CN102870389B - 用于双载波双转换接收器的数字iq失衡补偿 - Google Patents

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Abstract

数字IQ失衡补偿被用于双载波双转换接收器。首先，分析IQ失衡在基于OFDM的数字基带上的效应，其显示在存在IQ失衡的情况下，每个载波的基带信号从其自己的分支和另一分支来获得。其次，使用导频信号估计并且仅使用数字基带处理补偿关注的IQ失衡参数。

Description

用于双载波双转换接收器的数字IQ失衡补偿
相关申请
本申请要求2010年5月3日提交的名称为“DigitalIQImbalanceCompensationforDual-CarrierDoubleConversionReceiver”的美国临时专利申请61/330612的优先权。
技术领域
本发明一般涉及无线通信，并且具体地说，涉及用于双载波双转换无线接收器中IQ失衡（imbalance）测量和补偿的系统和方法。
背景技术
为了在将来无线网络中实现更高峰值数据率，称为载波聚合的多个载波的同时传送和接收被认为是关键要素。第三代合作伙伴项目(3GPP)一直在标准化用于两种技术的载波聚合：如K.Johansson、J.Bergman、D.Gerstenberger、M.Blomgren和A.Wallen的名称为“Multi-carrierHSPAevolution,”(在Proc.IEEEVehicularTechnologyConference(VTC)中发表,Barcelona,Spain,2009年6月)的论文（其公开通过引用以其整体结合于本文中）中所述的高速分组接入(HSPA)；以及如G.Yuan、X.Zhang、Wang和Y.Yang的名称为“CarrieraggregationforLTE-Advancedmobilecommunicationsystems,”(在IEEECommun.Mag.中发表,vol.48,no.2,pp.88-93,2010年2月)的论文（其公开也通过引用以其整体结合于本文中）中所述的长期演进(LTE)。从移动终端的角度而言，载波聚合提出了前所未有的设计挑战，特别是在需要同时传送和接收多个非邻接（contiguous）载波时。
关于移动终端的接收器架构，直接转换（directconversion）接收器将很适合用于载波聚合。虽然直接转换接收器近来已获得更多青睐，但如B.Razavi的RFMicroelectronics（UpperSaddleRiver，NJ，Prentice-Hall，1998）一书（其公开通过引用以其整体结合于本文中）中所示的，每个载波不可避免地要求单独的接收器，由此导致低效的实现。另一方面，宽带IF双转换接收器是已知的，如A.Springer、L.Maurer和R.Weigel的名称为“RFsystemconceptsforhighlyintegratedRFICsforW-CDMAmobileradioterminals,”(在IEEETrans.Microw.TheoryandTech.中发表,vol.50,no.1,pp.254-267,2002年1月)的论文（其公开通过引用以其整体结合于本文中）中所述的。宽带IF双转换接收器再使用RF混频级和IF混频级（即，本地振荡器或LO和混频器），从而允许具成本效益和功率高效的实现。另外，它保留有方向转换（directionconversion）接收器的许多优点，例如，激进的载波聚合所必需的高度可编程的信道选择。
