JP5680260B1 - デジタル保護リレー - Google Patents

Abstract

デジタル保護リレー（１０）は、アナログ入力回路として、電力系統の電気量を示す信号をアナログ信号として受け付ける入力変換部と、アナログ信号をデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換部（１５）とを備える。デジタル保護リレー（１０）は、演算制御部（１６）により、アナログ／デジタル変換部（１５）が変換したデジタル信号に基づいて保護演算を実行する。演算制御部（１６）は、オフセット電圧値（７４）を用いて保護演算を事項する保護演算部（６１）と、アナログ／デジタル変換部（１５）によりデジタル信号に変換される入力データ（７１）を、サンプリングのタイミングに従って逐次取得する入力データ取得部（２）と、各サンプリング値間の差分量に基づいて、少なくとも１サイクル内の入力データのうち差分量の極性が変化する期間内のサンプリング値に基づいてオフセット電圧値を算出するオフセット値算出部（６５）として機能する。

Description

本発明は、デジタル保護リレーに関し、特に、電力系統から少なくとも電流または電圧の情報をアナログ信号として取得するためのアナログ素子に起因する入力データの誤差を適切に補正するための技術に関する。

電力系統の運用を安定させるため、電力系統で発生した事故または異常を検出するための各種の装置が使用されている。例えば、デジタル保護リレーは、変流器（ＣＴ（Current Transformer））、計器用変圧器（ＰＴ（Potential Transformer）、またはＶＴ（Voltage Transformer））などから、系統の電圧値および電流値などの電気量を、アナログ入力素子によりアナログ信号として取得する。デジタル保護リレーは、所定の周期でアナログ信号をサンプリングし、ＡＤ（Analog to Digital）変換器によりデジタルデータに変換する。デジタル保護リレーは、このデジタルデータを用いて保護リレー演算を行うことで系統の故障の有無を判定する。例えば、デジタル保護リレーは、故障区間を検出すると、その故障区間を系統より切り離すために遮断器をトリップさせる等の保護動作を実行する。これにより、故障区間を電力系統から切り離す等の対処を速やかに行うことができる。

このようなデジタル保護リレーのアナログ入力回路は、典型的には、変成器、アナログフィルタ、サンプルホールド回路、マルチプレクサ、ＡＤ変換器などにより構成される。変成器は、系統の電圧値および電流値などの電気量の入力を受け付けて、デジタル保護リレーに適当な信号レベルに変換する。アナログフィルタは、商用周波数の入力成分に重畳する高周波ノイズ成分などを除去する。サンプルホールド回路は、アナログフィルタによって不要な周波数成分が除去された信号を保持する。アナログ入力回路は、複数のチャネルにより電気量の入力を受け付けることもあり、この場合、変成器、アナログフィルタおよびサンプルホールド回路の組が複数配置されることがある。マルチプレクサは、サンプルホールド回路から出力される複数のチャネルの信号を時分割多重化してＡＤ変換器へ出力する。ＡＤ変換器は、時分割多重化されたアナログ信号をデジタル信号に変換する。

このようなアナログ入力回路を構成するアナログ素子は、個体差が存在し、アナログ素子を構成する増幅器の部品のバラツキにより、入力電圧が零であっても、例えば数ｍＶから数１０ｍＶ程度の微小な直流電圧（オフセット電圧）が発生する。そのため、アナログ入力回路に入力される電気量をデジタル保護リレーがデジタルデータに変換する過程で、オフセット電圧が入力信号に重畳する。したがって、デジタル保護リレーが保護リレー演算を高精度に行うには、オフセット電圧を除去した上で演算を行う必要がある。

このようなオフセット電圧を除去する技術として、例えば、特開平１−１９８２１３号公報（特許文献１）がある。特許文献１には、入力データが、ある一定の電圧レベルを基準として振動する正弦波であることに着目して、電力系統の周波数と比べて十分に長い期間においてＡＤ変換器が出力するデジタルデータを積算し、積算結果の平均値をオフセット電圧値として算出する技術が記載されている。

特開平１−１９８２１３号公報

しかし、特許文献１に記載された技術によると、オフセット電圧を除去するため、入力信号の周波数と比べて十分長い期間の入力信号の積算量を用いているため、データの積算に長期間を要する。データの積算期間を、入力周波数の整数サイクルとすることで定常的な交流成分を平均化してオフセット電圧を除去することはできる。しかし、通常、サンプリングの周期は入力周波数に依存せず一定とする方式であるため、入力周波数が定格周波数からずれると、サンプリングにより得られるデータが整数サイクルから外れたものとなり、最大半波の平均誤差が生じる。特に、発電機の起動時には、周波数が数Ｈｚから定格周波数まで増加するのに数十分程度の時間をかけて発電機を保護することがある。この場合、入力周波数が定格周波数からずれることによる誤差を、無視できる水準のものとするには、長い積算期間を必要とする。そのため、発電機の起動開始後、長い積算期間を経るまでは、保護リレー演算の精度が期待できないという課題がある。

