JP5537006B2 - 超音波診断装置 - Google Patents

Description

この発明は、超音波連続波を被検体に送信し、ドプラ効果を利用することで、被検体内の運動体の移動情報を生成する超音波診断装置に関する。

超音波診断装置は、振動素子から発生する超音波パルス（送信超音波）を被検体内に放射し、被検体内の組織の音響インピーダンスの差異によって生ずる反射波（受信超音波）を振動素子によって電気信号に変換してモニタ上に表示する。超音波プローブを体表に接触させるだけの簡単な操作で２次元画像データや３次元画像データをリアルタイムに取得して観察できるため、超音波診断装置は、各種の臓器の機能診断や形態診断に広く用いられている。

また、被検体の関心部位における血流速度を定量的に計測する方法としてドプラスペクトラム法がある。このドプラスペクトラム法には、パルスドプラスペクトラム法（ＰＷ法）と連続波ドプラスペクトラム法（ＣＷ法）とがある。パルスドプラスペクトラム法では、関心部位の方向に、超音波パルスの送受信を所定の時間間隔で複数回行う。この送受信で得られた受信信号に対してサンプルゲートを設定して、関心部位に存在している生体組織からの反射波に基づく受信信号成分（以下、「クラッタ成分」と称する）、及び、血流からの反射波に基づく受信信号成分（以下、「血流ドプラ成分」と称する）を抽出する。そして、これらの受信信号成分をフィルタリング処理して検出された血流ドプラ成分を、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）分析することにより、周波数スペクトラムデータを生成する。さらに、関心部位から所定の時間間隔で得られた受信信号成分に対して同様の処理を行って得られた複数の周波数スペクトラムデータを、時系列的に配列することによりスペクトラム画像データを生成する。

連続波ドプラスペクトラム法では、関心部位の方向に超音波連続波の送受信を行う。この送受信で得られた受信信号をフィルタリング処理して検出された血流ドプラ成分をＦＦＴ分析することにより、周波数スペクトラムデータを生成する。そして、時系列的に得られた複数の周波数スペクトラムデータを、時間方向に配列することによりスペクトラム画像データを生成する。

パルスドプラスペクトラム法によると、サンプルゲートを適用することで、関心部位における血流情報を選択的に抽出することが可能である。しかし、計測可能な最大血流速度は、超音波パルスの繰り返し周波数に依存する。このため、高流速の血流を計測する場合には、周波数スペクトラムデータに折り返し現象が発生してしまうため、血流を正確に計測することは困難である。一方、連続波ドプラスペクトラム法では、関心部位における血流情報のみを抽出することは不可能であるが、上述の折り返し現象が発生しないため、高流速の血流計測に広く用いられている。

ところで、上述したような血流計測に使用される超音波診断装置の直流電源部には、高効率化、小型化、及び低価格化が可能なスイッチング電源が通常用いられる。このスイッチング電源に起因するスイッチングノイズ（スイッチング駆動信号の高調波成分）が、被検体から収集される微小な受信信号に混入することにより、周波数スペクトラムデータやスペクトラム画像データの観測を困難にする場合がある。スイッチング電源の出力部や電源ラインに対するフィルタ回路の挿入、スイッチング電源や電源ラインに対するシールド、更には、装置本体及び電源部に対するグラウンド強化等の対策によって、上記のスイッチングノイズを低減させることは可能であるが、臨床的な許容レベルより低く抑えることは極めて困難である。

ここで、スイッチングノイズが含まれるデータを図１０に示す。図１０は、スイッチングノイズが混入した従来の周波数スペクトラムデータ及びスペクトラム画像データを示す図である。図１０（ａ）は、スイッチング駆動信号のｍ番目及び（ｍ＋１）番目の高調波であるスイッチングノイズの線スペクトラムＮｘ（ｍ）及びＮｘ（ｍ＋１）が、血流ドプラ成分Ｄｖｘに混入した周波数スペクトラムデータの具体例を示したものである。図１０（ｂ）は、スイッチングノイズが血流ドプラ成分Ｄｖｘに混入したスペクトラム画像データの具体例を示したものである。

図１０（ａ）に示した周波数スペクトラムデータにおいて、スイッチングノイズの線スペクトラムＮｘ（ｍ）及び線スペクトラムＮｘ（ｍ＋１）は、血流ドプラ成分Ｄｖｘに隣接する位置に発生している。

図１０（ｂ）に示すデータは、図１０（ａ）に示した周波数スペクトラムの時間的変化を示すスペクトラム画像データであり、通常、縦軸にドプラ周波数又は血流速度が設定され、横軸に時間が設定される。スペクトラムの大きさ（パワー）は輝度によって表現される。そして、このスペクトラム画像データにおいて、線スペクトラムＮｘ（ｍ）の時間的変化Ｎｏｘ（ｍ）と、線スペクトラムＮｘ（ｍ＋１）の時間的変化Ｎｏｘ（ｍ＋１）とが、血流ドプラ成分Ｄｖｘの時間的変化Ｄｏｘに対してライン状のノイズとして重畳される。

以上のようなドプラスペクトラム法の問題点に対し、パルスドプラスペクトラム法では、超音波送受信の繰り返し周波数（レート周波数）の整数倍の位置に、クラッタ成分の線スペクトラムが位置することに着目して、スイッチングノイズを除去する方法が提案されている（例えば特許文献１参照）。具体的には、スイッチングノイズの線スペクトラムがレート周波数の整数倍になるようにスイッチング駆動信号の周波数を設定することにより、クラッタ成分とスイッチングノイズとを同一のフィルタリング処理で除去する。

