JP5869598B2 - 空間ベクトル変調およびエンハンスト空間ベクトル変調のための擬似零ベクトル - Google Patents
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Description
本開示は、たとえばモータ制御用途において、擬似零ベクトルを使用してＡＣ波形を生成するためのＰＷＭ制御用の空間ベクトル変調もしくはエンハンスト空間ベクトル変調、またはその両方を実行するための装置および方法に関する。
空間ベクトル変調（ＳＶＭ）は、パルス幅変調（ＰＷＭ）を制御するためのアルゴリズムである。これは、交流（ＡＣ）波形を生成するために使用され、通常、ＤＣから様々に変化する速度で３相ＡＣ電源駆動のモータを駆動するために使用される。品質および計算の要求事項が様々に異なるＳＶＭには数多くの変形形態がある。
図１に示した３相インバータ１００は、同じ区間で両方のスイッチが決してオンにならないように制御しなければならず、そうでなければＤＣ電源が短絡することになるはずである。この要求事項は、ある区間内の各スイッチの補完的な動作によって満たすことができる。すなわち、Ａ＋がオンの場合はＡ−はオフであり、逆の場合も同様である。これにより、インバータ１００において実現可能な８つのスイッチング・ベクトルＶ０〜Ｖ７が生じ、これらは、図２の図表１１０に示すように６つの能動スイッチング・ベクトルと２つの零ベクトルを有する。
空間ベクトル変調を実施するには、基準信号Ｖｒｅｆを周波数ｆｓ（Ｔｓ＝１／ｆｓ）でサンプリングする。この基準信号は、たとえばαβγ変換を使用して、３つの別々の位相基準から生成することができる。次いで、基準ベクトルは、２つの隣接する能動スイッチング・ベクトルと、零ベクトルのうちの１つまたは両方との組合せを使用して合成される。ベクトルの次数、および（１つまたは複数の）零ベクトルのいずれを使用すべきかを選択する様々な方式が存在する。各ベクトルを十分配慮して選択することにより、高調波成分およびスイッチング損失に影響を及ぼすことになる。
本開示は、ＡＣ波形を生成するためのＰＷＭ制御用の空間ベクトル変調を実行する方法を対象とする。この方法は、基準信号を生成およびサンプリングして基準サンプルを生成すること、および基準ベクトル近似を実行して基準サンプルの少なくとも１つに関連する基準ベクトルを合成することを含む。この基準ベクトル近似は、その形成過程において、能動ベクトル、１つまたは複数の零ベクトル、および、１つまたは複数の擬似零ベクトルを利用する。
この方法の一実施形態では、擬ベクトルは、互いの角度差が１８０°の２つの能動ベクトルの組合せを含む。別の実施形態では、組み合わせて擬ベクトルを形成するこの２つの能動ベクトルは、スカラー振幅が同じである。
この方法の別の実施形態では、擬ベクトルは、互いの角度差が１２０°の３つの能動ベクトルの組合せを含む。さらに別の実施形態では、組み合わせて擬ベクトルを形成するこの３つの能動ベクトルは、スカラー振幅が同じである。
この方法の一実施形態では、基準ベクトル近似での能動ベクトルは、隣接能動ベクトルを含む。別の実施形態では、基準ベクトルの一部分は、２つの隣接能動ベクトルによって近似され、基準ベクトルの残りの部分は、２つの非隣接能動ベクトルによって近似される。一実施形態によれば、能動ベクトルによって駆動される基準ベクトルの一部分は、変数ｍによって表され、ここで０≦ｍ≦１であり、能動ベクトルによって駆動される基準ベクトルの残りの部分は１−ｍで表される。ｍ＝１のとき、能動ベクトルによって駆動される基準ベクトル全体は、２つの隣接ベクトルによって近似され、ｍ＝０のとき、能動ベクトルによって駆動される基準ベクトル全体は、２つの非隣接能動ベクトルによって近似される。一実施形態では、非隣接能動ベクトルは、互いに１２０°分離している。
本開示の別の実施形態では、制御システムは、複数の基準信号サンプルを受信し、基準ベクトル近似を実行して、基準信号サンプルの少なくとも１つに関連する基準ベクトルを合成するように構成された空間ベクトル変調器を備える。基準ベクトル近似は、その形成過程において、能動ベクトル、１つまたは複数の零ベクトル、および、１つまたは複数の擬似零ベクトルを利用し、ここで、空間ベクトル変調器は、基準ベクトル近似に基づいてタイミング信号を出力する。制御システムはさらに、空間ベクトル変調器からのタイミング信号を受信し、それに基づいてパルス幅変調制御信号を出力するように構成されたパルス幅変調ユニット、および、パルス幅変調制御信号を受信し、それに基づいて交流波形を生成するように構成された３相インバータを備える。
制御システムの一実施形態では、擬ベクトルは、互いの角度差が１８０°の２つの能動ベクトルの組合せを含む。別の実施形態では、組み合わせて擬ベクトルを形成するこの２つの能動ベクトルは、スカラー振幅が同じである。
制御システムの別の実施形態では、擬ベクトルは、互いの角度差が１２０°の３つの能動ベクトルの組合せを含む。さらに別の実施形態では、組み合わせて擬ベクトルを形成する３つの能動ベクトルは、スカラー振幅が同じである。
制御システムの一実施形態では、基準ベクトル近似での能動ベクトルは、隣接能動ベクトルを含む。別の実施形態では、基準ベクトルの一部分は、２つの隣接能動ベクトルによって近似され、基準ベクトルの残りの部分は、２つの非隣接能動ベクトルによって近似される。一実施形態では、基準ベクトルの一部分は、変数ｍによって表され、ここで０≦ｍ≦１であり、基準ベクトルの残りの部分は１−ｍで表される。ｍ＝１のとき、能動ベクトルによって駆動される基準ベクトル全体は、２つの隣接ベクトルによって近似され、ｍ＝０のとき、能動ベクトルによって駆動される基準ベクトル全体は、２つの非隣接能動ベクトルによって近似される。一実施形態では、非隣接ベクトルは、互いに１２０°分離している。
制御システムの一実施形態では、３相インバータは、第１の位相出力を形成するノードで互いに接続された第１の直列接続のスイッチ・ペアと、第２の位相出力を形成するノードで互いに接続された第２の直列接続のスイッチ・ペアと、第３の位相出力を形成するノードで互いに接続された第３の直列接続のスイッチ・ペアとを備える。インバータはさらに、第１の端子を用いて第１、第２、および第３の直列接続のスイッチ・ペアそれぞれの底部ノードに接続されたシャント抵抗、ならびに基準電位に結合された第２の端子、ならびにシャント抵抗の第１および第２の端子にそれぞれ結合された第１および第２の入力を有する増幅器を備え、ここで増幅器の出力は、シャント抵抗を通って流れる電流レベルを示す。
添付図を参照しながら、本開示による例示的な実施形態を以下の記述でより詳細に説明する。
場合によっては、同じまたは同様の機能特性を有する対象物および機能ユニットについては、以下の説明では同じ参照記号が使用される。さらに、様々な例示的な実施形態の任意選択の特徴を互いに組み合わせることができ、または互いに置き換えることができる。
工業用および自動車用のモータ制御用途においては、３相インバータから正弦波形を生成するために、ＰＭＳＭ（永久磁石型同期電動機モータ）およびＡＣＩＭ（交流誘導電動機）の正弦波整流制御（Ｖ／ｆ、ＦＯＣ（フィールド・オリエンテッド制御）、ＤＴＣ（直接トルク制御）など）でＳＶＭが広く使用されている。デュアルシャントおよびトリプルシャントの電流検知技法と比較すると、シングルシャント電流検知抵抗器がインバータＤＣリンクに挿入された正弦波整流モータ制御が望ましい解決策であるが、それというのも、低コスト、簡略性など重要な利点があるからである。しかし、シングルシャント電流検知を用いた正確なモータ相電流の再構成には、１つのパルス幅変調（ＰＷＭ）サイクル内で２つの電流サンプルが必要である。しかし、従来のＳＶＭ技法を用いる場合、以下の状況では正確な電流再構成が困難である。すなわち（１）測定できる電流サンプルは１つだけなので、基準電圧の空間ベクトルがセクタの境界を横切る場合（多くの場合でこれが生じる）、および（２）変調指数が低く、サンプリング間隔が短すぎて、電流サンプルを取得することができない場合（超低速のモータ制御においては、普通これが生じる）。
本開示は、擬似零ベクトル（あるいは、これは準零ベクトルまたは合成零ベクトルと呼んでもよい）の新規の考え方をＳＶＭに提案して、上記の問題に取り組むものである。擬似零ベクトルを使用する新規のＳＶＭを用いると、低コストで、品質が高く、信頼性がより高い、独自のモータ制御ソリューション（たとえば、シングルシャント電流検知を用いるセンサレスＦＯＣ）を顧客に提供することができる。擬似零ベクトルを用いた新規のＳＶＭはまた、無停電電源装置、再生可能エネルギーなど向けの３相電力インバータ制御で使用してもよい。
既存の従来のＳＶＭの空間ベクトル図（正六角形）１２０および基準ベクトル近似１３０が、それぞれ図３および４に示してある。
から
までが能動ベクトルである。
および
は、インバータ出力において電圧差を生成することはなく、既存のＳＶＭにおけるただ２つの零ベクトル（または受動ベクトル）である。回転基準ベクトル
は、２つの隣接能動ベクトル（たとえば、セクタＡでの
、
）、および、既存の零ベクトルのうちの１つまたは両方（たとえば
のみ）によって近似される。空間ベクトル六角形の面がＡ〜Ｆの６つのセクタに分割され、
の角度θが各セクタでの相対角度θｒｅｌに変換される。一例としてセクタＡ内の基準ベクトルを使用して、以下の部分が、既存または従来のＳＶＭの計算値を示す。
から
までが能動ベクトルである。
および
