JP5500072B2 - ディジタル・アナログ変換回路 - Google Patents
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Description
このとき、ディジタル・アナログ変換回路で発生するアナログ量は素子ばらつきの影響を大きく受ける。そのため出力される波形は、図3に示すように、所望の出力電圧(実線で示す)と実際の出力電圧(破線で示す)のずれが発生し、期待する信号波形の制御が行えないという問題がある。このような精度劣化の問題を解決するための技術として、(1)補正用ディジタル・アナログ変換回路を用いて出力電圧を微調整する技術や、(2)問題となるディジタル・アナログ変換回路を冗長回路として複数用意し、所望の特性を持ったディジタル・アナログ変換回路を選択する技術が用いられてきた。
また特開2000−138585号公報(特許文献1)には、演算回路を用いて本来の第1のディジタル信号より小さい値の第2のディジタル信号を生成し、第1及び第2のディジタル信号を選択的にディジタル・アナログ変換回路に入力することでアナログ出力振幅を調整する技術が開示されている。
このように上記した(1)、(2)の技術や、特許文献1に開示された技術を用いた場合には、新たな問題が発生することから、所望の電圧を精度の良く出力可能な高速ディジタル・アナログ変換回路の開発が望まれている。
本発明の目的は、上述した課題を解決するためになされたものであり、回路が素子ばらつきの影響を受けても、所望の電圧を精度良く出力可能なディジタル・アナログ変換回路を提供することにある。
また本発明のディジタル・アナログ変換回路の出力レベル調整方法は、組み合わせ制御回路が、複数の単位ディジタル・アナログ変換回路の動作タイミングを所定の組み合わせにセットし、その組み合わせにおける複数の単位ディジタル・アナログ変換回路の出力信号のエラーレートをエラー検出回路が検出することを前記複数の単位ディジタル・アナログ変換回路の動作タイミングの予想される組み合わせに対して繰り返し実行し、検出されたエラーレートが今までに実行した複数の単位ディジタル・アナログ変換回路の組み合わせにおけるエラーレートより小さい場合には、前記組み合わせ制御回路がエラー信号として記憶することで、エラーレートが最も小さな前記複数の単位ディジタル・アナログ変換回路の組み合わせを求め、前記組み合わせ制御回路が、記憶されたエラーレートの最も小さなエラー信号により複数の単位ディジタル・アナログ変換回路の組み合わせとしてセットすることで、前記ディジタル・アナログ変換回路の出力信号レベルを調整することを特徴とする。
図2は、遅延回路によるデータ入力の遅延を示すタイミングチャートである。
図3は、素子ばらつきによるFIRフィルタ出力波形の変動の一例を示す図である。
図4は、本発明のディジタル・アナログ変換回路により構成されたFIRフィルタのブロック図である。
図5は、本発明のディジタル・アナログ変換回路により構成されたFIRフィルタの単一ビット応答波形及び動作タイミング制御の一例を示す図である。
図6は、本発明のディジタル・アナログ変換回路内部の単位ディジタル・アナログ変換回路の出力電圧の変動例を示す図である。
図7は、本発明のディジタル・アナログ変換回路の動作タイミング制御の例を示す図である。
図8は、本発明のディジタル・アナログ変換回路の動作タイミング制御の他の例を示す図である。
図9は、本発明のディジタル・アナログ変換回路の動作タイミング制御による素子ばらつきの出力電圧に対する影響の低減効果の一例を示す図である。
図10は、本発明のディジタル・アナログ変換回路により構成されるFIRフィルタを送信側イコライズ回路に用いたシリアル通信回路のブロック図である。
図11は、本発明のディジタル・アナログ変換回路により構成されるFIRフィルタを判定帰還型イコライズ回路に用いたシリアル通信回路のブロック図である。
図4に示すFIRフィルタは、遅延回路102〜105と、単位ディジタル・アナログ変換回路(以下、単位D/A回路と記載する)107〜111と、抵抗素子120から構成される。遅延回路102〜105は、それぞれが遅延時間Dを有する遅延回路である。初段の遅延回路102にはディジタル入力101が入力され、その出力は遅延回路103に入力され、遅延回路103の出力は、遅延回路104に入力される。遅延回路102〜105は縦続接続され、それぞれの遅延回路の出力は次段の遅延回路に入力される。ディジタル入力101と、遅延回路102〜105からのそれぞれの遅延出力とが、n(nは自然数)ビットの遅延データ106となる。