特開平５−１３０９９２号公報

上述した特許文献１に記載された方法によれば、パルスドプラスペクトラム法で得られた受信信号に混入したスイッチングノイズの影響を容易に除去することができる。しかしながら、超音波連続波が使用される連続波ドプラスペクトラム法の受信信号に混入したスイッチングノイズの影響を、同様の方法によって除去することは不可能である。また、連続波ドプラスペクトラム法において、このスイッチングノイズの影響を除去することが可能な他の方法についての提案も未だなされていない。

この発明は上記の問題を解決するものであり、連続波ドプラスペクトラム法において収集された受信信号に混入しているスイッチングノイズなどの周期的なノイズを容易に除去することが可能な超音波診断装置を提供することを目的とする。

請求項１に記載の発明は、振動素子を有する超音波プローブと、前記振動素子を駆動して被検体の所定方向に対して、超音波周波数ｆ０の超音波連続波を送受信する送受信手段と、前記送受信手段によって得られた受信信号を直交検波する周波数変換部及び遮断周波数ｆｂのフィルタを有し、該周波数変換部の出力から、前記遮断周波数ｆｂ内に含まれるドプラ成分を抽出する超音波データ生成手段と、前記超音波データ生成手段によって抽出されたドプラ成分に基づいて画像データを生成する画像データ生成手段と、前記ドプラ成分を含む周波数スペクトラムデータにおける最大周波数の時間的な変化を変換周波数ｆｃのパルス幅の変化に変換した信号として出力する音声データ生成部と、を有し、前記変換周波数ｆｃは、ｆｃ≧２×ｆｂであってその高調波が前記ドプラ成分を抽出する帯域である前記遮断周波数ｆｂの２倍を跨ぐ周波数であり、さらに、（ｆ０＋ｆｂ）／（ｍ＋１） ＜ ｆｃ ＜ （ｆ０−ｆｂ）／ｍ（ｍは整数）を満足することを特徴とする超音波診断装置である。

この発明によると、上記の条件を満たすスイッチング周波数ｆｓに従ったスイッチング動作によって直流電力を生成して供給することにより、スイッチングノイズなどの周期的なノイズを遮断周波数ｆｂの遮断帯域に含ませることが可能となる。そのことにより、スイッチングノイズなどの周期的なノイズを容易に除去することが可能となる。その結果、スペクトラム画像データの観測や各種の血流情報の計測をより正確に行うことが可能となるため、診断精度の向上を図ることが可能となる。

この発明の実施形態に係る超音波診断装置について図１及び図２を参照して説明する。図１は、この発明の実施形態に係る超音波診断装置を示すブロック図である。図２は、この実施形態に係る超音波診断装置が備える送受信部及び超音波データ生成部を示すブロック図である。

図１に示す超音波診断装置１００は、超音波プローブ２０と、診断装置本体３０と、表示部４０と、音声出力部５０と、入力部６０と、電源部７０とを備えている。

超音波プローブ２０は、配列されたＮ個の図示しない振動素子をその先端部に有し、先端部を被検体の体表に接触させて超音波の送受信を行う。振動素子は電気音響変換素子であり、送信時には電気信号（駆動信号）を送信超音波（超音波パルス又は超音波連続波）に変換し、受信時には受信超音波（超音波反射波）を電気的な受信信号に変換する。そして、これら振動素子の各々は、図示しないＮチャンネルの多芯ケーブルを介して診断装置本体３０が備える送受信部２に接続されている。なお、この実施形態では、Ｎ個の振動素子が設けられたセクタ走査用の超音波プローブ２０を用いた超音波診断装置１００について説明するが、リニア走査やコンベックス走査などに対応した超音波プローブを用いても良い。

診断装置本体３０は、送受信部２、超音波データ生成部３、画像データ生成部４、表示データ生成部５、音声データ生成部６、送受信制御部７、基準信号発生部８、及び、システム制御部９を備えている。診断装置本体３０は、振動素子を駆動すると共にこれらの振動素子から得られた受信信号に基づいて超音波データを生成し、更に、これらの超音波データを用いて各種の画像データや音声データを生成する。

送受信部２は、被検体の所定方向に対して超音波パルス又は超音波連続波を送信するための駆動信号を振動素子に供給し、これらの振動素子から得られた複数チャンネル（Ｎチャンネル）の受信信号を整相加算する。超音波データ生成部３は、整相加算後の受信信号を処理することで、Ｂモードデータ、カラードプラデータ、又は周波数スペクトラムデータなどの各種の超音波データを生成する。画像データ生成部４は、これらの超音波データに基づいてＢモード画像データ、カラードプラ画像データ、又はスペクトラム画像データを生成する。表示データ生成部５は、これらの画像データや被検体情報などの付帯情報を合成することで表示用データを生成する。音声データ生成部６は、超音波データ生成部３にて生成された周波数スペクトラムデータに基づいて音声データを生成する。

また、送受信制御部７は、超音波の送受信方向の制御、超音波の送受信における収束点の制御、及び、連続波ドプラスペクトラム法における超音波周波数や超音波の送受信方向の制御を、送受信部２に対して行う。基準信号発生部８は、システム制御部９から供給される高周波のシステムクロックパルスを分周して基準信号（超音波周波数ｆ０）を発生する。システム制御部９は、診断装置本体３０が備える上記の各部を統括的に制御する。

次に、送受信部２及び超音波データ生成部３の具体的な構成について、図２を参照して説明する。図２に示す送受信部２は、送信部２１と受信部２２とを備えている。送信部２１は、レートパルス発生器２１１と、送信遅延回路２１２と、駆動回路２１３とを備えている。送信部２１は、被検体の所定方向に対して送信超音波を放射するための駆動信号を超音波プローブ２０の振動素子へ供給する。受信部２２は、これらの振動素子から得られたＮチャンネルの受信信号に対して整相加算を行う。

