JP5765105B2 - 受信装置および受信方法 - Google Patents

Description

本発明は、受信装置および受信方法に関する。

近年、次世代通信技術としてＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）の技術の研究が行われている（たとえば、下記特許文献１〜４参照。）。ＭＩＭＯには、ＳＵ−ＭＩＭＯ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｕｓｅｒ ＭＩＭＯ）やＭＵ−ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ Ｕｓｅｒ ＭＩＭＯ）が含まれる。ＳＵ−ＭＩＭＯにおいては、複数の送信アンテナを備える送信機から複数の受信アンテナを備える一つの受信機に複数のデータストリームが同時に送信される。

ＭＵ−ＭＩＭＯにおいては、複数の送信アンテナを備える送信機から複数の受信アンテナを備える複数の受信機に複数のデータストリームが同時に送信される。特にＭＵ−ＭＩＭＯは、互いに干渉が小さい複数の受信機をスケジュールすることによるシステムスループットの改善が期待されている。

ＭＵ−ＭＩＭＯシステムにおいては、たとえば下りリンクの制御情報オーバーヘッドを削減するため、同時にスケジュールされる各ユーザの存在を受信機に通知しないシステムがある（たとえば、下記非特許文献１参照。）。このようなシステムのユーザ側では、他ユーザ（他局）が使用している変調方式についても不明である。したがって、このようなシステムにおいては、データストリームの復調にはたとえばＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ：最小自乗誤差）法が使用される。

一方、データストリームの復調としては、ＭＭＳＥ法より受信特性に優れるＭＬＤ（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ：最尤判定）法が知られている。ＭＬＤ法は、最尤判定に基づく信号分離法である。ＭＬＤ法においては、たとえば、各送信信号が示す値の組み合わせの候補についてメトリックを算出し、算出したメトリックに基づいて候補を選択する同時推定方式の信号分離を行う。

特開２００７−３００５１２号公報 特表２００９−５３５９７１号公報 特開２００８−２５８８９９号公報 特開２００８−１１８３８０号公報

「３ＧＰＰ ＴＳ３６．２１３ Ｖ９．３．０」、２０１０年１０月３日、２０１１年４月２８日検索、インターネット＜ＵＲＬ：ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．３ｇｐｐ．ｏｒｇ／ｆｔｐ／Ｓｐｅｃｓ／ａｒｃｈｉｖｅ／３６＿ｓｅｒｉｅｓ／３６．２１３／３６２１３−９３０．ｚｉｐ＞

しかしながら、上述した従来技術では、他局宛の送信信号の変調方式が不明であるシステムにおいては、他局宛の送信信号の値の候補（変調多値数）も不明であり、ＭＬＤ法による信号分離が利用できない。このため、ＭＬＤ法を利用することによって受信特性を向上させることができないという問題がある。

本発明は、上述した従来技術による問題点を解消するため、受信特性を向上させることができる受信装置および受信方法を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明の一側面によれば、自局宛の送信信号を送信する他局の送信アンテナと自局の受信アンテナとの間の自チャネルを推定し、他局宛の送信信号を送信する他局の送信アンテナと前記受信アンテナとの間の干渉チャネルを推定し、前記自チャネルの推定値と、前記干渉チャネルの推定値と、を行方向に結合したチャネル行列を生成し、生成した前記チャネル行列を、直交行列と、前記自チャネルの成分が前記干渉チャネルの成分よりゼロ成分の多い行に配置された三角行列と、に分解し、前記受信アンテナによって受信された受信信号を、前記直交行列に基づいて直交化し、前記三角行列の行ごとの成分をゼロ成分のより多い行から順に取得し、前記行ごとの成分を取得するごとに、取得した行ごとの成分と直交化した前記受信信号とに基づいて前記自局宛の送信信号の値のメトリックを累積的に算出し、算出した前記メトリックに基づいて前記自局宛の送信信号を復号する、受信装置および受信方法が提案される。

本発明の一側面によれば、受信特性を向上させることができるという効果を奏する。

図１は、実施の形態１にかかる通信システムの一例を示す図である。 図２は、送信機の構成例を示す図である。 図３は、受信機の構成例を示す図である。 図４は、ＭＬＤ処理部の具体例を示す図である。 図５は、実施の形態４にかかる受信機の構成例を示す図である。 図６は、ＳＮＲに対するＢＥＲの特性の一例を示す図である。 図７は、実施の形態５にかかる受信機の構成例を示す図である。 図８は、実施の形態６にかかる通信システムの一例を示す図である。

以下に添付図面を参照して、本発明にかかる受信装置および受信方法の実施の形態を詳細に説明する。

（実施の形態１）
図１は、実施の形態１にかかる通信システムの一例を示す図である。図１に示すように、実施の形態１にかかる通信システム１００は、送信機１１０と、ユーザ＃１〜＃Ｋ（Ｋは１以上の自然数）に対応するＫ個の受信機１２１〜１２Ｋと、を含んでいる。通信システム１００は、複数の送信アンテナを備える送信機１１０から、複数の受信アンテナを備える受信機１２１〜１２Ｋへ複数のデータストリームを同時に無線送信するＭＵ−ＭＩＭＯの通信システムである。

たとえば、送信機１１０は、移動体通信システムにおける基地局に適用することができる。また、受信機１２１〜１２Ｋは、移動体通信システムにおける移動局に適用することができる。受信機１２１〜１２Ｋの各アンテナは、自局宛の送信信号だけでなく、他局宛の送信信号も受信する。受信機１２１〜１２Ｋの少なくともいずれかは、受信した各送信信号のうちの自局宛の送信信号をＭＬＤ法により分離して復号する。

（送信機の構成）
図２は、送信機の構成例を示す図である。図２に示す送信機２００は、図１に示した送信機１１０の構成例である。図２に示すように、送信機２００は、スケジューリング部２１０と、ユーザ＃１〜＃Ｋに対応するＫ個のユーザデータ生成部２２１〜２２Ｋと、Ｋ個の誤り訂正符号化部２３１〜２３Ｋと、Ｋ個の変調部２４１〜２４Ｋと、ストリームマッピング部２５０と、Ｎｔ個（Ｎｔは２以上の自然数）の送信部２６１〜２６Ｎｔと、Ｎｔ本の送信アンテナ２７１〜２７Ｎｔと、を備えている。

したがって、送信機２００が多重可能な最大のデータストリーム数はＮｔである。また、送信機２００が同時にスケジュール可能なユーザ数は最大でＮｔである。

＜スケジューリング部＞
スケジューリング部２１０は、受信側のユーザ＃１〜＃Ｋとの通信についてスケジューリングを行う。たとえば、スケジューリング部２１０は、ユーザ＃１〜＃Ｋのチャネル品質に応じて、スケジュールするユーザを決定し、スケジュールされるユーザごとのデータストリーム数、符号化率および変調方式などを決定する。スケジューリング部２１０は、ユーザ＃１〜＃Ｋのスケジューリング結果をそれぞれユーザデータ生成部２２１〜２２Ｋへ出力する。

＜ユーザデータ生成部＞
ユーザデータ生成部２２１〜２２Ｋは、スケジューリング部２１０から出力されたスケジューリング結果に基づいて、それぞれユーザ＃１〜＃Ｋへ送信するユーザデータを生成する。ユーザデータ生成部２２１〜２２Ｋは、生成したユーザデータをそれぞれ誤り訂正符号化部２３１〜２３Ｋへ出力する。

＜誤り訂正符号化部＞
誤り訂正符号化部２３１〜２３Ｋは、それぞれユーザデータ生成部２２１〜２２Ｋから出力されたユーザデータの誤り訂正符号化を行う。誤り訂正符号化部２３１〜２３Ｋは、たとえば、それぞれユーザ＃１〜＃Ｋのチャネル品質に応じた符号化率によって誤り訂正符号化を行ってもよい。誤り訂正符号化部２３１〜２３Ｋは、誤り訂正符号化を行ったユーザデータをそれぞれ変調部２４１〜２４Ｋへ出力する。

