法の流れ図である。６つのリソースブロックに渡って同期チャネル内でブロック型のパイロット信号を受信する様子を示す典型的な周波数グラフである。他のサブバンドからの位相ノイズによる、図３の第１サブバンドでのチャネル間干渉を示す典型的な周波数グラフである。図４の方法を実施するＵＥの機能ブロック図である。

本発明の実施態様によると、所定の帯域を有する受信信号を複数のサブバンドに分割し、各サブバンドでのＩＱバランスを推定することによって、周波数依存ＩＱインバランスを推定する。これらのサブバンド毎のＩＱインバランス推定動作は、以前に推定したＩＱインバランス及び搬送波周波数オフセット位相ノイズ等の他のＲＦ障害パラメータを利用する。

図２は、典型的な受信広帯域信号及びこの受信信号の実際の周波数応答に対する階段状の近似を示している。図３に示すように、階段状の近似により、受信信号が複数のサブバンドに分割されている。０と番号づけられた第１サブバンドは、受信信号帯域の中心周波数ｆ_ｃに位置する（例えば、集中している）。±１と番号づけられた一対の第２サブバンドは、第１サブバンド０に隣接しその側面に位置する。図３において±２と番号づけられるような後続のサブバンドはそれぞれ、先行するサブバンド対に周波数的に隣接しており、受信信号帯域すべてをカバーするように（周波数的に）外側に広がっている。各サブバンドは、１以上のリソースブロックを備え、従って、幾つかのサブキャリア周波数に及んでいる。

完全に実施可能な開示を提供するために、ロングタームエボリューション（ＬＴＥ、又はＬＴＥアドバンスド）のダウンリンクをＵＭＴＳ（Universal Mobile Telecommunications System）に拡張とするという状況における周波数依存ＩＱインバランス推定の実施態様について以下に説明する。しかしながら、本発明はこの状況に限定されるものではなく、ＩＱインバランスが周波数に依存する任意の無線通信システムに上手く適用することができる。

上述のように、ＬＴＥダウンリンクは、パイロットとも呼ばれる２つの異なる種類の基準信号を採用する。周波数的に連続で時間的に分割された（ブロック型の）パイロット割り当ては、第１（Ｐ−ＳＣＨ）又は第２（Ｓ−ＳＣＨ）同期チャネル（ＳＣＨ）上で送信される。時間的及び周波数的に分割された（櫛型の）パイロット基準配列（reference sequence）は、システムデータと共に送信される。3GPP TS36.211参照。ＳＣＨの１つの目的は、チャネル係数及び搬送波周波数オフセットの推定を補助することであるので、ＩＱインバランスは、ブロック型のパイロットと共に、又は判定帰還を基に繰り返して推定可能である。搬送波周波数オフセット及びＩＱインバランスは一般にゆっくりと時間と共に変化するので、数フレーム間でほとんど一定のままである。例えば、Q.Zou、A.Tarighat及びA.H.Sayedによる、題名：“Joint compensation of IQ imbalance and phase noise in OFDM wireless systems,”、IEEE Trans. On Communications、vol.57、pp.404-414、２００９年２月（以降Zou-Iと呼ぶ）を参照のこと。その開示内容について、参照によりその全文を引用する。ＳＣＨを用いた推定は常に実際のデータ受信に先立つので、ＳＣＨ、例えば（第１サブバンドの）搬送波周波数オフセット及びＩＱインバランスから得られる推定は、後続のデータ受信中にＲＦ障害パラメータを推定する際に利用される場合がある。このことは、データサブキャリアに曖昧さがなく、判定帰還推定に依存する必要がないので、（低速フェージングチャネルでの）ＲＦ障害パラメータの推定の観点から櫛型のパイロットよりもブロック型のパイロットの方が好ましいという更なる理由により望ましい。

しかしながら、特に広帯域チャネルについては、ＩＱインバランスは必ずしも周波数に依存しないわけではなく、Xingらを参照のこと、ＳＣＨは中央の６つのリソースブロック（ＲＢ）（図３参照）上でのみ送信されるので、実際のデータ送信中にも（少なくとも中央の６つのＲＢの外側で）ＩＱインバランスを推定する場合がある。櫛型のパイロット、ＲＳは、データ送信中にＲＦ障害パラメータを推定する際の補助となる。

