JP5545177B2 - 回転電機を用いた駆動システム - Google Patents

Description

本発明は、車両等に搭載され、ロータ巻線に電流を流してロータを回転させ、所望のトルクを得る回転電機を用いた駆動システムに関する。

従来、回転電機として特許文献１及び２に記載のものが有る。特許文献１の回転電機は、ロータの周方向複数個所に、永久磁石が周方向に隣り合うもの同士で着磁方向が異なるように配置され、ロータの周方向複数個所に位置するインダクタンスが低いｄ軸磁路にロータ巻線が配置されている。更に、ロータ巻線に整流用の半導体素子としての一方向ダイオード又は他方向ダイオードがそれぞれ並列に接続されており、ロータ巻線に誘導電流を流すことにより、ロータ巻線が巻装された磁極部のうち、ロータの周方向に隣り合う磁極部の磁気特性が互いに異なるようにする。そして、永久磁石の磁化方向と、永久磁石に対しロータの周方向に一致する磁極部の磁化方向とを一致させるようになっている。

特許文献２のかご型誘導回転電機は、固定子巻線を各々極数の異なる第１及び第２の巻線より形成し、且つ回転子導体数を第１及び第２の巻線の極数の平均数となし、それを周方向に平等間隔配置するように構成されている。この構成において、第１及び第２の巻線の何れか一方の巻線（例えば第１の巻線）に交流電源を、他方の巻線（例えば第２の巻線）に可変抵抗を接続し、２次抵抗制御により可変速運転を可能としている。

特開２００９−１４２１２０号公報 特開昭６０−３２５５６号公報

しかし、上記の特許文献１の回転電機においては、ロータに整流用の半導体素子を設ける構成となっているので、ロータ回転時にその遠心力で半導体素子が外れる可能性があり耐遠心強度の信頼性が低いという問題がある。

特許文献２の回転電機においては、２次抵抗制御、即ち２次側の巻線のみの周波数制御なので、２次側に誘導される電流周波数を最適に制御できない。つまり、２次側の短絡導体である可変抵抗に流れる電流は実際のトルクにはならないので、ロータ回転時のトルクを上げることができない。言い換えれば、２次銅損を減少させ、モータ効率を向上させることができないという問題がある。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、耐遠心強度の信頼性を高く維持しながら、モータ効率を向上させることができる回転電機を用いた駆動システムを提供することを目的とする。

上記目的を達成するためになされた請求項１に記載の発明は、回転軸に結合された円筒状の積層電磁鋼板によるロータコアの外周面が磁気的に凹凸構造となり、この凹凸構造の各々の凸部に、軸方向に沿って当該軸方向両端まで延びる溝が形成され、この溝に２次導体が挿入され、２次導体同士が当該ロータコアの軸方向端部で電気的に接続された２次短絡回路が配設されたロータと、前記ロータの外周に所定ギャップ離されて配置され、各々極数の異なる第１の多相巻線と第２の多相巻線とが巻装されたステータと、前記第１及び第２の多相巻線に各々異なる周波数の多相電力を供給する駆動装置と、を備え、前記駆動装置は、前記第１の多相巻線に供給する多相電力の周波数である第１の周波数と、前記第２の多相巻線に供給する電力の周波数である第２の周波数との比を、当該第１及び第２の多相巻線の極数比に近づけ、前記２次短絡回路に低周波の誘導電流を発生させる第１の制御と、前記第１及び第２の多相巻線の極数比から遠ざけ、前記２次短絡回路に高周波の誘導電流を発生させる第２の制御と、を行うことを特徴とする。

この構成によれば、駆動装置から第１及び第２の多相巻線に各々異なる周波数の多相電力を供給すると、ロータの２次短絡回路に誘導電流が発生し、この誘導電流が流れることで、ロータの磁気的な凹凸構造に基づくリラクタンストルクと同方向の誘導トルクが発生するので、効果的なトルク付勢ができる。また、誘導トルクだけで全トルクを発生させる誘導機としての回転電機と比較して、２次電流を減らすことができ、これにより２次銅損が減少するのでモータ効率を向上させることができる。
また、第１の制御の場合、第１及び第２の周波数の比が、極数比に近づくと２次短絡回路に低周波数の誘導電流が発生する。第２の制御の場合、第１及び第２の周波数の比が、極数比から遠ざかると高周波数の誘導電流が発生する。このように第１及び第２の周波数の比を制御パラメータとすることで、所望周波数の２次電流を２次短絡回路に誘導することができる。つまり、回転電機が高負荷では周波数比を極数比から遠ざけることで高い周波数の大電流を誘導できる。低負荷では周波数比を極数比に近づけることで低い周波数で小電流を誘導できるので、２次銅損を低減させることができる。

請求項２に記載の発明は、前記ロータに前記誘導電流が流れない場合のリラクタンストルクと、前記誘導電流が流れた際に発生する誘導トルクとの和である全トルクにおいて、前記誘導電流が流れている際に前記リラクタンストルクの占める割合が４０％〜７０％となるように、前記ロータコアの前記凹凸構造の凸部と凹部との占有比率を定めたことを特徴とする。この構成によれば、全トルクの４０％〜７０％をリラクタンストルクで分担するので、トルク性能を犠牲にすることなく、誘導電流である２次電流の総量を効果的に減らすことができ、これによって２次銅損が減少し、モータ効率を更に向上させることが出来る。言い換えれば、全トルクの高いところで回転電機を回すことが出来る。

請求項３に記載の発明は、前記ロータコアの前記凹凸構造の凸部と凹部との総和に対する当該凸部の占める割合を表す突極比は、０．４〜０．６５であることを特徴とする。この構成によれば、ロータのトルクを犠牲にすることなく、全トルクの４０％〜７０％をリラクタンストルクで分担できる。従って、２次銅損が減少するので、モータ効率を更に向上させることができる。

