RU2515282C1 - Управление полосой частот между несущими для уменьшения дисбаланса iq - Google Patents

Управление полосой частот между несущими для уменьшения дисбаланса iq Download PDF

Info

Publication number
RU2515282C1
RU2515282C1 RU2012151503/07A RU2012151503A RU2515282C1 RU 2515282 C1 RU2515282 C1 RU 2515282C1 RU 2012151503/07 A RU2012151503/07 A RU 2012151503/07A RU 2012151503 A RU2012151503 A RU 2012151503A RU 2515282 C1 RU2515282 C1 RU 2515282C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
receiver
signal
branch
frequency response
frequency
Prior art date
Application number
RU2012151503/07A
Other languages
English (en)
Inventor
Честер ПАРК
Ларс СУНДСТРЕМ
Джим СВЕНССОН
Original Assignee
Телефонактиеболагет Л М Эрикссон (Пабл)
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Телефонактиеболагет Л М Эрикссон (Пабл) filed Critical Телефонактиеболагет Л М Эрикссон (Пабл)
Application granted granted Critical
Publication of RU2515282C1 publication Critical patent/RU2515282C1/ru

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/3845—Demodulator circuits; Receiver circuits using non - coherent demodulation, i.e. not using a phase synchronous carrier
    • H04L27/3854—Demodulator circuits; Receiver circuits using non - coherent demodulation, i.e. not using a phase synchronous carrier using a non - coherent carrier, including systems with baseband correction for phase or frequency offset
    • H04L27/3863—Compensation for quadrature error in the received signal
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/30—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/20—Monitoring; Testing of receivers
    • H04B17/21—Monitoring; Testing of receivers for calibration; for correcting measurements
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0003—Two-dimensional division
    • H04L5/0005—Time-frequency
    • H04L5/0007—Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A), DMT
    • H04L5/001—Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A), DMT the frequencies being arranged in component carriers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers
    • H04B1/28—Circuits for superheterodyne receivers the receiver comprising at least one semiconductor device having three or more electrodes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Circuits Of Receivers In General (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)

Abstract

Изобретение относится к беспроводной связи. Цифровая оценка и компенсация дисбаланса IQ в среде с агрегацией несущих облегчается путем формирования частотной характеристики ветвей приемника. Более конкретно в приемнике с множеством несущих частотная характеристика элементов обработки сигнала в по меньшей мере одной ветви приемника устанавливается на неполное ослабление принятых сигналов в интересующей полосе частот. Интересующая полоса частот является большей, чем полоса частот несущей принятого сигнала, обработанного этой ветвью приемника. В некоторых вариантах осуществления изобретения принятый сигнал не ослабляют, а смежные сигналы помех ослабляют частично. Это позволяет информации относительно сигналов помех появляться в вызванном дисбалансом IQ изображении сигналов между несущими в другой ветви приемника, облегчая цифровую оценку и компенсацию дисбаланса IQ. 2 н. и 33 з.п. ф-лы, 16 ил.