＜変調部＞
変調部２４１〜２４Ｋは、それぞれ誤り訂正符号化部２３１〜２３Ｋから出力されたユーザデータに基づく変調を行う。変調部２４１〜２４Ｋは、たとえば、それぞれユーザ＃１〜＃Ｋのチャネル品質に応じた変調方式によって変調を行ってもよい。変調部２４１〜２４Ｋは、変調を行ったユーザデータをストリームマッピング部２５０へ出力する。

＜ストリームマッピング部＞
ストリームマッピング部２５０は、変調部２４１〜２４Ｋから出力されたユーザ＃１〜＃Ｋのユーザデータを、送信アンテナ２７１〜２７Ｎｔにより送信される各データストリームにマッピング（割り当て）する。ストリームマッピング部２５０は、マッピング結果に基づいて、ユーザ＃１〜＃Ｋのユーザデータをそれぞれ送信部２６１〜２６Ｎｔのうちの対応する送信部へ出力する。

＜送信部および送信アンテナ＞
送信部２６１〜２６Ｎｔのそれぞれは、ストリームマッピング部２５０から出力されたユーザデータを無線周波数にアップコンバートする。送信部２６１〜２６Ｎｔは、アップコンバートしたユーザデータをそれぞれ送信アンテナ２７１〜２７Ｎｔへ出力する。これにより、送信アンテナ２７１〜２７Ｎｔからユーザデータが無線信号により同時送信される。送信アンテナ２７１〜２７Ｎｔからの送信信号をそれぞれ送信信号ｘ₁〜ｘ_Ntとする。

（受信機の構成）
図３は、受信機の構成例を示す図である。図３に示す受信機３００は、図１に示した受信機１２１〜１２Ｋのそれぞれの構成例である。ここでは、一例としてユーザ＃１の受信機１２１の構成例としての受信機３００について。図３に示す例では、図２に示した送信機２００においてユーザ＃１にスケジュールされたデータストリームの数をＬ（≦Ｎｒ）とする。すなわち、送信機２００の送信アンテナ２７１〜２７Ｎｔのうちの１〜Ｌ番目の送信アンテナにユーザ＃１へのユーザデータが割り当てられたとする。

受信機３００は、たとえば、送信アンテナ２７１〜２７Ｎｔの数（Ｎｔ）と、送信アンテナ２７１〜２７Ｎｔのうちの受信機３００を宛先とする送信信号を送信する送信信号の数（Ｌ）と、をあらかじめ送信機２００から取得する。送信機２００は、たとえば、ストリームマッピング部２５０によるマッピングの結果としてＮｔおよびＬを受信機３００へ通知する。また、受信機３００は、送信機２００が受信機３００へ送信する送信信号の変調方式を示す情報をあらかじめ送信機２００から取得する。送信機２００は、たとえば、ストリームマッピング部２５０によるマッピングの結果として、受信機３００へ送信する送信信号の変調方式を受信機３００へ通知する。

図３に示すように、受信機３００は、Ｎｒ本（Ｎｒは１以上の自然数）の受信アンテナ３１１〜３１Ｎｒと、Ｎｒ個の受信部３２１〜３２Ｎｒと、自チャネル推定部３３１と、干渉チャネル推定部３３２と、チャネル行列生成部３３３と、雑音電力推定部３３４と、チャネル行列拡張部３３５と、ＱＲ分解部３３６と、ユニタリ変換部３３７と、ＭＬＤ処理部３３８と、誤り訂正復号部３３９と、を備えている。

受信部３２１〜３２Ｎｒ、自チャネル推定部３３１、干渉チャネル推定部３３２、チャネル行列生成部３３３、雑音電力推定部３３４、チャネル行列拡張部３３５、ＱＲ分解部３３６、ユニタリ変換部３３７、ＭＬＤ処理部３３８および誤り訂正復号部３３９は、たとえばＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）などの電子回路によって実現することができる。

＜受信アンテナ＞
受信アンテナ３１１〜３１Ｎｒのそれぞれは、送信機２００の送信アンテナ２７１〜２７Ｎｔから無線信号により送信された送信信号ｘ₁〜ｘ_Ntを受信する。すなわち、受信アンテナ３１１〜３１Ｎｒのそれぞれが受信する送信信号には、受信機３００を宛先とする送信信号ｘ₁〜ｘ_Lだけでなく、受信機３００を宛先としない送信信号ｘ_L+1〜ｘ_Ntも含まれる。受信アンテナ３１１〜３１Ｎｒは、受信した信号（受信信号）をそれぞれ受信部３２１〜３２Ｎｒへ出力する。

＜受信部＞
受信部３２１〜３２Ｎｒは、それぞれ受信アンテナ３１１〜３１Ｎｒから出力された受信信号をベースバンド信号に変換する。受信部３２１〜３２Ｎｒのそれぞれは、ベースバンド信号に変換した受信信号を、自チャネル推定部３３１、干渉チャネル推定部３３２およびユニタリ変換部３３７へ出力する。受信部３２１〜３２Ｎｒから出力される受信信号をそれぞれ受信信号ｙ₁〜ｙ_Nrとする。

＜自チャネル推定部＞
自チャネル推定部３３１は、受信部３２１〜３２Ｎｒから出力される受信信号ｙ₁〜ｙ_Nrに含まれるパイロット信号などに基づいて自チャネルを推定する。具体的には、自チャネル推定部３３１は、受信アンテナ３１１〜３１Ｎｒのうちのｍ（１≦ｍ≦Ｎｒ）番目の受信アンテナと、送信アンテナ２７１〜２７Ｎｔのうちのｎ（１≦ｎ≦Ｌ）番目の送信アンテナと、の間の各チャネルを推定する。チャネルの推定は、たとえば、チャネルの振幅および位相の変動量の推定である。自チャネル推定部３３１は、自チャネルの推定値を自チャネル推定値ベクトルｈｎとしてチャネル行列生成部３３３および雑音電力推定部３３４へ出力する。

＜干渉チャネル推定部＞
干渉チャネル推定部３３２は、受信部３２１〜３２Ｎｒから出力される受信信号ｙ₁〜ｙ_Nrに含まれるパイロット信号などに基づいて自チャネルへの干渉チャネルを推定する。具体的には、干渉チャネル推定部３３２は、受信アンテナ３１１〜３１Ｎｒのうちのｍ番目の受信アンテナと、送信アンテナ２７１〜２７Ｎｔのうちのユーザ＃１以外へ信号を送信している可能性のある送信アンテナと、の間のチャネルを推定する。

ユーザ＃１以外へ信号を送信している可能性のある送信アンテナは、たとえば、ユーザ＃１へ信号を送信していない送信アンテナである。すなわち、ユーザ＃１以外へ信号を送信している可能性のある送信アンテナは、送信アンテナ２７１〜２７Ｎｔのうちのｋ（Ｌ＋１≦ｋ≦Ｎｔ）番目の送信アンテナである。干渉チャネル推定部３３２は、チャネルの推定値を、干渉チャネル推定値ベクトルｈｋとしてチャネル行列生成部３３３および雑音電力推定部３３４へ出力する。

＜チャネル行列生成部＞
チャネル行列生成部３３３は、自チャネル推定部３３１から出力された自チャネル推定値ベクトルｈｎと、干渉チャネル推定部３３２から出力された干渉チャネル推定値ベクトルｈｋと、を行方向（行の各成分の並び方向）に結合したチャネル行列Ｈを生成する。たとえば、チャネル行列生成部３３３は、自チャネル推定値ベクトルｈｎが干渉チャネル推定値ベクトルｈｋより右側に配置されるようにチャネル行列Ｈを生成する。チャネル行列生成部３３３によって生成されるチャネル行列Ｈは、たとえば下記（１）式によって表される。