したがって、オフセット電圧を除去するためのオフセット電圧値を、より短期間で算出して更新する技術が必要とされている。本開示は、上述の課題に鑑みて、例えば５Ｈｚ程度の低周波数から定格周波数に至るまでの周波数が変化する期間においても、オフセット値の算出および更新を比較的短期間で行うデジタル保護リレーを提供することを目的とする。

一実施形態に従うデジタル保護リレーは、アナログ入力回路として、電力系統の電気量を示す信号をアナログ信号として受け付ける入力変換部と、アナログ信号をデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換部とを備える。デジタル保護リレーは、制御部により、アナログ／デジタル変換部が変換したデジタル信号に基づいて保護演算を実行する。制御部は、オフセット電圧値を用いて保護演算を実行する保護演算部と、アナログ／デジタル変換部によりデジタル信号に変換される入力データを、サンプリングのタイミングに従って逐次取得する取得部と、各サンプリング値間の差分量に基づいて、少なくとも１サイクル内の入力データのうち差分量の極性が変化する期間内のサンプリング値に基づいてオフセット電圧値を算出するオフセット値算出部とを含むよう構成されている。

上記一実施形態に従うデジタル保護リレーによると、少なくとも１サイクル内においてサンプリングされる各サンプリング値の差分量の極性が変化する期間内のサンプリング値に基づいて、オフセット電圧値を算出する。そのため、デジタル保護リレーは、従来と比べて、入力信号の周波数にかかわらず、例えば１サイクルなど少ないサイクルのサンプリング値を用いてオフセット電圧値を算出することができ、オフセット値の算出および更新を、例えば数秒程度の短期間で行うことができる。

この発明の上記および他の目的、特徴、局面および利点は、添付の図面と関連して理解されるこの発明に関する次の詳細な説明から明らかとなるであろう。

本実施の形態に従うデジタル保護リレーの構成を示すブロック図である。 デジタル保護リレー１０が受け付ける電流または電圧の交流入力とサンプリングのタイミングとを示す図である。 サンプリングの各タイミングにおける入力データの差分値ΔＶ（ｔ）の極性が変化する期間を示す。 デジタル保護リレー１０によるオフセット値の補正処理を示すフローチャートである。 サンプリング値から最大値と最小値とを検出するための処理を示す図である。 低周波の場合のサンプリングの例を示す図である。 実施の形態２のデジタル保護リレー１０−２の構成を示す図である。 実施の形態２のデジタル保護リレー１０−２の動作を示すフローチャートである。 サンプリング値の差分量の大きさと、電気角との関係を示す図である。 サンプリング値から最大値と最小値とを検出するための処理を示す図である。

以下、図面を参照しつつ、本発明の実施の形態について説明する。以下の説明では、同一の部品には同一の符号を付してある。それらの名称および機能も同じである。したがって、それらについての詳細な説明は繰り返さない。

＜関連技術におけるデジタル保護リレーのオフセット値算出＞
まず、本実施形態のデジタル保護リレーと比較するため、関連技術におけるデジタル保護リレーのオフセット値算出に要する期間の一例を説明する。

デジタル保護リレーに入力されるアナログ信号は、ある一定の電圧レベルを基準として振動する正弦波となる。そのため、関連技術のデジタル保護リレーは、電力系統の周波数と比べて十分に長い期間を設けて入力データのデジタルデータを蓄積し、蓄積されたデジタルデータの積算結果を平均することでオフセット電圧値を算出する。ここで、例えば、定格周波数を５０Ｈｚとし、サンプリング周波数を６００Ｈｚ（サンプル周期を定格周波数の電気角３０°とする）とし、積算期間のサンプル数をサンプル数「２^１６」とすると、積算期間は、積算期間＝（サンプル数／サンプリング周波数）＝（２^１６／６００）より約１０９秒となる。そのため、関連技術のデジタル保護リレーは、約１０９秒ごとにオフセット電圧値が演算される。

ここで、入力周波数が低周波数から徐々に増加していく場合の積算時間を試算すると、例えば、入力周波数が５Ｈｚの場合、以下のようになる。なお、定格周波数を５０Ｈｚとする。

入力電圧の実効値＝（１／１０）Ｖｎ
ここで、Ｖｎは、定格電圧である。入力周波数５Ｈｚは、定格周波数５０Ｈｚの１／１０であるため、発電機の出力も定格周波数による運転時の１／１０と仮定している。この場合、サンプリング間隔も、定格周波数の場合の１／１０となるので、電気角３°ごととなる。入力周波数が定格周波数からずれることにより、最大半波の平均誤差が生じる。

