JP5492044B2 - セル電圧検出装置、電池システム、およびそのセル電圧検出方法 - Google Patents
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Description
本発明は、電気自動車に搭載される駆動用電池のセル電圧検出装置、電池システム、およびそのセル電圧検出方法に関する。
近年、環境対策、および燃費向上のために電気自動車(EV:Electric Vehicle)、ハイブリッド車(HEV:Hybrid Electric Vehicle)、プラグイン車(PHEV:Plug-in Hybrid Electric Vehicle)、さらには燃料電池自動車(FCEV:Fuel Cell Electric Vehicle)等が注目をあびている。
これらにおいて、重要な技術的要点のひとつは車に搭載する駆動用電池、および、その充電を含めた制御方法である。前記車両においては数百Vといった高い電圧、かつ大容量での充放電可能な二次電池が必要であり、複数の電池セルを組み合わせた組電池から構成される。つまり組電池として数多くの電池セルを搭載することになるので、同じ規格の電池セルであっても、電池セル間において特性のバラツキや劣化度合に起因した電池電圧のバラツキが生ずる。
これらの電池電圧にバラツキのある電池セルを充電する際に過充電とならないように複数の電池セルの個々の電池電圧を的確に測定する必要がある。
これらにおいて、重要な技術的要点のひとつは車に搭載する駆動用電池、および、その充電を含めた制御方法である。前記車両においては数百Vといった高い電圧、かつ大容量での充放電可能な二次電池が必要であり、複数の電池セルを組み合わせた組電池から構成される。つまり組電池として数多くの電池セルを搭載することになるので、同じ規格の電池セルであっても、電池セル間において特性のバラツキや劣化度合に起因した電池電圧のバラツキが生ずる。
これらの電池電圧にバラツキのある電池セルを充電する際に過充電とならないように複数の電池セルの個々の電池電圧を的確に測定する必要がある。
複数の電池セルの測定は繰り返し行われるが、組電池からはインバータを含め大電流かつ変動する負荷が接続されているために、繰り返し測定された個々のセルの電池電圧はリプル(ripple)を含んだ時系列(標本化された)の波形として観測される。このとき、繰り返し測定されるサンプル周波数に対して、リプルの入力波形にサンプル周波数の1/2(ナイキスト周波数)以上の周波数が入っていると、エリアシング(Aliasing、折り返し雑音、折り返し歪み)が起こり正確な測定ができなくなる。
したがって、セル電圧(アナログ値)を測定しデジタル値に変換するAD変換器(Analog-to-Digital Converter)の入力部に、RCフィルタ(Resistor Capacitor Filter)を設けて、エリアシングを防止する必要がある。このため、サンプル周波数の1/2以上の周波数が入らないように、サンプル周波数を高くするか、あるいはRCフィルタの入力フィルタ定数を大きくして対処する方法がとられている。
また、検出した電池セルのセル電圧をより上位の制御装置に送信する方法についても工夫がなされている(特許文献1)。
したがって、セル電圧(アナログ値)を測定しデジタル値に変換するAD変換器(Analog-to-Digital Converter)の入力部に、RCフィルタ(Resistor Capacitor Filter)を設けて、エリアシングを防止する必要がある。このため、サンプル周波数の1/2以上の周波数が入らないように、サンプル周波数を高くするか、あるいはRCフィルタの入力フィルタ定数を大きくして対処する方法がとられている。
また、検出した電池セルのセル電圧をより上位の制御装置に送信する方法についても工夫がなされている(特許文献1)。
しかしながら、エリアシングによる誤検出を避けるために、サンプル周波数を高くする方法はAD変換器が高性能で高価格のものを必要とし、また入力フィルタ定数を大きくする方法は精度や応答性が低下するなどの回路上の問題を引き起こしていた。また、取得したセル電圧のデータの活用は必ずしも充分とは云えなかった。