レートパルス発生器２１１は、超音波パルスを用いたＢモード法、カラードプラ法、及びパルスドプラスペクトラム法において適用される。レートパルス発生器２１１は、被検体内に放射する送信超音波（超音波パルス）の繰り返し周波数を決定するレートパルスを、基準信号発生部８から供給される基準信号を分周することにより生成して送信遅延回路２１２へ供給する。

送信遅延回路２１２は、例えば、超音波送信に使用される振動素子と同数（Ｎチャンネル）の独立した遅延回路で構成されている。送信遅延回路２１２は、送信において細いビーム幅を得るために所定の深さに送信超音波（超音波パルス又は超音波連続波）を収束するための遅延時間と、所定方向に送信超音波を放射するための遅延時間とを設定する。そして、Ｎチャンネルで構成される駆動回路２１３は、超音波プローブ２０に備えられた振動素子を駆動するための駆動信号を生成する。具体的には、駆動回路２１３は、Ｂモード法、カラードプラ法、及びパルスドプラスペクトラム法における駆動用パルスを、遅延時間が与えられたレートパルスに基づいて生成する。さらに、駆動回路２１３は、送受信制御部７から供給される制御信号に基づいて、所定の超音波周波数と遅延位相とを有する連続波ドプラスペクトラム法における駆動用連続波を生成する。

受信部２２は、プリアンプ２２１と、受信遅延回路２２２と、加算器２２３とを備えている。プリアンプ２２１は、振動素子によって受信超音波から電気信号に変換された微小な受信信号を増幅することで十分なＳ／Ｎを確保する。受信遅延回路２２２は、所定の深さからの受信超音波を収束するための遅延時間と、所定方向からの受信超音波に対して強い受信指向性を設定するための遅延時間とをプリアンプ２２１から出力された受信信号に与える。そして、受信遅延回路２２２において所定の遅延時間が与えられた受信信号は加算器２２３へ送られ、この加算器２２３において加算合成（整相加算）される。

超音波データ生成部３は、Ｂモードデータ生成部３１と、周波数変換部３２と、カラードプラデータ生成部３３と、スペクトラムデータ生成部３４とを備えている。Ｂモードデータ生成部３１は、受信部２２の加算器２２３から出力された受信信号に所定の信号処理を行うことでＢモードデータを生成する。周波数変換部３２は、受信信号の周波数変換を行う。カラードプラデータ生成部３３は、周波数変換後の受信信号から血流ドプラ成分を抽出し、この血流ドプラ成分に基づいてカラードプラデータを生成する。スペクトラムデータ生成部３４は、周波数変換後の受信信号から血流ドプラ成分を抽出し、この血流ドプラ成分をＦＦＴ分析することで、パルスドプラスペクトラム法又は連続波ドプラスペクトラム法における周波数スペクトラムデータを生成する。

以下では、Ｂモード法に適用されるＢモードデータ生成部３１と、連続波ドプラスペクトラム法に適用される周波数変換部３２及びスペクトラムデータ生成部３４とについて詳しく説明する。

Ｂモードデータ生成部３１は、対数変換器３１１と、包絡線検波器３１２と、Ａ／Ｄ変換器３１３とを備えている。対数変換器３１１は、受信部２２の加算器２２３から供給される受信信号の振幅を対数変換することで弱い信号を相対的に強調する。包絡線検波器３１２は、対数変換された受信信号の包絡線を検波することで振幅情報のみを検出する。Ａ／Ｄ変換器３１３は、包絡線検波された受信信号をＡ／Ｄ変換することでＢモードデータを生成する。

周波数変換部３２は、π／２移相器３２１と、ミキサ３２２−１と、ミキサ３２２−２と、ＬＰＦ（低域通過フィルタ）３２３−１と、ＬＰＦ３２３−２とを備えている。周波数変換部３２は、送受信部２の受信部２２から供給される受信信号に対して直交位相検波を行うことで受信信号の周波数変換を行う。一方、スペクトラムデータ生成部３４は、高域通過フィルタ（ＨＰＦ）３４１と、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）３４２と、Ａ／Ｄ変換器３４３と、ＦＦＴ分析器３４４とを備えている。スペクトラムデータ生成部３４は、周波数変換後の受信信号から血流ドプラ成分を抽出し、この血流ドプラ成分をＦＦＴ分析することで連続波ドプラスペクトラム法における周波数スペクトラムデータを生成する。

次に、連続波ドプラスペクトラム法における周波数変換部３２及びスペクトラムデータ生成部３４の動作について説明する。連続波ドプラスペクトラム法において、受信部２２の加算器２２３から出力された受信信号は、周波数変換部３２のミキサ３２２−１及びミキサ３２２−２の第１の入力端子に入力される。

一方、この受信信号の周波数（超音波周波数ｆ０）と等しい周波数を有する基準信号が、基準信号発生部８からミキサ３２２−１の第２の入力端子に直接供給される。さらに、π／２移相器３２１を介することにより位相が９０度シフトした基準信号が、ミキサ３２２−２の第２の入力端子に供給される。そして、ミキサ３２２−１及びミキサ３２２−２の出力は、ＬＰＦ３２３−１及びＬＰＦ３２３−２に送られ、加算器２２３から出力される受信信号の周波数と、基準信号発生部８から供給される基準信号の周波数との和の成分が除去され、差の成分のみが検出される。