交流電圧の半サイクルの積算値を求めると、
交流電圧の半サイクルの積算値＝（１／１０）Ｖｎ√２（sin3 ＋ sin6 ＋…＋sin177）＝５．３９Ｖｎ （サンプリングのための電気角を、０°、３°、６°、・・・１７７°とする）
となる。

積算されるデータ数は、１秒間に６００個である。交流電圧の半サイクルの積算値を、積算されるデータ数で除算すると、
（交流電圧の半サイクルの積算値）／（積算されるデータ数）＝０．００８９９Ｖｎ
となる。すなわち、１ビットにつき、上記の電圧に相当する誤差が生じる。この誤差を、回路電圧に換算すると、回路電圧を１０Ｖ、アナログ回路のダイナミックレンジを２倍とすると、
１ビットの誤差に相当する電圧：（１０Ｖ／２Ｖｎ）×０．００８９９Ｖｎ＝４５ｍＶ
となる。

ここで、アナログ／デジタル変換器によるＡＤ変換が１６ビットＡＤ変換器で実行されるとすると、ＡＤ変換後の１ビットの量子誤差は、
ＡＤ変換後の１ビットの量子化誤差＝１０Ｖ／２^１５＝０．３ｍＶ
となる。この１ビットの誤差に相当する電圧（４５ｍＶ）を、１ビットの量子化誤差（０．３ｍＶ）程度とするには、
積算期間＝４５ｍＶ／０．３ｍＶ＝１５０秒
の積算期間を必要とする。したがって、上記の半波誤差を無視できる水準とするには、数分の長い積算期間を必要とする。

なお、デジタル保護リレーに入力される電流値については、ダイナミックレンジが、例えば５０倍程度と数十倍以上であるため、半波誤差による影響は、電圧による誤差の１０分の１以下となるため、以降の検討は電圧入力について行う。

これに対し、実施の形態１のデジタル保護リレーは、入力周波数が、例えば５Ｈｚ程度の低周波数から徐々に商用の定格周波数（例えば、５０Ｈｚ）に至るまで数分から数十分の時間をかけて変化する場合においても、オフセット電圧値を数秒程度の比較的短い時間で算出して更新する。

＜実施の形態１の構成＞
まず、実施の形態１に従うデジタル保護リレーの構成について説明する。

図１は、本実施の形態に従うデジタル保護リレーの構成を示すブロック図である。図１を参照して、デジタル保護リレー１０は、電力系統の電流情報、電圧情報を収集するとともに、収集した情報に基づいて、保護リレー演算を行う。

より具体的には、デジタル保護リレー１０は、複数の変成器１１−１〜１１−Ｎ（以下、「変成器１１」と総称する場合もある。）と、複数のアナログフィルタ１２−１〜１２−Ｎ（以下、「アナログフィルタ１２」と総称する場合もある。）と、複数のサンプルホールド回路１３−１〜１３−Ｎ（以下、「サンプルホールド回路１３」と総称する場合もある。）と、マルチプレクサ１４と、ＡＤ変換器１５と、演算制御部１６と、Ｄ／Ｏ１７と、サンプリング周期制御回路１８と、警報回路１９と、トリップ回路２０と、ＲＯＭ２１と、ＲＡＭ２２とを含む。

また、電力送電線２には、遮断器９が設けられるとともに、変流器（Current Transformer：ＣＴ）７および計器用変圧器（Potential Transformer：ＰＴ／Voltage Transformer：ＶＴ）８が設けられている。変流器７は、電力送電線２を流れる電流の情報（電流波形）を測定する。計器用変圧器８は、電力送電線２に生じる電圧の情報（電圧波形）を測定する。説明の便宜上図示していないが、三相交流の場合には、各相について、計器用変圧器を設けてもよい。変流器７および計器用変圧器８のそれぞれが測定した情報は、デジタル保護リレー１０へ入力される。すなわち、デジタル保護リレー１０は、電力送電線２を流れる電流の情報および電力送電線２に生じる電圧の情報を収集する。

デジタル保護リレー１０は、変成器１１、アナログフィルタ１２およびサンプルホールド回路１３により、電力系統の電気量を示す信号をアナログ信号として受け付ける入力変換部を構成する。また、図１に示すように、デジタル保護リレー１０は、複数のチャネルにより系統の電気量の入力を受け付ける。

変成器１１は、電力系統から電流や電圧などのアナログ信号の入力を受けて、デジタル保護リレー１０の内部回路に適した電圧信号に変換する。

アナログフィルタ１２は、変成器１１から入力されるアナログ信号に重畳する高周波ノイズ成分などの不要な周波数成分を除去する。

サンプルホールド回路１３は、サンプリング周期制御回路１８からのサンプリング制御信号に従って動作し、アナログフィルタ１２から信号の入力を受け付けて保持し、保持している信号をマルチプレクサ１４へ出力する。