そこで、本発明は前記した問題を解決するためになされたものであり、過充電、誤検出をせず、かつ低コストで精度や応答性を確保した活用しやすいセル電圧検出装置と、それを用いた電池システムを提供することを目的とする。
前記の目的を達成するために、各発明を以下のような構成にした。
すなわち、複数の電池セルにより構成される組電池のセル電圧を検出するセル電圧検出装置であって、前記電池セルごとに対応づけられて設けられる複数のフィルタ回路と、複数の入力端子からの入力信号を選択して出力するマルチプレクサと該マルチプレクサの出力をAD変換するADコンバータとを有するサンプリングAD変換器と、フィルタ処理機能とサンプリング制御機能とを有するCPUとを備え、前記複数のフィルタ回路の出力端子が前記マルチプレクサの入力端子に接続され、前記ADコンバータの出力は前記CPUのフィルタ処理機能で処理され、前記CPUのサンプリング制御機能が前記マルチプレクサに指示する制御信号は特定の電池セルにおける複数のセル電圧のデジタルデータのサンプリング間隔が前後で異なるように制御される。
すなわち、複数の電池セルにより構成される組電池のセル電圧を検出するセル電圧検出装置であって、前記電池セルごとに対応づけられて設けられる複数のフィルタ回路と、複数の入力端子からの入力信号を選択して出力するマルチプレクサと該マルチプレクサの出力をAD変換するADコンバータとを有するサンプリングAD変換器と、フィルタ処理機能とサンプリング制御機能とを有するCPUとを備え、前記複数のフィルタ回路の出力端子が前記マルチプレクサの入力端子に接続され、前記ADコンバータの出力は前記CPUのフィルタ処理機能で処理され、前記CPUのサンプリング制御機能が前記マルチプレクサに指示する制御信号は特定の電池セルにおける複数のセル電圧のデジタルデータのサンプリング間隔が前後で異なるように制御される。
また、組電池のセル電圧検出装置と、前記組電池の充放電を制御する制御装置とを含んで構成され、回生可能な負荷への前記組電池からの電力供給用および前記組電池への回生充電を行う電池システムであって、前記セル電圧検出装置は、前記複数の電池セルの電圧をそれぞれ入力する第1電圧検出部と、前記第1電圧検出部が取得する電池セルの電圧と同じ電池セルの電圧をそれぞれ入力する第2電圧検出部と、前記第1電圧検出部および前記第2電圧検出部から入力した同一の電池セルにおける二つの電圧値のうち高い電圧値を出力する最大電圧検出部と、を備えており、前記制御装置は前記最大電圧検出部の出力した電圧とセル電圧の所定の上限電圧値とを比較して、上限電圧値を上回っている場合に前記負荷から前記組電池への回生電力供給を制限もしくは遮断する。
かかる構成により、前記セル電圧検出装置が入力する電池セルのセル電圧の入力波形がナイキスト周波数以上で発生するエリアシングを防止できる。
また、かかる構成により、二つの独立した前記第1電圧検出部と前記第2電圧検出部のそれぞれの出力する電圧値の高い方を当該電池セルの電圧と判断するため、第1電圧検出部もしくは第2電圧検出部の回路の不具合によって誤検出が発生した場合でも、より確実に電池セルの過充電が防止できる。
本発明によれば、過充電、誤検出をせず、かつ低コストで精度や応答性を確保した活用しやすいセル電圧検出装置と、それを用いた電池システムを提供することができる。
以下、本発明の実施形態について詳細に説明する。
(第1実施形態)
図1は本発明のセル電圧検出装置の第1実施形態を示す構成図である。図1において、セル電圧検出装置100は、RCフィルタ群回路102とサンプリングAD変換器103とCPU(Central Processing Unit、中央演算処理装置)104とを備えて構成されている。
組電池101はリチウムイオン電池からなる複数の電池セル111〜11nを備えて構成され、電池セル111〜11nの各端子は、RCフィルタ群回路102に備えられた複数の抵抗(R)121〜12nとコンデンサ(C)131〜13nからそれぞれ構成される複数のRCフィルタにそれぞれ接続されている。
(第1実施形態)
図1は本発明のセル電圧検出装置の第1実施形態を示す構成図である。図1において、セル電圧検出装置100は、RCフィルタ群回路102とサンプリングAD変換器103とCPU(Central Processing Unit、中央演算処理装置)104とを備えて構成されている。
