JP5500993B2 - 半導体集積回路およびそれを搭載した無線通信端末 - Google Patents

半導体集積回路およびそれを搭載した無線通信端末 Download PDF

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本発明は、半導体集積回路およびそれを搭載した無線通信端末に関するもので、特に、携帯電話等の無線移動通信のための受信回路のチャンネル選択フィルタの信号帯域幅を低い値に設定する際に、帰還容量の容量値の増加を軽減して、雑音特性の劣化を軽減するするのに有益な技術に関する。
携帯電話等の無線移動通信は、第２世代と中間の第２．５世代とからより効率的な第３世代にシフトしている。第３世代のユーザーピークデータレートは、ＥＤＧＥ(Enhanced Data Rate for GSM Evolution)で３８４ｋｂｐｓ、ｃｄｍａ２０００とＷＣＤＭＡとで２Ｍｂｐｓまで増加している。第３世代のＷＣＤＭＡに導入されたＨＳＤＰＡ(High Speed Downlink Packet Access)のダウンリンク接続では、１６ＱＡＭの高変調レベルを使用して１４．４Ｍｂｐｓのユーザーピークデータレートを保証している。尚、ＱＡＭは、Quadrature Amplitude Modulation(直交振幅変調)の略である。
第３世代無線ネットワークの拡大に伴って第３世代移動携帯電話端末の低コスト化と低消費電力化とが、重要となっている。ダイレクト・コンバージョン・レシーバー・アーキテクチャーは、シリコンプロセスと回路設計技術とアーキテクチャー・インプリメンテーションとの適切な利用とによって、第３世代移動携帯電話端末の集積化プラットフォームの有力なシステムソリューションとなっている。
ダイレクト・コンバージョン・レシーバーでは、チャンネル外の妨害信号を抑圧するためには、ローパスフィルタで構成されるチャンネル選択フィルタが必要である。下記非特許文献１には、ダイレクト・コンバージョン・レシーバーは、イメージ除去フィルタが不必要であり、チャンネル選択フィルタがオンチップで実現されることが可能なローパス型であるので、無線送受信器(ワイヤレス・トランシーバ)を高集積レベルとするのに好適であることが記載されている。ダイレクト・コンバージョン・レシーバーでは、ＷＣＤＭＡ受信信号は低雑音増幅器で増幅された後に直交ダウンコンバージョンミキサーを構成するＩ信号ミキサーとＱ信号ミキサーに供給される一方、９０度の位相差を持つＩローカル信号とＱローカル信号とがＩ信号ミキサーとＱ信号ミキサーに供給される。Ｉ信号ミキサーから生成されるＩベースバンド信号は第１チャンネル選択フィルタと第１増幅器とに供給される一方、Ｑ信号ミキサーから生成されるＱベースバンド信号は第２チャンネル選択フィルタと第２増幅器とに供給される。
下記非特許文献１には、ダイレクト・コンバージョン・ＷＣＤＭＡ・レシーバーでは、ＲＦフロントエンドからのベースバンド信号を２ＭＨｚ帯域幅のローパスフィルタでフィルタリングする必要があることが記載されている。ベースバンドチャンネル選択フィルタは、０．０１ｄＢ通過帯域リップルと−３ｄＢ周波数が２ＭＨｚの特性を持つ５次チェビシェフ(Chebyshev)ローパスフィルタが使用されている。
また、下記非特許文献２には、ダイレクト・コンバージョン・ＷＣＤＭＡ・レシーバーのためのチャンネル選択フィルタとしては、０．２２のロールオフで−３ｄＢ周波数が１．９２ＭＨｚの特性を持ったルート・レイズド・コサイン(ＲＲＣ：Root Raised Cosine)フィルタが理想的であることが記載されている。符号間干渉(ＩＳＩ：inter-symbol-interference)を回避するためのこのＲＲＣ・フィルタの好適な近似はアナログ・ローパスフィルタであり、０．０１ｄＢ通過帯域リップルと−３ｄＢ周波数が１．９２ＭＨｚの特性を持つ５次チェビシェフ(Chebyshev)ローパスフィルタが使用されている。
更にまた下記非特許文献３には、ダイレクト・コンバージョン・ＷＣＤＭＡ・レシーバーのチャンネル選択フィルタとして、隣接チャンネル除去と符号間干渉(ＩＳＩ：inter-symbol-interference)とを折衷するために、５次のバターワース(Butterworth)・ローパスフィルタを使用することが記載されている。
Ｍ． Ｋｏｎｆａｌ ｅｔ ａｌ， "ＣＭＯＳ ＡＮＡＬＯＧ ＢＡＳＥＢＡＮＤ ＣＨＡＮＮＥＬ ＦＩＬＴＥＲ ＦＯＲ ＤＩＲＥＣＴ Ａ ＣＯＮＶＥＲＳＩＯＮ ＷＣＤＭＡ ＲＣＥＩＶＥＲ"， Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ． ５ｔｈ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ ＡＳＩＣ， ２００３， Ｖｏｌｕｍｅ １， ２１−２４ Ｏｃｔ． ２００３， ＰＰ．５７７〜５８０． Ｊａｒｋｋｏ Ｊｕｓｓｉｌａ ｅｔ ａｌ， "Ａ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ Ｆｉｌｔｅｒ ｆｏｒ ａ ＷＣＤＭＡ Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ"， Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇ ｏｆ ｔｈｅ ２６ｔｈ Ｅｕｒｏｐｅａｎ Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ， ２０００． ＥＳＳＣＩＲＣ ‘００． １９−２１ Ｓｅｐｔ． ２０００． ＰＰ．２６４〜２６７． Ｊａｒｋｋｏ Ｊｕｓｓｉｌａ ｅｔ ａｌ， "Ａｎ Ａｎａｌｏｇ Ｂａｓｅｂａｎｄ Ｃｉｒｃｕｉｔｒｙ ｆｏｒ ａ ＷＣＤＭＡ Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ"， Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇ ｏｆ ｔｈｅ ２５ｔｈ Ｅｕｒｏｐｅａｎ Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ， １９９９． ＥＳＳＣＩＲＣ ‘９９． ２１−２３ Ｓｅｐｔ． １９９９． ＰＰ．１６６〜１６９．
本発明者等は本発明に先立って、第３世代のＷＣＤＭＡの送受信をサポートする携帯電話端末に搭載される半導体集積回路の研究・開発に従事した。
最初に、第３世代のＷＣＤＭＡの送受信をサポートするレシーバーとして、前記背景技術に記載のようにダイレクト・コンバージョン・ＷＣＤＭＡ・レシーバーのアーキテクチャーが採用された。その結果、前記背景技術に記載のように、希望チャンネル外の妨害信号を抑圧するためのチャンネル選択フィルタが必要となった。
一方、この研究・開発の途中でロング・ターム・エボリューション(ＬＴＥ：Long Term Evolution)と呼ばれる携帯電話の新しい規格への対応が要求されるものであった。従来の規格ではベースバンド信号帯域幅は固定であったのに対して、ＬＴＥ方式では複数の帯域幅から選択して使用できるものである。
すなわち、ＧＳＭ方式では、ベースバンド信号帯域幅は例えば１４０ｋＨｚの固定の値が使用され、ＷＣＤＭＡ方式ではベースバンド信号帯域幅は例えば２ＭＨｚの固定の値が使用されていたのに対して、ＬＴＥ方式では１．４ＭＨｚ、３ＭＨｚ、５ＭＨｚ、１０ＭＨｚ、１５ＭＨｚ、２０ＭＨｚの第１グループまたは７００ｋＨｚ、１．５ＭＨｚ、２．５ＭＨｚ、５ＭＨｚ、７．５ＭＨｚ、１０ＭＨｚの第２グループから１個のベースバンド信号帯域幅を選択して使用することが可能となる。しかし、その結果、ダイレクト・コンバージョン・ＷＣＤＭＡ・レシーバーをＬＴＥ方式に対応させるためには、チャンネル選択フィルタのカットオフ周波数を複数個に可変することが必要となった。尚、ＧＳＭはGlobal System for Mobile Communicationsの略であり、ＷＣＤＭＡはWideband Code Division Multiple Accessの略である。
図８は、本発明に先立って本発明者等によって検討されたＬＴＥ方式に対応するためのダイレクト・コンバージョン・ＷＣＤＭＡ・レシーバーのチャンネル選択フィルタの構成を示す図である。