周波数依存ＩＱインバランス及び位相ノイズがあると、Xingらと対照的に、その信号モデルは、数学的に処理可能ではない。詳細には、受信信号ｒ（ｔ）は、以下のように表される。

上式において、ｈ_ｉ（ｔ）及びｈ_ｑ（ｔ）はそれぞれ、同相（Ｉ）と直角位相（Ｑ）のフィルタ（利得インバランスを含む）を表し、φは位相インバランスを表し、ｓ_ｋは、

（Ｓｎは、第ｎ番目サブキャリアでの変調シンボルである）で与えられる第ｋ番目サンプルでの送信されたＯＦＤＭシンボルを表し、ｃ（ｔ）はマルチパスフェージングチャネルを表し、θ（ｔ）は、位相ノイズ（搬送波周波数オフセットを含む）を表す。

位相ノイズは常に、指数項によって受信信号に影響するので、位相ノイズの指数、ｅ^θ（ｔ）又はｅ^{‐θ（ｔ）、}いわゆる搬送波ノイズは、位相ノイズの尺度（measure）と考えらえる。なお、ｈ_ｉ（ｔ）及びｈ_ｑ（ｔ）はそれぞれ、同相（Ｉ）と直角位相（Ｑ）分岐のアナログフィルタ、ベースバンド増幅器、アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）及びデシメーションチェイン（decimation chain）をカバーする。

解析を簡単にするために、同相と直角位相フィルタは、連続したＲＢの集合内で周波数的にフラットであると想定し、これが周波数応答の階段状の近似の根拠となる（図２参照）。従って、周波数依存ＩＱインバランスもまた連続したＲＢの集合（以降サブバンドと称する、図３参照）内で周波数的にフラットであると想定可能である。周波数依存ＩＱインバランスが一般にアナログチャネル選択フィルタによって引き起こされることを考えると、このような階段状の近似は理にかなったものである。

図４は、所定の帯域を有する受信無線通信信号におけるＩＱインバランスを推定する方法１００を示す図である。受信信号のシステム帯域全体を複数のサブバンドに分割し、これらに中央のサブバンドから端のサブバンドへと番号を付ける（図４、ブロック１０２）。例えば、サブバンド−０は、中央のサブバンドであり、サブバンド−ｍは、ｍ番目に大きいサブバンドであり、サブバンド−（−ｍ）は、ｍ番目に小さいサブバンドである。従って、サブバンド−ｍは、サブバンド−（−ｍ）のミラーイメージである。図３参照。

ＩＱインバランスは、サブバンド内で周波数に依存しないと想定されるので、サブバンド−ｍ、ｒ_ｍ（ｔ）内での受信信号は、以下のように表される。

上式において、ｈ_ｉ，ｍ及びｈ_ｑ，ｍはそれぞれ、サブバンド−ｍの同相利得及び直角位相利得を表す。ここで、ｕ_ｋ，ｍは、サブバンド−ｍの第ｋ番目サンプルでの送信ＯＦＤＭシンボルを示し、

と表される。ここで、第ｎ番目のサブキャリアがサブバンド−ｍ内にあれば、Ｕ_ｎ，ｍ＝Ｓ_ｎであり、第ｎ番目のサブキャリアがサブバンド−ｍの外にあればＵ_ｎ，ｍ＝０である。なお、式（２）で示すように、ｒ_ｍ（ｔ）は、サブバンド−ｍからの信号とサブバンド−（−ｍ）からの信号との両方を含む。同様に、サブバンド−（−ｍ）、ｒ_−ｍ（ｔ）内での受信信号は、以下のように表される。