Description

РОДСТВЕННАЯ ЗАЯВКА
Для настоящей заявки испрашивается приоритет патентной заявки № 13/045386, озаглавленной «Digital IQ Imbalance Compensation for Dual-Carrier Double Conversion Receiver», поданной 10 марта 2010 г. в США, и предварительной патентной заявки № 61/330612, поданной 3 мая 2010 г. в США, которые во всей своей полноте включены в настоящий документ посредством ссылки.
ОБЛАСТЬ ТЕХНИКИ, К КОТОРОЙ ОТНОСИТСЯ ИЗОБРЕТЕНИЕ
Настоящее изобретение относится главным образом к беспроводной связи и более конкретно к способу уменьшения дисбаланса IQ в приемниках с множеством несущих в системах с агрегацией несущих.
УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ
Для того чтобы достичь высоких пиковых скоростей передачи данных в беспроводных сетях будущего, одновременная передача и прием множества несущих, называемая агрегацией несущих, является ключевым элементом. Проект партнерства третьего поколения (3GPP) стандартизировал агрегацию несущих для проекта долгосрочного развития (LTE), как описано в работе G. Yuan, X. Zhang, Wang и Y. Yang, озаглавленной «Carrier aggregation for LTE-Advanced mobile communication systems», опубликованной в IEEE Commun. Mag., vol. 48, no. 2, pp. 88-93, Feb. 2010, которая во всей своей полноте включена в настоящий документ посредством ссылки. С точки зрения мобильных терминалов агрегирование несущих представляет беспрецедентную сложность с точки зрения исполнения, особенно когда множество несмежных несущих должны быть переданы и приняты одновременно.
Относительно архитектур приемников мобильных терминалов приемник с прямым преобразованием хорошо подходит для агрегирования несущих. Хотя приемник с прямым преобразованием в последнее время приобрел широкое распространение, как указано в книге RF Microelectronics, написанной B. Razavi, Upper Saddle River, NJ, Prentice-Hall, 1998, которая во всей своей полноте включена в настоящий документ посредством ссылки, каждая несущая неминуемо нуждается в отдельном приемнике, что ведет к неэффективной реализации. С другой стороны известен приемник с двойным преобразованием широкой полосы частот IF, описанный в работе A. Springer, L. Maurer и R. Weigel, озаглавленной «RF system concepts for highly integrated RFICs for W-CDMA mobile radio terminals», опубликованной в IEEE Trans. Microw. Theory and Tech., vol. 50, no. 1, pp. 254-267, Jan. 2002, которая во всей своей полноте включена в настоящий документ посредством ссылки. Приемник с двойным преобразованием широкой полосы частот IF повторно использует этап смешивания RF и этап смешивания IF (то есть гетеродины (LO) и смесители), обеспечивая эффективную с точки зрения затрат и мощности реализацию. Кроме того, он сохраняет многие преимущества приемника с преобразованием направления, например, в высокой степени программируемый выбор каналов, необходимый для агрессивного агрегирования несущих.
Архитектура приемника с двойным преобразованием может быть применена к приему с множеством несущих. Например, в приемнике с двойным преобразованием с двумя несущими одна ветвь (один отвод) приемника может принимать и обрабатывать первую несущую, в то время как другая ветвь (другой отвод) приемника принимает и обрабатывает вторую несущую. Путем выбора подходящих частот LO и параметров смесителя вторая ветвь приемника может совместно использовать LO и смесители с первой ветвью приемника для экономии аппаратного обеспечения.
Фиг.1 иллюстрирует часть типичного приемника с двойным преобразованием с двумя несущими. В этом конкретном примере, приемник выполнен с возможностью использовать в нисходящей линии связи LTE внутриполосное агрегирование несмежных несущих, хотя принципы настоящего изобретения применимы к другим приемникам и системам. Приемник в данном примере принимает сложный сигнал с агрегированием несущих на антенне с усилением с низким уровнем шума. Приемник включает в себя генератор частоты RF LO и генератор частоты IF LO. Преобразователь с понижением частоты RF содержит два смесителя, управляемые соответствующими двумя сигналами частоты RF LO в квадратурной фазе, и фильтры низких частот. Получившиеся сигналы IF затем дополнительно смешиваются с сигналами частоты IF LO, имеющими различные фазы. Получившиеся сигналы частоты основной полосы частот объединяются в двух ветвях приемника или трактах обработки сигнала. Верхняя ветвь приемника принимает и обрабатывает сигнал, модулированный на частоту несущей в 20 МГц, в то время как нижняя ветвь приемника принимает и обрабатывает сигнал, модулированный на несмежную частоту несущей в 5 МГц.
Модулированные сигналы могут быть совместимы с любым протоколом связи, таким как, например, широкополосный множественный доступ с кодовым разделением (WCDMA). В некоторых вариантах осуществления изобретения протокол связи может содержать мультиплексирование с ортогональным частотным разделением (OFDM). Как известно из уровня техники, сигналы OFDM модулируются на множество поднесущих, которые совместно занимают полосу частот несущей. В настоящем документе термин «полоса частот несущей» относится к частоте несущей, на которую модулируются один или несколько сигналов. Несущая может содержать единственную несущую, занимающую указанную полосу частот (например, несущую с расширенным спектром) или может содержать множество поднесущих, которые совместно занимают указанную полосу частот.
Одним недостатком приемника с двойным преобразованием с двумя несущими, такого как проиллюстрирован на фиг.1, является чувствительность к дисбалансу между синфазной (I) и квадратурной (Q) компонентами принятого сигнала (известная как дисбаланс IQ), обусловленная совместно используемыми, имеющими дисбаланс по усилению и фазе LO и смесителями. Дисбаланс IQ является крупным источником ухудшения качества в радиоприемниках, особенно в системах OFDM.
Дисбаланс IQ возникает из-за дисбаланса в RF/аналоговой схеме, которая включает в себя LO, смеситель, фильтр, ADC и так далее. RF/аналоговая схема может быть откалибрована путем управления некоторыми параметрами схемы, или дисбаланс IQ может быть компенсирован путем цифровой обработки сигнала в цифровой основной полосе частот. Цифровая компенсация дисбаланса IQ имеет множество преимуществ перед аналоговой калибровкой. Например, она в принципе может работать с любыми радиоприемниками, поскольку не требует выделенного интерфейса между радиосхемами и цифровой основной полосой частот. Основными преимуществами компенсации дисбаланса IQ являются ослабление требований к исполнению касательно дисбаланса IQ и преодоление фундаментального ограничения аналоговых компонентов (или при тех же усилиях по исполнению улучшение функционирования приемника).
Цифровая компенсация дисбаланса IQ также применима к приемникам с двойным преобразованием для агрегирования несущих, включая агрегирование несмежных несущих внутри полосы пропускания. Одним отличием по сравнению с традиционной компенсацией дисбаланса IQ является необходимость совместной компенсации по нескольким ветвям приемника, принимающим и обрабатывающим множество несущих. Это неудивительно, учитывая, что дисбаланс IQ вызывает объединение между несущими, так что сигналы, обработанные в каждой ветви приемника, включают в себя свою собственную несущую, а также другие несущие (то есть сигналы, обработанные в других ветвях приемника).
РАСКРЫТИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ
В соответствии с одним или несколькими вариантами осуществления настоящего изобретения, описанными и заявленными в настоящем документе, цифровая оценка и компенсация дисбаланса IQ облегчается (на самом деле в некоторых случаях становится вообще возможной) путем формирования частотной характеристики ветвей приемника новыми и неочевидными способами по сравнению с приемниками уровня техники. Более конкретно в приемнике с множеством несущих частотная характеристика элементов обработки сигнала в по меньшей мере одной ветви приемника устанавливается на неполное ослабление принятых сигналов в интересующей полосе частот. Интересующая полоса частот является большей, чем полоса частот несущей принятого сигнала, обработанного этой ветвью приемника. В некоторых вариантах осуществления изобретения принятый сигнал не ослабляют, а смежные сигналы помех ослабляют частично. Это позволяет информации относительно сигналов помех появляться в вызванном дисбалансом IQ изображении сигналов между несущими в другой ветви приемника, облегчая цифровую оценку и компенсацию дисбаланса IQ.
Один вариант осуществления изобретения относится к способу приема и обработки по меньшей мере первого и второго сигналов связи одновременно в соответствующих первой и второй ветвях приемника. Первый сигнал модулируют на первую несущую, имеющую первую полосу частот, и второй сигнал модулируют на вторую несущую, имеющую вторую полосу частот. Принимают первый и второй сигналы. Частотную характеристику элементов обработки сигнала в первой ветви приемника устанавливают на частотную характеристику, достаточную для неослабления по меньшей мере первого сигнала, и первый сигнал обрабатывают в первой ветви приемника. Частотную характеристику элементов обработки сигнала во второй ветви приемника устанавливают на частотную характеристику, достаточную для неполного ослабления принятых сигналов в пределах интересующей полосы частот, ширина которой больше, чем полоса частот несущей второго сигнала, и второй сигнал обрабатывают во второй ветви приемника. Оценивают дисбаланс между компонентами I и Q первого и второго принятых сигналов и совместно компенсируют оцененный дисбаланс IQ по первому и второму принятым сигналам.
Другой вариант осуществления изобретения относится к приемнику, выполненному с возможностью принимать по меньшей мере первый и второй сигналы связи. Первый сигнал модулируют на первую несущую, имеющую первую полосу частот, а второй сигнал модулируют на вторую несущую, имеющую вторую полосу частот. Приемник включает в себя первую ветвь приемника, содержащую элементы обработки сигнала, имеющие первую частотную характеристику и выполненные с возможностью принимать и обрабатывать первый сигнал. Приемник также включает в себя вторую ветвь приемника, содержащую элементы обработки сигнала, имеющие вторую частотную характеристику и выполненные с возможностью принимать и обрабатывать второй сигнал. Частотная характеристика элементов обработки сигнала во второй ветви приемника является достаточной для неполного ослабления принятых сигналов в пределах интересующей полосы частот, ширина которой больше, чем полоса частот несущей второго сигнала.
КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ
Фиг.1 является схематичным представлением функциональной схемы приемника с двумя несущими с двойным преобразованием в соответствии с уровнем техники.
Фиг.2 является функциональной блок-схемой пути сигнала связи и различных источников ухудшений сигнала.
Фиг.3А и 3В изображают традиционную форму частотной характеристики для приемников с двумя несущими, обрабатывающих сигналы, имеющие различные полосы частот несущих.
Фиг.4А и 4В изображают форму частотной характеристики для ветви приемника в соответствии с одним вариантом осуществления настоящего изобретения.
Фиг.5А и 5В изображают форму частотной характеристики для ветви приемника в соответствии с одним вариантом осуществления настоящего изобретения.
Фиг.6 является схематичным представлением функциональной схемы приемника с двумя несущими с двойным преобразованием, реализующего формирование частотной характеристики в соответствии с одним вариантом осуществления настоящего изобретения.
Фиг.7А и 7В изображают традиционную форму частотной характеристики для приемников с двумя несущими, обрабатывающих сигналы, имеющие одну и ту же полосу частот несущих.
Фиг.7С и 7D изображают форму частотной характеристики для приемника, обрабатывающего сигналы, имеющие одну и ту же полосу частот несущих, в соответствии с одним вариантом осуществления настоящего изобретения.
Фиг.8 является графиком производительности приемника с множеством несущих при различных условиях формирования частотной характеристики.
Фиг.9 является функциональной блок-схемой приемника беспроводной связи с множеством несущих в соответствии с вариантами осуществления настоящего изобретения.
Фиг.10 является блок-схемой способа приема и обработки двух сигналов беспроводной связи одновременно.
ОСУЩЕСТВЛЕНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ
Цифровая компенсация дисбаланса IQ включает в себя два этапа: оценку дисбаланса и компенсацию дисбаланса. Это также верно для агрегации несущих. Подробности цифровой компенсации дисбаланса IQ для агрегации несущих представлены в находящейся на рассмотрении заявке на патент США № 13/045386.
Приемник с двойным преобразованием может быть моделирован, как показано на фиг.2. Передатчик находится в eNodeB и включает в себя цифровые фильтры с конечной импульсной характеристикой (FIR) и аналоговые импульсные фильтры (PSF). Частотные характеристики импульсного фильтра для двух несущих представлены Hta1(f) и Hta2(f). Переданные сигналы для двух несущих распространяются через каналы многопутевого распространения с замиранием (CH), представленные Hch1(f) и Hch2(f). Приемник находится в UE и включает в себя смесители RF с параметрами дисбаланса K1 и K2, аналоговые фильтры IF, смесители IF с параметрами дисбаланса Ji + и Ji -, аналоговые фильтры выбора канала (CSF), представленные Hra1(f) и Hra2(f), и фильтры FIR. Цифровая часть основной полосы частот, включающая в себя обработку OFDM, опущена для простоты, но модель предполагает цифровую основную полосу частот, поскольку варианты осуществления настоящего изобретения используют цифровую компенсацию дисбаланса IQ.
Как показано на примере на фиг.1, приемник с двойным преобразованием имеет отдельную ветвь (отвод) для каждой несущей. Предполагается, что все фильтры идеально сбалансированы в пределах ветви. Другими словами, отсутствует дисбаланс внутри несущей, который обычно называется дисбалансом IQ (на практике дисбаланс IQ возникает главным образом на этапе смешивания RF). Принятый сигнал двух ветвей, Y1(f) и Y2(f), представлен как
Figure 00000001
где частотная характеристика приемопередатчика моделируется посредством зависимой от частоты матрицы Qa(f), определенной как
Figure 00000002
Для простоты Qa(f) представляет только аналоговую часть, хотя может включать в себя цифровую часть, то есть фильтры FIR и передатчика, и приемника. Здесь вторая матрица правой части уравнения (2),
Figure 00000003
представляет собой частотную характеристику, вносимую на этапе смешивания RF, фильтром IF и на этапе смешивания IF.
Если две несущие имеют одну и ту же полосу частот и два фильтра выбора канала исполнены таким образом, чтобы иметь одну и ту же полосу частот, то есть отсутствует дисбаланс между несущими (точнее, дисбаланс между ветвями) в фильтрах выбора канала, то есть
Figure 00000004
тогда уравнение (2) может быть переписано как
Figure 00000005
Предполагая, что все параметры дисбаланса IQ оценены точно, дисбаланс IQ может быть полностью компенсирован как
Figure 00000006
Даже если компенсированный сигнал из уравнения (5)
Figure 00000007
включает в себя «помехи», привносимые аналоговыми фильтрами и многопутевым замиранием, он может быть компенсирован (процесс, также известный как «выравнивание») путем обычной цифровой обработки основной полосы частот. То есть отсутствует необходимость в обработке между несущими (в противоположность уравнению (5)), поскольку она не вносит дисбаланса IQ.
Если фильтр IF достаточно сбалансирован (или имеет значительно меньшее влияние, чем другие источники дисбаланса, такие как смеситель RF и смеситель IF), частотная характеристика, вносимая на этапе смешивания RF, фильтром IF и на этапе смешивания IF, обычно становится частотно плоской. То есть
Figure 00000008
В этом случае дисбаланс IQ называется независимым от частоты в том смысле, что параметры дисбаланса IQ, которые должны быть оценены, являются независимыми от частоты. Это облегчает компенсацию дисбаланса IQ. Это также существенно облегчает оценку дисбаланса, поскольку может быть достаточно наблюдения по малой доле полосы частот. Более важно, иногда является невозможным оценить зависящий от частоты дисбаланс IQ, например, если пилотный сигнал не покрывает всю полосу пропускания. Соответственно является достаточно выгодным сохранять дисбаланс IQ независимым от частоты.
Во многих существующих решениях в отношении дисбаланса IQ предполагается, что все ветви приемника имеют в точности одинаковую частотную характеристику. Другими словами, когда доходит до дисбаланса IQ, дисбаланс между несущими (в терминах полосы частот) не является интересующим, поскольку именно дисбаланс внутри несущих (то есть дисбаланс IQ) вызывает ухудшающее объединение.
На практике, однако, дисбаланс между несущими может существовать, возможно, из-за фильтров выбора канала с частотными характеристиками, настроенными на разные полосы частот. Например, является вероятным, что несущие с различными полосами пропускания агрегированы вместе. В этом случае частотная характеристика каждой ветви определяется полосой частот несущей, которую принимает ветвь. Также, даже когда несущие имеют одну и ту же полосу частот, соответствующие ветви приемника могут не иметь одну и ту же частотную характеристику, главным образом из-за несоответствия компонентов схем, внесенного при изготовлении, но также из-за несимметричной топологии кристалла. Первое может рассматриваться как намеренный дисбаланс, в то время как последнее может рассматриваться как ненамеренный дисбаланс.
Если несущие имеют различные полосы частот, Qa(f) становится плохо подходящим для некоторой части полосы частот, то есть где ветвь приемника, обрабатывающая несущую с узкой полосой частот, является ослабляющей, в то время как ветвь приемника, обрабатывающая несущую с широкой полосой частот, не является ослабляющей. Это ситуация, изображенная на фиг.1, где первый сигнал, принятый и обработанный первой (верхней) ветвью приемника, имеет полосу частот несущей в 20 МГц, а второй сигнал, принятый и обработанный второй (нижней) ветвью приемника, имеет полосу частот в 5 МГц. Изображен принятый сигнал в каждой ветви приемника вместе с изображением сигнала, принятого в другой ветви приемника, ввиду вызванного дисбалансом IQ объединения между несущими (как указано, изображение представлено в форме сложного объединения сигнала, обработанного другой ветвью приемника). Частотная характеристика элементов обработки сигнала в ветви приемника указана пунктирной линией, изображая ослабление сигнала как функцию частоты, на диаграммах сигнала.
Эти диаграммы сигнала изображены более подробно на фиг.3, где фиг.3А изображает первый (20 МГц) сигнал в первой ветви приемника (верхняя иллюстрация), вместе с изображением второго (5 МГц) сигнала (нижняя иллюстрация). Схожим образом фиг.3В изображает второй (5 МГц) сигнал (верхняя иллюстрация) вместе с изображением первого (20 МГц) сигнала (нижняя иллюстрация). Как показано, частотная характеристика элементов обработки сигнала (главным образом фильтра выбора канала) в первой ветви приемника установлена на 20 МГц, а частотная характеристика элементов обработки сигнала во второй ветви приемника установлена на 5 МГц. В обоих случаях, но как проиллюстрировано только для второго (5 МГц) сигнала, частотная характеристика ветвей приемника пропускает желаемый сигнал и ослабляет соседние сигналы помех. Это является желательным и, следовательно, соответствует традиционной практике, поскольку помехи не передают никакой уместной информации связи и более того могут насыщать ADC или усиливать ошибку квантования.
Однако рассмотрим диапазоны частот, где |Hra1(f)|>0 и Hra2(f)≈0, то есть частоты выше и ниже несущей в 5 МГц, где сигналы помех полностью ослабляются. В этих диапазонах из уравнения (2) элементы третьего и четвертого рядов Qa(f) становятся почти нулевыми, и, таким образом, Qa(f) является, по существу, вырожденной матрицей. В результате компенсация в уравнении (5) ведет к существенному усилению шума. Более того, необходимая оценка дисбаланса становится крайне чувствительной к шуму, поскольку некоторые параметры, подлежащие оценке, являются значительно меньшими, чем другие. Это является критической проблемой, особенно когда сильный источник помех (например, мощность которого на несколько десятых дБ выше, чем у желаемого сигнала) помещается близко к несущей с узкой полосой частот и объединяется с несущей с широкой полосой частот ввиду объединения между несущими, вызванного дисбалансом IQ.