遅延データ106は、k(kは自然数)個の単位D/A回路107〜111に入力されて、それぞれアナログ信号に変換される。各単位D/A回路の出力は共通に接続され、互いの出力が抵抗素子120で加算され、ディジタル・アナログ変換回路のアナログ出力112となる。単位D/A回路は、セレクタ113と電圧電流変換回路114から構成される。セレクタ113は、それぞれm(mは自然数)ビットのセレクト信号115〜119により電圧電流変換回路114への入力信号を選択、その動作タイミングを選択する。
本発明のディジタル・アナログ変換回路では、セレクト信号115〜119を用いて異なるタイミング間で単位D/A回路の出力を交換することで、所望の単一ビット応答を実現可能な複数の設定を試行する。これらの組み合わせによる動作タイミング制御を試行した後、所望の出力電圧に最も近い出力電圧を得る組み合わせを選択する。また、本発明においては、それぞれの動作タイミングにおける出力値を任意に設定できるように、遅延データ106の数(n)と、単位D/A回路の数(k)は、特に限定されることなく、構成することができる。
本発明のディジタル・アナログ変換回路は、異なるタイミングで動作する複数の単位D/A回路の出力の組み合わせを選択することで所望の波形を発生させることができる。図5に本発明のディジタル・アナログ変換回路で構成されるFIRフィルタの単一ビット応答と動作タイミング制御の一例を示す。この例では[−2 6 −3 1]の単一ビット応答を持ったFIRフィルタを実現するために、0〜11の番号の付いた12個の単位D/A回路を用いている。ここで番号0〜1の単位D/A回路はタイミング0、番号2〜7の単位D/A回路はタイミング1、番号8〜10の単位D/A回路はタイミング2、番号11の単位D/A回路はタイミング3のデータを出力する。このようにビット応答[−2 6 −3 1]にしたがって、複数の単位D/A回路の動作タイミングが、組み合わされる。
本発明の実施形態例の内部で使用される単位D/A回路も従来のディジタル・アナログ変換回路同様に素子ばらつきの影響を受けて、それぞれ所望の値とは異なる出力電圧を持っている。図6に単位D/A回路に対するばらつきの影響の一例を示す。図6に示すように、単位D/A回路は素子ばらつきの影響を受けて、それぞれ所望の値とは異なる出力電圧を出力し、その出力電圧のばらつきは△Vである。従って、仮に図5に示す制御によって波形を出力しても、実際に出力される波形は素子ばらつきの影響によって所望の値から変動する。
そこで、本発明のディジタル・アナログ変換回路では、セレクト信号115〜119を用いて異なるタイミング間で単位D/A回路を交換することで、図5の単一ビット応答を実現可能な複数の設定を試行する。図7に12個の単位D/A回路を用いて図5と同様の波形を出力する制御の例を示す。図7の左図ではタイミング0では番号0、2の単位D/A回路、タイミング1では番号1、3〜7の単位D/A回路、タイミング2では番号8〜10の単位D/A回路、タイミング3では番号11の単位D/A回路からデータを出力している。図7の右図ではタイミング0では番号0、3の単位D/A回路、タイミング1では番号1、4〜8の単位D/A回路、タイミング3では番号2、9〜10の単位D/A回路、タイミング4では番号11の単位D/A回路からデータを出力している。このようにセレクト信号を用いてセレクタを設定することで、それぞれのタイミングで動作する単位D/A回路の組み合わせを、自由に、かつ任意の組み合わせとすることができる。
これらの例を含めて図5と同一の波形を出力する制御の数は12個の単位D/A回路の組み合わせとして、次の数式(1)で計算され55440通りとなる。
図8、9を用いて本発明の効果の一例を示す。図8では12個の単位D/A回路を用いて[0 1 1 0]の単一ビット応答で表されるFIRフィルタを構成する例である。図9には、この[0 1 1 0]の単一ビット応答において、単位D/A回路の動作タイミングの制御を用いた場合(適用後)と、用いない場合(適用前)の出力振幅のばらつき量を示している。図9の横軸は、図8のタイミング1とタイミング2における[1]出力同士の差分(△V)、縦軸には、その度数を示す。分布Aは、本発明の単位D/A回路の組み合わせを変えた場合(適用後)であり、分布Bは、本発明の適用前における出力同士の差分(△V)の分布を示している。