マルチプレクサ１４は、サンプルホールド回路１３から出力されるＮ個のチャネルの信号を時分割して順次ＡＤ変換器１５へ出力する。マルチプレクサ１４は、サンプリング周期制御回路１８からのサンプリング制御信号に従って動作し、サンプルホールド回路１３から所定のサンプリング周期で抽出される信号を、チャネル順に選択してＡＤ変換器１５へ出力する。

ＡＤ変換器１５は、マルチプレクサ１４によって時分割して順次出力されるＮ個のアナログの入力信号を、順番にデジタルデータに変換する。

演算制御部１６は、デジタル保護リレー１０による保護演算を制御するためのプロセッサであり、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等により構成される。演算制御部１６は、ＲＯＭ２１等に格納されるプログラムに従って動作することにより、保護演算部６１、入力データ取得部６２、差分量算出部６３、最大値最小値選択部６４、オフセット値算出部６５としての機能を発揮する。

保護演算部６１は、ＡＤ変換器１５が出力するデジタルデータを用いて、電力送電線２の電気量の情報をもとにした保護演算を実行する機能を発揮する。保護演算部６１は、オフセット値７４を用いて、保護演算を実行する。

入力データ取得部６２は、ＡＤ変換器１５によりデジタル信号に変換される入力データを、サンプリング周期制御回路１８から出力されるサンプリング制御信号に示されるタイミングに従って逐次取得し、取得した入力データを入力データ７１としてＲＡＭ２２に保持させる機能を発揮する。

差分量算出部６３は、入力データ７１に基づいて、各サンプリングのタイミングにおける値（例えば、電圧値）の差分量を演算する機能を発揮する。例えば、差分量算出部６３は、各サンプリングのタイミングにおける瞬時値と、１サンプル前の瞬時値とを比較することで、各サンプリングのタイミングにおける値の差分量を演算する。差分量算出部６３は、演算結果を、差分データ７２としてＲＡＭ２２に保持させる機能を発揮する。

最大値最小値選択部６４は、差分データ７２に基づいて、各サイクルの入力データのうち、最大値となる瞬時値と、最小値となる瞬時値とを選択する。最大値最小値選択部６４は、各サンプリングのタイミングにおけるサンプリング値の差分量の変化量に基づいて、入力データの極性が変化する極値点を特定し、極大値を、１サイクル内の入力データの最大値とし、極小値を１サイクル内の入力データの最小値として選択する。最大値最小値選択部６４は、このようにして各サイクルにおいて選択される最大値および最小値のサンプリング値を最大値最小値７３としてＲＡＭ２２に保持させる。

オフセット値算出部６５は、各サイクルにおけるサンプリング値の最大値および最小値に基づいて、オフセット電圧値を算出する。例えば、オフセット値算出部６５は、サンプリング値の各サイクルの最大値の平均値と、最小値の平均値とを用いて、最大値の平均値と最小値の平均値との平均をオフセット電圧値として算出し、算出した値をオフセット値７４としてＲＡＭ２２に保持させる。

Ｄ／Ｏ１７は、演算制御部１６による保護演算の結果をデジタル保護リレー１０の外部へ出力する。演算制御部１６が保護演算により電力系統の状態を監視し、事故等の発生を検出した場合は、Ｄ／Ｏ１７からトリップ回路２０にトリップ指令を出力して遮断器９を作動させるなどの保護リレー動作を実施する。また、演算制御部１６による自己診断機能により、デジタル保護リレー１０の異常を検出した場合には、Ｄ／Ｏ１７から警報回路１９の出力リレーを作動させて、デジタル保護リレー１０の外部の機器に、デジタル保護リレー１０の異常を通知する。

サンプリング周期制御回路１８は、サンプリングの周期に従って、サンプルホールド回路１３、マルチプレクサ１４、ＡＤ変換器１５および演算制御部１６にサンプリング制御信号を出力して、アナログ信号のデジタルデータへの変換と、演算制御部１６による保護演算のタイミングとを制御する。

ＲＯＭ２１は、不揮発性の記憶装置であり、デジタル保護リレー１０を動作させるためのプログラムなどの各種プログラム及びデータを記憶する。

ＲＡＭ２２は、揮発性の記憶装置であり、演算制御部１６でのプログラムの実行に必要なデータを格納するための作業領域を提供する。

＜サンプリングされるデータ＞
図２は、デジタル保護リレー１０が受け付ける電流または電圧の交流入力とサンプリングのタイミングとを示す図である。図２の例では、定格周波数の交流入力と、サンプリング周波数が定格周波数の１２倍であることとを示している。