請求項４に記載の発明は、前記駆動装置は、前記第１及び第２の多相巻線に供給する多相電力の周波数と、前記ロータの回転数に同期する同期周波数との差が大きくなる又は小さくなる方向に制御することを特徴とする。

この構成によれば、ステータの多相巻線に供給する周波数と、ロータの回転数に同期する同期周波数との差（周波数差）を制御パラメータとすることで、低回転又は高回転において所望周波数の２次電流を２次短絡回路に誘導できる。つまり、回転電機が高負荷では周波数差を大きくすることで高い周波数の大電流を誘導できる。低負荷では周波数差を小さくすることで低い周波数で小電流を誘導できるので、２次銅損を低減させることができる。

請求項５に記載の発明は、前記駆動装置は、前記第１及び第２の多相巻線に供給される多相電力の各々異なる周波数の和に比例させた速度で前記ロータの回転数を制御することを特徴とする。

この構成によれば、第１及び第２の多相巻線が生成する合成磁界の基本波周波数に同期されてロータ回転数が制御されるので、リラクタンストルクを発生させることができる。

本発明の第１実施形態に係る回転電機の構成を模式的に示す軸方向断面図である。 第１実施形態の回転電機を用いた駆動システムにおいてステータに巻装される第１及び第２の３相巻線を模式的に示す図である。 回転電機のロータの２極モデル図である。 回転電機を軸方向から見た場合の１／４軸方向平面図である。 図３の矢印Ｙ１方向からロータコアの側面側を見た際の２次短絡回路の等価図である。 ロータコアの凸部と凹部との突極比を説明するための２極モデル図である。 ロータコアの突極比を表す１／４軸方向平面図である。 回転電機のロータに誘導トルクが発生する動作を説明するためのフローチャートである。 回転電機のステータに発生する変調波磁束を説明するための波形図である。 ステータに発生した変調波磁束がロータの２次短絡導体と鎖交する様子を示す図である。 ステータの変調波磁束がロータの２次短絡導体と鎖交した際に誘起される電圧及び電流の波形図である。 ロータに発生する誘導トルク並びにリラクタンストルクを示す図である。 ロータの突極比と、リラクタンストルク及び誘導トルクとの関係図である。 第１及び第２の３相巻線の各極数の磁界を加算する重畳磁界を説明するための波形図である。 ８極の基本波を変調波で振幅変調して８極の変調磁界が生成される様態を説明するための波形図である。 基本周波数比と交番周波数比との関係図である。 基本周波数比を変えて所望周波数の電流を誘導する説明のためのロータ回転数とロータ交番周波数との関係図である。 基本周波数差と交番周波数比との関係図である。 本発明の第２実施形態に係る回転電機を用いた駆動システムの直列３相巻線の構成を模式的に示す図である。

以下、本発明の実施形態を、図面を参照して説明する。但し、本明細書中の全図において相互に対応する部分には同一符号を付し、重複部分においては後述での説明を適時省略する。

（第１実施形態）
図１は、本発明の第１実施形態に係る回転電機の構成を模式的に示す軸方向断面図である。図１に示す回転電機（モータ）１０は、略有底筒状のハウジング１と、ハウジング１に軸受け２を介して回転自在に支承される回転軸３に機械的に結合され、トルク伝達可能に固定されたロータ４と、ハウジング１の内部でロータ４を所定ギャップ離れて包囲する位置でハウジング１に固定されたステータ５とを備えている。

ステータ５は、積層電磁鋼板により成るステータコア５ａの内径側に第１の３相巻線（多相巻線）７−１、外径側に第２の３相巻線（多相巻線）７−２が巻装されている。第１及び第２の３相巻線７−１，７−２は各々極数Ｐ１，Ｐ２が異なり、本例では第１の３相巻線７−１は極数Ｐ１が１０極、第２の３相巻線７−２は極数Ｐ２が６極となっているとする。以降、第１及び第２の３相巻線７−１，７−２を、ステータ２重巻線７とも称す。

図２に一点鎖線で示すように第１の３相巻線７−１の３相端末Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１には、第１の基本周波数ｆ１の３相電力を供給する第１のインバータ（駆動装置）１１−１が接続され、二点鎖線で示す第２の３相巻線７−２の３相端末Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２には、第２の基本周波数ｆ２の３相電力を供給する第２のインバータ１１−２が接続されている。つまり、各々独立した第１及び第２の３相巻線７−１，７−２には、各々異なる基本周波数ｆ１，ｆ２の３相電力が別々に供給されるようになっている。

図１に示すロータ４は、積層電磁鋼板により成るロータコア４ａに、第１及び第２の３相巻線７−１，７−２に電流が流れた際に電磁誘導作用によって電流が流れる導線や導体バー等の２次導体８が巻装されている。ロータコア４ａは、図３の一例である２極モデルに示すように、ステータ５の内周面（ステータ内周面）５ｂとの対向ギャップＧ１が小さい凸部４ｂをロータ磁極方向であるｄ軸上に対向状態に有し、ｄ軸と直交するｑ軸上にステータ内周面５ｂとの対向ギャップＧ２が大きい凹部４ｃを対向状態に有している。つまり、凸部４ｂではギャップＧ１が小さいのでロータ４とステータ５間で磁束の通りが良く（換言すれば、磁気抵抗が小さく）、凹部４ｃではギャップＧ２が大きいので磁束の通りが悪く（換言すれば、磁気抵抗が大きく）なっている。このようにロータ４は、磁束が通り易い部分（凸部４ｂ）と、磁束が通り難い部分（凹部４ｃ）とを有している。

なお、このロータ４の磁束が通り易い部分と、磁束が通り難い部分とを実現するためには、必ずしも凸部４ｂ及び凹部４ｃでステータ５とのギャップＧを変えなくても、ロータ４の外周が一定の円周であっても、ロータコア４ａの巻線に電流を流したり流さなかったりすることで、磁気抵抗が大きくなったり、小さくなったりすることを利用しても良い。

