JP5620804B2 - 高周波電力増幅装置 - Google Patents

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Description

本発明は、高周波電力増幅装置に関し、特に、送信時の出力レベルの設定値に応じて使用するトランジスタの切り替えを行う高周波電力増幅装置に適用して有効な技術に関する。
例えば、特許文献１には、共通出力ノードに対して第１アンプと第２アンプが結合された構成が示されている。第１アンプと第２アンプは、相補的に活性化され、第２アンプと共通出力ノードの間には、λ／４の長さを持つ伝送線路が設けられている。
米国特許第７１３５９１９号明細書
近年、例えば携帯電話機等での送信機能を担う高周波電力増幅装置（高周波電力増幅モジュール）では、小型化と共にトークカレントの低減が求められている。トークカレントとは、送信時における各出力レベルの使用頻度の確率分布と各出力レベルの消費電流の積分値を表すものである。このトークカレントを低減することで、携帯電話機等の消費電力を低減し、バッテリの寿命を延ばすこと等が可能となる。図１０は、Ｗ−ＣＤＭＡ（Wideband-Code Division Multiple Access）用の携帯電話機において、各出力レベルの使用頻度の確率分布の一例を示す図である。図１０に示すように、例えばＷ−ＣＤＭＡ用の携帯電話機では、０ｄＢｍを中心とする低〜中出力レベルが多く使用されている。従って、トークカレントの低減には、この低〜中出力レベルにおいて高周波電力増幅モジュールの電力付加効率（ＰＡＥ：Power Added Efficiency）を向上させることが有益となる。
低〜中出力レベルにおける電力付加効率（ＰＡＥ）を向上させる手段として、例えば図１１に示すような構成が考えられる。図１１は、本発明の前提として検討した高周波電力増幅装置を示すものであり、図１１（ａ）は、その主要部の構成例を示す概略図、図１１（ｂ）は、図１１（ａ）におけるメインパスの特性例を示す図、図１１（ｃ）は、図１１（ａ）におけるサブパスの特性例を示す図である。図１１（ａ）に示す高周波電力増幅装置は、共通の入力ノードＮ２から容量Ｃ１を介して入力された信号を増幅するメイン側電力増幅回路（パワーアンプ回路）ＰＡ２ｍと、Ｎ２から容量Ｃ２を介して入力された信号を増幅するサブ側パワーアンプ回路ＰＡ２ｓを備えている。
ＰＡ２ｍの出力は、伝送線路ＬＮｍｎの一端に結合され、ＰＡ２ｓの出力は、伝送線路ＬＮｓｕｂを介してＬＮｍｎの一端に結合される。ＬＮｍｎの他端には、出力ノードＰｏｕｔとの間に容量Ｃ５が、接地電源電圧ＧＮＤとの間に容量Ｃ４がそれぞれ接続される。ＰＡ２ｓの出力ノード（ＬＮｓｕｂの一端）には、接地電源電圧ＧＮＤに向けて、容量Ｃ３とＮＭＯＳトランジスタＭＮｓｗが順に接続されている。ここで、ＰＡ２ｍを構成するトランジスタのサイズは、ＰＡ２ｓを構成するトランジスタのサイズよりも大きくなっている。Ｐｏｕｔに高出力レベルを送出する際には、ＰＡ２ｍが活性化、ＰＡ２ｓが非活性化されると共に、制御信号Ｖｓｗを介してＭＮｓｗがオフに制御され、ＰＡ２ｍの出力電力はＬＮｍｎを介してＰｏｕｔに送出される。一方、Ｐｏｕｔに低〜中出力レベルを送出する際には、ＰＡ２ｓが活性化、ＰＡ２ｍが非活性化されると共に、Ｖｓｗを介してＭＮｓｗがオンに制御され、ＰＡ２ｓの出力電力はＬＮｓｕｂおよびＬＮｍｎを介してＰｏｕｔに送出される。
このように、図１１（ａ）の構成例を用いることで、低〜中出力レベルの際にトランジスタサイズが小さなパワーアンプ回路ＰＡ２ｓによって電力増幅が行えるため、電力付加効率（ＰＡＥ）を向上させることが可能となる。しかしながら、当該構成例では、伝送線路ＬＮｓｕｂの最適な設計が困難となる恐れがあることが見出された。まず、ＰＡ２ｍの活性化に伴うメインパスの動作時には、ＰＡ２ｍの出力ノードからＬＮｓｕｂ側を見たインピーダンスは、ＭＮｓｗがオフに制御されているため、高インピーダンスとなり、理想的にはＬＮｓｕｂを介した電力損失は生じない。しかしながら、実際には、ＭＮｓｗにオフ容量（Ｃｏｆｆ）が存在するため、ＬＮｓｕｂ，Ｃ３，Ｃｏｆｆによる直列共振回路に伴いＬＮｓｕｂを介した電力損失を完全に無くすことは困難となる。この電力損失は、図１１（ｂ）に示すように、ＬＮｓｕｂの長さが長くなるほど（インダクタ成分が大きくなるほど）直列共振回路の共振周波数がキャリア周波数に向けて低下するため、増大する（すなわちＰＡＥが悪化する）。
一方、ＰＡ２ｓの活性化に伴うサブパスの動作時には、ＭＮｓｗがオンに制御されるため、ＰＡ２ｓの出力インピーダンス（例えば数十Ω）が、Ｃ３，ＬＮｓｕｂ，ＬＮｍｎ，Ｃ４，Ｃ５を介して所定のインピーダンス（例えば５０Ω）に変換される。この際のＰＡＥは、図１１（ｃ）に示すように、ＬＮｓｕｂの長さが長くなるほど向上する。これは、ＬＮｓｕｂを長くするほど（インダクタ成分を大きくするほど）、図１２に示すように、スミスチャート（イミタンスチャート）における時計回りの回転量を確保でき、容量Ｃ３と組み合わせて十分なインピーダンス変換が可能になるためである。
以上のように、伝送線路ＬＮｓｕｂの長さは、メインパス時の電力付加効率（ＰＡＥ）を向上させるためには短い方が望ましく、逆にサブパス時にＰＡＥを向上させるためには長い方が望ましい。したがって、トークカレントを低減し、強いてはＰＡＥの全体的な向上を図るためには、このトレードオフの問題を解決する工夫が必要とされる。なお、ＬＮｓｕｂの長さを例えばλ／４として、メインパス時に、ＬＮｓｕｂをスタブとして使用する方式も考えられる。しかしながら、例えばＷ−ＣＤＭＡのような２ＧＨｚ等の周波数では、λ／４は数ｃｍレベルとなるため、高周波電力増幅モジュールの小型化が図れない恐れがある。