また、送信信号ベクトルをｘ（ｘ₁〜ｘ_Nt）、雑音をｎ（ｎ₁〜ｎ_Nr）とすると、受信機３００の受信信号ｙ（ｙ₁〜ｙ_Nr）はｙ＝Ｈｘ＋ｎとなる。したがって、受信信号ｙはたとえば下記（２）式によって表される。

上述のように、チャネル行列Ｈにおいては自チャネル推定値ベクトルｈｎが干渉チャネル推定値ベクトルｈｋより右側に配置されている。このため、上記（２）式に示すように、送信信号ベクトルｘにおいては、自局宛の送信信号（ｘ₁，ｘ₂，…，ｘ_L）が他局宛の送信信号（ｘ_L+1，ｘ_L+2，…，ｘ_Nt）より下段になる。これにより、後述するＭＬＤ処理部３３８において、自局宛の送信信号（ｘ₁，ｘ₂，…，ｘ_L）が他局宛の送信信号（ｘ_L+1，ｘ_L+2，…，ｘ_Nt）より先に処理される。チャネル行列生成部３３３は、生成したチャネル行列Ｈをチャネル行列拡張部３３５へ出力する。

このように、チャネル行列生成部３３３は、チャネル行列Ｈに対応する送信信号ベクトルｘの所定方向（ここでは下段から上段へ向かう方向）の順序において、自局宛の送信信号が他局宛の送信信号より先になるようにチャネル行列Ｈを生成する。

＜雑音電力推定部＞
雑音電力推定部３３４は、自チャネル推定部３３１から出力された自チャネル推定値ベクトルｈｎと、干渉チャネル推定部３３２から出力された干渉チャネル推定値ベクトルｈｋと、に基づいて、受信アンテナあたりの雑音電力σ²を推定する雑音推定部である。雑音電力推定部３３４は、推定した雑音電力σ²をチャネル行列拡張部３３５へ出力する。

＜チャネル行列拡張部＞
チャネル行列拡張部３３５は、チャネル行列生成部３３３から出力されたチャネル行列Ｈを、たとえば下記（３）式に示すように拡張して拡張チャネル行列Ｈｅとする。Ｉ_Ntはチャネル行列Ｈの列数（Ｎｔ）に等しい行数および列数（Ｎｔ×Ｎｔ）の単位行列である。σＩ_Ntは、Ｉ_Ntに雑音電力σ²の偏差を乗算した行列である。

チャネル行列拡張部３３５は、チャネル行列生成部３３３から出力されたチャネル行列Ｈの下側にσＩ_Ntを追加することによって拡張を行う。したがって、拡張チャネル行列Ｈｅは（Ｎｒ＋Ｎｔ）×Ｎｔの行列である。チャネル行列拡張部３３５は、チャネル行列Ｈを拡張した拡張チャネル行列ＨｅをＱＲ分解部３３６へ出力する。

たとえば、Ｎｔ＝Ｎｒ＝４、Ｌ＝２の場合は、チャネル行列Ｈは下記（４）式のようになり、拡張チャネル行列Ｈｅは下記（５）式のようになる。

＜ＱＲ分解部＞
ＱＲ分解部３３６は、チャネル行列拡張部３３５から出力された拡張チャネル行列ＨｅをＱＲ分解する。たとえば、ＱＲ分解部３３６は、下記（６）式に示すように、拡張チャネル行列Ｈｅを（Ｎｒ＋Ｎｔ）×（Ｎｒ＋Ｎｔ）のユニタリ行列Ｑｅ（直交行列）と（Ｎｒ＋Ｎｔ）×Ｎｔの上三角行列Ｒｅとに分解する。上三角行列Ｒｅは、自チャネルの成分が干渉チャネルの成分よりゼロ成分の多い行（下段）に配置された三角行列となる。

ＱＲ分解部３３６は、ＱＲ分解により得られたユニタリ行列Ｑｅの左上Ｎｒ×Ｎｒを取り出した部分行列Ｑのエルミート共役Ｑ^Hをユニタリ変換部３３７へ出力する。また、ＱＲ分解部３３６は、ＱＲ分解により得られた上三角行列Ｒｅの上Ｎｒ行を取り出した部分行列ＲをＭＬＤ処理部３３８へ出力する。これにより、ユニタリ変換部３３７において受信信号ｙの直交化が可能になる。

＜ユニタリ変換部＞
ユニタリ変換部３３７は、受信部３２１〜３２Ｎｒから出力された受信信号ｙ（＝ｙ₁〜ｙ_Nr）の直交化を行う直交化部である。具体的には、ユニタリ変換部３３７は、ＱＲ分解部３３６から出力されたエルミート共役Ｑ^Hを受信信号ｙに乗算（ｚ＝Ｑ^Hｙ）し、直交化した受信信号ｚ（ｚ₁〜ｚ_Nr）を得る。ユニタリ変換部３３７は、直交化した受信信号ｚをＭＬＤ処理部３３８へ出力する。

ＭＬＤ処理部３３８は、ユニタリ変換部３３７から出力された受信信号ｚに対するＭＬＤ法による処理を、ＱＲ分解部３３６から出力された部分行列Ｒに基づいて行う。受信信号ｚは、たとえば下記（７）式に示すように表すことができる。下記（７）式、受信信号ｚ、部分行列Ｒ、エルミート共役Ｑ^Hに基づいて送信信号ｘを求めることができる。

＜ＭＬＤ処理部＞
ＭＬＤ処理部３３８は、ユニタリ変換部３３７から出力された受信信号ｚと、ＱＲ分解部３３６から出力された部分行列Ｒと、に基づいて、自局宛の各送信信号の値の各候補のメトリックを累積的に算出する算出部である。具体的には、ＭＬＤ処理部３３８は、部分行列Ｒ（三角行列）の行ごとの成分を、ゼロ成分のより多い行（ここでは下段）から順に、自局宛の送信信号を送信する他局の送信アンテナの数（Ｌ）だけ取得する。そして、ＭＬＤ処理部３３８は、行ごとの成分を取得するごとに、取得した行ごとの成分と受信信号ｚとに基づいて自局宛の送信信号の値のメトリックを累積的に算出する。

また、ＭＬＤ処理部３３８は、自局宛の各送信信号のメトリックの算出が終わると、算出した累積メトリックに基づいて、自局宛の各送信信号が示す値の候補のＬＬＲ（Ｌｏｇ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｒａｔｉｏ：対数尤度比）を誤り訂正復号部３３９へ出力する。したがって、ＭＬＤ処理部３３８は、他局宛の各送信信号のメトリックについては算出しなくてもよい。

＜誤り訂正復号部＞
誤り訂正復号部３３９は、ＭＬＤ処理部３３８から出力されたＬＬＲに基づく軟判定により、送信信号ｘが示す値の誤り訂正復号を行う。誤り訂正復号部３３９は、誤り訂正復号により得られたユーザデータを出力する。

（ＭＬＤ処理部の具体例）
図４は、ＭＬＤ処理部の具体例を示す図である。ここでは一例として、ＭＬＤ処理部３３８が、ＱＲ分解部３３６によるＱＲ分解の結果に基づいてＭアルゴリズムによるシンボル候補の絞り込みを行うＱＲＭ−ＭＬＤアルゴリズムを用いる場合について説明する。Ｍアルゴリズムにおいては、受信アンテナ３１１〜３１Ｎｒに対応する各ステージにおいて、Ｎ個のシンボル候補の中からＭ（Ｎ≦Ｍ）個のシンボル候補を選択することにより順次シンボル候補の絞り込みを行う。