なお、ｒ_−ｍ（ｔ）は、サブバンド−ｍからの信号とサブバンド−（−ｍ）からの信号との両方を含む。

本発明の実施態様によると、２つの推定ステップが行われる。第１のステップは、サブバンド−０のＲＦ障害パラメータを推定することである（図４、ブロック１０４、１０５）。第２のステップは、サブバンド毎（又はサブバンド対毎）に残りのサブバンドのＲＦ障害パラメータを推定することである（ブロック１０６〜１０８）。

第１の推定ステップは、ＳＣＨ上でブロック型のパイロット信号を受信することから始まる。これらは、図５に示すように６つのＲＢ内で送信される。幾つかの実施態様において、ＳＣＨ帯域は、サブバンド−０に対応する（他の実施態様では、異なっており、サブバンドがどのように定義されるかによる）。これらのパイロット信号から、ＩＱインバランスと搬送波周波数オフセットとが推定される（図４、ブロック１０４）。

次に、全てのサブバンドにおいてデータを受信する。位相ノイズとチャネル係数とは、このデータ及びサブバンド−０での櫛型パイロットから、ＳＣＨからすでに推定されたＩＱインバランスと搬送波周波数オフセットとを用いて推定される。これらにより、サブバンド−０内で受信された信号の曖昧さが減少し、従って、推定精度が向上する（ＳＣＨのブロック型特性により、ＩＱインバランスと搬送波周波数オフセットとの推定がより正確になる傾向にある）。

サブバンド−０のＩＱインバランスと搬送波周波数とが受信機にはわかっているので、受信信号の歪みを補償するのは簡単である。例えば、G.Fettweis、M.Lohning、D.Petrovic、M.Windisch、P.Zillmann及びW.Raveによる論文、題名：“Dirty RF: a new paradigm,”、IEEE PIMRC2005、vol.4、pp.2347-2355、２００５年９月及びZou-Iを参照のこと。この論文の開示内容について、参照によりその全文を引用する。ＩＱインバランスと搬送波周波数とが完全に除去されたなら、残りのＲＦ損失、位相ノイズ、チャネル係数は、比較的容易に推定される。例えばZou-Iを参照のこと。但し、推定は、サブバンド−０内、即ちｒ_０（ｔ）の観測に基づいていなければならず、チャネル係数の推定は、サブバンド−０のみをカバーする。

位相ノイズの推定に関して、他のサブバンドからのインタキャリア干渉（ＩＣＩ）を考慮して、実際の位相ノイズ（又は、同じように、全てのスペクトル成分の集合）を原理上推定する必要がある。図６に、第ｋ番目のサブキャリアにおけるＩＣＩを図示するが、ここで、Ａ_ｋは、第ｋ番目サブキャリアでの搬送波ノイズのスペクトル成分を表し、Ｈ_ｋは、第ｋ番目サブキャリアでのチャネル応答を表す。図６に示すように、あるサブキャリアでの受信信号は、自身のサブバンドと他のサブバンドからのＩＣＩを含むため、１つのサブバンドから実際の位相ノイズを推定することは不可能である。ただし、搬送波ノイズが低周波数スペクトル成分、即ち、Ａ_ｋ＝０，｜ｋ｜＞Ｐにより支配されていると仮定すれば、サブバンド−０から低周波数スペクトル成分を推定することが可能である。そうすれば、残りの問題は、S.A.Fechtel及びH.Meyrによる論文、題名：“Optimal parametric feedforward estimation of frequency-selective fading radio channels,”、IEEE Trans, on Commun.、vol.42、pp.1639-1650、１９９４年２月等に記載されているような周波数選択チャネルにおけるチャネル係数の推定に等しくなることが容易に理解される。この論文の開示内容について、参照によりその全文を引用する。

位相ノイズ及びチャネル係数の推定は研究されてきた。例えば、Zou-Iと、さらにJ.Tubbax、B.Come、L.V.der Perre、S.Donnay、M.Engels、H.D.Man及びM.Moonen、題名：“Compensation of IQ imbalance and phase noise in OFDM systems,”、IEEE Trans.On Wireless Commun.、vol.4、pp.872-877、２００５年５月、及びXingらを参照のこと。この論文の開示内容について、参照によりその全文を引用する。パイロット（ＲＳ）は櫛型配置であるため、推定精度を向上させるために判定帰還を用いてこれらの量を繰り返して推定することが理にかなっている。例えば、Zou-Iと、Q.Zou、A.Tarighat及びA.H.Sayedによる別の論文、“Compensation of phase noise in OFDM wireless systems”、IEEE Trans, on Signal Proa、vol.55、pp.5407-5424、２００７年１１月（以降、Zou-IIと呼ぶ）と、を参照のこと。この論文の開示内容について、参照によりその全文を引用する。