図８に示すチャンネル選択フィルタは、上記非特許文献１と上記非特許文献２と上記非特許文献３に記載されたチャンネル選択フィルタと同様にバイカッド(biquad)構成のアクティブＲＣフィルタとなっている。すなわち、チャンネル選択フィルタの第１段は帰還容量Ｃの電荷が帰還抵抗Ｒ２で放電される不完全積分器によって構成されているのに対して、第２段は完全積分器によって構成されている。第１段の演算増幅器ＯＰＡ１の反転入力端子−と非反転入力端子＋は、抵抗Ｒ１、Ｒ１を介してそれぞれ非反転入力端子ＩＮＴ、反転入力端子ＩＮＢに接続されている。第１段の演算増幅器ＯＰＡ１の反転入力端子−と非反転出力端子＋との間には帰還容量Ｃと帰還抵抗Ｒ２とが並列に接続され、第１段の演算増幅器ＯＰＡ１の非反転入力端子＋と反転出力端子−との間には帰還容量Ｃと帰還抵抗Ｒ２とが並列に接続されている。第１段の演算増幅器ＯＰＡ１の非反転出力端子＋と反転出力端子−とは、抵抗Ｒ１、Ｒ１を介してそれぞれ第２段の演算増幅器ＯＰＡ２の反転入力端子−と非反転入力端子＋に接続されている。第２段の演算増幅器ＯＰＡ２の反転入力端子−と非反転出力端子＋との間は帰還容量Ｃが接続され、第２段の演算増幅器ＯＰＡ２の非反転入力端子＋と反転出力端子−との間は帰還容量Ｃが接続されている。第２段の演算増幅器ＯＰＡ２の反転出力端子−と第１段の演算増幅器ＯＰＡ１の反転入力端子−との間には抵抗Ｒ１が接続され、第２段の演算増幅器ＯＰＡ２の非反転出力端子＋と第１段の演算増幅器ＯＰＡ１の非反転入力端子＋との間には抵抗Ｒ１が接続されている。第２段の演算増幅器ＯＰＡ２の非反転出力端子＋と反転出力端子−とは、非反転出力端子ＯＵＴＴ、反転出力端子ＯＵＴＢとされる。
このように、図８に示したバイカッド構成のチャンネル選択フィルタの第１段の演算増幅器ＯＰＡ１と第２段の演算増幅器ＯＰＡ２とは、それぞれ入出力端子が差動形式となっている。そこで、図８に示したバイカッド構成のチャンネル選択フィルタの伝達関数を求めるために、図８のチャンネル選択フィルタを、シングルエンドの入出力端子の等価回路に変換する。この等価回路でチャンネル選択フィルタの入力電圧と出力電圧とをそれぞれＶ１とＶ２とし、第１段の演算増幅器ＯＰＡ１の出力端子の電圧をＶ３とする。第１段の演算増幅器ＯＰＡ１の入力端子の電流の総和はゼロであるので、次式が成立する。
Figure 0005500993
また、第２段の演算増幅器ＯＰＡ２の入力端子の電流の総和もゼロであるので、次式が成立する。
Figure 0005500993
上記(２)式から、次式が成立する。
Figure 0005500993
上記(３)式を上記(１)式に代入すると、次式が成立する。
Figure 0005500993
上記(４)式を変形すると、次式が成立する。
Figure 0005500993
ここで、ｓ＝ｊ・２πｆであり、ω0とＱとは、それぞれ次式で与えられる。
Figure 0005500993
Figure 0005500993
従って、ダイレクト・コンバージョン・ＷＣＤＭＡ・レシーバーをＬＴＥ方式に対応させるために、ベースバンド信号帯域幅を第２グループで１０ＭＨｚ→７．５ＭＨｚ→５ＭＨｚ→２．５ＭＨｚ→１．５ＭＨｚ→７００ｋＨｚと、高周波数から低周波数に切り換えるとする。その結果、周波数ｆの低下に従ってｓ＝ｊ・２πｆの値も低下するので、伝達関数Ｈ(s)を周波数ｆの低下に対して略一定とするためには、周波数ｆの低下に従って帰還容量Ｃの値を増加させ、ω0の値を低下する必要がある。
しかし、携帯電話端末に搭載される半導体集積回路の半導体チップに集積可能な帰還容量Ｃの値の増加にも限界があるので、ω0の値の低下にも限界がある。そこで、本発明者は、周波数ｆの低下に従ってＱ＝Ｒ2／Ｒ1の値を低下させ、上記(５)式の分母の第２項を増加することによって、伝達関数Ｈ(s)を周波数ｆの低下に対して略一定とするアイデアを着想した。そのためには、図８に示したバイカッド構成のチャンネル選択フィルタにおいて、第１段の演算増幅器ＯＰＡ１の非反転入力端子＋と反転出力端子−との間に接続されている帰還抵抗Ｒ２を可変抵抗として、周波数ｆの低下に従って可変帰還抵抗Ｒ２の抵抗値を低下するものとなる。
図２は、本発明に先立って本発明者等によって検討されたＬＴＥ方式に対応するためのダイレクト・コンバージョン・ＷＣＤＭＡ・レシーバーのチャンネル選択フィルタの構成を示す図である。図８に示したバイカッド構成のチャンネル選択フィルタと比較すると、図２のバイカッド構成のチャンネル選択フィルタでは、第１段の演算増幅器ＯＰＡ１の反転入力端子−と非反転出力端子＋の間には可変帰還抵抗Ｒ３が接続され、第１段の演算増幅器ＯＰＡ１の非反転入力端子＋と反転出力端子−の間には可変帰還抵抗Ｒ３が接続されている。従って、図２に示したバイカッド構成のチャンネル選択フィルタでは、ダイレクト・コンバージョン・ＷＣＤＭＡ・レシーバーをＬＴＥ方式に対応させるために、ベースバンド信号帯域幅を１０ＭＨｚ→７．５ＭＨｚ→５ＭＨｚ→２．５ＭＨｚ→１．５ＭＨｚ→７００ｋＨｚと、高周波数から低周波数に切り換えるのに従って、帰還容量Ｃの値を増加させ、ω0の値を低下する一方、可変帰還抵抗Ｒ３の抵抗値を低下するものである。
しかし、本発明に先立って本発明者等によって更に検討を行ったところ、図２に示したバイカッド構成のチャンネル選択フィルタでは、ベースバンド信号帯域幅を低周波数に設定した際には、雑音特性(Ｓ／Ｎ比)が劣化することが判明した。その理由は、低周波数のベースバンド信号帯域幅では可変帰還抵抗Ｒ３の抵抗値が低下されるので第１段の演算増幅器ＯＰＡ１の不完全積分器の電圧利得が低下するためであることも、本発明者等による検討によって明らかとされた。一般的には、多段増幅器では初段増幅器の電圧利得が低下すると、多段増幅器全体の雑音特性が劣化するものである。
本発明は、以上のような本発明に先立った本発明者等による検討の結果、なされたものである。
従って、本発明の目的とするところは、半導体集積回路に構成された受信回路のチャンネル選択フィルタの信号帯域幅を低い値に設定する際に、帰還容量の容量値の増加を軽減して雑音特性の劣化を軽減することにある。
本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
本願において開示される発明のうちの代表的なものについて簡単に説明すれば下記のとおりである。
すなわち、本発明の代表的な実施の形態は、無線通信のＲＦ受信信号を受信する受信回路と前記受信回路のためのチャンネル選択フィルタとを具備する半導体集積回路である。
前記チャンネル選択フィルタは、第１段フィルタと第２段フィルタとの従属接続によって構成される。
前記第１段フィルタは、第１段演算増幅器(ＯＰＡ２)と、前記第１段演算増幅器(ＯＰＡ２)の入力端子に接続された第１入力抵抗(Ｒ１)と、前記第１段演算増幅器(ＯＰＡ２)の前記入力端子と出力端子との間に接続された第１帰還容量(Ｃ)とを含む完全積分器によって構成される。
前記第２段フィルタは、第２段演算増幅器(ＯＰＡ１)と、前記第２段演算増幅器(ＯＰＡ１)の入力端子に接続された第２入力抵抗(Ｒ１)と、前記第２段演算増幅器(ＯＰＡ１)の前記入力端子と出力端子との間に接続された第２帰還容量(Ｃ)と可変帰還抵抗(Ｒ３)との並列接続とを含む不完全積分器によって構成されたことを特徴とするものである(図１参照)。
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記の通りである。
すなわち、本発明によれば、半導体集積回路に構成された受信回路のチャンネル選択フィルタの信号帯域幅を低い値に設定する際に、帰還容量の容量値の増加を軽減して雑音特性の劣化を軽減することができる。