ＭＬＤ処理部３３８は、ステージ処理制御部４１０と、Ｎｒ個のステージ処理部４２１〜４２Ｎｒと、ＬＬＲ算出部４３０と、を備えている。ＭＬＤ処理部３３８には、ユニタリ変換部３３７から出力された受信信号ｚと、ＱＲ分解部３３６から出力された部分行列Ｒと、が入力される。

＜ステージ処理制御部＞
ステージ処理制御部４１０は、自局宛の送信信号ｘ₁〜ｘ_Lまでのステージの処理が実行され、他局宛の送信信号ｘ_L+1〜ｘ_Ntまでのステージの処理が実行されないようにステージ処理部４２１〜４２Ｎｒの動作を制御する。具体的には、ステージ処理制御部４１０は、第１ステージ〜第Ｌステージに対応するステージ処理部４２１〜４２Ｌを動作するように設定する。また、ステージ処理制御部４１０は、第Ｌ＋１ステージ〜第Ｎｒステージに対応するステージ処理部４２（Ｌ＋１）〜４２Ｎｒは動作しないように設定する。

また、ステージ処理制御部４１０は、第１ステージ〜第Ｌ−１ステージに対応するステージ処理部４２１〜４２（Ｌ−１）の出力選択部４０３の出力先をシンボル候補選択部４０４に設定する。また、ステージ処理制御部４１０は、第Ｌステージに対応するステージ処理部４２Ｌの出力選択部４０３の出力先をＬＬＲ算出部４３０に設定する。

＜ステージ処理部＞
ステージ処理部４２１〜４２Ｎｒは、それぞれＭＬＤ法における第１ステージ〜第Ｎｒステージの処理を行う。具体的には、ステージ処理部４２１〜４２Ｎｒのそれぞれは、二乗ユークリッド距離算出部４０１と、累積メトリック算出部４０２と、出力選択部４０３と、シンボル候補選択部４０４と、を備えている。ただし、ステージ処理部４２１は累積メトリック算出部４０２を備えていなくてもよい。また、ステージ処理部４２Ｎｒはシンボル候補選択部４０４を備えていなくてもよい。

＜第１ステージ＞
まず、第１ステージに対応するステージ処理部４２１の二乗ユークリッド距離算出部４０１、出力選択部４０３およびシンボル候補選択部４０４について説明する。ステージ処理部４２１は、受信信号ｚおよび部分行列Ｒに基づいて、送信信号ｘ_Lが示す値の候補（シンボル候補）を選択する。

具体的には、二乗ユークリッド距離算出部４０１は、送信信号ｘ_Lが示す値の各候補Ｃ_L,i（ｉ＝１，２，…，ｍ_L）について、受信信号ｚ_Nrとの二乗ユークリッド距離を算出する。ｍ_Lは、送信信号ｘ_Lの変調多値数（たとえば位相点の数）である。たとえば変調方式がＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）である場合はｍ_L＝４となる。

たとえば、二乗ユークリッド距離算出部４０１は、下記（８）式によって二乗ユークリッド距離ｄ₁（ｃ_L,i）を算出する。二乗ユークリッド距離算出部４０１は、算出した二乗ユークリッド距離ｄ₁（ｃ_L,i）を、第１ステージまでの累積メトリックとして出力選択部４０３へ出力する。

出力選択部４０３は、ステージ処理制御部４１０からの設定により、二乗ユークリッド距離算出部４０１から出力された二乗ユークリッド距離ｄ₁（ｃ_L,i）をシンボル候補選択部４０４へ出力する。

シンボル候補選択部４０４は、送信信号ｘ_Lが示す値の各候補Ｃ_L,iの中から、出力選択部４０３から出力された二乗ユークリッド距離ｄ₁（ｃ_L,i）が小さい順にＳ₁個の候補ｃ_L（ｋ）を選択する（ｋ＝１，２，…，Ｓ₁）。Ｓ₁は、たとえばあらかじめ設定された固定値である。シンボル候補選択部４０４は、選択した候補ｃ_L（ｋ）をステージ処理部４２２へ出力する。

また、シンボル候補選択部４０４は、出力選択部４０３から出力された二乗ユークリッド距離ｄ₁（ｃ_L,i）のうちの、選択した候補ｃ_L（ｋ）に対応する二乗ユークリッド距離を第１ステージまでの累積メトリックｄ₁（ｃ_L（ｋ））としてステージ処理部４２２へ出力する。

＜第２ステージ＞
つぎに、第２ステージに対応するステージ処理部４２２の二乗ユークリッド距離算出部４０１、累積メトリック算出部４０２、出力選択部４０３およびシンボル候補選択部４０４について説明する。ステージ処理部４２２は、ステージ処理部４２１から出力された送信信号ｘ_Lの候補ｃ_L（ｋ）および累積メトリックｄ₁（ｃ_L（ｋ））に基づいて、送信信号ｘ_L，ｘ_L-1が示す値の組み合わせの候補を選択する。

具体的には、二乗ユークリッド距離算出部４０１は、送信信号ｘ_L，ｘ_L-1が示す値の各候補Ｃ_L-1,i（ｉ＝１，２，…，ｍ_L-1）について、受信信号ｚ_Nr-1との二乗ユークリッド距離を算出する。ただし、送信信号ｘ_Lの値については、ステージ処理部４２１から出力された候補ｃ_L（ｋ）の値とする。

たとえば、二乗ユークリッド距離算出部４０１は、下記（９）式によって二乗ユークリッド距離ｄ₂（ｃ_L（ｋ），ｃ_L-1,i）を算出する。二乗ユークリッド距離算出部４０１は、算出した二乗ユークリッド距離ｄ₂（ｃ_L（ｋ），ｃ_L-1,i）を累積メトリック算出部４０２へ出力する。

累積メトリック算出部４０２は、第２ステージまでのＳ₁ｍ_L-1個の累積メトリックＥ₂を算出する。たとえば、累積メトリック算出部４０２は、下記（１０）式のように累積メトリックＥ₂を算出する。すなわち、累積メトリック算出部４０２は、ステージ処理部４２１からの第１ステージまでの累積メトリックｄ₁（ｃ_L）と、二乗ユークリッド距離算出部４０１からの第２ステージの二乗ユークリッド距離ｄ₂（ｃ_L（ｋ），ｃ_L-1,i）と、を加算する。累積メトリック算出部４０２は、算出した累積メトリックＥ₂を出力選択部４０３へ出力する。

出力選択部４０３は、ステージ処理制御部４１０からの設定により、累積メトリック算出部４０２から出力された累積メトリックＥ₂をシンボル候補選択部４０４へ出力する。

シンボル候補選択部４０４は、送信信号ｘ_L，ｘ_L-1が示す値の組み合わせの各候補Ｃ_L-1,iの中から、出力選択部４０３から出力された累積メトリックＥ₂が小さい順にＳ₂個の候補Ｃ_L-1（ｋ）を選択する（ｋ＝１，２，…，Ｓ₂）。ただし、送信信号ｘ_Lの値の候補については、ステージ処理部４２１から出力された候補ｃ_L（ｋ）とする。Ｓ₂は、たとえばあらかじめ設定された固定値である。シンボル候補選択部４０４は、選択した候補Ｃ_L-1（ｋ）をステージ処理部４２３へ出力する。

また、シンボル候補選択部４０４は、出力選択部４０３から出力された累積メトリックＥ₂のうちの、選択した候補Ｃ_L-1（ｋ）に対応する累積メトリックＥ₂を第２ステージまでの累積メトリックｄ₂（ｃ_L-1（ｋ））としてステージ処理部４２３へ出力する。