宽带IF双转换接收器架构可应用到多载波接收。在例如双载波双转换接收器中，一个接收器分支可接收和处理第一载波，而另一接收器分支接收和处理第二载波。通过选择适当的LO频率和混频器参数，第二接收器分支可与第一分支共享LO和混频器以节省硬件。此类双载波双转换接收器的一个缺陷是对源于共享增益和相位失衡LO和混频器的接收信号的同相(I)和正交(Q)分量之间的失衡（称为IQ失衡）的敏感。在J.C.Rudell、J.-JOu、T.B.Cha、G.Chien、F.Brianti、J.A.Weldon和P.R.Gray的名称为“A1.9-GHzwide-bandIFdoubleconversionCMOSreceiverforcordlesstelephoneapplications,”(在IEEEJ.ofSolid-StateCircuits中发表,vol.32,no.12,pp.2071-2088,1997年12月)和S.Cho与H.S.Lee的名称为“EffectofphasemismatchonimagerejectioninWeaverarchitecture,”(在IEEETrans.Microw.WirelessComp.Letters中发表,vol.17,no.1,pp.70-72,2007年1月)的论文中，阐述了IQ失衡的问题，这两篇论文的公开通过引用以其整体结合于本文中。
处理IQ失衡是要进行大量研究的领域。用于IQ失衡的解决方法主要归类成两种方案：数字控制辅助的模拟校准和数字补偿。在模拟校准中，数字电路测量失真并相应地控制最小化失真的方向上的RF/模拟电路（例如，本地振荡器）。此方案在L.Der与B.Razavi的名称为“A2-GHzCMOSimage-rejectreceiverwithLMScalibration,”(在IEEEJ.ofSolid-StateCircuits中发表,vol.38,no.2,pp.167-175,2003年2月)和M.Valkama与M.Renfors的名称为“Anovelimagerejectionarchitectureforquadratureradioreceivers,”(在IEEETrans.CircuitsSyst.II-ExpressBriefs中发表,vol.51,no.2,pp.61-68,2004年2月)的论文中被描述，这两篇论文的公开通过引用以其整体结合于本文中。
另一方面，数字补偿以纯数字方式抵消IQ失衡，即，无控制RF/模拟组件。此方案在A.Tarighat、R.Bagheri与A.Sayed的有关正交频分复用(OFDM)系统的名称为“CompensationschemesandperformanceanalysisofIQimbalancesinOFDMreceivers,”(在IEEETrans.SignalProcessing中发表,vol.53,no.8,pp.3257-3268,2005年8月)和PáterKiss与V.Prodanov的名称为“One-tapwidebandI/Qcompensationforzero-IFfilters,”(在IEEETrans.CircuitsSyst.I-Reg.Papers中发表,vol.51,no.6,pp.1062-1074,2004年6月)的论文中被描述，这两篇论文的公开通过引用以其整体结合于本文中。然而，在载波聚合的上下文中尚未研究数字IQ失衡补偿。
发明内容
根据本文中公开和要求权利的一个或多个实施例，数字IQ失衡补偿用于双载波双转换接收器。首先，分析IQ失衡在基于OFDM的数字基带上的效应，其显示在存在IQ失衡的情况下，每个载波的基带信号从其自己的分支和另一分支来获得。其次，使用导频信号估计并且仅使用数字基带处理补偿关注的IQ失衡参数。