また、ロータコア４ａは、各凸部４ｂの外周面に、軸方向に沿って並列且つ分離した凹状のロータ溝（図示せず）が形成され、これらロータ溝に２次導体８ａ〜８ｄが挿入され、各２次導体同士（８ａと８ｂ、８ｃと８ｄ）がロータコア４ａの軸方向の端部で電気的に接続されている。この接続によって２次短絡導体８Ｔ１及び８Ｔ２が形成され、これによって２次短絡回路８Ｔが構成されている。

この実際の状態を、図４の軸方向から見た回転電機１０の１／４軸方向平面図に示す。この図４に示す凹部４ｃを挟んで隣接する凸部４ｂに形成された２次導体同士が、ロータコア４ａの軸方向端部で電気的に接続され、この接続によって図５（ａ）の等価図に示すように凹部４ｃを中心とした同心状に複数の２次短絡導体８Ｔ１，８Ｔ２が形成され、これにより２次短絡回路８Ｔが構成されている。

即ち、図５（ａ）は２次短絡回路８Ｔを矢印Ｙ１方向（図３参照）からロータコア４ａの側面側を見た際の等価図であり、ロータ凹部４ｃを中心として２次短絡導体８Ｔ１，８Ｔ２が同心状に配設された様子を示す。この他、図５（ｂ）に示すように２次短絡導体８Ｔ１，８Ｔ２を交差状に配設してもよい。但し、交差状に配設する場合、交差部分は離間等によって絶縁状態とする。

なお、図４に示すステータ５には、所定数のスロット５ｓを介して内径側に１０極の第１の３相巻線７−１と、外形側に６極の第２の３相巻線７−２とが巻装された様子も示した。

また、図６にロータコア４ａの周回面における凸部４ｂと凹部４ｃとの面積の比率（占有比率）を表す突極比θｄ／θｐの関係を説明するための２極モデル図を示す。ここで、θｐ＝πは１極分（凸部４ｂと凹部４ｃの合計）の角度、θｄは凸部４ｂの角度である。この突極比θｄ／θｐは、例えば図７の８極ロータ４では、凸部４ｂの極弧角θｄ＝１９°、１極分の角度θｐ＝４５°としてあり、これによって突極比θｄ／θｐが０．４２となっている。なお、突極比θｄ／θｐ＝１は、凹部４ｃが無く凸部４ｂのみの場合、即ちロータコア４ａの外周が円形の場合である。

但し、上記のロータコア４ａの物理的な凹凸構造は、磁気的に凹凸構造と言い換えることができるが、この磁気的な凹凸構造としては、ロータコア４ａの外周面が円周状であっても、凸部４ｂに対応する部分がステータ５との磁気抵抗が小さくなる材料で構成されていてもよい。又は凹部４ｃに対応する部分が磁気抵抗が大きくなる材料で構成されていてもよい。更には、凹部４ｃに対応する部分の内部に複数層のスリットが設けられていても良い。

次に、このような構成の回転電機１０を用いた駆動システムにおいて、２次短絡回路８Ｔに電流を誘導し、この誘導電流により誘導トルクＴｃが発生する動作を、図８に示すフローチャートを参照して説明する。

ステップＳ１において、ステータ５で磁束を振幅変調する。これは、ステータ５の第１及び第２の３相巻線７−１，７−２に、第１及び第２インバータ１１−１，１１−２から各々異なる基本周波数ｆ１，ｆ２の３相電力を個別に供給することにより行う。この供給により第１及び第２の３相巻線７−１，７−２において極数の異なる２種類の磁束が重畳され、ステータ５には振幅（強度）が刻々と変化する図９に波形で示すような変調波磁束φｍが発生する。但し、図９に示す波形φｍは、変調波磁束φｍに対応する波形であるため同一符号が付してある。φｓはロータ４の極数や回転数に応じた磁束に対応する基本波、φは基本波φｓと変調波φｍとを乗算した合成波である。

ステータ５で変調波磁束φｍが発生すると、ステップＳ２において、その変調波磁束φｍが図１０に矢印ｋφｍで示すように、ロータ４の２次短絡導体８Ｔ１，８Ｔ２と鎖交する。この鎖交により２次短絡回路８Ｔには、図１１に示すように、鎖交分ｋΦｍの時間変化率に相当する電圧Ｅｃ＝−ｄ／ｄｔ×（ｋφｍ）が誘起される。この誘起電圧Ｅｃにより２次短絡回路８Ｔに誘導電流Ｉｃ＝Ｅｃ／Ｚｃが発生する。但し、Ｚｃは２次短絡回路８Ｔのインピーダンスである。

誘導電流Ｉｃが発生すると、ステップＳ３において、図１２に示すようにロータ４に誘導トルクＴｃが発生する。これは、図１１に示したように誘導電流Ｉｃと変調波磁束φｍとは共に振幅（強度）が時々刻々と変化するが、互いの位相が逆方向であるため、両方の積に比例する誘導トルクＴｃが一定方向となり、図１２に示すように、誘導電流Ｉｃが０の場合に凹凸構造に基づき発生するリラクタンストルクＴｒと同方向の誘導トルクＴｃを発生することになる。

ここで、ロータ４の突極比θｄ／θｐと、リラクタンストルクＴｒ及び誘導トルクＴｃとの関係を図１３に示し、その説明を行う。

ロータ４においてリラクタンストルクＴｒは、図１３に示すように、突極比θｄ／θｐ＝０．５付近（０．４〜０．６）で最大となる。一方、誘導トルクＴｃは、ロータ４の２次短絡導体８Ｔの数が多く、誘導電流Ｉｃを増やすことができる突極比θｄ／θｐが大であるほど大きくなる。リラクタンストルクＴｒと誘導トルクＴｃの総和である全トルクΣＴｑは、図１３に示すように、突極比＝０．７付近まで増加し、更に突極比θｄ／θｐが大きくなると、リラクタンストルクＴｒの減少のため、頭打ちになって減少する。

