JP5600788B1 - 高効率出力安定化発電装置及び流水式小水力発電システム - Google Patents

Abstract

【課題】無負荷時及び高回転高出力時の大きな発電電圧のときの、制御回路への入力電圧を耐電圧以下として、ダミー抵抗方式やリアクタンス降下方式及び巻き線切替方式を用いることなく定格負荷時、無負荷時、低速回転時、高速回転時のすべての状態に対して電力の高効率利用及び定電圧化を達成する。
【解決手段】発電装置１０は、出力電圧を負荷１２に印加するものであり、永久磁石式発電機２０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれの出力巻き線は、定格電圧に対して出力電圧が１／２となるように巻数が１／２とされて、相互に並列な２系統の出力巻き線Ｕ１とＵ２、Ｖ１とＶ２、Ｗ１とＷ２からなっていて、２系統の出力巻き線における出力電圧は、制御回路３０において、各系統が独立してＵ相、Ｖ相、Ｗ相毎に整流されてから降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ３４−１、３４−２により、系統毎に出力を安定化され、その出力が加算結線部３８より直列に加算されて、負荷１２に印加される。
【選択図】図１

Description

本発明は、永久磁石を用いた高効率出力安定化発電装置及び流水式小水力発電システムに関する。

永久磁石式発電機は、ロータに永久磁石を用いるので、効率よく発電電力を得ることができ、風力発電機、マイクロ水力発電機や車載用発電機として利用されている。

永久磁石方式の発電機では、発電機の回転数と発電電圧は比例関係にあるが、上記のような発電機では、通常、低速回転において定格電力を得るように設計されていて、風力が強いとき、水流量が多いとき、あるいは、車両が高速運転をしたとき及び無負荷運転のときなどの高速回転時において発電電圧が制御器の最大入力電圧（耐電圧）を超えてしまう問題点があった。

図８に、永久磁石式発電機の出力垂下特性及び水力・風力の負荷変動特性を示す。図８において、Ａ点は無負荷運転、Ｂ点は定格負荷（５．５Ａ）垂下点、Ｃ点は電流が流れたことによる発電機トルクの増加により水車あるいは風車の回転が低下し、更に、電圧が低下する点を示している。

このＣ点において電圧は１００ＶＡＣ（相電圧）である。ここから、無負荷運転になった場合は、急激に回転・電圧が上昇し約３００ＶＡＣ（相電圧）に達する。このときの、整流出力電圧は約７２０ＶＤＣの高電圧となってしまう。それ故に、従来は例えば、予め決めたアイドル電流を流して、無負荷になっても大きな電圧変化が起きないようにしていた。即ち、常に大きな電力損失を伴っているということになる。

また、発電機の回転変動に伴う電圧変動を一定の電圧にそろえるためには、高速回転時では発電電圧を下げて、低速時には発電電圧を上げなければならず、これを昇降圧コンバータで電圧調整させると、昇圧回路および降圧回路を用いなければならず、装置が複雑且つ高価になるという問題点がある。

上記に対して、例えば特許文献１において、３相交流発電機における出力巻き線と出力側ソレノイドコイル、出力端子、制御ソレノイドコイルの先端を３相整流器に接続し、３相整流器の直流端子にパワートランジスタ等の電圧制御スイッチを接続し、負荷用３相整流部の電圧を検出して、電圧が一定になるように電圧制御スイッチのオン時間を制御することによって、装置の簡素化を実現し、且つ、パワートランジスタの容量を小さくした、永久磁石式発電機の電圧一定化制御装置が提案されている。

図９に示されるように、特許文献１記載の永久磁石式発電機１は、無負荷時の出力電圧を制御するために、発電機コイル２に対して直列にコイルＬ１、Ｌ２を配置して強制的にｉ１を発電機に流し、発電機の出力電圧垂下特性及びＬ１の電圧降下を利用して交流定電圧手法を採用しているが、無負荷時及び高回転高出力時に、コイルＬ１、Ｌ２による逆起電力の蓄積エネルギーを消費させるために大きな熱損失が発生してしまうという問題点がある。更に、この特許文献１では、また、高回転になったときに出力巻き線を１／２又はそれ以下に減じる巻き線切替方法を提案しているが、巻き線切替のため発電機の構造が複雑になり又、巻き線切替の電子回路が必要となり、更に制御アルゴリズムも複雑化して、製造コストの増大に繋がるという問題点があった。

又、従来、永久磁石方式において、低速高電圧を得る方法としては、８４スロット、５６ポールのアウターロータ方式等が提案されているが、回転トルクが大きいという問題点があった（特許文献２）。同様に多極方式ではコアレスも提案されているが、発電効率に問題があった。

例えば、流水式水力発電装置は、受電側の状態にかかわらず、水車は回り続けているので、制御回路起動前でも、無負荷状態で最大回転、最大電圧で動作している。この状態では、入力電圧が制御回路や系統連系装置の耐電圧を超えていて、そのまま発電出力を接続すると、これらは壊れてしまうこととなる。