動作タイミングの制御を行い、単位D/A回路の組み合わせを変えた場合(適用後)には、ほぼ出力差分が零を中心として小さなばらつきの分布Aであり、適用前の分布Bに比較して、そのばらつきが大幅に低減されている。このように、単位D/A回路の動作タイミングの制御を行わない場合と比較して、動作タイミングの制御を行うことで、ばらつきの標準偏差が1/200に低減されていることが分かる。このようにセレクト信号を用いてセレクタを設定することで、それぞれのタイミングで動作する単位D/A回路の組み合わせを、素子ばらつき影響が最も抑えられた出力波形を得られる組み合わせとすることができる。単位D/A回路の組み合わせを最適化することで、ディジタル・アナログ変換回路の出力を調整し、所望の出力波形に近い波形とすることができる。
図10は本発明のディジタル・アナログ変換回路により構成されるFIRフィルタを送信側のイコライズ回路として用いたシリアル通信回路のブロック図である。データ入力701は送信回路702内のパラレルシリアル変換回路703によりシリアル変換された後、FIRフィルタ704を通して伝送信号706として伝送媒体705に出力される。伝送信号706は受信回路707内の判別回路708により判別された後、シリアルパラレル変換回路714によりパラレル化され、データ出力709となる。
ここで組み合わせ制御回路710を用いてFIRフィルタ704への素子ばらつきの影響を除去する。データ入力701に擬似ランダムパターンなどの既知のデータを用いると共に、セレクタ信号711を所望の電圧出力を得る複数の組み合わせの中の1つに設定する。ここで所望の電圧出力は従来技術であるSign−Sign LMS(Least Mean Square)などを用いたFIRフィルタの調整手段により得られる。受信側ではエラー検出回路712を用いて伝送信号706を評価する。その結果をエラー信号713として組み合わせ制御回路710にフィードバックする。以上の仕組みによって、FIRフィルタ704における素子ばらつきの影響が最も小さい、最も良好なエラー特性を持ったセレクタ信号711を選択することが可能となる。
次に、ディジタル・アナログ変換回路の出力を所望の出力波形に近づけるための単位D/A回路の組み合わせを求め、ディジタル・アナログ変換回路の出力レベルを調整する方法を、より詳細に説明する。まず、組み合わせ制御回路が、複数の単位D/A回路の動作タイミングを第1の組み合わせにセットする。第1の組み合わせにセットされた複数の単位D/A回路が入力された擬似テストパターンをそれぞれ変換し、ディジタル・アナログ変換回路から出力信号として出力する。エラー検出回路が出力信号のエラーレートを検出し、第1のエラー信号として組み合わせ制御回路に送出し、組み合わせ制御回路が第1のエラー信号を記憶する。
順次、複数の単位D/A回路の動作タイミングをエラーレートが得られた組み合わせと異ならせた組み合わせにセットし、その出力波形のエラーレートを検出し、組み合わせ制御回路に記憶する。このように予想される全ての単位D/A回路の動作タイミングの組み合わせにおけるエラーレートを調べ、組み合わせ制御回路に記憶する。組み合わせ制御回路が、記憶されたエラー信号のなかからエラーレートの最も少ないエラー信号を選択する。エラーレートの少ないエラー信号により複数の単位D/A回路の組み合わせにセットすることで、ディジタル・アナログ変換回路の出力レベルを、所望の出力レベルに近い出力レベルに調整することが可能となる。
また上記においては、全ての単位ディジタル・アナログ変換回路の動作タイミングの組み合わせにおけるエラーレートを検出した。しかし、エラーレートを検出される組み合わせは特に限定されない。予想される組み合わせとして、例えばSign−Sign LMS(Least Mean Square)などの手法を用いて係数を求め、エラーレートが低いと予想される単位D/A回路の組み合わせのエラーレートのみを検出してもよい。さらに上記においては、全てのエラー信号を記憶させ、そのなかのエラーレートの最も小さなエラー信号を選択した。しかし、検出したエラーレートが記憶されているエラー信号よりも小さい場合に、組み合わせ制御回路のエラー信号を、そのエラーレートの小さなエラー信号に更新して、記憶させる方法としても良い。この場合にはエラーレートの最も小さなエラー信号のみが記憶されることになる。
図11は本発明の実施形態例により構成されるFIRフィルタを受信側の判定帰還型イコライズ回路として用いたシリアル通信回路のブロック図である。データ入力801は送信回路802内のパラレルシリアル変換回路803によりシリアル変換された後、出力バッファ804を通して伝送信号806として伝送媒体805に出力される。伝送信号806は受信回路807内の判別回路808により判別された後、シリアルパラレル変換回路817によりパラレル化され、データ出力809となる。