一个实施例涉及一种补偿RF无线通信网络中操作的多载波多转换接收器所处理的通信信号的IQ失衡的方法，该接收器具有两个或更多接收器链，每个接收器链操作以经至少一个IF将调制到不同RF载波频率上的信号下转换（downconvert）到基带。在第一接收器链中，处理调制到第一RF载波上的第一信号。在利用第一接收器链的一个或多个RF或IF组件的第二接收器链中，处理调制到与第一载波不同的第二RF载波上的第二信号。通过从相应RF载波频率到IF的转换以及通过从IF到基带的进一步转换，将第一和第二信号下转换到基带。在每个接收器分支中处理已知参考信号。将与每个接收器链相关联的IQ失衡估计推导为将每个接收信号最佳匹配通过对应信道估计所修改的对应已知参考信号或对应已知参考信号之一的值。基于IQ失衡估计，针对IQ失衡来补偿接收信号。
另一实施例涉及一种操作以处理分别调制到第一和第二射频(RF)载波上的第一和第二通信信号的宽带IF双载波双转换接收器。该接收器包括第一接收器链，第一接收器链包括操作以执行RF混频的RFLO和操作以执行IF混频的RFLO。第一接收器链操作以将第一信号从第一RF载波频率到IF然后到基带进行双转换。该接收器还包括与第一接收器链共享一个或多个RFLO的第二接收器链。第二接收器链操作以将第二信号从与第一RF载波频率不同的第二RF载波频率到IF然后到基带进行双转换。第一和第二接收器链操作以处理已知参考信号。该接收器还包括IQ失衡估计器，IQ失衡估计器操作以将每个接收器链中的IQ失衡估计为将每个信号最佳匹配通过对应信道估计所修改的对应已知参考信号或对应已知参考信号之一的值。该接收器另外包括均衡器，均衡器操作以补偿所述第一和第二基带信号以便去除估计的IQ失衡。
附图说明
图1是双载波双转换接收器的功能框图。
图2是图1的双载波双转换接收器的RF和IF级的功能示意图。
图3是图1的双载波双转换接收器中IQ失衡补偿的方法的流程图。
具体实施方式
图1示出双载波双转换接收器10。接收器10在一个或多个天线12上接收调制到两个不同载波上的无线通信信号。接收信号通过RFLO和混频器14及IFLO和混频器16被双转换到基带。IF频率经选择，使得两个载波信号共享LO和混频器14、16，每个载波信号在分开的并行路径18A、18B上被接收，每个信号包括同相(I)和正交(Q)分量（如图2更详细所示）。来自接收器路由18A、18B的基带信号分别由IQ失衡估计器20A、20B、IQ失衡补偿器22A、22B、信道估计器24A、24B及均衡器26A、26B处理。IQ失衡估计器20A、20B估计主要由RF与IFLO和混频器14、16中组件失配带来的I与Q信道之间的相位和幅度失衡。估计的IQ失衡值分别在IQ估计补偿器22A、22B中从基带信号18A、18B被去除。
如本领域中已知的，信道估计器24A、24B在已知参考信号（也称为导频信号）的接收期间估计信道系数。如下面更详细所述，在一个实施例中，信道估计由IQ失衡估计器20A、20B使用；在另一实施例中，执行IQ失衡被估计而无信道响应的单独知识。均衡器26A、26B从IQ失衡补偿的基带信号去除信道效应。均衡器26A、26B的输出如本领域已知的被进一步处理，以便实现解码、解交织、解压缩、解密及诸如此类。
接收器10在诸如处理器或数字信号处理器(DSP)等操作性连接到存储软件和数据的存储器32的控制器30的控制下操作。在一个实施例中，接收器10中的测试信号生成器34生成RF或基带测试信号（可包括参考信号或测试数据），并且将测试信号注入一个或两个接收器链18A、18B。在各种实施例中，按照特定实现所要求的或期望的，图1所示任何功能块可在专用硬件、可编程逻辑和相关联固件中被实现，或者实现为在控制器30或其它处理硬件上运行的软件模块，或者在上述的任何组合中被实现。
在天线12接收的射频(RF)信号r(t)表示为