Zou-IIにおける初期推定との唯一の違いは、本発明の実施態様が位相ノイズとチャネル係数との両方を櫛型パイロットを用いてカバーする必要があることである。実施例は、ＩＣＩ自由相ノイズ（ＣＰＥ（common phase error）のみ）で開始し、パイロットサブキャリア（ＲＳ）を基に（ＣＰＥに加えて）チャネル係数を推定及び補間し、（補間されたチャネル係数に基づいて）データシンボルを検出し、最後に位相ノイズ（とチャネル係数と）を判定帰還を用いて再度推定する。この点で、Zou-IIにおける初期推定を利用可能であり、即ち、位相ノイズとチャネル係数とは、判定帰還に基づいて繰り返し推定される。推定された位相ノイズを記憶し、後に他のサブバンドのＲＦ障害パラメータを推定する際に利用する。

第２の推定ステップ（図４、ブロック１０６〜１０８）は、残りのサブバンド、即ち、サブバンド−ｍ（ｍはゼロでない整数）でのＩＱインバランスとチャネル係数とを推定することである。この推定は、ＳＣＨからの搬送波周波数オフセット推定（ブロック１０４）と第１サブバンドからの位相ノイズ推定（ブロック１０５）とを利用する。ＲＦ障害パラメータの推定は、第１高調サブバンド、サブバンド−１に移動する。図３に示すように、サブバンド−１とサブバンド−（−１）とは互いにミラーイメージであり、一緒に扱われる。外側に向かう、サブバンド対毎の推定の利点は、先行するサブバンド（又はサブバンド対）のＩＱインバランスを初期入力として繰り返し推定に再利用可能であることである。一般的なローバスフィルタは、フィルタの遮断周波数の領域に向かって周波数が増加すると精度が減少する。さらに、大きな帯域（例えば、１０ＭＨｚ以上）を有するフィルタは、より高い周波数で現れる回路素子（主に容量）の寄生要素にもよる更なる不確実性への寄与がある。ゆえに、ＩＱインバランス推定を繰り返し行う際に、低い周波数（ＤＣ）から始めてこの初期周波数から（周波数的に）外側へと移動していくことは妥当である。このプロセスを、ＩＱインバランスが全てのサブバンドで推定されるまで続け（ブロック１０８）、その後終了する（ブロック１１０）。

ブロック型パイロットに基づくＩＱインバランスとチャネル係数の推定が研究されてきた。例えば、Zou-I、Tubbaxら、Xingら及びA.Tarighat、R.Bagheri及びA.H.Sayedによる論文、題名：“Compensation schemes and performance analysis of IQ imbalances in OFDM receivers,”、IEEE Trans. On Signal Proc、vol.53、pp.3257-3268、２００５年８月を参照のこと。この論文の開示内容について、参照によりその全文を引用する。ＲＳは櫛型パイロットであるため、Zou-I及びTarighatらに記載のように、推定精度を向上させるために判定帰還を用いて推定を繰り返すことは妥当である。本発明の実施態様とTarighatらとの違いは、初期推定によってＩＱインバランスとチャネル係数との両方をブロック型パイロット信号ではなく櫛型パイロット信号を用いてカバーする必要があることである。さらに、受信した信号にも位相ノイズへの寄与が含まれている点も異なる。ただし、これについては以前のサブバンドからすでに推定されている（但し、ＩＱインバランスを補償するまでは、位相ノイズを補償することはできない）。一実施態様において、以前のサブバンドからのＩＱインバランスで開始し（又はＩＱインバランスなしで開始し）、以前のサブバンドからの位相ノイズに基づいて位相ノイズを補償し、パイロットサブキャリア（ＲＳ）を基にチャネル係数を推定及び補間し、データシンボルを検出し、最後に判定帰還を用いて再び、ＩＱインバランス（及びチャネル係数）を推定する。

