JP5687303B2 - 無線移動通信セッション開始のための改良型ランダムアクセス・プリアンブル・コーディング - Google Patents

Description

本発明は移動無線通信分野、特に多重アクセス通信セッションの開始に関するものである。

近年、移動無線通信の普及は劇的に広がっている。近い将来、この技術は近代的な都市部、さらには加入者電話システムの普及が不十分な郊外または発展途上地域でも、さらに普及することが予想される。これに伴って無線トラフィックが増加すると、与えられた水準のシステムインフラストラクチャに利用可能な通信帯域幅を酷使することになる。したがって、このようなトラフィック増加を処理するために、無線通信システムの帯域幅利用の効率化に大きな関心が集まっている。

現在のデジタル通信技術では、帯域幅利用を拡大して無線トラフィックの搬送量を増加させるために多重アクセス技術を利用している。現状のアプローチにおいて、多重通信通話または無線「接続」の同時動作を可能にするために、当該分野では時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）および符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）の両方が使用されている。この記述において、「通話」は音声通信、データ通信、その他あらゆるタイプのデジタル通信を表す。ＴＤＭＡ通信は、その名前が示すとおり、複数の通信にそれぞれタイムスロットを割り当てて、短い周期で各通話を交互に伝送する。一方、ＣＤＭＡは特定コードで信号を変調することにより、時間および周波数を共有して複数の通信セッションを伝送することができる。受信側では、コードの適用によって、対応する通話が復元され、同時に受信した他の通話は除外される。

当該分野では基本的なことであるが、無線通信ネットワークにおける単一の基地局がカバレッジエリアあるいは「セル」における複数の移動無線通信と通信セッションを行う。さらに、各基地局はそのセル内の無線ユニットに関連して開始の可能性がある新しい通信セッションに利用可能な残余帯域幅を把握している。これに関連して、基地局は電源オン状態でセル内に存在する移動無線ユニット、さらにその識別も把握している。このように、無線ユニットは電話ネットワークのあらゆるところから着信を受けることがあり、また、無線ユニット自体からも発呼によって接続を開始することができる。

無線ユニットが特定の電話番号に電話するためには、基地局に接続要求を送る必要がある。従来のシステムによれば、そこで開始シーケンスが実行され、基地局によって所要通信のチャンネルが割り当てられ、無線ユニットから応答が帰される。

例えば、ＣＤＭＡシステムでは、基地局と無線ユニットは、両者の間の通信リンクに使用される変調コードに関して「同意」しなければならない。従来のＣＤＭＡシステムでは、無線ユニットが基地局カバレッジエリア内で固定的な性質をもたないため、コードは先験的に決定されない。したがって、変調コードの割り当て前に無線ユニットと基地局が通信する技術が発達した。この初期化のための広く使用されている手法によると、基地局は初期化のために通信フレーム内の予約タイムスロットの数および位置を示す信号をその領域内の未接続無線ユニットに定期的にブロードキャストする。これらのブロードキャスト信号はそれぞれの無線ユニットで受信され、ユニットは１つのタイムスロットで信号を基地局に送って接続を要求することができる。この要求信号は一般に「プリアンブル」と呼ばれ、それに続いて送信のメッセージ部分が伝送される。

しかし、複数の無線ユニットが同時に通信を確立しようとして、同じタイムスロットで同時にプリアンブルを送る可能性も高い。したがって、従来のＣＤＭＡ無線通信システムでは、１つの変調コードセットを指定して、その中から無線ユニットが接続要求のためのコードを選択するようにしている。変調コードセットの中の異なるコードでコード化された同時受信メッセージの送信元を基地局が分離することができるという意味で、セット内の各コードは互いに直交関係にある。通常、要求元の無線ユニットは擬似ランダム的に変調コードを選択するので、これらのチャンネル選択コードは一般に「ランダムアクセス」コードと呼ばれる。あるカバレッジエリアにおいて同じタイムスロットで接続要求する２つ（または、それ以上）の無線ユニット間で衝突する確率は、このランダムアクセスコードによって大幅に減少する。例えば、１６の利用可能なランダムアクセスコードの１つを使用して、接続要求に利用可能なタイムスロットが８つとすれば、接続要求する２つの無線ユニットの間で衝突が起こる確率は１／８から１／１２８に減少する。

このランダムアクセスアプローチに関する例では、送信のプリアンブル部分の生成に２５６チップ拡散コードを使用する。この従来のアプローチは「Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ ＴＳ ２５．２１３ Ｖ２．１．０： Ｓｐｒｅａｄｉｎｇ ａｎｄ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ （３ｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ， １９９９）」に記述されている。このアプローチに従って通信セッションを要求する際に、無線ユニットはプリアンブル用として１６の署名シンボルから１つをランダムに選択する。署名は、プラスまたはマイナスの複素数Ａ＝１＋ｊからなる１６シンボルシーケンスで構成される。［Ａ、Ａ、Ａ、−Ａ、−Ａ、−Ａ、Ａ、−Ａ、−Ａ、Ａ、Ａ、−Ａ、Ａ、−Ａ Ａ Ａ］が１６シンボル署名の１例である。このプリアンブルにおける各シンボルは２５６個の連続チップに拡散され、その拡散プリアンブルが要求元無線ユニットによって変調され、基地局に送信される。

しかしながら、無線ユニットの本質である移動性のため、同時にコード化された要求信号の分離にはある程度の困難が伴う。上述の２５６チップ拡散コード化ランダムアクセスプリアンブルなどのランダムアクセスコードによって、理論的に互いに直交する署名が得られるが、この直交性は基地局での同時受信を前提とする。上述のように、基地局によって指定されるタイムスロットで複数の移動機からプリアンブルが同時に送信される。しかし、セル内の様々異なる距離から同時に送信されたプリアンブルは同時に基地局に到達するとは限らない。従来の２５６チップ拡散コード化のアプローチによると、あるプリアンブルと他のプリアンブルに時間差があると、コード化署名は必ずしも互いに直交しない。換言すれば、この従来アプローチにしたがってコード化された時間差プリアンブルは互い相互相関関係にある。したがって、情況によっては、従来のＣＤＭＡ基地局は複数の無線ユニットから異なるランダムアクセスコードを常に識別できるとは限らない。

異なる伝送距離から受信したランダムアクセスコードの相互相関について、上記に従来手法によって考察した。例えば、無線ユニットの署名を非常に長いプリアンブルに拡散するためにアップリンク拡散コードの実数バージョンを使用するいわゆる「長」コードが開発されている。そのアプローチでは、与えられたセル内で予想される最長遅延時間よりかなり長いプリアンブル長が選択される。この長コードは例えば、１６ビットゴールド（Ｇｏｌｄ）コード署名シンボルＡの各ビットを多数のチップ、例えば２５６チップに拡散するだけで得られ、この場合、１６ビットシンボルは２５６チップ値の１６シーケンスになって、全長は４０９６チップである。この長いプリアンブルは、相対的に最大遅延（すなわち最大距離差）で受信した直交署名間の相互相関を大幅に減少させる。

しかし、この長コードアプローチが要求元の移動無線ユニット間の速度変化に弱いことは従来通りである。周知のドップラ効果は周期的な信号の移動源による周波数偏移を表す。移動中の自動車、列車、特に飛行機に搭載される移動無線ユニットの場合、ドップラ偏移は位相シフトが要求の送信長にわたって蓄積する原因になる。上述のように、従来の「長」ランダムアクセスコードは４０９６チップの長さ（すなわち、１６シンボルのそれぞれについて２５６チップ）をもち、その長さにわたって直交署名を解析することにより、異なる無線ユニットが識別される。このようにコードが長いため、蓄積されたドップラ位相シフトはコード間の相互相関の原因となり、同時伝送要求を基地局で識別することができない場合がある。