其中，r 1(t)和r 2(t)是分别调制到载波1和载波2上的基带信号。注意，载波1和载波2分别具有(f RF +f IF )和(f RF -f IF )的中心频率。也就是说，中间频率被选择为第一与第二载波频率之间差的一半。
图2中更详细地示出图1的双载波双转换接收器中接收信号r(t)的下转换。上部分支18A接收一个载波（载波1），并且下部分支18B接收另一载波（载波2）。如本文中所述，下部分支18B与上部分支18A共享LO（未示出）和混频器。此类双载波双转换接收器的一个缺陷是对源于六个增益和相位失衡LO和混频器的IQ失衡的敏感。具体而言，如图2所示，接收器10使用双级混频将r(t)频率转换到基带。RF混频由两个RFLO：和来执行。RFLO信号给出为
其中，g和分别表示RF混频的增益失衡和相位失衡。IF混频由四个IFLO：、、、来执行。IFLO信号给出为
其中，IF混频的增益失衡表示为h 1、h 2和h 3，并且IF混频的相位失衡表示为θ 1、θ 2和θ 3。注意，这些IQ失衡参数表示LO及模拟混频器、模拟滤波器、模拟放大器和模数转换器(ADC)带来的复合增益和相位失衡。
在RF混频后，将r(t)频率转换到如下的z(t)：
其中，K 1和K 2被定义为
随后，在IF混频后，在上部分支18A（即，用于载波1的分支）中将z(t)频率转换到v 1(t)。频率转换给出为
并且它被重写为
其中，J 1,1、J 1,2、J 1,3和J 1,4被定义为
组合等式(7)和待式(1)与(4)，得出在v 1(t)的低通滤波后获得的载波1的基带信号给出为
其中，IQ失衡参数P 1,1、P 1,2、P 1,3、P 1,4被定义为
值得注意的是，y 1(t)包括期望信号r 1(t)及其镜像信号r 1 *(t)、图像r 2 *(t)及其镜像信号r 2(t)。
同样地，在下部分支18B（即，用于载波2的分支）中将z(t)频率转换到v 2(t)。频率转换给出为
其中，J 2,1、J 2,2、J 2,3和J 2,4被定义为
此外，在v 2(t)的低通滤波后获得的载波2的基带信号给出为
其中，IQ失衡参数P 2,1、P 2,2、P 2,3、P 2,4被定义为
从等式(9)和(13)明显可看到在存在IQ失衡的情况下，每个载波的基带信号从其自己的分支及另一分支来获得。换而言之，载波1的基带信号r 1(t)从上部分支18A及下部分支18B来获得，且反之亦然。
如果IF混频完全平衡，即和，或等效地和，则等式(9)和(13)被写为
这与上述Tarighat等人中的分析一致。
比较等式(15)和等式(9)与(13)，能够看到带有失衡IF混频的双转换接收器往往进一步降低直接转换接收器的信噪比(SNR)，这是因为每个载波干扰另外的信号-即，镜像信号和镜像图像。
根据本发明的实施例，估计和补偿双载波双转换接收器10中的IQ失衡。在模数转换(ADC)、循环前缀删除和N点快速傅立叶变换(FFT)后，上部分支12的接收信号Y 1,n （在第n个副载波，n=0，1，L，...N-1）给出为
并且下部分支18的接收信号Y 2,n 给出为
此处，H 1,n 、X 1,n 和W 1,n 分别表示在第n个副载波的载波1的信道频率响应、传送的信号和加性噪声。类似地，H 2,n 、X 2,n 和W 2,n 分别表示在第n个副载波的载波2的信道频率响应、传送的信号和加性噪声。注意，在没有IQ失衡的情况下，H 1,n ,X 1,n 和H 2,n ,X 2,n 只是分别调制到载波1和载波2上的基带信号。从等式(16)和(17)，使用如下向量矩阵标记符号来获得基线系统模型：
其中，E n在本文中指定义如下的IQ失衡加信道矩阵：
第一个问题是如何估计IQ失衡参数。在本文中讨论的实施例中，选择公知的导频辅助估计。假设X 1,n 和X 2,n 分别是载波1和载波2的导频或参考信号，并且因此X 1,n 和X 2,n 优选为接收器已知。由于观测项比未知项更少，因此，估计问题是欠定的（under-determined），其中，E n是要为给定观测项Y 1,n 、、Y 2,n 和估计的参数。