ＩＱインバランス（及びチャネル係数、位相ノイズを含む場合もある）の判定帰還推定が研究されてきた。Zou-I及びTarighatらを参照。但し、周波数依存ＩＱインバランス推定には２つの異なるＩＱインバランスパラメータの集合が関与する。ＩＱインバランスが周波数に依存しない場合、ＩＱインバランス推定には、２つのパラメータが関与し、１つは所望の信号用であり、１つはそのイメージ用（即ち、対を成すもう一方のサブバンド）である。サブバンドをサブバンド−１、サブバンド−（−１）のように対とすることにより、推定する２つのパラメータを有する２つのサンプルの観察が存在する。但し、周波数依存ＩＱインバランスの場合、双方のパラメータが各サブバンド毎に異なる値を有するので、４つのパラメータ、即ち、サブバンド−ｍとサブバンド−（−ｍ）それぞれの所望信号及びそのイメージの双方（式（２）及び式（３）を参照）が生まれる。これら４つのパラメータを推定するには、（ほぼ等しいＩＱインバランス及びチャネル係数を体験している）２つの隣接したサブバンド対か、２つの連続するＯＦＤＭシンボルからのいずれかの、４つのサブバンドからの観察が必要である。

ＲＦ障害パラメータの推定がシステム帯域の端部に先行するので、（搬送波ノイズの）高周波数スペクトル成分を加えることにより、位相ノイズの推定精度を向上させることが可能である。一実施態様において、先行する処理済のサブバンド全てを集めて、それらに関して再度位相ノイズを推定する。

サブバンド毎（又はサブバンドペア）の手法を用いた（位相ノイズ並びに）周波数依存ＩＱインバランスの推定により、高精度のＲＦ障害推定が得られる。（例えば、Fettweisら、Zou-I及びZou-II、Tubbaxら、及びTarighatらに記載のような）従来の周波数に依存しないＩＱインバランス推定と比較すると、本発明の実施態様は、特に広帯域のユーザ帯域（例えば、ＬＴＥに関して２０ＭＨｚ）に関して有意な性能利得をもたらす。ＩＱインバランスの周波数依存性を適切に考慮しない場合には、Xingらに開示されるように、追従する復調動作は、高ＳＮＲ領域（２０ｄＢ）では２ｄＢのＳＮＲ損失を生み、超高ＳＮＲ領域（４０ｄＢ）では１５ｄＢに至る。

図７に、方法１００を実施するＵＥ１０について示す。１以上のアンテナ１２によって広帯域信号が受信され、ＲＦ受信機１４によって処理される。制御装置１６は、受信した広帯域信号を図３に示すような複数のサブバンドに分割する分周器１８を備える。制御装置１６はさらに、ＩＱインバランス推定装置２０を備える。ＩＱインバランス推定装置２０は、ＳＣＨから第１サブバンドのＩＱインバランスと搬送波周波数オフセット等のＲＦ障害を推定するユニット２２を備える。ＩＱインバランス推定装置２０はさらに、櫛型パイロットを含むデータチャネルから位相ノイズ及びチャネル係数等のＲＦ障害を推定し、さらに、搬送波周波数オフセット及び位相ノイズ推定、及び先行するサブバンド（又は対）からのＩＱインバランス評価に基づいて連続的にサブバンド（又はサブバンド対）におけるＩＱインバランスを評価するユニット２４を備える。

当業者であれば、制御装置１６が、記憶されたプログラムのマイクロプロセッサやメモリ１７に記憶された適切な制御ソフトウエアを備えたデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）を備えうることを理解されるであろう。分周器１８及び／又はＲＦ障害推定器２２、２４は、メモリ１７に記憶され、制御装置１６により実行されて必要な機能を提供するソフトウエアモジュールを備えてもよい。一般に、制御装置１６、分周器１８、又はＲＦ障害推定器２２、２４のいずれか１以上は、専用ハードウエア、適切なファームウエアを備えたプログラム可能なロジック、ソフトウエア、又はこれらの組み合わせにおいて実施可能である。