本発明は、このようなことを鑑みてなされたものであり、その目的の一つは、トークカレントの低減を実現可能な高周波電力増幅装置を提供することにある。本発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。
本願において開示される発明のうち、代表的な実施の形態の概要を簡単に説明すれば、次のとおりである。
本実施の形態による高周波電力増幅装置は、第１および第２電力増幅回路と、第１および第２伝送線路と、第１および第２容量と、トランジスタスイッチと、制御回路とを備えている。第１および第２電力増幅回路は、共に第１入力信号を増幅する。第１伝送線路は、一端が第１電力増幅回路の出力ノードに結合され、他端が第１容量に結合される。第２伝送線路は、一端が第１電力増幅回路の出力ノードに結合され、他端が第２電力増幅回路の出力ノードに結合される。第２容量およびトランジスタスイッチは、第２電力増幅回路の出力ノードと接地電源電圧の間に直列に設けられる。制御回路は、モード設定信号に応じて第１電力増幅回路か第２電力増幅回路のいずれか一方を活性化させ、第１電力増幅回路を活性化させた際にはトランジスタスイッチをオフに駆動し、第２電力増幅回路を活性化させた際にはトランジスタスイッチをオンに駆動する。ここで、第１および第２伝送線路は、磁気結合が生じるように近接配置された磁気結合領域を含み、当該領域において、第１電力増幅回路の出力ノード側を起点とする第１伝送線路の延伸方向と第２電力増幅回路の出力ノード側を起点とする第２伝送線路の延伸方向とが同一方向となるように配置されている。
このような構成を用いると、磁気結合領域において、第１電力増幅回路が活性化された際には弱め合うような磁気結合が生じ、第２電力増幅回路が活性化された際には強め合うような磁気結合が生じる。これにより、第２伝送線路の長さは、第１電力増幅回路が活性化された際に見かけ上短くなり、逆に第２電力増幅回路が活性化された際に見かけ上長くなる。したがって、前述したトレードオフの問題を解決でき、トークカレントの低減、強いては高周波電力増幅装置の低消費電力化が図れる。
本願において開示される発明のうち、代表的な実施の形態によって得られる効果を簡単に説明すると、高周波電力増幅装置においてトークカレントの低減が実現可能になる。
本発明の実施の形態１による高周波電力増幅装置において、その構成の一例を示すブロック図である。 （ａ）は、図１の高周波電力増幅装置における主要部の詳細な構成例を示す回路図であり、（ｂ）は、（ａ）における一部の更に詳細な構成例を示す回路図である。 図２（ａ）の高周波電力増幅装置の動作原理を示すものであり、（ａ）はサブパス時の動作例を示す説明図、（ｂ）はメインパス時の動作例を示す説明図である。 図２の高周波電力増幅装置におけるサブパス時の磁気結合の効果の一例を示すものであり、（ａ）はその前提条件を示す補足図であり、（ｂ）および（ｃ）は検証結果を示す説明図である。 図２の高周波電力増幅装置を用いた場合の各種特性を示すものであり、（ａ）は電力付加効率（ＰＡＥ）の特性を示す図、（ｂ）は隣接チャネル漏洩電力比の特性を示す図である。 本発明の実施の形態２による高周波電力増幅装置において、図２の構成例の実装構造の一例を示す概略図である。 本発明の実施の形態３による高周波電力増幅装置において、図２の構成例の実装構造の一例を示す概略図である。 図７の実装構造を用いた詳細な配線基板レイアウトの一例を示す模式図である。 本発明の実施の形態４による高周波電力増幅装置において、図１での２段目のパワーアンプ回路周りの詳細な構成例を示す回路図である。 Ｗ−ＣＤＭＡ用の携帯電話機において、各出力レベルの使用頻度の確率分布の一例を示す図である。 本発明の前提として検討した高周波電力増幅装置を示すものであり、（ａ）は、その主要部の構成例を示す概略図、（ｂ）は、（ａ）におけるメインパスの特性例を示す図、（ｃ）は、（ａ）におけるサブパスの特性例を示す図である。 図１１の補足図である。
以下の実施の形態においては便宜上その必要があるときは、複数のセクションまたは実施の形態に分割して説明するが、特に明示した場合を除き、それらは互いに無関係なものではなく、一方は他方の一部または全部の変形例、詳細、補足説明等の関係にある。また、以下の実施の形態において、要素の数等（個数、数値、量、範囲等を含む）に言及する場合、特に明示した場合および原理的に明らかに特定の数に限定される場合等を除き、その特定の数に限定されるものではなく、特定の数以上でも以下でも良い。
さらに、以下の実施の形態において、その構成要素（要素ステップ等も含む）は、特に明示した場合および原理的に明らかに必須であると考えられる場合等を除き、必ずしも必須のものではないことは言うまでもない。同様に、以下の実施の形態において、構成要素等の形状、位置関係等に言及するときは、特に明示した場合および原理的に明らかにそうでないと考えられる場合等を除き、実質的にその形状等に近似または類似するもの等を含むものとする。このことは、上記数値および範囲についても同様である。