そのため、従来は、起動前にはダミー抵抗に大電流を流して、水車の回転及び発電電圧降下を発生させて、後に系統連系装置を立ち上げるという手法をとっていた。

この方法では、立上げ、再立上げの手順が難しいという欠点があり、又、ダミー抵抗は発熱を伴い大電力を消費して総合発電効率を低下させていた。

また、小水力発電装置の場合、農業用水路等に設置して、電力系統に接続でき、所定の電力を得るために最小で１０００ｒｐｍ以上の回転数が必要であった。このためには、流水落差が１ｍ以上、流量１ｍ³以上が必要であり、設置可能水路が限定されていた。

更に、冷凍車などの、エンジンによる常時駆動の発電機を搭載した場合において、制御回路の耐圧を超える高電圧を、分流回路を用いて電圧降下させるものがあるが、無負荷時及び高速回転時において、分流回路の発熱量が大きくなって非実用的である。

例えば、常時駆動の発電機はエンジン回転速度が６００ｒｐｍ程度で増速比２．５倍とし、発電機回転数１５００ｒｐｍの時に約３００ＶＤＣの整流出力を得るようにしているが、高速回転時（例えば４０００ｒｐｍ×２．５）では、発電電圧が３００Ｖ×１００００／１５００≒２０００ＶＤＣとなり、制御回路を構成する半導体の耐電圧１２００Ｖを超えてしまう。

また、２台の発電機を左右一対の車輪に連動して各々駆動する場合、左右の車輪の回転速度が異なる状況では発電電圧が異なり、単純に加算して高圧バッテリーに充電できないという問題点がある。

特許文献３記載の発明は電力変換装置に係るものであり、その構成は、特に、図７記載の回路構成図から、交流電源１０に並列に接続された直流電源２１、２２と、直流電源２１に接続された電力変換器４及び直流電源２２に接続された電力変換器３とからなり、２つの電力変換器４、３の出力を直列にして負荷５に供給するものである。

ここで、直流電源２１は、交流電源１０に接続される変圧器２１ａ及びこの変圧器２１ａの変圧後の電流が入力されるＡＣ−ＤＣ変換器２１ｂからなり、直流電源２２も、同様に、変圧器２２ａとＡＣ−ＤＣ変換器２２ｂとから構成されている。

又、特許文献３の図７記載の回路構成では、変圧器２１ａ、２２ａが交流電源１０とＡＣ−ＤＣ変換器２１ｂ、２２ｂ間に介在されていて、交流電源１０からの電力は変圧器２１ａ、２２ａで絶縁され、交流電源１０とＡＣ−ＤＣ変換器２１ｂ、２２ｂとが直結されていないので、装置の重量が増大されるのみならず、変圧器２１ａ、２２ａにおける変圧ロスが発生して、総合効率が低下してしまうという問題点がある。

特許文献４の図４に示される回路構成において、制御回路であるスイッチング整流回路は一体構成であって、図４において符号４０６で示される並列のコイルＷ２、Ｗ３の出力電圧が加算された状態でスイッチング整流回路に流れる構成となっている。即ち、制御回路に対しては、既に入力段階で出力電圧が加算された構成となっていて、後段の制御回路を構成する半導体、例えば図７のＳ７０４，Ｓ７３２，Ｓ７０６，Ｓ７３４には、発電機からの２つの出力電圧が加算されて印加されることになる。

また、図２の交流発電機２０５の動力源２１０は、内燃機関やタービンであって、また主に可搬型発電機であって、その回転速度は制御器２０４によって適切に制御されている構成となっている。

しかし、風車、水車、自動車の回転軸のいずれかからなる回転駆動源の場合は、回転速度に応じて出力電圧が大きく変動し、永久磁石式発電機を用いていると、高速回転時の出力電圧が図７の半導体にかかったときに、これら半導体は過大な電圧によって耐圧破壊される恐れがある。

上記のような制御回路の半導体の耐圧破壊を回避するには、発電機出力に分流回路を設けて高電圧の時に分流回路に電流を流し電圧を下げる方法があるが当然大きな発熱を伴う。又、非常にコストがかかるが半導体の耐圧を高くする方法が採られているが限界がある。

特許文献５の図１に示される回路構成では、複数組（２組）の出力巻き線は、各々整流器を介して１つのインバータ回路７に直列又は並列に接続されるが、２組の巻き線の出力を個別に整流後直列又は並列に接続し、１つのインバータ回路に接続される構成である。

従って、直列に接続した場合、１つのインバータ回路の半導体に２組の巻き線の出力電圧が直列に加算されてかかることになり、発電機出力が大きく変動した場合、制御回路の半導体が耐圧破壊される恐れが生じる。又、並列接続１つのインバータの場合は、電圧が加算されないので所定の電圧が得られない。又、並列接続された発電機出力には電圧差、つまりアンバランスがあり、どちらか電圧の高いほうに負担がかかるという問題点もある。