为解决此困难，根据第一实施例，可假设（在展示频率选择性弥散的信道中）多个邻接副载波（例如，四个）遇到相同衰减。在第n个子带被定义为从第n个副载波到第(n+3)个副载波的四个邻接副载波的集合时，多径衰落假设为在第n个子带内是频率平坦的，即，
因此，E n的第一行与Y 1,n 、、Y 2,n 和有关，如下：
其中，X n在本文中指第n个子带的导频信号矩阵，并且被定义为
从等式(21)得出，如在例如S.Kay的FundamentalsofStatisticalSignalProcessing-EstimationTheory（UpperSaddleRiver，NJ,Printice-Hall，1993）一书（其公开通过引用以其整体结合于本文中）中讨论的，最小平方(LS)估计是
注意，P 1,1 H 1,n 、、P 1,3 H 2,n 和的估计误差与的对角元素成比例。同样地，E n的第二行与Y 1,n 、、Y 2,n 和有关，如下：
并且LS估计是
且反之亦然。由于导频矩阵X n对E n的所有行是公共的，因此，E n的第n列的估计误差与的第n个对角元素成比例。
一旦第n个子带的IQ失衡加信道矩阵E n被估计，第二个问题便是如何补偿IQ失衡。由于E n包括时变信道参数及非时变（或相对更小时变）IQ失衡参数（ ，因此，它被视为是时变的。因此，需要信道与IQ失衡的分离，以便从导频信号获得的估计用于补偿在随后数据接收期间的IQ失衡。注意，等式(18)能够被重写为
其中，F在本文中指IQ失衡矩阵，并且被定义为
有意思的是，F是非时变的（假设非时变IQ失衡；实际上IQ失衡例如随着模拟组件中的温度更改而变化，并且因此缓慢地变化，足以视为非时变）。此外，F变得可用于接收器10，这是因为它是E n的归一化版本，例如，在一个实施例中，其列由对角元素归一化的IQ失衡矩阵。在另一实施例中，IQ失衡矩阵可由每个列的其它（即，非对角元素）元素来归一化。例如，IQ失衡补偿同样使用最小平方(LS)估计来执行。从等式(34)，LS估计是
因此，除了另外的增益P 1,1和P 2,3外，根据本发明的实施例的IQ失衡补偿提供分别是载波1和载波2的期望基带信号的P 1,1 H 1,n X 1,n 和P 2,3 H 2,n X 2,n 。由于这些增益被视为是信道的一部分，因此，常规信道估计和均衡在之后仍适用。
根据第二实施例，可能分离信道估计和IQ失衡估计。详细地说，通过扩展等式(21)和(22)到N个邻接副载波，得出
其中
，
并且G被定义为
假设H 1,n 、、H 2,n 、已经由接收器10中的信道估计器20估计。随后，IQ失衡估计表示为查找P 1中最佳匹配等式(26)的每个元素。这为每个元素i=1K4来进行，如下
这通过区分等式(29)中的表达式和并且将导数设成零而完成。这产生了给出IQ失衡估计的4x4等式系统：
或相当于
带有以下解
类似的操作重复进行以获得用于第二分支的估计。也可能在上述表达式中假设P 1,1=1，并且让信道估计处理缩放（scaling）。这将导致更小的3x3等式系统。
此方法的一个优点是它能够在宽的频度范围上和在长时期期间被应用以改进估计准确度。不同于在第一实施例中描述的方法，不假设信道在整个测量期间是恒定的。另外，由于等式系统最后每分支18A、18B只求解一次，因此，在数据集合被增大（即，在时间或频率中的更多资源要素上测量）时，这将只要求新的MAC。对于补偿，能够使用如下面的等式(34)和(35)中相同的算法（带有或不带有以(34)中分母值的归一化）。