突極比θｄ／θｐ＝０．４付近では誘導トルクＴｃは小さめだが、リラクタンストルクＴｒが大きいため、比較的大きな全トルクΣＴｑの大部分（約７０％）をリラクタンストルクＴｒで分担できる。この様子をリラクタンストルク分担率Ｔｒ／ΣＴｑの線上の点で示す。突極比θｄ／θｐ＝０．６５付近ではリラクタンストルクＴｒがやや減少するが、誘導トルクＴｃが大きくなるため、全トルクΣＴｑが増加する。この時、全トルクΣＴｑの約４０％をリラクタンストルクＴｒで分担できる。

このように突極比＝０．４〜０．６５付近に設定すれば、トルクを犠牲にすることなく、全トルクΣＴｑの４０％〜７０％をリラクタンストルクＴｒで分担できる。その結果、誘導トルクＴｃだけで全トルクΣＴｑを発生させる誘導機としての回転電機１０に対し、２次電流の総量を減らすことができ、これにより２次銅損が減少し、モータ効率が向上する。

次に、前述した変調波磁束φｍを発生させる変調磁界が、極数Ｐ１（＝１０極）の第１の３相巻線７−１と極数Ｐ２（＝６極）の第２の３相巻線７−２を備えたステータ５で実現できることを、図１４及び図１５を参照して説明する。

図１４は、第１の３相巻線７−１が作る極数Ｐ１（＝１０極）の磁界Ｆ１と、第２の３相巻線７−２が作る極数Ｐ２（＝６極）の磁界Ｆ_２とが加算された際の重畳磁界Ｆ１＋Ｆ２を表す。この重畳磁界Ｆ１＋Ｆ２は、振幅がｍｐ１〜ｍｐ８で示すように極毎に異なる８極の重畳磁界となっている。ここで、磁極Ｆ１は下式（１）、磁極Ｆ２は下式（２）、重畳磁界Ｆ１＋Ｆ２は下式（３）で表される。

Ｆ_１＝Ｆ_ａ１・ｓｉｎ（Ｐ_１ｐ・θ−ω_１ｔ） …（１）
Ｆ_２＝Ｆ_ａ２・ｓｉｎ（Ｐ_２ｐ・θ−ω_２ｔ） …（２）
ΣＦ_ｉ＝Ｆ_ａ１・ｓｉｎ（Ｐ_１ｐ・θ−ω_１ｔ）
＋Ｆ_ａ２・ｓｉｎ（Ｐ_２ｐ・θ_２−ω_２ｔ） …（３）

但し、Ｆａ１は図１４に示すに磁界Ｆ１の振幅、Ｆａ２は磁界Ｆ２の振幅である。これら磁界Ｆ１の振幅Ｆａ１と、磁界Ｆ２の振幅Ｆａ２とは近い方が良い。θはロータ４の機械角、Ｐ１ｐ，Ｐ２ｐは極対数（ここではＰ１が１０極なのでＰ１ｐは５、Ｐ２が６極なのでＰ２ｐは３）、ω１ｔ，ω２ｔはＰ１ｐ，Ｐ２ｐの電流位相である。

また、磁界Ｆ１，Ｆ２の強度が等しい場合、Ｆａ１＝Ｆａ２を条件とする三角関数の式の変形により、重畳磁界Ｆ_１＋Ｆ_２が基本波Ｆ_ｓと変調波Ｆ_ｍの積で表されることを下式（４）に示す。基本波Ｆ_ｓは下式（５）、変調波Ｆ_ｍは下式（６）で表される。

ΣＦ_ｉ＝Ｆ_ｓ×Ｆ_ｍ …（４）
Ｆ_ｓ＝Ｆ・ｓｉｎ（Ｐ_ｓ・θ−ω_ｓｔ） …（５）
但し、Ｆ１＝Ｆ２＝Ｆとする。
Ｆ_ｍ＝２・ｃｏｓ（Ｐ_ｍ・θ−ω_ｍｔ） …（６）

ここで、基本波Ｆ_ｓでは、Ｐ１ｐ＝５、Ｐ２ｐ＝３なので下式（７）によって極対数Ｐ_ｓ＝４となり、下式（８）で表す角周波数ω_ｓの回転磁界｛上式（５）に対応｝を発生する。

一方、変調波Ｆ_ｍでは、下式（９）によって極対数Ｐ_ｍ＝１となり、下式（１０）で示す角周波数ω_ｍであり、上記の基本波Ｆ_ｓの振幅｛＝磁界振幅：上式（６）に対応｝を変調する。

Ｐ_ｓ＝（Ｐ_１ｐ＋Ｐ_２ｐ）／２＝４ …（７）
ω_ｓ＝（ω_１＋ω_２）／２ …（８）
Ｐ_ｍ＝（Ｐ_１ｐ−Ｐ_２ｐ）／２＝１ …（９）
ω_ｍ＝（ω_１−ω_２）／２ …（１０）

ここで、図３に示す重畳磁界Ｆ１＋Ｆ２の波形の振幅が不規則であるが、ｍｐ１〜ｍｐ８で示すように８極となっていることを、図１５を参照して説明する。図１５は、８極の基本波Ｆ_ｓを変調波Ｆ_ｍで振幅変調（基本波Ｆ_ｓと変調波Ｆ_ｍとの積）とすることにより８極の変調磁界Ｆｓ×Ｆｍが生成される様態を示す。なお、基本波Ｆ_ｓはｓｉｎ波、変調波Ｆ_ｍはｃｏｓ波である。

図１５において、変調磁界Ｆｓ×Ｆｍの振幅の上限と下限は、８極の基本波Ｆｓの振幅の上下限と一致しているので８極であることが分かる。また、変調磁界Ｆｓ×Ｆｍは、重畳磁界Ｆ１＋Ｆ２と波形が一致しているので、重畳磁界Ｆ１＋Ｆ２が８極であることが証明される。