＜第３ステージ〜第Ｌ−１ステージ＞
つぎに、第３ステージ〜第Ｌ−１ステージに対応するステージ処理部４２３〜４２（Ｌ−１）について説明する。ステージ処理部４２３〜４２（Ｌ−１）は、ステージ処理部４２２と同様の処理を行う。たとえば、ステージ処理部４２（Ｌ−１）は、前段のステージ処理部４２（Ｌ−２）から出力された送信信号の候補および累積メトリックに基づいて、それぞれ送信信号ｘ_L〜ｘ₂の値の組み合わせの候補Ｃ₂を選択する。

ステージ処理部４２（Ｌ−１）のシンボル候補選択部４０４は、選択した候補Ｃ₂（ｋ）をステージ処理部４２Ｌへ出力する。また、ステージ処理部４２（Ｌ−１）のシンボル候補選択部４０４は、選択した候補Ｃ₂（ｋ）に対応する累積メトリックＥ_L-1を第Ｌ−１ステージまでの累積メトリックｄ_L-1（ｃ₂（ｋ））としてステージ処理部４２Ｌへ出力する。

＜第Ｌステージ＞
つぎに、第Ｌステージに対応するステージ処理部４２Ｌの二乗ユークリッド距離算出部４０１、累積メトリック算出部４０２および出力選択部４０３について説明する。ステージ処理部４２Ｌは、ステージ処理部４２（Ｌ−１）から出力された送信信号ｘ₂の候補Ｃ_L,iおよび累積メトリックｄ_L-1（ｃ₂（ｋ））に基づいて、送信信号ｘ_L〜ｘ₁の値の組み合わせの候補Ｃ₁を選択する。

具体的には、二乗ユークリッド距離算出部４０１は、送信信号ｘ_L〜ｘ₁の値の組み合わせの各候補Ｃ_L-1,i（ｉ＝１，２，…，ｍ_L-1）について、受信信号ｚ_Nr-L+1との二乗ユークリッド距離を算出する。ただし、送信信号ｘ_L〜ｘ₂の値については、ステージ処理部４２（Ｌ−１）から出力された候補Ｃ₂（ｋ）の値とする。

たとえば、二乗ユークリッド距離算出部４０１は、下記（１１）式によって二乗ユークリッド距離ｄ_L（ｃ_L（ｋ），ｃ_L-1（ｋ），…ｃ₂（ｋ），ｃ_1,i）を算出する。二乗ユークリッド距離算出部４０１は、算出した二乗ユークリッド距離ｄ_L（ｃ_L（ｋ），ｃ_L-1（ｋ），…ｃ₂（ｋ），ｃ_1,i）を累積メトリック算出部４０２へ出力する。

累積メトリック算出部４０２は、第Ｌステージまでの累積メトリックＥ_Lを算出する。たとえば、累積メトリック算出部４０２は、下記（１２）のようにＳ₁ｍ_L-1個の累積メトリックＥ_Lを算出する。すなわち、累積メトリック算出部４０２は、ステージ処理部４２１からの累積メトリックｄ_L-1（ｃ₂（ｋ））と、二乗ユークリッド距離算出部４０１からの二乗ユークリッド距離ｄ_L（ｃ_L（ｋ），ｃ_L-1（ｋ），…ｃ₂（ｋ），ｃ_1,i）と、を加算する。累積メトリック算出部４０２は、算出した累積メトリックＥ_Lを出力選択部４０３へ出力する。

出力選択部４０３は、ステージ処理制御部４１０からの設定により、累積メトリック算出部４０２から出力された累積メトリックＥ_LをＬＬＲ算出部４３０へ出力する。

＜第Ｌ＋１ステージ〜第Ｎｒステージ＞
第Ｌ＋１ステージ〜第Ｎｒステージに対応するステージ処理部４２（Ｌ＋１）〜４２Ｎｒは、ステージ処理制御部４１０からの設定により、図４に示す例では動作しない。

＜ＬＬＲの算出＞
ＬＬＲ算出部４３０は、ステージ処理部４２Ｌから出力された累積メトリックＥ_Lに基づいて、送信信号ｘが示す値のＬＬＲ（ビットＬＬＲ）を算出する。ＬＬＲは、たとえば、信号が０となる信頼度情報（尤度）と信号が１となる信頼度情報（尤度）との比の対数値である。ＬＬＲ算出部４３０は、算出したＬＬＲを誤り訂正復号部３３９へ出力する。

図４では、ＱＲＭ−ＭＬＤアルゴリズムを例に説明したが、シンボル候補の選択アルゴリズムはＱＲＭ−ＭＬＤアルゴリズムに限られない。たとえば、シンボル候補の選択アルゴリズムとしてＡＳＥＳＳ（Ａｄａｐｔｉｖｅ ＳＥｌｅｃｔｉｏｎ ｏｆ Ｓｕｒｖｉｖｉｎｇ Ｓｙｍｂｏｌ ｒｅｐｌｉｃａ ｃａｎｄｉｄａｔｅｓ：適応生き残りシンボルレプリカ候補選択法）アルゴリズムなどを用いてもよい。

なお、ＱＲＭ−ＭＬＤアルゴリズムについてはたとえば非特許文献（Ｋ．Ｊ．Ｋｉｍ ａｎｄ Ｊ．Ｙｕｅ，“Ｊｏｉｎｔ ｃｈａｎｎｅｌ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ａｎｄ ｄａｔａ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ａｌｇｏｒｉｔｈｍｓ ｆｏｒ ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ ｓｙｓｔｅｍｓ”ｉｎ Ｐｒｏｃ．Ｔｈｉｒｔｙ−Ｓｉｘｔｈ Ａｓｉｌｏｍａｒ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｓｉｇｎａｌｓ，Ｓｙｓｔｅｍｓ ａｎｄ Ｃｏｍｐｕｔｅｒｓ，ｐｐ．１８５７−１８６１，Ｎｏｖ．２００２）に記載されている。

また、ＡＳＥＳＳアルゴリズムについてはたとえば非特許文献（Ｋ．Ｈｉｇｕｃｈｉ，Ｈ．Ｋａｗａｉ，Ｎ．Ｍａｅｄａ ａｎｄ Ｍ．Ｓａｗａｈａｓｈｉ，“Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ ｏｆ Ｓｕｒｖｉｖｉｎｇ Ｓｙｍｂｏｌ Ｒｅｐｌｉｃａ Ｃａｎｄｉｄａｔｅｓ Ｂａｓｅｄ ｏｎ Ｍａｘｉｍｕｍ Ｒｅｌｉａｂｉｌｉｔｙ ｉｎ ＱＲＭ−ＭＬＤ ｆｏｒ ＯＦＣＤＭ ＭＩＭＯ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ”Ｐｒｏｃ．ｏｆ ＩＥＥＥ Ｇｌｏｂｅｃｏｍ ２００４，ｐｐ．２４８０−２４８６，Ｎｏｖ．２００４）に記載されている。

このように、実施の形態１にかかる受信機３００によれば、自局宛の送信信号がＭＬＤ法で先に処理されるようにチャネル行列を生成することで、ＭＬＤ法において他局宛の送信信号を処理しなくても、自局宛の送信信号の累積メトリックを算出することができる。これにより、他局宛の送信信号が示す値の候補が不明であってもＭＬＤ法を実施できるため、他局の変調方式が不明なシステムにおいても受信特性を向上させることができる。

たとえば、受信機３００は、自チャネルの推定値を干渉チャネルの推定値より右側に配置したチャネル行列を生成し、チャネル行列をユニタリ行列および上三角行列に分解し、送信信号ベクトルの下段側から順にメトリックを算出する。これにより、ＭＬＤ法において、自局宛の送信信号を他局宛の送信信号より先に処理させることができる。