伝送信号上のドップラ偏移に対処するために、ランダムアクセスチャンネルプリアンブルをコード化する別のアプローチが考え出された。その１つは、プリアンブルの隣接シンボル間の相違によって署名を決定するディファレンシャルコーディング法を利用する。このディファレンシャルアプローチでは、遅延信号にある程度の相互相関が見られ、同時送信中の移動無線ユニット間の距離差に弱い。そのため、ゆっくり移動する送信機または固定送信機が伝送距離の変化に対して適切な直交性を示すように、長い（例えば４０９６チップ）プリアンブルにわたるコヒーレントコードディングが使用され、高速で移動する移動体にはディファレンシャルコーディングが利用される。もちろん、移動体の速度に応じて異なるランダムアクセスチャンネルコードディングを実施すると、送信機および基地局の複雑さがかなり増加する。

もう１つのアプローチは、高速で移動する送信機のためのセグメント化非コヒーレントデコーディングを使用するもので、レシーバは、例えば４シンボル当たり４セグメントシンボル程度の比較的短いセグメント単位でプリアンブルをデコードする。しかし、この方法によると、セグメントは互いに直交関係にならない。

したがって、本発明の目的はセル内の様々な距離からの移動無線伝送に強く、また速度変化の大きい移動機からの伝送にも強いランダムアクセスチャンネル識別方法を提供することである。

本発明の目的はさらに、計算効率のよい方法でプリアンブルのコーディングおよびデコーディングを実行できるランダムアクセスチャンネル識別方法を提供することである。

本発明の目的はさらに、無線通信セッションを確立する際に送信機の移動に起因する大幅な周波数オフセットを許容し得るランダムアクセスチャンネル識別方法を提供することである。

本発明のその他の目的および利点は、以下の説明と付図によって当業者に明らかにされる。
本発明はウォルシュ・アダマール（Ｗａｌｓｈ Ｈａｄａｍａｒｄ）コードに基づく伝送プリアンブルを使用する無線通信システムに適用することができる。コードシンボルを複数回反復して拡散を実行することにより、長コードの長さに対応する長さのプリアンブルが作成され、拡散状態で反復する直交シンボルのプリアンブルが作成される。プリアンブルはセル特定の長コードと乗算され、基地局での受信時には、この逆プロセスによってプリアンブルが復元される。

発明の好ましい実施例による無線通信システムのセルを示すブロック図。 発明の好ましい実施例による図１の無線通信システムの移動無線電話を示すブロック図。 発明の好ましい実施例による図１の無線通信システムの基地局を示すブロック図。 無線通信のコーディングにおけるデータフローを示す機能図。 発明の好ましい実施例に従ってプリアンブルを生成するためのコードシンボル構成を示す図。 発明の好ましい実施例による無線ユニットおよび基地局の動作を説明するフローチャート。 発明の第１の好ましい実施例により基地局に設けられたチップレート復調／逆拡散回路のブロック図。 発明の第２の好ましい実施例により基地局に設けられたチップレート復調／逆拡散回路のブロック図。 発明の第３の好ましい実施例により基地局に設けられたチップレート復調／逆拡散回路のブロック図。

本発明は無線の音声・データ通信システム、特にカバレッジエリアあるいは「セル」内で無線ユニットが移動する場合における無線音声・データ通信システムに関連して記述される。また、本発明に関する特定の好ましい実施例は、符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）タイプの多重通信をセル内の基地局で取り扱うようなシステムに関連して記述される。しかしながら、本発明は、他の通信システム、例えば時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）や他のスペクトル拡散または広帯域技術を採用する移動無線通信にも適用することが考慮されている。したがって、以下の記述は単なる例示であって、本発明の特許請求範囲に記載された範囲を制限することを意図しない。

発明の好ましい実施例による無線通信システムの開発例が図１に図示される。図１に示されるように、基地局１０はカバレッジエリアあるいはセル１４の中央寄りに配置される。基地局１０は従来技術と同様に、セル１４内に物理的に位置する無線ユニットＵＥとの間で広帯域またはスペクトル拡散無線通信を行う固定施設である。図１で示されるように、当該分野で典型的なものとして、無線ユニットＵＥはデジタル携帯電話などの移動無線ユニットである。セル１４内の無線ユニットＵＥの台数は、時間帯や曜日のほか、セル１４内の無線電話密度に影響する出来事に大きく依存して変動する。

一般に、セル１４内の無線ユニットＵＥの大部分が移動機であり、任意の時刻にセル１４内の伝送領域のいたるところに散在する。例えば、無線ユニットＵＥ₂は基地局１０のごく近くに位置するが、無線ユニットＵＥ_nは基地局１０から比較的離れたセル１４の周縁部近くに位置する。その上、無線ユニットＵＥはセル１４内を移動することが可能である。例えば、無線ユニットＵＥ₁は速度ｖで基地局１０から遠ざかることもある。従来技術では、無線ユニットＵＥの相互距離とそれらの移動速度の変動によって、接続要求のためのプリアンブルコードの識別が困難になる。後述するように、発明の好ましい実施例のプリアンブルコーディングによれば、相当な速度で移動する移動体によって相異なる距離から伝送されるコード化プリアンブルを十分に効率的に識別することができる。

この例では、基地局１０と無線ユニットＵＥの間で行われる通信は、無線ユニットＵＥの１つと電話ネットワーク内における別の電話との間で交わされる音声通話である。したがって、後述のように基地局１０は無線ユニットＵＥと広帯域通信するための適切な回路を有する。さらに、基地局１０は個々の無線ユニットＵＥと一般交換電話網（ＰＳＴＮ）の間で通信リンクの交換をある程度のレベルで実行する交換システム１２を有する。

上述のように無線ユニットＵＥは移動無線電話セットに対応している。図２は典型的な移動無線ユニットＵＥ_jの電子回路のブロック配線図である（一般的に、添え字ｊは図１で示される無線ユニットＵＥの１つを表す）。もちろん、図１で示されるような全体的なシステムにおける無線ユニットＵＥは、それぞれ異なった回路で構成されると考えられる。したがって、図２で示される無線ユニットＵＥ_jの回路構成は単なる例示であって、他の代替的回路構成を本発明で使用することも可能である。

図２に示される代表的な回路構成はＴＤＭＡおよびＣＤＭＡの広帯域通信を実行するのに通常使用されるようないわゆる「第２世代」または「２Ｇ」ベースバンド構成に対応している。無線ユニットＵＥ_jの無線サブシステム２２は直接アンテナＡに接続されており、アンテナＡを介して送受信される信号の電力増幅とアナログ処理を行う。送信側では、無線サブシステム２２の変調器２７は送信用信号をＲＦ（無線周波数）インターフェース回路３０から入力して、シンセサイザ２５の制御によって広帯域の変調アナログ信号を生成する。パワーアンプ２１はアンテナＡからの送信用として変調器２７の出力を増幅する。受信側では、アンテナＡからの入力信号をレシーバ２３で受信し、シンセサイザ２５の制御によってフィルタにかけられ、処理されて、ＲＦインターフェース回路３０に送られる。

ＲＦインターフェース回路３０は無線ユニットＵＥ_jのアナログのベースバンド範囲で入力、出力の両信号を処理する。送信側において、ＲＦインターフェース回路３０はデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）３２からデジタル信号を入力し、特定の伝送プロトコルに適した適切なフィルタリングと位相変調を実行する。例えば、コード化デジタルビットストリームの多重チャンネルをＤＳＰ３２からＲＦインターフェース回路３０に送ることができる。ＲＦインターフェース回路３０はこれらのディジタルデータをアナログ変換し、選択された変換ビットストリームを位相偏移によって同相（Ｉ）および直交（Ｑ）アナログ信号成分の両方を生成し、上記無線サブシステム２２の変調器２７に送るための適切な信号になるようにアナログフィルタリングを施す。

