JP5722873B2 - 無線移動体通信システムにおけるユーザ機器の測位方法及び装置 - Google Patents

Description

本発明は、無線移動体通信システムにおいてユーザ機器の位置を測定するための方法及びこれを行うための装置に関するものである。

ＬＴＥ物理構造

第３世代パートナシッププロジェクト（３ＧＰＰ）長期進化（ＬＴＥ）システムは、周波数分割２重通信（ＦＤＤ）に適用可能なタイプ１の無線フレーム構造と、時分割２重通信（ＴＤＤ）に適用可能なタイプ２の無線フレーム構造とをサポートする。

図１は、タイプ１の無線フレームの構造を示す。タイプ１の無線フレームは１０個のサブフレームで構成され、１個のサブフレームは２個のスロットで構成される。

図２は、タイプ２の無線フレームの構造を示す。タイプ２の無線フレームは２個のハーフフレームで構成され、各ハーフフレームは、５個のサブフレーム、ダウンリンクパイロットタイムスロット（ＤｗＰＴＳ）、保護期間（ＧＰ）及びアップリンクパイロットタイムスロット（ＵｐＰＴＳ）を含んで構成され、このうち１個のサブフレームは２個のスロットで構成される。ＤｗＰＴＳは、端末での初期セル探索、同期又はチャネル推定に使用される。ＵｐＰＴＳは、基地局でのチャネル推定に使用されるとともに、端末のアップリンク伝送同期を合わせるために使用される。保護期間は、アップリンクとダウンリンクとの間で、ダウンリンク信号の多重経路遅延によってアップリンクで生じる干渉を除去するための期間である。すなわち、無線フレームのタイプとは関係なく、１個のサブフレームは２個のスロットで構成される。

図３は、ＬＴＥダウンリンクのスロット構造を示す。図３に示すように、各スロットで伝送される信号は、Ｎ^ＤＬ _ＲＢＮ^ＲＢ _ＳＣ個の副搬送波及びＮ^ＤＬ _ｓｙｍｂ個の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）シンボルで構成される資源格子によって表すことができる。ここで、Ｎ^ＤＬ _ＲＢは、ダウンリンクでの資源ブロック（ＲＢ）の個数を示し、Ｎ^ＲＢ _ＳＣは、一つのＲＢを構成する副搬送波の個数を示し、Ｎ^ＤＬ _ｓｙｍｂは、一つのダウンリンクロットでのＯＦＤＭシンボルの個数を示す。

図４は、ＬＴＥアップリンクスロット構造を示す。

図４に示すように、各スロットで伝送される信号は、Ｎ^ＵＬ _ＲＢＮ^ＲＢ _ＳＣ個の副搬送波及びＮ^ＵＬ _ｓｙｍｂ個のＯＦＤＭシンボルで構成される資源格子によって表すことができる。ここで、Ｎ^ＵＬ _ＲＢは、アップリンクでのＲＢの個数を示し、Ｎ^ＲＢ _ＳＣは、一つのＲＢを構成する副搬送波の個数を示し、Ｎ^ＵＬ _ｓｙｍｂは、一つのアップリンクスロットでのＯＦＤＭシンボルの個数を示す。

資源要素は、アップリンクスロット及びダウンリンクスロット内でインデクス（ａ，ｂ）として定義される資源単位であって、１個の副搬送波及び１個のＯＦＤＭシンボルを示す。ここで、ａは周波数軸上のインデクスで、ｂは時間軸上のインデクスである。

図５は、ダウンリンクサブフレームの構造を示す図である。図５において、一つのサブフレーム内で１番目のスロットの前部分に位置した最大３個のＯＦＤＭシンボルは、制御チャネルに割り当てられた制御領域に対応する。そして、残りのＯＦＤＭシンボルは、物理ダウンリンク共有チャネル（ＰＤＳＣＨ）に割り当てられたデータ領域に対応する。３ＧＰＰ ＬＴＥで使用されるダウンリンク制御チャネルの例としては、物理制御形式指示子チャネル（ＰＣＦＩＣＨ）、物理ダウンリンク制御チャネル（ＰＤＣＣＨ）及び物理ＨＡＲＱ指示子チャネル（ＰＨＩＣＨ）などがある。

多重アンテナ（ＭＩＭＯ）技術の定義

ＭＩＭＯは、多入力多出力（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ）の略語であって、これまで一つの送信アンテナと一つの受信アンテナを使用していたことから脱皮し、多重送信アンテナと多重受信アンテナとを採択して送受信データ効率を向上できる方法をいう。すなわち、ＭＩＭＯは、無線通信システムの送信端又は受信端で多重アンテナを使用して容量を増大させたり、性能を改善したりする技術である。ここでは、ＭＩＭＯを多重アンテナと称することにする。

多重アンテナ技術とは、メッセージを受信するために単一アンテナ経路に依存することなく、多くのアンテナを介して受信された断片化したデータを一ヶ所に集めてメッセージを完成する技術を応用したものである。この多重アンテナ技術は、特定範囲でデータ伝送速度を向上させたり、特定データ伝送速度に対してシステム範囲を増加させたりできるので、移動体通信端末及び中継器などに幅広く使用可能な次世代の移動体通信技術である。この技術は、データ通信拡大などによって限界状況に至った移動体通信の伝送量限界を克服できる次世代の技術として関心を集めている。

図６は、一般的な多重アンテナ通信システムの構成図である。図６に示すように、送信アンテナの数をＮ_T個に、受信アンテナの数をＮ_R個に同時に増加させると、送信器又は受信器だけで多数のアンテナを使用する場合とは異なり、アンテナの数に比例して理論的にチャネル伝送容量が増加する。したがって、伝送速度を向上させ、周波数効率を画期的に向上させることが可能である。チャネル伝送容量の増加による伝送速度は、理論的に一つのアンテナを用いる場合の最大伝送速度Ｒ_Ｏに下記の式１の増加率Ｒ_ｉが掛けられた分だけ増加し得る。

（式１）
Ｒ_ｉ＝ｍｉｎ（Ｎ_Ｔ，Ｎ_Ｒ）

例えば、４個の送信アンテナ及び４個の受信アンテナを用いるＭＩＭＯ通信システムでは、単一アンテナシステムに比べて、理論的に４倍の伝送速度を獲得することができる。このような多重アンテナシステムの理論的な容量増加が９０年代中盤に証明されて以来、実質的にデータ伝送速度を向上させるために多様な技術が現在まで活発に研究されており、これらのうちいくつかの技術は、既に第３世代移動体通信、次世代無線ＬＡＮなどの多様な無線通信の標準に反映されている。

現在までの多重アンテナと関連した研究動向を見ると、多様なチャネル環境及び多元接続環境での多重アンテナ通信容量計算などと関連した情報理論側面研究、多重アンテナシステムの無線チャネル測定及びモデル導出研究、そして、伝送信頼度向上及び伝送速度向上のための時空間信号処理技術研究などの多様な観点から活発な研究が進められている。

チャネル推定

無線通信システム環境では、多重経路時間遅延によってフェージングが発生する。フェージングによる急激な環境変化によって生じる信号の歪を補償し、送信信号を復元する過程をチャネル推定という。チャネル推定のためには、一般に送信側と受信側が互いに知っている信号を用いてチャネル推定を行う。送信側と受信側がいずれも知っている信号をパイロット信号又は基準信号（以下、ＲＳ）という。

直交周波数分割伝送方式を使用する無線通信システムでは、基準信号をすべての副搬送波に割り当てる方式と、基準信号をデータ副搬送波間に割り当てる方式とがある。

チャネル推定性能の利得を得るために、プリアンブル信号のように基準信号だけで構成されたシンボルを用いる。これを使用する場合、一般に基準信号の密度が高いので、データ副搬送波間に基準信号を割り当てる方式に比べてチャネル推定性能を改善することができる。しかし、データの伝送量が減少するので、データの伝送量を増大させるためにはデータ副搬送波間に基準信号を割り当てる方式を使用する。このような方法を使用する場合、基準信号の密度が減少するので、チャネル推定性能の劣化が発生し、これを最小化できる適切な配置が要求される。

受信器は、次のような過程で基準信号を用いてチャネル推定を行う。受信器は、基準信号の情報を知っているので、受信された信号から受信器と送信器との間のチャネル情報を推定する。受信器は、推定されたチャネル情報値を用いて送信器から送ったデータを正確に復調することができる。

送信器から送信する基準信号をＰ、基準信号が伝送中に影響を受けるチャネル情報をｈ、受信器で発生する熱雑音をｎ、受信器で受信された信号をｙとすると、受信された信号ｙは、ｙ＝ｈ・Ｐ＋ｎで表すことができる。このとき、基準信号Ｐは、受信器が既に知っているので、これを用いて次の式２のようにチャネル情報（ｈａｔ−ｈ）を推定することができる。