は、インバータ出力において電圧差を生成することはなく、既存のＳＶＭにおけるただ２つの零ベクトル（または受動ベクトル）である。回転基準ベクトル
は、２つの隣接能動ベクトル（たとえば、セクタＡでの
、
）、および、既存の零ベクトルのうちの１つまたは両方（たとえば
のみ）によって近似される。空間ベクトル六角形の面がＡ〜Ｆの６つのセクタに分割され、
の角度θが各セクタでの相対角度θｒｅｌに変換される。一例としてセクタＡ内の基準ベクトルを使用して、以下の部分が、既存または従来のＳＶＭの計算値を示す。
電圧／時間バランス処理を使用すると、
Ｔｓ＝Ｔ０＋Ｔ１＋Ｔ２ （２）
式（１）および（２）を解くと、次式が得られる。
Ｔ１＝Ｋｓｉｎ（６０°−θｒｅｌ）・Ｔｓ （３）
Ｔ２＝Ｋｓｉｎ（θｒｅｌ）・Ｔｓ （４）
式（３）および（４）を加算すると、次式が得られる。
Ｔ１＋Ｔ２＝Ｋｓｉｎ（６０°＋θｒｅｌ）・Ｔｓ （５）
したがって、零ベクトルの時間は次式の通りである。
Ｔ０＝Ｔｓ−（Ｔ１＋Ｔ２）＝［１−Ｋｓｉｎ（６０°＋θｒｅｌ）］・Ｔｓ （６）
Ｔ０−ここで、１つまたは複数の零ベクトルの時間が適用される。１つまたは複数の零ベクトルは、
もしくは
、またはその両方とすることができる。
Ｔ１−第１の能動ベクトル（たとえば、セクタＡでの
）の時間が、１つのサンプリング周期内で適用される。
Ｔ２−第２の能動ベクトル（たとえば、セクタＡでの
）の時間が、１つのサンプリング周期内で適用される。
Ｋ−Ｋは
であり、｜Ｖｒｅｆ｜は
の振幅であり、ＶＤＣはインバータＤＣリンクの電圧である。
Ｔｓ−サンプリング周期であり、たとえばＴｓ＝５０μｓである。
常にＴ０≧０（すなわちＴ１＋Ｔ２≦Ｔｓ）なので、Ｋ≦１である。過変調なしに、インバータＤＣリンクの電圧を利用することができる。
Ｔｓ＝Ｔ０＋Ｔ１＋Ｔ２ （２）
式（１）および（２）を解くと、次式が得られる。
Ｔ１＝Ｋｓｉｎ（６０°−θｒｅｌ）・Ｔｓ （３）
Ｔ２＝Ｋｓｉｎ（θｒｅｌ）・Ｔｓ （４）
式（３）および（４）を加算すると、次式が得られる。
Ｔ１＋Ｔ２＝Ｋｓｉｎ（６０°＋θｒｅｌ）・Ｔｓ （５）
したがって、零ベクトルの時間は次式の通りである。
Ｔ０＝Ｔｓ−（Ｔ１＋Ｔ２）＝［１−Ｋｓｉｎ（６０°＋θｒｅｌ）］・Ｔｓ （６）
Ｔ０−ここで、１つまたは複数の零ベクトルの時間が適用される。１つまたは複数の零ベクトルは、
もしくは
、またはその両方とすることができる。
Ｔ１−第１の能動ベクトル（たとえば、セクタＡでの
）の時間が、１つのサンプリング周期内で適用される。
Ｔ２−第２の能動ベクトル（たとえば、セクタＡでの
）の時間が、１つのサンプリング周期内で適用される。
Ｋ−Ｋは
であり、｜Ｖｒｅｆ｜は
の振幅であり、ＶＤＣはインバータＤＣリンクの電圧である。
Ｔｓ−サンプリング周期であり、たとえばＴｓ＝５０μｓである。
常にＴ０≧０（すなわちＴ１＋Ｔ２≦Ｔｓ）なので、Ｋ≦１である。過変調なしに、インバータＤＣリンクの電圧を利用することができる。
式（３）および（４）の正規化時間Ｔ１ １４０およびＴ２ １５０のグラフが図５に示してある。各セクタの境界（たとえば、セクタＡでのθ＝０°または６０°付近）においてＴ１またはＴ２のいずれかが、ゼロに近いかゼロに等しいことが明らかであり、これが、ＳＶＭおよびシングルシャント電流検知を用いるモータ制御において上記の問題（１）の根本原因である。従来、この問題を解決するために数多くの試みがなされてきたが、それぞれの解決策には欠点がある。
たとえば、単一のシャント抵抗を用いたＤＣリンク電流からのモータ相電流の再構成は、ＡＤＣが正確な電流値をサンプリングするよう、時間Ｔｍｉｎ（これは、ＰＷＭの不感時間＋ドライバの遅延＋ＡＤＣのサンプリング時間である）でＴ１およびＴ２を制限することによって実行される。しかし、Ｔ１およびＴ２を制限すると、電圧ベクトルが歪むことになり、したがって、トルク・リップルが高くなり、振動および音響雑音が高くなり、高い動荷重によってモータ制御が不安定になることもある。このような場合にシステム性能を最適化するには、非常に高速なＡＤＣが必要とされる。
別の従来の解決策は、ＳＶＭの切替えパターンを修正して、２つの電流サンプルを取得できるよう測定時間窓を最小化することである。このパターン修正によって電流リップルがいくらか生成されることもあり、さらに、パターンを修正し、同じ修正を訂正することにより、アルゴリズムを実施するためのＣＰＵ資源がさらに必要となる。
別の従来の解決策では、非対称ＰＷＭパルス（全てのＰＷＭパルスでのデューティ・サイクルを維持しながら、２つのＰＷＭパルスがシフトされて、電流サンプリングに十分な時間が得られる）を使用するが、この問題を部分的にしか解決しない。Ｋが非常に小さいかＫ＝０である場合、Ｔ１とＴ２の両方はゼロに近いかゼロに等しいことが分かり、これにより、前述の問題（２）が生じる。今述べた非対称ＰＷＭパルスを使用しても、この問題を部分的にしか解決できない。
本開示では、擬似零ベクトルの新規の考え方をＳＶＭに提案し、これにより、３つ以上の能動ベクトルを用いた基準ベクトルの近似が相対的に容易かつ単純明快になる。（対照的に、既存のＳＶＭは、２つの隣接能動ベクトルのみを使用して基準ベクトルを近似する）。図６Ａ〜６Ｅに示した擬似零ベクトルは、既存の２つの零ベクトルを補完し、ＳＶＭ理論を拡張し、基準ベクトルを近似する際に零ベクトルの選択肢が広がることになる。
基本の擬似零ベクトルは、図６Ａ、６Ｂ、および６Ｃに示した３つの能動ベクトル１６０、１７０、もしくは１８０の組合せか、図６Ｄおよび６Ｅに示した２つの能動ベクトル１９０もしくは２００の組合せのいずれかである。図６Ａ〜６Ｅに示した擬似零ベクトル時間Ｔｚは、様々な用途の要求事項に応じて、時間とともに変動してもよく、θの角度に依存してもよく、または一定でもよい。これらの擬似零ベクトルは、既存の零ベクトルと同様の効果を有する（すなわち、これらの擬似零ベクトルは、インバータ出力において電圧差を生成しない）。擬似零ベクトルの任意の組合せでも、同じ効果が生じる。擬似零ベクトルは、既存の零ベクトルが使用されるのと同様に使用することができる（すなわち、基準ベクトルの近似においては、１つ、２つの零ベクトル、または零ベクトルの組合せが使用される）。
本開示による擬似零ベクトルの新規の考え方の利点は、ＳＶＭ近似において、「零ベクトル」の選択肢がより多くなることである。３つ以上の能動ベクトルを用いた基準ベクトルの近似が、非常に容易かつ便利になる。さらに、対応する計算が、既存のＳＶＭの計算と同様であり、したがって、相対的に簡略かつ高速である。
擬似零ベクトルを選択的に利用した、本開示によるＳＶＭの２つの例を以下に示す。新規ＳＶＭの両方の例は、任意のＰＷＭサイクル内で、２つのシングルシャント電流サンプリングにおいてゼロ以外の時間間隔を有し、したがって、上記の問題（１）を容易に解決することができる。さらに有利には、新規のＳＶＭの例＃２が、前述の問題（２）を完全に解決することができる。
新規のＳＶＭの例では、技術者は、シングルシャント電流検知を用いるモータ制御の最高性能を実現するために、擬似零ベクトル時間Ｔｚを調整して、様々なシステム要求事項およびハードウェア設計に基づく様々な電流のサンプリング間隔を得ることができる。具体的には、より長い擬似零ベクトル時間Ｔｚを選択することによって、ＡＤＣの長いサンプリング間隔を容易に得ることができるので、さらにシステム・コストを下げるために、ＤＣリンク電流の信号増幅用に低速で、普通で、低コストの演算増幅器（もしあれば）を使用することも可能である。
表１には、擬似零ベクトルの新規の考え方を用いたＳＶＭにおける、基本の電圧空間ベクトルの概要が示してある。
本開示の一要素は、擬似零ベクトルの新規の考え方をＳＶＭに導入することである。新規の擬似零ベクトルを用いる場合、既存または従来のＳＶＭにおける２つのみの場合と比較して零ベクトルの選択肢がより多くなり、これにより、基準ベクトルの近似ならびにＳＶＭスイッチング・シーケンスの設計において、柔軟性が増すことになる。３つ以上の能動ベクトルを用いた基準ベクトルの近似は、相対的に容易かつ便利になる。さらに、対応する計算が、既存のＳＶＭの計算と同様であり、したがって、相対的に簡略かつ高速である。
このセクションでは、ＳＶＭにおいて擬似零ベクトルを選択的に利用して、既存のＳＶＭでは効果的に扱うことが困難であるシングルシャントモータ制御の問題を単純明快に解決するための２つの例が示してある。
新規のＳＶＭの例＃１。図７Ａおよび７Ｂに示した一例としてセクタＡを使用して、基準ベクトル
２１０、２２０が、２つの隣接能動ベクトル、１つの擬似零ベクトル、および既存の零ベクトルのうちの１つまたは両方によって近似される。同じ能動ベクトル（たとえば、図７Ａでの
および
）の時間を組み合わせて、３つの能動ベクトル（たとえば、図７Ｂでの
、
および
、ならびに図７Ａでの
、
および
）によって
が実際に近似される。この新規のＳＶＭの例＃１については、以下でより詳細に説明する。
新規のＳＶＭの例＃２。図８に示した一例としてセクタＡを使用して、２つの隣接能動ベクトル、２つの擬似零ベクトル、および既存の零ベクトルのうちの１つまたは両方によって基準ベクトル
２３０が近似される。同じ能動ベクトル（すなわち、
および
、
および
）の時間を組み合わせて、
が４つの能動ベクトルによって実際に近似される。新規のＳＶＭの例＃２についても、以下でより詳細に説明する。
新規のＳＶＭの例＃１。図７Ａおよび７Ｂに示した一例としてセクタＡを使用して、基準ベクトル