ここで組み合わせ制御回路810を用いて判定帰還型イコライズ回路811内部のFIRフィルタ812への素子ばらつきの影響を除去する。データ入力801に擬似ランダムパターンなどの既知のデータを用いると共に、セレクタ信号813を所望の電圧出力を得る複数の組み合わせの中の1つに設定する。その際のイコライズ信号814をエラー検出回路815により評価する。その結果をエラー信号816として組み合わせ制御回路810にフィードバックする。以上の仕組みによって、FIRフィルタ812における素子ばらつきの影響が最も小さい、最も良好なエラー特性を持ったセレクタ信号813を選択することが可能となる。このようにシリアル通信回路の受信側に使用されたFIRフィルタにおいても、送信側に使用された場合と同様に、単位D/A回路の組み合わせによりエラーレートを求めることができる。複数の単位D/A回路の組み合わせを最適化し、ディジタル・アナログ変換回路の出力レベルを、所望の出力レベルに近い出力レベルに調整することが可能となる。
本発明のディジタル・アナログ変換回路では、セレクタ信号を用いて異なるタイミング間で単位D/A回路の出力を交換することで、所望の単一ビット応答を実現可能な複数の設定を試行する。これらの組み合わせによる動作タイミング制御を試行した後、所望の出力電圧に最も近い出力電圧を得る組み合わせを選択する。複数の単位D/A回路の組み合わせを選択し、ディジタル・アナログ変換回路の出力レベルを、所望の出力レベルに近い出力レベルに調整することが可能となる。
本発明によれば、異なるタイミングで動作する複数の単位ディジタル・アナログ回路の動作タイミングの組み合わせを変えることで素子ばらつきの影響を除去することができるディジタル・アナログ回路が得られる。このディジタル・アナログ変換回路は、複数の単位ディジタル・アナログ変換回路の動作タイミングが組み合わせ制御回路により制御することができる。その組み合わせ制御回路の制御は、信号のエラーレートに基づいて行うことができる。
本発明におけるディジタル・アナログ変換回路と、入力信号を一定時刻だけ遅延させる複数の遅延回路と、を備え、複数の単位ディジタル・アナログ変換回路は入力信号や複数の遅延回路からの出力を切り替えて入力され、複数の単位ディジタル・アナログ変換回路からの出力を加算し、出力とするFIRフィルタとすることができる。
また、本発明のディジタル・アナログ変換回路を用いたFIRフィルタを、シリアル通信回路における送信回路や、受信回路のFIRフィルタとして利用することができる。さらにシリアル通信回路における受信回路の判定帰還型イコライズ回路内部のFIRフィルタとして利用することもできる。
本発明のディジタル・アナログ変換回路では、セレクタ信号を用いて異なるタイミング間で単位D/A回路の出力を交換することで、所望の単一ビット応答を実現可能な複数の設定を試行する。これらの組み合わせによる動作タイミング制御を試行した後、所望の出力電圧に最も近い出力電圧を得る組み合わせを選択する。複数の単位D/A回路の組み合わせを選択し、ディジタル・アナログ変換回路の出力レベルを、所望の出力レベルに近い出力レベルに調整することが可能となる。このように構成回路が素子ばらつきの影響を受けても、所望の電圧を精度の良く出力可能なシリアル通信回路向け高速ディジタル・アナログ変換器が得られる。
以上、実施形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記の実施形態に限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、本願発明のスコープ内で様々な変更をすることができる。
この出願は、2008年8月22日に出願された日本出願特願2008−213606号を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込むものである。
102〜105 遅延回路
106 遅延データ
107〜111 単位ディジタル・アナログ変換回路
112 アナログ出力
113 セレクタ
114 電圧電流変換回路
115〜119 セレクト信号
120 抵抗素子
701、801 データ入力
702、802 送信回路
703、803 パラレルシリアル変換回路
704、812 FIRフィルタ
705、805 伝送媒体
706、806 伝送信号
707、807 受信回路
708、808 判別回路
709、809 データ出力
710、810 組み合わせ制御回路
711、813 セレクタ信号
712、815 エラー検出回路
713、816 エラー信号
714、817 シリアルパラレル変換回路
804 出力バッファ
811 判定帰還型イコライズ回路
814 イコライズ信号
901 ディジタル入力
902〜906 遅延回路