これに対して、受信機３００は、自チャネルの推定値を干渉チャネルの推定値より左側に配置したチャネル行列を生成してもよい。この場合は、受信機３００は、チャネル行列をユニタリ行列および下三角行列に分解し、送信信号ベクトルｘの上段側から順にメトリックを算出する。これにより、ＭＬＤ法において、自局宛の送信信号を他局宛の送信信号より先に処理させることができる。

また、たとえば上記特許文献４のように、同時にスケジュールされる全てのユーザの変調方式を同じにすることによりＭＬＤ法を使用する構成に比べて、変調方式の制限がない。このため、端末の性能や通信環境に応じた柔軟なスケジューリングが可能になるため、スループットを向上させることができる。

また、推定した雑音電力に基づいてチャネル行列を拡張することで、チャネル行列に含まれる雑音成分を低減し、後段の処理における雑音強調を抑えることができる。このため、自局宛の送信信号の復号の精度を向上させ、受信特性を向上させることができる。

（実施の形態２）
実施の形態２にかかる受信機３００のチャネル行列生成部３３３は、自チャネル推定値ベクトルｈｎに含まれる推定値間の順序をベクトルノルムに基づいて並べたチャネル行列Ｈを生成する。また、チャネル行列生成部３３３は、干渉チャネル推定値ベクトルｈｋに含まれる推定値間の順序をベクトルノルムに基づいて並べたチャネル行列Ｈを生成する。

具体的には、自チャネル推定値ベクトルｈｎに含まれる各推定値を、チャネル行列Ｈに対して、下記（１３）式に示すベクトルノルムＰｎの大きい順に右になるように配置する。これにより、自チャネル推定値ベクトルｈｎに含まれる各推定値は、ＳＮＲが大きいほどチャネル行列Ｈの右側に配置される。

また、チャネル行列生成部３３３は、干渉チャネル推定値ベクトルｈｋに含まれる各推定値を、チャネル行列Ｈに対して、下記（１４）式に示すベクトルノルムＰｋの大きい順に右になるように配置する。これにより、干渉チャネル推定値ベクトルｈｋに含まれる各推定値は、ＳＮＲが小さいほどチャネル行列Ｈの右側に配置される。

これにより、チャネル行列Ｈに対応する送信信号ベクトルｘにおいては、ＳＮＲが大きいチャネルの送信信号ほど下段に配置される。これにより、ＭＬＤ処理部３３８において、自局宛の送信信号（ｘ₁，ｘ₂，…，ｘ_L）のうちのＳＮＲが大きいチャネルの送信信号が先に処理される。このため、推定精度の高い送信信号から先に値の候補を絞り込んでいくことができるため、値の候補の絞り込みの精度が向上し、受信特性を向上させることができる。

このように、実施の形態２にかかる受信機３００によれば、自チャネルの各推定値および干渉チャネルの各推定値をそれぞれベクトルノルムに基づいて並べた拡張行列を生成することができる。これにより、ＭＬＤ法においてＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ：信号雑音比）が大きいチャネルの送信信号が先に処理され、推定精度の高い送信信号から先に値の候補を絞り込んでいくことができる。このため、値の候補の絞り込みの精度が向上し、受信特性を向上させることができる。

（実施の形態３）
実施の形態３にかかるチャネル行列拡張部３３５は、非対角成分が０で対角成分がσのＬ×Ｎ_tの行列をチャネル行列Ｈの下側に追加することによってチャネル行列Ｈを拡張する。具体的には、チャネル行列拡張部３３５は、下記（１５）式のようにチャネル行列Ｈを拡張することによって拡張チャネル行列Ｈ’ｅを得る。

ただし、Σ_L×_Ntは下記（１６）式を満たす。すなわち、拡張チャネル行列Ｈ’ｅは（Ｎｒ＋Ｌ）×Ｎｔの行列となる。

たとえば、Ｎｔ＝Ｎｒ＝４、Ｌ＝２の場合は、拡張チャネル行列Ｈ’ｅは下記（１７）式のようになる。チャネル行列拡張部３３５は、チャネル行列Ｈを拡張した拡張チャネル行列Ｈ’ｅをＱＲ分解部３３６へ出力する。

ＱＲ分解部３３６は、チャネル行列拡張部３３５から出力された拡張チャネル行列Ｈ’ｅをＱＲ分解する。たとえば、ＱＲ分解部３３６は、下記（１８）式に示すように、拡張チャネル行列Ｈ’ｅを（Ｎｒ＋Ｌ）×（Ｎｒ＋Ｌ）のユニタリ行列Ｑ’ｅと（Ｎｒ＋Ｌ）×Ｎｔの上三角行列Ｒ’ｅとに分解する。

ＱＲ分解部３３６は、ＱＲ分解により得られたユニタリ行列Ｑ’ｅの左上Ｎｒ×Ｎｒを取り出した部分行列Ｑのエルミート共役Ｑ^Hをユニタリ変換部３３７へ出力する。また、ＱＲ分解部３３６は、ＱＲ分解により得られた上三角行列Ｒ’ｅの上Ｎｒ行を取り出した部分行列ＲをＭＬＤ処理部３３８へ出力する。この場合は、受信信号ｚは、たとえば下記（１９）式に示すように表すことができる。

このように、実施の形態３にかかる受信機３００によれば、チャネル行列と同じ列数および自局宛の送信信号の数に等しい行数を有し、対角成分の値が雑音電力の偏差であり、非対角成分の値がゼロである行列によってチャネル行列を拡張することができる。これにより、少ない行数の追加によりチャネル行列を拡張し、後段の計算量を低減することができる。このため、後段の処理における雑音強調を抑えるとともに、受信機３００の消費電力を低減することができる。

（実施の形態４）
図５は、実施の形態４にかかる受信機の構成例を示す図である。図５において、図３に示した部分と同様の部分については同一の符号を付して説明を省略する。図３に示すように、受信機３００は、図３に示した構成に加えて、ＳＮＲ推定部５０１と、拡張制御部５０２と、を備えている。

チャネル行列拡張部３３５は、拡張制御部５０２の制御にしたがって、チャネル行列Ｈの拡張の有無を切り替える。具体的には、チャネル行列拡張部３３５は、チャネル行列Ｈの拡張を行う場合は拡張により得られた拡張チャネル行列Ｈｅを出力する。また、チャネル行列拡張部３３５は、チャネル行列Ｈの拡張を行わない場合はチャネル行列Ｈを出力する。ＱＲ分解部３３６は、チャネル行列拡張部３３５から出力される拡張チャネル行列Ｈｅまたはチャネル行列ＨのＱＲ分解を行う。

自チャネル推定部３３１は、自チャネル推定値ベクトルｈｎをＳＮＲ推定部５０１へも出力する。干渉チャネル推定部３３２は、干渉チャネル推定値ベクトルｈｋをＳＮＲ推定部５０１へも出力する。雑音電力推定部３３４は、推定した雑音電力σ²をＳＮＲ推定部５０１へも出力する。

ＳＮＲ推定部５０１は、受信機３００の受信信号のＳＮＲを推定する信号雑音比推定部である。具体的には、ＳＮＲ推定部５０１は、自チャネル推定部３３１からの自チャネル推定値ベクトルｈｎと、干渉チャネル推定部３３２からの干渉チャネル推定値ベクトルｈｋと、雑音電力推定部３３４からの雑音電力σ²と、に基づいてＳＮＲを推定する。ＳＮＲ推定部５０１は、推定したＳＮＲを拡張制御部５０２へ出力する。

拡張制御部５０２は、ＳＮＲ推定部５０１から出力されたＳＮＲと所定の閾値とを比較する。そして、拡張制御部５０２は、ＳＮＲが閾値以下である場合はチャネル行列Ｈの拡張を行うようにチャネル行列拡張部３３５を制御する。また、拡張制御部５０２は、ＳＮＲが閾値より大きい場合はチャネル行列Ｈの拡張を行わないようにチャネル行列拡張部３３５を制御する。