ＳＣＨから（ＩＱインバランス及び搬送波周波数オフセット等の）ＲＦ障害パラメータを推定し、これらの推定を用いて後続のデータ送信中に（ＩＱインバランス、位相ノイズ及びチャネル係数等の）ＲＦ障害パラメータを推定することにより、従来技術に比べて性能が向上する。ＬＴＥは、ＷＬＡＮよりもＲＦ障害評価の観点でより困難な環境を引き起こす。例えば、フェージングチャネルは、時間と共に変化し、ＲＳは、（ブロック型ではなく）櫛型のパイロット信号である。故に、従来技術を用いてＲＦ障害を繰り返し推定しても、極度に不正確となる場合がある。依って、ほんのわずかの曖昧さを除くことだけで、飛躍的に性能が向上可能である。ＬＴＥの場合、ＳＣＨの中央６つのＲＢのＩＱインバランスと搬送波周波数オフセット推定とに関して曖昧さを減少させる。Ｚｏｕ−Ｉ等の従来技術とは対照的に、繰り返し推定にＩＱインバランスを含める必要がないので、所定の要求推定精度に関して、本発明の実施態様は、複雑度の低い実施に寄与することとなる。

先行するサブバンドから（位相ノイズ等の）ＲＦ障害パラメータを推定し、これらの推定を用いて後続のサブバンド（又はサブバンド対）の（ＩＱインバランス及びチャネル係数等の）ＲＦ障害パラメータを推定することにより、従来技術に比べてさらに性能が向上する。同様に、繰り返し推定でさえ、ほんのわずかの曖昧さ、この場合、位相ノイズ、より正確には中央ではないＲＢの低周波数スペクトル成分を除くことだけで、飛躍的に向上可能である。ＩＣＩに関する限り、一般的な位相ノイズ特性は、そのパワーの大半が両側数百ｋＨｚの帯域内に集中している。従って、推定に際しては、搬送波ノイズ（又は、同じように対応する数のＦＦＴ指数）に対応する数の周波数ビンを考慮するだけでよいと考えられる。ＬＴＥに関して、このことは、およそ１０〜２０のスペクトル成分のみが必要であることを意味し、従って６つの中央ＲＢで推定に十分である。

本発明は言うまでもなく、ここで具体的に述べたものとは別の方法で本発明の本質的な特性から逸脱することなく実行可能である。本実施態様はすべての点において限定的ではなく例示的であると考えられるべきであり、添付の請求の範囲の意味及び均等物の範囲内の全ての変更は本発明に含まれるものとする。