図１は、本発明の実施の形態１によるＬＴＥ方式に対応するためのダイレクト・コンバージョン・ＷＣＤＭＡ・レシーバーのチャンネル選択フィルタの構成を示す図である。 図２は、本発明に先立って本発明者等によって検討されたＬＴＥ方式に対応するためのダイレクト・コンバージョン・ＷＣＤＭＡ・レシーバーのチャンネル選択フィルタの構成を示す図である。 図３は、本発明の実施の形態２によるＬＴＥ方式に対応するためのダイレクト・コンバージョン・ＷＣＤＭＡ・レシーバーのより好適なチャンネル選択フィルタの構成を示す図である 図４は、図３に示した本発明の実施の形態２のより好適なチャンネル選択フィルタのカットオフ周波数を７００ｋＨｚ、１．５ＭＨｚ、２．５ＭＨｚ、５ＭＨｚ、７．５ＭＨｚ、１０ＭＨｚの各周波数に設定するための回路定数の設定条件を示す図である。 図５は、図３に示した本発明の実施の形態２のより好適なチャンネル選択フィルタにおいて図４の(Ａ)に示した高周波カットオフ周波数でＱ１＝Ｒ２３／Ｒ２１の値とＱ２＝Ｒ３３／Ｒ３１の値とを低下する回路定数の設定条件の場合のカットオフ周波数を７００ｋＨｚ、１．５ＭＨｚ、２．５ＭＨｚ、５ＭＨｚ、７．５ＭＨｚ、１０ＭＨｚの各周波数における伝達関数Ｈ(s)を減衰量０．０ｄＢ〜−３．５ｄＢの変化範囲で示した図である。 図６は、図３に示した本発明の実施の形態２のより好適なチャンネル選択フィルタにおいて図４の(Ａ)に示した高周波カットオフ周波数でＱ１＝Ｒ２３／Ｒ２１の値とＱ２＝Ｒ３３／Ｒ３１の値とを低下する回路定数の設定条件の場合のカットオフ周波数を７００ｋＨｚ、１．５ＭＨｚ、２．５ＭＨｚ、５ＭＨｚ、７．５ＭＨｚ、１０ＭＨｚの各周波数における伝達関数Ｈ(s)を減衰量０．０ｄＢ〜−８０．０ｄＢの変化範囲で示した図である。 図７は、図３の本発明の実施の形態２によるチャンネル選択フィルタを使用した本発明の実施の形態４によるＬＴＥ方式に対応するためのダイレクト・コンバージョン・ＷＣＤＭＡ・レシーバーの構成を示す図である。 図８は、本発明に先立って本発明者等によって検討されたＬＴＥ方式に対応するためのダイレクト・コンバージョン・ＷＣＤＭＡ・レシーバーのチャンネル選択フィルタの構成を示す図である。 図９は、第１と第２のチャンネル選択フィルタ５０、８０の各チャンネル選択フィルタを構成する図３に示した本発明の実施の形態２のより好適なチャンネル選択フィルタの可変帰還容量Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３を構成するための容量バンクの構成を示す図である。 図１０は、図９に示す容量バンクのスイッチＳＷ０とスイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２とスイッチＳＷ３とスイッチＳＷ４とのオン・オフ制御によって第１端子３００と第２端子３１０との間のデジタル容量値が制御される様子を示す図である。
１．実施の形態の概要
まず、本願において開示される発明の代表的な実施の形態について概要を説明する。代表的な実施の形態についての概要説明で括弧を付して参照する図面の参照符号はそれが付された構成要素の概念に含まれるものを例示するに過ぎない。
〔１〕本発明の代表的な実施の形態は、無線通信のＲＦ受信信号を受信する受信回路と前記受信回路のためのチャンネル選択フィルタとを具備する半導体集積回路である。
前記チャンネル選択フィルタは、第１段フィルタと第２段フィルタとの従属接続によって構成される。
前記第１段フィルタは、第１段演算増幅器(ＯＰＡ２)と、前記第１段演算増幅器(ＯＰＡ２)の入力端子に接続された第１入力抵抗(Ｒ１)と、前記第１段演算増幅器(ＯＰＡ２)の前記入力端子と出力端子との間に接続された第１帰還容量(Ｃ)とを含む完全積分器によって構成される。
前記第２段フィルタは、第２段演算増幅器(ＯＰＡ１)と、前記第２段演算増幅器(ＯＰＡ１)の入力端子に接続された第２入力抵抗(Ｒ１)と、前記第２段演算増幅器(ＯＰＡ１)の前記入力端子と出力端子との間に接続された第２帰還容量(Ｃ)と可変帰還抵抗(Ｒ３)との並列接続とを含む不完全積分器によって構成されたことを特徴とするものである(図１参照)。
前記実施の形態によれば、半導体集積回路に構成された受信回路のチャンネル選択フィルタの信号帯域幅を低い値に設定する際に、帰還容量の容量値の増加を軽減して雑音特性の劣化を軽減することができる。
好適な実施の形態では、前記チャンネル選択フィルタは、前記第１段演算増幅器(ＯＰＡ２)の前記入力端子と前記第２段演算増幅器(ＯＰＡ１)の前記出力端子との間に接続された入出力帰還抵抗(Ｒ１)を更に含むことを特徴とするものである(図１参照)。
他の好適な実施の形態では、前記第１段演算増幅器(ＯＰＡ２)と前記第１入力抵抗(Ｒ１)と前記第１帰還容量(Ｃ)と、前記第２段演算増幅器(ＯＰＡ１)と前記第２入力抵抗(Ｒ１)と前記第２帰還容量(Ｃ)と前記可変帰還抵抗(Ｒ３)と、前記入出力帰還抵抗(Ｒ１)とは、半導体チップの内部に集積化されたこと特徴とするものである(図１参照)。
より好適な実施の形態では、前記第１段演算増幅器(ＯＰＡ２)と前記第２段演算増幅器(ＯＰＡ１)とは、入出力端子が差動形式とされ、前記第１入力抵抗(Ｒ１)は２個の抵抗を含み、前記第１帰還容量(Ｃ)は２個の容量を含み、前記第２入力抵抗(Ｒ１)は２個の抵抗を含み、前記第２帰還容量(Ｃ)は２個の容量を含み、前記可変帰還抵抗(Ｒ３)は２個の抵抗を含み、前記入出力帰還抵抗(Ｒ１)は２個の抵抗を含む。
前記第１入力抵抗(Ｒ１)の一方の抵抗と他方の抵抗とは前記第１段演算増幅器(ＯＰＡ２)の反転入力端子(−)と非反転入力端子(＋)とにそれぞれ接続され、前記第１帰還容量(Ｃ)の一方の容量と他方の容量とは前記第１段演算増幅器(ＯＰＡ２)の前記反転入力端子(−)と非反転出力端子(＋)との間と前記第１段演算増幅器(ＯＰＡ２)の前記非反転入力端子(＋)と反転出力端子(−)との間とにそれぞれ接続される。
前記第２入力抵抗(Ｒ１)の一方の抵抗と他方の抵抗とは、前記第１段演算増幅器(ＯＰＡ２)の前記非反転出力端子(＋)と前記第２段演算増幅器(ＯＰＡ１)の反転入力端子(−)との間と前記第１段演算増幅器(ＯＰＡ２)の前記反転出力端子(−)と前記第２段演算増幅器(ＯＰＡ１)の非反転入力端子(＋)との間とにそれぞれ接続される。
前記第２帰還容量(Ｃ)の一方の容量と前記可変帰還抵抗(Ｒ３)の一方の抵抗との一方の並列接続は前記第２段演算増幅器(ＯＰＡ１)の前記反転入力端子(−)と非反転出力端子(＋)との間とにそれぞれ接続され、前記第２帰還容量(Ｃ)の他方の容量と前記可変帰還抵抗(Ｒ３)の他方の抵抗との他方の並列接続は前記第２段演算増幅器(ＯＰＡ１)の前記非反転入力端子(＋)と反転出力端子(−)との間とにそれぞれ接続される。
前記入出力帰還抵抗(Ｒ１)の一方の抵抗と他方の抵抗とは、前記第１段演算増幅器(ＯＰＡ２)の前記反転入力端子(−)と前記第２段演算増幅器(ＯＰＡ１)の前記反転出力端子(−)との間と前記第１段演算増幅器(ＯＰＡ２)の前記非反転入力端子(＋)と前記第２段演算増幅器(ＯＰＡ１)の前記非反転出力端子(＋)との間とにそれぞれ接続されたことを特徴とするものである(図１参照)。
他のより好適な実施の形態では、前記チャンネル選択フィルタのカットオフ周波数は、高カットオフ周波数と低カットオフ周波数とに設定可能とされる。
前記チャンネル選択フィルタが前記低カットオフ周波数に設定される際の前記可変帰還抵抗(Ｒ３)の前記第２入力抵抗(Ｒ１)および前記入出力帰還抵抗(Ｒ１)との比(Ｑ＝Ｒ３／Ｒ１)は、前記チャンネル選択フィルタが前記高カットオフ周波数に設定される際の前記可変帰還抵抗(Ｒ３)の前記第２入力抵抗(Ｒ１)および前記入出力帰還抵抗(Ｒ１)との比(Ｑ＝Ｒ３／Ｒ１)より小さな値に設定されることを特徴とするものである(図４(Ａ)参照)。
具体的な実施の形態では、前記チャンネル選択フィルタは、前段チャンネル選択フィルタと後段チャンネル選択フィルタとの従属接続を含む。
前記前段チャンネル選択フィルタと前記後段チャンネル選択フィルタの各チャンネル選択フィルタは、前記第１段フィルタと前記第２段フィルタとの前記従属接続によって構成されたことを特徴とするものである(図３参照)。
より具体的な実施の形態では、前記半導体集積回路の前記受信回路と前記チャンネル選択フィルタとは、低雑音増幅器(３０)、Ｉ信号ミキサー(４０)、第１チャンネル選択フィルタ(５０)、第１増幅器(６０)、Ｑ信号ミキサー(７０)、第２チャンネル選択フィルタ(８０)、第２増幅器(９０)、９０度移相器(１００)、ＲＦ電圧制御発振器(１１０)を含む。
前記ＲＦ電圧制御発振器(１１０)と前記９０度移相器(１００)とによって、略９０度の位相差を持つＩローカル信号とＱローカル信号とが、前記Ｉ信号ミキサー(４０)と前記Ｑ信号ミキサー(７０)とにそれぞれ供給される。
前記ＲＦ受信信号は前記低雑音増幅器(３０)の入力端子に供給され、前記低雑音増幅器(３０)のＲＦ受信増幅信号は直交ダウンコンバージョンミキサーを構成する前記Ｉ信号ミキサー(４０)と前記Ｑ信号ミキサー(７０)とにそれぞれ供給される。
前記Ｉ信号ミキサー(４０)から生成されるＩ受信信号は前記第１チャンネル選択フィルタ(５０)と前記第１増幅器(６０)に供給される一方、前記Ｑ信号ミキサー(７０)から生成されるＱ受信信号は前記第２チャンネル選択フィルタ(８０)と前記第２増幅器(９０)とに供給される。