В некоторых случаях компенсация дисбаланса IQ невозможна из-за потери информации в ослабленных частях принятого сигнала (сигналов). Например, как показано на фиг.3А, изображение помех смежного канала (то есть помехи, смежной со вторым сигналом в 5 МГц) в первой ветви приемника не ослабляется, поскольку элементы обработки сигнала в первой ветви приемника имеют частотную характеристику в 20 МГц. Однако при рассмотрении фиг.3В видно, что соответствующая информация о сигнале в 20 МГц ослабляется из изображения во второй ветви приемника вследствие более узкой частотной характеристики (5 МГц) элементов обработки сигнала во второй ветви. Таким образом, цифровая компенсация дисбаланса IQ невозможна, поскольку необходимая информация потеряна вследствие ослабления.
В соответствии с одним вариантом осуществления изобретения в среде с агрегацией несущих, где принятые сигналы могут иметь различную полосу частот несущей, цифровая компенсация IQ становится возможной путем облегчения ослабления сигналов помех в ветви приемника, обрабатывающей сигнал с более узкой полосой частот. Фиг.4А и 4В изображают этот вариант осуществления изобретения. Как и ранее, частотная характеристика элементов обработки сигнала в первой ветви приемника, обрабатывающей сигнал полосы частот несущей в 20 МГц, устанавливается на 20 МГц, как показано на фиг.4А. Фиг.4В изображает комбинированную частотную характеристику элементов обработки сигнала во второй ветви приемника, которая принимает и обрабатывает сигнал полосы частот несущей в 5 МГц, вместе с существенными сигналами помех вне полосы частот несущей в 5 МГц. В соответствии с этим вариантом осуществления изобретения сигналы помех не полностью ослабляются.
«Интересующая полоса частот» включает в себя и полосу частот несущей второго сигнала (например, 5 МГц), и сигналы помех вне полосы частот несущей второго сигнала. В пределах интересующей полосы частот принятые сигналы не полностью ослабляются. Более конкретно второй сигнал не ослабляется вообще (то есть по его полосе частот несущей в 5 МГц), и сигналы помех вне пределов полосы частот несущей второго сигнала ослабляются частично.
В результате эти сигналы помех появляются в вызванном дисбалансом IQ изображении между несущими в первой ветви приемника (то есть фиг.4А, нижний сигнал). Однако сигналы помех частично ослабляются во второй ветви приемника (фиг.4В, верхний сигнал) таким образом, чтобы не увеличить ошибку квантования (путем забивания помехами ADC) во второй ветви приемника выше допустимого уровня (то есть выше заранее определенного порогового значения ошибки квантования). Как показано на фиг.4А и 4В, в одном варианте осуществления изобретения общая ширина полосы частот частотной характеристики является по меньшей мере такой же, как и ширина полосы частот несущей более широкого принятого сигнала (например, 20 МГц, сигнал в первой ветви приемника). Однако это не является ограничением настоящего изобретения.
Таким образом, согласно некоторым вариантам осуществления изобретения сигналы, принятые и обработанные во второй ветви приемника, не полностью ослабляются в пределах интересующей полосы частот, которая включает в себя полосу частот несущей второго сигнала и сигналы помех за пределами полосы частот несущей второго сигнала. В настоящем документе термин «не полностью ослабляется» охватывает (возможное) частичное ослабление для некоторых сигналов в пределах интересующей полосы частот, таких как сигналы помех, а также отсутствие ослабления основного сигнала (например, в 5 МГц) в пределах интересующей полосы частот.
Частичное ослабление сигналов помех окружения в пределах интересующей полосы частот решает проблему, которая может быть существенной, если частотная характеристика во второй ветви приемника была просто расширена таким образом, чтобы включать в себя сигналы помех без ослабления. В этом случае аналого-цифровой преобразователь (ADC) становится подверженным ошибке квантования, поскольку усилитель с переменным усилением (VGA) уменьшает усиление в ответ на сигналы помех с целью избегания насыщения. Соответственно ошибка квантования становится относительно более доминирующей. Это может быть критичным, когда помеха имеет исключительно высокую мощность (в соответствии с динамическим диапазоном ADC). Эта проблема может быть облегчена до определенной степени путем увеличения разрешения ADC, возможно, адаптивным способом. Другими словами, когда обнаруживается сильная помеха (то есть помеха с мощностью, превышающей заранее определенное пороговое значение, но достаточно низкой, чтобы вмещаться в максимальное разрешение ADC), приемник увеличивает разрешение ADC, чтобы позволить помехе пройти через ADC и, следовательно, быть доступной для использования в цифровой компенсации дисбаланса IQ (ветви в 20 МГц). Одним недостатком данного подхода является увеличение потребления мощности. Однако частичное ослабление сигналов помех при отсутствии ослабления желаемого сигнала, как показано на фиг.4В, позволяет информации сигналов помех появляться в изображении на ветви приемника в 20 МГц без привнесения ошибки квантования в ADC на ветви приемника в 5 МГц. Таким образом, вариант осуществления изобретения на фиг.4А, 4В предлагает более элегантное решение, в некоторых случаях для проблемы помех, чем увеличение разрешения ADC.
В одном варианте осуществления изобретения степень частичного ослабления сигналов помех определяется адаптивным способом, например, на основании ошибки квантования ADC во второй ветви приемника для различных уровней ослабления. В этом варианте осуществления изобретения уровень мощности помех измеряется или оценивается до применения какой-либо фильтрации на ветви приемника, принимающей и обрабатывающей сигнал более узкой полосы частот несущей. Если необходима компенсация дисбаланса IQ, сигналы помех вне полосы частот несущей основного принятого сигнала ослабляются только при необходимости, так чтобы любая увеличенная ошибка квантования вследствие управления VGA находилась в пределах диапазона производительности (то есть заранее определенного порогового значения ошибки квантования).
В одном варианте осуществления изобретения сигналы, принимаемые и обрабатываемые во второй ветви приемника, вовсе не ослабляются в пределах интересующей полосы частот, как показано на фиг.5А и 5В. В случаях, когда сигналы помех во второй ветви приемника не оказывают негативного влияния на квантование (то есть ошибка квантования остается ниже применимого порогового значения), это сохраняет максимальный объем информации в областях, где |Hra1(f)|>0 и Hra2(f)≈0, максимизируя эффективность цифровой компенсации дисбаланса IQ. Следует отметить, что в варианте осуществления изобретения, показанном на фиг.5А и 5В, частотная характеристика элементов обработки сигнала во второй ветви приемника является меньшей, чем частотная характеристика в первой ветви приемника. То есть интересующая полоса частот является достаточно широкой, чтобы включать в себя полосу частот несущей второго сигнала, а также сигналы помех, но не настолько широкой, как полоса частот несущей первого сигнала.
В общем, являются ли сигналы помех во второй ветви приемника частично ослабленными или не ослабленными и является ли интересующая полоса частот во второй ветви такой же широкой, как полоса частот несущей первого сигнала, являются независимыми факторами. Комбинация этих факторов на фиг.4А-5В является всего лишь примером.
Фиг.6 изображает приемник с двойным преобразованием с двумя ветвями, выполненный с возможностью функционировать в среде с агрегацией несущих, принимая и обрабатывая первый сигнал, имеющий полосу частот несущей в 20 МГц, в первой ветви приемника, и второй сигнал, имеющий полосу частот в 5 МГц, во второй ветви приемника. Элементы обработки сигнала в первой ветви приемника управляются таким образом, чтобы иметь частотную характеристику, равную полосе частот несущей первого сигнала (то есть 20 МГц). Интересующая полоса частот во второй ветви приемника определяется таким образом, чтобы включать в себя полосу частот несущей второго сигнала (то есть 5 МГц), а также сигналы помех, получая общую интересующую полосу частот во второй ветви приемника в 20 МГц. Соответственно элементы обработки сигнала во второй ветви приемника управляются таким образом, чтобы также иметь частотную характеристику в 20 МГц. В этом варианте осуществления изобретения никакие сигналы в пределах интересующей полосы частот во второй ветви приемника не ослабляются. Это дает максимальную информацию для оценки и компенсации цифрового дисбаланса IQ.
Фиг.7А и 7В изображают традиционные настройки частотной характеристики в среде с агрегацией несущих, где сигналы, принимаемые в первой и второй ветви приемника, имеют одну и ту же полосу частот несущей. Следует отметить, что частотная характеристика элементов обработки сигнала во второй ветви приемника тщательно подбирается таким образом, чтобы пропускать принятый сигнал, но полностью ослаблять смежные сигналы помех. Например, как показано, спад (например, фильтра выбора канала) имеет более низкий угол наклона по сравнению с частотной характеристикой элементов обработки сигнала в первой ветви приемника. Поскольку частотные характеристики в ветвях приемника отличаются, дисбаланс IQ должен рассматриваться как частотно-зависимый и при оценке, и при компенсации, что не учитывается ни уравнением (4), ни уравнением (6). В противном случае компенсация дисбаланса IQ может не справиться с полным удалением дисбаланса IQ. Это увеличивает сложность оценки и компенсации дисбаланса.
Более конкретно при отсутствии одинаковой частотной характеристики между первой и второй ветвью приемника дисбаланс IQ становится зависимым от частоты, и уравнение (6) не является верным. В этом случае компенсация выполняется как
Figure 00000009
В соответствии с одним вариантом осуществления изобретения, как показано на фиг.7С и 7D, в случае с несущими, имеющими одинаковые полосы частот, частотная характеристика обоих ветвей приемника устанавливается на одинаковую величину, то есть и ширина полосы частот, и степень ослабления сигнала в них являются равными (в изображенном варианте осуществления изобретения отсутствует ослабление в пределах полосы частот).