在此类情况下，IQ失衡的补偿类似于上面相对于第一实施例所述的补偿。然而，由于IQ失衡与信道系数分开估计，因此，它能够更简单。注意，等式(18)能够被重写为
其中，P在本文中指IQ失衡矩阵，并且被定义为
比较(37)中的P和(34)中的F，F是P（及E n）的归一化版本，即，F的每列是P的对应列通过对角元素的归一化版本。因此，同样地，P是非时变的，并且它变得可用于接收器10。例如，IQ失衡补偿同样使用最小平方(LS)估计来执行。从等式(36)，LS估计是
在此情况下，IQ失衡补偿提供分别是载波1和载波2的期望基带信号的H 1,n X 1,n 和H 2,n X 2,n 。因此，常规信道估计和均衡在之后适用。注意，由于IQ失衡估计与信道系数估计分开被获得，因此，在第二实施例中将不考虑上面相对于第一实施例提及的另外增益P 1,1和P 2,3。
此算法可以多种方式来扩展。首先，为处理频率选择性IQ失衡，能够将带宽分成多个段（根据前面公式中的n和N选择），其中，IQ失衡独立估计。其次，在2009年4月8日提交的并且转让给本申请的受让人的共同未决专利申请P25516-PCT/EP2009/054183中提出的算法可用于处理LTE中在镜像副载波上未放置导频的情况，该申请的公开通过引用以其整体结合于本文中。第三，在2008年6月30日提交的并且转让给本申请的受让人的共同未决专利申请P26052-PCT/EP2008/058383中提出的算法可用于处理与IQ失衡补偿组合的频率偏移补偿，该申请的公开通过引用以其整体结合于本文中。最后，能够改变进行估计和补偿的顺序。例如，能够先进行补偿，之后以反馈形式提供估计。这当在模拟电路中执行补偿并且在数字基带中执行估计时可特别有利。
图3示出在两个或更多信号之间补偿IQ失衡的方法100。调制到第一RF载波上的第一信号在第一接收器链中被处理（框102）。调制到与第一载波不同频率的第二RF载波上的第二信号在利用第一接收器链的一个或多个RF或IF组件的第二接收器中被处理（框104）。通过从相应RF载波频率到IF的转换以及通过从IF到基带的进一步转换，将第一和第二信号下转换到基带（框106）。已知参考信号-即，导频信号-在每个接收器分支中被处理（框108）。
在信道估计不可用（框110）的一个实施例中，将与每个接收器链相关联的IQ失衡估计推导为将每个接收信号最佳匹配通过对应信道估计所修改的对应已知参考信号的值。这在等式(18)和(19)相对于IQ失衡加信道矩阵E n以数学方式来表示。在IQ失衡估计之前生成信道估计（框110）的另一实施例中，将与每个接收器链相关联的IQ失衡估计推导为将每个接收信号最佳匹配对应已知参考信号的值（框114）。这在等式(26)-(28)以数学方式来表示，其中，信道估计H已知。在任一情况下，基于IQ失衡估计，针对IQ失衡来补偿接收信号（框116）。
发明性估计和补偿方法可扩展到导频信号在多个邻接副载波上可用的情况。由于IQ失衡估计往往受加性噪声扰动，因此，在估计误差方面从尽可能多的子带估计IQ失衡参数始终是有利的。例如，如果在N个邻接副载波上存在导频信号，则能够使用多达(N-3)个子带来估计IQ失衡参数。然而，回忆起第n个子带的IQ失衡矩阵的估计误差给出为，最重要的是组合来自多个子带的估计以有利于产生更少错误的估计。
在一个实施例中，权重与E n的估计误差成反比的线性组合用于获得高效的IQ失衡估计。详细地说，F的第n个子带的第k列由的第k个对角元素的逆来加权，并且N-3个子带估计的所有第k列（n=0，1，L，N-2）相加在一起。包括补偿的剩余处理与上面所述相同。
虽然假设了导频信号的接收，但发明性IQ失衡估计和补偿方法也适用于例如在RX混频级的输入将测试信号插入RF/模拟组件的情况。