前記第１チャンネル選択フィルタ(５０)と前記第２チャンネル選択フィルタ(８０)との各チャンネル選択フィルタは、前記前段チャンネル選択フィルタと前記後段チャンネル選択フィルタとの前記従属接続を含むことを特徴とするものである(図７参照)。
他のより具体的な実施の形態では、前記受信回路の前記Ｉ信号ミキサー(４０)と前記Ｑ信号ミキサー(７０)で構成された前記直交ダウンコンバージョンミキサーは、ダイレクト・コンバージョン・レシーバーまたはローＩＦレシーバーのいずれかを構成することを特徴とするものである。
更に他のより具体的な実施の形態では、前記第１チャンネル選択フィルタ(５０)と前記第２チャンネル選択フィルタ(８０)との前記各チャンネル選択フィルタのカットオフ周波数は、ロング・ターム・エボリューション(ＬＴＥ)方式に従って高カットオフ周波数と低カットオフ周波数とに設定可能とされることを特徴とするものである(図７参照)。
最も具体的な実施の形態では、前記低雑音増幅器(３０)の前記入力端子に供給される前記ＲＦ受信信号は、ＷＣＤＭＡ方式によるＲＦ受信信号であることを特徴とするものである(図７参照)。
〔２〕本発明の別の観点の代表的な実施の形態は、半導体集積回路を搭載した無線通信端末である。
前記半導体集積回路は、無線通信のＲＦ受信信号を受信する受信回路と前記受信回路のためのチャンネル選択フィルタとを具備する。
前記チャンネル選択フィルタは、第１段フィルタと第２段フィルタとの従属接続によって構成される。
前記第１段フィルタは、第１段演算増幅器(ＯＰＡ２)と、前記第１段演算増幅器(ＯＰＡ２)の入力端子に接続された第１入力抵抗(Ｒ１)と、前記第１段演算増幅器(ＯＰＡ２)の前記入力端子と出力端子との間に接続された第１帰還容量(Ｃ)とを含む完全積分器によって構成される。
前記第２段フィルタは、第２段演算増幅器(ＯＰＡ１)と、前記第２段演算増幅器(ＯＰＡ１)の入力端子に接続された第２入力抵抗(Ｒ１)と、前記第２段演算増幅器(ＯＰＡ１)の前記入力端子と出力端子との間に接続された第２帰還容量(Ｃ)と可変帰還抵抗(Ｒ３)との並列接続とを含む不完全積分器によって構成されたことを特徴とするものである(図１参照)。
前記実施の形態によれば、半導体集積回路に構成された受信回路のチャンネル選択フィルタの信号帯域幅を低い値に設定する際に、帰還容量の容量値の増加を軽減して雑音特性の劣化を軽減することができる。
２．実施の形態の詳細
次に、実施の形態について更に詳述する。尚、発明を実施するための最良の形態を説明するための全図において、前記の図と同一の機能を有する部品には同一の符号を付して、その繰り返しの説明は省略する。
［実施の形態１］
《チャンネル選択フィルタの構成》
図１は、本発明の実施の形態１によるＬＴＥ方式に対応するためのダイレクト・コンバージョン・ＷＣＤＭＡ・レシーバーのチャンネル選択フィルタの構成を示す図である。
図１に示す本発明の実施の形態１によるチャンネル選択フィルタが、図２に示した本発明に先立って本発明者等によって検討されたチャンネル選択フィルタと相違するのは、次の点である。
それは、図１に示す本発明の実施の形態１によるチャンネル選択フィルタは、図２に示したチャンネル選択フィルタと逆に、第１段は完全積分器によって構成され、第２段は帰還容量Ｃの電荷が可変帰還抵抗Ｒ３で放電される不完全積分器によって構成されている点である。
すなわち、図１に示す本発明の実施の形態１によるチャンネル選択フィルタでは、第１段の演算増幅器ＯＰＡ２の反転入力端子−と非反転入力端子＋には、抵抗Ｒ１、Ｒ１を介してそれぞれ非反転入力端子ＩＮＴ、反転入力端子ＩＮＢが接続されている。第１段の演算増幅器ＯＰＡ２の反転入力端子−と非反転出力端子＋との間は帰還容量Ｃが接続され、第１段の演算増幅器ＯＰＡ２の非反転入力端子＋と反転出力端子−との間は帰還容量Ｃが接続されている。第１段の演算増幅器ＯＰＡ２の非反転出力端子＋と反転出力端子−とは、抵抗Ｒ１、Ｒ１を介してそれぞれ第２段の演算増幅器ＯＰＡ１の反転入力端子−と非反転入力端子＋に接続されている。第２段の演算増幅器ＯＰＡ１の反転入力端子−と非反転出力端子＋との間には帰還容量Ｃと可変帰還抵抗Ｒ３とが並列に接続され、第２段の演算増幅器ＯＰＡ１の非反転入力端子＋と反転出力端子−との間には帰還容量Ｃと可変帰還抵抗Ｒ３とが並列に接続されている。第２段の演算増幅器ＯＰＡ１の反転出力端子−と第１段の演算増幅器ＯＰＡ２の反転入力端子−との間には抵抗Ｒ１が接続され、第２段の演算増幅器ＯＰＡ１の非反転出力端子＋と第１段の演算増幅器ＯＰＡ２の非反転入力端子＋との間には抵抗Ｒ１が接続されている。第２段の演算増幅器ＯＰＡ１の非反転出力端子＋と反転出力端子−とは、非反転出力端子ＯＵＴＴ、反転出力端子ＯＵＴＢとされる。
また、図１に示したバイカッド構成のチャンネル選択フィルタの伝達関数を求めるために、図１のチャンネル選択フィルタを、シングルエンドの入出力端子の等価回路に変換する。この等価回路でチャンネル選択フィルタの入力電圧と出力電圧とをそれぞれＶ１とＶ２とし、第１段の演算増幅器ＯＰＡ２の出力端子の電圧をＶ３とする。第１段の演算増幅器ＯＰＡ２の入力端子の電流の総和はゼロであるので、次式が成立する。
Figure 0005500993
また、第２段の演算増幅器ＯＰＡ１の入力端子の電流の総和もゼロであるので、次式が成立する。
Figure 0005500993
上記(９)式から、次式が成立する。
Figure 0005500993
上記(１０)式を上記(８)式に代入すると、次式が成立する。
Figure 0005500993
上記(１１)式を変形すると、次式が成立する。
Figure 0005500993
ここで、ｓ＝ｊ・２πｆであり、ω0とＱとは、それぞれ次式で与えられる。
Figure 0005500993
Figure 0005500993
このように、図８と図２とに示した本発明に先立って本発明者等によって検討されたチャンネル選択フィルタに関して成立する上記(５)式と上記(６)式と上記(７)式と図１に示す本発明の実施の形態１によるチャンネル選択フィルタに関して成立する上記(１２)式と上記(１３)式と上記(１４)式とは、それぞれ完全に等価な関係であることが理解される。
従って、図１に示す本発明の実施の形態１では、ダイレクト・コンバージョン・ＷＣＤＭＡ・レシーバーのチャンネル選択フィルタをＬＴＥ方式に対応させるために、ベースバンド信号帯域幅を１０ＭＨｚ→７．５ＭＨｚ→５ＭＨｚ→２．５ＭＨｚ→１．５ＭＨｚ→７００ｋＨｚと、高周波数から低周波数に切り換える。その結果、周波数ｆの低下に従ってｓ＝ｊ・２πｆの値も低下するので、伝達関数Ｈ(s)を周波数ｆの低下に対して略一定とするために、周波数ｆの低下に従って帰還容量Ｃの値を増加させ、ω0の値を低下する。
また半導体集積回路に集積可能な帰還容量Ｃの値の増加にも限界があり、ω0の値の低下も限界があるので、周波数ｆの低下に従ってＱ＝Ｒ3／Ｒ1の値を低下させ、上記(１２)式の分母の第２項の増加によって、伝達関数Ｈ(s)を周波数ｆの低下に対して略一定とする。そのためには、図１に示す本発明の実施の形態１によるチャンネル選択フィルタにおいて、第２段の演算増幅器ＯＰＡ１の反転入力端子−と非反転出力端子＋との間に接続されている帰還抵抗Ｒ３と第２段の演算増幅器ＯＰＡ１の非反転入力端子＋と反転出力端子−との間に接続されている帰還抵抗Ｒ３とを可変抵抗として、周波数ｆの低下に従って可変帰還抵抗Ｒ３の抵抗値を低下するものである。
従って、図１に示す本発明の実施の形態１によるチャンネル選択フィルタでは、ベースバンド信号帯域幅を低周波数に設定した際に、雑音特性(Ｓ／Ｎ比)が劣化することはない。その理由は、低周波数のベースバンド信号帯域幅で可変帰還抵抗Ｒ３の抵抗値が低下されても、第１段の演算増幅器ＯＰＡ２を含み完全積分器によって構成された第１段の電圧利得が低下することはないためである。
［実施の形態２］
《より好適なチャンネル選択フィルタの構成》
図３は、本発明の実施の形態２によるＬＴＥ方式に対応するためのダイレクト・コンバージョン・ＷＣＤＭＡ・レシーバーのより好適なチャンネル選択フィルタの構成を示す図である。
図３に示す本発明の実施の形態２のより好適なチャンネル選択フィルタの第１段は、２個の抵抗Ｒ１１、Ｒ１１と２個の可変帰還容量Ｃ１と第１段の演算増幅器ＯＰＡ１１とを含む完全積分器から構成されている。