В некоторых вариантах осуществления изобретения калибровка может быть выполнена, чтобы обеспечить точное равенство в частотной характеристике между ветвями (то есть частотная характеристика между ветвями меняется меньше, чем на заранее заданную ошибку частотной характеристики). Поскольку такая калибровка не является частью традиционного процесса калибровки, могут потребоваться дополнительные ресурсы аппаратного обеспечения, как более подробно описано далее. В приемниках, включающих в себя аппаратное обеспечение калибровки, которое функционирует в соответствии с алгоритмом калибровки, калибровка частотной характеристики для поддержки оценки и уменьшения дисбаланса IQ может быть просто дополнительной процедурой, которая может быть вызвана при включении питания и/или периодически во время функционирования.
В одном варианте осуществления изобретения калибровка выполняется путем добавления тестового сигнала (например, однотонального сигнала) в каждую ветвь приемника на выходе этапа смешивания IF и ослабление тестового сигнала измеряется на выводе обработки OFDM. Измерение повторяется по всей интересующей полосе частот, чтобы протестировать частотную характеристику ветви приемника. Элементы обработки сигнала в ветвях приемника затем регулируются в соответствии с результатами калибровки, чтобы установить желаемую частотную характеристику. В приемниках, имеющих процедуры калибровки, этот процесс может быть включен в качестве дополнительного этапа.
Альтернативно в одном варианте осуществления изобретения, в котором не выполняется калибровка между несущими, предполагается зависимость дисбаланса IQ от частоты, и оценка и компенсация IQ выполняются для каждой поднесущей. Тестовый сигнал может быть добавлен в каждую поднесущую и, если пилотный сигнал не обеспечивается на каждой поднесущей, то оценка с управлением по решению может быть использована для несущих без пилотных сигналов. Как только параметры дисбаланса IQ оценены, компенсация может быть также применена к каждой поднесущей.
В общем, управление частотной характеристикой элементов обработки сигнала во (по меньшей мере) вторых ветвях приемника применяется к большинству функциональных блоков, которые выполняют этап смешивания IF. Например, в аналоговой основной полосе частот частотная характеристика усилителя с переменным усилением (VGA) и фильтра выбора канала устанавливается на неполное ослабление сигналов в интересующей полосе частот. Частота дискретизации аналого-цифрового преобразования (ADC), STF/NTF, уровень квантования и подобные должны также быть выполнены с возможностью функционировать с частотной характеристикой, покрывающей интересующую полосу частот. В цифровом входном каскаде не только все цифровые фильтры, но также и другие функции, такие как интерполяторы (например, интерполятор Фарроу), должны быть выполнены с возможностью функционировать с частотной характеристикой, покрывающей интересующую полосу частот. В цифровой основной полосе частот функция быстрого преобразования Фурье (FFT) должна быть выполнена с возможностью функционировать с частотной характеристикой, покрывающей интересующую полосу частот.
Фиг.8 является графиком характеристики частоты битовых ошибок (BER) цифровой компенсации дисбаланса IQ в управлении частотной характеристикой в соответствии с вариантами осуществления настоящего изобретения. Более конкретно график основан на моделировании линии связи приемника, изображенного на фиг.6. Фиг.8 показывает, что цифровая компенсация с идеальной оценкой и компенсацией дисбаланса IQ (указанная «Ideal/Comp») достигает характеристики идеально сбалансированного приемника (например, как и ожидается, BER падает при увеличенном SNR). На фиг.8 кривая, обозначенная «Случай I, NoComp», представляет собой характеристики несущей в 20 МГц, предполагая радиосигнал со средним дисбалансом (40 дБ IRR) без компенсации, в присутствии помехи смежного канала около несущей в 5 МГц с мощностью в 10 дБс и 30 дБс. Кривая, обозначенная «Случай II, NoComp», предназначена для радиосигнала с высоким дисбалансом (25 дБ IRR) в тех же условиях.
Фиг.9 является функциональной блок-схемой частей приемника 10 с двумя несущими с двойным преобразованием в соответствии с вариантами осуществления настоящего изобретения. Приемник 10 функционирует в среде с агрегацией несущих и принимает по меньшей мере два сигнала на антенне 12. Принятые сигналы обрабатываются схемой 14 входного каскада и смесителем 16 RF. Как подробно показано на фиг.6, две ветви приемника совместно используют RF 16 и некоторые компоненты смесителя 18 IF, выводя компоненты I и Q первого и второго принятых сигналов в отдельные ветви приемника. Первый сигнал обрабатывается в первой ветви приемника с помощью элементов 22 обработки принятого сигнала, а второй сигнал обрабатывается во второй ветви приемника с помощью элементов 26 обработки принятого сигнала.
Частотная характеристика элементов 26 обработки сигнала во второй ветви приемника определяется функцией 28 определения частотной характеристики. Как описано в настоящем документе, частотная характеристика элементов 26 обработки сигнала во второй ветви приемника устанавливается таким образом, чтобы быть достаточной (по частоте и уровню ослабления) для неполного ослабления принятых сигналов в интересующей полосе частот, где ширина интересующей полосы частот является большей, чем полоса частот несущей второго сигнала. В одном варианте осуществления изобретения это определение делается по меньшей мере частично, принимая во внимание оценку помех от сигналов помех в пределах интересующей полосы частот, как определено функцией 30 оценки помех, совместно с указанием ошибки квантования для различных уровней ослабления сигналов помех.
В одном варианте осуществления изобретения функция 32 калибровки выполнена с возможностью вставлять тестовые сигналы по диапазону частот в элементы 22, 26 обработки сигнала первой и второй ветви приемника соответственно и отслеживать их ослабление. В ответ функция 32 калибровки изменяет ослабление, частотную характеристику или и то, и другое по меньшей мере элементов 26 обработки сигнала во второй ветви приемника, через функцию 28 определения частотной характеристики. В одном варианте осуществления изобретения функция 34 оценки и компенсации IQ для каждой поднесущей выполнена с возможностью выполнять оценку и компенсацию IQ для каждой поднесущей. В этом варианте осуществления изобретения оценка с управлением по решению может быть использована для поднесущих, у которых отсутствуют пилотные сигналы.
Специалистам в данной области техники будет понятно, что один или несколько из элементов 22, 26 обработки принятого сигнала первой и второй ветви приемника соответственно функция 28 определения частотной характеристики, функция 30 оценки помех, функция 32 калибровки и функция 34 оценки и компенсации дисбаланса IQ для каждой поднесущей могут быть реализованы в аппаратном обеспечении (например, в форме отдельных компонентов или соответственно запрограммированной программируемой логики), в виде комбинации аппаратного обеспечения и конфигурирующего или управляющего программно-аппаратного обеспечения, в качестве модулей программного обеспечения, выполняемых на подходящем процессоре или цифровом сигнальном процессоре (DSP), или любой подходящей комбинации таких технологий.
Фиг.10 изображает способ 100 приема и обработки по меньшей мере первого и второго сигналов беспроводной связи одновременно в соответствующей первой и второй ветвях приемника. Первый сигнал модулируют на первое множество поднесущих, имеющих первую полосу пропускания, а второе множество сигналов модулируют на второе множество поднесущих, имеющих вторую полосу пропускания. Первый и второй сигналы принимают (этап 102) и подвергают предварительной обработке. Частотная характеристика элементов обработки сигнала в первой ветви приемника устанавливается на ширину, достаточную для не ослабления по меньшей мере первого сигнала (то есть полосу частот несущей первого сигнала) (этап 104). Первый сигнал обрабатывают в первой ветви приемника (этап 106). Частотная характеристика элементов обработки сигнала во второй ветви приемника устанавливается на ширину, достаточную для неполного ослабления принятых сигналов в пределах интересующей полосы частот. Интересующая полоса частот определяется как имеющая большую ширину, чем полоса частот несущей второго сигнала (этап 108), и может включать в себя сигналы помех, смежные с полосой частот несущей второго сигнала. Второй сигнал обрабатывают во второй ветви приемника (этап 110). Затем оценивают дисбаланс IQ (этап 112) и совместно компенсируют его между первой и второй ветвью приемника (этап 114).
Варианты осуществления настоящего изобретения представляют множество преимуществ по сравнению с формированием частотной характеристики несущих с множеством несущих уровня техники. Путем установки частотной характеристики ветвей приемника, обрабатывающих принятые сигналы с более узкими полосами частот несущих, для покрытия интересующей полосы частот, которая является более широкой, чем полосы частот несущих, дисбаланс IQ может быть компенсирован почти полностью. Это особенно верно в присутствии сильной помехи смежного канала. Напротив, без эффективной компенсации дисбаланса IQ, обеспечиваемой вариантами осуществления настоящего изобретения, традиционные приемники испытывают существенный минимальный уровень ошибок, как показано на фиг.8.
Оценка и компенсация дисбаланса IQ в соответствии с вариантами осуществления настоящего изобретения существенно ослабляет требования к исполнению. Без такой компенсации дисбаланса IQ IRR должен быть выше, чем 63 дБ, чтобы поддерживать 64 QAM в присутствии помехи величиной в 30 дБс.
Путем адаптивного изменения разрешения ADC влияние ошибки квантования вследствие управления полосой частот и дополнительное потребление мощности могут быть минимизированы.
Путем калибровки множества ветвей приемника до оценки и компенсации дисбаланса IQ цифровая компенсация дисбаланса IQ может быть возможна, даже когда пилотный сигнал не доступен по всей полосе частот.
Путем выполнения оценки и компенсации зависящего от частоты дисбаланса влияние дисбаланса между несущими может быть уменьшено.
Настоящее изобретение, конечно, может быть выполнено способами, отличающимися от тех, которые явно описаны в настоящем документе, без отступления от существенных признаков изобретения. Настоящие варианты осуществления изобретения должны рассматриваться во всех отношениях как иллюстративные, а не ограничивающие, и все изменения, находящиеся в пределах значения и диапазона эквивалентности приложенной формулы изобретения, предполагаются включенными в объем настоящего изобретения.