ＬＰＦ３２３−１及びＬＰＦ３２３−２から出力された周波数変換後の受信信号は、スペクトラムデータ生成部３４のＨＰＦ３４１及びＬＰＦ３４２に供給される。ＨＰＦ３４１及びＬＰＦ３４２は、受信信号に含まれる生体組織からの反射波に基づくクラッタ成分や、この受信信号に混入した電源部７０に起因するスイッチングノイズを除去することで、血流からの反射波に基づく血流ドプラ成分を抽出する。ＨＰＦ３４１は、所定の遮断周波数（±ｆａ）を有し、ＬＰＦ３４２は、所定の遮断周波数（±ｆｂ）を有する。この実施形態では、遮断周波数ｆａ＜遮断周波数ｆｂの関係が成立している。なお、ＨＰＦ３４１及びＬＰＦ３４２の順序を入れ替えても良いし、ＨＰＦ３４１及びＬＰＦ３４２の替わりに、ＢＰＦ（帯域通過フィルタ）を用いても良い。

ＨＰＦ３４１及びＬＰＦ３４２にて上述した不要成分を除去することにより抽出された血流ドプラ成分は、Ａ／Ｄ変換器３４３においてデジタル信号に変換されてＦＦＴ分析器３４４に供給される。ＦＦＴ分析器３４４は、Ａ／Ｄ変換後の血流ドプラ成分をＦＦＴ分析することで周波数スペクトラムデータを生成する。なお、上述した血流ドプラ成分とクラッタ成分とを含む受信信号に重畳されたスイッチングノイズと、そのスイッチングノイズの除去方法とについては後述する。

図１に示す画像データ生成部４は、図示しないＢモードデータ記憶部、カラードプラ記憶部、及びスペクトラムデータ記憶部を備えている。そして、画像データ生成部４は、被検体に対する超音波の送受信に伴ってＢモードデータ生成部３１から順次供給されるＢモードデータを、超音波の送受信方向に対応させてＢモードデータ記憶部に保存することによりＢモード画像データを生成する。同様に、画像データ生成部４は、カラードプラデータ生成部３３から供給されるカラードプラデータを、カラードプラデータ記憶部に保存することによりカラードプラ画像データを生成する。さらに、画像データ生成部４は、パルスドプラスペクトラム法又は連続波ドプラスペクトラム法においてスペクトラムデータ生成部３４から時系列的に供給される周波数スペクトラムデータを、スペクトラムデータ記憶部に順次保存することによりスペクトラム画像データを生成する。

表示データ生成部５は、上述したＢモード画像データ、カラードプラ画像データ、パルスドプラスペクトラム法や連続波ドプラスペクトラム法におけるスペクトラム画像データ、更には、被検体情報などの付帯情報を必要に応じて合成し、所定の変換処理を行うことで表示用データを生成する。そして、生成された表示用データは、表示部４０に備えられたＣＲＴモニタや液晶モニタなどに表示される。

音声データ生成部６は、パルスドプラスペクトラム法又は連続波ドプラスペクトラム法において超音波データ生成部３から供給された時系列的な周波数スペクトラムデータを受信し、例えば、この周波数スペクトラムデータにおける最大周波数成分（最大流速値）の時間的変化に対応した音声データを生成する。そして、生成された音声データは、音声出力部５０に備えられたスピーカに供給されて音声に変換される。すなわち、操作者は、スピーカから出力される音声によって周波数スペクトラムデータの時間的変化を把握することが可能となる。

図１に示す電源部７０は、スイッチング電源７１とフィルタ回路７２とを備えている。スイッチング電源７１は、スイッチング駆動信号生成部と、スイッチング素子やコンデンサ、コイル、ダイオードなどの素子を備えたスイッチング部（いずれも図示しない）とを備えている。スイッチング電源７１は、自己の入力端子から供給される直流電力や商用の交流電力を所望の直流電力に変換する。

スイッチング駆動信号生成部は、診断装置本体３０の基準信号発生部８から供給される超音波パルスの中心周波数又は超音波連続波の周波数（超音波周波数ｆ０）と、スペクトラムデータ生成部３４に備えられているＬＰＦ３４２の遮断周波数（±ｆｂ）とに基づいてスイッチング周波数ｆｓを生成する。そして、スイッチング駆動信号生成部は、そのスイッチング周波数ｆｓを有するスイッチング駆動信号をスイッチング部のスイッチング素子に供給することで、所望の直流電力を生成する。この場合、スイッチング電源７１から出力される直流電圧の大きさは、入力電圧とスイッチング部におけるＯＮ／ＯＦＦ時間の割合（デューティ比）とによって決定される。

ここで、スイッチング駆動信号とスイッチングノイズとについて図３を参照して説明する。図３（ａ）には、スイッチング電源７１のスイッチング駆動信号生成部において生成される周期Ｔｓのスイッチング駆動信号を示す。図３（ｂ）には、このスイッチング駆動信号が供給されたスイッチング部において発生するスイッチングノイズ（スイッチング駆動信号の高調波成分）の周波数スペクトラムを示す。

スイッチング周波数ｆｓを有するスイッチング駆動信号が生成される場合、図３（ｂ）に示すように、スイッチングノイズの周波数スペクトラムはスイッチング周波数ｆｓの整数倍の位置に線スペクトラムとして分布し、その大きさは上述のデューティ比に依存する。そして、このような周波数特性を有するスイッチングノイズが重畳されたスイッチング電源７１の直流電力は、フィルタ回路７２へ供給される。