受信側では、無線サブシステム２２のレシーバ２３で受信したアナログ信号をＲＦインターフェース回路３０がＤＳＰ３２による処理に適したデジタル形式に変換する。例えば、受信信号の同相（Ｉ）、直交（Ｑ）成分は分離されてフィルタにかけられる。そして、ＲＦインターフェース回路３０によってＡ／Ｄ変換を実行して、別々にフィルタにかけられた受信信号の各成分に対応するデジタルビットストリームをＤＳＰ３２に入力することができる。

ＤＳＰ３２は送信用信号と受信信号の両方に適切なデジタル信号処理を施す。これに関係して、ＤＳＰ３２はオーディオインターフェース３４に接続され、そのオーディオインターフェースは入出力用のマイクロホンＭとスピーカＳにそれぞれ接続される。オーディオインターフェース３４は必要なＡ／Ｄ変換回路を有し、マイクロホンＭから入力される音に基づいてサンプリングされたビットストリームディジタル信号を生成するためにフィルタリングを行う一方、Ｄ／Ａ変換回路を有し、受信、処理された通信に対応するアナログの信号でスピーカＳを駆動するためにフィルタリングおよび増幅を行う。

ＤＳＰ３２によって実行されるデジタル機能は当然、無線ユニットＵＥ_jが使用する通信プロトコルに依存する。受信側において、ＤＳＰ３２は受信したデジタル拡散信号からデータ信号を検索するためにＲＦインターフェース回路３０からのデータをチャンネルデコーディングするなどの機能を実行し、続いて、チャンネルデコードされたデータからのスピーチシンボルのデコーディングを逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）等の手法によって実行する。また、受信信号に対するイコライゼーション、エラー修正、復号の各処理も適宜実行される。受信側のＤＳＰ３２によって処理された信号はつぎに、オーディオインターフェース３４に入力され、増幅の後、スピーカＳから出力される。

送信側では、実質的に逆の動作が行われる。マイクロホンＭからオーディオインターフェース３４を経て入力されるデジタルサンプリングされた音声入力は、例えばシンボルＤＦＴ動作によってコード化され、そのシンボルはチャンネルコードでデジタルスペクトル拡散信号にコード化される。そして、必要なプレイコライゼーションやフィルタリングと共に、スクランブリングあるいは他の暗号化処理が実行される。このように処理されたデジタル信号は上述のようにＲＦインターフェース回路３０に入力される。

本発明の好ましい実施例によれば、ＤＳＰ３２は無線ユニットＵＥ_jから送信されるプリアンブルコードの生成機能を備えている。これらのプリアンブルコードは、無線電話通話などの通信セッションの開始を要求するためにアンテナＡから送信される。この好ましい実施例によると、無線ユニットＵＥ_jが自動車、列車、飛行機などの高速輸送手段上で使用されている場合に基地局１０（図１）から無線ユニットＵＥ_jまでの広い距離範囲にわたって識別可能なように、これらの直交プリアンブルコードが選択される。これらのプリアンブルの生成については以下に詳しく述べる。

これに関連して、ＤＳＰ３２は送受信の両動作に必要なかなりのデジタル処理能力を備えることが好ましい。ＤＳＰ３２としての使用するために好適なデジタル信号プロセッサの一例に、テキサス・インスツルメンツ社製デジタル信号プロセッサのＴＭＳ３２０ｃ５ｘファミリがある。

図２に示されるように、無線ユニットＵＥ_jには、その他の支援回路も設けられる。この例では、マイクロコントローラ３６はデータ経路以外の無線ユニットＵＥ_jを制御する。そのようなコントロール機能には、リソース管理、オペレーティングシステム管理、ヒューマンインターフェース管理が含まれ、これに関係して、マイクロコントローラ３６はフラッシュメモリ３３（オペレーティングシステムおよびユーザ設定の記憶用）、ＳＩＭカード３５（拡張機能用）、キーパッド３７、ユーザディスプレイ３８のようなファンクションと一緒に動作する。さらに、図１に示されるように、無線ユニットＵＥ_jは無線ユニットＵＥ_jのバッテリ状態をモニタし、スリープモード等の節電機能を実行するためにバッテリ・インターフェースおよび電力制御サブシステム３１を有する。

第二／第三世代トランシーバ基地局用として、発明の好ましい実施例による基地局の構造例について図３を参照しながら説明する。当業者には明らかな通り、この特定の構成は単なる例示であって、他の基地局構成も本発明に従って使用可能である。

図３に示されるように、基地局１０は増幅送信信号を１つ以上の基地局アンテナＢＳＡから送出するとともに、それらアンテナＢＳＡから受信した信号を増幅するための増幅器４２を有する。ＲＦインターフェース・ファンクション４４は、適切な送受信フォーマッティング／フィルタリング回路を含む。さらに、ＲＦインターフェース・ファンクション４４は、増幅された受信信号をデジタル化するＡ／Ｄ変換器と、伝送信号をアナログ化するＤ／Ａ変換器を含む。このように、ＲＦインターフェース・ファンクション４４がベースバンド・インターフェース４５とデジタル的に接続されることにより、ＲＦインターフェース・ファンクション４４とベースバンド装置４０の間で適切な信号フォーマッティングが行われる。

ベースバンド装置４０は物理層インターフェース５５およびネットワークインターフェースアダプター５６を介してＥ１またはＴ１クラス等の末端ネットワークあるいは図３で示されるパケットネットワークと通信する。物理層インターフェース５５およびネットワークインターフェースアダプター５６は従来のサブシステムであって、ネットワークタイプおよび基地局１０に好適な対応インターフェースに従って選択される。図１の構成では、ネットワークインターフェースアダプター５６は交換システム１２とのインターフェースを行う。

ベースバンド装置４０は基地局１０で無線通信を処理する際にデジタル信号処理機能を実行する。このファンクションを実行するために、ベースバンド装置４０は、１つ以上の高性能デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）装置、例えばテキサス・インスツルメンツ社製ＤＳＰのＴＭＳ３２０ｃ５ｘおよびＴＭＳ３２０ｃ６ｘクラスのものと、基地局１０のデジタル処理条件に好適なメモリおよび外部ファンクションとを含むサブシステムになると考えられる。図３では、ベースバンド装置４０の構造面よりも機能面の構成を示しているが、当業者には明らかなとおり、この機能的説明により、従来の集積回路を使用して基地局１０の所要能力に応じたベースバンド装置４０を容易に実現することができる。

送信側において、ベースバンド装置４０は図３で示されるように、物理層インターフェース５５とベースバンド・インターフェース４５の間に接続されるエンコード／変調ファンクション５４を含む。エンコード／変調ファンクション５４は物理層インターフェース５５からディジタルデータを受け取って、特定のプロトコルに適したデジタル処理機能を実行する。例えば、エンコード／変調ファンクション５４は最初に、受信ディジタルデータをシンボルにコード化する。これらのシンボルは選択されたチップレートに従って拡散コードによってチップシーケンスに拡散され、また、この過程でシンボルが多重サブチャネルに拡散されることもある。通常、受信側の無線ユニットＵＥがこの基地局１０からの送信と隣接セルからの送信を区別することができるように、拡散シンボルにセル特定のスクランブリングコードが適用される。つぎに、拡散シンボルが変調されるが、一般に多重サブチャネルは同相（Ｉ）および直交（Ｑ）グループに分割されるので、最終的な変調信号には両方の成分が含まれる。スペクトル拡散信号はチャンネルひずみに対する適切なフィルタリングおよびプレイコライゼーションの後にベースバンド・インターフェース４５に印加され、ＲＦインターフェース・ファンクション４４および増幅器４２を経てアンテナＢＳＡから送出される。