図２では、縦の破線はサンプリングのタイミングを示す。また、図２では、デジタル保護リレー１０の回路の０Ｖよりプラス電圧側に、オフセット電圧があることを示している。

図３は、サンプリングの各タイミングにおける入力データの差分値ΔＶ（ｔ）の極性が変化する期間を示す。図３では、入力データの各サンプリングのタイミングにおける差分値ΔＶ（ｔ）がプラスの場合に、上向きの矢印を示しており、差分値ΔＶ（ｔ）がマイナスの場合に、下向きの矢印を示している。

なお、差分値ΔＶ（ｔ）は、例えば、以下のようにして定義する。

ΔＶ（ｔ）＝Ｖ（ｔ）−Ｖ（ｔ−１）
ここで、Ｖ（ｔ）は、サンプリングの時刻ｔにおける瞬時値を示し、Ｖ（ｔ−１）は、１サンプル前の瞬時値を示す。なお、差分値を算出するため、この例では、１サンプル前の瞬時値を使用しているが、これに限らず、入力周波数やサンプリング周波数に応じて、複数サンプル前の瞬時値を使用して差分値ΔＶ（ｔ）を算出してもよい。

図３に示すように、入力データが交流入力である場合、Ｖ（ｔ）が最大値の場合は、以下の条件が成立する。

ΔＶ（ｔ−２）＞ΔＶ（ｔ−１）＞ΔＶ（ｔ）（ΔＶ（ｔ）は０以上） かつ ０＞ΔＶ（ｔ＋１）＞ΔＶ（ｔ＋２）
また、Ｖ（ｔ）が最小値の場合は、以下の条件が成立する。

ΔＶ（ｔ−２）＜ΔＶ（ｔ−１）＜ΔＶ（ｔ）（ΔＶ（ｔ）は０以下） かつ ０＜ΔＶ（ｔ＋１）＜ΔＶ（ｔ＋２）
また、交流入力が零の場合は、オフセット電圧のみの入力データとなる。この場合、入力データの最大値と最小値は、ほぼ同一の値となり、上記の条件は成立しない。この場合、入力データの各サンプリングのタイミングにおける差分値が一定値以内となる。

また、系統の故障があると判定される場合は、デジタル保護リレー１０は、上記の各サンプリング値の最大値および最小値の判定を停止し、故障判定される前に使用されるオフセット値を引き続き使用する。また、デジタル保護リレー１０は、サンプリング値の最大値および最小値の算出がなされない期間が一定期間以上続く場合に、異常な入力であるとして、警報回路１９により警報をデジタル保護リレー１０の外部の装置へ出力する。

＜実施の形態１の動作＞
図４は、デジタル保護リレー１０によるオフセット値の補正処理を示すフローチャートである。

ステップＳ４０１において、デジタル保護リレー１０の演算制御部１６は、ＡＤ変換器１５によってデジタルデータに変換された入力データ（Ｖ（ｔ）、Ｖ（ｔ−１）、…）を読み込む。実施の形態１では、サンプリング値の差分値ΔＶ（ｔ）を、１サンプル前の瞬時値を用いて算出することとし、ステップＳ４０１では複数サイクルの入力データを読み込む。

ステップＳ４０５において、演算制御部１６は、１サンプル前の瞬時値を用いて、サンプリング値の差分値ΔＶ（ｔ）を算出する（ΔＶ（ｔ）＝Ｖ（ｔ）−Ｖ（ｔ−１））。

ステップＳ４１１において、演算制御部１６は、各サンプリングのタイミングにおける差分値ΔＶ（ｔ）の算出結果に基づき、差分値ΔＶ（ｔ）の変化量を算出し、変化量がプラスからマイナス、またはマイナスからプラスへと変化するサンプリング値を特定する。演算制御部１６は、差分量の極性が変化するタイミングにおけるサンプリング値を特定することで、１サイクルにおけるサンプリング値の最大値及び最小値を検出する。この処理は図５を用いて後述する。

ステップＳ４１３において、サンプリング値の最大値と最小値とがともに検出されたか否かを判断し、最大値と最小値とがともに検出された場合はステップＳ４１７の処理へ進み（ステップＳ４１３においてＹＥＳ）、そうでない場合は（ステップＳ４１３においてＮＯ）ステップＳ４０５の処理を行う。

ステップＳ４１７において、演算制御部１６は、各サイクルにおけるサンプリング値の最大値と最小値とを最大値最小値７３としてＲＡＭ２２に蓄積する。

ステップＳ４２１において、演算制御部１６は、サンプリング値の最大値の蓄積数と、最小値の蓄積数とがともに所定数（Ｋ個）以上蓄積されているか否かを判断し、所定数以上蓄積されている場合は（ステップＳ４２１においてＹＥＳ）ステップＳ４２５の処理を行い、そうでない場合（ステップＳ４２１においてＮＯ）はステップＳ４０１の処理を行う。