この実施形態では、スイッチング駆動信号生成部は、以下の条件（１）、（２）、及び（３）を満たすスイッチング周波数ｆｓを生成する。
（１）スイッチング周波数ｆｓを、低域通過フィルタであるＬＰＦ３４２の遮断周波数ｆｂの２倍以上とする。
（２）スイッチング周波数ｆｓのｍ倍である周波数ｆｓ（ｍ）を、超音波周波数ｆ０から遮断周波数ｆｂを引いた周波数（ｆ０−ｆｂ）未満とする。
（３）スイッチング周波数ｆｓの（ｍ＋１）倍である周波数ｆｓ（ｍ＋１）を、超音波周波数ｆ０に遮断周波数ｆｂを加えた周波数（ｆ０＋ｆｂ）より大きくする。
ここで、ｍは整数である。

上記の条件（１）〜（３）を以下の式で表わす。
ｆｓ≧２×ｆｂ ・・・式（１）
ｍ×ｆｓ＜ｆ０−ｆｂ ・・・式（２）
（ｍ＋１）×ｆｓ＞ｆ０＋ｆｂ ・・・式（３）
ここで、ｍ×ｆｓ＝ｆｓ（ｍ）、（ｍ＋１）×ｆｓ＝ｆｓ（ｍ＋１）
式（１）が上記の条件（１）を表し、式（２）が上記の条件（２）を表し、式（３）が上記の条件（３）を表している。

上記の式（１）〜（３）により、スイッチング周波数ｆｓは、次の式（１）と式（４）とで表わされる。
ｆｓ≧２×ｆｂ ・・・式（１）
（ｆ０＋ｆｂ）／（ｍ＋１） ＜ ｆｓ ＜ （ｆ０−ｆｂ）／ｍ ・・・式（４）

すなわち、スイッチング駆動信号生成部は、遮断周波数ｆｂの２倍以上となる周波数をスイッチング周波数ｆｓとして生成し、かつ、超音波周波数ｆ０に遮断周波数ｆｂを加えた周波数（ｆ０＋ｆｂ）を整数（ｍ＋１）で分周した周波数と、超音波周波数ｆ０から遮断周波数ｆｂを引いた周波数（ｆ０−ｆｂ）を整数ｍで分周した周波数との間の帯域に含まれる周波数をスイッチング周波数ｆｓとして生成する。

また、上記の式（１）〜（３）により、超音波周波数ｆ０とスイッチング周波数ｆｓとの関係は以下の式で表わされる。
（ｆｓ（ｍ）＋ｆｂ） ＜ ｆ０ ＜ （ｆｓ（ｍ＋１）−ｆｂ） ・・・式（５）

スイッチング駆動信号生成部は、上述した条件（１）〜（３）（式（１）〜（３）、すなわち式（１）と式（４））に従ってスイッチング周波数ｆｓを生成し、そのスイッチング周波数ｆｓを有するスイッチング駆動信号をスイッチング部のスイッチング素子に供給することで、所望の直流電力を生成する。そして、スイッチング電源７１の直流電力は、フィルタ回路７２へ供給される。

フィルタ回路７２は、スイッチング電源７１の出力端子に接続され、スイッチング電源７１から直流電源ラインを介して診断装置本体３０に侵入するスイッチングノイズを低減する。そして、フィルタ回路７２によってスイッチングノイズが除去された直流電力は、診断装置本体３０の各部に供給される。なお、スイッチング周波数ｆｓが高いほどスイッチング電源７１の小型化が容易となるが、スイッチング電源７１から空中あるいは電源ラインを介して診断装置本体３０に侵入するスイッチングノイズはスイッチング周波数の増大に伴って増大し、従って、受信信号に混入するスイッチングノイズも増大する。このようなスイッチングノイズの混入を低減するために、スイッチング電源７１の出力端子に対するフィルタ回路７２の挿入や、図示しないシールド材の装着などの対策が従来から行われてきた。しかしながら、上述したように、このような方法により受信信号に混入するスイッチングノイズを許容レベル以下に低減することは極めて困難である。

次に、この実施形態において、上述した血流ドプラ成分及びクラッタ成分を有する受信信号に重畳されるスイッチングノイズとその除去について、図４から図７を参照して説明する。なお、この実施形態では、受信信号は、スペクトラムデータ生成部３４のＦＦＴ分析器３４４にて周波数領域で表わされる周波数スペクトラムデータに変換されるが、図４から図６においては、スイッチングノイズとその除去方法とについて、周波数領域で説明する。

図４は、この実施形態に係る周波数変換部にて行われる受信信号の周波数変換を説明するための図である。図４（ａ）には、受信部２２の加算器２２３から周波数変換部３２のミキサ３２２−１及びミキサ３２２−２に供給される周波数変換前の受信信号と、この受信信号に混入したスイッチング電源７１に起因するスイッチングノイズとを示している。この場合の受信信号は、連続波ドプラスペクトラム法における超音波周波数ｆ０を中心として分布するクラッタ成分Ｄｔと、周波数（ｆ０＋ｆｄ）を中心として分布する血流ドプラ成分Ｄｖとを有している。ここで、周波数ｆｄは血流によりドプラシフト周波数である。

一方、スイッチング電源７１に起因するスイッチングノイズは、図３（ｂ）で既に示したように、スイッチング周波数ｆｓの整数倍の位置に線スペクトラムとして分布している。具体的には、スイッチング周波数ｆｓのｍ倍である周波数ｆｓ（ｍ）の位置に、ｍ番目の線スペクトラムＮ（ｍ）が分布し、スイッチング周波数ｆｓの（ｍ＋１）倍である周波数ｆｓ（ｍ＋１）の位置に、（ｍ＋１）番目の線スペクトラムＮ（ｍ＋１）が分布する。スイッチング周波数ｆｓとスイッチングノイズとの関係をまとめると、以下の式で表わされる。
Ｎ（ｍ）／ｍ＝Ｎ（ｍ＋１）／（ｍ＋１）＝ｆｓ