受信側では、ＲＦインターフェース・ファンクション４４で受信信号のデジタル化の後、入力デジタル信号がベースバンド・インターフェース４５からベースバンド装置４０に送られる。これらの信号は、詳細に後述するチップレート復調／逆拡散ファンクション４８に印加され、デジタル化された受信データから伝送シンボルが得られる。基地局１０がそのセル１４内の複数の無線ユニットＵＥから複数チャンネルを介して信号を受信することを考慮して、チャンネル推定ファンクション４６はランダムなチャンネル変化を想定する。チャンネル推定ファンクション４６およびチップレート復調・逆拡散ファンクション４８の出力はシンボルユーザ検出・結合ファンクションに供給されて、復調データが各チャンネルに関連づけられた後、チャンネル毎すなわち通話毎にシンボルデコードファンクション５２によって受信シンボルは物理層インターフェース５５およびネットワークインターフェース・ファンクション５６を介するネットワーク通信に適したビットストリームにデコードされる。

上述のように、本発明は図１に例示する無線電話ユニットＵＥなどの移動機による接続要求の生成と、対応の基地局１０における接続要求の受信およびデコーディングとに関するものである。図４、図５を用いて、発明の好ましい実施例による接続要求プリアンブル生成動作の原理を以下に説明する。

例えば図２のように構成された移動体ユーザユニットＵＥなどの送信要素を図１のシステムにおいて使用する場合のデータフローを図４に示す。この例では、データビットストリームｘ（ｋ）は、例えば最終データメッセージの一部としての伝送シンボルストリームに対応する。このビットストリームｘ（ｋ）は動作５８で拡散コードｈ（ｋ）と乗算される。ビットストリームｘ（ｋ）の各ビットは当該分野で周知のように、拡散動作５８によって複数の「チップ」に拡散される。実際は、拡散動作５８においてビットストリームｘ（ｋ）の各ビットは特定のコードｈ（ｋ）で変調された一連のサンプルすなわちチップに変換され、この動作５８におけるチップレートはビットストリームｘ（ｋ）のデータレートの整数倍である。そして、特定のチャンネルのパワーを調整するために、利得段６０において動作５８による拡散出力に利得率βが適用される。

ビットストリームｘ（ｋ）に対応するチャンネルは、加算器６２でつぎに直交成分（Ｑ）と結合される同相成分（Ｉ）である。当該分野で周知のように、図４で示すような単独のデータチャンネルは、加算器６２によってそのデータチャンネルとは位相が９０°異なる制御チャンネルと結合して伝送することが可能であり、この直交構成によって受信側でデータとコントロール情報の分離が可能になる。また、当該分野で周知のように、伝送は多重データチャンネル上に実行され、分離を可能にするために各チャンネルは直交拡散コードｈ（ｋ）のセットのうち、それぞれ異なったコードを受信する。多重データチャンネルを同相と直交グループに分離し、加算器６２の前段で結合することも当該分野で周知である。記述を簡潔にするため、図４ではビットストリームｘ（ｋ）に対する１つだけのデータチャンネルが示されているが、当業者には容易に理解されるように、本発明は多重チャンネル伝送にも実施することができる。

つぎに、加算器６２からのＩおよびＱ成分は、動作６４においてスクランブルコードｃ（ｋ）でスクランブルされる。同一セル（例えば、図１のセル１４）で行われるすべての送信が同一スクランブルコードを使用するという意味で、スクランブルコードｃ（ｋ）はセル特定である。したがって、スクランブルコードｃ（ｋ）を使用することによって、それぞれのシステム要素は、そのセル内の通信と、他のセルから受信したかもしれない通信とを識別することができる。通常、スクランブルコードｃ（ｋ）は「長」コード、例えば４０９６チップ長のコードである。

スクランブル動作６４の後、スクランブルされた拡散信号は、動作６６、６８において送信用としてそれぞれ同相および直交成分に変調される。一般にスクランブルコードｃ（ｋ）に複素係数が含まれると、動作６６、６８による同相、直交出力成分は一般に、加算器６２への同相、直交入力成分に対応しない。

伝送に適用される図４のコーディングはもちろん受信側で完全に復元可能である。

音声またはデータ通信ペイロードのほかに、基地局１０との接続を要求するために図４のスキームにしたがって無線ユニットＵＥでプリアンブルが生成される。図１との関連で述べたように、本発明によると、基地局１０から大きく離れた場所をかなりな速度で移動する無線ユニットＵＥから同時に要求された場合でも直交性が得られるように、特定の拡散コードｈ（ｋ）が選択される。

発明の好ましい実施例によると、動作５８で適用される拡散コードｈ（ｋ）は１セットの直交ウォルシュ・アダマール・コードから選択された１つの反復に相当する。実際に、入力ビットストリームｘ（ｋ）を「１」と仮定しているので、動作５８の出力はウォルシュ・アダマール・コードシンボルそのものである。そして、この拡散コード出力とセル特定のスクランブルコードが動作６４で乗算される。詳細は後述するが、受信側における変換動作を容易にする意味で、ウォルシュ・アダマール・コードの選択は特に有用である。

代表的な発明の好ましい実施例によると、スクランブルコードｃ（ｋ）は長さ２²⁵−１の実数値ゴールドコードの４０９６チップセグメントである。同相専用チャンネルアップリンクスクランブルコードと同じ方法でセル特定のスクランブルコードｃ（ｋ）を形成し、それを、直交ゴールドコードの２５６の直交４０９６チップセグメントの１つとして選択するのが好ましい。なお、その２５６のコードはコード生成時に異なる初期シフトレジス値から決定される。その結果として得られたスクランブルコードｃ（ｋ）は、それぞれ異なるウォルシュ・アダマール・コードに対応する１６の可能なプリアンブルコードｈ（ｋ）と関連づけられる。

周知のように、長さ１６のウォルシュ・アダマール・コードｈ_m（ｋ）は、ｍ＝０、１、．．、１５として以下のように表される。

この代表例によると、選択されたプリアンブルコードｈ（ｋ）はつぎに説明するようなインタリーブ方式で２５６回繰り返される。

もちろん、これ以外のプリアンブルコード長と反復の組み合わせも同様に使用可能である。例えば、長さ３２のアダマール・コードを１２８回繰り返しても、４０９６チップ・スクランブルコードに対応する。アプリケーションによっては、長さの異なるスクランブルコードが使用可能であって、その場合、さらに多くのコード長と反復回数の組み合わせが得られる。

ｍ＝０、１、…、１５としたとき、１６のウォルシュ・アダマール・コードｈ_m（ｋ）のセットを想定し、ｎ＝０、１、…、２５５としたとき、２５６のスクランブルコードＣ_n（ｋ）のセットを想定する。ただし、各コードｈ_mは１６チップ長、各コードＣ_nは４０９６チップ長である。図４の動作６４で出力されるｍ番目のプリアンブルはｎ番目のスクランブルコードｓ_mnに対応し、次のように表される。

は、長さ１６のウォルシュ・アダマール・コードの２５６回反復に相当する。図５で示されるように、発明の好ましい実施例によるプリアンブル７０の構成は、１６の可能なウォルシュ・アダマール・コードシンボルｈ_mを２５６回繰り返して作成した４０９６チップの１つから成る。言い換えれば、２５６コードシンボルｈ_mのそれぞれの中で第１ビットが同じであり、２５６コードシンボルｈ_mのそれぞれの中で第２ビットが同じであり、以下同様になる。ゴールドコードの場合は、シンボルの各ビットは複数チップ分だけ繰り返され、続いて次のビットはそのチップ分だけ繰り返され、以下同様であり、この点において、プリアンブルシンボル７０の上記構成は、従来のゴールドコード化プリアンブルと好対照を示している。また、図５で示されるように、プリアンブルシンボル７０は上述のとおり、送信前に特定のセル特定スクランブルコードｃ_nと乗算される。