２１０、２２０が、２つの隣接能動ベクトル、１つの擬似零ベクトル、および既存の零ベクトルのうちの１つまたは両方によって近似される。同じ能動ベクトル（たとえば、図７Ａでの
および
）の時間を組み合わせて、３つの能動ベクトル（たとえば、図７Ｂでの
、
および
、ならびに図７Ａでの
、
および
）によって
が実際に近似される。この新規のＳＶＭの例＃１については、以下でより詳細に説明する。
新規のＳＶＭの例＃２。図８に示した一例としてセクタＡを使用して、２つの隣接能動ベクトル、２つの擬似零ベクトル、および既存の零ベクトルのうちの１つまたは両方によって基準ベクトル
２３０が近似される。同じ能動ベクトル（すなわち、
および
、
および
）の時間を組み合わせて、
が４つの能動ベクトルによって実際に近似される。新規のＳＶＭの例＃２についても、以下でより詳細に説明する。
表２は、既存のＳＶＭと新規のＳＶＭの例を擬似零ベクトルで比較し、その概要を示す。
新規のＳＶＭの例＃１−１つの擬似零ベクトルを用いたＳＶＭ
図７Ａおよび７Ｂに示すように、各既存セクタ（すなわち、Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅ、およびＦ）での基準ベクトルは、能動ベクトルの２つの異なるセットによって近似することができる。表２に示すように、遷移角ΘＴｒ（０°＜ΘＴｒ＜６０°）を導入して、新規のセクタＡ１、Ａ２、Ｂ１、Ｂ２などを得る。したがって、図７Ａでは基準ベクトル２１０はセクタＡ１にあり、図７Ｂでは基準ベクトル２２０はセクタＡ２にある。遷移角において、新規のＳＶＭについて、基準ベクトル近似が、能動ベクトルのあるセットから能動ベクトルの別のセットに遷移する。ΘＴｒは、様々な既存のセクタにおいて互いに異なっていてもよい。説明を簡単にするために、全てのセクタについて同じ値、たとえばΘＴｒ＝３０°を選択することができる。
図７Ａおよび７Ｂに示すように、各既存セクタ（すなわち、Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅ、およびＦ）での基準ベクトルは、能動ベクトルの２つの異なるセットによって近似することができる。表２に示すように、遷移角ΘＴｒ（０°＜ΘＴｒ＜６０°）を導入して、新規のセクタＡ１、Ａ２、Ｂ１、Ｂ２などを得る。したがって、図７Ａでは基準ベクトル２１０はセクタＡ１にあり、図７Ｂでは基準ベクトル２２０はセクタＡ２にある。遷移角において、新規のＳＶＭについて、基準ベクトル近似が、能動ベクトルのあるセットから能動ベクトルの別のセットに遷移する。ΘＴｒは、様々な既存のセクタにおいて互いに異なっていてもよい。説明を簡単にするために、全てのセクタについて同じ値、たとえばΘＴｒ＝３０°を選択することができる。
０°≦θｒｅｌ＜ΘＴｒのときの計算
一例として図７Ａに示すようにセクタＡでの基準ベクトル２１０を使用して、以下で０°≦θｒｅｌ＜ΘＴｒのときの計算を示す。電圧／時間バランス処理を使用して、
ＴｚをＴｍｉｎ（これは、ＰＷＭの不感時間＋ドライバの遅延＋ＡＤＣのサンプリング時間）に選ぶ。説明を簡単にするために、以下のように選択する。
Ｔ３＝Ｔｚ＝λＴｓ≧Ｔｍｉｎ （１０）
ここで、λは定数であり、
である。たとえば、Ｔｓ＝５０μｓ、Ｔｍｉｎ＝２μｓの場合、
を選択することができる。
式（８）〜（１０）を解くと次式が得られる。
Ｔ１＝Ｋｓｉｎ（６０°−Ｑｒｅｌ）・Ｔｓ （１１）
Ｔ１＋Ｔ２＋Ｔ３＝［Ｋｓｉｎ（６０°＋Ｑｒｅｌ）＋２λ］・Ｔｓ （１３）
したがって、零ベクトル時間は次式の通りである。
Ｔ０＝Ｔｓ−（Ｔ１＋Ｔ２＋Ｔ３）＝［（１−２λ）−Ｋｓｉｎ（６０°＋Ｑｒｅｌ）］・Ｔｓ （１４）
ここで、Ｔ０−１つまたは複数の既存の零ベクトルの時間Ｔ０が適用される。１つまたは複数の零ベクトルは以下の通りでよい。
もしくは
、またはその両方
Ｔｚ−擬似零ベクトルの時間が適用される。
Ｔ１−１つのサンプリング周期内で第１の能動ベクトルの時間が適用される。
Ｔ２−１つのサンプリング周期内で第２の能動ベクトルの時間が適用される。
Ｔ３−１つのサンプリング周期内で第３の能動ベクトルの時間が適用される。これは、使用されている擬似零ベクトルの一部分である。
Ｋ−
は
の振幅であり、ＶＤＣはインバータＤＣリンク電圧である。
ＴＳ−サンプリング周期
常にＴ０≧０なので、式（１４）からＫ≦１−２λであることが分かり、したがって、過変調なしのインバータＤＣリンク電圧利用率は次式の通りである。
一例として図７Ａに示すようにセクタＡでの基準ベクトル２１０を使用して、以下で０°≦θｒｅｌ＜ΘＴｒのときの計算を示す。電圧／時間バランス処理を使用して、
ＴｚをＴｍｉｎ（これは、ＰＷＭの不感時間＋ドライバの遅延＋ＡＤＣのサンプリング時間）に選ぶ。説明を簡単にするために、以下のように選択する。
Ｔ３＝Ｔｚ＝λＴｓ≧Ｔｍｉｎ （１０）
ここで、λは定数であり、
である。たとえば、Ｔｓ＝５０μｓ、Ｔｍｉｎ＝２μｓの場合、
を選択することができる。
式（８）〜（１０）を解くと次式が得られる。
Ｔ１＝Ｋｓｉｎ（６０°−Ｑｒｅｌ）・Ｔｓ （１１）
Ｔ１＋Ｔ２＋Ｔ３＝［Ｋｓｉｎ（６０°＋Ｑｒｅｌ）＋２λ］・Ｔｓ （１３）
したがって、零ベクトル時間は次式の通りである。
Ｔ０＝Ｔｓ−（Ｔ１＋Ｔ２＋Ｔ３）＝［（１−２λ）−Ｋｓｉｎ（６０°＋Ｑｒｅｌ）］・Ｔｓ （１４）
ここで、Ｔ０−１つまたは複数の既存の零ベクトルの時間Ｔ０が適用される。１つまたは複数の零ベクトルは以下の通りでよい。
もしくは
、またはその両方
Ｔｚ−擬似零ベクトルの時間が適用される。
Ｔ１−１つのサンプリング周期内で第１の能動ベクトルの時間が適用される。
Ｔ２−１つのサンプリング周期内で第２の能動ベクトルの時間が適用される。
Ｔ３−１つのサンプリング周期内で第３の能動ベクトルの時間が適用される。これは、使用されている擬似零ベクトルの一部分である。
Ｋ−
は
の振幅であり、ＶＤＣはインバータＤＣリンク電圧である。
ＴＳ−サンプリング周期
常にＴ０≧０なので、式（１４）からＫ≦１−２λであることが分かり、したがって、過変調なしのインバータＤＣリンク電圧利用率は次式の通りである。
ΘＴｒ≦θｒｅｌ＜６０°のときの計算
一例として図７Ｂに示すようにセクタＡでの基準ベクトル２２０を使用して、以下でΘＴｒ≦θｒｅｌ＜６０°のときの計算を示す。電圧／時間バランス処理を使用して、
同様にして、Ｔｚ＝λＴｓを選択する。すなわち、
Ｔ３＝λＴｓ≧Ｔｍｉｎ （１８）
式（１６）および（１７）を解いて次式を得る。
したがって、零ベクトル時間は以下の通りである。
Ｔ０＝Ｔｓ−（Ｔ１＋Ｔ２＋Ｔ３）＝［（１−２λ）−Ｋｓｉｎ（６０°＋θｒｅｌ）］・Ｔｓ （２２）
同様に、過変調なしのインバータＤＣリンク電圧利用率は、式（１５）と同じであることが分かる。したがって、新規のＳＶＭの例＃１は、ある過変調なしの最大インバータＤＣリンク電圧の利用率を有し、以下の通りである。
図９に式（２３）のグラフが示してあり、これは、最大インバータＤＣリンク電圧２４０の利用率対例１におけるλである。λ＝０のとき、新規のＳＶＭは既存のＳＶＭになり、
である。
一例として図７Ｂに示すようにセクタＡでの基準ベクトル２２０を使用して、以下でΘＴｒ≦θｒｅｌ＜６０°のときの計算を示す。電圧／時間バランス処理を使用して、
同様にして、Ｔｚ＝λＴｓを選択する。すなわち、
Ｔ３＝λＴｓ≧Ｔｍｉｎ （１８）
式（１６）および（１７）を解いて次式を得る。
したがって、零ベクトル時間は以下の通りである。
Ｔ０＝Ｔｓ−（Ｔ１＋Ｔ２＋Ｔ３）＝［（１−２λ）−Ｋｓｉｎ（６０°＋θｒｅｌ）］・Ｔｓ （２２）
同様に、過変調なしのインバータＤＣリンク電圧利用率は、式（１５）と同じであることが分かる。したがって、新規のＳＶＭの例＃１は、ある過変調なしの最大インバータＤＣリンク電圧の利用率を有し、以下の通りである。
図９に式（２３）のグラフが示してあり、これは、最大インバータＤＣリンク電圧２４０の利用率対例１におけるλである。λ＝０のとき、新規のＳＶＭは既存のＳＶＭになり、
である。
全てのセクタにおけるΘＴｒ＝３０°の場合の、新規のＳＶＭの例＃１における正規化時間Ｔ１ ２５０、Ｔ２ ２６０、およびＴ３ ２７０のグラフが図１０に示してある。Ｔ１、Ｔ２およびＴ３は全てゼロ以外である（Ｋが非常に小さいかＫ＝０であるときを除いて）ことが分かる。したがって、新規のＳＶＭの例＃１は、前述の問題（１）を容易に解決することができる。シングルシャント電流検知を使用すると、２つの時間間隔Ｔ１およびＴ２の間にインバータＤＣリンク電流を測定することがいつでも良好な選択である。
新規のＳＶＭの例＃２−２つの擬似零ベクトルを用いるＳＶＭ
一例として図８に示すようにセクタＡでの基準ベクトル２３０を使用して、以下で計算を示す。電圧／時間バランス処理を使用して、
同様にして、Ｔｚ＝λＴｓを選択する。すなわち、
Ｔ３＝Ｔ４＝λＴｓ≧Ｔｍｉｎ （２６）
式（２４）〜（２６）を解いて次式を得る。
したがって、零ベクトル時間は以下の通りである。
Ｔ０＝Ｔｓ−（Ｔ１＋Ｔ２＋Ｔ３＋Ｔ４）＝［（１−４λ）−Ｋｓｉｎ（６０°＋θｒｅｌ）］・Ｔｓ （３０）
ここで、Ｔ０−１つまたは複数の既存の零ベクトルの時間が適用される。１つまたは複数の零ベクトルは以下の通りでよい。
もしくは
、またはその両方
Ｔｚ−擬似零ベクトルの時間が適用される。
Ｔ１−１つのサンプリング周期内で第１の能動ベクトルの時間が適用される。
Ｔ２−１つのサンプリング周期内で第２の能動ベクトルの時間が適用される。
Ｔ３、Ｔ４−１つのサンプリング周期内で第３および第４の能動ベクトルの時間が適用される。これは、使用されている擬似零ベクトルの一部分である。
Ｋ−