組電池101はリチウムイオン電池からなる複数の電池セル111〜11nを備えて構成され、電池セル111〜11nの各端子は、RCフィルタ群回路102に備えられた複数の抵抗(R)121〜12nとコンデンサ(C)131〜13nからそれぞれ構成される複数のRCフィルタにそれぞれ接続されている。
サンプリングAD変換器103に備えられたマルチプレクサ(MUX)142に、前記した複数の抵抗(R)121〜12nとコンデンサ(C)131〜13nからそれぞれ構成される複数のRCフィルタからの複数の信号線が接続されている。マルチプレクサ142の出力信号はサンプリングAD変換器103に備えられたADコンバータ(ADC)141に入力している。
なお、マルチプレクサ142の出力とADコンバータ(ADC)141の入力との間に増幅器(不図示)を備えることもある。
なお、マルチプレクサ142の出力とADコンバータ(ADC)141の入力との間に増幅器(不図示)を備えることもある。
ADコンバータ141のデジタルデータ出力は、サンプリングAD変換器103の出力としてCPU104に入力し、CPU104に備えられたローパスデジタルフィルタ処理部(D−FLT)151に送られる。ローパスデジタルフィルタ処理部151で高周波が除去されたデータが、CPU104の出力信号として出力される。また、CPU104に備えられたランダムサンプリング(R−SAMP)制御部152からはランダムサンプリング制御に係る制御信号がサンプリングAD変換器103に送られ、サンプリングAD変換器103に備えられたマルチプレクサ142の制御信号となっている。
以上の構成において、セル電圧検出装置100は組電池101の複数の電池セル111〜11nの各電池の電圧を繰り返し検出する。複数の電池セル111〜11nが直列に接続された組電池101は、電気自動車のモータを駆動する電力を供給するインバータの電源となっているので、電池セル111〜11nの各電池には過渡電流が流れ、負荷電流は変動し、それにともない検出電圧は変動している。
まず、電池電圧を検出する際において、この変動を少しでも取り除くために複数のRCフィルタからなるRCフィルタ群回路102を設けて、高周波成分を可能な範囲において、取り除いている。
まず、電池電圧を検出する際において、この変動を少しでも取り除くために複数のRCフィルタからなるRCフィルタ群回路102を設けて、高周波成分を可能な範囲において、取り除いている。
しかしながら、RCフィルタ群回路102によって、電池電圧を検出する際において問題となる高周波成分をすべて取り除くようにするには、RCフィルタ群回路102に備えられたそれぞれのRCフィルタの時定数を非常に大きくする必要がある。この時定数を大きくすると、この後でADコンバータ141でAD変換する際に、応答性の低下や精度の低下を招く。したがって、RCフィルタの時定数をあまり大きくとることは実用回路としては難しい。
この状態で、複数の電池セル111〜11nの各電池の電圧を、サンプリングAD変換器103によって、周期的に一定の順序で繰り返しサンプリングして検出すると、変動する電流、電圧のリプルの中に含まれる周波数成分において、前記サンプリング周波数の1/2(ナイキスト周波数)以上の周波数成分が含まれることがあり、このとき、エリアシング(折り返し雑音、折り返し歪み)が重畳される可能性がある。
したがって、このエリアシングを避けるために、図1においては、周期性の乏しいランダムサンプリングによって、複数の電池セル111〜11nの各電池の電圧を検出している。つまり、ランダムサンプリング制御部152で生成されたランダムサンプリング制御信号によって、マルチプレクサ142の選択する電池セル111〜11nの選択順をランダムにすることにより、サンプリングの周期性から生ずるエリアシングの可能性を低減している。
マルチプレクサ142は、電池セル111〜11nの選択順をランダムに繰り返し選択する。マルチプレクサ142が選択した電池セルのアナログ電圧をADコンバータ141でデジタルデータに変換する。この測定をすべての電池セル111〜11nについてランダムに行う。なお、このときに取得されるデータは電池セル1個において1回につき1データである。そしてこのデータはサンプリングAD変換器103において記憶、保持されている。