Claims (35)

1. Способ приема и обработки по меньшей мере первого и второго сигналов связи одновременно в соответствующих первой и второй ветвях приемника, причем первый сигнал модулирован на первую несущую, имеющую первую полосу частот, и второй сигнал модулирован на вторую несущую, имеющую вторую полосу частот, причем способ содержит этапы, на которых:
принимают первый и второй сигналы,
устанавливают частотную характеристику элементов обработки сигнала в первой ветви приемника на частотную характеристику, достаточную для неослабления по меньшей мере первого сигнала,
обрабатывают первый сигнал в первой ветви приемника,
устанавливают частотную характеристику элементов обработки сигнала во второй ветви приемника на частотную характеристику, достаточную для неполного ослабления принятых сигналов в пределах интересующей полосы частот, ширина которой больше, чем полоса частот несущей второго сигнала,
обрабатывают второй сигнал во второй ветви приемника,
оценивают дисбаланс между синфазным (I) и квадратурным (Q) компонентами первого и второго принятых сигналов, и
совместно компенсируют оцененный дисбаланс IQ по первому и второму принятым сигналам.
2. Способ по п.1, в котором этап, на котором устанавливают частотную характеристику элементов обработки сигнала в ветви приемника, содержит этап, на котором устанавливают частотные характеристики по меньшей мере аналогового усилителя с переменным усилением и аналогового фильтра выбора канала в ветви приемника.
3. Способ по п.1, в котором этап, на котором устанавливают частотную характеристику элементов обработки сигнала в ветви приемника, содержит этап, на котором устанавливают частотную характеристику цифровых фильтров и интерполяторов в ветви приемника.
4. Способ по п.1, в котором этап, на котором устанавливают частотную характеристику элементов обработки сигнала в ветви приемника, содержит этап, на котором конфигурируют цифровой элемент быстрого преобразования Фурье (FFT) основной полосы частот для функционирования с заданной частотной характеристикой.
5. Способ по п.1, в котором полоса частот несущей первого сигнала является более широкой, чем полоса частот несущей второго сигнала, и в котором этап, на котором устанавливают частотную характеристику элементов обработки сигнала во второй ветви приемника, содержит этап, на котором устанавливают частотную характеристику по меньшей мере такой же широкой, как полоса частот первого сигнала.
6. Способ по п.5, в котором частотная характеристика, достаточная для того, чтобы не полностью ослабить принятые сигналы в пределах интересующей полосы частот, содержит частотную характеристику, достаточную для неослабления принятых сигналов в пределах интересующей полосы частот.
7. Способ по п.5, в котором частотная характеристика, достаточная для того, чтобы не полностью ослабить принятые сигналы в пределах интересующей полосы частот, содержит частотную характеристику, достаточную для неослабления принятого второго сигнала и частичного ослабления сигналов помех в пределах интересующей полосы частот.
8. Способ по п.7, в котором степень частичного ослабления сигналов помех в пределах интересующей полосы частот определяется ошибкой квантования во второй ветви приемника, привносимой сигналами помех.
9. Способ по п.1, в котором полосы частот несущей первого и второго сигнала являются равными и в котором этап, на котором устанавливают частотную характеристику элементов обработки сигнала во второй ветви приемника, содержит этап, на котором устанавливают частотную характеристику, так чтобы соответствовать частотной характеристике элементов обработки сигнала в первой ветви приемника.
10. Способ по п.1, в котором полоса частот несущей первого сигнала является более широкой, чем полоса частот несущей второго сигнала, и в котором этап, на котором устанавливают частотную характеристику элементов обработки сигнала во второй ветви приемника, содержит этапы, на которых:
оценивают уровень мощности помех в первом и втором сигналах,
если уровень мощности помех является достаточным для увеличения мощности помех, исходящих от дисбаланса IQ, выше заранее определенного порогового значения, но недостаточным для увеличения ошибки квантования во второй ветви приемника выше заранее определенного порогового значения ошибки квантования, устанавливают частотную характеристику элементов обработки сигнала во второй ветви приемника для неполного ослабления сигналов помех в пределах интересующей полосы частот, и
в противном случае устанавливают частотную характеристику равной полосе частот несущей второго сигнала.
11. Способ по п.1, в котором этап, на котором устанавливают частотную характеристику элементов обработки сигнала во второй ветви приемника, содержит этап, на котором устанавливают частотную характеристику равной частотной характеристике элементов обработки сигнала в первой ветви приемника, и дополнительно содержит этап, на котором
калибруют первую и вторую ветви приемника на одну и ту же частотную характеристику в пределах заранее определенного порогового значения ошибки частотной характеристики.
12. Способ по п.11, в котором этап, на котором калибруют первую и вторую ветви приемника, содержит этап, на котором выполняют калибровку, когда приемник изначально включают в рабочее состояние.
13. Способ по п.11, в котором этап, на котором калибруют первую и вторую ветви приемника, содержит этап, на котором выполняют калибровку с заранее определенными интервалами.
14. Способ по п.11, в котором этап, на котором калибруют первую и вторую ветви приемника, содержит этап, на котором вводят тестовый сигнал в по меньшей мере одну ветвь приемника и измеряют его ослабление на выводе обработки сигнала в ветви.
15. Способ по п.14, в котором тестовый сигнал содержит однотональный сигнал.
16. Способ по п.15, дополнительно содержащий этап, на котором повторяют тест калибровки, в то же время меняя частоту однотонального тестового сигнала по первой полосе частот.
17. Способ по п.16, в котором частота однотонального тестового сигнала меняется по подмножеству поднесущих.
18. Способ по п.1, в котором первый и второй сигналы являются сигналами, мультиплексированными с ортогональным частотным разделением, первый сигнал модулирован на первое множество поднесущих, первое множество имеет первую полосу частот, второй сигнал модулирован на второе множество поднесущих, второе множество имеет вторую полосу частот, и
этап, на котором устанавливают частотную характеристику элементов обработки сигнала во второй ветви приемника, содержит этапы, на которых устанавливают частотную характеристику равной частотной характеристике элементов обработки сигнала в первой ветви приемника, и
оценивают дисбаланс IQ и компенсируют оцененный дисбаланс IQ для каждой поднесущей.
19. Способ по п.18, в котором этап, на котором оценивают дисбаланс IQ для каждой поднесущей, содержит этап, на котором вводят тестовый сигнал в по меньшей мере одну ветвь приемника на каждой поднесущей.
20. Способ по п.18, дополнительно содержащий этап, на котором используют оценку IQ с управлением по решению для каждой поднесущей без пилотного сигнала.
21. Приемник, выполненный с возможностью принимать по меньшей мере первый и второй сигналы связи, причем первый сигнал модулирован на первую несущую, имеющую первую полосу частот, и второй сигнал модулируют на вторую несущую, имеющую вторую полосу частот, содержащий:
первую ветвь приемника, содержащую элементы обработки сигнала, имеющие первую частотную характеристику и выполненные с возможностью принимать и обрабатывать первый сигнал, и
вторую ветвь приемника, содержащую элементы обработки сигнала, имеющие вторую частотную характеристику и выполненные с возможностью принимать и обрабатывать второй сигнал,
причем частотная характеристика элементов обработки сигнала во второй ветви приемника является достаточной для неполного ослабления принятых сигналов в пределах интересующей полосы частот, ширина которой больше, чем полоса частот несущей второго сигнала.
22. Приемник по п.21, в котором частотная характеристика, достаточная для неполного ослабления принятых сигналов в пределах интересующей полосы частот, содержит частотную характеристику, достаточную для неослабления принятых сигналов в пределах интересующей полосы частот.
23. Приемник по п.21, в котором частотная характеристика, достаточная для неполного ослабления принятых сигналов в пределах интересующей полосы частот, содержит частотную характеристику, достаточную для частичного ослабления сигналов помех в пределах интересующей полосы частот.
24. Приемник по п.23, в котором степень ослабления сигналов помех в пределах интересующей полосы частот определяется ошибкой квантования во второй ветви приемника, привносимой сигналами помех.
25. Приемник по п.23, в котором полосы частот несущей первого и второго сигнала являются равными и в котором частотная характеристика элементов обработки сигнала во второй ветви приемника является равной частотной характеристике элементов обработки сигнала в первой ветви приемника.
26. Приемник по п.21, дополнительно содержащий:
блок оценки мощности помех, выполненный с возможностью оценивать уровень мощности помех в первом и втором сигналах, и
функцию адаптивной частотной характеристики, выполненную с возможностью адаптировать частотную характеристику элементов обработки сигнала во второй ветви приемника для неполного ослабления сигналов помех в пределах интересующей полосы частот, если уровень мощности помех является достаточным для увеличения дисбаланса IQ выше заранее определенного порогового значения дисбаланса IQ, но недостаточным для увеличения ошибки квантования во второй ветви приемника выше заранее определенного порогового значения ошибки квантования, и выполненную с возможностью устанавливать частотную характеристику равной второй полосе пропускания в противном случае.
27. Приемник по п.21, в котором частотная характеристика элементов обработки сигнала во второй ветви приемника является равной частотной характеристике элементов обработки сигнала в первой ветви приемника, и дополнительно содержащий:
блок калибровки, выполненный с возможностью калибровать первую и вторую ветви приемника на одну и ту же частотную характеристику в пределах заранее заданного порогового значения ошибки частотной характеристики.
28. Приемник по п.27, в котором блок калибровки выполнен с возможностью выполнять калибровку частотной характеристики, когда приемник изначально включают в рабочее состояние.
29. Приемник по п.27, в котором блок калибровки выполнен с возможностью выполнять калибровку частотной характеристики с заранее определенными интервалами.
30. Приемник по п.27, в котором блок калибровки выполнен с возможностью выполнять калибровку частотной характеристики путем ввода тестового сигнала в по меньшей мере одну ветвь приемника и измерения его ослабления на выводе обработки сигнала в ветви.
31. Приемник по п.30, в котором тестовый сигнал содержит однотональный сигнал.
32. Приемник по п.30, дополнительно содержащий повторение теста калибровки с одновременной сменой частоты однотонального тестового сигнала по первой полосе частот.
33. Приемник по п.21, в котором первый и второй сигналы являются сигналами, мультиплексированными с ортогональным частотным разделением, первый сигнал модулируют на первое множество поднесущих, первое множество имеет первую полосу частот, второй сигнал модулируют на второе множество поднесущих, второе множество имеет вторую полосу частот, и частотная характеристика элементов обработки сигнала во второй ветви приемника является равной частотной характеристике элементов обработки сигнала в первой ветви приемника, и дополнительно содержащий:
функцию оценки и компенсации дисбаланса IQ, выполненную с возможностью оценивать дисбаланс IQ и компенсировать оцененный дисбаланс IQ для каждой поднесущей.
34. Приемник по п.33, в котором функция оценки и компенсации дисбаланса IQ выполнена с возможностью оценивать дисбаланс IQ для каждой поднесущей путем ввода тестового сигнала в по меньшей мере одну ветвь приемника на каждой поднесущей.
35. Приемник по п.34, в котором функция оценки и компенсации дисбаланса IQ дополнительно выполнена с возможностью использовать оценку IQ с управлением по решению для каждой поднесущей без пилотного сигнала.
RU2012151503/07A 2010-05-03 2011-05-03 Управление полосой частот между несущими для уменьшения дисбаланса iq RU2515282C1 (ru)