もちろん、ウォルシュ・アダマール・コードシンボルの反復数は適用される「長」コードの長さによって異なり、図５に関わる上記構成は単なる例示である。現在の規格に対応する別の例では３８４０チップ長コードが使用される。その場合、長さ１６のウォルシュ・アダマール・コードが２４０回繰り返される。

発明の好ましい実施例に従って接続を要求する際に無線ユニットＵＥおよび基地局１０で行われる全体的な動作について、図６を用いて説明する。以下の記述から明らかにされる通り、図６で示される動作は、発明の好ましい実施例による図２の無線ユニットＵＥの構成に含まれるＤＳＰ３２によって主として実行される。もちろん、図６の動作を実行する特定の回路は、無線ユニットＵＥを実現するために使用される特定の構成に依存する。図６で示されるように、この動作は、例えば基地局１０のサービスエリアであるセル１４に無線ユニットＵＥが入ったときに無線ユニットＵＥがセル１４からセル特定のスクランブルコードｃ_nを受信する過程７２で開始される。このセル特定のスクランブルコードｃ_nは無線ユニットＵＥによって接続要求用プリアンブルおよびペイロードの送信用に使用される。

過程７４において、無線ユニットＵＥは、任意の無線ユニットＵＥが接続要求のためにプリアンブルを伝送することのできる特定の周期的タイムスロットを示すブロードキャスト・メッセージを基地局１０から受信する。当該分野で周知のとおり、基地局１０からのブロードキャストは周期的に行われ、無線ユニットＵＥは接続要求に現在利用可能なタイムスロットに関する最新情報を受信することができる。もちろん、使用可能時間スロットの数は、セル内で発生する呼の瞬時トラフィックに依存して時間的に変化する。デシジョン過程７６において、無線ユニットＵＥは、そのユーザが発呼するか否かを決定する。否（デシジョン７６がＮＯ）の場合、無線ユニットＵＥは、接続要求に使用可能なタイムスロットに関する次のブロードキャストを受信するために過程７４に戻ってデシジョン７６を繰り返す。

ユーザが発呼する場合（デシジョン７６はＹＥＳ）、無線ユニットＵＥは過程７８において、接続要求の発信に使用可能なタイムスロットの１つを選択するとともに、プリアンブルを構成するためにウォルシュ・アダマール・コードｈ_mの１つを選択する。発明の好ましい実施例によると、同一セル１４内の別の無線ユニットＵＥが接続要求のために同じタイムスロットと同じウォルシュ・アダマール・コードを選択する確率を最小にするために、過程７８における選択動作は擬似ランダム選択アルゴリズムによって実行される。その結果、長さ１６のウォルシュ・アダマール・コードｈ_mが利用可能な上述の好ましい実施例では、選択過程７８において上記リストの１６コードｈ_mの１つがランダムに選択される。

過程８０において、無線ユニットＵＥのＤＳＰ３２は、最後のサンプリングコードの長さを合わせるために十分な回数だけコードシンボルを繰り返すことにより、選択されたウォルシュ・アダマール・コードｈ_mをインタリーブ形式で拡散する。４０９６チップ・スクランブルコードｃ_nを使用するこの例では、長さ１６のウォルシュ・アダマール・コードｈ_mが２５６回繰り返され（１６×２５６＝４０９６）。図５に関連して上述したインタリーブ形式でコードシンボルが効果的に拡散される。つぎに、基地局１０から受信したセル特定のスクランブルコードｃ_nにしたがって拡散コードシンボルを多重化するために、無線ユニットＵＥは過程８２を実行する。また、スクランブルされた信号を必要に応じてオーバサンプリングすることも可能である。このプリアンブルは変調され、過程７８で選択された使用可能タイムスロット期間中に無線ユニットＵＥから基地局１０へ送信される。

過程８６において基地局１０はプリアンブルを受信する。図２に示される代表的構成の基地局１０に含まれる増幅器４２、ＲＦインターフェース４４、ベースバンド・インターフェース４６などの回路において、このプリアンブルに対応する受信信号に増幅、Ａ／Ｄ変換、フィルタリング等の処理が施される。その結果として得られたデジタル信号は、基地局１０のチップレート復調・逆拡散ファンクションによって逆スクランブル、復調、逆拡散され、無線ユニットＵＥが選択、送信した特定のウォルシュ・アダマール・コードシンボルｈ_mは復元される。

発明の好ましい実施例によるチップレート復調・逆拡散ファンクション４８の代表的構造が図７に示されており、これは図６の方法に従って動作する。

詳細は後述するが、この構造によると、入力デジタル信号は最初に、発明の好ましい実施例による過程８８における様々なインタリーブ拡散コードシンボルをデインタリーブするために、一連のタップ付き遅延線１００に印加される。図７で示されるように、例示遅延線１００₀の各遅延線１００は一連の遅延段Ｄを含む。オーバサンプリング・ファクタをｎとして、各遅延線１００の長さは１６ｎである。タップは最初の遅延段Ｄの前に位置し、その後はｎ番目ごとの遅延段の前に位置する。図７に示される遅延線１００₀の例では、タップ間に２つの遅延段Ｄが入るように、オーバサンプリング・ファクタはｎ＝２である。遅延線１００₀の出力は遅延線１００₁の入力に印加され、順次次の遅延線に印加される。長さ１６のウォルシュ・アダマール・コードを２５６回拡散するこの例では、チップレート復調・逆拡散ファンクション４８に含まれる遅延線１００の個数は、図のシーケンスにおける最後の遅延線が１００₂₅₅であることから明らかなように２５６である。

遅延線１００からのタップは、逆拡散器１０２のうち適当な何個かに接続される。入力ビットストリームの対応ビットを合成してコードシンボル用ビット値に戻すための回路または機能が逆拡散器１０２で形成され、それによって各ビットのチップ数が単一ビット値に「逆拡散」される。さらに、逆拡散器１０２は送信時に実行された拡散コードとスクランブルコードｃ_nの乗算の逆操作を行うためにセル特定のスクランブルコードの適切な係数を入力ビットに加える。長さ１６のウォルシュ・アダマール・コードのこの例において、逆拡散器１０２を１６インスタンス（すなわち、逆拡散器１０２₀〜１０２₁₅）設けると、各逆拡散器１０２は図７に示すように２５６の長さになる。シンボルの繰り返しを行う発明の好ましい実施例によると、シンボル内のビットは上述のように反復の間にインタリーブされる。一連の逆拡散器１０２₀〜１０２₁₅の逆拡散器１０２の位置に対応するタップ位置から２５６の遅延線１００の各タップに接続される各逆拡散器１０２によって図６のフローに示すデインタリーブ動作が実行される。例えば、第１の逆拡散器１０２₀は図示されるように遅延線１００₀から第１タップと、さらに遅延線１００₁〜１００₂₅₅の２５５個のそれぞれからも第１タップが接続される。第２の逆拡散器１０２₁は図示されるように遅延線１００₀からｎ遅延段後の第２タップと、さらに遅延線１００₁〜１００₂₅₅の２５５個のそれぞれからも第２タップが接続される。この例では、残りの逆拡散器１０２₂〜１０２₁₅のすべてに対して、この構成が続く。各逆拡散器１０２への入力タップの組み合わせが分析されて出力ビットが生成され、逆拡散器１０２からの出力の組み合わせによって、この実施例における１６ビットのシンボルが構成される。