Claims

無線通信ネットワークの受信機によって、所定の帯域を有する受信無線通信信号におけるＩＱインバランスを推定する方法であって、
前記受信信号を複数のサブバンドに分割する工程と、
前記受信信号のうち前記信号帯域の中央周波数に位置する第１サブバンドにおいてＩＱインバランスと搬送波周波数オフセットとを推定する工程と、
前記受信信号の前記第１サブバンドにおいて位相ノイズとチャネル係数とを推定する工程と、
先行するサブバンドからの前記搬送波周波数オフセット推定及び前記位相ノイズ及びＩＱインバランス推定に基づいて、前記受信信号の連続するサブバンドにおけるＩＱインバランスを繰り返し推定する工程と、を備え、
前記受信信号のうち前記信号帯域の中央周波数に位置する第１サブバンドにおいてＩＱインバランスと搬送波周波数オフセットとを推定する工程が、
前記第１サブバンドにおいて周波数的に連続で時間的に間隔を有するブロック型の基準信号を受信する工程と、
前記ブロック型の基準信号を基に、前記第１サブバンドでのＩＱインバランスと搬送波周波数オフセットとを推定する工程と、を備え、
前記位相ノイズとチャネル係数とを推定する工程が、
全てのサブバンドにおいて、データと、時間的および周波数的に間隔を有する櫛型のパイロット信号を受信する工程と、
前記第１サブバンドにおける前記櫛型のパイロット信号と、推定されたＩＱインバランスと搬送波周波数オフセットに基づいて、前記第１サブバンドにおける前記位相ノイズとチャネル係数とを推定する工程と、を備え、
前記ＩＱインバランスを繰り返し推定する工程では、低い初期周波数から初めて、前記初期周波数から周波数的に外側へと移動していくことを特徴とする、方法。
前記受信信号を複数のサブバンドに分割する工程が、前記受信信号を前記信号帯域の中央周波数に位置する第１サブバンドと、前記第１サブバンドに隣接ししその側面に位置する第２サブバンド対と、それぞれが先行するサブバンド対に周波数的に隣接する１以上の連続したサブバンド対とに分割する、請求項１に記載の方法。
前記第１サブバンドにおいてブロック型の基準信号を受信する工程が、同期チャネル上で６つのリソースブロックに渡るブロック型基準信号を受信する、請求項１に記載の方法。
前記受信信号の前記第１サブバンドにおいて前記位相ノイズとチャネル係数とを推定する工程が、
全てのサブバンドで、データと時間的及び周波数的に分割された（櫛型の）基準信号とを受信する工程と、
第１サブバンドでの前記櫛型基準信号を基に、前記第１サブバンドでの位相ノイズとチャネル係数とを推定する工程と、を備える請求項１に記載の方法。
全てのサブバンドで櫛型の基準信号を受信する工程が、データチャネル上で櫛型の基準信号を受信する、請求項４に記載の方法。
先行するサブバンドからの前記搬送波周波数オフセット推定及び前記位相ノイズ及びＩＱインバランス推定に基づいて前記受信信号の連続するサブバンド内のＩＱインバランスを推定する工程が、前記先行するサブバンドのＩＱインバランスを無視し、すでに推定された位相ノイズで前記位相ノイズを補償し、その後前記櫛型の基準信号を基に現在のサブバンド用のＩＱインバランスとチャネル係数とを推定する、請求項４に記載の方法。
先行するサブバンドからの前記搬送波周波数オフセット推定及び前記位相ノイズ及びＩＱインバランス推定に基づいて前記受信信号の連続するサブバンド内のＩＱインバランスを推定する工程が、前記先行するサブバンドの前記ＩＱインバランスで前記ＩＱインバランスを補償し、すでに推定された位相ノイズで前記位相ノイズを補償し、その後前記櫛型の基準信号を基に現在のサブバンド用のＩＱインバランスとチャネル係数とを推定する、請求項４に記載の方法。
先行するサブバンドからの前記搬送波周波数オフセット推定及び前記位相ノイズ及びＩＱインバランス推定に基づいて前記受信信号の連続するサブバンド内のＩＱインバランスを推定する工程が、判定帰還を用いて前記ＩＱインバランスを推定する、請求項１に記載の方法。
位相ノイズを推定する工程が、位相ノイズの低周波数スペクトル成分だけを推定し、前記低周波数スペクトル成分を用いて実際の位相ノイズを近似する、請求項５に記載の方法。
位相ノイズを推定する工程が、連続するサブバンドのＲＦ障害パラメータが推定されると、高周波数スペクトル成分を加えて前記位相ノイズ推定を更新する工程をさらに備える、請求項９に記載の方法。
無線通信ネットワーク内で動作する受信機であって、