また、本実施形態の回転電機１０を用いた駆動システムにおいては、第１及び第２インバータ１１−１，１１−２が第１及び第２の３相巻線７−１，７−２に供給する３相電力の基本周波数ｆ１，ｆ２の比を変えて、所望周波数ｆｓの電流を２次短絡回路８Ｔに誘導させることができるようになっている。

この際の動作を、図１６を参照して説明する。図１６は変調磁界Ｆｓ×Ｆｍの式から導出した基本周波数ｆ１，ｆ２の比（横軸）と、２次短絡回路８Ｔと鎖交する交番磁界の周波数比である交番周波数比（縦軸）との関係を示すものである。

図１６に示す縦軸の交番周波数比は、ロータ４が１回転（ｒ／ｓｅｃ）当り２次短絡回路８Ｔに鎖交する交番磁界のサイクル数であり、横軸の基本周波数比ｆ２／ｆ１が極数比（Ｐ２／Ｐ１＝６／１０＝０．６）と同じ場合（点ｆｐ９の場合）に、交番周波数比が０となる。基本周波数比ｆ２／ｆ１が、極数比Ｐ２／Ｐ１＝０．６から小さくなる方向へ離れるほど交番周波数比は大きくなる。基本周波数比ｆ２／ｆ１と交番周波数比との関係を線Ｃ１で示した。

例えば、線Ｃ１の点ｆｐ５において基本周波数比ｆ２／ｆ１＝０．３３で交番周波数比＝１となり、点ｆｐ２においてｆ２／ｆ１＝０で交番周波数比＝３、点ｆｐ１においてｆ２／ｆ１＝−０．２８で交番周波数比＝６となり、基本周波数比ｆ２／ｆ１が０．６以下では小さくなるほど交番周波数比が大きくなっている。但し、ｆ２／ｆ１＝０の場合、ｆ２＝０であり、第２の３相巻線７−２が作る磁界は回転しない（静止状態）。また、ｆ２／ｆ１＝−０．２８の場合、第２の３相巻線７−２が作る磁界の回転方向は第１の３相巻線７−１が作る磁界の回転方向と逆方向となる。また、基本周波数比ｆ２／ｆ１が、極数比Ｐ２／Ｐ１＝０．６よりも大きい場合の１．０（点ｆｐ１０）では交番周波数比は１となる。

このように基本周波数比ｆ２／ｆ１を極数比Ｐ２／Ｐ１＝０．６から遠ざけることで、高い周波数の電流を２次短絡回路８Ｔに誘導させることができる。一方、基本周波数比ｆ２／ｆ１を、極数比Ｐ２／Ｐ１＝０．６に近づけることで、低い周波数の電流を２次短絡回路８Ｔに誘導させることができる。

また、回転電機１０の負荷状態をモータ電流値や電流指令値（又はトルク指令値）より推定する手段（図示せず）を駆動システムに組合せて構成し、この構成によって負荷状態を確認して、高負荷では基本周波数比ｆ２／ｆ１を極数比Ｐ２／Ｐ１から当該極数比よりも小さい方向に遠ざけ、高い周波数の大電流を誘導する。これによってトルクＴｃを増大することができる。一方、低負荷では周波数比ｆ２／ｆ１を極数比Ｐ２／Ｐ１（＝０．６）に近づけ、低い周波数の小電流を誘導する。これによって２次銅損を低減（発熱を低減）させることができる。

更に、車載搭載時の慣性走行等の極低負荷では、周波数比ｆ２／ｆ１を極数比Ｐ２／Ｐ１と一致させることで、２次短絡回路８Ｔに対する交番磁界を無くし、２次銅損が無いリラクタンスモータとして作動させることができる。

次に、このように基本周波数ｆ１，ｆ２の比を変えて、所望周波数ｆｓの電流を２次短絡回路８Ｔに誘導させる制御内容を、ロータ回転数Ｎｒに応じたロータ交番周波数ｆｓの制御に応用する場合について図１７を参照して説明する。但し、ロータ交番周波数ｆｓとは、２次短絡回路８Ｔに１秒間に何回磁束の振幅が交差するかを表すものであり、１秒間に１回磁束の振幅が交差すれば１Ｈｚで表される。

図１７は横軸のロータ回転数Ｎｒに応じた縦軸のロータ交番周波数ｆｓを制御する際の図である。この制御には、破線枠で示す高負荷用切替制御ｓｗＨ及び低負荷用切替制御ｓｗＬ、矢印ｓｗＵＬで示すロータ交番周波数ｆｓ＝０の極低負荷用切替制御がある。また、ロータ回転数Ｎｒに対するロータ交番周波数ｆｓの関係は、各斜線ｋ１〜ｋ８及び横軸と略同じ線ｋ９で示される。これら線ｋ１〜ｋ９は、図１６に示した点ｆｐ１〜ｆｐ９に対応しており、例えば点ｆｐ１に対応する基本周波数比ｆ２／ｆ１＝−０．２８で交番周波数比６とした際に、線ｋ１の特性が得られる。

まず、高負荷用切替制御ｓｗＨは、ロータ回転数Ｎｒが高回転数するまで交番周波数比を高く設定し、２次短絡回路８Ｔに高い周波数（例えばロータ交番周波数ｆｓ＝４０〜７５Ｈｚ）の大電流を誘導し、誘導トルクＴｃを増大させる制御である。