以上のような周波数スペクトラムを有する受信信号及びスイッチングノイズは、周波数変換部３２によって、図４（ｂ）に示すようなスペクトラムに変換される。すなわち、図４（ａ）において超音波周波数ｆ０を中心に分布していた受信信号のクラッタ成分は、周波数ｆ０だけ負方向にシフトして周波数零の近傍に位置する。また、周波数（ｆ０＋ｆｄ）を中心に分布していた血流ドプラ成分も同様にして、負方向に周波数ｆ０だけシフトして周波数ｆｄの近傍に位置する。さらに、スイッチングノイズのｍ番目の線スペクトラムＮ（ｍ）も同様にして、負方向に周波数ｆ０だけシフトして周波数（ｆｓ（ｍ）−ｆ０）の近傍に位置する。また、スイッチングノイズの（ｍ＋１）番目の線スペクトラムＮ（ｍ＋１）も同様にして、負方向に周波数ｆ０だけシフトして周波数（ｆｓ（ｍ＋１）−ｆ０）の近傍に位置する。

次に、フィルタリング処理について図５を参照して説明する。図５は、連続波ドプラスペクトラム法におけるスペクトラムデータ生成部が行うフィルタリング処理を説明するための図である。このフィルタリング処理は、スペクトラムデータ生成部３４が備えるＨＰＦ３４１とＬＰＦ３４２とによって行われる。

上述したように、この実施形態におけるスイッチング周波数ｆｓは、上述した条件（１）〜（３）（式（１）〜（３）、すなわち式（１）と式（４））を満たすように設定されているため、周波数（ｆｓ（ｍ）−ｆ０）を中心に分布するスイッチングノイズのｍ番目の線スペクトラムＮ（ｍ）は、遮断周波数（−ｆｂ）未満に発生している。また、周波数（ｆｓ（ｍ＋１）−ｆ０）を中心に分布するスイッチングノイズの（ｍ＋１）番目の線スペクトラムＮ（ｍ＋１）は、遮断周波数（＋ｆｂ）より大きい位置に発生している。
スイッチングノイズは、スイッチング周波数ｆｓの整数倍の位置に発生するため、上記の式（１）に従って、スイッチング周波数ｆｓを遮断周波数ｆｂの２倍以上とすることで、帯域幅（２×ｆｂ）以上の間隔をおいてスイッチングノイズを発生させることができる。さらに、式（１）に示す条件に加えて、上記の式（２）と式（３）、すなわち、式（４）に従ってスイッチング周波数ｆｓを生成することで、遮断周波数（±ｆｂ）の遮断帯域にスイッチングノイズを発生させることができる。

そして、図５（ａ）に示すように、周波数零の近傍に分布するクラッタ成分Ｄｔは、所定の遮断周波数（±ｆａ）を有するＨＰＦ３４１によって除去される。また、スイッチングノイズの線スペクトラムＮ（１）からＮ（ｍ）、及び、線スペクトラムＮ（ｍ＋１）、Ｎ（ｍ＋２）、・・・は、遮断周波数（±ｆｂ）の遮断帯域に存在するため、遮断周波数（±ｆｂ）を有するＬＰＦ３４２によって除去される。このようにクラッタ成分Ｄｔとスイッチングノイズの線スペクトラムとが除去されることで、図５（ｂ）に示す血流ドプラ成分Ｄｖが抽出される。

ＨＰＦ３４１及びＬＰＦ３４２にて不要成分を除去することにより抽出された血流ドプラ成分は、Ａ／Ｄ変換器３４３においてデジタル信号に変換されてＦＦＴ分析器３４４に供給される。ＦＦＴ分析器３４４は、Ａ／Ｄ変換後の血流ドプラ成分をＦＦＴ分析することで周波数スペクトラムデータを生成する。

ここで、従来技術に係る方法によって得られる受信信号及びスイッチングノイズの周波数スペクトラムと、フィルタリング処理とについて図６を参照して説明する。図６は、従来技術に係るスイッチングノイズとフィルタリング処理とを説明するための図である。

従来においては、スイッチング電源７１のスイッチング周波数ｆｓを、フィルタリング処理における遮断周波数に対して独立に設定している。この場合においても、スイッチングノイズは上述と同様にしてスイッチング周波数ｆｓの整数倍の位置に線スペクトラムとして存在する。しかしながら、これらの線スペクトラムは、遮断周波数（±ｆｂ）を有するＬＰＦ３４２の遮断帯域に含まれるとは限らず、図６（ａ）に示すスイッチングノイズの線スペクトラムＮ（ｍ）又は線スペクトラムＮ（ｍ＋１）のように、ＨＰＦ３４１やＬＰＦ３４２によって形成される遮断帯域の外部に存在する場合がある。従って、このような線スペクトラムＮ（ｍ）や線スペクトラムＮ（ｍ＋１）は、ＨＰＦ３４１及びＬＰＦ３４２を用いたフィルタリング処理によって除去することは不可能となる。その結果、図６（ｂ）に示すように、スイッチングノイズの線スペクトラムＮ（ｍ）又は線スペクトラムＮ（ｍ＋１）は、血流ドプラ成分Ｄｖに混入した状態でＬＰＦ３４２から出力される。