１以上のアンテナと、
アンテナから無線通信信号を受信する受信機と、
前記受信機を制御する制御装置であって、さらに、
前記受信信号のうち前記信号帯域の中央周波数に位置する第１サブバンドにおいてＩＱインバランスと搬送波周波数オフセットとを推定し、
前記受信信号の前記第１サブバンドにおいて位相ノイズとチャネル係数とを推定し、
先行するサブバンドからの前記搬送波周波数オフセット推定及び前記位相ノイズ及びＩＱインバランス推定に基づいて前記受信信号の連続するサブバンド内のＩＱインバランスを繰り返し推定する制御装置を備え、
前記受信信号のうち前記信号帯域の中央周波数に位置する第１サブバンドにおいてＩＱインバランスと搬送波周波数オフセットとを推定することが、
前記第１サブバンドにおいて周波数的に連続で時間的に間隔を有するブロック型の基準信号を受信することと、
前記ブロック型の基準信号を基に、前記第１サブバンドでのＩＱインバランスと搬送波周波数オフセットとを推定することと、を含み、
前記位相ノイズとチャネル係数とを推定することが、
全てのサブバンドにおいて、データと、時間的および周波数的に間隔を有する櫛型のパイロット信号を受信することと、
前記第１サブバンドにおける前記櫛型のパイロット信号と、推定されたＩＱインバランスと搬送波周波数オフセットに基づいて、前記第１サブバンドにおける前記位相ノイズとチャネル係数とを推定することと、を含み、
前記ＩＱインバランスを繰り返し推定することは、低い初期周波数から初めて、前記初期周波数から周波数的に外側へと移動していくことを特徴とする、受信機。
前記制御装置が、前記受信信号を、前記信号帯域の中央周波数に位置する第１サブバンドと、前記第１サブバンドに隣接ししその側面に位置する第２サブバンド対と、それぞれが先行するサブバンド対に周波数的に隣接する１以上の連続したサブバンド対とに分割することにより、前記受信信号を複数のサブバンドに分割する、請求項１１に記載の受信機。
前記制御装置が、
前記第１サブバンドにおいて周波数的に連続で時間的に間隔を有する（ブロック型の）パイロット基準信号を受信するよう前記受信機を制御し、
前記ブロック型基準信号を基に、前記第１サブバンドでのＩＱインバランスと搬送波周波数オフセットとを推定し、
全てのサブバンドでデータと時間的及び周波数的に分割された（櫛型の）基準信号とを受信するよう前記受信機を制御し、
第１サブバンドでの前記櫛型基準信号を基に、前記第１サブバンドでの位相ノイズを推定することによって、前記受信信号の第１サブバンドにおいて位相ノイズとＩＱインバランスとを推定する、請求項１２に記載の受信機。
前記第１サブバンドにおいてブロック型のパイロット基準信号を受信するよう前記受信機を制御する際、同期チャネル上で６つのリソースブロックに渡るブロック型パイロット基準信号を受信するよう前記受信機を制御する、請求項１３に記載の受信機。
前記制御装置がさらに、すでに推定した位相ノイズを基に前記受信信号の連続したサブバンドにおけるＲＦ障害パラメータを推定する、請求項１３に記載の受信機。
前記受信信号の連続したサブバンドにおいてＲＦ障害パラメータを推定する際、ＩＱインバランスを想定せず、その後前記櫛型のパイロット信号とすでに推定した位相ノイズを基にチャネル係数を推定し補間する、請求項１３に記載の受信機。
前記受信信号の連続したサブバンドにおいてＲＦ障害パラメータを推定する際、判定帰還を用いて前記ＲＦ障害パラメータを繰り返し推定する、請求項１３に記載の受信機。
位相ノイズを推定する際、位相ノイズの低周波数スペクトル成分だけを推定し、前記低周波数スペクトル成分を用いて実際の位相ノイズを近似する、請求項１３に記載の受信機。
位相ノイズを推定する際さらに、連続するサブバンドのＲＦ障害パラメータが推定されると、高周波数スペクトル成分を加えて前記位相ノイズ推定を更新する、請求項１８に記載の受信機。
前記制御装置が、先行するサブバンドにおいて推定された前記ＩＱインバランスを基に、前記受信信号の連続したサブバンドにおいてＲＦ障害パラメータを推定する、請求項１１に記載の受信機。
前記制御装置が、最初にチャネル間の干渉の無い位相ノイズを想定し、その後前記櫛型パイロット信号を基に、ＣＰＥを含む前記チャネル係数を推定及び補間することによって、ＲＦ障害パラメータを推定する、請求項２０に記載の受信機。
前記制御装置が、判定帰還を用いてＲＦ障害パラメータを繰り返し推定する、請求項１１に記載の受信機。