例えば、車両駆動時にロータ回転数Ｎｒを上げる際に、基本周波数比ｆ２／ｆ１を点ｆｐ１の位置として交番周波数比を６と高く設定し、これによってｓｗＨ破線枠内の線ｋ１で示すロータ交番周波数ｆｓ＝４０〜７５Ｈｚとなるようにする。その後、ロータ回転数Ｎｒが上がるに応じて、ロータ交番周波数ｆｓが４０〜７５Ｈｚで維持されるように、基本周波数比ｆ２／ｆ１を点ｆｐ２、ｆｐ３の位置に順次切り替えることで交番周波数比を切り替える。これによって、ロータ回転数Ｎｒが上がってもロータ交番周波数ｆｓが４０〜７５Ｈｚを維持するので、２次短絡回路８Ｔに４０〜７５Ｈｚの大電流が誘導され、誘導トルクＴｃを高い値で維持することができる。

次に、低負荷用切替制御ｓｗＬは、交番周波数比を低く設定し、低めの周波数（ロータ交番周波数ｆｓ＝２０〜３０Ｈｚ）の小電流を２次短絡回路８Ｔに誘導し、２次銅損を低減させる制御である。

例えば、上記の高負荷用切替制御ｓｗＨであれば、図１７に示すようにロータ回転数Ｎｒが２５００（ｒ／ｍｉｎ）付近では、交番周波数比を点ｆｐ４の位置としてロータ交番周波数ｆｓをｓｗＨ破線枠内の線ｋ４で示す４０〜７５Ｈｚとしていたが、低負荷用切替制御ｓｗＬでは点ｆｐ６の位置と交番周波数比を低くする。これによってロータ交番周波数ｆｓは、ｓｗＬ破線枠内の線ｋ６で示す２０〜３０Ｈｚとなる。その後、ロータ回転数Ｎｒが上がるに応じて、ロータ交番周波数ｆｓが２０〜３０Ｈｚで維持されるように、基本周波数比ｆ２／ｆ１を点ｆｐ７、ｆｐ８の位置に順次切り替えることで交番周波数比を切り替える。これによって、ロータ回転数Ｎｒが上がってもロータ交番周波数ｆｓが低周波数の２０〜３０Ｈｚを維持するので、２次短絡回路８Ｔに２０〜３０Ｈｚの小電流が誘導され、これによって２次銅損が低減する。

次に、極低負荷用切替制御ｓｗＵＬは、交番周波数比を０に設定し、ロータ交番周波数ｆｓ＝０Ｈｚのリラクタンスモータ作動状態とすることで、２次銅損を無くす制御である。即ち、基本周波数比ｆ２／ｆ１を極数比Ｐ２／Ｐ１＝０．６と同等として交番周波数比を０とする。この場合、２次短絡回路８Ｔには電流が誘導されないので、回転電機１０がリラクタンスモータとして作動し、これによって２次銅損が無くなる。

このような構成の第１実施形態の回転電機１０は、回転軸３に結合された円筒状のロータ４と、このロータ４の外周に所定ギャップ離されて配置されたステータ５とを有し、ステータ５は、各々極数の異なる第１及び第２の３相巻線７−１，７−２が巻装され、ロータ４は、積層電磁鋼板によるロータコア４ａの外周面が磁気的に凹凸構造となっており、この凹凸構造の各々の凸部４ｂに、軸方向に沿って当該軸方向両端まで延びる溝が形成され、この溝に２次導体８が挿入され、２次導体８同士がロータコア４ａの軸方向端部で電気的に接続された２次短絡回路８Ｔが配設されている。

また、回転電機１０を用いた駆動システムとしては、第１及び第２の３相巻線７−１，７−２に各々異なる周波数の多相電力を供給する第１及び第２インバータ１１−１，１１−２を備え、第１及び第２インバータ１１−１，１１−２に各々異なる周波数の多相電力を供給して、２次短絡回路８Ｔに誘導電流Ｉｃを発生させるようにした。

この構成によって、ロータ４の２次短絡回路８Ｔに誘導電流Ｉｃが発生して流れることで、ロータ４の磁気的な凹凸構造に基づくリラクタンストルクＴｒと同方向の誘導トルクＴｃが発生するので、効果的なトルク付勢ができる。また、誘導トルクＴｃだけで全トルクΣＴｑを発生させる誘導機としての回転電機と比較して、２次電流を減らすことができ、これにより２次銅損が減少するのでモータ効率を向上させることができる。また、従来例のような半導体素子等を装着しないので耐遠心強度の信頼性を高く維持することが出来る。

また、凹凸構造は、ロータコア４ａの外周面に軸方向に沿って両端まで延びる凹部４ｃ及び凸部４ｂが、当該外周面の周方向に交互に形成されて成る。この構成によって、ロータ４とステータ５間のギャップが、凸部４ｂでは小さくなるのでロータ４とステータ５間の磁束の通りが良く磁気抵抗が小となる。凹部４ｃでは大きくなるので磁束の通りが悪く磁気抵抗が大きくなる。

また、ロータ４に誘導電流Ｉｃが流れない場合のリラクタンストルクＴｒと、誘導電流Ｉｃが流れた際に発生する誘導トルクＴｃとの和である全トルクΣＴｑにおいて、誘導電流Ｉｃが流れている際にリラクタンストルクＴｒの占める割合が４０％〜７０％となるように、凹凸構造の凸部４ｂと凹部４ｃとの占有比率を定めた。

この構成によって、全トルクΣＴｑの４０％〜７０％をリラクタンストルクＴｒで分担するので、トルク性能を犠牲にすることなく、誘導電流Ｉｃである２次電流の総量を効果的に減らすことができ、これによって２次銅損が減少し、モータ効率を更に向上させることが出来る。言い換えれば、全トルクΣＴｑの高いところで回転電機を回すことが出来る。

また、凹凸構造の凸部４ｂと凹部４ｃとの総和に対する当該凸部４ｂの占める割合を表す突極比を、０．４〜０．６５とした。この構成によって、ロータ４のトルクを犠牲にすることなく、全トルクΣＴｑの４０％〜７０％をリラクタンストルクＴｒで分担できる。従って、２次銅損が減少するので、モータ効率を更に向上させることが出来る。