以上のように、スイッチング電源７１のスイッチング周波数ｆｓをフィルタリング処理における遮断周波数に対して独立に設定する従来の方法では、受信信号に混入したスイッチングノイズを許容レベル以下に低減させることは極めて困難である。これに対して、この実施形態では、スイッチング周波数ｆｓが、上述した条件（１）〜（３）（式（１）〜（３）、すなわち式（１）と式（４））に従って設定されているため、スイッチングノイズを遮断周波数（±ｆｂ）の遮断帯域に発生させることが可能となる。その結果、受信信号に混入したスイッチングノイズを大幅に低減することが可能となる。

次に、この実施形態に係る超音波診断装置１００にて得られるスペクトラム画像データと、従来技術に係る方法によって得られるスペクトラム画像データとを図７に示す。図７は、この発明の実施形態における連続波ドプラスペクトラム法及び従来の連続波ドプラスペクトラム法にて生成されたスペクトラム画像データを示す図である。図７には、スペクトラムデータ生成部３４において生成された周波数スペクトラムデータを時系列的に配列して生成したスペクトラム画像データが示されている。図７（ａ）には、この実施形態に係る方法によって得られた血流ドプラ成分Ｄｖのみを有するスペクトラム画像データが示されている。図７（ｂ）には、従来の方法（すなわち、スイッチング電源７１のスイッチング周波数ｆｓをフィルタリング処理における遮断周波数に対して独立に設定する方法）によって得られたスペクトラム画像データが示されている。従来の方法で得られたスペクトラム画像データには、線スペクトラムＮｘ（ｍ）及び線スペクトラムＮｘ（ｍ＋１）を有するスイッチングノイズが血流ドプラ成分Ｄｖに混入している。

これらのスペクトラム画像データの比較から明らかなように、従来のスペクトラム画像データにおいて、時系列的な血流情報Ｄ０に重畳した線状のノイズ成分Ｎ０（ｍ）及びノイズ成分Ｎ０（ｍ＋１）は、この実施形態に係る方法によって、許容可能なレベルまで低減させることが可能となる。

以上のように、この実施形態に係る超音波診断装置１００によると、連続波ドプラスペクトラム法の受信信号に混入したスイッチング電源に起因するスイッチングノイズを容易に除去することが可能となる。そのことにより、スペクトラム画像データの観測や各種の血流情報の計測をより正確に行うことが可能となり、その結果、診断の精度を向上させることが可能となる。

なお、この発明は上述した実施形態に限定されるものではない。上述した実施形態では、シングルフェーズのスイッチング電源７１を使用した場合について説明したが、マルチフェーズのスイッチング電源を使用しても良い。

マルチフェーズのスイッチング電源を用いた変形例について図８を参照して説明する。図８は、この実施形態の変形例におけるマルチフェーズのスイッチング電源を説明するための図である。図８（ａ）に示すように、マルチフェーズのスイッチング電源７１ａは、スイッチング駆動信号生成部７１１とスイッチング部７１２とを備えている。スイッチング駆動信号生成部７１１は、例えば、３チャンネルのスイッチング駆動信号を生成する。スイッチング部７１２は、自己の入力端子から供給される直流電力や商用の交流電力をスイッチング駆動信号に基づいて所望の直流電力に変換する。このスイッチング部７１２は、３チャンネルのスイッチング素子７１３〜７１５と、平滑用のコイル７１６と、コンデンサ７１７とを備えている。そして、スイッチング駆動信号生成部７１１は、図８（ｂ）から図８（ｄ）に示すように、位相が２π／３ずつシフトした３チャンネルのスイッチング駆動信号を、スイッチング素子７１３〜７１５の各々に供給することにより、所望の直流電力への変換を行っている。

この場合、スイッチング素子７１３〜７１５の各々に供給されるスイッチング駆動信号のスイッチング周波数は上述した実施形態と同様にｆｓであっても、スイッチング電源７１ａのスイッチング周波数ｆｓａは３ｆｓとなる。このため、スイッチング周波数ｆｓａを、上述した条件（１）〜（３）（式（１）〜（３）、すなわち式（１）と式（４））に従って設定することにより、スイッチング電源７１ａから発生するスイッチングノイズを容易に除去することが可能となる。さらに、スイッチングノイズにおける隣接した線スペクトラムの間隔が、図５（ａ）に示す間隔の３倍になるため、ＬＰＦ３４２の遮断周波数ｆｂを高く設定することができ、その結果、高い流速値を有する血流ドプラ成分Ｄｖの計測が可能となる。

なお、複数種類のスイッチング電源が用いられる超音波診断装置では、上述したようなスイッチング周波数の設定は、すべてのスイッチング電源に対して行うことが望ましいが、スペクトラム画像データの生成に直接関与しているユニットのスイッチング電源に対して優先的にスイッチング周波数の設定を行い、表示部４０や入力部６０などのスイッチング電源のスイッチング周波数はフィルタリング処理における遮断周波数に対して独立に設定しても構わない。

上述した実施形態では、連続波ドプラスペクトラム法で取得された受信信号に混入したスイッチング電源７１に起因するスイッチングノイズを除去する場合について説明したが、この発明はこれに限定されるものではない。例えば、スペクトラムデータ生成部３４のＡ／Ｄ変換器３４３や音声データ生成部６などにおいて発生する周期的なノイズが受信信号に混入する場合においても、これらのユニットにおける変換周波数や駆動周波数を、上述した条件（１）〜（３）（式（１）〜（３）、すなわち式（１）と式（４））に従って設定することにより、上述したノイズを除去することが可能となる。