（式２）

このとき、基準信号Ｐを用いて推定したチャネル推定値ｈａｔ−ｈは、ｈａｔ−ｎ値によってその精度が決定される。したがって、正確なｈａｔ−ｈ値の推定のためには、ｈａｔ−ｎが０に収束しなければならず、その結果、多数の基準信号を用いてチャネルを推定しなければならない。多数の基準信号を用いてチャネルを推定すると、ｈａｔ−ｎの影響を最小化することができる。

３ＧＰＰ ＬＴＥダウンリンクシステムでの端末機専用基準信号割り当て方式

上述した３ＧＰＰ ＬＴＥがサポートする無線フレーム構造のうち、ＦＤＤに適用可能な無線フレームの構造を詳細に見ると、１０ｍｓｅｃの間に一つのフレームが伝送されるが、このフレームは、１０個のサブフレームで構成される。そして、一つのサブフレームは１ｍｓｅｃの間に伝送される。

一つのサブフレームは、１４個又は１２個のＯＦＤＭシンボルで構成され、一つのＯＦＤＭシンボルでは、副搬送波の個数が１２８、２５６、５１２、１０２４、１５３６、２０４８のうち一つに選定されて使用される。

図７は、１送信時間間隔（ＴＴＩ）が１４個のＯＦＤＭシンボルを有する正規循環プレフィクス（ｎｏｒｍａｌ ＣＰ）を使用するサブフレームにおける端末機専用のダウンリンク基準信号構造を示した図である。図７において、Ｒ５は端末機専用の基準信号を示し、ｌはサブフレーム上のＯＦＤＭシンボルの位置を示す。

図８は、１ＴＴＩが１２個のＯＦＤＭシンボルを有する拡張循環プレフィクス（ｅｘｔｅｎｄｅｄ ＣＰ）を使用するサブフレームにおける端末機専用のダウンリンク基準信号の構造を示した図である。

図９〜図１１は、１ＴＴＩが１４個のＯＦＤＭシンボルを有する場合、それぞれ１、２、４個の送信アンテナを有するシステムのための端末機共通のダウンリンク基準信号の構造を示した図である。図９〜図１１において、Ｒ０は送信アンテナ０に対するパイロットシンボルを示し、Ｒ１は送信アンテナ１に対するパイロットシンボルを示し、Ｒ２は送信アンテナ２に対するパイロットシンボルを示し、Ｒ３は送信アンテナ３に対するパイロットシンボルを示す。各送信アンテナのパイロットシンボルが使用された副搬送波は、パイロットシンボルを伝送する送信アンテナを除いた他のすべての送信アンテナとの干渉をなくすために信号を搬送しない。

図７及び図８は、端末機専用のダウンリンク基準信号の構造を示し、この端末機専用のダウンリンク基準信号は、図９〜図１１の端末機共通のダウンリンク基準信号と同時に使用することができる。例えば、制御情報が伝送される１番目のスロットのＯＦＤＭシンボル０、１、２番では図９〜図１１の端末機共通のダウンリンク基準信号を使用し、残りのＯＦＤＭシンボルでは端末機専用のダウンリンク基準信号を使用することができる。

また、予め定義されたシーケンス（例えば、擬似ランダム（ＰＮ）、ｍ‐シーケンスなど）をセル別のダウンリンク基準信号に乗じて伝送することによって、受信器で隣接セルから受信されるパイロットシンボルの信号の干渉を減少させ、チャネル推定性能を向上させることができる。ＰＮシーケンスは、一つのサブフレーム内のＯＦＤＭシンボル単位で適用され、セルＩＤ、サブフレーム番号、ＯＦＤＭシンボルの位置及び端末機のＩＤによって異なるＰＮシーケンスを適用することができる。

一例として、図９に示す１Ｔｘパイロットシンボル構造の場合、パイロットシンボルを含む特定ＯＦＤＭシンボルに一つの送信アンテナのパイロットシンボルが２個使用されていることが分かる。３ＧＰＰ ＬＴＥシステムの場合、多くの種類の帯域幅で構成されたシステムがあるが、その種類は６資源ブロック（ＲＢ）〜１１０ＲＢである。したがって、パイロットシンボルを含む一つのＯＦＤＭシンボルに使用される１送信アンテナのパイロットシンボル個数は２×Ｎ_RBであって、各セルのダウンリンク基準信号に乗じて使用されるシーケンスは、２×Ｎ_RBの長さを有さなければならない。このとき、Ｎ_RBは、帯域幅に依存するＲＢの個数を示し、シーケンスとしては、２進シーケンス又は複素シーケンスなどを使用することができる。下記の式３のｒ（ｍ）は、複素シーケンスの一例を示している。

（式３）

式３において、Ｎ^ｍａｘ _ＲＢは、最大帯域幅に該当するＲＢの個数であるので、上記の説明によると、１１０に決定することができ、ｃは、ＰＮシーケンスであって、長さ３１のゴールドシーケンスと定義することができる。端末機専用ダウンリンク基準信号の場合、式３は、下記の式４のように表現することができる。

（式４）

式４において、Ｎ^{ＰＤＳＣＨ} _ＲＢは、特定端末機に割り当てられたダウンリンクデータに該当するＲＢの個数を示す。したがって、端末機に割り当てられたデータの量によってシーケンスの長さが変わり得る。

上述した端末機専用のダウンリンク基準信号の構造は、１個のデータストリームだけを伝送することができ、単純拡張が不可能であるので、多数のストリームを伝送することができない。したがって、端末機専用のダウンリンク基準信号の構造は、多数のデータストリームを伝送できるように拡張する必要がある。

ユーザ機器測位方法

ユーザ機器測位は、最近、実生活における多様なアプリケーションのための多くの運用においてその必要性が増加している。ユーザ機器測位方法のうち広く知られた方法は、大きく全地球測位システム（ＧＰＳ）を用いる方式と、地上測位を用いる方式とに分類することができる。

ＧＰＳ方式は、衛星を用いてユーザ機器の位置を測定する方式である。ＧＰＳ方式は、少なくとも４個以上の衛星からの受信信号が必要であり、室内環境では使用できないという短所を有する。

一方、地上測位方式は、各基地局からの信号の時間格差を用いてユーザ機器の位置を測定する方法である。地上測位方式は、少なくとも３個の基地局からの受信信号が必要である。地上測位方式は、ＧＰＳ方式に比べて位置推定性能が劣るが、ほぼすべての環境で使用することができる。地上測位方式は、主に同期信号や基準信号を用いてユーザ機器の位置を推定する。地上測位方式は、標準別に次のような用語で定義される。

汎用移動体通信システム（ＵＭＴＳ）地上無線接続網（ＵＴＲＡＮ）では観測到着時間差（ＯＴＤＯＡ）と定義され、ＧＳＭ／ＥＤＧＥ無線接続網（ＧＥＲＡＮ）では強化観測時間差（Ｅ−ＯＴＤ）と定義され、ＣＤＭＡ２０００では高度前方リンク三辺測量（ＡＦＬＴ）と定義される。

図１２は、３ＧＰＰ標準で使用されている地上測位方式の一種であるダウンリンクＯＴＤＯＡの例を示した図である。現在のユーザ機器が現在のサービングセルから伝送されるサブフレームを基準にして基準クロックを行うので、各隣接セルから受信される各信号は、別個のＴＤＯＡを有して受信されるようになる。このとき、ＴＤＯＡは、ユーザ機器の測位用信号を用いて測定できるので、基準信号時間差（ＲＳＴＤ）と呼んでもよい。

図１３は、ＯＴＤＯＡを用いたユーザ機器の測位方法の例を示した図である。ユーザ機器の位置は、テイラー級数展開を用いた線形方程式によって計算することができる（Y． Ｃｈａｎ ａｎｄ Ｋ． Ｈｏ， Ａ ｓｉｍｐｌｅ ａｎｄ ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ ｅｓｔｉｍａｔｏｒ ｆｏｒ ｈｙｐｅｒｂｏｌｉｃ ｌｏｃａｔｉｏｎ， ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ， ｖｏｌ． ４２， ｐｐ． １９０５−１９１５， Ａｕｇ． １９９４を参照）。

上述したユーザ機器測位方法は、通常、共通基準信号（ＣＲＳ）又は同期信号（１次同期信号（ＰＳＳ）／２次同期信号（ＳＳＳ）によって行うことができるが、ＣＲＳ又はＰＳＳ／ＳＳＳだけでは、優れた性能及びオペレーターの条件を満足させることが難しい。

したがって、位置情報サービス（ＬＣＳ）のための測定用基準信号の導入が必要である。ここで、横方向はＯＦＤＭシンボルインデクスであり、縦軸は周波数インデクス又は副搬送波インデクスであり得る。

図１４及び図１５は、ＯＴＤＯＡ用ＬＣＳのためのＲＳを含むサブフレームの構造を示した図である。図１４は正規循環プレフィクスの場合を示し、図１５は拡張循環プレフィクスの場合を示す。図１４と図１５において、強化待機期間ダウンリンク（Ｅ−ＩＰＤＬ）ＲＳは、ＬＣＳのためのＲＳに該当する。ＬＣＳのためのＲＳは、測位基準信号（ＰＲＳ）と呼んでもよい。