907〜912 ディジタル・アナログ変換回路
913 加算部
914 アナログ出力
Claims (6)
- 所定ビット数のデータを受けて個別に動作し、互いに同一の特性を有するとは限らない予め定められた数の単位ディジタル/アナログ変換回路と、前記データのタイミング毎に、同時に動作する前記単位ディジタル/アナログ変換回路の組み合わせを選択する組み合わせ制御回路と、前記同時に動作するように組み合わされた前記単位ディジタル/アナログ変換回路の出力を加算する回路を備え、
前記組み合わせ制御回路は、単一ビット応答における複数の動作タイミング中に、前記予め定められた数の前記単位ディジタル/アナログ変換回路がそれぞれ一回ずつ選択されるように、前記データに対する前記単一ビット応答における動作タイミング毎に同時に動作する前記単位ディジタル/アナログ変換回路の組み合わせを変化させると共に、前記データのタイミング毎に、信号のエラーレートの少ないエラー信号により、前記複数の単位ディジタル・アナログ変換回路の組み合わせにセットすることにより、前記複数の単位ディジタル/アナログ変換回路における特性のバラツキによる影響を軽減し、これによって、出力レベルを所望の出力レベルに調整することを特徴とするディジタル・アナログ変換回路。 - 請求項1に記載のディジタル・アナログ変換回路と、入力信号を一定時刻だけ遅延させる複数の遅延回路と、を備え、前記複数の単位ディジタル・アナログ変換回路は前記入力信号や前記複数の遅延回路からの出力を切り替えて入力され、前記複数の単位ディジタル・アナログ変換回路からの出力を加算し、出力とすることを特徴とするFIRフィルタ。
- 請求項2に記載のFIRフィルタを備えたことを特徴とするシリアル通信回路における送信回路。
- 請求項2に記載のFIRフィルタを備えたことを特徴とするシリアル通信回路における受信回路。
- 請求項2に記載のFIRフィルタを判定帰還型イコライズ回路内部のFIRフィルタとして備えたことを特徴とするシリアル通信回路における受信回路。
- 所定ビット数のデータを受けて個別に動作し、互いに同一の特性を有するとは限らない単一ビット応答の複数の単位ディジタル/アナログ変換回路と、前記データのタイミング毎に、同時に動作する前記単位ディジタル/アナログ変換回路の組み合わせを選択する組み合わせ制御回路と、前記同時に動作するように組み合わされた前記単位ディジタル/アナログ変換回路の出力を加算する回路を備え、
前記組み合わせ制御回路は、単一ビット応答における複数の動作タイミング中に、前記予め定められた数の前記単位ディジタル/アナログ変換回路がそれぞれ一回ずつ選択されるように、前記データの動作タイミング毎に、複数の単位ディジタル・アナログ変換回路を所定の組み合わせにセットし、その組み合わせにおける複数の単位ディジタル・アナログ変換回路の出力信号のエラーレートをエラー検出回路によって検出する動作を、前記データのタイミング毎に予想される前記複数の単位ディジタル・アナログ変換回路の組み合わせに対し繰り返し実行し、検出されたエラーレートが今までに実行した複数の単位ディジタル・アナログ変換回路の組み合わせにおけるエラーレートより小さい場合には、前記組み合わせ制御回路がエラー信号として記憶することで、エラーレートが最も小さな前記複数の単位ディジタル・アナログ変換回路の組み合わせを求め、
前記組み合わせ制御回路が、記憶されたエラーレートの最も小さなエラー信号により複数の単位ディジタル・アナログ変換回路の組み合わせとしてセットすることで、前記ディジタル・アナログ変換回路の出力信号レベルを調整することを特徴とするディジタル・アナログ変換回路の出力レベル調整方法。
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Citations (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6427307A (en) * | 1987-02-28 | 1989-01-30 | Alcatel Nv | Circuit device converting digital acoustic signal value into analog acoustic signal value |
WO2003021790A2 (en) * | 2001-09-01 | 2003-03-13 | Technische Universiteit Eindhoven | Error optimization in digital to analog conversion |