特許第４９１３２３４号公報 特開２０１２−４４８１７号公報 特開２００７−２８０１８７号公報 特開２０００−３０８３９６号公報 特開平１０−８４７００号公報

本発明は、ダミー抵抗方式やリアクタンス降下方式を採用することなく、更に、無負荷時、高速回転時の最高発電電圧を従来の少なくとも１／２とし、巻き線切替を必要とすることなく、制御回路への全入力電圧を無駄なく降圧し、且つ、広範囲な入力電圧を大きな損失なしで高効率に安定化することができる高効率出力安定化発電装置を提供することを課題とする。

また、農業用水路で流水落差の小さい場合でも発電可能な高効率小水力発電システム及び、車載用発電機の場合、複数の発電機の発電出力を単純に加算してバッテリーに充電できるようにした高効率出力安定化発電装置を提供することを課題とする。

即ち、以下の実施例により上記課題を解決することができる。

（１）風車、水車、自動車の回転体のいずれかからなる回転駆動源により駆動され、回転速度に応じて出力電圧が変動する１基の永久磁石式発電機を含む発電装置であって、前記永久磁石式発電機内で、並列に巻き上げられ、ｎを２以上の整数とし、定格出力電圧に対してその１／ｎの出力電圧が得られるｎ個の１／ｎ出力巻き線と、前記ｎ個の１／ｎ出力巻き線の各々に直接接続されたｎ個の同一構成の整流器、及び、前記ｎ個の整流器に各々接続され、その出力電圧を安定化するｎ個の同一構成の降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを含む制御回路と、前記ｎ個の降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ出力端子を直列に結線することにより、各々の直流出力をそのまま直列加算して、要求電圧とする加算結線部と、を有してなる高効率出力安定化発電装置。

（２）永久磁石式発電機が、水車により、増速比５〜８倍の増速機を介して駆動される高効率小水力発電機であって、流水落差が０．５ｍ以上１．０ｍ未満の流水により発電可能である高効率出力安定化発電装置を、０．５ｍ以上１．０ｍ未満の流水落差が得られる間隔で、水路に連続的に少なくとも２基設置してなる流水式小水力発電システム。

ここで上記回転駆動源である回転体は、風車又は水車の出力軸、自動車の車軸のみならず、例えば、ドラムモータ型の発電機の場合は、固定軸を中心として回転するドラムを含むものとする。

この発明では、発電機の巻き線の巻き数を１／ｎとしたｎ個の出力巻き線の出力電圧を、各々整流し、且つ、各々降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータにより出力安定化後の電圧（例えば２８０／ｎＶＤＣ）を直列加算して、２８０ＶＤＣとしたことにより、発電機最高回転時において、整流用ダイオード、降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ用高速スイッチング素子（Ｓｉｃ）等々における最大入力電圧（耐電圧）範囲を超えない範囲の、例えば１２００ＶＤＣ以下の電圧に抑え、更に、巻き線を１／ｎとしたことにより、巻き線インダクタンスを半減させて逆起電力の発生を抑え、発電機内部の垂下電圧を減少させて効率を更に改善し、更に発電電圧が従来比１／ｎであることから巻き線切替を行なう必要がなく、且つ、発電機出力に負荷と並列にダミー抵抗及び外付けリアクタンスを挿入する必要がなく、低速回転域から高速回転域まで低損失にて発電電圧を効率良く安定化し利用することができる。

又、前記ｎを、前記永久磁石式発電機が最高回転数のときの、ｎ＝１と仮定した１系統の出力巻き線から得られ、整流されたとした場合の、ｎ＝１の降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータへの入力電圧Ｅｍａｘに対して、前記降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの耐電圧である最大入力電圧をＥｗとしたとき、Ｅｍａｘ／ｎ≦Ｅｗとなるようにして、降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータへの入力電圧が、降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの耐電圧を超えないようにしているので、高コストの素子を用いた制御回路を用いることなく、発電効率を増大することができる。

又、前記ｎを、前記永久磁石式発電機が最高回転数のときの、ｎ＝１と仮定した１系統の出力巻き線から得られ、整流されたとした場合の、ｎ＝１の降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータへの入力電圧Ｅｍａｘに対して、前記降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの許容入力電圧をＥｃとしたとき、Ｅｍａｘ／ｎ≦Ｅｃとなるようにして、降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータへの入力電圧が、降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの制御可能な電圧を超えないようにしているので、高コストの素子を用いた制御回路を用いることなく、発電効率を増大することができる。

ここで、許容入力電圧とは、降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータによる制御可能な電圧である。発電電圧が、最大入力電圧（耐電圧）よりも低ければ、降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの素子を破壊することはないが、発電電圧が最大入力電圧に頻繁に接近すると、発熱により素子が劣化し易くなり、これを抑制するために許容入力電圧を定めている。