図１４及び図１５において、横軸はＯＦＤＭシンボルインデクスであり、縦軸は周波数インデクス又は副搬送波インデクスであり得る。図１４と図１５に示すように、Ｅ−ＩＰＤＬ ＲＳは一つのセルの観点で対角行列形態を有する。Ｅ−ＩＰＤＬ ＲＳは、一つのサブフレーム内で均一に分布しており、一つのサブフレーム内でＥ−ＩＰＤＬ ＲＳの要素を結合する場合、全体の資源要素内でＥ−ＩＰＤＬ ＲＳが漏れなく伝送される。このとき、一定の資源単位（周波数×シンボル）だけでＥ−ＩＰＤＬ ＲＳを伝送したり、全帯域にわたってＥ−ＩＰＤＬ ＲＳを均一に伝送したりすることができる。

他のセルでは、Ｅ−ＩＰＤＬ ＲＳを周波数軸に一つずつ循環シフトさせて伝送することができる。この場合、ユーザ機器の観点で見ると、二つのセルで伝送するＥ−ＩＰＤＬ ＲＳが、完全に同期が合う状態で受信される場合、セル間の衝突なしにユーザ機器の位置測定を行うことができる。すなわち、セル間でＥ−ＩＰＤＬ ＲＳのパターンを異なるように構成し、セル間のＲＳ信号の衝突なしにユーザ機器の位置測定を行うことができる。このとき、衝突とは、二つのセルで伝送するサブフレーム上の同一の時間及び周波数資源上に同一のＲＳ信号のパターンが位置し、互いに干渉する場合を意味する。

従来技術で言及したユーザ機器測位方法は、同期信号又はＣＲＳを用いて実行することができる。ユーザ機器の測位推定の誤差程度は、伝送される同期信号又は基準信号が占めている帯域幅に比例する。換言すると、通常、時間分解能は、帯域幅が増加するほど高くなる。したがって、大きく次の二つの段階によってＲＳ測定を行う。

（１）同期信号によってシンボル時間獲得を行う第１の段階。

（２）ＲＳによって時間を分析する第２の段階。

しかし、ユーザ機器がサービングセルに非常に近く位置した場合、サービングセルの強い電力によって隣接セルの信号がアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）の量子化の粒度範囲以下で受信され、ユーザ機器が隣接セルの信号を認識できないという問題、すなわち、可聴性（ｈｅａｒａｂｉｌｉｔｙ）の問題が発生しうる。

このような問題を解決するために、ＵＴＲＡ標準は、サービングセルのすべてのチャネルの伝送を中断させる待機期間ダウンリンク（ＩＰＤＬ：Ｉｄｌｅ Ｐｅｒｉｏｄｓ ＤｏｗｎＬｉｎｋ）という技術を提供している。一般的な待機期間の頻度は、１００ｍｓ当たり１スロット（約６６７μｓ）（すなわち、約０.７％）である。この期間、ユーザ機器は、サービングセルの信号が同一の周波数帯域で非常に強く受信される場合であっても、隣接セルのパイロット信号を受信することがある。また、サービングセルの信号を第１の最良隣接セル信号の待機期間によってより正確に測定することもできる。

しかし、上記のような場合であるとしても、従来の同期信号及びＣＲＳ／専用基準信号（ＤＲＳ）は、他のユーザ機器のために伝送すべき信号であるので、各信号を伝送する場合、ユーザ機器の位置測定性能が低下することがある。

また、図１４及び図１５のような構造では、多重セルから受信された各ＬＣＳ ＲＳ信号は、受信同期がずれた状態で受信されることがある。

図１６は、多重セルから受信された各ＬＣＳ ＲＳ信号が、受信同期がずれた状態で受信された場合を説明する図である。図１６のように受信同期がずれた状態で受信される場合、対角構造ではすべてのセルのＲＳが衝突する危険が大きくなる。図１６において、正規循環プレフィクスの場合を仮定し、セルＡとセルＢが別個のＲＳパターンを伝送し、ユーザ機器側で、一つのＯＦＤＭシンボルだけのオフセットを有してＲＳパターンを受信する場合、ＲＳ信号間で衝突が発生しうる。この場合、すべてのＲＥで衝突が発生し、別個のシーケンスを使用するとしても、測定性能が低下するという問題が発生する。

上記のような問題は、ＬＣＳ ＲＳだけの問題ではなく、一般的なＲＳと多地点協調送受信（ＣｏＭＰ）のＲＳにも発生しうる問題である。

本発明が解決しようとする課題は、多重セルから受信された各ＲＳ信号が、受信同期がずれた状態で受信される場合、各ＲＳ信号の衝突を防止できるＲＳ構造を提供することにある。

本発明で達成しようとする各技術的課題は、以上言及した各技術的課題に制限されるものでなく、言及していない他の技術的課題は、下記の記載から本発明の属する技術分野で通常の知識を有する者には明確に理解されるであろう。

上記課題を解決するための本発明の一態様に係る無線移動体通信システムにおけるユーザ機器の測位方法は、複数の基地局から所定周期でユーザ機器の測位用基準信号を含む複数のユーザ機器測位用サブフレームを受信するステップと、上記の受信した複数のサブフレームに含まれた上記ユーザ機器の測位用基準信号間の時間差（ＲＳＴＤ）を用いて上記ユーザ機器の位置を測定するステップとを有し、上記ユーザ機器の測位用基準信号のパターンは、６×６次元の対角母行列（ｍｏｔｈｅｒ ｍａｔｒｉｘ）を４回繰り返すことによって生成され、上記基準信号のパターンは、上記サブフレームのＯＦＤＭシンボル上にマッピングされ、共通基準信号が伝送されるＯＦＤＭシンボル上に存在する上記ユーザ機器の測位用基準信号はパンクチャされる。

上記母行列は、コスタス（Ｃｏｓｔａｓ）配列を用いて生成することができる。

上記サブフレームにおいて、正規循環プレフィクスの場合は、時間インデクスが最も小さいＯＦＤＭシンボルを０番目のＯＦＤＭシンボルとし、上記０番目のＯＦＤＭシンボルから最大３個のＯＦＤＭシンボルはダウンリンク制御チャネルのために使用し、３番目以上のＯＦＤＭシンボルは、上記ユーザ機器の測位基準信号パターンに使用することができる。

上記サブフレームにおいて、拡張循環プレフィクスの場合は、時間インデクスが最も小さいＯＦＤＭシンボルを０番目のＯＦＤＭシンボルとし、上記０番目のＯＦＤＭシンボルから最大３個のＯＦＤＭシンボルはダウンリンク制御チャネルのために使用し、４番目以上のＯＦＤＭシンボルは、上記ユーザ機器の測位用基準信号パターンに使用することができる。

上記ユーザ機器の測位用基準信号のパターンは、セルごとに周波数軸上でシフトさせて使用することができる。

本発明の他の態様に係る無線移動体通信システムにおけるユーザ機器の測位方法は、複数の基地局から所定周期でユーザ機器の測位用基準信号を含む複数のユーザ機器測位用サブフレームを受信するステップと、上記の受信した複数のサブフレームに含まれた上記ユーザ機器の測位用基準信号間の時間差（ＲＳＴＤ）を用いて上記ユーザ機器の位置を測定するステップと、を有し、上記基準信号パターンは母行列から生成され、上記母行列の少なくとも一つ以上の列又は行はパンクチャすることができる。

上記母行列は、上記サブフレームが正規循環プレフィクスである場合は、０、２、５、９番目の列をパンクチャし、上記サブフレームが拡張循環プレフィクスである場合は、０、１、２、３、６、９番目の列をパンクチャすることができる。

上記パターンは、上記母行列の列又は行の循環シフトによって生成することができる。

上記母行列は、コスタス配列を用いて生成することができる。

上記母行列は、上記サブフレームの副搬送波の個数より小さい次元を有し、上記母行列を循環シフトさせた行列から上記複数の基地局のそれぞれから伝送されるサブフレームに含まれる上記基準信号パターンを生成することができる。

本発明の更に他の態様に係る無線移動体通信システムにおいて、ユーザ機器は、複数の基地局から所定周期でユーザ機器の測位用基準信号を含む複数のユーザ機器測位用サブフレームを受信する受信部と、上記受信部に電気的に接続され、上記の受信した複数のサブフレームに含まれた上記ユーザ機器の測位用基準信号間の時間差（ＲＳＴＤ）を用いて上記ユーザ機器の位置を測定する処理部と、を備え、上記ユーザ機器の測位用基準信号のパターンは、６×６次元の対角母行列を４回繰り返すことによって生成され、上記基準信号のパターンは、上記サブフレームのＯＦＤＭシンボル上にマッピングされ、共通基準信号が伝送されるＯＦＤＭシンボル上に存在する上記ユーザ機器の測位用基準信号は、パンクチャすることができる。