ステップＳ４２５において、演算制御部１６は、サンプリング値の最大値の平均と、最小値の平均とをそれぞれ求め、これら最大値の平均と最小値の平均とを加算して２で割る（平均化する）ことでオフセット値を算出してオフセット値７４としてＲＡＭ２２に保持させる。このオフセット値は、次のオフセット値の算出があるまで演算制御部１６の保護演算に用いられる。

ステップＳ４２９において、演算制御部１６は、７３に蓄積される各サイクルの最大値の値および最小値の値をクリアし、ステップＳ４０１の処理を行う。

図５を参照して、ステップＳ４１１の処理について詳しく説明する。

図５は、サンプリング値から最大値と最小値とを検出するための処理を示す図である。

（１）演算制御部１６は、ステップＳ４０１で読み込んだ入力データに対し、条件Ｃ１と条件Ｃ２の論理積１０１が成立すると、電圧値Ｖ（ｔ−３）が最大値であることを示す信号Ａを出力する。

（２）演算制御部１６は、条件Ｃ３と条件Ｃ４の論理積１０２が成立すると、電圧値Ｖ（ｔ−３）が最小値であることを示す信号Ｂを出力する。

（３）演算制御部１６は、条件Ｃ１と条件Ｃ５の論理積１０３が成立すると、入力データである交流信号が微小であるか零入力である場合の最大値を示す信号Ｃを出力する。

（４）演算制御部１６は、条件Ｃ３と条件Ｃ５の論理積１０４が成立すると、入力データである交流信号が微小であるか零入力である場合の最小値を示す信号Ｄを出力する。

（５）条件Ｃ５は、サンプリング値の差分値の絶対値が複数サンプルにわたって一定値ε１であることを示しているが、この一定値ε１は、入力データが零入力である場合の、データの揺らぎによる各サンプリング値の差分値より大きい値とする。こうすることで、入力データである交流信号が微小であるか零入力であるかの判定を行う。

（６）条件Ｃ６は、系統の故障が検出されていることを示す。

（７）信号Ａと信号Ｃの論理和１１１である信号Ｅと、条件Ｃ６が成立しない場合との論理積１２１が成り立つ場合に、演算制御部１６は、最大値（電圧値Ｖ（ｔ−３））を検出する。

（８）信号Ｂと信号Ｄの論理和１１２である信号Ｆと、条件Ｃ６が成立しない場合との論理積１２２が成り立つ場合に、演算制御部１６は、最小値（電圧値Ｖ（ｔ−３））を検出する。

（９）信号Ｅも信号Ｆも出力されず（論理和１１３）、かつ、条件Ｃ６が成立しない場合に（論理積１２３）、タイマーをカウントし、カウント値が一定に達すると（Ｔｏｐ１２４）、演算制御部１６は、警報を出力する（アラーム１３３）。演算制御部１６は、この警報を、オフセット値の計測が一定期間以上なされない場合に出力する。このようにして、サンプリング値に基づいて最大値と最小値とが選択される。

＜実施の形態１のまとめ＞
実施の形態１のデジタル保護リレー１０において、低周波の入力信号を受け付けた場合のサンプリングの例と、オフセット値の算出とを説明する。

図６は、低周波の場合のサンプリングの例を示す図である。例えば、定格周波数を５０Ｈｚとして、低周波の交流入力の周波数を５Ｈｚとする。

交流入力が定格周波数の１／１０である場合（定格周波数５０Ｈｚに対し、低周波の周波数５Ｈｚ）、例えば定格周波数で電気角３０°でサンプリングが行われているとすると（サンプリング周波数は６００Ｈｚ）、低周波の周波数では電気角３°となる。この場合も、演算制御部１６は、図４および図５の動作により、サンプリング値の最大値と最小値とを検出することができ、この最大値と最小値とを用いてオフセット値を算出することができる。

例えば、交流入力が５Ｈｚの低周波の周波数であっても、例えば最大値、最小値の蓄積数として１０個（Ｋ＝１０）程度を選択したとしても、演算制御部１６は、約２秒程度の期間でサンプリング値の最大値と最小値とに基づきオフセット値を算出することができる。また、周波数が定格周波数（５０Ｈｚ）に近づくと、１サイクルの時間が２０ｍｓ（１秒／５０）となり、最大値、最小値の蓄積数として１０個（Ｋ＝１０）程度を選択したとしても、演算制御部１６は、０．２秒（２０ｍｓ×１０）程度の期間で、オフセット値を算出することができ、オフセット値の算出および更新の処理を短縮化することができる。また、関連技術のように、半波の誤差も生じない。