本発明はダミー抵抗方式やリアクタンス降下方式を採用することなく、更に、無負荷時、高速回転時の最高発電電圧を従来の１／ｎとし、巻き線切替を必要とすることなく、制御回路への全入力電圧を無駄なく降圧することができ、且つ、広範囲な入力電圧を大きな損失なしで高効率に安定化することができるという効果を有する。

本発明の実施例１に係る高効率出力安定化発電装置における永久磁石式発電機の出力巻き線を含む回路を示す回路図 実施例１における永久磁石式発電機の出力巻き線を模式的に示す断面図 実施例１における降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの詳細を示す回路図 実施例１の発電装置での熱損失を、発電電圧、回転速度との関係で示す線図 従来のリアクタンス降下方式の発電装置における同様の熱損失を示す線図 高効率出力安定化発電装置である流水式小水力発電装置を、複数、小水路に設置して構成した流水式小水力発電システムの実施例を模式的に示す斜視図 本発明を流水式小水力発電装置に適用したときにおける５倍増速機を用いた場合の水車回転トルクと、２０倍増速機を用いた場合の水車回転トルクとを比較して示す線図 永久磁石式発電機の出力垂下特性、及び、水力・風力の負荷変動特性を示す線図 リアクタンス降下法により出力電圧を抑制した従来の発電装置を示す回路図

以下図１〜図３に示される本発明の実施例１に係る高効率出力安定化発電装置（以下、発電装置）について詳細に説明する。

実施例１に係る発電装置１０は、永久磁石式発電機２０と、制御回路３０と、加算結線部３８とを備えて構成されていて、出力電圧を負荷１２に印加するものである。

永久磁石式発電機２０は、３相交流発電機であって、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれの出力巻き線は、図２に示されるように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相毎に並列な２つの出力巻き線から構成されている。各出力巻き線の巻き数は、定格電圧を出力する場合の巻き数に対して、出力電圧が１／２となるように巻き数が１／２とされている。

詳細には、Ｕ相の出力巻き線は相互に並列な出力巻き線２４Ｕ₁、２４Ｕ₂からなり、Ｖ相の出力巻き線は相互に並列な出力巻き線２４Ｖ₁、２４Ｖ₂からなり、Ｗ相の出力巻き線は相互に並列な出力巻き線２４Ｗ₁、２４Ｗ₂からなっている。すなわち、並列な２系統の出力巻き線２４Ｕ₁、２４Ｖ₁、２４Ｗ₁と２４Ｕ₂、２４Ｖ₂、２４Ｗ₂とからなっている。

図２の符号２６は永久磁石のロータ、２８は固定子をそれぞれ示す。なお、本実施例１の発電機は、１８スロット、１２ポールにて形成されている。また、ロータ２６は、水力発電機や、風力発電機又は自動車の車軸等の回転体である回転駆動源２９から増速機２９Ａを経て回転速度を増大して駆動される。

これらの２系統の出力巻き線における出力電圧は、制御回路３０において、系統ごとに独立して出力を安定化され、その２系統の直流出力が加算結線部３８により、直列に加算されて、負荷１２に印加されるようになっていて、２Ｙ結線出力直列加算方式を構成している。

この２Ｙ結線出力直列加算方式は、発電機の巻き線がＹ結線されていて、その出力が直流とされてから、降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータにより安定化され、直列に加算されるようにした構成を示す。

永久磁石式発電機２０における２系統の３相交流出力の一方は３相整流器３２−１に、また、他方は３相整流器３２−２に各々直接入力され、且つ、直流変換され、更に、３相整流器３２−１及び３２−２の直流出力は、別個に降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ３４−１、３４−２において降圧されるようになっている。この実施例１では、最大１２００ＶＤＣの入力を、１４０ＶＤＣに降圧及び安定化するようにされている。

降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ３４−１、３４−２では、詳細が図３に示されるように、必要とされる電力のみ供給されるようにＰＷＭ方式スイッチング素子３６−１、３６−２が設けられている。図３では降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ３４−１のＰＷＭ方式スイッチング素子３６−１のみが示されているが、降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ３４−２のＰＷＭ方式スイッチング素子３６−２も同一の構成であるので、３６−１（３６−２）と示すことによって図示を省略する。

なお、３相整流器３２−１及び３２−２は全く同一であり、同様に、降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ３４−１、３４−２も全く同一とされている。

この実施例１に係る発電装置１０においては、１台の永久磁石式発電機２０に、各々巻き数が、定格出力電圧の場合の巻き数の１／２とされたＹ結線コイルを２系統（２４Ｕ₁
、２４Ｖ₁、２４Ｗ₁及び２４Ｕ₂、２４Ｖ₂、２４Ｗ₂）を並列に設定して、２系統の発電
出力を個別に整流し、且つ、個別に降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ３４−１、３４−２で安定化し、更に降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ３４−１、３４−２の直流出力を加算結線部３８により直列加算し、定格の出力（例えばＤＣ２８０Ｖ出力）を得るようにされている。