である。｜Ｖｒｅｆ｜は
の振幅であり、ＶＤＣはインバータＤＣリンク電圧である。
Ｔｓ−サンプリング周期
常にＴ０≧０なので、式（３０）からＫ≦１−４λであることが分かり、したがって、過変調なしのインバータＤＣリンク電圧利用率は次式の通りである。
したがって、過変調なしの最大インバータＤＣリンク電圧の利用率は以下の通りである。
式（３２）のグラフが図１１に２８０で示してあり、これは、新規の例２における最大インバータＤＣリンク電圧の利用率対λを示す。λ＝０のとき、新規のＳＶＭは既存のＳＶＭになり、
である。
一例として図８に示すようにセクタＡでの基準ベクトル２３０を使用して、以下で計算を示す。電圧／時間バランス処理を使用して、
同様にして、Ｔｚ＝λＴｓを選択する。すなわち、
Ｔ３＝Ｔ４＝λＴｓ≧Ｔｍｉｎ （２６）
式（２４）〜（２６）を解いて次式を得る。
したがって、零ベクトル時間は以下の通りである。
Ｔ０＝Ｔｓ−（Ｔ１＋Ｔ２＋Ｔ３＋Ｔ４）＝［（１−４λ）−Ｋｓｉｎ（６０°＋θｒｅｌ）］・Ｔｓ （３０）
ここで、Ｔ０−１つまたは複数の既存の零ベクトルの時間が適用される。１つまたは複数の零ベクトルは以下の通りでよい。
もしくは
、またはその両方
Ｔｚ−擬似零ベクトルの時間が適用される。
Ｔ１−１つのサンプリング周期内で第１の能動ベクトルの時間が適用される。
Ｔ２−１つのサンプリング周期内で第２の能動ベクトルの時間が適用される。
Ｔ３、Ｔ４−１つのサンプリング周期内で第３および第４の能動ベクトルの時間が適用される。これは、使用されている擬似零ベクトルの一部分である。
Ｋ−
である。｜Ｖｒｅｆ｜は
の振幅であり、ＶＤＣはインバータＤＣリンク電圧である。
Ｔｓ−サンプリング周期
常にＴ０≧０なので、式（３０）からＫ≦１−４λであることが分かり、したがって、過変調なしのインバータＤＣリンク電圧利用率は次式の通りである。
したがって、過変調なしの最大インバータＤＣリンク電圧の利用率は以下の通りである。
式（３２）のグラフが図１１に２８０で示してあり、これは、新規の例２における最大インバータＤＣリンク電圧の利用率対λを示す。λ＝０のとき、新規のＳＶＭは既存のＳＶＭになり、
である。
新規のＳＶＭの例＃２における正規化時間Ｔ１ ２９０、Ｔ２ ３００、Ｔ３およびＴ４ ３１０のグラフが図１２に示してある。Ｔ１とＴ２の両方は、（λＴｓ≧Ｔｍｉｎである限り）全ての条件において、Ｋ＝０（すなわち、｜Ｖｒｅｆ｜＝０）のときでもＴｍｉｎよりも長いことが分かる。したがって、新規のＳＶＭの例＃２は、問題（１）を解決できるだけでなく、前述の問題（２）完全に解決することができる。シングルシャント電流検知を使用すると、２つの時間間隔Ｔ１およびＴ２の間にインバータＤＣリンク電流を測定することがいつでも良好な選択である。
モータ制御での新規のＳＶＭの使用。モータ制御でのＳＶＭの接続が図１３Ａおよび１３Ｂに示してある。新規のＳＶＭへの入力は、図１３Ａに示すように基準ベクトル
の極座標（すなわち、動径座標｜Ｖｒｅｆ｜および角度座標θ）とすることができ、これについては前で議論した。図１３Ｂに示すように、ＳＶＭへの入力は、α−β直交座標系での基準ベクトル
の直交座標（Ｖα、Ｖβ）とすることができる。ＳＶＭ空間ベクトル六角形での座標系が図１４に示してある。極座標から直交座標への変換は次式の通りである。
Ｖα＝｜Ｖｒｅｆ｜ｃｏｓ（θ） （３３）
Ｖβ＝｜Ｖｒｅｆ｜ｓｉｎ（θ） （３４）
式（３３）および（３４）の場合、表２に挙げた全ての式は、ＶαおよびＶβの入力を有する形式に変化することができる。たとえば、セクタＡ１における新規のＳＶＭの例＃１の時間計算は次式の通りになる。
の極座標（すなわち、動径座標｜Ｖｒｅｆ｜および角度座標θ）とすることができ、これについては前で議論した。図１３Ｂに示すように、ＳＶＭへの入力は、α−β直交座標系での基準ベクトル
の直交座標（Ｖα、Ｖβ）とすることができる。ＳＶＭ空間ベクトル六角形での座標系が図１４に示してある。極座標から直交座標への変換は次式の通りである。
Ｖα＝｜Ｖｒｅｆ｜ｃｏｓ（θ） （３３）
Ｖβ＝｜Ｖｒｅｆ｜ｓｉｎ（θ） （３４）
式（３３）および（３４）の場合、表２に挙げた全ての式は、ＶαおよびＶβの入力を有する形式に変化することができる。たとえば、セクタＡ１における新規のＳＶＭの例＃１の時間計算は次式の通りになる。
図１３Ａには、制御システム３２０、たとえばモータ制御システムが示してある。制御システム３２０は、擬似零ベクトルを利用する、本開示による空間ベクトル変調器（ＳＶＭ）３３０を備える。ＳＶＭ３３０は、基準信号または基準サンプルを受信し、それに基づいて１つまたは複数の基準ベクトルを合成し、本明細書に記載の通り、基準ベクトルのうちの少なくとも１つが、１つまたは複数の擬似零ベクトルを利用する。１つまたは複数の合成された基準ベクトルに基づいて、ＳＶＭ変調器３３０がタイミング信号３４０をＰＷＭユニット３５０に出力し、このユニットがタイミング信号３４０を受信し、ＰＷＭ制御信号３６０を生成する。ＰＷＭ制御信号３６０が３相インバータ回路３７０に供給され、このインバータ回路が出力信号ｕ、ｖ、およびｗを生成して、３相モータなどの負荷３８０を駆動する。先に述べたように、図１３Ｂは図１３Ａと似ているが、極座標ではなく直交座標での入力基準信号を受信する。しかし、一般には前述したのと同じように動作する。
シングルシャント電流検知を用いたインバータ。３相２レベル電圧型インバータとモータの接続が図１５に４００で示してある。インバータ４００の６つのスイッチング・デバイスは、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、または同様の部品でもよく、マイクロコントローラＰＷＭ信号によって制御される。図に示すように、インバータは、直列接続されたスイッチの第１の対４１０、直列接続されたスイッチの第２の対４２０、および直列接続されたスイッチの第３の対４３０を備える。直列接続された対４１０、４２０、および４３０のそれぞれは、出力ｕ、ｖ、ｗを形成するノードで接続され、このノードは負荷４４０のそれぞれの位相に接続される。直列接続された対４１０、４２０、４３０のそれぞれはまた、端子４５０にともに結合され、この端子はシャント抵抗４６０の第１の端子に結合され、このシャント抵抗は基準電位４７０に接続あされた第２の端子を有する。増幅器４８０は、シャント抵抗４６０の第１および第２の端子にそれぞれ結合された入力端子を有し、増幅器４８０の出力が、シャント抵抗４６０を介して流れる電流を示す。
モータ巻線は、（図に示したような）スター状またはデルタ状で結線することができる。ＳＶＭを使用してＰＷＭを制御して、３相の正弦波形をモータ巻線に生成する。シャント抵抗Ｒｓｈｕｎｔ４６０がインバータＤＣリンクに挿入されて、ＤＣリンク電流を検知する。必要ならば、増幅器４８０を使用して、ＤＣリンク電流に比例する抵抗電圧降下を増幅する。ホール・センサ、変流器、または他の電流センサが、シャント抵抗に取って代わってＤＣリンク電流を検知できることに留意されたい。
デュアルシャントおよびトリプルシャントの電流検知と比較して、シングルシャント電流検知には以下の重要な利点がある。
１）使用される電流センサ、増幅器（もしあれば）、およびＡＤＣチャネルが１つだけであることによるコスト削減。対照的に、デュアルシャント電流検知およびトリプルシャント電流検知には、複数の電流センサ、増幅器（もしあれば）、およびＡＤＣチャネルが必要となる。
２）同じ電流検知回路およびＡＤＣチャネルがモータ相の全ての電流測定に使用されるので、（構成部品の公差、温度変動、経時変化などに起因することがある）増幅器の利得およびオフセットを較正する必要がないこと。
３）電子回路図およびＰＣＢ設計が、より簡略かつ容易になること。
スイッチング・シーケンス設計。新規のＳＶＭには、様々なシーケンスの能動／零ベクトル、ベクトルのデューティ・サイクルの分割、および既存の零ベクトルの選択（すなわち、零ベクトル
もしくは
、またはその両方を選ぶこと）に応じて、数多くのスイッチング・シーケンスの組合せが存在する。ここで全てのスイッチング・シーケンスを挙げることは難しい。このセクションでは、スイッチング・シーケンスのいくつかの例を挙げるに留めるが、これらは、Ｉｎｆｉｎｅｏｎ製のマイクロコントローラまたは他のタイプのマイクロコントローラを使用して容易に実装することができる。図１６Ａおよび１６Ｂには、新規のＳＶＭの例＃１向けの５セグメント・スイッチング・シーケンス５００、５１０の例が示してある。図１７Ａおよび１７Ｂには、新規のＳＶＭの例＃２向けの５セグメント・スイッチング・シーケンス５２０、５３０が示してあり、図１８Ａおよび１８Ｂには、６セグメント・スイッチング・シーケンス５４０、５５０の例が示してあり、図１９Ａおよび１９Ｂには、７セグメント・スイッチング・シーケンス５６０、５７０が示してある。
１）使用される電流センサ、増幅器（もしあれば）、およびＡＤＣチャネルが１つだけであることによるコスト削減。対照的に、デュアルシャント電流検知およびトリプルシャント電流検知には、複数の電流センサ、増幅器（もしあれば）、およびＡＤＣチャネルが必要となる。
２）同じ電流検知回路およびＡＤＣチャネルがモータ相の全ての電流測定に使用されるので、（構成部品の公差、温度変動、経時変化などに起因することがある）増幅器の利得およびオフセットを較正する必要がないこと。
３）電子回路図およびＰＣＢ設計が、より簡略かつ容易になること。
スイッチング・シーケンス設計。新規のＳＶＭには、様々なシーケンスの能動／零ベクトル、ベクトルのデューティ・サイクルの分割、および既存の零ベクトルの選択（すなわち、零ベクトル