また、実施の形態では、ＭＩＳＦＥＴ（Metal Insulator Semiconductor Field Effect Transistor）（ＭＩＳトランジスタと略す）の一例としてＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）（ＭＯＳトランジスタと略す）を用いるが、ゲート絶縁膜として非酸化膜を除外するものではない。図面にはＭＯＳトランジスタの基板電位の接続は特に明記していないが、ＭＯＳトランジスタが正常動作可能な範囲であれば、その接続方法は特に限定しない。
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１による高周波電力増幅装置において、その構成の一例を示すブロック図である。図１に示す高周波電力増幅装置（高周波電力増幅モジュール）ＨＰＡＭＤは、例えばセラミック等の配線基板（ＰＣＢ）によって構成され、ＰＣＢ上に高周波電力増幅チップＨＰＡＩＣおよび制御チップＣＴＬＩＣが実装されると共に、ＰＣＢ上の配線層を用いて出力整合回路ＭＮＴ＿Ｏが形成された構成となっている。ＨＰＡＭＤは、特に限定はされないが、Ｗ−ＣＤＭＡ用やＴＤＳ−ＣＤＭＡ（Time Division Synchronous Code Division Multiple Access）用となっている。ＨＰＡＩＣは、所謂ＭＭＩＣ（Monolithic Microwave Integrated Circuit）であり、入力整合回路ＭＮＴ＿Ｉと、１段目の電力増幅回路（パワーアンプ回路）ＰＡ１と、段間整合回路ＭＮＴ＿Ｓと、２段目のパワーアンプ回路ＰＡ２ｍ，ＰＡ２ｓを備えている。
入力整合回路ＭＮＴ＿Ｉは、ＨＰＡＭＤの外部端子（入力電力信号Ｐｉｎ）とパワーアンプ回路ＰＡ１の入力ノードとの間のインピーダンス整合を行う。ＰＡ１は、ＨＰＡＭＤの外部端子を介して電源電圧Ｖｃｃ１が供給され、ＰｉｎからＭＮＴ＿Ｉを介して入力された信号を増幅する。段間整合回路ＭＮＴ＿Ｓは、１段目となるＰＡ１の出力ノードと２段目となるＰＡ２ｍ，ＰＡ２ｓの入力ノードとの間のインピーダンス整合を行う。ＰＡ２ｍおよびＰＡ２ｓは、ＨＰＡＭＤの外部端子を介して電源電圧Ｖｃｃ２が供給され、入力ノードおよび出力ノードがそれぞれ共通に結合され、ＰＡ１からＭＮＴ＿Ｓを介して入力された信号を増幅する。この際には、制御チップＣＴＬＩＣからの制御信号に応じてＰＡ２ｍかＰＡ２ｓのいずれか一方が選択され、この選択された方を用いて増幅動作が行われる。
出力整合回路ＭＮＴ＿Ｏは、ＰＡ２ｍ，ＰＡ２ｓの共通出力ノードとＨＰＡＭＤの外部端子（出力電力信号Ｐｏｕｔ）との間のインピーダンス整合を行う。制御チップＣＴＬＩＣは、ＨＰＡＭＤの外部端子を介して電源電圧Ｖｂａｔが供給され、ＨＰＡＭＤの外部端子を介してそれぞれ入力されたモード設定信号Ｖｍｏｄｅおよびイネーブル信号Ｖｅｎに応じてＨＰＡＩＣを適宜制御する。具体的には、例えば、Ｖｅｎが‘Ｈ’レベル（活性状態）の際にＰＡ１，ＰＡ２ｍ（又はＰＡ２ｓ）にバイアスの供給を行い（すなわちパワーアンプ回路の動作を活性化（オン）し）、Ｖｅｎが‘Ｌ’レベル（非活性状態）の際に当該バイアスの供給を停止する（すなわちパワーアンプ回路の動作を非活性化（オフ）する）。また、この際には、Ｖｍｏｄｅの論理レベルに応じてＰＡ２ｍかＰＡ２ｓのいずれか一方にバイアスの供給を行う。なお、図示はしないが、一例として、Ｐｉｎの前段には変調機能等を含んだ高周波信号処理装置が配置され、Ｐｏｕｔの後段には、デュプレクサやアンテナスイッチならびにアンテナ等が配置される。また、一例として、Ｖｍｏｄｅ，Ｖｅｎは、前段に配置されたベースバンド処理回路によって生成される。
図２（ａ）は、図１の高周波電力増幅装置における主要部の詳細な構成例を示す回路図であり、図２（ｂ）は、図２（ａ）における一部の更に詳細な構成例を示す回路図である。図２（ａ）において、高周波電力増幅チップＨＰＡＩＣは、前述した２段目のパワーアンプ回路ＰＡ２ｍ，ＰＡ２ｓと、段間整合回路ＭＮＴ＿Ｓとなる容量Ｃ１，Ｃ２に加えて、容量Ｃ３を備えている。前述した１段目のＰＡ１からの出力信号は、Ｃ１を介してＰＡ２ｍに入力され、Ｃ２を介してＰＡ２ｓに入力される。Ｃ３は、一端がＰＡ２ｓの出力ノードに接続される。制御チップＣＴＬＩＣは、スイッチ用のｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ（ＮＭＯＳトランジスタ）ＭＮｓｗを備えている。ＭＮｓｗは、例えば、ＬＤＭＯＳ（Laterally Diffused MOS）で構成され、ゲートに入力された制御信号Ｖｓｗによってオン・オフが制御され、ソースが接地電源電圧ＧＮＤに、ドレインがＣ３の他端に接続される。Ｖｓｗは、図１に示したモード設定信号Ｖｍｏｄｅに応じて生成される。
ここで、ＰＡ２ｍ，ＰＡ２ｓは、図２（ｂ）に示すように、それぞれ、例えばエミッタ接地となるｎｐｎ型のヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）Ｑ２ｍ，Ｑ２ｓによって実現される。Ｑ２ｍは、Ｑ２ｓよりもトランジスタサイズが大きく形成され、特に限定はされないが、例えばＱ２ｓの４倍程度のエミッタサイズを備える。また、Ｑ２ｍのベースには、制御チップＣＴＬＩＣよりバイアス電流ＩＢＳ２ｍが供給され、Ｑ２ｓのベースにはＣＴＬＩＣよりバイアス電流ＩＢＳ２ｓが供給される。ＣＴＬＩＣは、このＩＢＳ２ｍ，ＩＢＳ２ｓの供給有無を図１に示したモード設定信号Ｖｍｏｄｅに応じて選択可能となっている。