この実施例１においては、３相整流器３２−１、３２−２及び降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ３４−１、３４−２は、安定化出力を直列加算したことにより、制御回路３０に対して１系統の場合の１／２の印加電圧となる。即ち制御回路３０の各々の入力回路（３相整流器３２−１、３２−２）は、従来の１系統の場合の１／２の印加電圧となる。

従って、２系統の各々の最大発電電圧が、制御回路３０の電子部品の耐電圧を超えないようにすれば、巻き線切替による発電電圧の抑制を必要とせず、比較的低い耐電圧の電子部品を使用して回路を構成できるので、回転駆動源が高速で回転されてしまう風車や自動車への搭載が可能となる。又、複雑な巻き線切替技術を必要としないので、発電機の構造を簡素化することができ、量産が容易な低コスト発電装置を構成することができる。

なお、上記２系統のコイルは、各々の巻き数が、定格出力の場合のコイルの巻き数の１／２とされているが、巻き数は、３系統並列の場合１／３、４系統並列の場合１／４、・・・ｎ系統並列の場合１／ｎとする。なお、ｎは２以上の整数である。

更に具体的には、前記ｎは、前記永久磁石式発電機２０が最高回転数のときの、ｎ＝１と仮定した１系統の出力巻き線から得られ、整流されたとした場合の、ｎ＝１の降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータへの入力電圧Ｅｍａｘに対して、前記降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ３４−１、３４−２の耐電圧である最大入力電圧をＥｗとしたとき、Ｅｍａｘ／ｎ≦Ｅｗとなる値を選択してもよい。

例として、入力電圧Ｅｍａｘ＝１８５４ＶＤＣ、Ｅｗ＝１２００ＶＤＣ、Ｅｍａｘ／Ｅｗ＝１．５４５≒２（ｎ）となる。但し１２００ＶＤＣは降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを構成する電子部品の耐電圧である。

また、前記ｎは、前記永久磁石式発電機の最高回転数のとき、入力電圧Ｅｍａｘに対して、前記降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの許容入力電圧をＥｃとしたとき、Ｅｍａｘ／ｎ≦Ｅｃとなる値を選択してもよい。

エネルギー損失については、降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ３４−１、３４−２では、ＰＷＭ方式スイッチング素子３６−１及び３６−２におけるエネルギー損失が、ＦＥＴのＯＮ抵抗（０．０８Ω／３５Ａ）＋スイッチングロス＋チョークコイルＬの銅損（０．０４Ω）のみに限定され非常に少ない。

又、図３に示される降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ３４−１、３４−２においては、チョークコイルＬに蓄積されたエネルギーが負荷１２に消費されるため、高いスパイク電圧の発生及び発熱が無く、広範囲な入力電圧（１４６Ｖ〜１２００Ｖ）を定電圧出力（例えば出力電圧ＤＣ１４０Ｖ又はＤＣ２８０Ｖ）にするには極めて有効であり、エネルギーの損失が少ない。

更に、チョークコイルＬは、リアクタンス降下方式では交流３相チョークコイルを必要としたが、本方式では１つの直流パワーチョークコイルで構成でき、軽量化、高効率化、且つ、低コスト化を図ることができる。

なお、整流器はダイオードを用いたものに限定されず、例えば高速スイッチングにより整流するものでもよい。

［実験例］
整流後の定格出力２８０ＶＤＣ出力を得る永久磁石式発電機におけるＵ、Ｖ、Ｗ各相の巻き線２系統を並列加算していたものを、１／２の巻き線を２系統として、この２系統の発電出力をそれぞれ整流安定化後に各１４０ＶＤＣを直列加算して定格出力Ｅ１を２８０ＶＤＣとした。結果として発電機の巻き線は１／２で従前通りの発電が可能となった。これを、Ｅ１＝１４０＋１４０＝２８０ＶＤＣと表わすことができる。

エネルギー損失の実測値を図４に示す。また、同様のＥ１＝２８０ＶＤＣの出力を得るための永久磁石式発電機において、リアクタンス降下方式を採用した場合の熱損失を図５に示す。

図４と図５を比較すれば、実施例１の発電装置において、熱損失が非常に少なくなっていることが分かる。

次に、発電装置と増速機との関係について説明する。

上記のような永久磁石式発電機を用いた流水式小水力発電機、風力発電機、車載発電機においては、水車、風車や車軸からなる回転駆動源の回転が低い場合でも希望の発電電圧が得られるようにするために増速機を利用している。しかし、増速機を利用した場合、低速回転時は希望の電圧を得ることができるが、高速回転時及び無負荷回転時には、発電電圧が制御回路の最大入力電圧（耐電圧）を超えて制御回路を壊してしまうこととなる。

これに対して、本実施例１では増速機２９Ａの増速比をｍ、無負荷回転時または高速回転時における最高回転数のときの、ｎ＝１と仮定した１系統の出力巻き線から得られ、整流されたとした場合の入力電圧Ｅｍａｘに対して、降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの許容入力電圧をＥｃとしたとき、シミュレーション結果は次のようになった。