１６の逆拡散器１０２₀〜１０２₁₅の出力は１６ビットシンボルとして変換・コード相関ファンクション１０４に印加され、変換・コード相関ファンクション１０４は過程９４で例えば相関に基づいてこのシンボルとセット中の可能なウォルシュ・アダマール・コードｈ_mのそれぞれとを比較する。この例では、変換・コード相関ファンクション１０４は長さ１６のウォルシュ・アダマール変換を実行して、その結果を可能なコードｈ_mのための各変換に関連させる。１６の出力が生成され、各出力は可能なコードｈ_mの１つと関連づけられていて、受信ビットストリームとその関連コードｈ_mとの相関程度を表す。そして、これらの出力は基地局１０において例えばシンボルユーザ検出・合成ファンクション５０（図３）で解析され、デコードされたプリアンブルに対応する要求を送信した無線ユニットＵＥのアイデンティティが識別される。このデコードされたプリアンブルが有効であると仮定して、過程９６で基地局１０が要求元無線ユニットＵＥから要求された接続を開始することにより、音声またはデータペイロード情報の通信が可能になる。

この好ましい実施例によると、プリアンブルコードの分解能において大きな利点が得られる。図５に例示される拡散プリアンブルコードのインターリービングにより、コード化シンボルがコヒーレントである期間が短くなり、直交状態が維持される。上記例では、それぞれのシンボルは１６チップの期間（の適用オーバサンプリング・ファクタ倍）はコヒーレントで、２５６回繰り返される。このようにコヒーレントな期間が短いと、その期間中の蓄積ドップラ位相シフトの影響が小さいので、高速で移動する移動機のプリアンブルが確実に識別される。一方、長いコード長にわたってシンボルの反復を行うと、セル内の様々な距離に位置する無線ユニットから伝送されるプリアンブルを識別することができる。上記例では、長さ１６のコードシンボルが２５６回繰り返され、その結果、４０９６チップシンボルが得られ、受信遅延時間に大きな変動がある場合でも識別することができる。

さらに、図７に関する例で述べたように、発明の好ましい実施例によるプリアンブルコーディングはデコードの際に特に効率的である。図７において、それぞれの逆拡散器１０２を互いに並列動作させることにより、全体の逆拡散過程９０（図６）を一度に実行することができる。また、発明の好ましい実施例のプリアンブルコーディングのための予想計算量は従来のゴールドコーディング以下と推測される。その結果、高速で移動し距離も様々に異なる場合にプリアンブルを正確に識別する本発明の利益は、計算費用をかけることなく実現され、さらに計算量も軽減される。

上述のように、本発明は様々な構成で実行することができる。さらに、上記のコーディングおよびデコーディングは、上述した従来の長コヒーレントコードやセグメントコードを含めた従来のアプローチと組み合わせて実行可能なように考慮されている。そのような組み合わせでは、基地局は本発明によるプリアンブルや従来技術によるプリアンブルの受信、デコードを行い、その場合、最大相関が得られるアプローチを基地局で使用するように考慮されている。

これに関連して、図８に第２の好ましい発明実施例によるチップレート復調・逆拡散ファンクション４８’の構造の詳細を示す。この第２実施例は入力プリアンブルのセグメント型ノンコヒーレント・デコーディングに対応しており、この特定例では、４つのセグメントはそれぞれ６４シンボル長であって、各シンボルは長さ１６のウォルシュ・アダマール・コードである。もちろん、他のセグメント長も、必要に応じて異なるコード長と組み合わせて使用することができる。代替例として４０９６チップ長コードと長さ１６のウォルシュ・アダマール・コードの場合、セグメントの長さおよび数はそれぞれ、３２シンボルが８セグメントと、１２８シンボルが２セグメントからなる。

図８で示されるように、ここでも入力データストリームは、図７の例と同様に遅延線１００で受信される。前述と同様に、遅延線１００は２５６個の遅延線１００₀〜１００₂₅₅を備えており、オーバサンプリング・ファクタをｎとして、各遅延線には１６×ｎの遅延段Ｄが含まれる。前述と同様に、遅延線１００からは長さ方向に沿ってタップが引き出され、この例では４０９６の出力タップＴ（０）〜Ｔ（４０９３）が引き出されている。これらの出力Ｔはインタリーブ形式で逆拡散器１２２₀〜１２２₆₃に印加される。なお、この実施例では逆拡散器の長さ６４である。

この第２の好ましい発明実施例によると、各コードシンボルは、４０９６チップ長のコード全体の長さにわたってコヒーレントであると言うよりも、６４シンボルのセグメントとして考えられる。したがって、逆拡散器１２２への入力は遅延線１００のサブセットからだけである。例えば、最初の逆拡散器１２２₀は最初の６４の遅延線１００₀〜１００₆₃の各第１タップ（すなわち、第１遅延段Ｄの前にあるタップ）に接続され、図８の用語に従えば、これらの入力は入力Ｔ（０）、Ｔ（１６）、Ｔ（３２）、．．．、Ｔ（１００８）である。次の逆拡散器１２２_１は最初の６４の遅延線１００₀〜１００₆₃の第２タップ、すなわちＴ（１）、Ｔ（１７）、．．．、Ｔ（１００９）に接続される。このように、逆拡散器１２２₀〜１２２₁₅は最初の６４の遅延線１００の各タップ、すなわち線Ｔ（０）〜Ｔ（１０２３）上の最初の１０２４タップに接続される。したがって、この発明実施例によれば、これら最初の１６の逆拡散器が長さ１６のウォルシュ・アダマール・コードシンボルの最初の６４反復のインタリーブサンプルを逆拡散することにより、４つのセグメントの第１セグメントのシンボルが逆拡散される。

６４反復の次のセグメントは、次グループの遅延線１００（すなわち、遅延線１００₆₄〜１００₁₂₇）の各第１タップに接続される逆拡散器１２２₁₆から始まる。なお、これら第１タップは線Ｔ（１０２４）〜Ｔ（２０３２）上にある。長さ６４の各逆拡散器１２２₀〜１２２₁₅の第１セグメントと同様に、残りの逆拡散器１２２₁₆〜１２２₆₃はさらに３つのセグメントで構成される。シンボルに適用される４セットの逆拡散器１２２は入力されたセル特定のコードを、送信時に６４シンボルのセグメントにセグメント化されたセル特定のコードが適用された程度に分割する。図８の用語に従えば、逆拡散器１２２₀の出力は線Ｖ（０）上に現れ、逆拡散器１２２₁の出力は線Ｖ（１）上に現れ、以下同様に、最後の逆拡散器１２２₆₃の出力はＶ（６３）上に現れる。

この例においては、逆拡散器１２２からの６４の出力Ｖ（０）〜Ｖ（６３）は長さ１６のウォルシュ・アダマール・コードシンボルを表す１６のグループで、４つのウォルシュ・アダマール変換・コード相関ファンクション１２４₀〜１２４₃の１つに印加される。具体的には、最初のウォルシュ・アダマール変換・コード相関ファンクション１２４₀にはＶ（１５）から出力Ｖ（０）、２番目のウォルシュ・アダマール変換・コード相関ファンクション１２４₁にはＶ（３１）から出力Ｖ（１６）、ウォルシュ・アダマール変換・コード相関ファンクション１２４₂にはＶ（４７）から出力Ｖ（３２）、そしてウォルシュ・アダマール変換・コード相関ファンクション１２４₃にはＶ（６３）から出力Ｖ（４８）がそれぞれ供給される。図７に関連して述べた通り、ウォルシュ・アダマール変換・コード相関ファンクション１２４は、入力シンボルを変換してその変換シンボルと長さ１６の可能な１６のウォルシュ・アダマール・コード値とを比較し、そして各ファンクション１２４は、入力シンボルが出力に対応するコード値と整合する程度を表す１６の出力Ｘを生成する。