Applications Claiming Priority (7)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US33061210P 2010-05-03 2010-05-03
US61/330,612 2010-05-03
US13/045,386 US8565352B2 (en) 2010-05-03 2011-03-10 Digital IQ imbalance compensation for dual-carrier double conversion receiver
US13/045,386 2011-03-10
US13/098,954 US8798177B2 (en) 2010-05-03 2011-05-02 Inter-carrier bandwidth control for mitigating IQ imbalance
US13/098,954 2011-05-02
PCT/US2011/034939 WO2011140046A1 (en) 2010-05-03 2011-05-03 Inter-carrier bandwidth control for mitigating iq imbalance

Publications (1)

Publication Number Publication Date
RU2515282C1 true RU2515282C1 (ru) 2014-05-10

Family

ID=44544036

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2012151503/07A RU2515282C1 (ru) 2010-05-03 2011-05-03 Управление полосой частот между несущими для уменьшения дисбаланса iq

Country Status (8)

Country Link
US (2) US8565352B2 (ru)
EP (2) EP2567523B1 (ru)
JP (1) JP5777704B2 (ru)
KR (1) KR101831000B1 (ru)
CN (2) CN102870389B (ru)
DK (1) DK2567522T3 (ru)
RU (1) RU2515282C1 (ru)
WO (2) WO2011138697A1 (ru)

Families Citing this family (85)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9026070B2 (en) 2003-12-18 2015-05-05 Qualcomm Incorporated Low-power wireless diversity receiver with multiple receive paths
US9450665B2 (en) 2005-10-19 2016-09-20 Qualcomm Incorporated Diversity receiver for wireless communication
US8548096B2 (en) 2010-12-31 2013-10-01 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Controllable frequency offset for inphase and Quadrature (IQ) imbalance estimation
US10284356B2 (en) 2011-02-03 2019-05-07 The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University Self-interference cancellation
US9331737B2 (en) 2012-02-08 2016-05-03 The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University Systems and methods for cancelling interference using multiple attenuation delays
US9887728B2 (en) 2011-02-03 2018-02-06 The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University Single channel full duplex wireless communications
US9178669B2 (en) 2011-05-17 2015-11-03 Qualcomm Incorporated Non-adjacent carrier aggregation architecture
US9252827B2 (en) 2011-06-27 2016-02-02 Qualcomm Incorporated Signal splitting carrier aggregation receiver architecture
US9154179B2 (en) 2011-06-29 2015-10-06 Qualcomm Incorporated Receiver with bypass mode for improved sensitivity
US12081243B2 (en) 2011-08-16 2024-09-03 Qualcomm Incorporated Low noise amplifiers with combined outputs
EP2579487B1 (en) * 2011-10-03 2014-05-21 ST-Ericsson SA Non-contiguous carrier aggregation
GB201119887D0 (en) 2011-10-17 2011-12-28 Renesas Mobile Corp Methods of receiving and receivers
US8787862B2 (en) 2011-10-17 2014-07-22 Broadcom Corporation Method of receiving and receivers
US10243719B2 (en) 2011-11-09 2019-03-26 The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University Self-interference cancellation for MIMO radios
US8774334B2 (en) 2011-11-09 2014-07-08 Qualcomm Incorporated Dynamic receiver switching
GB2492495B (en) * 2011-11-17 2014-06-04 Broadcom Corp Methods of receiving and receivers
GB201119888D0 (en) 2011-11-17 2011-12-28 Renesas Mobile Corp Methods of receiving and receivers
US9088468B2 (en) * 2012-01-20 2015-07-21 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Double conversion dual-carrier radio frequency receiver
US9325432B2 (en) 2012-02-08 2016-04-26 The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University Systems and methods for full-duplex signal shaping
US9172402B2 (en) 2012-03-02 2015-10-27 Qualcomm Incorporated Multiple-input and multiple-output carrier aggregation receiver reuse architecture
US9362958B2 (en) 2012-03-02 2016-06-07 Qualcomm Incorporated Single chip signal splitting carrier aggregation receiver architecture
US9118439B2 (en) * 2012-04-06 2015-08-25 Qualcomm Incorporated Receiver for imbalanced carriers
US9686103B2 (en) * 2012-04-27 2017-06-20 Mediatek Inc. Method for compensating the frequency dependent phase imbalance
US9154356B2 (en) 2012-05-25 2015-10-06 Qualcomm Incorporated Low noise amplifiers for carrier aggregation
US9226174B2 (en) 2012-06-09 2015-12-29 Apple Inc. Improving reception by a wireless communication device
US9867194B2 (en) 2012-06-12 2018-01-09 Qualcomm Incorporated Dynamic UE scheduling with shared antenna and carrier aggregation
US9300420B2 (en) 2012-09-11 2016-03-29 Qualcomm Incorporated Carrier aggregation receiver architecture
JP5681683B2 (ja) * 2012-09-18 2015-03-11 アンリツ株式会社 移動端末試験装置及び移動端末試験方法
US9543903B2 (en) 2012-10-22 2017-01-10 Qualcomm Incorporated Amplifiers with noise splitting
US9596065B2 (en) * 2012-10-24 2017-03-14 Qualcomm Incorporated Enhanced SRS transmission for MIMO operation in LTE-A
US9338668B2 (en) 2012-11-07 2016-05-10 Qualcomm Incorporated Gain control for intra-band carrier aggregation
US8995591B2 (en) 2013-03-14 2015-03-31 Qualcomm, Incorporated Reusing a single-chip carrier aggregation receiver to support non-cellular diversity
CN104104454A (zh) * 2013-04-01 2014-10-15 中兴通讯股份有限公司 一种终端载波聚合测试的装置
US9661579B1 (en) * 2013-05-03 2017-05-23 Marvell International Ltd. Per-tone power control in OFDM
US9397761B2 (en) 2013-05-17 2016-07-19 Crfs Limited RF signal generating device
WO2015021481A2 (en) * 2013-08-09 2015-02-12 The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University Self-interference cancellation
US9036749B2 (en) 2013-08-09 2015-05-19 Kumu Networks, Inc. Systems and methods for frequency independent analog self-interference cancellation
US9698860B2 (en) 2013-08-09 2017-07-04 Kumu Networks, Inc. Systems and methods for self-interference canceller tuning
US11163050B2 (en) 2013-08-09 2021-11-02 The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University Backscatter estimation using progressive self interference cancellation
CN105556860B (zh) 2013-08-09 2018-04-03 库姆网络公司 用于非线性数字自干扰消除的系统以及方法
US9054795B2 (en) 2013-08-14 2015-06-09 Kumu Networks, Inc. Systems and methods for phase noise mitigation
US10673519B2 (en) 2013-08-29 2020-06-02 Kuma Networks, Inc. Optically enhanced self-interference cancellation
CN105493416A (zh) 2013-08-29 2016-04-13 库姆网络公司 全双工中继装置
US9520983B2 (en) 2013-09-11 2016-12-13 Kumu Networks, Inc. Systems for delay-matched analog self-interference cancellation
CN104660540B (zh) * 2013-11-21 2018-11-16 展讯通信（上海）有限公司 一种lte系统的同步跟踪方法
US9077421B1 (en) 2013-12-12 2015-07-07 Kumu Networks, Inc. Systems and methods for hybrid self-interference cancellation
US9774405B2 (en) 2013-12-12 2017-09-26 Kumu Networks, Inc. Systems and methods for frequency-isolated self-interference cancellation
US10230422B2 (en) 2013-12-12 2019-03-12 Kumu Networks, Inc. Systems and methods for modified frequency-isolation self-interference cancellation
US9641126B2 (en) 2013-12-19 2017-05-02 Qualcomm Incorporated Systems and methods for I-Q imbalance calibration
US9712312B2 (en) 2014-03-26 2017-07-18 Kumu Networks, Inc. Systems and methods for near band interference cancellation
WO2015168700A1 (en) 2014-05-02 2015-11-05 The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University Method and apparatus for tracing motion using radio frequency signals
WO2015168941A1 (zh) * 2014-05-09 2015-11-12 华为技术有限公司 一种信号处理方法及装置
US9276682B2 (en) 2014-05-23 2016-03-01 Kumu Networks, Inc. Systems and methods for multi-rate digital self-interference cancellation
US9521023B2 (en) 2014-10-17 2016-12-13 Kumu Networks, Inc. Systems for analog phase shifting
US9712313B2 (en) 2014-11-03 2017-07-18 Kumu Networks, Inc. Systems for multi-peak-filter-based analog self-interference cancellation
GB2537800B (en) * 2014-12-22 2018-05-30 Imagination Tech Ltd IQ imbalance estimator
US9673854B2 (en) 2015-01-29 2017-06-06 Kumu Networks, Inc. Method for pilot signal based self-inteference cancellation tuning
EP3068044A1 (en) * 2015-03-11 2016-09-14 Nxp B.V. Module for a radio receiver
US10165566B2 (en) 2015-04-17 2018-12-25 Samsung Electronics Co., Ltd Transmitter and method using carrier aggregation
US10659277B2 (en) 2015-08-21 2020-05-19 Viasat, Inc. Method and system in which a remote module assists in counteracting I/Q imbalance and/or DC offset errors
US9634823B1 (en) 2015-10-13 2017-04-25 Kumu Networks, Inc. Systems for integrated self-interference cancellation
US9712369B2 (en) * 2015-11-03 2017-07-18 Samsung Electronics Co., Ltd Method and apparatus for low-complexity frequency dependent IQ imbalance compensation
KR102075284B1 (ko) 2015-12-16 2020-02-07 쿠무 네트웍스, 아이엔씨. 시간 지연 필터
US10666305B2 (en) 2015-12-16 2020-05-26 Kumu Networks, Inc. Systems and methods for linearized-mixer out-of-band interference mitigation
US9742593B2 (en) 2015-12-16 2017-08-22 Kumu Networks, Inc. Systems and methods for adaptively-tuned digital self-interference cancellation
US9800275B2 (en) 2015-12-16 2017-10-24 Kumu Networks, Inc. Systems and methods for out-of band-interference mitigation
US10177722B2 (en) 2016-01-12 2019-01-08 Qualcomm Incorporated Carrier aggregation low-noise amplifier with tunable integrated power splitter
US9979374B2 (en) 2016-04-25 2018-05-22 Kumu Networks, Inc. Integrated delay modules
US10454444B2 (en) 2016-04-25 2019-10-22 Kumu Networks, Inc. Integrated delay modules
US10236850B2 (en) * 2016-06-15 2019-03-19 Ess Technology, Inc. Signal processor using multiple frequency bands
US10338205B2 (en) 2016-08-12 2019-07-02 The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University Backscatter communication among commodity WiFi radios
EP3532981A4 (en) 2016-10-25 2020-06-24 The Board of Trustees of the Leland Stanford Junior University BACKGROUND OF ENVIRONMENT ISM BAND SIGNALS
US10412698B2 (en) * 2017-02-22 2019-09-10 Samsung Electronics Co., Ltd. System and method for IQ mismatch calibration and compensation
WO2018183352A1 (en) 2017-03-27 2018-10-04 Kumu Networks, Inc. Enhanced linearity mixer
EP3876427A1 (en) 2017-03-27 2021-09-08 Kumu Networks, Inc. Systems and methods for tunable out-of-band interference mitigation
WO2018183384A1 (en) 2017-03-27 2018-10-04 Kumu Networks, Inc. Systems and methods for intelligently-tunded digital self-interference cancellation
US10200076B1 (en) 2017-08-01 2019-02-05 Kumu Networks, Inc. Analog self-interference cancellation systems for CMTS
JP7096346B2 (ja) 2018-02-27 2022-07-05 クム ネットワークス，インコーポレイテッド 設定可能なハイブリッド自己干渉キャンセルシステムおよび方法
US20200007365A1 (en) * 2018-04-04 2020-01-02 Texas Instruments Incorporated Iq mismatch correction for zero-if/low-if tx/rx
US10819540B2 (en) * 2018-09-11 2020-10-27 Hughes Network Systems, Llc Radio frequency impairments compensator for broadband quadrature-conversion architectures
US10715376B2 (en) * 2018-11-02 2020-07-14 Texas Instruments Incorporated Enhanced IQ mismatch correction function generator
US10868661B2 (en) 2019-03-14 2020-12-15 Kumu Networks, Inc. Systems and methods for efficiently-transformed digital self-interference cancellation
US11012273B1 (en) 2019-12-31 2021-05-18 Hughes Network Systems, Llc Compensating for frequency-dependent I-Q phase imbalance
CN114650068B (zh) * 2020-12-17 2023-08-15 武汉芯泰科技有限公司 一种数字iq失衡估计和补偿的方法及装置
WO2023127988A1 (ko) * 2021-12-28 2023-07-06 광운대학교 산학협력단 다단의 믹서를 이용한 초저지연 통신을 위한 다중빔 수신 장치