このように、ここではＨＰＡＩＣとしてガリウム砒素（ＧａＡｓ）やシリコン・ゲルマニウム（ＳｉＧｅ）等の化合物半導体プロセスを用い、ＣＴＬＩＣとしてシリコン（Ｓｉ）プロセス（ＣＭＯＳプロセス）を用いているため、それぞれ別の半導体チップに分離している。ただし、ＨＢＴよりは特性が劣るもののＬＤＭＯＳ等を用いてパワーアンプ回路を実現できれば、これらを１個の半導体チップに統合することも可能である。また、容量Ｃ３は、出力整合回路ＭＮＴ＿ＯやＣＴＬＩＣ内に形成することも可能であるが、ＨＰＡＩＣ内に形成することで小面積化や高いＱ値を実現できるため、有益となる。ＭＮｓｗは、ＨＰＡＩＣ内でバイポーラトランジスタとして構成することも可能であるが、ＣＴＬＩＣ内でＭＯＳトランジスタとして構成することで、バイポーラトランジスタを用いる場合と比較して、小面積化や、低消費電力化等が可能となる。
図２（ａ）において、出力整合回路ＭＮＴ＿Ｏは、伝送線路ＬＮｍｎ，ＬＮｓｕｂと、容量Ｃ４，Ｃ５を備えている。Ｃ４，Ｃ５は、一端が共通に接続され、Ｃ４の他端はＧＮＤに、Ｃ５の他端は外部端子（出力電力信号Ｐｏｕｔ）にそれぞれ接続される。ＬＮｍｎ，ＬＮｓｕｂは、一端が共通にＰＡ２ｍの出力ノードに結合され、ＬＮｍｎの他端はＣ４，Ｃ５の一端に接続され、ＬＮｓｕｂの他端はＰＡ２ｓの出力ノード（Ｃ３の一端）に接続される。ここで、ＬＮｍｎとＬＮｓｕｂは、一部の領域において、磁気結合（ＭＣ）が生じるように近接かつ並行に配置され、更に、この磁気結合領域において、ＰＡ２ｍの出力ノード側を起点とするＬＮｍｎの延伸方向とＰＡ２ｓの出力ノード側を起点とするＬＮｓｕｂの延伸方向とが同一方向となるように配置されていることが特徴となっている。前述した図１１の構成例と比較すると、この磁気結合部分の構成が異なっている。
図３は、図２（ａ）の高周波電力増幅装置の動作原理を示すものであり、図３（ａ）はサブパス時の動作例を示す説明図、図３（ｂ）はメインパス時の動作例を示す説明図である。まず、外部端子（Ｐｏｕｔ）の電力を低〜中出力レベルに設定する際には、図３（ａ）に示すようにサブパスを用いた動作が行われる。サブパス時には、前述した制御チップＣＴＬＩＣを介してＰＡ２ｓがオンに、ＰＡ２ｍがオフに制御されると共に、ＭＮｓｗがオンに制御される。この場合、ＰＡ２ｓからの出力信号は、ＬＮｓｕｂを介してＬＮｍｎの一端（ＰＡ２ｍの出力ノード側）に伝送され、更にＬＮｍｎを介して外部端子（Ｐｏｕｔ）に伝送される。この際には、ＭＮｓｗがオンであるため、ＰＡ２ｓの出力インピーダンス（例えば数十Ω）が、Ｃ３，ＬＮｓｕｂ，ＬＮｍｎ，Ｃ４，Ｃ５で構成される整合回路を介して所定のインピーダンス（例えば５０Ω）に変換される。
ここで、このサブパス時には、ＬＮｓｕｂに流れる信号（電流）の伝送方向とＬＮｍｎに流れる信号（電流）の伝送方向とが一致し、電流が並走することになる。そうすると、ＬＮｍｎで生じる磁束とＬＮｓｕｂで生じる磁束とが強め合うように磁気結合し、その結果、全体としての磁束Φが増加する。ＬＮｓｕｂ（ＬＮｍｎ）に流れる電流をＩとすると、ＬＮｓｕｂのインダクタンスＬの値は、Ｌ＝ｄΦ／ｄＩであるため、前述した磁気結合に伴い磁束Φが増加した分、等価的にＬの値が増加することになる。したがって、サブパス時には、この磁気結合を用いることで、ＬＮｓｕｂの長さを等価的に長く見せることが可能になる。
次に、外部端子（Ｐｏｕｔ）の電力を高出力レベルに設定する際には、図３（ｂ）に示すようにメインパスを用いた動作が行われる。メインパス時には、前述したＣＴＬＩＣを介してＰＡ２ｍがオンに、ＰＡ２ｓがオフに制御されると共に、ＭＮｓｗがオフに制御される。この場合、ＰＡ２ｍからの出力信号は、ＬＮｍｎを介して外部端子（Ｐｏｕｔ）に伝送されると共に、ＬＮｍｎ，Ｃ４，Ｃ５で構成される整合回路を介してＰＡ２ｍの出力インピーダンス（例えば数Ω）が所定のインピーダンス（例えば５０Ω）に変換される。この際に、ＭＮｓｗはオフであるが、実際には前述したようにＭＮｓｗのオフ容量が存在するため、ＬＮｓｕｂ，Ｃ３，ＭＮｓｗを介したリークパスが存在し得る。ただし、このメインパス時には、ＬＮｍｎに流れる信号（電流）の伝送方向とＬＮｓｕｂに流れる信号（リーク電流）の伝送方向とが反対方向となり、電流が逆並走することになる。そうすると、ＬＮｍｎで生じる磁束とＬＮｓｕｂで生じる磁束とが弱め合うように磁気結合し、その結果、図３（ａ）の場合とは逆に、等価的にＬＮｓｕｂにおけるＬの値が減少することになる。したがって、メインパス時には、磁気結合を用いることで、ＬＮｓｕｂの長さを等価的に短く見せることが可能になる。
以上の結果、ＬＮｓｕｂの長さを、サブパス時には等価的に長く見せ、メインパス時には等価的に短く見せることが可能になり、前述したトレードオフの問題を解決することが可能になる。すなわち、サブパス時には、ＬＮｓｕｂを長く見せることによって十分なインピーダンス整合が実現可能になり、メインパス時には、ＬＮｓｕｂを短く見せることによってＬＮｓｕｂを介した電力漏れを低減可能になる。また、別の観点として、仮にメインパスの特性上で採り得るＬＮｓｕｂの長さにある程度のマージンがある場合（すなわち電力漏れがさほど問題とならない場合）には、磁気結合を用いることでＬＮｓｕｂの長さを、磁気結合を用いない場合よりも短く設計することができ、これによって小面積化が図れる。
図４は、図２の高周波電力増幅装置におけるサブパス時の磁気結合の効果の一例を示すものであり、図４（ａ）はその前提条件を示す補足図であり、図４（ｂ）、（ｃ）は検証結果を示す説明図である。まず、磁気結合の効果を検証するため、図４（ａ）に示すように、ライン並走時（図３（ａ）の動作を行う場合）と、その比較例としてライン逆並走時（図３（ａ）においてＬＮｓｕｂの入出力先を入れ替えた場合に相当）と、加えてライン並走無し時（すなわち図１１の構成例のように磁気結合を用いない場合に相当）とで適宜比較を行った。