もしくは
、またはその両方を選ぶこと）に応じて、数多くのスイッチング・シーケンスの組合せが存在する。ここで全てのスイッチング・シーケンスを挙げることは難しい。このセクションでは、スイッチング・シーケンスのいくつかの例を挙げるに留めるが、これらは、Ｉｎｆｉｎｅｏｎ製のマイクロコントローラまたは他のタイプのマイクロコントローラを使用して容易に実装することができる。図１６Ａおよび１６Ｂには、新規のＳＶＭの例＃１向けの５セグメント・スイッチング・シーケンス５００、５１０の例が示してある。図１７Ａおよび１７Ｂには、新規のＳＶＭの例＃２向けの５セグメント・スイッチング・シーケンス５２０、５３０が示してあり、図１８Ａおよび１８Ｂには、６セグメント・スイッチング・シーケンス５４０、５５０の例が示してあり、図１９Ａおよび１９Ｂには、７セグメント・スイッチング・シーケンス５６０、５７０が示してある。
電流再構成。シングルシャント電流検知を使用することにより、２つ／３つのモータ相電流を再構成することができる。各ＰＷＭサイクルにおいて、２つの異なる能動ベクトル・セグメント中で少なくとも２度インバータＤＣリンク電流が測定されて、２つのモータ相電流が得られる。ＡＤＣサンプリングは普通、能動ベクトル・セグメントの中心付近でトリガされて、電流遷移を回避する。表３には、様々なＰＷＭセグメントのインバータＤＣリンク電流が示してある。一例として、図２０には、図１８Ａにおいて先に示したスイッチング・シーケンス５４０に対応するＤＣリンク電流ＩＤＣｌｉｎｋ５８０が示してある。２つの相電流は、２つのＰＷＭ能動ベクトル・セグメントで測定することができ、これらのセグメントはＴｍｉｎ以上であり、たとえば図２０において、Ｔ２≧ＴｍｉｎでありＴ１≧Ｔｍｉｎなので、Ｔ２時にはＩＤＣｌｉｎｋ＝−Ｉｗであり、Ｔ１時にはＩＤＣｌｉｎｋ＝Ｉｕである。２つの相電流を用いる場合、第３のモータ相電流は容易に計算することができるが、それというのもＩｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０だからである。
一例としてセクタＡ内の基準ベクトル
を使用して、図２１は、本開示の別の実施形態による１つの擬似零ベクトルを有する基準ベクトル５９０の代替近似を示す。明らかに、Ｔ１およびＴ２についての計算は、既存のＳＶＭについての計算と同じであり、基準ベクトル５９０は、実際には４つの能動ベクトルによって近似される。前述の問題を容易に解決することが、擬似零ベクトルの選択的な利用の別の一例である。
を使用して、図２１は、本開示の別の実施形態による１つの擬似零ベクトルを有する基準ベクトル５９０の代替近似を示す。明らかに、Ｔ１およびＴ２についての計算は、既存のＳＶＭについての計算と同じであり、基準ベクトル５９０は、実際には４つの能動ベクトルによって近似される。前述の問題を容易に解決することが、擬似零ベクトルの選択的な利用の別の一例である。
先に述べたように、ＳＶＭは普通、産業用途および自動車のモータ制御用途に利用され、ＰＭＳＭおよびＡＣＩＭの正弦波整流制御（Ｖ／ｆ、ＦＯＣ、およびＤＴＣなど）で使用されて、３相インバータから正弦波形を生成する。デュアルシャントおよびトリプルシャントの電流検知技法と比較すると、インバータＤＣリンクに挿入されたシングルシャント電流検知抵抗器を用いる正弦波整流モータ制御が所望の解決策であるが、それというのも、低コスト、簡略性など重要な利点があるからである。しかし、シングルシャント電流検知を用いた正確なモータ相電流の再構成には、１つのＰＷＭサイクルに２つの電流サンプルが必要である。しかし、既存のＳＶＭを用いる場合、準電圧の空間ベクトルがセクタの境界を横切るときは正確な電流再構成が困難であるが、それというのも、その状況では１つの電流サンプルしか測定できないからである。ＳＶＭおよびシングルシャント電流検知を用いる常用速度のモータ制御のほとんどにおいて、それが問題である。
本開示の一実施形態によって提案されたエンハンストＳＶＭが、上記の問題を解決することができる。新規のＳＶＭ技術を用いる場合、低コストで、品質が高く、信頼性がより高い、独自のモータ制御ソリューション（たとえば、シングルシャント電流検知を用いるセンサレスＦＯＣ）を顧客に提供することができる。エンハンストＳＶＭはまた、無停電電源装置、再生可能エネルギーなど向けの３相電力インバータ制御に使用してもよい。
従来のＳＶＭに関連する先に述べた問題を解決するために、この実施形態による本開示は、既存のＳＶＭでの２つの隣接能動ベクトルの代わりに様々な能動ベクトルを有する基準ベクトルの革新的な近似をもたらす。エンハンストＳＶＭの新規の近似が、図２２Ａ〜２２Ｂに示してある。基準ベクトル６００、６１０のある部分（すなわち、０≦ｍ≦１の場合の
）は、既存のＳＶＭと同様に２つの隣接能動ベクトルによって近似され、残りの部分
は、２つの非隣接かつ１２０°分離された能動ベクトルによって近似される。エンハンストＳＶＭを以下で説明する。エンハンストＳＶＭのある特別な場合はｍ＝１のときであり、基準ベクトル
全体が、各セクタ内の２つの隣接能動ベクトルによって近似され、エンハンストＳＶＭは、図４に示すように既存のＳＶＭになる。エンハンストＳＶＭの別の特別な場合はｍ＝０のときであり、基準ベクトル
全体が、各セクタ内の２つの非隣接かつ１２０°分離された能動ベクトルによって近似される。したがって、図２２Ａおよび２２Ｂでの近似６００、６１０は、それぞれ図２３Ａおよび２３Ｂでの近似６２０、６３０になる。エンハンストＳＶＭは、別の新規のＳＶＭになる（これは、本開示では「ｍ＝０でのエンハンストＳＶＭ」と呼ばれ）、以下で詳細に説明する。
）は、既存のＳＶＭと同様に２つの隣接能動ベクトルによって近似され、残りの部分
は、２つの非隣接かつ１２０°分離された能動ベクトルによって近似される。エンハンストＳＶＭを以下で説明する。エンハンストＳＶＭのある特別な場合はｍ＝１のときであり、基準ベクトル
全体が、各セクタ内の２つの隣接能動ベクトルによって近似され、エンハンストＳＶＭは、図４に示すように既存のＳＶＭになる。エンハンストＳＶＭの別の特別な場合はｍ＝０のときであり、基準ベクトル
全体が、各セクタ内の２つの非隣接かつ１２０°分離された能動ベクトルによって近似される。したがって、図２２Ａおよび２２Ｂでの近似６００、６１０は、それぞれ図２３Ａおよび２３Ｂでの近似６２０、６３０になる。エンハンストＳＶＭは、別の新規のＳＶＭになる（これは、本開示では「ｍ＝０でのエンハンストＳＶＭ」と呼ばれ）、以下で詳細に説明する。
表４は、既存のＳＶＭおよび提案された新規のＳＶＭを比較し、その概要を示す。
先に述べたように、エンハンストＳＶＭには、従来のＳＶＭ技法を上回る利点がある。たとえば、エンハンストＳＶＭは、シングルシャント電流検知を用いる３相モータ制御に良好に適しており、したがって、以下でより詳細に説明するシングルシャント電流検知技法を活用することができる。エンハンストＳＶＭの別の利点は、シングルシャント電流検知を用いるモータ制御の性能を最大限引き出すために、顧客が係数ｍを調整して、様々なシステム要求事項およびハードウェア設計に基づく様々な電流サンプリング間隔を得ることができることである。エンハンストＳＶＭでの近似には３つの隣接能動ベクトルが使用されるので、必要ならば、１つのＰＷＭサイクル内でインバータＤＣリンク電流の３つのＡＤＣサンプリングを取得して、３つのモータ相電流を直接得ることが可能である（これについては、以下でより詳細に論じる）。３つのモータ巻線電流の合計がゼロではなく、依然としてシングルシャント電流検知を使用するような用途の場合にはこれが有用になろう。任意のＰＷＭサイクル内で直接、対象となるモータ相電流の２つのＡＤＣサンプリングのみ（たとえば、ＩｕおよびＩｖのみ）を取得することも可能である。
ｍ＝０でのエンハンストＳＶＭもまた、シングルシャント電流検知を用いるモータ制御に良好に適している。これは、あらゆるＰＷＭサイクル内において電流サンプリング時間間隔が長く、したがって、さらにシステム・コストを下げるために、電流の信号増幅用に低速で、普通で、低コストの演算増幅器を使用することも可能である。ｍ＝０でのエンハンストＳＶＭは、ＤＣリンクのバス電圧利用率が相対的に低い。ＤＣリンク電圧が高い用途、たとえば、ＤＣリンク電圧が非常に高い（力率補正を使用することから４００Ｖ ＤＣまで）低コストのＰＭＳＭ天井ファン駆動において、これは問題にならない。
エンハンストＳＶＭ。図２２Ａおよび２２Ｂに示すように、一例としてセクタＡ内の基準ベクトルを使用して、能動ベクトルの２つの異なるセットにより、既存の各セクタ（すなわち、Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅ、またはＦ）での基準ベクトルを近似することができる。遷移角ΘＴｒ（０°＜ΘＴｒ＜６０°）を導入して、表１に示した組み合された新規のセクタＡＢ、ＢＣ、ＣＤ、ＤＥ、ＥＦ、およびＦＡを得る。遷移角において、基準ベクトル近似は、新規のＳＶＭについて、能動ベクトルのあるセットから能動ベクトルの別のセットに遷移する。ΘＴｒは、互いに異なる既存のセクタにおいて異なっていてもよい。説明を簡単にするために、全てのセクタにおいて同じ値、たとえばΘＴｒ＝３０°を選ぶことができる。
ΘＴｒ≦θｒｅｌ＜６０°のときの計算。一例として図２２Ａに示すように、セクタＡ内の基準ベクトルを使用して、以下に、ΘＴｒ≦θｒｅｌ＜６０°のときの計算を示す。電圧／時間バランス処理を使用して、