＜実施の形態２＞
次に、実施の形態２のデジタル保護リレー１０−２について説明する。

図７は、実施の形態２のデジタル保護リレー１０−２の構成を示す図である。実施の形態１のデジタル保護リレー１０と比較すると、演算制御部１６は、周波数判定部６６を含んでおり、入力データの周波数が定格周波数であるか、定格周波数より低い一定の周波数以下であるかを判定し、判定結果に応じて、サンプリング値の差分量を算出するためのサンプリング値間の時間間隔を制御する。例えば、演算制御部１６は、低い周波数であると判定される場合に、差分量を算出するためのサンプリング値間の時間間隔を長くして、差分量の変化量を算出する。

例えば、定格周波数５０Ｈｚで、サンプリングの電気角３０°とすると、交流入力が５Ｈｚの場合に、サンプリングの電気角が電気角３°となり、サンプリング値間の差分量が小さくなる。そのため、精度の高い演算が必要となる。そこで、交流入力の周波数が低下している場合には、差分量を算出するためのサンプリング値を、複数個前のサンプリング値とすることで、高精度の演算を不要とする。

＜実施の形態２の動作＞
図８は、実施の形態２のデジタル保護リレー１０−２の動作を示すフローチャートである。

ステップＳ４０６において、演算制御部１６は、ΔＶｆ（ｔ）＝Ｖ（ｔ）−Ｖ（ｔ−２）、｜Ｖ（ｔ）｜、および｜ΔＶｆ（ｔ）｜の演算を行う。ここで、ΔＶｆ（ｔ）＝Ｖ（ｔ）−Ｖ（ｔ−２）は、サンプリング値を、２サンプル前のサンプリング値と比較して差分値を算出することを示す。また、｜Ｖ（ｔ）｜は、Ｖ（ｔ）の振幅を示す。ΔＶｆ（ｔ）は、２サンプル前のデータとの差分であるため、定格周波数を５０Ｈｚとすると、演算制御部１６は、電気角６０°前のデータとの差分を差分量として算出している。

ステップＳ４０７において、演算制御部１６は、｜ΔＶｆ（ｔ）｜／｜Ｖ（ｔ）｜が定数Ｇより大きいか否かにより、交流入力の周波数が低周波であるか否かを判断する。

図９は、サンプリング値の差分量の大きさと、電気角との関係を示す図である。図９に示すように、定格周波数を５０Ｈｚとすると、｜Ｖ（ｔ）｜＝｜ΔＶｆ（ｔ）｜となる（関係４０８）。サンプリング周期は一定であるため、交流入力の周波数が低下すると、周波数と差分量とが以下の関係となる。

（１）定格周波数の場合（周波数ｆ＝ｆｎ（定格周波数））（関係４０８）：
｜ΔＶｆ（ｔ）｜／｜Ｖ（ｔ）｜＝１
（２）低周波数の場合（周波数ｆ＝ｆｎ／ｈ）（関係４０９）：
｜ΔＶｆ（ｔ）｜／｜Ｖ（ｔ）｜＝２sin(30/h)
ここで、例えば、｜ΔＶｆ（ｔ）｜／｜Ｖ（ｔ）｜＝０．３の場合、ｈ＝３．５、すなわち定格周波数５０Ｈｚに対して低周波の周波数は１４．４Ｈｚとなる。

図８のステップＳ４０７において、定数Ｇ＝０．３を選択すると、周波数が１４．４Ｈｚより大きい場合（ステップＳ４０７においてＹＥＳ）、演算制御部１６は、ステップＳ４０８の処理へ進み、そうでない場合（ステップＳ４０７においてＮＯ）、演算制御部１６は、ステップＳ４０９の処理へ進む。

ステップＳ４０８において、演算制御部１６は、サンプリング値の差分量を算出するため、値ｇ＝１として、１サンプル前のサンプリング値との比較を行うことで差分量を演算する。

ステップＳ４０９において、演算制御部１６は、サンプリング値の差分量を算出するため、値ｇを１より大きい値として、ｇサンプル前のサンプリング値との比較を行うことで差分量を演算する。この例では、周波数の切替点が１４．４Ｈｚであるため、値ｇが取れる最大の値は３となる。例えば、値ｇ＝３とすると、図１０の判定処理において、演算制御部１６は、ΔＶとしてΔＶ（ｔ）〜ΔＶ（ｔ−５×３）を使用する。そのため図１０の判定処理において、入力データＶとしてはＶ（ｔ）〜Ｖ（ｔ−６×３）が使用される。すなわち、サンプリング値の差分量を算出するため、演算制御部１６は、１８サンプル前の瞬時値を使用する。１８サンプル前の瞬時値を使用する場合、３０°×（１４．５／５０）×１８＝１５５°となり、演算制御部１６は、電気角１５５°前のデータとの差分を差分量として算出している。すなわち電気角が１８０°以内のデータを対象に差分を算出している。ここで、同様に値ｇ＝４とすると、演算制御部１６は、２４サンプル前の瞬時値を使用してサンプリング値の差分量を算出することとなる。この場合、３０°×（１４．４／５０）×２４＝２０７°となるが、Ｖ（ｔ）の最大値、最小値の判定では、入力波形の半周期以上の瞬時値については判定ができない。そのため、値ｇの最大値は値ｇ＝３となる。したがって、この例では、値ｇの取り得る値は２または３となる。