この測定により、複数の電池セル111〜11nの各電池における繰り返しランダムに測定されたデータがCPU104に送られる。そして各電池の測定データがCPU104で整理されて時系列の測定データとして並べ換えられる。なお、マルチプレクサ142の選択をランダムに制御したのはCPU104に備えられたランダムサンプリング制御部152であるので、CPU104は各電池の測定データを整理して時系列の測定データとして並べ換える為の情報を有している。
そして、ローパスデジタルフィルタ処理部151で各電池の時系列の測定データから高周波成分が除去されて、各電池のリプルの影響が小さい電池電圧(セル電圧)のデータが得られる。さらには電池に流れる電流をセンサ(不図示)でモニタしたデータで補正(CPU104内で)を行いOCV(Open Circuit Voltage:開放電圧)を求める。
そして、ローパスデジタルフィルタ処理部151で各電池の時系列の測定データから高周波成分が除去されて、各電池のリプルの影響が小さい電池電圧(セル電圧)のデータが得られる。さらには電池に流れる電流をセンサ(不図示)でモニタしたデータで補正(CPU104内で)を行いOCV(Open Circuit Voltage:開放電圧)を求める。
<セル電圧検出過程の補足>
以上のセル電圧検出過程の説明を図2、図3、図4を参照して補足する。
図2において、入力波形(アナログ値、実線)201は、ADコンバータ141(図1)に入力する前の1個の電池セルのリプルを含む電圧波形である。
また、出力波形(デジタル値、実線の直線)202は、マルチプレクサ142(図1)によってランダムサンプリングされ電池電圧をADコンバータ141によってAD変換され、CPU104(図1)でデータが整理され並べ換えられた時系列のデータを、ローパスデジタルフィルタ処理部151(図1)を通った後の電圧波形である。
なお、破線で示した波形203は、ランダムサンプリング後にAD変換してCPU104でデータが整理され並べ換えられた時系列のデータを、参考として仮想的にアナログ波形(実際は離散的なデジタル値)で表現したものである。
以上のセル電圧検出過程の説明を図2、図3、図4を参照して補足する。
図2において、入力波形(アナログ値、実線)201は、ADコンバータ141(図1)に入力する前の1個の電池セルのリプルを含む電圧波形である。
また、出力波形(デジタル値、実線の直線)202は、マルチプレクサ142(図1)によってランダムサンプリングされ電池電圧をADコンバータ141によってAD変換され、CPU104(図1)でデータが整理され並べ換えられた時系列のデータを、ローパスデジタルフィルタ処理部151(図1)を通った後の電圧波形である。
なお、破線で示した波形203は、ランダムサンプリング後にAD変換してCPU104でデータが整理され並べ換えられた時系列のデータを、参考として仮想的にアナログ波形(実際は離散的なデジタル値)で表現したものである。
以上において、入力波形201も出力波形202も1個の電池の時系列の電圧データである。これらに相当する複数個の電池の電圧データがさらに別に存在する。
また、ローパスデジタルフィルタ処理部151が無い場合、あるいは機能が不十分な場合には、波形203のようになり、中心電圧となるOCV(開放電圧)の測定値には誤差がともなう。
また、入力波形201と波形203の相違はアナログ値とデジタル値の違いである。
また、ローパスデジタルフィルタ処理部151が無い場合、あるいは機能が不十分な場合には、波形203のようになり、中心電圧となるOCV(開放電圧)の測定値には誤差がともなう。
また、入力波形201と波形203の相違はアナログ値とデジタル値の違いである。
なお、図2において、機能ブロック213はランダムサンプリングとAD変換を行う機能ブロックを示していて、「ランダムサンプル、AD変換」と表記している。この機能ブロック213は、図1において、マルチプレクサ142とADコンバータ141を備えたサンプリングAD変換器103に対応している。
また、機能ブロック151はローパスのデジタルフィルタの機能ブロックを示していて、「ローパスデジタルフィルタ」と表記している。