その結果、図４（ｂ）に示すように、ライン並走時には、ライン逆並走時およびライン並走無し時に比べて、インピーダンス変換が十分に行えることに伴い電流付加効率（ＰＡＥ）が向上することが確認された。なお、図４（ｂ）では、１９５０ＭＨｚの周波数と３．４Ｖの電源電圧Ｖｃｃ２で検証を行っている。ライン並走時はライン並走無し時に比べて使用可能な出力レベル（Ｐｏｕｔ）のレンジが延びるため、その分、ＰＡ２ｍよりもＰＡ２ｓを多く使用することができ、消費電力の低減が図れる。また、図４（ｃ）に示すように、ＰＡ２ｓに対する出力インピーダンスＺｓｕｂの整合を行うのに際して、ライン並走時には、ＬＮｓｕｂに伴う時計回りの回転量を十分に確保できるため、目標のインピーダンスに整合できるが、ライン逆並走時には、当該回転量が不足し、目標のインピーダンスに整合することが困難であった。これらのことから、磁気結合の効果が得られていることが判る。
図５は、図２の高周波電力増幅装置を用いた場合の各種特性を示すものであり、図５（ａ）は電力付加効率（ＰＡＥ）の特性を示す図、図５（ｂ）は隣接チャネル漏洩電力比の特性を示す図である。図５（ａ）、（ｂ）では、前述した図２の構成例を用いた場合と、図１１の構成例を用いた場合とで、メインパス使用時の特性が同等となるように図２の構成例におけるＬＮｓｕｂの長さを適宜設計した状態でそれぞれの比較を行っている。図５（ａ）に示すように、メインパス使用時のＰＡＥを同等とすると、図２の構成例（並走有）を用いることで、図１１の構成例（並走無）を用いる場合と比較して、サブパス使用時のＰＡＥを向上させることが可能になる。その結果、トークカレントの低減、強いては高周波電力増幅装置の低消費電力化が実現可能になる。また、図５（ｂ）に示すように、歪み量を表す隣接チャネル漏洩電力比（ＡＣＬＲ：Adjacent Channel Leakage Ratio）に関しては、図２と図１１とで特に有意差は無い。サブパスとメインパスの切り替えを行う出力レベル（Ｐｏｕｔ）は、図５（ｂ）に示す歪み量が所定の規格を満たす範囲内で、かつ、サブパスのＰＡＥが飽和しない範囲内で可能な限り高いレベルに設定される。
以上、本実施の形態１の高周波電力増幅装置を用いることで、代表的には、トークカレントの低減が実現可能になる。なお、ここでは、トークカレントの低減等が特に求められるＷ−ＣＤＭＡ用を例としたが、勿論、ＧＳＭ（Global System for Mobile communication）用や、ＤＣＳ（Digital Cellular System）用等で同様に適用することも可能である。また、ここでは、Ｗ−ＣＤＭＡのシングルバンド用の高周波電力増幅モジュールを示したが、例えば、図１のＨＰＡＩＣ内に各種パワーアンプ回路ＰＡ１，ＰＡ２ｍ，ＰＡ２ｍ等を複数系統設けたり、又は、ＨＰＡＭＤ内にＨＰＡＩＣを更に追加すること等でマルチバンド対応とすることも可能である。
（実施の形態２）
本実施の形態２では、実施の形態１の図２の構成例を用いた実装構造の一例について説明する。図６は、本発明の実施の形態２による高周波電力増幅装置において、図２の構成例の実装構造の一例を示す概略図である。図６に示す高周波電力増幅装置は、図２の構成例において、高周波電力増幅チップＨＰＡＩＣと伝送線路ＬＮｍｎ，ＬＮｓｕｂとの接続部分をより具体化したものとなっている。図６の高周波電力増幅装置の各種回路構成に関しては図２と同様であるため、詳細な説明は省略する。
ＨＰＡＩＣにおいて、電力増幅回路（パワーアンプ回路）ＰＡ２ｍの出力は、外部端子（電極パッド）Ｐ２ｍに接続され、パワーアンプ回路ＰＡ２ｓの出力は、外部端子（電極パッド）Ｐ２ｓに接続される。伝送線路ＬＮｍｎの一端には、ボンディング領域ＢＡＲ１が形成される。伝送線路ＬＮｓｕｂは、一端がＢＡＲ１に接続され、他端にボンディング領域ＢＡＲ２が形成される。Ｐ２ｍは、複数のボンディングワイヤＢＷ１を介してＢＡＲ１に接続され、Ｐ２ｓは、ボンディングワイヤＢＷ２を介してＢＡＲ２に接続される。ここで、ＢＷ１とＢＷ２との間で磁気結合が生じるように、Ｐ２ｍとＰ２ｓが近接して配置され、ＢＡＲ１とＢＡＲ２が近接して配置されていることが特徴となっている。
このような構成例を用いると、メインパス時（ＰＡ２ｍ側の動作時）に、前述したＬＮｍｎとＬＮｓｕｂとの間の磁気結合に加えて、当該磁気結合と同じ方向でＢＷ１とＢＷ２との間に磁気結合を生じさせることが可能になる。すなわち、メインパス時に、ＢＷ１とＢＷ２との間で弱め合うような磁気結合が生じる。その結果、図２の構成例と比較して、メインパス時における見かけ上のＬＮｓｕｂ側のインダクタンス値と、サブパス時（ＰＡ２ｓ側の動作時）における当該インダクタンス値との差分を更に拡大でき、前述したトレードオフの問題の更なる解決が図れる。
（実施の形態３）
本実施の形態３では、実施の形態２の図６の実装構造の変形例について説明する。図７は、本発明の実施の形態３による高周波電力増幅装置において、図２の構成例の実装構造の一例を示す概略図である。図７に示す高周波電力増幅装置は、図６の場合と同様に、図２における高周波電力増幅チップＨＰＡＩＣと伝送線路ＬＮｍｎ，ＬＮｓｕｂとの接続部分をより具体化したものとなっている。図７の高周波電力増幅装置の各種回路構成に関しては図２と同様であるため、詳細な説明は省略する。