すなわち、第１段の演算増幅器ＯＰＡ１１の反転入力端子−と非反転入力端子＋は、抵抗Ｒ１１、Ｒ１１を介してそれぞれ非反転入力端子ＩＮＴ、反転入力端子ＩＮＢに接続されている。第１段の演算増幅器ＯＰＡ１１の反転入力端子−と非反転出力端子＋との間は可変帰還容量Ｃ１が接続され、第１段の演算増幅器ＯＰＡ１１の非反転入力端子＋と反転出力端子−との間は可変帰還容量Ｃ１が接続されている。第１段の演算増幅器ＯＰＡ１１の非反転出力端子＋と反転出力端子−とは、第２段の差動入力端子に接続される。
図３に示す本発明の実施の形態２のより好適なチャンネル選択フィルタの第２段と第３段とは、図１に示す本発明の実施の形態１によるチャンネル選択フィルタと同様に完全積分器と不完全積分器とによってそれぞれ構成されている。すなわち、第２段の完全積分器は２個の抵抗Ｒ２１、Ｒ２１と２個の可変帰還容量Ｃ２と第２段の演算増幅器ＯＰＡ２１とを含み、第３段の不完全積分器は２個の抵抗Ｒ２１、Ｒ２１と２個の可変帰還容量Ｃ２と２個の可変帰還抵抗Ｒ２３、Ｒ２３と第３段の演算増幅器ＯＰＡ２２とを含んでいる。また、第３段の演算増幅器ＯＰＡ２２の非反転出力端子＋、反転出力端子−と第２段の演算増幅器ＯＰＡ２１の非反転入力端子＋、反転入力端子−との間には、２個の帰還抵抗Ｒ２１、Ｒ２１が接続されている。
図３に示す本発明の実施の形態２のより好適なチャンネル選択フィルタの第４段と第５段とは、図１に示す本発明の実施の形態１によるチャンネル選択フィルタと同様に完全積分器と不完全積分器とによってそれぞれ構成されている。すなわち、第４段の完全積分器は２個の抵抗Ｒ３１、Ｒ３１と２個の可変帰還容量Ｃ３と第４段の演算増幅器ＯＰＡ３１とを含み、第５段の不完全積分器は２個の抵抗Ｒ３１、Ｒ３１と２個の可変帰還容量Ｃ３と２個の可変帰還抵抗Ｒ３３、Ｒ３３と第５段の演算増幅器ＯＰＡ３２とを含んでいる。また、第５段の演算増幅器ＯＰＡ３２の非反転出力端子＋、反転出力端子−と第４段の演算増幅器ＯＰＡ３１の非反転入力端子＋、反転入力端子−との間には、２個の帰還抵抗Ｒ３１、Ｒ３１が接続されている。
第１段の演算増幅器ＯＰＡ１１の反転入力端子−と非反転入力端子＋には、抵抗Ｒ１１、Ｒ１１を介してそれぞれ非反転入力端子ＩＮＴ、反転入力端子ＩＮＢが接続されている。第５段の演算増幅器ＯＰＡ３２の非反転出力端子＋と反転出力端子−とは、非反転出力端子ＯＵＴＴ、反転出力端子ＯＵＴＢとされる。
《カットオフ周波数設定のための回路定数の設定条件》
図４は、図３に示した本発明の実施の形態２のより好適なチャンネル選択フィルタのカットオフ周波数を７００ｋＨｚ、１．５ＭＨｚ、２．５ＭＨｚ、５ＭＨｚ、７．５ＭＨｚ、１０ＭＨｚの各周波数に設定するための回路定数の設定条件を示す図である。
図４(Ａ)は、図３に示した本発明の実施の形態２のより好適なチャンネル選択フィルタにおいて、第２段の完全積分器と第３段の不完全積分器のＱ１＝Ｒ２３／Ｒ２１の値と第４段の完全積分器と第５段の不完全積分器のＱ２＝Ｒ３３／Ｒ３１の値とを、高周波カットオフ周波数の２．５ＭＨｚ、５ＭＨｚ、７．５ＭＨｚ、１０ＭＨｚの場合より低周波カットオフ周波数の７００ｋＨｚ、１．５ＭＨｚの場合に低下する場合の回路定数の設定条件を示す図である。
図４(Ｂ)は、図３に示した本発明の実施の形態２のより好適なチャンネル選択フィルタにおいて、第２段の完全積分器と第３段の不完全積分器のＱ１＝Ｒ２３／Ｒ２１の値と第４段の完全積分器と第５段の不完全積分器のＱ２＝Ｒ３３／Ｒ３１の値とを、高周波カットオフ周波数の２．５ＭＨｚ、５ＭＨｚ、７．５ＭＨｚ、１０ＭＨｚの場合と低周波カットオフ周波数の７００ｋＨｚ、１．５ＭＨｚの場合とで等しくする場合の回路定数の設定条件を示す図である。
図４(Ｂ)のＱ１、Ｑ２の値を高周波カットオフ周波数の場合と低周波カットオフ周波数の場合とで等しくする場合には、低周波カットオフ周波数の場合の可変帰還容量Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３の各容量値が高周波カットオフ周波数の場合の可変帰還容量Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３の各容量値よりも極めて大きな値に増加することが理解できる。例えば、１０ＭＨｚの高周波カットオフ周波数の場合と比較すると、７００ｋＨｚの低周波カットオフ周波数の場合の可変帰還容量Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３の各容量値は、略１０倍程度、増加していることが理解される。従って、図４(Ｂ)に示した回路定数の設定条件は、半導体集積回路への集積化が困難となることが理解される。
一方、図４(Ａ)のＱ１、Ｑ２の値を高周波カットオフ周波数の場合よりも低周波カットオフ周波数の場合に低下する場合には、低周波カットオフ周波数の場合の可変帰還容量Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３の各容量値が高周波カットオフ周波数の場合の可変帰還容量Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３の各容量値よりも若干大きな値に増加することが理解できる。すなわち、１０ＭＨｚの高周波カットオフ周波数の場合と比較すると、７００ｋＨｚの低周波カットオフ周波数の場合の可変帰還容量Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３の各容量値は、略４倍程度、増加していることが理解される。従って図４(Ａ)に示した回路定数の設定条件は、半導体集積回路への集積化が容易となることが理解される。
《各カットオフ周波数での伝達関数》
図５は、図３に示した本発明の実施の形態２のより好適なチャンネル選択フィルタにおいて図４の(Ａ)に示した高周波カットオフ周波数でＱ１＝Ｒ２３／Ｒ２１の値とＱ２＝Ｒ３３／Ｒ３１の値とを低下する回路定数の設定条件の場合のカットオフ周波数を７００ｋＨｚ、１．５ＭＨｚ、２．５ＭＨｚ、５ＭＨｚ、７．５ＭＨｚ、１０ＭＨｚの各周波数における伝達関数Ｈ(s)を減衰量０．０ｄＢ〜−３．５ｄＢの変化範囲で示した図である。
図５から、カットオフ周波数が２．５ＭＨｚ、５ＭＨｚ、７．５ＭＨｚ、１０ＭＨｚの各周波数では、Ｑ１＝Ｒ２３／Ｒ２１の値とＱ２＝Ｒ３３／Ｒ３１の値が比較的高い値に設定されているので、ローパスフィルタ特性で比較的大きな通過リップルを持ち５次チェビシェフ(Chevyshev)特性が現れることが理解される。また、図５から、カットオフ周波数が７００ｋＨｚ、１．５ＭＨｚの各周波数では、Ｑ１＝Ｒ２３／Ｒ２１の値とＱ２＝Ｒ３３／Ｒ３１の値が比較的低い値に設定されているので、ローパスフィルタ特性で通過リップルを持たない非チェビシェフ特性が現れることが理解される。
図６は、図３に示した本発明の実施の形態２のより好適なチャンネル選択フィルタにおいて図４の(Ａ)に示した高周波カットオフ周波数でＱ１＝Ｒ２３／Ｒ２１の値とＱ２＝Ｒ３３／Ｒ３１の値とを低下する回路定数の設定条件の場合のカットオフ周波数を７００ｋＨｚ、１．５ＭＨｚ、２．５ＭＨｚ、５ＭＨｚ、７．５ＭＨｚ、１０ＭＨｚの各周波数における伝達関数Ｈ(s)を減衰量０．０ｄＢ〜−８０．０ｄＢの変化範囲で示した図である。
図６から、各カットオフ周波数の伝達関数で、各カットオフ周波数の１０倍の周波数で略減衰量−１００ｄＢ(−１００ｄＢ／オクターブ)の５次ローパスフィルタ特性が実現されることが理解される。
［実施の形態４］
《ダイレクト・コンバージョン・レシーバーの構成》
図７は、図３の本発明の実施の形態２によるチャンネル選択フィルタを使用した本発明の実施の形態４によるＬＴＥ方式に対応するためのダイレクト・コンバージョン・ＷＣＤＭＡ・レシーバーの構成を示す図である。
図７に示す本発明の実施の形態４によるダイレクト・コンバージョン・ＷＣＤＭＡ・レシーバーは、アンテナ１０、バンドパスフィルタ(ＢＰＦ)２０、低雑音増幅器(ＬＮＡ)３０、Ｉ信号ミキサー４０、第１チャンネル選択フィルタ５０、第１増幅器６０、Ｑ信号ミキサー７０、第２チャンネル選択フィルタ８０、第２増幅器９０、９０度移相器１００、ＲＦ電圧制御発振器(ＶＣＯ)１１０を具備する。図７に示したダイレクト・コンバージョン・ＷＣＤＭＡ・レシーバーでは、低雑音増幅器３０、Ｉ信号ミキサー４０、第１チャンネル選択フィルタ５０、第１増幅器６０、Ｑ信号ミキサー７０、第２チャンネル選択フィルタ８０、第２増幅器９０、９０度移相器１００、ＲＦ電圧制御発振器１１０は、携帯電話端末に搭載される半導体集積回路の半導体チップに集積化されている。