この第２の好ましい実施例では、ウォルシュ・アダマール変換・コード相関ファンクション１２４からの出力Ｘは、それぞれのシンボル値との対応を決定するためにセグメント論理ファンクション１２６₀〜１２６₁₅に印加される。長さ１６のコードに対する可能なウォルシュ・アダマール・コード値の数は１６であるので、この実施例では、セグメント論理ファンクション１２６の数は１６である。これに関連して、セグメント論理ファンクション１２６₀は、表の上部に示されるウォルシュ・アダマール・コード値ｈ₀に対応し、一般的に表現すれば、セグメント論理ファンクション１２６_mは、ウォルシュ・アダマール・コード値ｈ_mに対応する。図８で示されるように、セグメント論理ファンクション１２６₀には、ウォルシュ・アダマール変換・コード相関ファンクション１２４₀から出力Ｘ（０）、ウォルシュ・アダマール変換・コード相関ファンクション１２４₁からの出力Ｘ（１）、ウォルシュ・アダマール変換・コード相関ファンクション１２４₂からの出力Ｘ（２）、ウォルシュ・アダマール変換・コード相関ファンクション１２４₃からの出力Ｘ（３）がそれぞれ供給される。これらの出力Ｘ（０）〜Ｘ（３）はそれぞれ、対応するウォルシュ・アダマール変換・コード相関ファンクション１２４に印加されるシンボルとウォルシュ・アダマール・コードシンボル値ｈ₀との整合度を表す。同様に、残り１５のセグメント論理ファンクション１２６₁〜１２６₁₅にも、対応するシンボルに対してウォルシュ・アダマール変換・コード相関ファンクション１２４のそれぞれから入力が印加される。

この第２の好ましい実施例では、セグメント論理ファンクション１２６はそれぞれの入力信号振幅の電力加算を実行する。具体的に、セグメント論理ファンクション１２６₀の例をとれば、電力加算は以下のようになる。

それぞれ対応するウォルシュ・アダマール・コードシンボルｈに対してセグメント論理ファンクション１２６から得られる加算結果は、どのシンボルがプリアンブルとして無線ユニットＵＥからの伝送されたのかを表すよい指標になる。発明のこの実施例によると、コヒーレンシを必要とする期間が６４シンボルに制限されるので、デコーディングのセグメント化によって、さらにドップラーシフト偏移の影響を受け難くし、その一方で、それぞれのセグメントがコード識別動作に寄与する。

ここで図９を用いて、第３の好ましい実施例によるチップレート復調／逆拡散ファンクション４８”の構造について説明する。ファンクション４８”の要素のうち、図８のファンクション４８’と共通する要素には同じ参照符号が付けられており、それら要素については新たに説明を加えない。

この第３の好ましい実施例によると、セグメント論理ファンクション１３６は差動符号化コードシンボルを検出し、また、この例では６４シンボルのセグメントに配列される。この実施例では、プリアンブルはセグメントごとのシンボルについて最大化された一連の相違に対応している。

この例では、図９で示されるチップレート復調／逆拡散ファンクション４８”の信号経路は、図８におけるファンクション４８’の信号経路と同じである。同様に、セグメント論理ファンクション１３６₀には、ウォルシュ・アダマール変換・コード相関ファンクション１２４₀からの出力Ｘ（０）、ウォルシュ・アダマール変換・コード相関ファンクション１２４₁からの出力Ｘ（１）、ウォルシュ・アダマール変換・コード相関ファンクション１２４₂からの出力Ｘ（２）、ウォルシュ・アダマール変換・コード相関ファンクション１２４₃からの出力Ｘ（３）がそれぞれ印加される。同様に、残り１５のセグメント論理ファンクション１３６₁〜１３６₁₅にも、対応するシンボルに対してウォルシュ・アダマール変換・コード相関ファンクション１２４のそれぞれから入力が印加される。

この好ましい実施例に従って差分値を求める際に、セグメント論理ファンクション１３６₀によって実行される機能は下記に対応する。

ただし、＊は複素共役を表す。残りのセグメント論理ファンクション１３６₁〜１３６₁₅も、それぞれの入力に応答して同じ差動動作を実行する。このようにして、セグメント論理ファンクション１３６のうち、差動動作に基づいて最大振幅出力を生成するものが、差動符号化された伝送プリアンブル値を示す。

コーディング、デコーディングに関する上記および他の代替実施例を本発明に適用しても、演算操作を効果的にして様々な伝送処理および移動体速度で良好な性能を達成することができる。

好ましい実施例に従って本発明を記述してきたが、これら実施例は変更や代替が可能であって、本発明の利点および恩恵を受けるそれら変更、代替物は当業者には明らかなように、この明細書および付図にに関連するものである。それら変更および代替物は特許請求の範囲に記載された発明の範囲に包含される。

（関連出願）
本願は、米国特許法１１９条（ｅ）（１）のもとで、１９９９年６月１１日出願の予備出願Ｎｏ．６０／１３８，７１３（ＴＩ−２９３２４ＰＳ）１９９９年６月１５日出願の予備出願Ｎｏ．６０／１３９，３３４（ＴＩ−２９３２４ＰＳ１）１９９９年７月８日出願の予備出願Ｎｏ．６０／１４２，８８９（ＴＩ−２９３２４ＰＳ２）の利益を主張する。これらの内容は、参照し本願に組み込まれる。

１０ 基地局
１２ 交換システム
１４ セル
２１ パワーアンプ
２２ 無線サブシステム
２３ 受信機
２５ シンセサイザ
２７ 変調器
３０ ＲＦインターフェース回路
３２ ＤＳＰ
３４ オーディオインターフェース
４０ ベースバンド装置
ＵＥ 無線ユニット

Claims (35)