ＨＰＡＩＣにおいて、電力増幅回路（パワーアンプ回路）ＰＡ２ｍの出力は、外部端子（電極パッド）Ｐ２ｍに接続され、パワーアンプ回路ＰＡ２ｓの出力は、外部端子（電極パッド）Ｐ２ｓに接続される。伝送線路ＬＮｍｎの一端には、ボンディング領域ＢＡＲ１が形成される。伝送線路ＬＮｓｕｂは、図６の場合と異なり、一端にボンディング領域ＢＡＲ３が形成され、他端にボンディング領域ＢＡＲ２が形成される。Ｐ２ｍは、複数のボンディングワイヤＢＷ１を介してＢＡＲ１に接続され、更に、ボンディングワイヤＢＷ３を介してＢＡＲ３に接続される。Ｐ２ｓは、ボンディングワイヤＢＷ２を介してＢＡＲ２に接続される。ここでは、ＬＮｓｕｂの一端（ＢＡＲ３）が、図６の場合のようにＢＡＲ１側ではなく、ＢＷ３を介して、Ｐ２ｍ側に接続されている点が特徴となっている。また、ここでは、ＢＷ１とＢＷ３、およびＢＷ３とＢＷ２の間には、磁気結合が生じない程度の間隔が確保されている。
図８は、図７の実装構造を用いた詳細な配線基板レイアウトの一例を示す模式図である。図８においては、高周波電力増幅モジュールＨＰＡＭＤを構成する配線基板（ＰＣＢ）上に高周波電力増幅チップＨＰＡＩＣと制御チップＣＴＬＩＣが実装され、更に、ＰＣＢ上に伝送線路ＬＮｍｎ，ＬＮｓｕｂが形成されている。ＰＣＢは、例えばセラミック等の誘電体層と銅（Ｃｕ）等の配線層との積層構造からなり、ＬＮｍｎ，ＬＮｓｕｂはこの配線層を用いて形成される。ここでは、ＬＮｍｎがＬＮｓｕｂよりも太い配線幅で形成される。ＬＮｍｎとＬＮｓｕｂは、一部の領域において、互い近接して並走する部分が存在する。ここでは、この並走部分の長さは１ｍｍ以下であり、並走部分でのＬＮｍｎとＬＮｓｕｂの間隔は０．１ｍｍ程度となっている。なお、ＨＰＡＭＤ全体は、例えば一辺が数ｍｍ程度の大きさで構成されており、小型化が図られている。この場合、前述したように、λ／４のスタブ配線等を使用することは容易でない。
このように、図７および図８の構成例を用いると、伝送線路ＬＮｓｕｂの一端（ＢＡＲ３）をボンディングワイヤＢＷ３を介して電極パッドＰ２ｍに接続することで、例えばＢＡＲ１に接続する場合と比較してメインパス時の電力損失が低減可能になる。すなわち、パワーアンプ回路ＰＡ２ｍの出力インピーダンスは、例えば数Ω程度であり、それをＬＮｍｎ等を介して５０Ω等にインピーダンス変換するため、Ｐ２ｍ側の方がＢＡＲ１側よりもインピーダンスが低くなる。メインパス時は、ＬＮｓｕｂ側は高インピーダンス回路とみなされるが、より低いインピーダンスの箇所に高インピーダンス回路を接続した方が、インピーダンスの比率により高インピーダンス回路側への電力漏れが小さくなる。したがって、ＬＮｓｕｂの一端をＰ２ｍ側に接続することで、前述したＬＮｍｎとＬＮｓｕｂの磁気結合の効果と併せて高周波電力増幅装置の低消費電力化が図れる。
なお、図７および図８は、図６に示したようなＢＷ１とＢＷ２の間の磁気結合を利用しない構成例となっているが、場合によっては更に当該磁気結合も利用できるようにＢＷ１とＢＷ２が近接配置されるような構成を用いることも可能である。ただし、この場合、図６の場合と異なり例えば伝送線路ＬＮｓｕｂの引き回し等が必要とされるため、小型化やインピーダンス整合の容易化等の観点では、図７および図８のような構成例とする方が望ましい。
（実施の形態４）
前述した実施の形態では、２段目のパワーアンプ回路ＰＡ２ｍ，ＰＡ２ｓの選択により、２種類の動作モード（低〜中出力レベル、高出力レベル）を備えた構成例を示したが、これを３種類以上の動作モード（例えば低出力レベル、中出力レベル、高出力レベル）を備えた構成例に拡張することも可能である。本実施の形態４では、３種類の動作モードを持つ高周波電力増幅装置の構成例について説明する。図９は、本発明の実施の形態４による高周波電力増幅装置において、図１での２段目のパワーアンプ回路ＰＡ２ｍ，ＰＡ２ｓ周りの詳細な構成例を示す回路図である。
図９に示すように、通常、２段目のパワーアンプ回路ＰＡ２ｍ，ＰＡ２ｓのそれぞれは、エミッタ、ベース、およびコレクタが共通接続された複数の単位トランジスタによって構成される。各単位トランジスタは、フィンガ等と呼ばれ、このような各パワーアンプ回路は、マルチフィンガ構造等と呼ばれる。ここで、３種類の動作モードに対応するため、ここでは、ＰＡ２ｍ，ＰＡ２ｓのいずれか一方が、マルチフィンガ全体を２グループに分割し、各グループに対して独立にベースバイアスが供給可能なような構成されている。
すなわち、ＰＡ２ｍ，ＰＡ２ｓのいずれか一方は、エミッタとコレクタがそれぞれ共通接続された（２×ｎ）個のヘテロ接合バイポーラトランジスタ（単位トランジスタ）Ｑ２ａ［１］〜Ｑ２ａ［ｎ］，Ｑ２ｂ［１］〜Ｑ２ｂ［ｎ］を備える。Ｑ２ａ［１］〜Ｑ２ａ［ｎ］は、ベースが共通に接続され、図１の制御チップＣＴＬＩＣを介してバイアス電流ＩＢＳ２ａが供給される。同様に、Ｑ２ｂ［１］〜Ｑ２ｂ［ｎ］は、ベースが共通に接続され、図１のＣＴＬＩＣを介してバイアス電流ＩＢＳ２ｂが供給される。ここで、ＩＢＳ２ａとＩＢＳ２ｂの供給有無は、モード設定信号Ｖｍｏｄｅ’に応じてそれぞれ独立に制御される。Ｖｍｏｄｅ’は、例えば前述した２個の情報を持つＶｍｏｄｅ（１ビット）に１ビットを加えること等で、３値の情報を持つにようにしたものである。