上記母行列は、コスタス配列を用いて生成することができる。

上記サブフレームにおいて、正規循環プレフィクスの場合は、時間インデクスが最も小さいＯＦＤＭシンボルを０番目のＯＦＤＭシンボルとし、上記０番目のＯＦＤＭシンボルから最大３個のＯＦＤＭシンボルはダウンリンク制御チャネルのために使用し、３番目以上のＯＦＤＭシンボルは、上記ユーザ機器の測位用基準信号パターンに使用することができる。

上記サブフレームにおいて、拡張循環プレフィクスの場合は、時間インデクスが最も小さいＯＦＤＭシンボルを０番目のＯＦＤＭシンボルとし、上記０番目のＯＦＤＭシンボルから最大３個のＯＦＤＭシンボルはダウンリンク制御チャネルのために使用し、４番目以上のＯＦＤＭシンボルは、上記ユーザ機器の測位用基準信号パターンに使用することができる。

上記ユーザ機器の測位用基準信号のパターンは、セルごとに循環シフトさせて使用することができる。

本発明の実施例によると、別個のセルからユーザ機器の位置を測定するために受信する各基準信号が、その同期がずれた状態で受信される場合にも、円滑にユーザ機器の位置を測定することができる。

本発明で得られる効果は、以上言及した各効果に制限されるものでなく、言及していない他の効果は、下記の記載から本発明の属する技術分野で通常の知識を有する者には明確に理解されるであろう。

タイプ１の無線フレームの構造を示す図である。 タイプ２の無線フレームの構造を示す図である。 ＬＴＥダウンリンクのスロット構造を示す図である。 ＬＴＥアップリンクのスロット構造を示す図である。 ダウンリンクサブフレームの構造を示す図である。 一般的な多重アンテナ（ＭＩＭＯ）通信システムの構成図である。 １ＴＴＩが１４個のＯＦＤＭシンボルを有する正規循環プレフィクスを使用するサブフレームにおける端末機専用のダウンリンク基準信号の構造を示した図である。 １ＴＴＩが１２個のＯＦＤＭシンボルを有する拡張循環プレフィクスを使用するサブフレームにおける端末機専用のダウンリンク基準信号の構造を示した図である。 １ＴＴＩが１４個のＯＦＤＭシンボルを有する場合、それぞれ１、２、４個の送信アンテナを有するシステムのための端末機共通のダウンリンク基準信号の構造を示した図である。 １ＴＴＩが１４個のＯＦＤＭシンボルを有する場合、それぞれ１、２、４個の送信アンテナを有するシステムのための端末機共通のダウンリンク基準信号の構造を示した図である。 １ＴＴＩが１４個のＯＦＤＭシンボルを有する場合、それぞれ１、２、４個の送信アンテナを有するシステムのための端末機共通のダウンリンク基準信号の構造を示した図である。 ３ＧＰＰ標準で使用されている地上測位に基づく方法の一種であるダウンリンクＯＴＤＯＡの例を示した図である。 ＯＴＤＯＡを用いたユーザ機器の測位方法の例を示した図である。 ＯＴＤＯＡ用ＬＣＳのためのＲＳを含むサブフレームの構造を示した図である。 ＯＴＤＯＡ用ＬＣＳのためのＲＳを含むサブフレームの構造を示した図である。 多重セルから受信されたＬＣＳ ＲＳが、受信同期がずれた状態で受信された場合を説明する図である。 Ｎ＝６である場合、コスタス配列を用いた再利用設計による行列のパターンを示した図である。 図１７のコスタス配列パターンにセルＩＤを割り当てた結果を示した図である。 図１８に示したコスタス配列を循環シフト又は置換した一例を示した図である。 図１８に示したコスタス配列を循環シフト又は置換した一例を示した図である。 Ｎ＝１０である場合、コスタス配列による再利用設計による行列にセルＩＤを割り当てた結果を示した図である。 正規循環プレフィクスの場合、Ｎ＝１２によって生成されたセルＩＤ／シンボルモジュロに基づいた母行列でパンクチャされる列を示した図である。 Ｎ＝１２によって生成されたセルＩＤ／シンボルモジュロに基づいた母行列をサブフレームに適用した場合を示す図である。 ＭＢＳＦＮサブフレームにＮ＝１２の母行列を適用した例を示した図である。 正規循環プレフィクスの場合、図２２に示した行列を右側に２だけ循環シフトさせた結果を示した図である。 拡張循環プレフィクスの場合、図２２に示した行列を右側に３だけ循環シフトさせた結果を示した図である。 図２５の行列と図２６の行列をそれぞれサブフレームに適用し、パンクチャを行った結果を示した図である。 図２５の行列をＭＢＳＦＮサブフレームに適用し、パンクチャを行った結果を示した図である。 正規循環プレフィクスの場合、Ｎ＝１２の母行列の１番目の列をサブフレームの最後のＣＲＳシンボルに合わせてパンクチャを行う例を示した図である。 ＭＢＳＦＮサブフレームで、Ｎ＝１２の母行列の１番目の列をサブフレームの最後のＣＲＳシンボルに合わせてパンクチャを行う例を示した図である。 Ｎ＝１２のコスタス配列の一例を示した図である。 図３１のコスタス配列をサブフレームに適用した場合を示した図である。 図３１のコスタス配列をＭＢＳＦＮサブフレームに適用した場合を示した図である。 正規循環プレフィクスの場合、Ｎ＝６のコスタス配列に基づく母行列をサブフレームに適用し、パンクチャを行った一例を示した図である。 拡張循環プレフィクスの場合、Ｎ＝６のコスタス配列に基づく母行列をサブフレームに適用し、パンクチャを行った一例を示した図である。 本発明の一実施例に係るＮ＝６のコスタス配列に基づく母行列をサブフレームに適用し、パンクチャを行った一例を示した図である。 本発明の一実施例に係るＮ＝６のコスタス配列に基づく母行列をサブフレームに適用し、パンクチャを行った一例を示した図である。 本発明の一実施例に係るＮ＝６のセルＩＤ／シンボルモジュロに基づく母行列をサブフレームに適用し、パンクチャを行った一例を示した図である。 本発明の一実施例に係る、コスタス配列に基づく母行列の少なくとも一つ以上の列又は行が繰り返されて拡張される形態を示した図である。 本発明の一実施例に係る、セルＩＤ／シンボルモジュロに基づく母行列の少なくとも一つ以上の列又は行が繰り返されて拡張される形態を示した図である。 本発明の一実施例に係る、コスタス配列を用いたミラーリングマッピングの結果を示した図である。 周波数再利用６に対する本発明の一実施例に係るＰＲＳパターンを示した図である。 システム帯域幅ごとの測位性能を示した図である。 時変ＰＲＳパターンにおける測位性能を示した図である。 直交周波数再利用６及び直交時間再利用６に対する測位の性能を示した図である。 理想タイミング仮定における別個のＰＲＳパターンに対する性能比較の結果を示す図である。 実用タイミング仮定における別個のＰＲＳパターンに対する性能比較の結果を示す図である。 基地局及びユーザ機器に適用可能であり、本発明の方法を実行することができるデバイスの構成を示すブロック図である。

以下、本発明に係る好適な各実施形態を添付の図面を参照して詳細に説明する。添付の図面と共に以下で開示する詳細な説明は、本発明の例示的な実施形態を説明するためのもので、本発明が実施され得る唯一の実施形態を示すためのものではない。以下の詳細な説明は、本発明の完全な理解を促進するために具体的な細部事項を含む。しかし、当業者であれば、本発明がこのような具体的な細部事項がなくても実施され得ることを理解するであろう。例えば、以下の説明では一定の用語を中心に説明するが、これら用語に限定される必要はなく、任意の用語で呼ばれる場合にも同一の意味を表すことができる。また、本明細書全体にわたって同一又は類似する構成要素については、同一の図面符号を使用して説明する。

明細書全体において、いずれかの部分がいずれかの構成要素を「含む」とき、これは、特別に反対の記載がない限り、他の構成要素を除外するのではなく、他の構成要素を更に含むことができることを意味する。また、明細書に記載された「…ユニット」、「…部」などの用語は、少なくとも一つの機能や動作を処理する単位を意味し、これは、ハードウェアやソフトウェア、又はハードウェアとソフトウェアの組合せで具現することができる。

本発明では、上記の課題を解決するユーザ機器の測位用基準信号のマッピングを示す所定の母行列に基づいて一定の期間（例えば、サブフレーム又は１資源ブロック）内にＲＳが伝送されるように母行列を拡張したり、一定の期間内で母行列に基づいて基準信号をマッピングしたりする方法を提案する。

特に、本発明では、次のような形態のＲＳの構造を提案する。

（１）母行列の少なくとも二つ以上の列又は行の順序が変えられて拡張される形態

（２）母行列の少なくとも一つ以上の列又は行をパンクチャする形態
本形態は、母行列の少なくとも二つ以上の列又は行の順序が変えられて拡張される形態を含む。

（３）母行列の少なくとも一つ以上の列又は行が繰り返されて拡張される形態
本形態は、母行列の少なくとも二つ以上の列又は行の順序が変えられて拡張される形態を含む。

（４）既存のＲＳ又は共存する他の種類のＲＳ（例えば、ＣＲＳ又はＤＲＳ）を考慮し、他の種類のＲＳの周波数再利用が母行列の少なくとも一つの列又は行に該当するように配置される形態