本发明的实施例体现了用于多载波双转换接收器的IQ失衡估计和补偿的现有技术方法之上的许多优点。由RF混频和IF混频两者带来的IQ失衡可得到补偿，产生改进的接收器性能。通过增大导频/测试信号量，可实现任意高的IQ失衡估计准确度。由于IQ失衡通过单独使用数字基带处理进行补偿，并且不要求RF/模拟组件的控制，因此，它通常适用于作为附加芯片的现有无线电芯片而无需更改芯片到芯片接口。在本发明的实施例中，在数字基带中执行估计和补偿，并且因此这些操作通常消耗更少的功率，并且它比模拟技术的芯片到芯片变化更健壮。本发明的实施例放宽了有关IQ失衡的要求，缩短了设计时间以及消除了对校准的需要。本发明适用于导频信号辅助的补偿的测试信号辅助的补偿。最后，本发明的实施例能够与任何现有模拟校准方法进行组合，因为数字补偿和模拟校准是互补的。
当然，在不脱离本发明基本特性的情况下，本发明可以在不同于本文具体所述那些方式的其它方式中来实现。提出的实施例在所有方面均要视为说明性而不是限制性的，并且在随附权利要求的意义和等同范围内的所有更改旨在被涵盖在其中。

Claims (20)

1.一种补偿由射频(RF)无线通信网络中操作的多载波多转换接收器所处理的通信信号的同相(I)与正交(Q)分量之间的失衡（IQ失衡）的方法，所述接收器具有两个或更多接收器链，每个接收器链操作以经至少一个中间频率(IF)将调制到不同RF载波频率上的信号下转换到基带，所述方法包括：
在第一接收器链中处理调制到第一RF载波上的第一信号；
在第二接收器链中处理调制到第二RF载波上的第二信号，其中所述第二接收器链利用所述第一接收器链的一个或多个RF或IF组件，并且所述第二RF载波与所述第一RF载波不同；
通过从相应RF载波频率到IF的转换以及通过从所述IF到基带的进一步转换，将所述第一和第二信号下转换到基带；
在每个接收器分支中处理已知参考信号；
将与每个接收器链相关联的IQ失衡估计推导为：将每个接收信号与对应已知参考信号或通过对应信道估计修改的对应已知参考信号进行最佳匹配的值；以及
基于所述IQ失衡估计，针对所述IQ失衡而补偿所述接收信号，
还包括：
在将与每个接收器链相关联的IQ失衡估计推导为将每个接收信号与通过对应信道估计修改的对应已知参考信号进行最佳匹配的值之前，估计与每个载波相关联的信道频率响应，
其中推导与每个接收器链相关联的IQ失衡估计包括：将所述接收信号表示为IQ失衡缩放因子乘以根据对应信道估计所修改的已知参考信号值，以及求解所述IQ失衡缩放因子。
2.如权利要求1所述的方法，其中将与每个接收器链相关联的IQ失衡估计推导为将每个接收信号与对应已知参考信号进行最佳匹配的值包括：
估计包括根据信道估计所缩放的IQ失衡值的IQ失衡加信道矩阵；以及
将所述IQ失衡加信道矩阵归一化以去除所述信道估计。
3.如权利要求2所述的方法，还包括：
基于所述IQ失衡估计，针对所述IQ失衡而补偿所述接收信号；以及
在所补偿的接收信号上执行均衡以去除残余IQ失衡增益因子和信道频率响应。
4.如权利要求2所述的方法，其中所述第一和第二信号是正交频分复用(OFDM)信号，以及其中估计IQ失衡加信道矩阵包括：
选择多个邻接副载波；
假设多径衰落在所选择的副载波上是恒定的；以及
在所选择的副载波上联合估计所述IQ失衡加信道矩阵。
5.如权利要求1所述的方法，其中所述中间频率是所述第一与第二RF载波频率之间的差的一半。
6.如权利要求1所述的方法，其中所述第一和第二信号是正交频分复用(OFDM)信号，以及其中推导与每个接收器链相关联的IQ失衡包括：
在具有不同导频模式的多个副载波上推导IQ失衡估计；以及
基于所述导频模式来组合对于不同副载波的IQ失衡估计。
7.如权利要求6所述的方法，其中基于所述导频模式来组合对于不同副载波的IQ失衡估计包括：组合对于不同副载波的IQ失衡估计，从而，为具有有助于准确IQ失衡估计的导频模式的那些副载波执行所述IQ失衡估计。