このような構成例において、例えば、パワーアンプ回路ＰＡ２ｍ，ＰＡ２ｓのサイズ比（フィンガ数の比）がＰＡ２ｍ：ＰＡ２ｓ＝４：１の場合、ＰＡ２ｍ側を２グループに分割することでＰＡ２ｍ（両グループ活性化時）：ＰＡ２ｍ（片グループ活性化時）：ＰＡ２ｓ＝４：２：１のサイズ比を実現できる。そして、これらをそれぞれ高出力レベル、中出力レベル、低出力レベルの動作モードに対応させる。このようなサイズの使い分けによって、前述した伝送線路ＬＮｍｎ，ＬＮｓｕｂによる磁気結合の効果を維持した状態で、更なるトークカレントの低減、強いては高周波電力増幅装置の低消費電力化が図れる。また、これに伴い高周波電力増幅装置の大型化も特に招かない。一方、比較例として、例えばパワーアンプ回路を１個追加することで３種類の動作モードを実現するような方式では、特に端子や配線基板上の配線等が増大するため、小型化が図れない恐れがあり、加えて前述した磁気結合の実現方法にも工夫が必要となる。なお、ここでは、３種類の動作モードを実現したが、加えて、ＰＡ２ｓ側も同様にして２グループに分割することで４種類の動作モードを実現することも可能である。
以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能である。
本実施の形態による高周波電力増幅装置は、特に、Ｗ−ＣＤＭＡ用やＴＤＳ−ＣＤＭＡ用の携帯電話機の電力送信部に適用して有益なものであり、これに限らず、ＧＳＭ用やＤＣＳ用、更にはＬＴＥ（Long Term Evolution）用等を含めて様々な規格を持つ携帯電話機に適用可能である。また、携帯電話機に限らず、複数の出力パワーモードを持ち、バッテリ駆動等により低消費電力化が求められる無線機器全般に対して広く適用可能である。
ＨＰＡＭＤ 高周波電力増幅モジュール
ＭＮＴ 整合回路
ＰＡ パワーアンプ回路
ＨＰＡＩＣ 高周波電力増幅チップ
ＣＴＬＩＣ 制御チップ
Ｃ 容量
ＬＮ 伝送線路
ＭＮ ＮＭＯＳトランジスタ
Ｑ バイポーラトランジスタ
ＩＢＳ バイアス電流
Ｐ 外部端子
ＢＷ ボンディングワイヤ
ＢＡＲ ボンディング領域

Claims (18)

  1. 第１入力信号を増幅する第１電力増幅回路と、
    前記第１入力信号を増幅する第２電力増幅回路と、
    一端が前記第１電力増幅回路の出力ノードに結合された第１伝送線路と、
    前記第１伝送線路の他端に結合された第１容量と、
    一端が前記第１電力増幅回路の出力ノードに結合され、他端が前記第２電力増幅回路の出力ノードに結合された第２伝送線路と、
    前記第２電力増幅回路の出力ノードと接地電源電圧の間に直列に設けられた第２容量およびトランジスタスイッチと、
    モード設定信号に応じて前記第１電力増幅回路か前記第２電力増幅回路のいずれか一方を活性化させ、前記第１電力増幅回路を活性化させた際には前記トランジスタスイッチをオフに駆動し、前記第２電力増幅回路を活性化させた際には前記トランジスタスイッチをオンに駆動する制御回路とを備え、
    前記第１および第２伝送線路は、磁気結合が生じるように近接配置された磁気結合領域を含み、前記磁気結合領域において、前記第１電力増幅回路の出力ノード側を起点とする前記第１伝送線路の延伸方向と前記第２電力増幅回路の出力ノード側を起点とする前記第２伝送線路の延伸方向とが同一方向となるように配置されていることを特徴とする高周波電力増幅装置。
  2. 請求項１記載の高周波電力増幅装置において、
    前記第１電力増幅回路は、前記第１入力信号を増幅する第１トランジスタを含み、
    前記第２電力増幅回路は、前記第１入力信号を増幅し、前記第１トランジスタよりもサイズが小さい第２トランジスタを含むことを特徴とする高周波電力増幅装置。
  3. 請求項２記載の高周波電力増幅装置において、
    前記第１および第２トランジスタは、バイポーラトランジスタであり、
    前記トランジスタスイッチは、ＭＩＳトランジスタであることを特徴とする高周波電力増幅装置。
  4. 請求項３記載の高周波電力増幅装置において、
    前記第１および第２電力増幅回路と前記第２容量は、第１半導体チップ上に形成され、
    前記トランジスタスイッチと前記制御回路は、第２半導体チップ上に形成されることを特徴とする高周波電力増幅装置。
  5. 請求項２記載の高周波電力増幅装置において、
    前記第１トランジスタまたは前記第２トランジスタは、並列接続された第３トランジスタと第４トランジスタを備えており、
    前記制御回路は、更に、前記モード設定信号に応じて、前記第３および第４トランジスタの活性化・非活性化をそれぞれ独立に制御することを特徴とする高周波電力増幅装置。
  6. 第１ノードと第２ノードの間に設けられた第１伝送線路と、
    第３ノードと前記第１ノードの間に設けられた第２伝送線路と、
    第１入力信号を増幅し、前記第１ノードに向けて出力を行う第１電力増幅回路と、
    前記第１入力信号を増幅し、前記第３ノードに向けて出力を行う第２電力増幅回路と、
    前記第３ノードと接地電源電圧の間に直列に設けられたインピーダンス整合素子およびトランジスタスイッチと、
    モード設定信号に応じて前記第１電力増幅回路か前記第２電力増幅回路のいずれか一方を活性化させ、前記第１電力増幅回路を活性化させた際には前記トランジスタスイッチをオフに駆動し、前記第２電力増幅回路を活性化させた際には前記トランジスタスイッチをオンに駆動する制御回路とを備え、
    前記第１および第２伝送線路は、前記第１電力増幅回路が活性化された際には弱め合うような磁気結合が生じ、前記第２電力増幅回路が活性化された際には強め合うような磁気結合が生じるように配置されていることを特徴とする高周波電力増幅装置。