JP2005259216A (ja) * | 2004-03-10 | 2005-09-22 | Toshiba Corp | 光ディスク装置の製造方法、光ディスク装置 |
WO2006030911A1 (ja) * | 2004-09-17 | 2006-03-23 | Nec Corporation | パーシャル・レスポンス伝送システム |
JP2006166229A (ja) * | 2004-12-09 | 2006-06-22 | Ricoh Co Ltd | データリカバリ方法及びデータリカバリ回路及びこれを用いたデータ受信装置 |
JP2006352374A (ja) * | 2005-06-14 | 2006-12-28 | Macnica Inc | 高速信号伝送のための信号出力回路と高速信号伝送のための方法 |
JP2007043757A (ja) * | 2006-11-17 | 2007-02-15 | Sony Corp | マルチビットd/a変換器及びマルチビットd/a変換方法 |
JP2007534255A (ja) * | 2004-04-20 | 2007-11-22 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | デジタル・アナログ変換器における誤差低減改善方法及びこの方法が適用されるデジタル・アナログ変換器 |
JP2008160278A (ja) * | 2006-12-21 | 2008-07-10 | Kawasaki Microelectronics Kk | 電流セル型daコンバータ |
-
2009
- 2009-08-04 WO PCT/JP2009/064094 patent/WO2010021257A1/ja active Application Filing
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Patent Citations (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6427307A (en) * | 1987-02-28 | 1989-01-30 | Alcatel Nv | Circuit device converting digital acoustic signal value into analog acoustic signal value |
WO2003021790A2 (en) * | 2001-09-01 | 2003-03-13 | Technische Universiteit Eindhoven | Error optimization in digital to analog conversion |
JP2005259216A (ja) * | 2004-03-10 | 2005-09-22 | Toshiba Corp | 光ディスク装置の製造方法、光ディスク装置 |
JP2007534255A (ja) * | 2004-04-20 | 2007-11-22 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | デジタル・アナログ変換器における誤差低減改善方法及びこの方法が適用されるデジタル・アナログ変換器 |
WO2006030911A1 (ja) * | 2004-09-17 | 2006-03-23 | Nec Corporation | パーシャル・レスポンス伝送システム |
JP2006166229A (ja) * | 2004-12-09 | 2006-06-22 | Ricoh Co Ltd | データリカバリ方法及びデータリカバリ回路及びこれを用いたデータ受信装置 |
JP2006352374A (ja) * | 2005-06-14 | 2006-12-28 | Macnica Inc | 高速信号伝送のための信号出力回路と高速信号伝送のための方法 |
JP2007043757A (ja) * | 2006-11-17 | 2007-02-15 | Sony Corp | マルチビットd/a変換器及びマルチビットd/a変換方法 |
JP2008160278A (ja) * | 2006-12-21 | 2008-07-10 | Kawasaki Microelectronics Kk | 電流セル型daコンバータ |
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JPWO2010021257A1 (ja) | 2012-01-26 |
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