本形態では、残りの列と行は循環シフトの形態でマッピングすることができる。

（５）既存のＲＳ又は共存する他の種類のＲＳ（例えば、ＣＲＳ又はＤＲＳ）を考慮し、少なくとも一つ以上の列を他の種類のＲＳの周辺に繰り返して配置する形態

本発明では、１）コスタス配列に基づく母行列と、２）セルＩＤ／シンボルモジュロに基づく母行列を仮定する。しかし、本発明は、次の母行列に限定されるものではなく、多様な母行列に基づくことができる。

以下、上記の１）コスタス配列に基づく母行列と、２）セルＩＤ／シンボルモジュロに基づく母行列に対してそれぞれ説明する。

１）コスタス配列に基づく母行列

ジョンＰ．コスタス（Ｊｏｈｎ Ｐ．Ｃｏｓｔａｓ）によって作られたコスタス配列は、幾何学的にｎ×ｎのチェッカー盤の目（ｓｑｕａｒｅ）に置かれているｎ個の点の集合と見なすことができる。したがって、各行又は列は、一つの点だけを含み、各点の各ペア間のすべてのｎ（ｎ−１）／２変位（ｄｉｓｐｌａｃｅｍｅｎｔ）行列は区別される。これは、理想的な「ｔｈｕｍｂｔａｃｋ ａｕｔｏ-ａｍｂｉｇｕｉｔｙ ｆｕｎｃｔｉｏｎ」に帰着し、ソナー又はレーダなどの分野で有用に使用される。

コスタス配列は、ｎ×ｎの数字配列で表現可能である。このとき、各エントリは、点に対して１であり、点でない場合は０である。２進行列で解釈すると、数字配列は、各列と行が各行と列で一つの点だけを含む制限要素を含むので、置換（ｐｅｒｍｕｔａｔｉｏｎ）行列になり得る。したがって、任意のｎに対するコスタス配列は、ｎ次置換行列の部分集合である。

ウェルチ（Ｗｅｌｃｈ）−コスタス配列又はウェルチ配列は、次のような方法を用いて生成される。ウェルチ−コスタス配列は、素数ｐの原始根ｇを採用し、配列Ａｉ，ｊ＝１によって配列Ａを定義し、そうでない場合は０と定義することによって構成される。その結果、ｐ−１次元のコスタス配列になる。

例えば、３は、５の原始根である。このとき、次のようなモジュロ演算を用いてコスタス置換を求めることができる。

３＾１＝３

３＾２＝９＝４（ｍｏｄ５）

３＾３＝２７＝２（ｍｏｄ５）

３＾４＝８１＝１（ｍｏｄ５）

したがって、［３，４，２，１］がコスタス置換である。より詳細に説明すると、これは、指数ウェルチ配列に該当し、上記配列の転置は対数（ｌｏｇａｒｉｔｈｍｉｃ）ウェルチ配列に該当する。

図１７は、Ｎ＝６の場合、コスタス配列を用いた再利用設計による行列のパターンを示した図である。すなわち、図１７は、６×６のコスタス配列パターンを示す。図１８は、図１７のコスタス配列パターンにセルＩＤを割り当てた結果を示した図である。また、図１８に示したコスタス配列の特定列を循環シフト又は置換することも可能である。図１９と図２０は、図１８に示したコスタス配列を循環シフト又は置換した一例を示した図である。

また、上述した方法を用いて、Ｎ＝１０の場合に拡張することができる。図２１は、Ｎ＝１０の場合、コスタス配列による再利用設計による行列にセルＩＤを割り当てた結果を示した図である。

一方、以下では、セルＩＤ／シンボルモジュロに基づく母行列を説明する。

２）セルＩＤ／シンボルモジュロに基づく母行列

セルＩＤ／シンボルモジュロに基づく母行列は、次の式５を用いて生成することができる。

（式５）

式５で、Ｎ_symは、一つのサブフレーム内でのＯＦＤＭシンボルの個数であり、ｎ_subblockは、特定範囲内でのＮ×Ｎ行列の個数であり得る。ここで、サブフレーム単位でサブブロックが生成されると、ｎ_subblockは、サブフレームインデクスであるｎ_SFであり得る。また、ｎ_SFはすべてのサブフレームに対して同一の値を有することができるが、本発明では、異なる値を有すると仮定した。また、Ｎｐは、Ｎより大きい整数のうち最も小さい素数であり得る。

また、ａ^mは、セルＩＤの関数であり得る。

ここで、セルＩＤは、再利用されたセルＩＤであり得る。例えば、セルＩＤの個数が５０４個であると、本発明に適用するセルＩＤは、Ｎ個の再利用を適用したときにｍ＝ｍｏｄ（ｎ＿ｃｅｌｌｉｄ、Ｎ）で表すことができる。

このとき、ｎ_subblock値は、特定単位によるホッピングパターンを指定するものであって、ｎ_SFだけでなく、セルＩＤと連係して定義することができる。例えば、ｎ_subblock＝ｎ_SF＋セルＩＤのように指定し、サブフレーム単位でＲＳパターンをセルＩＤと連係してホッピングすることができる。

Ｎ＝６の場合の一例は、次の式６の行列のとおりである。

（式６）

また、Ｎ＝１０の場合の一例は、次の式７の行列のとおりである。

（式７）

また、Ｎ＝１２の場合の一例は、次の式８の行列のとおりである。

（式８）

１）で説明したように、この場合にも、行列を循環シフト又は置換して母行列を生成することが可能である。

以下では、上述した母行列に基づいて上述したＲＳパターンの生成について詳細に説明する。

まず、（１）母行列の少なくとも二つ以上の列又は行の順序が変えられて拡張される形態は、上述した循環シフト又は置換によって列又は行の順序が変えられる形態に該当する。このとき、制御チャネル領域は、３個のＯＦＤＭシンボルと仮定したが、必ずしも３個に制限されることはない。

（２）母行列の少なくとも一つ以上の列又は行をパンクチャする形態

一つの資源ブロック及び一つのサブフレーム単位でＲＳパターンが設計されると仮定したとき、生成される母行列の次元は、時間資源及び周波数資源のうち大きいものを基準にして設計することができる。すなわち、一つのＲＢは、１２個の副搬送波からなり、一つのサブフレームは制御領域及びＣＲＳを除外し、正規循環プレフィクスの場合は８個のＯＦＤＭシンボルを含み、拡張循環プレフィクスの場合は６個のＯＦＤＭシンボルを含む。したがって、Ｎ＝１２の母行列を設計することができる。この場合、再利用による利得を極大化することができる。

また、生成される母行列の次元は、時間資源及び周波数資源のうち小さいものを基準にして設計することもできる。例えば、一つのＲＢは１２個の副搬送波からなり、一つのサブフレームは、正規循環プレフィクスの場合は８個のＯＦＤＭシンボルを含み、拡張循環プレフィクスの場合は６個のＯＦＤＭシンボルを含む。したがって、Ｎ＝６の母行列を設計することができる。この場合、一つのサブフレームでは空いた副搬送波がないので、時間同期時の多重ピークによる曖昧さを除去することができる。

次に、コスタス配列に基づく母行列及びセルＩＤ／シンボルモジュロに基づく母行列を説明する。ただし、場合によっては、説明を容易にするために、いずれか一つに対してだけ説明することにする。

まず、Ｎ＝１２によって生成された母行列を用いる方法を説明する。

図２２は、正規循環プレフィクスの場合、Ｎ＝１２によって生成されたセルＩＤ／シンボルモジュロに基づいた母行列でパンクチャされる列を示した図である。また、図２３は、Ｎ＝１２によって生成されたセルＩＤ／シンボルモジュロに基づいた母行列をサブフレームに適用した場合を示す。図２３において、左側は正規循環プレフィクスの場合に該当し、右側は拡張循環プレフィクスの場合に該当する。図２３において、正規循環プレフィクスの場合は０、２、５、９番目の列がパンクチャされ、拡張循環プレフィクスの場合は０、１、２、３、６、９番目の列がパンクチャされる。このとき、パンクチャされる列は、セル固有のＲＳが位置する領域又は制御チャネルが位置する領域に該当する。

このとき、最後の列は、最後のＯＦＤＭシンボルにマッピングされるように構成する。

一方、図２４は、ＭＢＭＳ単一周波網（ＭＢＳＦＮ）サブフレームにＮ＝１２の母行列を適用した例を示した図である。図２４において、０、１番目の列がパンクチャされる。

また、ＣＲＳを使用したり、ＣＲＳをＰＲＳと共に使用したりすることを考慮し、パンクチャ時に時間領域で多重ピークが存在しないように設計することもできる。

特にＣＲＳの再利用パターンを考慮し、循環シフトと共にパンクチャを行うことができる。例えば、ＣＲＳの再利用パターンは、１Ｔｘの場合、［０，１，２，３，４，５，０，１，２，３，４，５］^Tであるので、これは、セルＩＤ／シンボルモジュロに基づく母行列で１番目の列（ｃｏｌｕｍｎ０）に該当する。したがって、１番目の列をＣＲＳ位置に一致させ、それをパンクチャすることができる。一例として、制御チャネル領域を除いたＣＲＳのうち１番目のＣＲＳシンボル（ｎ_sym＝４）位置に母行列の１番目の列を一致させるために、右側に２だけ循環シフトを適用し、該当のＣＲＳ位置でパンクチャを行うことができる。