＜条件＞
（１）流水式小水力発電機を含む流水式小水力発電装置では、一般的に２０倍（増速比ｍ＝２０）程度の増速機を使用している（水車１回転に対して発電機２０回転）。
（２）定格負荷（１０ＫＷ）時の回転及び発電電圧（３相整流後の電圧）；
１０００ｒｐｍ（５０ｒｐｍ×２０）⇒３２０ＶＤＣ
（３）無負荷時の回転及び発電電圧（３相整流後の電圧）；
３２００ｒｐｍ（１６０ｒｐｍ×２０）⇒１０２４ＶＤＣ・・・（ａ）
（４）降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの許容入力電圧⇒６００ＶＤＣ ・・・（ｂ）

＜計算＞
（１）無負荷過電圧対策・・・（ａ）及び（ｂ）より
１０２４ＶＤＣ／６００ＶＤＣ＝１．７≒２となり、ｎ＝２で１／２の巻き線を２系統とし、２セットの降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータで分担しているので耐圧対策としてはｍ＝２０のままでもよい。・・・（ｃ）
（２）低速回転対応としては、基準巻き数（１０００ｒｐｍにおいて３相整流出力３２０Ｖを得る巻き線）を２系統とすることと、更に各々の安定化出力電圧を直列加算（ｎ＝２）することで出力電圧は２倍となるので、１系統当りの３相整流出力は、３２０ＶＤＣ／２＝１６０ＶＤＣでよいこととなる。即ち、増速比は１／２に低減してもよい。・・・（ｄ）
（ｃ）、（ｄ）より増速比は、（２０倍）×１／２＝１０倍にすることができる。・・・（ｅ）

増速比は、発電機トルクを考慮すると更に低減することができる。以下、これを説明する。

従来、発電機トルク×２０＝水車の回転トルクであるので、上記のように増速比が１／２になると、発電機トルク×１０＝水車の回転トルクも１／２となる。従って、水車は、回転トルクが軽減された分回転が上昇する。

水車の定格負荷回転数〜無負荷回転数＝５０〜１６０ｒｐｍであるので、図７より、定格負荷回転数〜無負荷回転数曲線のトルク１／２の回転数を求めると約１００ｒｐｍとなる。・・・（ｆ）

この回転数に増速比１０を掛けると１００×１０＝１０００ｒｐｍとなるので、＜条件＞（２）から発電機１系統あたり１０００ｒｐｍ×１／２＝５００ｒｐｍの回転数があれば、２系統の発電機で定格負荷時の発電電圧１６０ＶＤＣ×２（＝ｎ）＝３２０ＶＤＣが得られる。・・・（ｇ）

よって、更に増速比を１／２（１／ｎ）にすることができる。従って、増速比は１／４＝１／ｎ²とすることができる。即ち、修正増速比ｍ＝２０×１／４＝５倍となる。最終
的な水車の回転数は、図７より１４０ｒｐｍ程度となり、発電機の回転数は１４０×５＝７００ｒｐｍとなる。（ｇ）からは、必要回転数が５００ｒｐｍであるので７００ｒｐｍは充分な回転数である。

結論として、定格出力電圧を１基（ｎ＝１）と仮定した場合の永久磁石式発電機で得る場合の増速機の増速比をｍ_０としたとき、前記増速機の増速比ｍを、ｍ＝ｍ_０／ｎ²とすることができる。

＜定格負荷時の回転数、無負荷時回転数の確認＞
図７より、
（１）定格負荷回転飽和点は、増速比が５となったので１０Ｋｇ・ｍとなり、回転数は約１４０ｒｐｍとなる。従って、１４０ｒｐｍ×５＝７００ｒｐｍが定格負荷時の回転数となる。
（２）無負荷時回転数は、１６０ｒｐｍ×５＝９００ｒｐｍ（最大回転数）となる。
（３）定格負荷時回転数の発電電圧は３２０ＶＤＣ×７００ｒｐｍ／１０００ｒｐｍ＝２２４ＶＤＣとなり、この２２４ＶＤＣより１４０ＶＤＣを生成する。・・・（ｈ）
（４）無負荷時回転数の発電電圧は３２０ＶＤＣ×９００ｒｐｍ／１０００ｒｐｍ＝２８８ＶＤＣとなり、この２８８ＶＤＣより１４０ＶＤＣを生成する。・・・（ｉ）
（５）（ｈ）、（ｉ）により、水車の定格負荷時回転及び無負荷時回転のいずれの場合でも、２系統の各々の安定化電圧１４０Ｖを直列加算し、合計２８０ＶＤＣを生成して、系統連系装置に入力できる。