式（３９）と（４０）の両側を加算して、
式（３９）および（４０）を解いて次式を得る。
ここで、Ｔ０−１つまたは複数の零ベクトルの時間が適用される。１つまたは複数の零ベクトルは、
もしくは
、またはその両方とすることができる。
Ｔ１−第１の能動ベクトルの時間が、１つのサンプリング周期内で適用される。
Ｔ２−第２の能動ベクトルの時間が、１つのサンプリング周期内で適用される。
Ｔ３−第３の能動ベクトルの時間が、１つのサンプリング周期内で適用される。
Ｋ−
であり、｜Ｖｒｅｆ｜は
の振幅であり、ＶＤＣはインバータＤＣリンク電圧である。
Ｔｓ−サンプリング周期
式（４３）と（４４）の両側を加算すると、次式になることが分かる。
ここで、θ１は、係数ｍのみに依存する角度である。
ここで、ｋは整数であり、ｋ＝０、±１、±２、±３または・・・である。０≦ｍ≦１において６０°≦θ１≦１２０°になるようにｋを選択する。たとえば、ｍ＝０のときはθ１＝１２０°である。
式（４５）、（４６）、および（４７）の両側を加算して次式を得る。
ここで、θ２−ｍのみに依存する角度であり、
である。たとえば、ｍ＝０のときはθ２＝３０°である。零ベクトル時間は次式の通りである。
常にＴ０≧０（すなわちＴ１＋Ｔ２＋Ｔ３≦Ｔｓ）なので、
であり、したがって過変調なしのインバータＤＣリンク電圧利用率は次式の通りである。
式（３９）と（４０）の両側を加算して、
式（３９）および（４０）を解いて次式を得る。
ここで、Ｔ０−１つまたは複数の零ベクトルの時間が適用される。１つまたは複数の零ベクトルは、
もしくは
、またはその両方とすることができる。
Ｔ１−第１の能動ベクトルの時間が、１つのサンプリング周期内で適用される。
Ｔ２−第２の能動ベクトルの時間が、１つのサンプリング周期内で適用される。
Ｔ３−第３の能動ベクトルの時間が、１つのサンプリング周期内で適用される。
Ｋ−
であり、｜Ｖｒｅｆ｜は
の振幅であり、ＶＤＣはインバータＤＣリンク電圧である。
Ｔｓ−サンプリング周期
式（４３）と（４４）の両側を加算すると、次式になることが分かる。
ここで、θ１は、係数ｍのみに依存する角度である。
ここで、ｋは整数であり、ｋ＝０、±１、±２、±３または・・・である。０≦ｍ≦１において６０°≦θ１≦１２０°になるようにｋを選択する。たとえば、ｍ＝０のときはθ１＝１２０°である。
式（４５）、（４６）、および（４７）の両側を加算して次式を得る。
ここで、θ２−ｍのみに依存する角度であり、
である。たとえば、ｍ＝０のときはθ２＝３０°である。零ベクトル時間は次式の通りである。
常にＴ０≧０（すなわちＴ１＋Ｔ２＋Ｔ３≦Ｔｓ）なので、
であり、したがって過変調なしのインバータＤＣリンク電圧利用率は次式の通りである。
６０°≦θｒｅｌ＜６０°＋ΘＴｒのときの計算。図２２Ｂに示すように、一例としてセクタＡ内の基準ベクトルを使用して、以下に６０°≦θｒｅｌ＜６０°＋ΘＴｒのときのわずかに異なる計算を示す。同様に次式が得られる。
式（５２）および（５３）を解くと、次式が得られる。
ここで、θ３−係数ｍにのみ依存する角度であり、
である。ｋは整数であり、ｋ＝０、±１、±２、±３または・・・である。０≦ｍ≦１において０°≦θ３≦６０°になるようにｋを選択する。たとえば、ｍ＝０のときはθ３＝０°である。零ベクトル時間は次式の通りである。
ここで、θ４−係数ｍにのみ依存する角度であり、
である。たとえば、ｍ＝０のときはθ４＝３０°である。同様に、過変調なしのインバータＤＣリンク電圧利用率が式（５１）と同じであることが分かる。したがって、エンハンストＳＶＭは、ある過変調なしの最大インバータＤＣリンク電圧利用率を有し、次式の通りである。
式（５８）のグラフが、図２４に６４０で示してある。ｍ＝１のとき、エンハンストＳＶＭは既存のＳＶＭになり、
であり、以前の式（７）でこれまで述べてきた。ｍ＝０のとき、ｍ＝０でのエンハンストＳＶＭの特別な場合になり、
である（以下でより詳細に論じる）。
式（５２）および（５３）を解くと、次式が得られる。
ここで、θ３−係数ｍにのみ依存する角度であり、
である。ｋは整数であり、ｋ＝０、±１、±２、±３または・・・である。０≦ｍ≦１において０°≦θ３≦６０°になるようにｋを選択する。たとえば、ｍ＝０のときはθ３＝０°である。零ベクトル時間は次式の通りである。
ここで、θ４−係数ｍにのみ依存する角度であり、
である。たとえば、ｍ＝０のときはθ４＝３０°である。同様に、過変調なしのインバータＤＣリンク電圧利用率が式（５１）と同じであることが分かる。したがって、エンハンストＳＶＭは、ある過変調なしの最大インバータＤＣリンク電圧利用率を有し、次式の通りである。
式（５８）のグラフが、図２４に６４０で示してある。ｍ＝１のとき、エンハンストＳＶＭは既存のＳＶＭになり、
であり、以前の式（７）でこれまで述べてきた。ｍ＝０のとき、ｍ＝０でのエンハンストＳＶＭの特別な場合になり、
である（以下でより詳細に論じる）。
エンハンストＳＶＭ向けの正規化時間Ｔ１ ６５０、Ｔ２ ６６０、およびＴ３ ６７０のグラフが、図２５Ａおよび２５Ｂに示してあり、全てのセクタにおいてΘＴｒ＝３０°であり、それぞれ例としてｍ＝０．８および０．２である。Ｔ１、Ｔ２、およびＴ３が全てゼロ以外であることは明らかである。シングルシャント電流検知を使用すると、第３の時間（たとえば、図２５Ａに示すように０°≦θ＜３０°のときはＴ２およびＴ３、図２５Ｂに示すように全てのθについてＴ１およびＴ３）よりも長い２つの時間間隔の間にインバータＤＣリンク電流を測定することが、いつでも良好な選択である。ΘＴｒ＝３０°において、最小電流サンプリング時間はＴ１、Ｔ２、またはＴ３であり、次式の通りであることが分かる。
または、
ユーザは、必要とされる最大インバータＤＣリンク電圧利用率、および電流サンプリングに必要な最小時間に基づいてｍの値を選ぶことができる（すなわち、Ｔｍｉｎｉｍｕｍ≧Ｔｍｉｎであり、ここでＴｍｉｎは、ＰＷＭの不感時間＋ドライバの遅延＋ＡＤＣのサンプリング時間であることを確認されたい）。
または、
ユーザは、必要とされる最大インバータＤＣリンク電圧利用率、および電流サンプリングに必要な最小時間に基づいてｍの値を選ぶことができる（すなわち、Ｔｍｉｎｉｍｕｍ≧Ｔｍｉｎであり、ここでＴｍｉｎは、ＰＷＭの不感時間＋ドライバの遅延＋ＡＤＣのサンプリング時間であることを確認されたい）。
ｍ＝０でのエンハンストＳＶＭ。同様に、ｍ＝０でのエンハンストＳＶＭの計算を以下に示す。
式（６１）〜（６４）は、図２３Ａおよび２３Ｂに当てはまることに留意されたい。過変調なしのインバータＤＣリンク電圧利用率は次式の通りになる。
全てのセクタについての遷移角ΘＴｒ＝３０°での正規化時間Ｔ１ ６８０およびＴ３ ６９０のグラフが、図２６に示してある。Ｔ１とＴ３の両方ともゼロ以外であることが明らかである。ΘＴｒ＝３０°の場合、電流ＡＤＣサンプリングにおける最短時間は次式の通りである。
式（６１）〜（６４）は、図２３Ａおよび２３Ｂに当てはまることに留意されたい。過変調なしのインバータＤＣリンク電圧利用率は次式の通りになる。
全てのセクタについての遷移角ΘＴｒ＝３０°での正規化時間Ｔ１ ６８０およびＴ３ ６９０のグラフが、図２６に示してある。Ｔ１とＴ３の両方ともゼロ以外であることが明らかである。ΘＴｒ＝３０°の場合、電流ＡＤＣサンプリングにおける最短時間は次式の通りである。
この実施形態による本開示の有利な一要素は、既存のＳＶＭと同様に、２つの隣接能動ベクトルを利用して基準ベクトルを合成する代わりに、基準ベクトル
を近似するために、エンハンストＳＶＭが３つの隣接能動ベクトルまたは２つの非隣接能動ベクトルを使用することである。新規のエンハンストＳＶＭでは、１つのＰＷＭサイクル内での複数の電流サンプリングについてゼロ以外の間隔を実現することができ、結果として生じるモータ相電流に歪みをもたらすことなく、シングルシャント電流検知を用いた相電流の再構成を容易に実行することができる。
を近似するために、エンハンストＳＶＭが３つの隣接能動ベクトルまたは２つの非隣接能動ベクトルを使用することである。新規のエンハンストＳＶＭでは、１つのＰＷＭサイクル内での複数の電流サンプリングについてゼロ以外の間隔を実現することができ、結果として生じるモータ相電流に歪みをもたらすことなく、シングルシャント電流検知を用いた相電流の再構成を容易に実行することができる。
モータ制御における新規のＳＶＭの使用。モータ制御システム７００におけるＳＶＭの接続が、図２７Ａおよび２７Ｂに示してある。図２７Ａには、制御システム７００、たとえばモータ制御システムの一部分が示してある。制御システム７００は、基準ベクトルを合成するための３つの隣接能動ベクトルまたは２つの非隣接能動ベクトルを使用するエンハンストＳＶＭを利用する、本開示による空間ベクトル変調器（ＳＶＭ）７１０を備える。エンハンストＳＶＭ７１０は、基準信号または基準サンプルを受信し、それに基づいて１つまたは複数の基準ベクトルを合成し、基準ベクトルのうちの少なくとも１つが、本明細書に記載の通り、３つの隣接能動ベクトルか２つの非隣接能動ベクトルのいずれかを利用する。合成された１つまたは複数の基準ベクトルに基づいて、ＳＶＭ変調器７１０は、タイミング信号７２０をＰＷＭユニット７３０に出力し、このユニットがタイミング信号７２０を受信し、ＰＷＭ制御信号７４０を生成する。ＰＷＭ制御信号７４０は３相インバータ回路７５０に供給され、この回路が、出力信号ｕ、ｖ、およびｗを生成して、３相モータなどの負荷７６０を駆動する。