図２５は、正規循環プレフィクスの場合、図２２に示した行列を右側に２だけ循環シフトさせた結果を示した図である。

図２６は、拡張循環プレフィクスの場合、図２２に示した行列を右側に３だけ循環シフトさせた結果を示した図である。

図２７は、図２５の行列と図２６の行列をそれぞれサブフレームに適用し、パンクチャを行った結果を示した図である。図２７の左側は拡張循環プレフィクスの場合に該当し、図２７の右側は拡張循環プレフィクスの場合に該当する。

また、図２８は、図２５の行列をＭＢＳＦＮサブフレームに適用し、パンクチャを行った結果を示した図である。

図２５〜図２８のように、母行列に循環シフトを行い、循環シフトが行われた母行列をサブフレームに適用することが可能である。

また、［０，１，２，］^Tの１番目の列（ｃｏｌｕｍｎ０）をサブフレームの最後のＣＲＳシンボル位置に合わせてパンクチャすることができる。図２９は、正規循環プレフィクスの場合、Ｎ＝１２の母行列の１番目の列をサブフレームの最後のＣＲＳシンボルに合わせてパンクチャを行う例を示した図である。また、図３０は、ＭＢＳＦＮサブフレームで、Ｎ＝１２の母行列の１番目の列をサブフレームの最後のＣＲＳシンボルに合わせてパンクチャを行う例を示した図である。

一方、コスタス配列に基づいた母行列を生成する方法を説明する。

図３１は、Ｎ＝１２のコスタス配列の一例を示した図である。Ｎ＝１２のコスタス配列としては多くの種類が可能であるが、図３１の場合を例に挙げる。図３２は、図３１のコスタス配列をサブフレームに適用した場合を示した図である。図３２の左側に示したサブフレームは正規循環プレフィクスの場合に該当し、右側に示したサブフレームは拡張循環プレフィクスの場合に該当する。また、図３３は、図３１のコスタス配列をＭＢＳＦＮサブフレームに適用した場合を示した図である。

一方、Ｎ＝１２の母行列は、Ｎ＝６から生成された母行列を拡張し、パンクチャを行って生成することができる。このとき、Ｎ＝６の母行列をサブフレームに合わせて拡張することを除いては、残りの内容は上述した内容と類似する。

まず、Ｎ＝６に基づいて生成されたコスタス配列に基づく母行列（図１７と図１８を参照）によって拡張された形態を説明する。ここで、ＣＲＳの再利用（０，１，２）（３，４，５，）に相応する列だけがパンクチャされるように予め置換することができる。このとき、適切な列を混ぜてマッピングすることができる。

下記の式９は、コスタス配列に基づく母行列の一例を示す。

（式９）

式９の母行列を拡張してサブフレームに適用することができる。図３４は、正規循環プレフィクスの場合、Ｎ＝６のコスタス配列に基づく母行列をサブフレームに適用し、パンクチャを行った一例を示した図である。また、図３５は、拡張循環プレフィクスの場合、Ｎ＝６のコスタス配列に基づく母行列をサブフレームに適用し、パンクチャを行った一例を示した図である。

一方、式９の母行列に適切な列及び行の置換を適用することが可能である。図３６は、本発明の一実施例に係るＮ＝６のコスタス配列に基づく母行列をサブフレームに適用し、パンクチャを行った一例を示した図である。図３６の左側は正規循環プレフィクスに該当し、右側は拡張循環プレフィクスに該当する。

また、パンクチャされたとき、セルＩＤ番号を全周波数帯域にわたって均一に分布させることを考慮し、母行列をサブフレーム上にマッピングすることができる。図３７は、本発明の一実施例に係るＮ＝６のコスタス配列に基づく母行列をサブフレームに適用し、パンクチャを行った一例を示した図である。図３７で左側に示したサブフレームは正規循環プレフィクスの場合に該当し、右側に示したサブフレームは拡張循環プレフィクスの場合に該当する。

一方、セルＩＤ／シンボルモジュロに基づく母行列をサブフレーム上に適用することができる。図３８は、本発明の一実施例に係るＮ＝６のセルＩＤ／シンボルモジュロに基づく母行列をサブフレームに適用し、パンクチャを行った一例を示した図である。図３８で、左側のサブフレームは正規循環プレフィクスの場合に該当し、右側のサブフレームは拡張循環プレフィクスの場合に該当する。

（３）母行列の少なくとも一つ以上の列又は行が繰り返されて拡張される形態

この場合は、母行列の少なくとも二つ以上の列又は行の順序が変えられて拡張される形態を含む。

この方法は、与えられた資源より小さい母行列を拡張する際に、ＣＲＳとの干渉及び同期時の多重ピークを除去（サブフレームでの空の副搬送波をなくす。）するための各要素を考慮して拡張するものである。このとき、ＣＲＳの左右シンボルにＣＲＳと同一の再利用パターンの列があると、ＣＲＳとＰＡ−ＲＳとの間の干渉問題を解決することができる。図３９は、本発明の一実施例に係る、コスタス配列に基づく母行列の少なくとも一つ以上の列又は行が繰り返されて拡張される形態を示した図である。また、図４０は、本発明の一実施例に係る、セルＩＤ／シンボルモジュロに基づく母行列の少なくとも一つ以上の列又は行が繰り返されて拡張される形態を示した図である。

（４）ミラーリングマッピング

与えられた資源より小さいＮの母行列を拡張する際に、ミラーリング形態を用いて拡張することができる。換言すると、Ｎの母行列を繰り返すとき、繰り返される境界で反射されて対称になるようにマッピングすることができる。単純繰り返しによって拡張する場合は、衝突するパターンが同一である一方、反射による拡張は衝突を他の副搬送波にランダム化させることができる。また、周波数領域に拡張する場合は、上半部の行列のマッピング手順の逆順にマッピングすることができる。図４１は、本発明の一実施例に係る、コスタス配列を用いたミラーリングマッピングの結果を示した図である。図４１で、左側のサブフレームは正規循環プレフィクスの場合に該当し、右側は拡張循環プレフィクスの場合に該当する。

一方、ユーザ機器の位置推定のためのＰＲＳパターンは、次のように生成することができる。周波数再利用が６である場合、スロットｎ_ｓにおいて、ＰＲＳシーケンスｒ_ｌ，ｎｓ（ｍ）は、位置測定のための複素変調シンボルａ^（ｐ） _ｋ，ｌに次の式１０によってマッピングされる。

（式１０）

式１０で、Ｎ^ｃｅｌｌ _ＩＤはＰＣＩを示し、Ｎ^ＤＬ _ＲＢはダウンリンク帯域を示し、Ｎ^{ｍａｘ，ＤＬ} _ＲＢは最大ダウンリンク帯域を示す。

図４２は、周波数再利用６に対する本発明の一実施例に係るＰＲＳパターンを示した図である。

次に、ＰＲＳパターンの性能をシミュレーションするための内容を説明する。

基本シミュレーションパラメーターは、次の表１に示すとおりである。ＣＲＳ及びＰＲＳが共に使用可能であるとしても、純粋なＰＲＳ性能の観点で別個の提案を比較するためにＰＲＳだけが測位に使用される。Ｅｓ／Ｉｏｔと基準信号受信電力（ＲＳＲＰ）は、各セルに対する可聴性を測定するためにユーザ機器側で測定される。Ｅｓは、所望の信号の信号エネルギーであり、Ｉｔは、干渉信号のパワースペクトル密度であって、通常はＳＩＮＲとも呼ばれる。

測定結果がしきい値を満足すると、感知されたセルに対して推定されたタイミングの精度を調べるためにレプリカに基づくタイミング測定が行われる。測位の性能は、可聴性及び推定されたタイミングの精度に依存する。タイミングの精度は、ＰＲＳパターン及びシーケンスの自己相関又はクロス相関に依存する。一方、可聴性は、時間及び周波数再利用に依存する。別個のＰＲＳパターンから自己相関プロファイルの影響を調べるために、タイミング観測窓に依存する二つの仮定を考慮する。

１）理想タイミング仮定

タイミング測定は、最も速い経路に対応する理想的なタイミング位置付近で行われる。ＰＲＳパターンのため自己相関特性をほぼ反映することができない。測位の性能は、主に可聴性に依存する。

２）実用タイミング仮定

タイミング観測窓は１０ｋｍまでに至る。測位の性能は、タイミング精度において、自己相関性能によって部分的に影響を受ける。したがって、測位の性能は、ＰＲＳパターンに対して可聴性及びタイミング精度の両方に影響を与える。