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2214060C2 (ru) * 1997-05-29 2003-10-10 Нокиа Мобайл Фоунс Лтд. Способ передачи сигналов по двум параллельным каналам с использованием кодового разделения каналов и устройство для его реализации
RU2271068C2 (ru) * 1999-05-12 2006-02-27 Квэлкомм Инкорпорейтед Способ оценки амплитуды и фазы в беспроводной системе связи
US7433298B1 (en) * 2002-08-19 2008-10-07 Marvell International Ltd. Compensation for residual frequency offset, phase noise and I/Q imbalance in OFDM modulated communications

Family Cites Families (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6510317B1 (en) 1999-11-04 2003-01-21 Xm Satellite Radio, Inc. Satellite digital audio radio service tuner architecture for reception of satellite and terrestrial signals
EP1168597A1 (en) * 2000-06-23 2002-01-02 NTT DoCoMo, Inc. Quadrature Receiver with Orthogonality Correction
JP3549814B2 (ja) * 2000-07-19 2004-08-04 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 通信システムにおける受信方法及び受信機
US20030064699A1 (en) * 2001-09-28 2003-04-03 Olsen Gordon A. Down-converting multiple received radio frequency signals
US6844787B2 (en) * 2002-09-13 2005-01-18 Stratex Networks, Inc. Method and apparatus for re-modulation using zero IF
US7466768B2 (en) * 2004-06-14 2008-12-16 Via Technologies, Inc. IQ imbalance compensation
DE102006029486A1 (de) * 2006-06-27 2008-01-03 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Signalaufbereiter und Verfahren zum Verarbeiten eines Empfangssignals
JP4261578B2 (ja) * 2006-12-27 2009-04-30 株式会社東芝 無線通信装置及び受信方法
US8862081B2 (en) * 2007-01-19 2014-10-14 Wi-Lan, Inc. Transceiver with receive path performance diversity and combiner with jammer detect feedback
US8330873B2 (en) * 2007-03-14 2012-12-11 Larry Silver Signal demodulator with overmodulation protection
US8000382B2 (en) 2008-01-04 2011-08-16 Qualcomm Incorporated I/Q imbalance estimation and correction in a communication system
US8126086B2 (en) * 2008-01-31 2012-02-28 Agilent Technologies, Inc. System and method for in-phase/quadrature-phase (I/Q) mismatch measurement and compensation
CN101610230B (zh) * 2008-06-17 2012-07-18 富士通株式会社 信号失衡补偿装置和方法
CN102077538A (zh) 2008-06-30 2011-05-25 爱立信电话股份有限公司 存在载波偏移情况中的iq不平衡补偿
US8135094B2 (en) * 2008-08-27 2012-03-13 Freescale Semiconductor, Inc. Receiver I/Q group delay mismatch correction
US8630598B2 (en) * 2010-02-25 2014-01-14 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for measuring and/or using transmitter and/or receiver IQ imbalance information and/or DC offset information
CN102783061B (zh) * 2010-03-05 2016-09-21 富士通株式会社 无线通信系统、终端装置以及无线通信系统中的无线通信方法
JP2011199554A (ja) * 2010-03-19 2011-10-06 Panasonic Corp 複素信号処理回路、受信回路、信号再生装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2214060C2 (ru) * 1997-05-29 2003-10-10 Нокиа Мобайл Фоунс Лтд. Способ передачи сигналов по двум параллельным каналам с использованием кодового разделения каналов и устройство для его реализации
RU2271068C2 (ru) * 1999-05-12 2006-02-27 Квэлкомм Инкорпорейтед Способ оценки амплитуды и фазы в беспроводной системе связи
US7433298B1 (en) * 2002-08-19 2008-10-07 Marvell International Ltd. Compensation for residual frequency offset, phase noise and I/Q imbalance in OFDM modulated communications

Also Published As

Publication number Publication date
US20110268232A1 (en) 2011-11-03
EP2567522A1 (en) 2013-03-13
WO2011140046A1 (en) 2011-11-10
KR20130079417A (ko) 2013-07-10
JP2013534738A (ja) 2013-09-05
EP2567522B1 (en) 2015-04-15
CN102870389A (zh) 2013-01-09
DK2567522T3 (en) 2015-07-20
CN102859959B (zh) 2016-08-10
US8565352B2 (en) 2013-10-22
JP5777704B2 (ja) 2015-09-09
EP2567523B1 (en) 2015-01-07
CN102870389B (zh) 2016-05-18
US8798177B2 (en) 2014-08-05
KR101831000B1 (ko) 2018-04-04
US20120230372A1 (en) 2012-09-13
WO2011138697A1 (en) 2011-11-10
EP2567523A1 (en) 2013-03-13
CN102859959A (zh) 2013-01-02

Similar Documents

Publication Publication Date Title
RU2515282C1 (ru) Управление полосой частот между несущими для уменьшения дисбаланса iq
US10813046B2 (en) DSP assisted and on demand RF and analog domain processing for low power wireless transceivers
US8331506B2 (en) Frequency-dependent IQ imbalance estimation
US8477860B2 (en) OFDM signal reception in the presence of interference
US7248625B2 (en) Compensation of I-Q imbalance in digital transceivers
US8606194B2 (en) Receiver
US9264156B2 (en) Technique for calibrating a receiver apparatus
WO2016174305A1 (en) Methods and apparatus for mitigation of i/q imbalance in wireless communication network
Motz et al. A survey on self-interference cancellation in mobile LTE-A/5G FDD transceivers
US20210297303A1 (en) I/q imbalance compensation
US20140018014A1 (en) Transceiver Device
Askar et al. Full-Duplex wireless transceiver in presence of I/Q mismatches: Experimentation and estimation algorithm
US20070121740A1 (en) Selective attenuation in spectral notching
GB2500231A (en) Selection of local oscillator frequency in a transmitter which transmits on multiple frequencies simultaneously
US20150133069A1 (en) Fm receiver with frequency deviation-dependent adaptive channel filter
Zou et al. Calibration and self-test of RF transceivers
Roessler et al. LTE UE RF measurements œ An introduction and overview
Traverso et al. Frequency-selective I/Q imbalance and channel estimation in OFDM receivers