  7. 請求項６記載の高周波電力増幅装置において、
    前記第１電力増幅回路は、前記第１入力信号を増幅する第１トランジスタを含み、
    前記第２電力増幅回路は、前記第１入力信号を増幅し、前記第１トランジスタよりもサイズが小さい第２トランジスタを含むことを特徴とする高周波電力増幅装置。
  8. 請求項７記載の高周波電力増幅装置において、
    前記インピーダンス整合素子は容量素子であり、
    前記容量素子と前記トランジスタスイッチは、前記第３ノードと接地電源電圧の間に直列に接続されることを特徴とする高周波電力増幅装置。
  9. 請求項８記載の高周波電力増幅装置において、
    前記第１および第２電力増幅回路と前記インピーダンス整合素子は、第１半導体チップ上に形成され、
    前記トランジスタスイッチと前記制御回路は、第２半導体チップ上に形成されることを特徴とする高周波電力増幅装置。
  10. 請求項７記載の高周波電力増幅装置において、
    前記第１および第２トランジスタは、バイポーラトランジスタであり、
    前記トランジスタスイッチは、ＭＩＳトランジスタであることを特徴とする高周波電力増幅装置。
  11. 請求項７記載の高周波電力増幅装置において、
    前記第１トランジスタまたは前記第２トランジスタは、並列接続された第３トランジスタと第４トランジスタを備えており、
    前記制御回路は、更に、前記モード設定信号に応じて、前記第３および第４トランジスタの活性化・非活性化をそれぞれ独立に制御することを特徴とする高周波電力増幅装置。
  12. 配線基板と、
    前記配線基板上に実装された単数又は複数の半導体チップと、
    前記配線基板上の配線層で形成され、第１ノードと第２ノードの間に設けられた第１伝送線路と、
    前記配線基板上の配線層で形成され、第３ノードと第４ノードの間に設けられた第２伝送線路と、
    第１および第２ボンディングワイヤを備え、
    前記単数又は複数の半導体チップは、
    第１入力信号を増幅し、第１パッドに出力を行う第１電力増幅回路と、
    前記第１入力信号を増幅し、第２パッドに出力を行う第２電力増幅回路と、
    前記第２パッドと接地電源電圧の間に直列に設けられたインピーダンス整合素子およびトランジスタスイッチと、
    モード設定信号に応じて前記第１電力増幅回路か前記第２電力増幅回路のいずれか一方を活性化させ、前記第１電力増幅回路を活性化させた際には前記トランジスタスイッチをオフに駆動し、前記第２電力増幅回路を活性化させた際には前記トランジスタスイッチをオンに駆動する制御回路とが形成され、
    前記第１ボンディングワイヤは、前記第１パッドと前記第１ノードとを接続し、
    前記第２ボンディングワイヤは、前記第２パッドと前記第３ノードとを接続し、
    前記第４ノードは、前記第１パッド又は前記第１ノードに接続され、
    前記第１および第２伝送線路は、磁気結合が生じるように近接配置された磁気結合領域を含み、前記磁気結合領域において、前記第１電力増幅回路の出力ノード側を起点とする前記第１伝送線路の延伸方向と前記第２電力増幅回路の出力ノード側を起点とする前記第２伝送線路の延伸方向とが同一方向となるように配置されていることを特徴とする高周波電力増幅装置。
  13. 請求項１２記載の高周波電力増幅装置において、
    前記第１電力増幅回路は、前記第１入力信号を増幅する第１トランジスタを含み、
    前記第２電力増幅回路は、前記第１入力信号を増幅し、前記第１トランジスタよりもサイズが小さい第２トランジスタを含むことを特徴とする高周波電力増幅装置。
  14. 請求項１３記載の高周波電力増幅装置において、
    前記第１ボンディングワイヤと前記第２ボンディングワイヤは、磁気結合が生じるように近接配置されていることを特徴とする高周波電力増幅装置。
  15. 請求項１３記載の高周波電力増幅装置において、
    更に、第３ボンディングワイヤを備え、
    前記第３ボンディングワイヤは、前記第１パッドと前記第４ノードとを接続することを特徴とする高周波電力増幅装置。
  16. 請求項１３記載の高周波電力増幅装置において、
    前記インピーダンス整合素子は容量素子であり、
    前記容量素子と前記トランジスタスイッチは、前記第２パッドと接地電源電圧の間に直列に接続されることを特徴とする高周波電力増幅装置。
  17. 請求項１６記載の高周波電力増幅装置において、
    前記第１および第２電力増幅回路と前記容量素子は、第１半導体チップ上に形成され、
    前記トランジスタスイッチと前記制御回路は、第２半導体チップ上に形成され、
    前記第１および第２トランジスタは、バイポーラトランジスタであり、
    前記トランジスタスイッチは、ＭＩＳトランジスタであることを特徴とする高周波電力増幅装置。
  18. 請求項１３記載の高周波電力増幅装置において、
    前記第１トランジスタまたは前記第２トランジスタは、並列接続された第３トランジスタと第４トランジスタを備えており、
    前記制御回路は、更に、前記モード設定信号に応じて、前記第３および第４トランジスタの活性化・非活性化をそれぞれ独立に制御することを特徴とする高周波電力増幅装置。
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