上記の内容によると、ＰＤＣＣＨシンボルの可能な個数は、システム帯域幅が３ＭＨｚ以上である場合は３個で、システム帯域幅が３ＭＨｚ未満である場合は４個である。この場合、測位性能を低下させないために、ユーザ機器の動作は二つ存在する。第一の動作は、ユーザ機器が常に最大のＰＤＣＣＨシンボルを仮定することで、第二の動作は、ＰＤＣＣＨシンボルの個数に対する関連パラメータがユーザ機器に通知されることである。第一の動作は、ＰＲＳパターンを設計することが明確である一方、第二の動作は、通知のための追加的なオーバヘッドが必要である。また、性能の利得において第二の動作は明確でない。したがって、第一の動作がＰＲＳパターン設計のために有利である。したがって、Ｎ^ＤＬ _ＲＢ＞１０である場合にＰＤＣＣＨシンボルの個数が３個であると仮定し、Ｎ^ＤＬ _ＲＢ≦１０である場合にＰＤＣＣＨシンボルの個数が４個であると仮定してＰＲＳパターンが設計されるように提案する。

しかし、図４２に示すように、上述のとおりシステム帯域幅によってＰＤＣＣＨシンボルの個数を変更するのではなく、ＰＲＳが伝送されるとき、ＰＤＣＣＨは常に３個にし、正規循環プレフィクスの場合、ＰＲＳは４番目（時間軸上で最も速いＯＦＤＭシンボルから０、１、２、…と番号を付与したとき）のＯＦＤＭシンボルから伝送されるように構成し、拡張循環プレフィクスの場合、４番目のＯＦＤＭシンボルではＣＲＳが伝送されるので、ＰＲＳは４番目のＯＦＤＭシンボルでパンクチャされ、５番目のＯＦＤＭシンボルから伝送されるように構成することができる。

一方、ＰＤＣＣＨのためのシンボルの個数は最大３個に構成し、残りのシンボルに対してＰＲＳを伝送することが可能である。また、ＣＲＳが伝送されるＯＦＤＭシンボルに対して、ＰＲＳはパンクチャして構成することができる。以下では、ＰＣＩとＰＲＳ−ＩＤとの関係を説明する。

現在の隣接セルの測定と既存のシステム（例えば、リリース８）の報告は、ＰＣＩに基づいて行われる。また、ＰＣＩの個数は、有効なセルＩＤ計画を考慮して決定される。ＰＲＳ−ＩＤのためのセル計画が必要であるので、ＰＣＩとＰＲＳ−ＩＤは１対１の関係を有することが当然である。また、位置報告において、既存のシステムと同一のフォーマットを再利用することができる。

最近、位置情報サービスは、異種の網内でのＰＣＩ衝突と混同の問題が指摘されている。ＰＣＩ衝突の確率は、セルのために使用可能なＰＣＩの個数に依存する。ＨｅＮＢ／ＣＧＳセルに割り当てられるＰＣＩの個数は配置に依存するため、衝突の確率は決して些細な問題ではない。

しかし、ＰＣＩ衝突と関連して、システムレベルで０〜５０個のＰＣＩを記憶しているときは、衝突確率はそれほど高くない。また、衝突確率は、ネットワークに基づくメカニズムによって更に減少させることができる。ダウンリンク及びアップリンク物理チャネルはＰＣＩに基づいて伝送されるため、ＰＣＩ拡張なしにＰＲＳ−ＩＤを拡張する場合、他の物理チャネルにおいてＰＣＩ衝突が再び発生する。

結論的に、ＰＣＩ範囲が拡張されない限り、ＰＲＳ−ＩＤ拡張は根本的な解決策ではない。

ＰＣＩ混同の問題と関連して、例えば、ユーザ機器がグローバルセルＩＤを報告することができる。

このような観点で、まず、ＰＣＩ衝突の問題に対する深刻性を明確にする必要がある。また、ＰＲＳ−ＩＤ拡張が良い解決策ではない。

ＰＣＩとＰＲＳ−ＩＤとの間の１対１の関係を提案する。帯域幅をより広くすると時間分解能が増加し、測位の性能が向上することは明らかである。図４３は、システム帯域幅ごとの測位の性能を示した図である。図４３に示すように、システム帯域幅を１０ＭＨｚまで制限することが妥当である。

一方、ＰＲＳパターンのためのシステム帯域幅を１０ＭＨｚ（１.４ＭＨｚ、３ＭＨｚ、５ＭＨｚ、１０ＭＨｚ）までにすることを提案する。

別個のサブフレーム間でＰＲＳパターンを時変にすることができる。時変ＰＲＳパターンと非時変ＰＲＳパターンは、トレードオフ関係にある。時変ＰＲＳパターンは測位性能を向上させるものと予想されるが、サブフレーム番号を通知するための追加的な通知が必要である。

図４４は、時変ＰＲＳパターンにおける測位性能を示した図である。非時変ＰＲＳパターンと比較すると、連続的なサブフレーム上で時変ＰＲＳパターンの平均の性能が良いことが分かる。しかし、性能利得は、追加的な通知オーバヘッドを考慮すると、それほど大きくない。

また、性能と追加的な性能との間のトレードオフを考慮すると、非時変ＰＲＳパターンが望ましい。

周波数と時間再利用接近との間にはトレードオフ関係がある。図４５は、直交周波数再利用６及び直交時間再利用６に対する測位の性能を示した図である。ＯＦＤＭシンボル内ですべての副搬送波が時間再利用内で占有されることが分かる。エネルギーが低いため、時間再利用の性能は周波数再利用の性能より良くないが、測位の収束は、複数のサブフレームの累積によって周波数再利用に類似する水準にまで向上させることができる。

したがって、直交周波数再利用が直交時間再利用より望ましい。

次に、ＰＲＳパターンを比較する。

まず、二つのカテゴリを説明する。

（１）直交再利用方式

別個のＰＲＳパターンは、直交時間又は周波数シフトによって生成される。パターンの個数は時間又は周波数再利用に対応する。例えば、再利用６の場合、６個の別個のＰＲＳパターンが存在する。

そして、複雑度減少スキームが可能である。

多重ピークは、サブフレーム上での空の副搬送波をなくすことによって除去することができる。

提案者はＡ社、Ｂ社、Ｃ社、Ｄ社及びＥ社などである。

（２）部分再利用方式

別個のＰＲＳパターンは、直交又は類似−直交時間及び／又は周波数シフトによって生成される。

パターンの個数は、時間及び／又は周波数再利用に対応する。例えば、３個のＰＤＣＣＨシンボルを仮定すると、正規循環プレフィクスの場合、９６（１２×８）個の別個のＰＲＳパターンが存在する。

複雑度は、別個のＰＲＳパターンによって減少させることができる。

部分再利用は、各セルからＰＲＳ伝送の確率を制御することによって行うことができる。

サブフレーム内の空の副搬送波のため、複数の穴、すなわち低自己相関プロファイルが存在する。このような特性は、非常に低いＳＩＮＲレベルで行われる隣接セルの測定において非常に重要である。

提案者はＦ社、Ｇ社、Ｈ社などである。

上記提案のうち、測位性能を調査する。別個のＰＲＳパターンに対して別個の変調シーケンスを適用する。計算のために、ＰＲＳパターンに依存する別個のＲＳ増強を考慮する。このとき、増強レベルは、一つのＯＦＤＭシンボルでの伝送エネルギーを互いに同一にするためのものである。

Ａ社、Ｅ社：６ｄＢ

Ｆ社、Ｇ社：９ｄＢ

Ｂ社：３ｄＢ

図４６は、理想タイミング仮定における別個のＰＲＳパターンに対する性能比較の結果を示す。図４６によると、タイミング測定窓が狭いため、別個のパターンに対するタイミング精度は互いに異なっていない。

Ｂ社のパターンの場合、シンボルエネルギー（一つのサブフレームにおける二つのＯＦＤＭシンボル）が低いため、測位精度が他の会社に比べて低い。しかし、一つのセルで与えられた資源要素（ＲＥ）に対する干渉はセルＩＤ計画が適用された場合に緩和される。

部分再利用に基づくパターンからの可聴性は、より大きい周波数再利用１２のためにやや低い。

理想タイミング仮定は、別個のＰＲＳパターンから自己相関プロファイルの特性を反映することができない。

図４７は、実用タイミング仮定における別個のＰＲＳパターンに対する性能比較の結果を示す。

図４７によると、直交再利用に基づくパターン（Ａ社、Ｅ社）は、自己相関プロファイルがより良い（サブフレーム内に空の副搬送波がない）ため最も良い性能を示すことが明らかである。Ｂ社のパターンは、空の副搬送波及び時間再利用によってエネルギーが低い自己相関プロファイルのため、性能が最も悪い。Ａ社のパターンにおいては、特定セル内で、直交ＰＲＳパターンは、別個の伝ぱ（播）遅延を有するすべてのＰＲＳ要素に対して隣接セルのＰＲＳパターンと衝突するおそれがある。