この機能ブロック151は、図1において、ローパスデジタルフィルタ処理部151に対応している。
また、機能ブロック151はローパスのデジタルフィルタの機能ブロックを示していて、「ローパスデジタルフィルタ」と表記している。
この機能ブロック151は、図1において、ローパスデジタルフィルタ処理部151に対応している。
また、図3は観測電圧値から、電池に流れる電流値をセンサ等でモニタして電流値×内部抵抗分の電圧を補正する場合の関係を示したものである。
図3(a)、(b)において、OCVと表記しているのは前記したように、電池の開放電圧である。
図3(a)に示すように電池301は電池電圧生成部分(電圧はOCV)300の他に内部抵抗(R)302を有している。したがって、セル電圧を検出する際に流れる電流により電圧降下があり、電池301の端子で測定される電圧は電池電圧生成部分300の電圧OCVとは異なる。
図3(a)、(b)において、OCVと表記しているのは前記したように、電池の開放電圧である。
図3(a)に示すように電池301は電池電圧生成部分(電圧はOCV)300の他に内部抵抗(R)302を有している。したがって、セル電圧を検出する際に流れる電流により電圧降下があり、電池301の端子で測定される電圧は電池電圧生成部分300の電圧OCVとは異なる。
図3(b)は測定の際に電圧降下の影響を受ける観測波形と電池の開放電圧OCVの関係を示したものであって、縦軸は電圧(V)、横軸は時間(Time)である。
セル電圧を検出する際に流れる電流(直流)iによってi×Rの電圧降下と、リプル(交流)ΔiによってΔi×Rの電圧降下とを含んでいることを示している。なお、Δiとiの電流の流れる方向は状況によって変わる。
このような状況下において、電池の過充電を防止するには電池の開放電圧OCVを把握することが重要である。電池制御で欲しいのはこの中心電圧値である開放電圧OCVである。なお、この測定された電圧は電池1個の電圧値である。この測定されたデジタル値はより上位の制御装置(例えばECU:Electronic control Unit)に行き、総合的に処理される。
セル電圧を検出する際に流れる電流(直流)iによってi×Rの電圧降下と、リプル(交流)ΔiによってΔi×Rの電圧降下とを含んでいることを示している。なお、Δiとiの電流の流れる方向は状況によって変わる。
このような状況下において、電池の過充電を防止するには電池の開放電圧OCVを把握することが重要である。電池制御で欲しいのはこの中心電圧値である開放電圧OCVである。なお、この測定された電圧は電池1個の電圧値である。この測定されたデジタル値はより上位の制御装置(例えばECU:Electronic control Unit)に行き、総合的に処理される。
このセル電圧の観測の際において、観測値にリプル電流の影響が加算された場合、リプル電流の周波数は高く、速い信号なので電流センサによる補正は難しい。したがって、この補正に関しても、後記するランダムサンプリングによるリプルの除去は、有効に働く手段となっている。
なお、電池に流れる電流値をセンサ等でモニタする場合は、すべての電池でこのモニタは共用できる。その理由はすべての電池が直列に接続されているので、同じ電流が流れるからである。
なお、電池に流れる電流値をセンサ等でモニタする場合は、すべての電池でこのモニタは共用できる。その理由はすべての電池が直列に接続されているので、同じ電流が流れるからである。
また、図4、図5は、ローパスデジタルフィルタ処理部151における、ローパスデジタルフィルタ(ローパスフィルタ)の時定数の特性によって、出力波形がどのように変わるかという参考例を示した波形図である。
図4、図5において、細かく変動しているのはサンプル後のADコンバータ141の出力波形であり、相対的に緩やかな波形はローパスデジタルフィルタ処理部151によるフィルタ処理後の出力波形である。
図4、図5において、細かく変動しているのはサンプル後のADコンバータ141の出力波形であり、相対的に緩やかな波形はローパスデジタルフィルタ処理部151によるフィルタ処理後の出力波形である。