ＲＦ電圧制御発振器(ＶＣＯ)１１０と９０度移相器１００とによって、９０度の位相差を持つＩローカル信号とＱローカル信号とがＩ信号ミキサー４０とＱ信号ミキサー７０とにそれぞれ供給される。
アンテナ１０によって受信されたＷＣＤＭＡ方式によるＲＦ受信信号はバンドパスフィルタ２０を介して低雑音増幅器３０の入力端子に供給され、低雑音増幅器３０のＲＦ受信増幅信号は直交ダウンコンバージョンミキサーを構成するＩ信号ミキサー４０とＱ信号ミキサー７０にそれぞれ供給される。Ｉ信号ミキサー４０から生成されるＩベースバンド信号は第１チャンネル選択フィルタ５０と第１増幅器６０に供給される一方、Ｑ信号ミキサー７０から生成されるＱベースバンド信号は第２チャンネル選択フィルタ８０と第２増幅器９０とに供給される。
図７に示した本発明の実施の形態４によるダイレクト・コンバージョン・ＷＣＤＭＡ・レシーバーには、ベースバンドプロセッサ(図示せず)から３ビットのベースバンド信号帯域選択信号が供給される。
ベースバンド信号帯域選択信号が“００１”のコードの場合には、ベースバンド信号帯域幅と第１チャンネル選択フィルタ５０と第２チャンネル選択フィルタ８０のカットオフ周波数は７００ｋＨｚに設定される。ベースバンド信号帯域選択信号が“０１０”のコードの場合には、ベースバンド信号帯域幅と第１チャンネル選択フィルタ５０と第２チャンネル選択フィルタ８０のカットオフ周波数は１．５ＭＨｚに設定される。ベースバンド信号帯域選択信号が“０１１”のコードの場合には、ベースバンド信号帯域幅と第１チャンネル選択フィルタ５０と第２チャンネル選択フィルタ８０のカットオフ周波数は２．５ＭＨｚに設定される。ベースバンド信号帯域選択信号が“１００”のコードの場合には、ベースバンド信号帯域幅と第１チャンネル選択フィルタ５０と第２チャンネル選択フィルタ８０のカットオフ周波数は５．０ＭＨｚに設定される。ベースバンド信号帯域選択信号が“１０１”のコードの場合には、ベースバンド信号帯域幅と第１チャンネル選択フィルタ５０と第２チャンネル選択フィルタ８０のカットオフ周波数は７．５ＭＨｚに設定される。ベースバンド信号帯域選択信号が“１１０”のコードの場合には、ベースバンド信号帯域幅と第１チャンネル選択フィルタ５０と第２チャンネル選択フィルタ８０のカットオフ周波数は１０ＭＨｚに設定される。
図７に示した本発明の実施の形態４によるダイレクト・コンバージョン・ＷＣＤＭＡ・レシーバーでは、第１チャンネル選択フィルタ５０と第２チャンネル選択フィルタ８０の各チャンネル選択フィルタは、図３に示した本発明の実施の形態２のより好適なチャンネル選択フィルタによって構成されている。３ビットのベースバンド信号帯域選択信号が供給されるコントローラ(図示せず)は、図４(Ａ)に示す回路定数の設定条件に従って、第１と第２のチャンネル選択フィルタ５０、８０の各チャンネル選択フィルタの回路定数を制御する。その結果、第１と第２のチャンネル選択フィルタ５０、８０の各チャンネル選択フィルタの７００ｋＨｚ、１．５ＭＨｚ、２．５ＭＨｚ、５ＭＨｚ、７．５ＭＨｚ、１０ＭＨｚの各周波数の伝達関数Ｈ(s)は、図５および図６に示すように制御されるものである。
《容量バンクの構成》
図９は、第１と第２のチャンネル選択フィルタ５０、８０の各チャンネル選択フィルタを構成する図３に示した本発明の実施の形態２のより好適なチャンネル選択フィルタの可変帰還容量Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３を構成するための容量バンクの構成を示す図である。
図９に示す容量バンクＣは第１端子３００と第２端子３１０との間に並列接続された複数の容量ＣＤ０、ＣＤ１、ＣＤ２、ＣＤ３、ＣＤ４、ＣＤｃｏｍを含んでいる。
容量ＣＤ０は１倍の重み付けに対応する０．０２Ｃｂの容量値に設定され、容量ＣＤ１は２倍の重み付けに対応する０．０４Ｃｂの容量値に設定され、容量ＣＤ２は４倍の重み付けに対応する０．０８Ｃｂの容量値に設定され、容量ＣＤ３は８倍の重み付けに対応する０．１６Ｃｂの容量値に設定され、容量ＣＤ４は１６倍の重み付けに対応する０．３２Ｃｂの容量値に設定され、容量ＣＣＤｃｏｍは３４倍の重み付けに対応する０．６８Ｃｂの容量値に設定されている。
容量ＣＤ０にはスイッチＳＷ０が直列接続され、容量ＣＤ１にはスイッチＳＷ１が直列接続され、容量ＣＤ２にはスイッチＳＷ２が直列接続され、容量ＣＤ３にはスイッチＳＷ３が直列接続され、容量ＣＤ４にはスイッチＳＷ４が直列接続されている。スイッチＳＷ０とスイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２とスイッチＳＷ３とスイッチＳＷ４とは、５ビットの制御信号３２０の最下位１ビット目の制御信号と２ビット目の制御信号と３ビット目の制御信号と４ビット目の制御信号と最上位５ビット目の制御信号とによってそれぞれオン・オフ制御される。
図１０は、図９に示す容量バンクのスイッチＳＷ０とスイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２とスイッチＳＷ３とスイッチＳＷ４とのオン・オフ制御によって第１端子３００と第２端子３１０との間のデジタル容量値が制御される様子を示す図である。
図１０に示すように、図９に示す容量バンクのスイッチＳＷ０とスイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２とスイッチＳＷ３とスイッチＳＷ４とが全てオフ状態の場合のデジタル容量値は最小値０．６８Ｃｂとなり、図９に示す容量バンクのスイッチＳＷ０とスイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２とスイッチＳＷ３とスイッチＳＷ４とが全てオン状態の場合のデジタル容量値は最大値１．３０Ｃｂとなり、図９に示す容量バンクのスイッチＳＷ４のみがオン状態の場合のデジタル容量値は略中間値１．００Ｃｂとなることが理解される。
以上、本発明者によってなされた発明を種々の実施の形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。
例えば、本発明によるレシーバーは、ＲＦ受信信号をＩ、Ｑベースバンド受信信号に直接変換するダイレクト・コンバージョン・レシーバーに限定されるものではなく、それ以外にＲＦ受信信号を比較的低い中間周波受信信号に直接変換するローＩＦレシーバーに適用することが可能である。すなわち、比較的低い中間周波受信信号の信号帯域幅とチャンネル選択フィルタのカットオフ周波数を切り換える際に、本発明が有効となるものである。
１０…アンテナ
２０…バンドパスフィルタ(ＢＰＦ)
３０…低雑音増幅器(ＬＮＡ)
４０…Ｉ信号ミキサー
５０…第１チャンネル選択フィルタ
６０…第１増幅器
７０…Ｑ信号ミキサー
８０第２チャンネル選択フィルタ
９０…第２増幅器
１００…９０度移相器
１１０…ＲＦ電圧制御発振器(ＶＣＯ)
ＯＰＡ１、ＯＰＡ２…演算増幅器
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３…抵抗
Ｃ…帰還容量
ＩＮＴ…非反転入力端子
ＩＮＢ…反転入力端子
ＯＰＡ１１…第１段の演算増幅器
Ｒ１１…抵抗
Ｃ１…可変帰還容量
ＯＰＡ２１…第２段の演算増幅器
Ｒ２１…抵抗
Ｃ２…可変帰還容量
ＯＰＡ２２…第３段の演算増幅器
Ｒ２３…可変帰還抵抗
Ｒ３１…抵抗
Ｃ３…可変帰還容量
ＯＰＡ３１…第４段の演算増幅器
Ｒ３３…可変帰還抵抗
ＯＰＡ３２…第５段の演算増幅器
ＯＵＴＴ…非反転出力端子
ＯＵＴＢ…反転出力端子

Claims (26)

  1. 無線通信のＲＦ受信信号を受信する受信回路と前記受信回路のためのチャンネル選択フィルタとを具備する半導体集積回路であって、
    前記チャンネル選択フィルタには、前記受信回路による前記ＲＦ受信信号のダウンコンバージョンによって生成されるダウンコンバート受信信号が供給され、
    前記ダウンコンバート受信信号は、少なくとも数ＭＨｚの周波数を有する複数の帯域幅から選択可能とされたものであり、
    前記チャンネル選択フィルタは、前記ダウンコンバート受信信号が供給される前段フィルタとしての第１段フィルタと前記前段フィルタよりも後段に配置され前記前段フィルタの出力が供給される第２段フィルタとの従属接続によって構成され、