新規のエンハンストＳＶＭへの入力は、図２７Ａに示すように、基準ベクトル
の極座標（すなわち、動径座標｜Ｖｒｅｆ｜および角度座標θ）とすることができ、これについてはこれまでに述べてきた。ＳＶＭへの入力はまた、図２７Ｂに示すように、α−β直交座標系での基準ベクトル
の直交座標（Ｖα、Ｖβ）とすることができる。
の極座標（すなわち、動径座標｜Ｖｒｅｆ｜および角度座標θ）とすることができ、これについてはこれまでに述べてきた。ＳＶＭへの入力はまた、図２７Ｂに示すように、α−β直交座標系での基準ベクトル
の直交座標（Ｖα、Ｖβ）とすることができる。
ＳＶＭ空間ベクトル六角形での座標系が、図２８に７７０で示してある。極座標から直交座標への変換は次式の通りである。
Ｖα＝｜Ｖｒｅｆ｜ｃｏｓ（θ） （６７）
Ｖβ＝｜Ｖｒｅｆ｜ｓｉｎ（θ） （６８）
式（６７）および（６８）の場合、表４に挙げた全ての式は、ＶαおよびＶβの入力を有する形式に変化することができる。たとえば、セクタＡＢにおけるｍ＝０でのエンハンストＳＶＭの時間計算は次式の通りになる。
Ｖα＝｜Ｖｒｅｆ｜ｃｏｓ（θ） （６７）
Ｖβ＝｜Ｖｒｅｆ｜ｓｉｎ（θ） （６８）
式（６７）および（６８）の場合、表４に挙げた全ての式は、ＶαおよびＶβの入力を有する形式に変化することができる。たとえば、セクタＡＢにおけるｍ＝０でのエンハンストＳＶＭの時間計算は次式の通りになる。
シングルシャント電流検知を用いるインバータ。３相２レベル電圧型インバータ７９０とモータ８００の接続７８０が、図２９に示してある。図に示したように、インバータ７９０は、直列接続されたスイッチの第１の対８１０、直列接続されたスイッチの第２の対８２０、および直列接続されたスイッチの第３の対８３０を備える。直列接続された対８１０、８２０、および８３０のそれぞれは、出力ｕ、ｖ、ｗを形成するノードで接続され、このノードは負荷８００のそれぞれの位相に接続される。直列接続された対８１０、８２０、８３０のそれぞれはまた、ともに端子８５０で結合され、この端子はシャント抵抗８６０の第１の端子に結合され、この抵抗は基準電位８７０に接続された第２の端子を有する。増幅器８８０は、シャント抵抗８６０の第１および第２の端子にそれぞれ結合された入力端子を有し、増幅器８８０の出力が、シャント抵抗８６０を通って流れる電流電流を示す。
インバータの６つのスイッチング・デバイスは、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴまたは同様の部品でもよく、マイクロコントローラＰＷＭ信号によって制御される。モータ巻線は、（図に示したような）スター状またはデルタ状で結線することができる。３つの隣接能動ベクトルか２つの非隣接能動ベクトルのいずれかを使用して基準ベクトルを合成する、前述のエンハンストＳＶＭを使用して、ＰＷＭを制御して、モータ巻線への３相正弦波形を生成する。シャント抵抗Ｒｓｈｕｎｔ８６０がインバータＤＣリンクに挿入されて、ＤＣリンク電流を検知する。必要ならば、増幅器８８０を使用して、ＤＣリンク電流に比例する抵抗電圧降下を増幅する。ホール・センサ、変流器、または他の電流センサが、シャント抵抗に取って代わってＤＣリンク電流を検知できることに留意されたい。
新規のエンハンストＳＶＭには、様々なシーケンスの能動／零ベクトル、ベクトルのデューティ・サイクルの分割、および既存の零ベクトルの選択（すなわち、零ベクトル
もしくは
、またはその両方を選ぶこと）に応じて、数多くのスイッチング・シーケンスの組合せが存在する。ここで全てのスイッチング・シーケンスを挙げることは難しい。このセクションでは、スイッチング・シーケンスのいくつかの例を挙げるに留めるが、これらは、Ｉｎｆｉｎｅｏｎ製のマイクロコントローラまたは他のマイクロコントローラを使用して容易に実装することができる。
もしくは
、またはその両方を選ぶこと）に応じて、数多くのスイッチング・シーケンスの組合せが存在する。ここで全てのスイッチング・シーケンスを挙げることは難しい。このセクションでは、スイッチング・シーケンスのいくつかの例を挙げるに留めるが、これらは、Ｉｎｆｉｎｅｏｎ製のマイクロコントローラまたは他のマイクロコントローラを使用して容易に実装することができる。
エンハンストＳＶＭ向けのスイッチング・シーケンス設計。図３０Ａおよび３０Ｂには、エンハンストＳＶＭ向けの４セグメント・スイッチング・シーケンスの例が８９０、９００で示してあり、図３１Ａおよび３１Ｂには、６セグメント・スイッチング・シーケンスの例が９１０、９２０で示してある。図３２Ａおよび３２Ｂには、ｍ＝０でのエンハンストＳＶＭ向けの３セグメント・スイッチング・シーケンスの例が９３０、９４０で示してあり、図３３Ａおよび３３Ｂには、ｍ＝０での５セグメント・スイッチング・シーケンスの例が９５０、９６０で示してある。
電流再構成。シングルシャント電流検知を使用することにより、２つ／３つのモータ相電流を再構成することができる。各ＰＷＭサイクルにおいて、２つの異なる能動ベクトル・セグメント中で少なくとも２度インバータＤＣリンク電流が測定されて、２つのモータ相電流が得られる。ＡＤＣサンプリングは普通、能動ベクトル・セグメントの中心付近でトリガされて、電流遷移を回避する。
表５には、様々なＰＷＭセグメントのインバータＤＣリンク電流が示してある。一例として、図３４には、エンハンストＳＶＭ向けの、図３１Ａにおいて先に示したスイッチング・シーケンス９１０に対応するＤＣリンク電流ＩＤＣｌｉｎｋ９７０が示してある。２つの相電流は、２つのＰＷＭ能動ベクトル・セグメントで測定することができ、これらのセグメントはＴｍｉｎ以上であり、Ｔ２／２≧ＴｍｉｎおよびＴ３≧Ｔｍｉｎの場合、たとえば図３４において、Ｔ２／２時にはＩＤＣｌｉｎｋ＝−Ｉｗであり、Ｔ３時にはＩＤＣｌｉｎｋ＝Ｉｖである。２つの相電流を用いる場合、第３のモータ相電流は容易に計算することができるが、それというのもＩｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０だからである。
エンハンストＳＶＭにおいて、全ての３つの能動ベクトル・セグメントがＴｍｉｎよりも長い場合、１つのＰＷＭサイクル内でインバータＤＣリンク電流の３つのＡＤＣサンプリングを取得して、３つのモータ相電流を直接得ることが可能であることが図３４から分かる。Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ≠０であるような用途の場合にはこれが有用になろう。任意のＰＷＭサイクル内で、対象となるモータ相電流（たとえば、ＩｕおよびＩｖのみ）の２つのＡＤＣサンプリングのみを直接取得することも可能である。
前述の問題を解決するために、図３５Ａおよび３５Ｂに示すような代替方式で基準ベクトル
を近似することが可能であり、ここでｎ≧０である。例としてセクタＡ内の基準ベクトルを使用して、図３５Ａにおいて９８０で、
が、既存のＳＶＭと同様に２つの隣接能動ベクトルによって近似され、逆の部分
が、２つの非隣接で１２０°分離された能動ベクトルによって近似され、図３５Ｂにおいて９９０で、
が、２つの非隣接で１２０°分離された能動ベクトルによって近似され、逆の部分
が、２つの隣接能動ベクトルによって近似される。図３５Ａおよび３５Ｂに示した代替解決策では、４つの能動ベクトルを使用して、基準ベクトルを近似するが、先に述べた解決策では３つまたは２つを使用する。図３５Ａに示した近似は、ｍ≧１でのエンハンストＳＶＭの特別な場合と考えることができ、図３５Ｂに示した近似は、ｍ≦０でのエンハンストＳＶＭの特別な場合と考えることができる。
を近似することが可能であり、ここでｎ≧０である。例としてセクタＡ内の基準ベクトルを使用して、図３５Ａにおいて９８０で、
が、既存のＳＶＭと同様に２つの隣接能動ベクトルによって近似され、逆の部分
が、２つの非隣接で１２０°分離された能動ベクトルによって近似され、図３５Ｂにおいて９９０で、
が、２つの非隣接で１２０°分離された能動ベクトルによって近似され、逆の部分
が、２つの隣接能動ベクトルによって近似される。図３５Ａおよび３５Ｂに示した代替解決策では、４つの能動ベクトルを使用して、基準ベクトルを近似するが、先に述べた解決策では３つまたは２つを使用する。図３５Ａに示した近似は、ｍ≧１でのエンハンストＳＶＭの特別な場合と考えることができ、図３５Ｂに示した近似は、ｍ≦０でのエンハンストＳＶＭの特別な場合と考えることができる。
前述の例示的な実施形態は、本発明の原理を例示したものに過ぎない。本明細書に記載の構成および詳細の修正形態および変形形態が他の専門家にとって興味深いものになる可能性があることは自明である。したがって、その狙いは、本発明が添付の特許請求の範囲に記載の保護範囲のみによって限定されるべきであって、例示的な実施形態の記述および説明に基づいて本明細書において提示されてきた特定の詳細によって限定されるべきではないことである。
１００ ３相インバータ
１３０ 基準ベクトル近似
１４０ 正規化時間Ｔ１
１５０ 正規化時間Ｔ２
１６０ 能動ベクトル
１７０ 能動ベクトル
１８０ 能動ベクトル
１９０ 能動ベクトル
２００ 能動ベクトル
２１０ 基準ベクトル
２２０ 基準ベクトル
２３０ 基準ベクトル
２４０ 最大インバータＤＣリンク電圧
２５０ 正規化時間Ｔ１
２６０ 正規化時間Ｔ２
２７０ 正規化時間Ｔ３
２８０ グラフ
２９０ 正規化時間Ｔ１
３００ 正規化時間Ｔ２
３１０ 正規化時間Ｔ３
３２０ 制御システム
３３０ 空間ベクトル変調器
３４０ タイミング信号
３５０ ＰＷＭユニット
３６０ ＰＷＭ制御信号