図4はローパスデジタルフィルタの時定数を大きくとった場合であり、出力波形はほぼ一定値に近づいている。
これに対し、図5はローパスデジタルフィルタの時定数が図4の場合に比較して小さい場合であって、図4の場合に比較すると変動幅が大きい。したがって、電池のOCVを検知する際には誤差が大きくなる。
また、図4、図5はともにランダムサンプリングの場合の参考例であるが、後記するようなスキャンサンプリングのような場合においては、出力波形の変動幅がさらに大きくなる。
したがって、スキャンサンプリングをした場合には、デジタルフィルタと云えども時定数が大きいと計算量の負担が増大する。そして、同一時間内で処理する場合には、高性能の高速処理のできる高額なデジタルフィルタ、もしくはCPUを必要とする。この観点からもランダムサンプリングを採用する場合には、計算時間の負担を軽減し、低コストの部品ですむ効果がある。
したがって、スキャンサンプリングをした場合には、デジタルフィルタと云えども時定数が大きいと計算量の負担が増大する。そして、同一時間内で処理する場合には、高性能の高速処理のできる高額なデジタルフィルタ、もしくはCPUを必要とする。この観点からもランダムサンプリングを採用する場合には、計算時間の負担を軽減し、低コストの部品ですむ効果がある。
<サンプリングの位相をランダムとする方法>
図6は、ランダムサンプリングの各種ある方法を示すものであり、セル電圧(電池電圧)を測定する場合において、サンプリングの位相をランダムに変化する手法である。なお、位相については後記する。
図6において、一定周期TSが繰り替えされる場合において、この周期TSを基準として、AD変換器のスタート時点を図6に示すように、周期毎にどこで電圧値をサンプリングするかをランダムに変化させるものである。
なお、ランダムに変化させてはいるが1周期TS(360度)内での変化に留めているので、+180度から−180度の間の位相変化である。また、±180度に限らず、例えば±150度の間の位相変化でも、±90度の間の位相変化でもよい。
図6は、ランダムサンプリングの各種ある方法を示すものであり、セル電圧(電池電圧)を測定する場合において、サンプリングの位相をランダムに変化する手法である。なお、位相については後記する。
図6において、一定周期TSが繰り替えされる場合において、この周期TSを基準として、AD変換器のスタート時点を図6に示すように、周期毎にどこで電圧値をサンプリングするかをランダムに変化させるものである。
なお、ランダムに変化させてはいるが1周期TS(360度)内での変化に留めているので、+180度から−180度の間の位相変化である。また、±180度に限らず、例えば±150度の間の位相変化でも、±90度の間の位相変化でもよい。
また、ランダムに変化させてはいるが、それに対応する位相の総和は0(0度)、つまり偏りがないランダム変化としている。このように偏りのないランダムサンプリングにすることによって、検出精度が向上できる。
なお、図6において、ADコンバータのスタート時点を、1回目のサンプリングタイミングであるC1の符号のみで表現しているのは、C1のスタート時点(ADスタート)のみをランダムに変えていて、C1以後のC2(2回目のサンプリングタイミング)、C3(3回目のサンプリングタイミング)等は、C1の後に引き続き行われる方法であるので、C1のスタート時点(ADスタート)の表記のみとしている。
なお、図6において、ADコンバータのスタート時点を、1回目のサンプリングタイミングであるC1の符号のみで表現しているのは、C1のスタート時点(ADスタート)のみをランダムに変えていて、C1以後のC2(2回目のサンプリングタイミング)、C3(3回目のサンプリングタイミング)等は、C1の後に引き続き行われる方法であるので、C1のスタート時点(ADスタート)の表記のみとしている。
≪スキャン順序のランダムな入れ換え方法・第1例≫
図7は、ランダムサンプリングの各種ある方法の第1例を示すものであり、図6におけるC1以後のC2、C3等のランダムサンプリングの具体例であって、セル電圧(電池電圧)をスキャンする場合において、スキャン順序をランダムに入れ換える方法である