ここで、高効率小水力発電装置の増速機の増速比を２０から５に変更することによる効率の変化について説明する。
（１）落差による水エネルギー
：Ｐ０=流量（ｍ³/ｓ）×重力加速度（９．８ｍ／ｓ ² ）×落差（ｍ）
＝０．８８×９．８×１＝８．６２ＫＷ
但し、流量０．８８ｍ³／ｓ及び落差１ｍは実測値
（２）水車が回転することで発生するエネルギー
：Ｐ１＝２πｎ_ｒ／６０×Ｎ・ｍ 但しｎ_ｒ＝水車回転数（ｒｐｍ）
＝２×３．１４×５０／６０×５００Ｎ・ｍ＝２．６１７ＫＷ
増速機２０倍（水車１回転⇒発電機２０回転）
但し、５００Ｎ・ｍは図７の定格負荷回転飽和点の値約５０Ｋｇ・ｍ
（３）効率計算：増速比２０の場合
Ｐ１／Ｐ０×１００＝２．６１７／８．６２×１００＝３０％
（４）効率計算：増速比５の場合
水車が受ける力は変化なし：５００Ｎ・ｍ
水車の回転数は図７より：１４０ｒｐｍ
Ｐ２＝２πｎ_ｒ／６０×Ｎ・ｍ 但しｎ_ｒ＝水車回転数（ｒｐｍ）
＝２×３．１４×１４０／６０×５００Ｎ・ｍ＝７．３２６ＫＷ
Ｐ２／Ｐ０×１００＝７．３２６／８．６２×１００≒８５％

従来の発電機において、負荷電流による回転トルクが増速機により２０倍にされた状態で、水車にかかり、且つ、回転を低下させていた現象は、増速比を５倍（ｍ＝５）に低下させることで、水車にかかるトルクが１／４に軽減され、上記の計算のように水車の回転数が５０ｒｐｍから１４０ｒｐｍに改善される。

これにより発電電圧を低速回転で確保でき、更に無負荷運転・定格負荷運転時の回転数変化も軽減し、これらを利用して、流水式小水力発電装置の効率を３０％から８５％に改善できた。なお、５．０＜ｍ≦７．５の範囲でも、効率は８５％未満５０％以上とすることができた。

また、従来、流水落差１ｍで５ＫＷの電力を得ていたものが、流水落差０．５ｍで同様の５ＫＷ以上の発電が可能となり、また落差の少ない、更に側壁が低い農業用水路等であっても複数の流水式小水力発電装置を設置することが可能となる。例えば、図６に示される流水式小水力発電システム４０のように、小水路４２中に、０．５ｍ以上、１．０未満の流水落差ｆ_１、ｆ_２、ｆ_３、ｆ_４・・・が得られる間隔で、複数（２基以上）の流水式小水力発電装置４４Ａ、４４Ｂ、４４Ｃ、４４Ｄ・・・を連続的に設置して発電することができる。図６の符号４３は小水路４２に設けられた堰を示す。これは、水を塞き止めて流水落差を形成するものである。

なお、上記増速機は水力発電装置の場合のみならず、風力発電装置または車載発電装置にも適用される。

次に、実施例１の発電装置を、車両用とした場合のシミュレーション結果について説明する。

自動車ディーゼルエンジンの回転速度は、低速度では６００ｒｐｍ、高速度では３５００ｒｐｍとなり、これを増速比２．５倍の増速機によって増速すると発電機の入力軸の回転速度は１５００ｒｐｍ〜８７５０ｒｐｍとなる。

この回転速度に基づいて、図４から実施例１の２Ｙ結線出力直列加算方式及び図５からリアクタンス降下方式の発電電圧は、次のようになる。

図４からの本実施例の方式では、無負荷相電圧最大は４００ＶＡＣ、線間電圧が４００×√３＝６９２ＶＡＣ、整流出力は６９２×√２＝９６９ＶＤＣとなるのに対して、図５のリアクタンス降下方式では、無負荷相電圧最大が７００ＶＡＣ、線間電圧が７００×√３＝１２１１ＶＡＣ、整流出力が１２１１×√２＝１７０７ＶＤＣとなる。

従って、実施例１の２Ｙ結線出力直列加算方式であれば、発電機の全回転領域（１５００〜８７５０ｒｐｍ）を巻き線の切替無しで制御可能であるのに対して、リアクタンス降下方式では線間電圧が１７０７ＶＤＣとなってしまうので、必然的に巻き線切替を用いないと制御することができないことが分かる。

次に、この車両用発電装置についての、２Ｙ結線出力直列加算方式とリアクタンス降下方式の相異によるエネルギー損失比較を、発電機回転速度４０００ｒｐｍとしてシミュレーションしてみた。

図４から、４０００ｒｐｍでは、制御部損失が５０Ｗ（直流回路）となり、これに対して、図５において４０００ｒｐｍのときの熱損失は１２００Ｗ（４００Ｗを線間に変換して皮相電力を求めた）のエネルギーが負荷と並列に浪費されていることが分かる。

両者の効率を比較すると、２Ｙ結線出力直列加算方式では、入力が３．１３ＫＶＡに対して損失が５０Ｗ×２とすると、出力は３．０３ＫＶＡとなり、制御部効率は３．０３／３．１３×１００＝９６．８％となる。即ち、画期的な高効率を得ることができた。