また、２次短絡回路８Ｔは、凹凸構造における個々の凸部４ｂに、軸方向に沿って当該軸方向両端まで延びる溝が周方向に分離して複数形成され、これら溝に２次導体８が挿入され、これら２次導体８が凹部４ｃを挟んで隣合う凸部４ｂの２次導体８とロータコア４ａの軸方向端部で電気的に接続されて成る。

この構成によって、凸部４ｂ当り、周方向に複数個に分散して配置された溝の各々に２次導体８を配設したので、１つの溝部に１つの２次導体８を配設した場合に比べ、ロータコア４ａ凸部４ｂの磁気飽和による有効磁束量の低下を抑え、２次短絡回路８Ｔに誘導される２次電流の総和を増加することができ、これによって大きな誘導トルクＴｃを発生することができる。言い換えれば、１ループの２次短絡回路８Ｔよりも、複数ループの２次短絡回路８Ｔの方がロータ４のトルクを大きくすることができ、例えば２０００ＡＴの１つの２次短絡回路８Ｔよりも、１０００ＡＴの２つの２次短絡回路８Ｔの方がトルクが大きくなる。

特に、２次短絡回路８Ｔは、凹凸構造における個々の凸部４ｂに、軸方向に沿って当該軸方向両端まで延びる溝が周方向に分離して複数形成され、これら溝に２次導体８が挿入され、これら２次導体８が凹部４ｃを挟んで隣合う凸部４ｂの２次導体８と、当該凹部４ｃを中心として同心状の複数の導体回路となるように、ロータコア４ａの軸方向端部で電気的に接続されて成る。

この構成によれば、凹部４ｃを中心とした同心状の複数の２次短絡回路８Ｔを形成したので、２次短絡回路８Ｔのロータコア４ａ端部の交差箇所を無くすことができる。これによって２次短絡回路８Ｔの導体長を短縮できるので、製作を容易とすることができ、材料コストを削減することができる。また、ロータコア４ａ凸部４ｂの磁気飽和による有効磁束量の低下を抑え、２次短絡回路８Ｔに誘導される２次電流の総和を増加して誘導トルクＴｃを発生するといった性能を更に向上させることが出来る。

また、凸部４ｂの数として定義するロータ４の極数は、第１及び第２の３相巻線７−１，７−２が通電時に生成する各々極数の異なる磁界を合成した合成磁界と同じ極数とする。

この構成によって、ロータ４の極数を第１及び第２の３相巻線が通電時に生成する各々極数Ｐ１，Ｐ２の異なる磁界を合成した合成磁界と同じ極数（Ｐ１＋Ｐ２）／２としたので、ロータ４の磁気的凹凸構造にもとづくリラクタンストルクＴｒを効果的に発生することができる。

また、第１及び第２インバータ１１−１，１１−２は、第１の３相巻線７−１に供給する３相電力の第１の基本周波数ｆ１と、第２の３相巻線７−２に供給する３相電力の第２の基本周波数ｆ２との比（基本周波数比）を、第１及び第２の３相巻線７−１，７−２の極数比Ｐ２／Ｐ１に近づける第１の制御と、極数比Ｐ２／Ｐ１から遠ざける第２の制御を行うようにした。

これによって、第１の制御の場合、第１及び第２の基本周波数比ｆ２／ｆ１が、極数比Ｐ２／Ｐ１に近づくと２次短絡回路８Ｔに低周波数の誘導電流Ｉｃが発生する。また、第２の制御の場合、極数比Ｐ２／Ｐ１から遠ざかると高周波数の誘導電流Ｉｃが発生する。このように基本周波数比ｆ２／ｆ１を制御パラメータとすることで、所望周波数の２次電流を２次短絡回路８Ｔに誘導することができる。つまり、回転電機１０が高負荷では基本周波数比ｆ２／ｆ１を極数比Ｐ２／Ｐ１から遠ざけることで高い周波数の大電流を誘導できる。低負荷では基本周波数比ｆ２／ｆ１を極数比Ｐ２／Ｐ１に近づけることで低い周波数で小電流を誘導できるので、２次銅損を低減させることができる。

また、第１及び第２インバータ１１−１，１１−２は、第１及び第２の３相巻線７−１，７−２に供給される３相電力の各々異なる周波数ｆ１、ｆ２の和に比例させた速度でロータ４の回転数を制御するようにしても良い。これによって、第１及び第２の３相巻線７−１，７−２が生成する合成磁界の基本波周波数（ｆ１＋ｆ２）／２に同期されてロータ４の回転数が制御されるので、同期外れを起こさずにリラクタンストルクＴｒを発生させることができる。

この他、上記の基本周波数比に代え、周波数差で制御するようにしても良い。この場合、インバータ１１が、第１及び第２の３相巻線７−１，７−２に供給する３相電力の周波数ｆ１（又はｆ２）と、ロータ４の回転数に同期する同期周波数ｆ１０（又はｆ２０）との差が、大きくなる方向又は小さくなる方向に制御する。

この際の制御を図１８を参照して説明する。図１８はロータ回転数Ｎｒ＝１０００ｒ／ｍｉｎにおける基本周波数ｆ１（又はｆ２）と同期周波数ｆ１０（又はｆ２０）との周波数差を横軸に示し、２次短絡回路８Ｔと鎖交する交番磁界の交番周波数比を縦軸に示したものである。また、周波数差と交番周波数比との関係を線Ｃ２で示し、線Ｃ２上に点ｆｄ１，ｆｄ２，ｆｄ３，ｆｄ５，ｆｄ９，ｆｄ１０で各周波数差を示した。

交番周波数比は、点ｆｄ９で示すように周波数差がｆ１−ｆ１０＝８３．３−８３．３の場合に０となり、点ｆｄ５，ｆｄ３，ｆｄ２，ｆｄ１の順に、周波数差（ｆ１−ｆ１０）が大きいほど交番周波数比が大きくなる。例えば、周波数差（ｆ１−ｆ１０）が１６．７Ｈｚ、５０Ｈｚ、１００Ｈｚの順に、点ｆｄ５，ｆｄ２，ｆｄ１で示すように交番周波数比が１、３、６と大きくなる。