図7は、ランダムサンプリングの各種ある方法の第1例を示すものであり、図6におけるC1以後のC2、C3等のランダムサンプリングの具体例であって、セル電圧(電池電圧)をスキャンする場合において、スキャン順序をランダムに入れ換える方法である
図7において、1〜10回目のサンプリングタイミングであるC1〜C10の検出タイミングの順番は、
C1、C2、C3、C4、C5、C6、C7、C8、C9、C10
と、数字の番号順であったのに対し、2周期目では検出タイミングの順番は、
C2、C7、C5、C3、C4、C1、C8、C10、C9、C6
となって、ランダムに変化し、さらに、3周期目では検出タイミングの順番は、
C1、C6、C5、C7、C4、C10、C8、C2、C3、C9
となり、さらに4周期目では検出タイミングの順番は、
C2、C10、C7、C4、C8、C6、C3、C9、C1、C5
となって、ランダムに変化している。例えば、C1に着目してみると、サンプルタイミングが各周期で変化していることが解る。
C1、C2、C3、C4、C5、C6、C7、C8、C9、C10
と、数字の番号順であったのに対し、2周期目では検出タイミングの順番は、
C2、C7、C5、C3、C4、C1、C8、C10、C9、C6
となって、ランダムに変化し、さらに、3周期目では検出タイミングの順番は、
C1、C6、C5、C7、C4、C10、C8、C2、C3、C9
となり、さらに4周期目では検出タイミングの順番は、
C2、C10、C7、C4、C8、C6、C3、C9、C1、C5
となって、ランダムに変化している。例えば、C1に着目してみると、サンプルタイミングが各周期で変化していることが解る。
この方法は処理を一定として、スキャンする順番だけ入れ換えることができるので、CPUの処理周期をサンプリングに合わせて変化させる必要がなく、比較的、処理が軽いという特徴がある。
≪複数のサンプリングAD変換器を使用する方法・第2例≫
図8において、複数のサンプリングAD変換器を用いて位相を変化する方法について説明する。
図8において、2個のサンプリングAD変換器(103、図1)であるIC1、IC2を用いている。IC1は1周期目、3周期目において、セル電圧(電池電圧)をC1〜C10を順番にサンプリングしている。ただし、3周期目は1周期目に対してランダムにスタート位置(ADスタート)を変えている。また、IC2は2周期目、4周期目において、セル電圧(電池電圧)をC1〜C10の順番にサンプリングしている。ただし、4周期目は2周期目に対してランダムにスタート位置(ADスタート)を変えている。
図8において、複数のサンプリングAD変換器を用いて位相を変化する方法について説明する。
図8において、2個のサンプリングAD変換器(103、図1)であるIC1、IC2を用いている。IC1は1周期目、3周期目において、セル電圧(電池電圧)をC1〜C10を順番にサンプリングしている。ただし、3周期目は1周期目に対してランダムにスタート位置(ADスタート)を変えている。また、IC2は2周期目、4周期目において、セル電圧(電池電圧)をC1〜C10の順番にサンプリングしている。ただし、4周期目は2周期目に対してランダムにスタート位置(ADスタート)を変えている。
この方法は、スキャン自身は毎回同じ順序で実施するが、スキャンのスタート位置を処理周期の中で変化させる方法である。
この方法を1個のIC(サンプリングAD変換器)で行うと、前後のスキャンが重なる部分が発生し、調整できなくなるが、2個以上の複数のIC(サンプリングAD変換器)を用いると、補完的にデータを取得でき、かつ取得したデータは2個以上の複数のICがそれぞれ記憶、保持しているので、後に順番を整理して波形を復元できる。
一般のAD変換器には通常入力チャネル順に一通り自動的にスキャンする機能があるので、その機能を利用することができて、処理が軽いという特徴がこの手法にはある。
この方法を1個のIC(サンプリングAD変換器)で行うと、前後のスキャンが重なる部分が発生し、調整できなくなるが、2個以上の複数のIC(サンプリングAD変換器)を用いると、補完的にデータを取得でき、かつ取得したデータは2個以上の複数のICがそれぞれ記憶、保持しているので、後に順番を整理して波形を復元できる。
一般のAD変換器には通常入力チャネル順に一通り自動的にスキャンする機能があるので、その機能を利用することができて、処理が軽いという特徴がこの手法にはある。