３７０ ３相インバータ回路
３８０ 負荷
４００ インバータ
４１０ 直列接続されたスイッチの第１の対
４２０ 直列接続されたスイッチの第２の対
４３０ 直列接続されたスイッチの第３の対
４４０ 負荷
４５０ 端子
４６０ シャント抵抗
４７０ 基準電位
４８０ 増幅器
５００ ５セグメント・スイッチング・シーケンス
５１０ ５セグメント・スイッチング・シーケンス
５２０ ５セグメント・スイッチング・シーケンス
５３０ ５セグメント・スイッチング・シーケンス
５４０ ６セグメント・スイッチング・シーケンス
５５０ ６セグメント・スイッチング・シーケンス
５６０ ７セグメント・スイッチング・シーケンス
５７０ ７セグメント・スイッチング・シーケンス
５８０ ＤＣリンク電流
５９０ 基準ベクトル
６００ 基準ベクトル
６１０ 基準ベクトル
６２０ 近似
６３０ 近似
６４０ グラフ
６５０ 正規化時間Ｔ１
６６０ 正規化時間Ｔ２
６７０ 正規化時間Ｔ３
６８０ 正規化時間Ｔ１
６９０ 正規化時間Ｔ３
７００ モータ制御システム
７１０ 空間ベクトル変調器
７２０ タイミング信号
７３０ ＰＷＭユニット
７４０ ＰＷＭ制御信号
７５０ ３相インバータ回路
７６０ 負荷
７７０ ＳＶＭ空間ベクトル六角形での座標系
７８０ 接続
７９０ ３相２レベル電圧型インバータ
８００ モータ
８１０ 直列接続されたスイッチの第１の対
８２０ 直列接続されたスイッチの第２の対
８３０ 直列接続されたスイッチの第３の対
８５０ 端子
８６０ シャント抵抗
８７０ 基準電位
８８０ 増幅器
８９０ ４セグメント・スイッチング・シーケンス
９００ ４セグメント・スイッチング・シーケンス
９１０ ６セグメント・スイッチング・シーケンス
９２０ ６セグメント・スイッチング・シーケンス
９３０ ３セグメント・スイッチング・シーケンス
９４０ ３セグメント・スイッチング・シーケンス
９５０ ５セグメント・スイッチング・シーケンス
９６０ ５セグメント・スイッチング・シーケンス
９７０ ＤＣリンク電流
１３０ 基準ベクトル近似
１４０ 正規化時間Ｔ１
１５０ 正規化時間Ｔ２
１６０ 能動ベクトル
１７０ 能動ベクトル
１８０ 能動ベクトル
１９０ 能動ベクトル
２００ 能動ベクトル
２１０ 基準ベクトル
２２０ 基準ベクトル
２３０ 基準ベクトル
２４０ 最大インバータＤＣリンク電圧
２５０ 正規化時間Ｔ１
２６０ 正規化時間Ｔ２
２７０ 正規化時間Ｔ３
２８０ グラフ
２９０ 正規化時間Ｔ１
３００ 正規化時間Ｔ２
３１０ 正規化時間Ｔ３
３２０ 制御システム
３３０ 空間ベクトル変調器
３４０ タイミング信号
３５０ ＰＷＭユニット
３６０ ＰＷＭ制御信号
３７０ ３相インバータ回路
３８０ 負荷
４００ インバータ
４１０ 直列接続されたスイッチの第１の対
４２０ 直列接続されたスイッチの第２の対
４３０ 直列接続されたスイッチの第３の対
４４０ 負荷
４５０ 端子
４６０ シャント抵抗
４７０ 基準電位
４８０ 増幅器
５００ ５セグメント・スイッチング・シーケンス
５１０ ５セグメント・スイッチング・シーケンス
５２０ ５セグメント・スイッチング・シーケンス
５３０ ５セグメント・スイッチング・シーケンス
５４０ ６セグメント・スイッチング・シーケンス
５５０ ６セグメント・スイッチング・シーケンス
５６０ ７セグメント・スイッチング・シーケンス
５７０ ７セグメント・スイッチング・シーケンス
５８０ ＤＣリンク電流
５９０ 基準ベクトル
６００ 基準ベクトル
６１０ 基準ベクトル
６２０ 近似
６３０ 近似
６４０ グラフ
６５０ 正規化時間Ｔ１
６６０ 正規化時間Ｔ２
６７０ 正規化時間Ｔ３
６８０ 正規化時間Ｔ１
６９０ 正規化時間Ｔ３
７００ モータ制御システム
７１０ 空間ベクトル変調器
７２０ タイミング信号
７３０ ＰＷＭユニット
７４０ ＰＷＭ制御信号
７５０ ３相インバータ回路
７６０ 負荷
７７０ ＳＶＭ空間ベクトル六角形での座標系
７８０ 接続
７９０ ３相２レベル電圧型インバータ
８００ モータ
８１０ 直列接続されたスイッチの第１の対
８２０ 直列接続されたスイッチの第２の対
８３０ 直列接続されたスイッチの第３の対
８５０ 端子
８６０ シャント抵抗
８７０ 基準電位
８８０ 増幅器
８９０ ４セグメント・スイッチング・シーケンス
９００ ４セグメント・スイッチング・シーケンス
９１０ ６セグメント・スイッチング・シーケンス
９２０ ６セグメント・スイッチング・シーケンス
９３０ ３セグメント・スイッチング・シーケンス
９４０ ３セグメント・スイッチング・シーケンス
９５０ ５セグメント・スイッチング・シーケンス
９６０ ５セグメント・スイッチング・シーケンス
９７０ ＤＣリンク電流
Claims (13)
- 交流（ＡＣ）波形を生成するためのパルス幅変調（ＰＷＭ）制御用の空間ベクトル変調（ＳＶＭ）を実行する方法であって、
前記交流波形についての基準である基準信号を生成し、前記基準信号をサンプリング周波数でサンプリングして、複数の基準サンプルを生成するステップと、
基準ベクトル近似を実行して、前記基準サンプルのうちの少なくとも１つに関連する基準ベクトルを合成するステップとを含み、
前記基準ベクトル近似が、その形成過程において、能動ベクトル、１つまたは複数の零ベクトル、および、１つまたは複数の擬似零ベクトルを利用し、
前記基準ベクトル近似における前記能動ベクトルが、隣接能動ベクトルを含み、
前記基準ベクトルの一部分が、２つの隣接能動ベクトルによって近似され、前記基準ベクトルの残りの部分が、２つの非隣接能動ベクトルによって近似され、
前記基準ベクトルの前記一部分が変数ｍによって表され、０≦ｍ≦１であり、前記基準ベクトルの前記残りの部分が１−ｍによって表され、ｍ＝１のとき、前記基準ベクトル全体が２つの隣接能動ベクトルによって近似され、ｍ＝０のとき、前記基準ベクトル全体が２つの非隣接能動ベクトルによって近似される、方法。 - 前記擬似零ベクトルが、互いの角度差が１８０°の２つの能動ベクトルの組合せを含む、請求項１に記載の方法。
- 組み合わせて前記擬似零ベクトルを形成する前記２つの能動ベクトルが、同じスカラー振幅を有する、請求項２に記載の方法。
- 前記擬似零ベクトルが、互いの角度差が１２０°の３つの能動ベクトルの組合せを含む、請求項１に記載の方法。
- 組み合わせて前記擬似零ベクトルを形成する前記３つの能動ベクトルが、同じスカラー振幅を有する、請求項４に記載の方法。
- 前記非隣接能動ベクトルが互いに１２０°分離している、請求項１に記載の方法。
- 交流波形についての基準である基準信号をサンプリング周波数でサンプリングして生成された複数の基準信号サンプルを受信し、基準ベクトル近似を実行して、前記基準信号サンプルのうちの少なくとも１つに関連した基準ベクトルを合成するように構成された空間ベクトル変調器であって、前記基準ベクトル近似が、その形成過程において、能動ベクトル、１つまたは複数の零ベクトル、および、１つまたは複数の擬似零ベクトルを利用し、前記空間ベクトル変調器が、前記基準ベクトル近似に基づいてタイミング信号を出力する空間ベクトル変調器と、
前記空間ベクトル変調器から前記タイミング信号を受信し、それに基づいてパルス幅変調制御信号を出力するように構成されたパルス幅変調ユニットと、
前記パルス幅変調制御信号を受信し、それに基づいて交流波形を生成するように構成された３相インバータと
を備え、
前記基準ベクトル近似における前記能動ベクトルが、隣接能動ベクトルを含み、
前記基準ベクトルの一部分が、２つの隣接能動ベクトルによって近似され、前記基準ベクトルの残りの部分が、２つの非隣接能動ベクトルによって近似され、
前記基準ベクトルの前記一部分が変数ｍによって表され、０≦ｍ≦１であり、前記基準ベクトルの前記残りの部分が１−ｍによって表され、ｍ＝１のとき、前記基準ベクトル全体が２つの隣接能動ベクトルによって近似され、ｍ＝０のとき、前記基準ベクトル全体が２つの非隣接能動ベクトルによって近似される、制御システム。 - 前記擬似零ベクトルが、互いの角度差が１８０°の２つの能動ベクトルの組合せを含む、請求項７に記載の制御システム。
- 組み合わせて前記擬似零ベクトルを形成する前記２つの能動ベクトルが、同じスカラー振幅を有する、請求項８に記載の制御システム。
- 前記擬似零ベクトルが、互いの角度差が１２０°の３つの能動ベクトルの組合せを含む、請求項７に記載の制御システム。
- 組み合わせて前記擬似零ベクトルを形成する前記３つの能動ベクトルが、同じスカラー振幅を有する、請求項１０に記載の制御システム。
- 前記非隣接能動ベクトルが互いに１２０°分離している、請求項７に記載の制御システム。
- 前記３相インバータが、
第１の位相出力を形成するノードで互いに接続された第１の直列接続のスイッチ・ペアと、
第２の位相出力を形成するノードで互いに接続された第２の直列接続のスイッチ・ペアと、
第３の位相出力を形成するノードで互いに接続された第３の直列接続のスイッチ・ペアと、
第１の端子を用いて前記第１、第２、および第３の直列接続のスイッチ・ペアそれぞれの底部ノードに接続されたシャント抵抗、ならびに基準電位に結合された第２の端子と、
前記シャント抵抗の前記第１および第２の端子にそれぞれ結合された第１および第２の入力を有する増幅器とを備え、
前記増幅器の出力が、前記シャント抵抗を通って流れる電流レベルを示す、請求項７に記載の制御システム。
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