    前記第１段フィルタは、第１段演算増幅器と、前記第１段演算増幅器の入力端子に接続された第１入力抵抗と、前記第１段演算増幅器の前記入力端子と出力端子との間に接続された第１帰還容量とを含む完全積分器によって構成され、
    前記第２段フィルタは、第２段演算増幅器と、前記第２段演算増幅器の入力端子に接続された第２入力抵抗と、前記第２段演算増幅器の前記入力端子と出力端子との間に接続された第２帰還容量と可変帰還抵抗との並列接続とを含む不完全積分器によって構成されたことを特徴とする半導体集積回路。
  2. 前記チャンネル選択フィルタは、前記第１段演算増幅器の前記入力端子と前記第２段演算増幅器の前記出力端子との間に接続された入出力帰還抵抗を更に含むことを特徴とする請求項１に記載の半導体集積回路。
  3. 前記第１段演算増幅器と前記第１入力抵抗と前記第１帰還容量と、前記第２段演算増幅器と前記第２入力抵抗と前記第２帰還容量と前記可変帰還抵抗と、前記入出力帰還抵抗とは、半導体チップの内部に集積化されたこと特徴とする請求項２に記載の半導体集積回路。
  4. 前記第１段演算増幅器と前記第２段演算増幅器とは、入出力端子が差動形式とされ、前記第１入力抵抗は２個の抵抗を含み、前記第１帰還容量は２個の容量を含み、前記第２入力抵抗は２個の抵抗を含み、前記第２帰還容量は２個の容量を含み、前記可変帰還抵抗は２個の抵抗を含み、前記入出力帰還抵抗は２個の抵抗を含み、
    前記第１入力抵抗の一方の抵抗と他方の抵抗とは前記第１段演算増幅器の反転入力端子と非反転入力端子とにそれぞれ接続され、前記第１帰還容量の一方の容量と他方の容量とは前記第１段演算増幅器の前記反転入力端子と非反転出力端子との間と前記第１段演算増幅器の前記非反転入力端子と反転出力端子との間とにそれぞれ接続され、
    前記第２入力抵抗の一方の抵抗と他方の抵抗とは、前記第１段演算増幅器の前記非反転出力端子と前記第２段演算増幅器の反転入力端子との間と前記第１段演算増幅器の前記反転出力端子と前記第２段演算増幅器の非反転入力端子との間とにそれぞれ接続され、
    前記第２帰還容量の一方の容量と前記可変帰還抵抗の一方の抵抗との一方の並列接続は前記第２段演算増幅器の前記反転入力端子と非反転出力端子との間とにそれぞれ接続され、前記第２帰還容量の他方の容量と前記可変帰還抵抗の他方の抵抗との他方の並列接続は前記第２段演算増幅器の前記非反転入力端子と反転出力端子との間とにそれぞれ接続され、
    前記入出力帰還抵抗の一方の抵抗と他方の抵抗とは、前記第１段演算増幅器の前記反転入力端子と前記第２段演算増幅器の前記反転出力端子との間と前記第１段演算増幅器の前記非反転入力端子と前記第２段演算増幅器の前記非反転出力端子との間とにそれぞれ接続されたことを特徴とする請求項３に記載の半導体集積回路。
  5. 前記チャンネル選択フィルタのカットオフ周波数は、前記複数の帯域幅から選択される高カットオフ周波数と低カットオフ周波数とに設定可能とされ、
    前記チャンネル選択フィルタが前記低カットオフ周波数に設定される際の前記可変帰還抵抗の前記第２入力抵抗および前記入出力帰還抵抗との比は、前記チャンネル選択フィルタが前記高カットオフ周波数に設定される際の前記可変帰還抵抗の前記第２入力抵抗および前記入出力帰還抵抗との比より小さな値に設定されることを特徴とする請求項４に記載の半導体集積回路。
  6. 前記チャンネル選択フィルタは、前段チャンネル選択フィルタと後段チャンネル選択フィルタとの従属接続を含み、
    前記前段チャンネル選択フィルタと前記後段チャンネル選択フィルタの各チャンネル選択フィルタは、前記第１段フィルタと前記第２段フィルタとの前記従属接続によって構成されたことを特徴とする請求項５に記載の半導体集積回路。
  7. 前記半導体集積回路の前記受信回路と前記チャンネル選択フィルタとは、低雑音増幅器、Ｉ信号ミキサー、第１チャンネル選択フィルタ、第１増幅器、Ｑ信号ミキサー、第２チャンネル選択フィルタ、第２増幅器、９０度移相器、ＲＦ電圧制御発振器を含み、
    前記ＲＦ電圧制御発振器と前記９０度移相器とによって、略９０度の位相差を持つＩローカル信号とＱローカル信号とが、前記Ｉ信号ミキサーと前記Ｑ信号ミキサーとにそれぞれ供給され、
    前記ＲＦ受信信号は前記低雑音増幅器の入力端子に供給され、前記低雑音増幅器のＲＦ受信増幅信号は直交ダウンコンバージョンミキサーを構成する前記Ｉ信号ミキサーと前記Ｑ信号ミキサーにそれぞれ供給され、
    前記Ｉ信号ミキサーから生成されるＩ受信信号は前記第１チャンネル選択フィルタと前記第１増幅器とに供給される一方、前記Ｑ信号ミキサーから生成されるＱ受信信号は前記第２チャンネル選択フィルタと前記第２増幅器とに供給される。
    前記第１チャンネル選択フィルタと前記第２チャンネル選択フィルタとの各チャンネル選択フィルタは、前記前段チャンネル選択フィルタと前記後段チャンネル選択フィルタとの前記従属接続を含むことを特徴とする請求項６に記載の半導体集積回路。
  8. 前記受信回路の前記Ｉ信号ミキサーと前記Ｑ信号ミキサーで構成された前記直交ダウンコンバージョンミキサーは、ダイレクト・コンバージョン・レシーバーまたはローＩＦレシーバーのいずれかを構成することを特徴とする請求項７に記載の半導体集積回路。
  9. 前記第１チャンネル選択フィルタと前記第２チャンネル選択フィルタとの前記各チャンネル選択フィルタのカットオフ周波数は、ロング・ターム・エボリューション方式に従って高カットオフ周波数と低カットオフ周波数とに設定可能とされることを特徴とする請求項８に記載の半導体集積回路。
  10. 前記低雑音増幅器の前記入力端子に供給される前記ＲＦ受信信号は、ＷＣＤＭＡ方式によるＲＦ受信信号であることを特徴とする請求項９に記載の半導体集積回路。
  11. 半導体集積回路を搭載した無線通信端末であって、
    前記半導体集積回路は、無線通信のＲＦ受信信号を受信する受信回路と前記受信回路のためのチャンネル選択フィルタとを具備して、
    前記チャンネル選択フィルタには、前記受信回路による前記ＲＦ受信信号のダウンコンバージョンによって生成されるダウンコンバート受信信号が供給され、
    前記ダウンコンバート受信信号は、少なくとも数ＭＨｚの周波数を有する複数の帯域幅から選択可能とされたものであり、
    前記チャンネル選択フィルタは、前記ダウンコンバート受信信号が供給される前段フィルタとしての第１段フィルタと前記前段フィルタよりも後段に配置され前記前段フィルタの出力が供給される第２段フィルタとの従属接続によって構成され、
    前記第１段フィルタは、第１段演算増幅器と、前記第１段演算増幅器の入力端子に接続された第１入力抵抗と、前記第１段演算増幅器の前記入力端子と出力端子との間に接続された第１帰還容量とを含む完全積分器によって構成され、
    前記第２段フィルタは、第２段演算増幅器と、前記第２段演算増幅器の入力端子に接続された第２入力抵抗と、前記第２段演算増幅器の前記入力端子と出力端子との間に接続された第２帰還容量と可変帰還抵抗との並列接続とを含む不完全積分器によって構成されたことを特徴とする無線通信端末。
  12. 前記チャンネル選択フィルタは、前記第１段演算増幅器の前記入力端子と前記第２段演算増幅器の前記出力端子との間に接続された入出力帰還抵抗を更に含むことを特徴とする請求項１１に記載の無線通信端末。
  13. 前記第１段演算増幅器と前記第１入力抵抗と前記第１帰還容量と、前記第２段演算増幅器と前記第２入力抵抗と前記第２帰還容量と前記可変帰還抵抗と、前記入出力帰還抵抗とは、半導体チップの内部に集積化されたこと特徴とする請求項１２に記載の無線通信端。
  14. 前記第１段演算増幅器と前記第２段演算増幅器とは、入出力端子が差動形式とされ、前記第１入力抵抗は２個の抵抗を含み、前記第１帰還容量は２個の容量を含み、前記第２入力抵抗は２個の抵抗を含み、前記第２帰還容量は２個の容量を含み、前記可変帰還抵抗は２個の抵抗を含み、前記入出力帰還抵抗は２個の抵抗を含み、
    前記第１入力抵抗の一方の抵抗と他方の抵抗とは前記第１段演算増幅器の反転入力端子と非反転入力端子とにそれぞれ接続され、前記第１帰還容量の一方の容量と他方の容量とは前記第１段演算増幅器の前記反転入力端子と非反転出力端子との間と前記第１段演算増幅器の前記非反転入力端子と反転出力端子との間とにそれぞれ接続され、