ステップＳ４１１において、演算制御部１６は、図１０に示す各条件に従って、サンプリング値の最大値と最小値とを検出する。図１０は、サンプリング値から最大値と最小値とを検出するための処理を示す図である。

＜実施の形態２のまとめ＞
以上のように、デジタル保護リレー１０−２に入力される周波数が低い周波数帯である場合は、サンプリング値の差分演算に用いるサンプリングデータの時間差を拡げ、これにより、低周波数帯における動作の信頼性を高めることができる。実施の形態２では、定格周波数に近い周波数帯と、低周波数帯との２つに分離しているが、さらに周波数帯を分離してもよい。これにより、デジタル保護リレー１０−２の動作の信頼性を高めることができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものでないと考えられるべきである。この発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

２ 電力送電線、９ 遮断機、７ 変流器、８ 計器用変圧器、１０ デジタル保護リレー、１１ 変成器、１２ アナログフィルタ、１３ サンプルホールド回路、１４ マルチプレクサ、１５ ＡＤ変換器、１６ 演算制御部、１７ Ｄ／Ｏ、１８ サンプリング周期制御回路、１９ 警報回路、２０ トリップ回路、２１ ＲＯＭ、２２ ＲＡＭ、６１ 保護演算部、６２ 入力データ取得部、６３ 差分量算出部、６４ 最大値最小値選択部、６５ オフセット値算出部、７１ 入力データ、７２ 差分データ、７３ 最大値最小値、７４ オフセット値。

Claims (7)

1. デジタル保護リレーであって、
   電力系統の電気量を示す信号をアナログ信号として受け付ける入力変換部と、
   前記アナログ信号をデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換部と、
   前記デジタル信号に基づいて保護演算を実行する制御部とを備え、
   前記制御部は、
   オフセット電圧値を用いて前記保護演算を実行する保護演算部と、
   前記アナログ／デジタル変換部によりデジタル信号に変換される入力データを、サンプリングのタイミングに従って逐次取得する取得部と、
   各サンプリング値間の差分量に基づいて特定されるタイミングであって、少なくとも１サイクル内の前記入力データのうち前記差分量の極性が変化するタイミングにおけるサンプリング値に基づいて前記オフセット電圧値を算出するオフセット値算出部とを含む、デジタル保護リレー。
2. 前記制御部は、前記差分量の変化量に基づいて前記入力データの極値点を特定することで、前記少なくとも１サイクル内の入力データのうち最大値となるサンプリング値と、最小値となるサンプリング値とを選択する選択部を含み、
   前記オフセット値算出部は、前記最大値となるサンプリング値と前記最小値となるサンプリング値とに基づいて前記オフセット電圧値を算出する、請求項１に記載のデジタル保護リレー。
3. 前記オフセット値算出部は、前記最大値となるサンプリング値と前記最小値となるサンプリング値との平均値を前記オフセット電圧値として算出する、請求項２に記載のデジタル保護リレー。
4. 前記選択部は、複数サイクルの前記入力データのうち、各サイクルについて前記最大値となるサンプリング値と前記最小値となるサンプリング値とを選択し、
   前記オフセット電圧値は、前記各サイクルについての前記最大値となるサンプリング値の平均と、前記各サイクルについての前記最小値となるサンプリング値の平均とに基づき、前記オフセット電圧値を算出する、請求項２に記載のデジタル保護リレー。
5. 前記制御部は、最大値となるサンプリング値の検出がない期間、および、最小値となるサンプリング値の検出がない期間の少なくともいずれかが一定期間に達する場合に、警報を出力するよう構成されている、請求項１に記載のデジタル保護リレー。
6. 前記選択部は、前記入力データが零入力であることまたは微小な交流入力であることを、前記差分量の変化量の絶対値に基づいて検知し、前記零入力または前記微小な交流入力である場合に、サンプリングのタイミングそれぞれにおける前記サンプリング値の大小を比較することにより、前記最大値となるサンプリング値と前記最小値となるサンプリング値とを選択する、請求項２に記載のデジタル保護リレー。
7. 前記制御部は、前記入力データの周波数が定格周波数であるか、前記定格周波数より低い周波数であるかを判定する周波数判定部と、
   前記周波数の判定結果に応じて、前記サンプリング値間の差分量を算出するためのサンプリング値の時間間隔を制御して前記差分量の変化量を算出する差分量算出部とを含む、請求項１に記載のデジタル保護リレー。

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