例えば、音声データ生成部６に、周波数スペクトラムデータにおける最大周波数成分を検出する最大周波数検出部と、この最大周波数の時間変化をパルス幅に変換するＰＷ変換部（いずれも図示しない）とを設ける。最大周波数検出部は、超音波データ生成部３のスペクトラムデータ生成部３４から供給される時系列的な周波数スペクトラムデータにおける最大周波数を検出する。ＰＷ変換部は、図９（ａ）に示す最大周波数の変化量Ｄｍに対応したパルス幅Ｗと所定の変換周波数ｆｃ（ｆｃ＝１／Ｔｃ、Ｔｃは変換周期）とを有する音声データ（図９（ｂ））を生成する。このとき、上述した変換周波数ｆｃを、上述した条件（１）〜（３）（式（１）〜（３）、すなわち式（１）と式（４））に従って設定することにより、受信信号に混入した音声データに起因するノイズを容易に除去することが可能となる。すなわち、遮断周波数ｆｂの２倍以上の周波数であって、超音波周波数ｆ０に遮断周波数ｆｂを加えた周波数を整数（ｍ＋１）で分周した周波数と、超音波周波数ｆ０から遮断周波数ｆｂを引いた周波数を整数ｍで分周した周波数との間の帯域に含まれる周波数を変換周波数ｆｃとすることで、受信信号に混入した音声データに起因するノイズを除去することが可能となる。

なお、複数のユニットから発生する周期的なノイズが受信信号に混入する場合、これらのユニットにおける変換周波数や駆動周波数のすべてを、上述した条件（１）〜（３）に従って設定することが望ましいが、混入の度合いが最も大きい変換周波数や駆動周波数を上記の方法によって優先的に設定しても構わない。

この発明の実施形態に係る超音波診断装置を示すブロック図である。 この実施形態に係る超音波診断装置が備える送受信部及び超音波データ生成部を示すブロック図である。 この実施形態に係るスイッチング電源にて発生するスイッチングノイズの線スペクトラムを示す図である。 この実施形態に係る周波数変換部にて行われる受信信号の周波数変換を説明するための図である。 連続波ドプラスペクトラム法におけるスペクトラムデータ生成部が行うフィルタリング処理を説明するための図である。 従来技術に係るスイッチングノイズとフィルタリング処理とを説明するための図である。 この発明の実施形態における連続波ドプラスペクトラム法及び従来の連続波ドプラスペクトラム法にて生成されたスペクトラム画像データを示す図である。 この実施形態の変形例に係るマルチフェーズのスイッチング電源を説明するための図である。 この実施形態に係る音声データ生成部にて生成される音声データの１例を示す図である。 スイッチングノイズが混入した従来の周波数スペクトラムデータ及びスペクトラム画像データを示す図である。

符号の説明

２ 送受信部
２１ 送信部
２１１ レートパルス発生器
２１２ 送信遅延回路
２１３ 駆動回路
２２ 受信部
２２１ プリアンプ
２２２ 受信遅延回路
２２３ 加算器
３ 超音波データ生成部
３１ Ｂモードデータ生成部
３１１ 対数変換器
３１２ 包絡線検波器
３１３ Ａ／Ｄ変換器
３２ 周波数変換部
３２１ π／２移相器
３２２−１、３２２−２ ミキサ
３２３−１、３２３−２ ＬＰＦ
３３ カラードプラデータ生成部
３４ スペクトラムデータ生成部
３４１ ＨＰＦ
３４２ ＬＰＦ
３４３ Ａ／Ｄ変換器
３４４ ＦＦＴ分析器
４ 画像データ生成部
５ 表示データ生成部
６ 音声データ生成部
７ 送受信制御部
８ 基準信号発生部
９ システム制御部
２０ 超音波プローブ
３０ 診断装置本体
４０ 表示部
５０ 音声出力部
６０ 入力部
７０ 電源部
７１ スイッチング電源
７２ フィルタ回路
１００ 超音波診断装置

Claims (2)

1. 振動素子を有する超音波プローブと、
   前記振動素子を駆動して被検体の所定方向に対して、超音波周波数ｆ０の超音波連続波を送受信する送受信手段と、
   前記送受信手段によって得られた受信信号を直交検波する周波数変換部及び遮断周波数ｆｂのフィルタを有し、該周波数変換部の出力から、前記遮断周波数ｆｂ内に含まれるドプラ成分を抽出する超音波データ生成手段と、
   前記超音波データ生成手段によって抽出されたドプラ成分に基づいて画像データを生成する画像データ生成手段と、
   前記ドプラ成分を含む周波数スペクトラムデータにおける最大周波数の時間的な変化を変換周波数ｆｃのパルス幅の変化に変換した信号として出力する音声データ生成部と、を有し、
   前記変換周波数ｆｃは、ｆｃ≧２×ｆｂであって、その高調波が前記ドプラ成分を抽出する帯域である前記遮断周波数ｆｂの２倍を跨ぐ周波数であり、さらに、
   （ｆ０＋ｆｂ）／（ｍ＋１） ＜ ｆｃ ＜ （ｆ０−ｆｂ）／ｍ （ｍは整数）
   を満足することを特徴とする超音波診断装置。
2. 前記超音波データ生成手段は、前記遮断周波数ｆｂを有し、さらに、前記受信信号に含まれる生体組織からの反射波成分であって前記超音波周波数ｆ０の成分（クラッタ成分）を除去するための遮断周波数ｆａ（ｆｂ＞ｆａ）を有し、前記送受信手段によって得られた受信信号から、前記遮断周波数ｆｂより高い周波数の帯域に含まれるデータと、前記遮断周波数ｆａより低い周波数の帯域に含まれるデータとを除去することを特徴とする請求項１に記載の超音波診断装置。