これに対してリアクタンス降下方式では、入力３．１３ＫＶＡに対して損失が１．２ＫＷなので、出力は１．９３ＫＶＡとなり、効率が１．９３／３．１３×１００＝６１．７％となる。これにより、本実施例に係る発電装置の場合、従来６１．７％が９６．８％に改善されたことが分かる。

１．車両用の永久磁石式発電機として、小型軽量が必要条件であるが、本方式では巻き線切替が必要なく低速域から高速域まで単一巻き線で利用可能であるため極めて有益であり、更に２Ｙ結線出力直列加算方式であるため、１巻き線当たりの発電電圧は従来比１／２である。このことは、高速回転時に最高発電電圧が従来比１／２であり、非常に高価となる高耐圧の半導体素子を使用しなくても回路構成が成り立つ特徴がある。故に、車載用発電機として利用可能性がある。

２．マイクロ水力及びマイクロ風力については、本発明では巻き数を従来通りとした場合、回転数が従来比１／２で、更に発電コイルを２系統持ち安定化出力を直列加算することと、前記回転を１／２としたことで水車、風車への増速比を軽減でき、それらの回転が上がるため、更に回転数を１／２にでき合計１／４の増速比で発電出力電圧は従来通りである。水力、風力発電では、低速回転で如何に大きな電力を発電するかが課題であるので、特にマイクロ水力発電及びマイクロ風力発電装置として利用可能性がある。

１０…高効率出力安定化発電装置
１２…負荷
２０…永久磁石式発電機
２９…回転駆動源
２９Ａ…増速機
３０…制御回路
３２−１、３２−２…３相整流器
３４−１、３４−２…降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ
３６−１、３６−２…ＰＷＭ方式スイッチング素子
３８…加算結線部
４０…流水式小水力発電システム
４２…小水路
４４Ａ、４４Ｂ、４４Ｃ…流水式小水力発電装置

Claims (6)

1. 風車、水車、自動車の回転体のいずれかからなる回転駆動源により駆動され、回転速度に応じて出力電圧が変動する１基の永久磁石式発電機を含む発電装置であって、
   前記永久磁石式発電機内で、並列に巻き上げられ、ｎを２以上の整数としたとき、定格出力電圧に対してその１／ｎの出力電圧が得られるｎ個の１／ｎ出力巻き線と、
   前記ｎ個の１／ｎ出力巻き線の各々に直接接続されたｎ個の同一構成の整流器、及び、前記ｎ個の整流器に各々接続され、その出力電圧を安定化するｎ個の同一構成の降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを含む制御回路と、
   前記ｎ個の降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ出力端子を直列に結線することにより、各々の直流出力をそのまま直列加算して、要求電圧とする加算結線部と、
   を有してなる高効率出力安定化発電装置。
2. 請求項１において、
   前記ｎは、前記永久磁石式発電機が最高回転数のときの、ｎ＝１と仮定した１系統の出力巻き線から得られ、整流されたとした場合の、ｎ＝１の降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータへの入力電圧Ｅｍａｘに対して、前記降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの耐電圧である最大入力電圧をＥｗとしたとき、Ｅｍａｘ／ｎ≦Ｅｗとなるようにされていることを特徴とする高効率出力安定化発電装置。
3. 請求項１において、
   前記ｎは、前記永久磁石式発電機が最高回転数のときの、ｎ＝１と仮定した１系統の出力巻き線から得られ、整流されたとした場合の、ｎ＝１の降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータへの入力電圧Ｅｍａｘに対して、前記降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの許容入力電圧をＥｃとしたとき、Ｅｍａｘ／ｎ≦Ｅｃとなるようにされていることを特徴とする高効率出力安定化発電装置。
4. 請求項１乃至３のいずれかにおいて、
   前記永久磁石式発電機は、前記回転駆動源により増速機を介して駆動されるように構成され、ｎ＝１と仮定した１系統の出力巻き線からなる１基の永久磁石式発電機で前記定格出力電圧を得る場合の増速機の増速比をｍ₀としたとき、前記増速機の増速比ｍを、ｍ＝ｍ₀／ｎ²としたことを特徴とする高効率出力安定化発電装置。
5. 請求項１乃至４のいずれかにおいて、
   前記永久磁石式発電機は、水車により、増速機を介して駆動されるように構成され、ｎ＝１と仮定した１系統の出力巻き線からなる１基の永久磁石式発電機で前記定格出力電圧を得る場合の増速機の増速比をｍ₀としたとき、前記増速機の増速比ｍを、ｍ＝ｍ₀／ｎ²とした流水式小水力発電機であって、
   流水落差が０．５ｍ以上１．０ｍ未満の流水により発電可能であることを特徴とする高効率出力安定化発電装置。
6. 請求項５記載の高効率出力安定化発電装置を、０．５ｍ以上１．０ｍ未満の流水落差が得られる間隔で、水路に連続的に少なくとも２基設置してなる流水式小水力発電システム。

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