    前記第２入力抵抗の一方の抵抗と他方の抵抗とは、前記第１段演算増幅器の前記非反転出力端子と前記第２段演算増幅器の反転入力端子との間と前記第１段演算増幅器の前記反転出力端子と前記第２段演算増幅器の非反転入力端子との間とにそれぞれ接続され、
    前記第２帰還容量の一方の容量と前記可変帰還抵抗の一方の抵抗との一方の並列接続は前記第２段演算増幅器の前記反転入力端子と非反転出力端子との間とにそれぞれ接続され、前記第２帰還容量の他方の容量と前記可変帰還抵抗の他方の抵抗との他方の並列接続は前記第２段演算増幅器の前記非反転入力端子と反転出力端子との間とにそれぞれ接続され、
    前記入出力帰還抵抗の一方の抵抗と他方の抵抗とは、前記第１段演算増幅器の前記反転入力端子と前記第２段演算増幅器の前記反転出力端子との間と前記第１段演算増幅器の前記非反転入力端子と前記第２段演算増幅器の前記非反転出力端子との間とにそれぞれ接続されたことを特徴とする請求項１３に記載の無線通信端末。
  15. 前記チャンネル選択フィルタのカットオフ周波数は、前記複数の帯域幅から選択される高カットオフ周波数と低カットオフ周波数とに設定可能とされ、
    前記チャンネル選択フィルタが前記低カットオフ周波数に設定される際の前記可変帰還抵抗の前記第２入力抵抗および前記入出力帰還抵抗との比は、前記チャンネル選択フィルタが前記高カットオフ周波数に設定される際の前記可変帰還抵抗の前記第２入力抵抗および前記入出力帰還抵抗との比より小さな値に設定されることを特徴とする請求項１４に記載の無線通信端末。
  16. 前記チャンネル選択フィルタは、前段チャンネル選択フィルタと後段チャンネル選択フィルタとの従属接続を含み、
    前記前段チャンネル選択フィルタと前記後段チャンネル選択フィルタの各チャンネル選択フィルタは、前記第１段フィルタと前記第２段フィルタとの前記従属接続によって構成されたことを特徴とする請求項１５に記載の無線通信端末。
  17. 前記半導体集積回路の前記受信回路と前記チャンネル選択フィルタとは、低雑音増幅器、Ｉ信号ミキサー、第１チャンネル選択フィルタ、第１増幅器、Ｑ信号ミキサー、第２チャンネル選択フィルタ、第２増幅器、９０度移相器、ＲＦ電圧制御発振器を含み、
    前記ＲＦ電圧制御発振器と前記９０度移相器とによって、略９０度の位相差を持つＩローカル信号とＱローカル信号とが、前記Ｉ信号ミキサーと前記Ｑ信号ミキサーとにそれぞれ供給され、
    前記ＲＦ受信信号は前記低雑音増幅器の入力端子に供給され、前記低雑音増幅器のＲＦ受信増幅信号は直交ダウンコンバージョンミキサーを構成する前記Ｉ信号ミキサーと前記Ｑ信号ミキサーにそれぞれ供給され、
    前記Ｉ信号ミキサーから生成されるＩ受信信号は前記第１チャンネル選択フィルタと前記第１増幅器とに供給される一方、前記Ｑ信号ミキサーから生成されるＱ受信信号は前記第２チャンネル選択フィルタと前記第２増幅器とに供給される。
    前記第１チャンネル選択フィルタと前記第２チャンネル選択フィルタとの各チャンネル選択フィルタは、前記前段チャンネル選択フィルタと前記後段チャンネル選択フィルタとの前記従属接続を含むことを特徴とする請求項１６に記載の無線通信端末。
  18. 前記受信回路の前記Ｉ信号ミキサーと前記Ｑ信号ミキサーで構成された前記直交ダウンコンバージョンミキサーは、ダイレクト・コンバージョン・レシーバーまたはローＩＦレシーバーのいずれかを構成することを特徴とする請求項１７に記載の無線通信端末。
  19. 前記第１チャンネル選択フィルタと前記第２チャンネル選択フィルタとの前記各チャンネル選択フィルタのカットオフ周波数は、ロング・ターム・エボリューション方式に従って高カットオフ周波数と低カットオフ周波数とに設定可能とされることを特徴とする請求項１８に記載の無線通信端末。
  20. 前記低雑音増幅器の前記入力端子に供給される前記ＲＦ受信信号は、ＷＣＤＭＡ方式によるＲＦ受信信号であることを特徴とする請求項１９に記載の無線通信端末。
  21. 無線通信のＲＦ受信信号を受信する受信回路と前記受信回路のためのチャンネル選択フィルタとを具備する半導体集積回路であって、
    前記チャンネル選択フィルタには、前記受信回路による前記ＲＦ受信信号のダウンコンバージョンによって生成されるダウンコンバート受信信号が供給され、
    前記ダウンコンバート受信信号は、少なくとも数ＭＨｚの周波数を有する複数の帯域幅から選択可能とされたものであり、
    前記チャンネル選択フィルタは、前記ダウンコンバート受信信号が供給される前段フィルタとしての第１段フィルタと前記前段フィルタよりも後段に配置され前記前段フィルタの出力が供給される第２段フィルタとの従属接続によって構成され、
    前記第１段フィルタは、第１段演算増幅器と、前記第１段演算増幅器の入力端子に接続された第１入力抵抗と、前記第１段演算増幅器の前記入力端子と出力端子との間に接続された第１帰還容量とを含む第１積分器によって構成され、
    前記第２段フィルタは、第２段演算増幅器と、前記第２段演算増幅器の入力端子に接続された第２入力抵抗と、前記第２段演算増幅器の前記入力端子と出力端子との間に接続された第２帰還容量と可変帰還抵抗との並列接続とを含む第２積分器によって構成されたことを特徴とする半導体集積回路。
  22. 前記第１演算増幅器の出力端子は、前記第２入力抵抗を介して前記第２演算増幅器と電気的に接続され、
    前記第２積分器は、前記第２帰還容量の電荷が前記可変帰還抵抗で放電される請求項２１に記載の半導体集積回路。
  23. 前記チャンネル選択フィルタは、前記第１段演算増幅器の前記入力端子と前記第２段演算増幅器の前記出力端子との間に接続された入出力帰還抵抗を更に含むことを特徴とする請求項２２に記載の半導体集積回路。
  24. 前記第１段演算増幅器と前記第１入力抵抗と前記第１帰還容量と、前記第２段演算増幅器と前記第２入力抵抗と前記第２帰還容量と前記可変帰還抵抗と、前記入出力帰還抵抗とは、半導体チップの内部に集積化されたこと特徴とする請求項２３に記載の半導体集積回路。
  25. 前記第１段演算増幅器と前記第２段演算増幅器とは、入出力端子が差動形式とされ、前記第１入力抵抗は２個の抵抗を含み、前記第１帰還容量は２個の容量を含み、前記第２入力抵抗は２個の抵抗を含み、前記第２帰還容量は２個の容量を含み、前記可変帰還抵抗は２個の抵抗を含み、前記入出力帰還抵抗は２個の抵抗を含み、
    前記第１入力抵抗の一方の抵抗と他方の抵抗とは前記第１段演算増幅器の反転入力端子と非反転入力端子とにそれぞれ接続され、前記第１帰還容量の一方の容量と他方の容量とは前記第１段演算増幅器の前記反転入力端子と非反転出力端子との間と前記第１段演算増幅器の前記非反転入力端子と反転出力端子との間とにそれぞれ接続され、
    前記第２入力抵抗の一方の抵抗と他方の抵抗とは、前記第１段演算増幅器の前記非反転出力端子と前記第２段演算増幅器の反転入力端子との間と前記第１段演算増幅器の前記反転出力端子と前記第２段演算増幅器の非反転入力端子との間とにそれぞれ接続され、
    前記第２帰還容量の一方の容量と前記可変帰還抵抗の一方の抵抗との一方の並列接続は前記第２段演算増幅器の前記反転入力端子と非反転出力端子との間とにそれぞれ接続され、前記第２帰還容量の他方の容量と前記可変帰還抵抗の他方の抵抗との他方の並列接続は前記第２段演算増幅器の前記非反転入力端子と反転出力端子との間とにそれぞれ接続され、
    前記入出力帰還抵抗の一方の抵抗と他方の抵抗とは、前記第１段演算増幅器の前記反転入力端子と前記第２段演算増幅器の前記反転出力端子との間と前記第１段演算増幅器の前記非反転入力端子と前記第２段演算増幅器の前記非反転出力端子との間とにそれぞれ接続されたことを特徴とする請求項２４に記載の半導体集積回路。
  26. 前記チャンネル選択フィルタのカットオフ周波数は、前記複数の帯域幅から選択される高カットオフ周波数と低カットオフ周波数とに設定可能とされ、
    前記チャンネル選択フィルタが前記低カットオフ周波数に設定される際の前記可変帰還抵抗の前記第２入力抵抗および前記入出力帰還抵抗との比は、前記チャンネル選択フィルタが前記高カットオフ周波数に設定される際の前記可変帰還抵抗の前記第２入力抵抗および前記入出力帰還抵抗との比より小さな値に設定されることを特徴とする請求項２５に記載の半導体集積回路。
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