8.如权利要求7所述的方法，其中基于所述导频模式来组合对于不同副载波的IQ失衡估计包括：形成对于不同副载波的IQ失衡估计的加权线性平均值，其中所述加权线性平均值的权重取决于对于相应副载波的导频模式。
9.如权利要求1所述的方法，其中所述第一和第二信号的至少之一包括所述多载波多转换接收器中生成的并注入接收器链的测试信号。
10.如权利要求9所述的方法，其中所述测试信号包括基带信号。
11.一种操作以处理分别调制到第一和第二射频(RF)载波上的第一和第二通信信号的宽带中间频率(IF)双载波双转换接收器，包括：
第一接收器链，包括操作以执行RF混频的RF本地振荡器(LO)和操作以执行IF混频的IFLO，所述第一接收器链操作以将第一信号从第一RF载波频率到IF然后到基带进行双转换；
第二接收器链，与所述第一接收器链共享一个或多个RFLO，并操作以将第二信号从与所述第一RF载波频率不同的第二RF载波频率到所述IF然后到基带进行双转换；
其中所述第一和第二接收器链操作以处理已知参考信号；
IQ失衡估计器，操作以将每个接收器链中的IQ失衡估计为：将每个信号与对应已知参考信号或通过对应信道估计修改的对应已知参考信号进行最佳匹配的值；以及
均衡器，操作以补偿第一和第二基带信号以便去除所估计的IQ失衡，
其中所述IQ失衡估计器操作为：通过在将每个接收器链中的IQ失衡估计为将每个接收的信号与对应已知参考信号进行最佳匹配的值之前估计与每个载波相关联的信道频率响应，从而估计IQ失衡，
其中估计每个接收器链中的IQ失衡包括：将所接收的信号表示为IQ失衡缩放因子乘以根据对应信道估计所修改的已知参考信号值，以及求解所述IQ失衡缩放因子。
12.如权利要求11所述的接收器，其中所述IQ失衡估计器操作以通过以下操作来估计IQ失衡：
估计包括根据信道估计所缩放的IQ失衡值的IQ失衡加信道矩阵；以及
将所述IQ失衡加信道矩阵归一化以去除所述信道估计。
13.如权利要求12所述的接收器，其中
所述IQ失衡估计器还操作以通过使用最小平方估计针对IQ失衡而补偿所接收的信号来估计所述IQ失衡；以及
所述均衡器操作以通过在所补偿的接收信号上执行均衡以去除残余的IQ失衡增益因子来补偿所述第一和第二基带信号。
14.如权利要求13所述的接收器，其中所述第一和第二信号是正交频分复用(OFDM)信号，以及其中所述IQ失衡估计器操作以通过以下操作来估计IQ失衡加信道矩阵：
选择多个邻接副载波；
假设多径衰落在所选择的副载波上是恒定的；以及
在所选择的副载波上联合估计所述IQ失衡加信道矩阵。
15.如权利要求11所述的接收器，其中所述中间频率是所述第一与第二RF载波频率之间的差的一半。
16.如权利要求11所述的接收器，其中所述第一和第二信号是正交频分复用(OFDM)信号，以及其中所述IQ失衡估计器操作以：
在具有不同导频模式的多个副载波上推导IQ失衡估计；以及
基于所述导频模式来组合对于不同副载波的IQ失衡估计。
17.如权利要求16所述的接收器，其中基于所述导频模式来组合对于不同副载波的IQ失衡估计包括：组合对于不同副载波的IQ失衡估计，使得为具有有助于准确IQ失衡估计的导频模式的那些副载波执行所述IQ失衡估计。
18.如权利要求17所述的接收器，其中基于所述导频模式来组合对于不同副载波的IQ失衡估计包括：形成对于不同副载波的IQ失衡估计的加权线性平均值，其中所述加权线性平均值的权重取决于对于相应副载波的导频模式。
19.如权利要求11所述的接收器，还包括操作以生成并注入测试信号到所述第一和第二接收器链的至少之一的测试信号生成器。
20.如权利要求19所述的接收器，其中所述测试信号生成器操作以生成基带频率测试信号。
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