1. プリアンブルを復号する方法であって、
   所定の長さを有するデータストリームから各グループ内の第２の数の信号を有する信号の第１の数のグループを抽出するステップと、
   信号の各抽出されたグループからの１つの信号を、第２の数の逆拡散回路のそれぞれ各々の逆拡散回路に適用するステップであって、無線セルに対応するスクランブルコードを前記１つの信号に適用することにより各逆拡散回路がそれぞれの出力信号を生成する、ステップと、
   前記第２の数の出力信号を複数のコードと比較するステップと、
   を含み、
   前記複数のコードが、無線セル内のユーザに対応する拡散コードである、前記方法。
2. 請求項１に記載の方法であって、
   前記複数のコードがウォルシュ・アダマール・コードである、前記方法。
3. 請求項１又は２に記載の方法であって、
   前記第２の数の出力信号と前記複数のコードの１つとの間の一致（match）に対応する信号を生成するステップを含む、前記方法。
4. 離れた送信機からのプリアンブルを復号する方法であって、
   所定の長さを有するデータストリームから各グループ内の少なくとも２ユーザに対する異なる第２の数の信号を有する信号の第１の数のグループを受信するステップと、
   スクランブルコードを含む前記データストリームを逆スクランブルするステップであって、前記スクランブルコードが無線セルに対応する、ステップと、
   信号の前記第１の数のグループを、前記第１の数の回数反復された前記第２の数の信号を有し、前記離れた送信機に対応するコードと相関させるステップと、
   を含む、前記方法。
5. 請求項４に記載の方法であって、
   前記コードがウォルシュ・アダマール・コードである、前記方法。
6. 請求項１、２、４、又は５のいずれか１つに記載の方法であって、
   前記第１の数と前記第２の数との積が前記所定の長さに等しい、前記方法。
7. 請求項６に記載の方法であって、
   前記第１の数が２５６であり、前記２の数が１６であり、前記所定の長さが４０９６である、前記方法。
8. 請求項７に記載の方法であって、
   前記データストリームが、無線送信機から無線セル内の無線受信機へ送信された前記所定の長さを有するプリアンブルであり、複数のコードの１つが前記無線送信機に対応し、前記スクランブルコードが前記無線セルに対応する、前記方法。
9. 請求項８に記載の方法であって、
   前記コードがウォルシュ・アダマール・コードであり、前記スクランブルコードがゴールド（Ｇｏｌｄ）コードの一部である、前記方法。
10. 請求項１、２、４、５、７〜９のいずれか１つに記載の方法であって、
    前記第１の数のグループの各グループが実質的に同一である、前記方法。
11. 請求項１、２、４、５、７〜９のいずれか１つに記載の方法であって、
    信号の前記第１の数のグループを逆拡散するステップを更に含み、それにより逆拡散された複数の信号を生成する、前記方法。
12. 請求項１１に記載の方法であって、
    前記逆拡散された信号を、前記第１の数の回数反復された前記第２の数の信号を有するコードと相関させるステップを更に含む、前記方法。
13. プリアンブルを復号する方法であって、
    所定の長さを有するデータストリームから各グループ内の第２の数の信号を有する信号の第１の数のグループを抽出するステップであって、各グループが第３の数のサブグループを含んでいる、ステップと、
    各サブグループからの１つの信号を、第３の数の逆拡散回路のそれぞれ各々の逆拡散回路に適用するステップであって、各逆拡散回路がそれぞれの出力信号を生成する、ステップと、
    各サブグループのそれぞれ各々の逆拡散回路からの前記出力信号から、第１の数の変換を生成するステップであって、各変換が前記第３の数の信号を有する、ステップと、
    前記変換をユーザ特定コードと比較するステップと、
    を含む、前記方法。
14. 請求項１３に記載の方法であって、
    第３の数の加算（sum）回路で各変換に対応するそれぞれの信号を加算するステップを更に含み、それにより前記第３の数の加算信号を生成する、前記方法。
15. 請求項１４に記載の方法であって、
    各変換に対応する前記それぞれの信号が、前記生成された変換の振幅の二乗である、前記方法。
16. 請求項１３に記載の方法であって、
    複数の積を生成するステップであって、各積がそれぞれの変換信号と別のそれぞれの変換信号の複素共役とを含む、ステップと、
    第３の数の加算回路の各々で複数の前記積を加算するステップであって、それにより、前記第３の数の加算信号を生成するステップと、
    を更に含む、前記方法。
17. 請求項１３、１４又は１６のいずれか１つに記載の方法であって、
    前記第１の数と前記第２の数との積が前記所定の長さに等しい、前記方法。
18. 請求項１３、１４又は１６のいずれか１つに記載の方法であって、
    前記第１の数が４であり、前記第３の数が１６であり、前記第２の数が１０２４であり、前記所定の長さが４０９６である、前記方法。
19. 請求項１３、１４又は１６のいずれか１つに記載の方法であって、
    前記変換がウォルシュ・アダマール変換である、前記方法。
20. 請求項１４又は１６に記載の方法であって、
    前記加算信号が前記データストリームと複数のコードの１つとの間の一致に対応する、前記方法。
21. 無線通信ネットワークのための基地局であって、
    通信信号を送受信するための少なくとも１個の基地局アンテナと、
    前記アンテナに結合され、前記アンテナから受信した又は前記アンテナへ送信される信号を送信及び受信フォーマットし、フィルタリングするための無線周波数インターフェース回路と、
    前記無線周波数インターフェース回路と電話ネットワークの間に接続され、前記基地局によりデータを受信した際及びデータが送信される際にデジタル動作を実行するためのベースバンド回路と、
    を含む前記基地局において、前記ベースバンド回路が、
    前記電話ネットワークから受信され、前記基地局から前記アンテナを介して送信されるデジタルデータを符号化及び変調するための回路と、
    無線ユニットにより送信されたプリアンブルコードを復元するための復調及び逆拡散回路と、
    を含み、
    前記復調及び逆拡散回路が、
    前記プリアンブルコードを含む受信信号に対応するビットストリームを受信するための一連の遅延線と、
    前記一連の遅延線の各々のタップ位置にそれぞれ接続され、前記遅延線の各々の対応位置からの対応ビットを受信するため、及び、そこからシンボルのビットを生成するための複数の逆拡散ファンクションと、
    前記複数の逆拡散ファンクションの各々により表されるシンボルを１セットの直交コードと比較するため、及び、前記表されたシンボルと前記セット内の前記直交コードの各々との相関を示す信号を生成するためのコード相関ファンクションと、
    を含む、基地局。
22. プリアンブルを復号する方法であって、
    所定の長さを有するデータストリームから各グループ内の第２の数の信号を有する信号の第１の数のグループを抽出するステップであって、各グループが第３の数のサブグループを有する、ステップと、
    各サブグループからの１つの信号を、第３の数の逆拡散回路のそれぞれの逆拡散回路に適用するステップであって、各逆拡散回路がそれぞれの出力信号を生成する、ステップと、
    前記第３の数の逆拡散回路からの前記出力信号からの少なくとも１つの変換を生成するステップであって、前記少なくとも１つの変換が前記第３の数の信号を有する、ステップと、
    を含む、方法。
23. 請求項２２に記載の方法であって、
    第３の数の加算回路で前記少なくとも１つの変換に対応するそれぞれの信号を加算するステップを更に含み、それにより前記第３の数の加算信号を生成する、方法。
24. 請求項２３に記載の方法であって、
    前記第１の数と前記第２の数との積が前記所定の長さに等しい、方法。
25. 請求項２４に記載の方法であって、
    前記第１の数が４であり、前記第２の数が１０２４であり、前記第３の数が１６であり、前記所定の長さが４０９６である、方法。
26. 請求項２４に記載の方法であって、
    前記少なくとも１つの変換がウォルシュ・アダマール変換である、方法。
27. 請求項２４に記載の方法であって、
    前記少なくとも１つの変換に対応する前記それぞれの信号が、前記変換信号の振幅の二乗である、方法。
28. 請求項２４に記載の方法であって、
    前記加算信号が前記データストリームと複数のコードの１つとの間の一致に対応する、方法。
29. 請求項２２に記載の方法であって、
    複数の積を生成するステップであって、各積がそれぞれの変換信号と別のそれぞれの変換信号の複素共役とを含む、ステップと、
    第３の数の加算回路の各々で複数の前記積を加算するステップであって、それにより、前記第３の数の加算信号を生成するステップと、
    を更に含む、方法。
30. 請求項２９に記載の方法であって、
    前記第１の数と前記第２の数との積が前記所定の長さに等しい、方法。
31. 請求項３０に記載の方法であって、
    前記第１の数が４であり、前記第２の数が１０２４であり、前記第３の数が１６であり、前記所定の長さが４０９６信号である、方法。
32. 請求項２９に記載の方法であって、
    前記少なくとも１つの変換がウォルシュ・アダマール変換である、方法。
33. 請求項２９に記載の方法であって、
    前記加算信号が、前記データストリームと複数のコードの１つとの間の一致に対応する、方法。
34. 遠隔デバイスと通信する方法であって、
    複数の直交コードから第１のコードを選択するステップと、
    所定の長さを有するシーケンスを生成するため、前記第１のコードを反復するステップと、
    プリアンブルを生成するため、前記シーケンスを前記所定の長さを有する第２のコードと組み合わせるステップと、
    前記プリアンブルを前記遠隔デバイスに送信するステップと、
    前記送信するステップに応答して前記遠隔デバイスからアクノリッジメントを受け取るステップと、
    を含む、方法。
35. 請求項３４に記載の方法であって、
    前記複数の直交コードが、無線セル内のユーザに対応するウォルシュ・アダマール・コードであり、前記第２のコードが無線セルに対応するスクランブルコードである、方法。

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