部分再利用に基づくパターン（Ｆ社、Ｇ社、Ｈ社）の測位性能は、自己相関プロファイルが悪いため、直交再利用に基づくパターンより悪い。

上記のうち、ＣＲＳとＰＲＳとの間の衝突を考慮して設計されているため、Ｆ社のパターンが最も良い測位性能を示す。

各提案は、空の副搬送波位置が別々であるので、自己相関プロファイルは空の副搬送波に依存する。

Ｅｓ／Ｉｏｔしきい値が誤警報率によるパターンから決定されるとき、可聴性は実際には増加しない。

実用タイミング仮定は、実質的に別個のＰＲＳパターンから自己相関プロファイルに影響を与える。

図４８は、基地局及びユーザ機器に適用可能であり、上述した方法を実行することができるデバイスの構成を示したブロック図である。図４８に示すように、デバイス１００は、処理ユニット１０１、メモリユニット１０２、無線周波（ＲＦ）ユニット１０３、表示ユニット１０４及びユーザインタフェースユニット１０５を含む。物理インタフェースプロトコルの階層の機能は、処理ユニット１０１で実行される。処理ユニット１０１は、制御プレーン及びユーザプレーンを提供する。各階層の機能は処理ユニット１０１で実行することができる。処理ユニット１０１は、上述の本発明の実施例を実行することができる。具体的に説明すると、処理ユニット１０１は、ユーザ機器測位用サブフレームを生成したり、サブフレームを受信してユーザ機器の位置を測定したりする機能を実行することができる。メモリユニット１０２は、処理ユニット１０１と電気的に接続されており、オペレーティングシステム、応用プログラム及び一般ファイルを記憶している。デバイス１００がユーザ機器のときは、表示ユニット１０４は、多様な情報を表示することができ、公知の液晶ディスプレイ（ＬＣＤ）、有機発光ダイオード（ＯＬＥＤ）などを用いて具現することができる。ユーザインタフェースユニット１０５は、キーパッド、タッチスクリーンなどの公知のユーザインタフェースと組み合わせて構成することができる。ＲＦユニット１０３は、処理ユニット１０１と電気的に接続されており、無線信号を送信又は受信する。

以上説明した各実施例は、本発明の各構成要素と各特徴とが所定形態で結合されたものである。各構成要素又は特徴は、別途の明示的な言及がない限り、選択的なものとして考慮しなければならない。各構成要素又は特徴は、他の構成要素や特徴と結合されない形態で実施することができる。また、一部の構成要素及び／又は各特徴を結合して本発明の実施例を構成することも可能である。本発明の各実施例で説明する各動作の順序は変更可能である。いずれかの実施例の一部の構成や特徴は、他の実施例に含ませたり、他の実施例の対応する構成又は特徴に置き換えたりすることができる。特許請求の範囲で明示的な引用関係のない各請求項を結合して実施例を構成したり、出願後の補正によって新しい請求項を含ませたりすることが可能であることは自明である。

本発明で、ユーザ機器（ＵＥ）は、移動機（ＭＳ）、加入者局（ＳＳ）、移動体通信加入者局（ＭＳＳ）又は移動端末などの用語に置き替えることができる。

一方、本発明のＵＥとしては、ＰＤＡ、セルラ電話機、パーソナル通信サービス（ＰＣＳ）電話機、世界移動体通信システム（ＧＳＭ）電話機、広帯域ＣＤＭＡ（ＷＣＤＭＡ）電話機、移動体広帯域システム（ＭＢＳ）電話機などを用いることができる。

本発明の各実施例は多様な手段によって具現することができる。例えば、本発明の各実施例は、ハードウェア、ファームウェア、ソフトウェア又はそれらの組合せなどによって具現することができる。

ハードウェアによる具現の場合、本発明の各実施例に係る方法は、一つ又はそれ以上の特定用途集積回路（ＡＳＩＣ）、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、デジタル信号処理デバイス（ＤＳＰＤ）、プログラム可能論理デバイス（ＰＬＤ）、フィールドプログラム可能ゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、プロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサなどによって具現することができる。

ファームウェア又はソフトウェアによる具現の場合、本発明の各実施例に係る方法は、以上説明した機能又は動作を行うモジュール、手順又は関数などの形態で具現することができる。ソフトウェアコードは、メモリユニットに記憶されてプロセッサによって駆動され得る。メモリユニットは、プロセッサの内部又は外部に位置し、既に公知となった多様な手段によってプロセッサとの間でデータを取り交わすことができる。

本発明は、その精神及び必須特徴を逸脱しない範囲で他の特定の形態で具体化することができる。したがって、上述の詳細な説明は、すべての面で制限的に解釈してはならず、例示的なものとして考慮しなければならない。本発明の範囲は、添付された請求項の合理的な解釈によって決定しなければならなく、本発明と均等な範囲内でのすべての変更は本発明の範囲に含まれる。また、特許請求の範囲で明示的な引用関係のない各請求項を結合して実施例を構成したり、出願後の補正によって新しい請求項を含ませたりすることができる。

本発明は、無線移動体通信システムの端末機、基地局、又はその他の機器に使用可能である。

Claims (6)

1. 無線移動体通信システムにおけるユーザ機器の位置を測定する方法であって、
   複数の基地局から所定周期で前記ユーザ機器の測位用基準信号を含む複数のサブフレームを受信するステップと、
   前記の受信した複数のサブフレームに含まれた前記ユーザ機器の測位用基準信号間の基準信号時間差（ＲＳＴＤ）を用いて前記ユーザ機器の位置を測定するステップと、を有し、
   前記ユーザ機器の測位用基準信号のパターンは６×６次元の対角母行列を繰り返すことによって生成され、前記基準信号のパターンは、前記サブフレームの直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）シンボル上にマッピングされ、共通基準信号（ＣＲＳ）が伝送されるＯＦＤＭシンボルにおける前記ユーザ機器の測位用基準信号はパンクチャされ、
   時間インデクスが最も小さい前記サブフレームのＯＦＤＭシンボルを０番目のＯＦＤＭシンボルとし、正規循環プレフィクスを有するサブフレーム及び拡張循環プレフィクスを有するサブフレームにおいて、２番目のＯＦＤＭシンボルは前記ユーザ機器の測位用基準信号としては使用されず、
   セルごとに前記ユーザ機器の測位用基準信号のパターンに周波数シフトが適用され、
   前記周波数シフトは、Ｎ^ｃｅｌｌ _ＩＤｍｏｄ６に基づいて決定され、Ｎ^ｃｅｌｌ _ＩＤはセル識別子であり、ｍｏｄはモジュロ演算子である、方法。
2. 正規循環プレフィクスを有する前記サブフレームにおいて、３番目以上のＯＦＤＭシンボルは前記ユーザ機器の測位用基準信号のパターンに使用される、請求項１に記載の方法。
3. 拡張循環プレフィクスを有する前記サブフレームにおいて、４番目以上のＯＦＤＭシンボルは前記ユーザ機器の測位用基準信号のパターンに使用される、請求項１に記載の方法。
4. 無線移動体通信システムにおけるユーザ機器であって、
   複数の基地局から所定周期で前記ユーザ機器の測位用基準信号を含む複数のサブフレームを受信する受信部と、
   前記受信部に電気的に接続され、前記の受信した複数のサブフレームに含まれた前記ユーザ機器の測位用基準信号間の基準信号時間差（ＲＳＴＤ）を用いて前記ユーザ機器の位置を測定する処理部と、を備え、
   前記ユーザ機器の測位用基準信号のパターンは６×６次元の対角母行列を繰り返すことによって生成され、前記基準信号のパターンは前記サブフレームの直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）シンボル上にマッピングされ、共通基準信号（ＣＲＳ）が伝送されるＯＦＤＭシンボルにおける前記ユーザ機器の測位用基準信号はパンクチャされ、
   時間インデクスが最も小さい前記サブフレームのＯＦＤＭシンボルを０番目のＯＦＤＭシンボルとし、正規循環プレフィクスを有するサブフレーム及び拡張循環プレフィクスを有するサブフレームにおいて、２番目のＯＦＤＭシンボルは前記ユーザ機器の測位用基準信号としては使用されず、
   セルごとに前記ユーザ機器の測位用基準信号のパターンに周波数シフトが適用され、
   前記周波数シフトは、Ｎ^ｃｅｌｌ _ＩＤｍｏｄ６に基づいて決定され、Ｎ^ｃｅｌｌ _ＩＤはセル識別子であり、ｍｏｄはモジュロ演算子である、ユーザ機器。
5. 正規循環プレフィクスを有する前記サブフレームにおいて、３番目以上のＯＦＤＭシンボルは前記ユーザ機器の測位用基準信号のパターンに使用される、請求項４に記載のユーザ機器。
6. 拡張循環プレフィクスを有する前記サブフレームにおいて、４番目以上のＯＦＤＭシンボルは前記ユーザ機器の測位用基準信号のパターンに使用される、請求項４に記載のユーザ機器。

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