図６は、ＳＮＲに対するＢＥＲの特性の一例を示す図である。図６において、横軸は受信機３００の受信信号のＳＮＲを示し、縦軸は受信機３００の受信信号のＢＥＲ（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ：ビット誤り率）を示している。特性６０１は、ＭＭＳＥ法を用いると仮定した場合のＳＮＲに対するＢＥＲの特性を参考として示している。

特性６０２は、チャネル行列拡張部３３５においてチャネル行列Ｈの拡張を行う場合におけるＳＮＲに対するＢＥＲの特性を示している。特性６０３は、チャネル行列拡張部３３５においてチャネル行列Ｈの拡張を行わない場合におけるＳＮＲに対するＢＥＲの特性を示している。また、特性６０１〜６０３のそれぞれは、受信信号がＱＰＳＫ（たとえばＥｎｈａｎｃｅｄ Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ Ａ ｍｏｄｅｌ）であり、最大ドップラー周波数ｆｄが７０［Ｈｚ］である場合の各特性を示している。

ＳＮＲが約１２［ｄＢ］より低い場合では、チャネル行列Ｈの拡張なしの特性６０３はＭＭＳＥ法の特性６０１よりＢＥＲが劣化している。一方、ＳＮＲが約１２［ｄＢ］より高い場合では、チャネル行列Ｈの拡張なしの特性６０３でもＭＭＳＥ法の特性６０１よりも優れたＢＥＲ（受信特性）を得られる。

したがって、たとえば図６に示した例において、ＭＭＳＥ法より良好な特性が得られれば十分である場合は、所定の閾値を１２［ｄＢ］としてもよい。これにより、ＳＮＲが閾値以下である場合は、ＭＭＳＥ法より優れた受信特性を得つつ、チャネル行列Ｈの拡張を行わないことで処理量を低減することができる。このため、受信機３００の消費電力を低減することができる。

このように、実施の形態４にかかる受信機３００によれば、ＳＮＲと閾値との比較結果に基づいてチャネル行列の拡張の有無を切り替えることで、信号の受信状態がよい場合はチャネル行列Ｈの拡張を行わないようにすることができる。これにより、処理量を低減することができる。

（実施の形態５）
図７は、実施の形態５にかかる受信機の構成例を示す図である。図７において、図３と同様の構成については同一の符号を付して説明を省略する。図７に示すように、実施の形態５にかかる受信機３００は、図３に示した雑音電力推定部３３４およびチャネル行列拡張部３３５を省いた構成としてもよい。この場合は、チャネル行列生成部３３３は、生成したチャネル行列ＨをＱＲ分解部３３６へ出力する。ＱＲ分解部３３６は、チャネル行列生成部３３３から出力されたチャネル行列ＨをＱＲ分解する。

この場合も、実施の形態１にかかる受信機３００と同様に、自局宛の送信信号がＭＬＤ法で先に処理されるようにチャネル行列を生成することで、ＭＬＤ法において他局宛の送信信号を処理しなくても、自局宛の送信信号の累積メトリックを算出することができる。これにより、他局宛の送信信号が示す値の候補が不明であってもＭＬＤ法を実施できるため、他局の変調方式が不明なシステムにおいても受信特性を向上させることができる。

（実施の形態６）
図８は、実施の形態６にかかる通信システムの一例を示す図である。図８において、図１と同様の構成については同一の符号を付して説明を省略する。図８に示すように、実施の形態６にかかる通信システム１００は、複数の送信機１１１，１１２を含んでいてもよい。たとえば、送信機１１１，１１２はそれぞれ一本の送信アンテナを有しており、送信機１１１，１１２はそれぞれ受信機１２１，１２２へ信号を送信してもよい。この場合は、受信機１２１の受信アンテナは、受信機１２１を宛先とする送信機１１１からの送信信号だけでなく、受信機１２２を宛先とする送信機１１２からの送信信号も受信する。

このように、通信システム１００には、たとえば、受信機１２１を宛先とする送信信号を送信する第１送信アンテナと、受信機１２１とは異なる受信機（たとえば受信機１２２）を宛先とする送信信号を送信する第２送信アンテナと、が含まれている。第１送信アンテナおよび第２送信アンテナは、同一の送信機（たとえば図１の送信機１１０）に備えられていてもよいし、別々の送信機（たとえば図８の送信機１１１，１１２）に備えられていてもよい。また、第１送信アンテナおよび第２送信アンテナのそれぞれは、１つでもよいし、複数でもよい。

受信機１２１の受信アンテナは、１つでもよいし、複数でもよい。また、受信機１２１の受信アンテナは、第１送信アンテナからの送信信号と、第２送信アンテナからの送信信号と、を受信する。受信機１２１は、受信した各信号のうちの第１送信アンテナからの送信信号を復号する。

以上説明したように、受信装置および受信方法によれば、受信特性を向上させることができる。

上述した各実施の形態に関し、さらに以下の付記を開示する。

（付記１）自局宛の送信信号を送信する他局の送信アンテナと自局の受信アンテナとの間の自チャネルと、他局宛の送信信号を送信する他局の送信アンテナと前記受信アンテナとの間の干渉チャネルと、を推定する推定部と、
前記推定部による前記自チャネルの推定値と前記干渉チャネルの推定値とを行方向に結合したチャネル行列を生成する生成部と、
前記生成部によって生成されたチャネル行列を、直交行列と、前記自チャネルの成分が前記干渉チャネルの成分よりゼロ成分の多い行に配置された三角行列と、に分解する分解部と、
前記受信アンテナによって受信された受信信号を、前記分解部によって得られた直交行列に基づいて直交化する直交化部と、
前記分解部によって得られた三角行列の行ごとの成分をゼロ成分のより多い行から順に取得し、前記行ごとの成分を取得するごとに、取得した行ごとの成分と前記直交化部によって直交化された受信信号とに基づいて前記自局宛の送信信号の値のメトリックを累積的に算出する算出部と、
前記算出部によって算出されたメトリックに基づいて前記自局宛の送信信号を復号する復号部と、
を備えることを特徴とする受信装置。

（付記２）前記算出部は、前記行ごとの成分を、前記自局宛の送信信号を送信する他局の送信アンテナの数だけ取得することを特徴とする付記１に記載の受信装置。

（付記３）前記生成部は、前記自チャネルの推定値を前記干渉チャネルの推定値より右側に配置したチャネル行列を生成し、
前記分解部は、前記チャネル行列を直交行列および上三角行列に分解し、
前記算出部は、前記行ごとの成分を前記上三角行列の下段から順に取得することを特徴とする付記１または２に記載の受信装置。

（付記４）前記生成部は、前記自チャネルの推定値を前記干渉チャネルの推定値より左側に配置したチャネル行列を生成し、
前記分解部は、前記チャネル行列を直交行列および下三角行列に分解し、
前記算出部は、前記行ごとの成分を前記下三角行列の上段から順に取得することを特徴とする付記１または２に記載の受信装置。

（付記５）前記推定部による各推定値に基づく雑音電力を推定する雑音推定部と、
前記生成部によって生成されたチャネル行列の列数に等しい行数および列数の単位行列に前記雑音推定部によって推定された雑音電力の偏差を乗算した行列を、前記チャネル行列の下側に追加して前記チャネル行列を拡張する拡張部と、
を備え、前記分解部は、前記拡張部によって拡張されたチャネル行列を分解することを特徴とする付記１〜４のいずれか一つに記載の受信装置。