ここで周波数差（ｆ１−ｆ１０）＝１３３．３−８３．３＝５０Ｈｚでは基本周波数ｆ２＝０であり、第２の３相巻線７−２の作る磁界は回転しない（静止状態）。一方、周波数差（ｆ１−ｆ１０）＝１８３．３−８３．３＝１００Ｈｚでは基本周波数ｆ２＝−５０Ｈｚであり、第２の３相巻線７−２の作る磁界の回転方向が第１の３相巻線７−１の作る磁界の回転方向と逆方向となる。

このように周波数差を大きくすることで低回転においても高い周波数の電流を２次短絡回路８Ｔに誘導させることができる。一方、周波数差を小さくすることで高回転においても低い周波数の電流を２次短絡回路８Ｔに誘導させることができる。

また、モータの負荷状態をモータ電流値や電流指令値（又はトルク指令値）より推定する手段（図示せず）を駆動システムに組合わせて構成し、この構成により負荷状態を確認し、高負荷では周波数差を大きくすることで、高い周波数の大電流を誘導し、トルクＴｃを増大できる。一方、低負荷では周波数差を小さくすることで、低い周波数の小電流を誘導し、２次銅損を低減させることができる。

更に、車両を慣性走行させる等の極低負荷では、周波数差を零とすることで２次短絡回路８Ｔに対する交番磁界を無くし、２次銅損が無いリラクタンスモータとして作動させることができる。また、周波数差から算出した交番周波数比を用いることで、図１７を参照して説明したと同様の切替制御を行うことが可能である。

（第２実施形態）
図１９は、本発明の第２実施形態に係る回転電機を用いた駆動システムの直列３相巻線の構成を模式的に示す図である。

図１９に示す第２実施形態の回転電機１０−１が第１実施形態の回転電機１０と異なる第１の点は、第１実施形態のステータ２重巻線７である第１の３相巻線７−１と第２の３相巻線７−２とを、同じ相毎に接続部Ｕｃ，Ｖｃ，Ｗｃで直列に接続した直列３相巻線７０をステータ５に巻装したことにある。第２の点は、直列３相巻線７０の端末Ｕ，Ｖ，Ｗに、１つの基本周波数ｆ１の３相電力を供給するインバータ１１を接続したことにある。

このような構成において、インバータ１１から基本周波数ｆ１の電力を直列３相巻線７０に供給することにより、図１６に点ｆｐ１０で示す基本周波数比ｆ１／ｆ２＝１．０（ｆ１＝ｆ２）の場合と同様の交番周波数比＝１となる。この交番周波数比（ロータ１回転当りの２次交番磁界のサイクル数）＝１．０で、ロータ回転数Ｎｒに比例した２次電流を誘導することができる。つまり、２次電流の周波数は、ロータ回転数Ｎｒに比例するが、低回転でも十分な２次電流を誘導することができる。

１０，１０−１ 回転電機
１ ハウジング
２ 軸受け
３ 回転軸
４ ロータ
４ａ ロータコア
５ ステータ
５ａ ステータコア
７ ステータ２重巻線
７−１ 第１の３相巻線
７−２ 第２の３相巻線
８ａ〜８ｄ ２次導体
８Ｔ ２次短絡回路
８Ｔ−１，８Ｔ−２ ２次短絡導体
１１−１ 第１のインバータ
１１−２ 第２のインバータ
７０ 直列３相巻線

Claims (5)

1. 回転軸に結合された円筒状の積層電磁鋼板によるロータコアの外周面が磁気的に凹凸構造となり、この凹凸構造の各々の凸部に、軸方向に沿って当該軸方向両端まで延びる溝が形成され、この溝に２次導体が挿入され、２次導体同士が当該ロータコアの軸方向端部で電気的に接続された２次短絡回路が配設されたロータと、
   前記ロータの外周に所定ギャップ離されて配置され、各々極数の異なる第１の多相巻線と第２の多相巻線とが巻装されたステータと、
   前記第１及び第２の多相巻線に各々異なる周波数の多相電力を供給する駆動装置と、
   を備え、
   前記駆動装置は、前記第１の多相巻線に供給する多相電力の周波数である第１の周波数と、前記第２の多相巻線に供給する電力の周波数である第２の周波数との比を、
   当該第１及び第２の多相巻線の極数比に近づけ、前記２次短絡回路に低周波の誘導電流を発生させる第１の制御と、
   前記第１及び第２の多相巻線の極数比から遠ざけ、前記２次短絡回路に高周波の誘導電流を発生させる第２の制御と、
   を行うことを特徴とする回転電機を用いた駆動システム。
2. 前記ロータに前記誘導電流が流れない場合のリラクタンストルクと、前記誘導電流が流れた際に発生する誘導トルクとの和である全トルクにおいて、前記誘導電流が流れている際に前記リラクタンストルクの占める割合が４０％〜７０％となるように、前記ロータコアの前記凹凸構造の凸部と凹部との占有比率を定めたことを特徴とする請求項１に記載の回転電機を用いた駆動システム。
3. 前記ロータコアの前記凹凸構造の凸部と凹部との総和に対する当該凸部の占める割合を表す突極比は、０．４〜０．６５であることを特徴とする請求項１又は２に記載の回転電機を用いた駆動システム。
4. 前記駆動装置は、前記第１及び第２の多相巻線に供給する多相電力の周波数と、前記ロータの回転数に同期する同期周波数との差が大きくなる又は小さくなる方向に制御することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の回転電機を用いた駆動システム。
5. 前記駆動装置は、前記第１及び第２の多相巻線に供給される多相電力の各々異なる周波数の和に比例させた速度で前記ロータの回転数を制御することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の回転電機を用いた駆動システム。

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