（付記６）前記推定部は、自局宛の送信信号を送信する他局の複数の送信アンテナと前記受信アンテナとの間の各自チャネルを推定し、他局宛の送信信号を送信する他局の複数の送信アンテナと前記受信アンテナとの間の各干渉チャネルを推定し、
前記生成部は、前記自チャネルの各推定値を前記自チャネルの各推定値のベクトルノルムに基づいて並べ、前記干渉チャネルの各推定値を前記干渉チャネルの各推定値のベクトルノルムに基づいて並べたチャネル行列を生成することを特徴とする付記１〜５のいずれか一つに記載の受信装置。

（付記７）前記推定部による各推定値に基づく雑音電力を推定する雑音推定部と、
前記生成部によって生成されたチャネル行列と同じ列数および前記自局宛の送信信号の数に等しい行数を有し、対角成分の値が前記雑音推定部によって推定された雑音電力の偏差であり非対角成分の値がゼロである行列を、前記チャネル行列の下側に追加して前記チャネル行列を拡張する拡張部と、
を備え、前記分解部は、前記拡張部によって拡張されたチャネル行列を分解することを特徴とする付記１〜４のいずれか一つに記載の受信装置。

（付記８）前記推定部による各推定値に基づく信号雑音比を推定する信号雑音比推定部を備え、
前記拡張部は、前記信号雑音比推定部によって推定された信号雑音比と閾値との比較結果に基づいて前記チャネル行列の拡張の有無を切り替え、
前記分解部は、前記拡張部によって拡張されたチャネル行列、または前記拡張部によって拡張されなかったチャネル行列を分解することを特徴とする付記５または７に記載の受信装置。

（付記９）前記算出部は、前記他局宛の送信信号が示す値のメトリックについては算出しないことを特徴とする付記１〜８のいずれか一つに記載の受信装置。

（付記１０）自局宛の送信信号を送信する他局の送信アンテナと自局の受信アンテナとの間の自チャネルと、他局宛の送信信号を送信する他局の送信アンテナと前記受信アンテナとの間の干渉チャネルと、を推定し、
前記自チャネルの推定値と、前記干渉チャネルの推定値と、を行方向に結合したチャネル行列を生成し、
生成した前記チャネル行列を、直交行列と、前記自チャネルの成分が前記干渉チャネルの成分よりゼロ成分の多い行に配置された三角行列と、に分解し、
前記受信アンテナによって受信された受信信号を、前記直交行列に基づいて直交化し、
前記三角行列の行ごとの成分をゼロ成分のより多い行から順に取得し、前記行ごとの成分を取得するごとに、取得した行ごとの成分と直交化した前記受信信号とに基づいて前記自局宛の送信信号の値のメトリックを累積的に算出し、
算出した前記メトリックに基づいて前記自局宛の送信信号を復号する、
ことを特徴とする受信方法。

１００ 通信システム
１１０，２００ 送信機
１２１〜１２Ｋ，３００ 受信機
２７１〜２７Ｎｔ 送信アンテナ
３１１〜３１Ｎｒ 受信アンテナ

Claims (8)

1. 自局宛の送信信号を送信する他局の送信アンテナと自局の受信アンテナとの間の自チャネルと、他局宛の送信信号を送信する他局の送信アンテナと前記受信アンテナとの間の干渉チャネルと、を推定する推定部と、
   前記推定部による前記自チャネルの推定値と前記干渉チャネルの推定値とを行方向に結合したチャネル行列を生成する生成部と、
   前記生成部によって生成されたチャネル行列を、直交行列と、前記自チャネルの成分が前記干渉チャネルの成分よりゼロ成分の多い行に配置された三角行列と、に分解する分解部と、
   前記受信アンテナによって受信された受信信号を、前記分解部によって得られた直交行列に基づいて直交化する直交化部と、
   前記分解部によって得られた三角行列の行ごとの成分をゼロ成分のより多い行から順に取得し、前記行ごとの成分を取得するごとに、取得した行ごとの成分と前記直交化部によって直交化された受信信号とに基づいて前記自局宛の送信信号の値のメトリックを累積的に算出し、前記他局宛の送信信号が示す値のメトリックについては算出しない算出部と、
   前記算出部によって算出されたメトリックに基づいて前記自局宛の送信信号を復号する復号部と、
   を備えることを特徴とする受信装置。
2. 前記算出部は、前記行ごとの成分を、前記自局宛の送信信号を送信する他局の送信アンテナの数だけ取得することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
3. 前記生成部は、前記自チャネルの推定値を前記干渉チャネルの推定値より右側に配置したチャネル行列を生成し、
   前記分解部は、前記チャネル行列を直交行列および上三角行列に分解し、
   前記算出部は、前記行ごとの成分を前記上三角行列の下段から順に取得することを特徴とする請求項１または２に記載の受信装置。
4. 前記推定部による各推定値に基づく雑音電力を推定する雑音推定部と、
   前記生成部によって生成されたチャネル行列の列数に等しい行数および列数の単位行列に前記雑音推定部によって推定された雑音電力の偏差を乗算した行列を、前記チャネル行列の下側に追加して前記チャネル行列を拡張する拡張部と、
   を備え、前記分解部は、前記拡張部によって拡張されたチャネル行列を分解することを特徴とする請求項１〜３のいずれか一つに記載の受信装置。
5. 前記推定部は、自局宛の送信信号を送信する他局の複数の送信アンテナと前記受信アンテナとの間の各自チャネルを推定し、他局宛の送信信号を送信する他局の複数の送信アンテナと前記受信アンテナとの間の各干渉チャネルを推定し、
   前記生成部は、前記自チャネルの各推定値を前記自チャネルの各推定値のベクトルノルムに基づいて並べ、前記干渉チャネルの各推定値を前記干渉チャネルの各推定値のベクトルノルムに基づいて並べたチャネル行列を生成することを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載の受信装置。
6. 前記推定部による各推定値に基づく雑音電力を推定する雑音推定部と、
   前記生成部によって生成されたチャネル行列と同じ列数および前記自局宛の送信信号の数に等しい行数を有し、対角成分の値が前記雑音推定部によって推定された雑音電力の偏差であり非対角成分の値がゼロである行列を、前記チャネル行列の下側に追加して前記チャネル行列を拡張する拡張部と、
   を備え、前記分解部は、前記拡張部によって拡張されたチャネル行列を分解することを特徴とする請求項１〜３のいずれか一つに記載の受信装置。
7. 前記推定部による各推定値に基づく信号雑音比を推定する信号雑音比推定部を備え、
   前記拡張部は、前記信号雑音比推定部によって推定された信号雑音比と閾値との比較結果に基づいて前記チャネル行列の拡張の有無を切り替え、
   前記分解部は、前記拡張部によって拡張されたチャネル行列、または前記拡張部によって拡張されなかったチャネル行列を分解することを特徴とする請求項４または６に記載の受信装置。
8. 自局宛の送信信号を送信する他局の送信アンテナと自局の受信アンテナとの間の自チャネルと、他局宛の送信信号を送信する他局の送信アンテナと前記受信アンテナとの間の干渉チャネルと、を推定し、
   前記自チャネルの推定値と、前記干渉チャネルの推定値と、を行方向に結合したチャネル行列を生成し、
   生成した前記チャネル行列を、直交行列と、前記自チャネルの成分が前記干渉チャネルの成分よりゼロ成分の多い行に配置された三角行列と、に分解し、
   前記受信アンテナによって受信された受信信号を、前記直交行列に基づいて直交化し、
   前記三角行列の行ごとの成分をゼロ成分のより多い行から順に取得し、前記行ごとの成分を取得するごとに、取得した行ごとの成分と直交化した前記受信信号とに基づいて前記自局宛の送信信号の値のメトリックを累積的に算出し、前記他局宛の送信信号が示す値のメトリックについては算出せず、
   算出した前記メトリックに基づいて前記自局宛の送信信号を復号する、
   ことを特徴とする受信方法。

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