(比較回路例、比較制御方法例について)
以下、参考として、各種の比較回路例、比較制御方法例をあげて第1実施形態の特徴について補足する。
以下、参考として、各種の比較回路例、比較制御方法例をあげて第1実施形態の特徴について補足する。
<スキャンサンプリング制御>
図9は比較回路例、比較制御方法例としてのスキャンサンプリング制御の仕方を示す構成図である。
図9におけるセル電圧検出装置600の基本的な構成は、図1に示したセル電圧検出装置100と同一である。異なるのはサンプリングに係る制御部が、図1ではランダムサンプリングを行うランダムサンプリング制御部(R−SAMP)152が、図9ではスキャンサンプリングを行うスキャンサンプリング制御部(S−SAMP)652となっている。この相違にともない図9におけるCPU604とセル電圧検出装置600は、図1と異なる番号をそれぞれ添えている。これら以外、図1と図9において、同一番号を付した各機能は同一の機能を有しているので、説明は省略する。
図9は比較回路例、比較制御方法例としてのスキャンサンプリング制御の仕方を示す構成図である。
図9におけるセル電圧検出装置600の基本的な構成は、図1に示したセル電圧検出装置100と同一である。異なるのはサンプリングに係る制御部が、図1ではランダムサンプリングを行うランダムサンプリング制御部(R−SAMP)152が、図9ではスキャンサンプリングを行うスキャンサンプリング制御部(S−SAMP)652となっている。この相違にともない図9におけるCPU604とセル電圧検出装置600は、図1と異なる番号をそれぞれ添えている。これら以外、図1と図9において、同一番号を付した各機能は同一の機能を有しているので、説明は省略する。
図9において、マルチプレクサ142のサンプル制御方法は、スキャンサンプリング制御部652によってスキャンサンプリングを行っているので、RCフィルタ群回路102、ローパスデジタルフィルタ処理部151における時定数が、図1におけるそれぞれの時定数と同一の値であれば、スキャンサンプリングの周波数と組電池101に含まれるリプルの周波数成分の関係でエリアシングの影響が残り、ローパスデジタルフィルタ処理部151の出力信号660には検出誤差が生じる。
なお、このスキャンサンプリングで制御する場合において、誤差を軽減するにはローパスデジタルフィルタ処理部151において時定数をさらに大きくとる必要がある。
なお、このスキャンサンプリングで制御する場合において、誤差を軽減するにはローパスデジタルフィルタ処理部151において時定数をさらに大きくとる必要がある。
<スキャンサンプリング手法>
図10は比較回路で使用されるスキャンサンプリング手法について示したものである。
図10において、周期毎にサンプリングを開始するタイミングは各周期の最初の位置(ADスタート)で一定している。この場合にはスキャンする周期として一定の周期であるTSが出現しているので、セル電圧のリプルに含まれる周波数成分にスキャン周波数(1/TS)の1/2(ナイキスト周波数)以上の周波数があれば、エリアシング(折り返し誤差、折り返し歪み)が生じて検出誤差の原因となる。
図10は比較回路で使用されるスキャンサンプリング手法について示したものである。
図10において、周期毎にサンプリングを開始するタイミングは各周期の最初の位置(ADスタート)で一定している。この場合にはスキャンする周期として一定の周期であるTSが出現しているので、セル電圧のリプルに含まれる周波数成分にスキャン周波数(1/TS)の1/2(ナイキスト周波数)以上の周波数があれば、エリアシング(折り返し誤差、折り返し歪み)が生じて検出誤差の原因となる。
<ナイキスト周波数以下の入力波形に対する応答>
図11はナイキスト周波数以下の入力波形に対する応答を参考として示す。
図11において、縦軸は入力電圧であり、横軸は時間(sec)を示している。入力した電圧波形(入力波形)をサンプリングしている様子を示している。図11における入力波形の周波数は1Hz(周期1sec)であり、サンプル周波数は50Hz(周期20msec)である。このとき、入力波形の周波数がナイキスト周波数(1/2サンプル周波数)以下であるので、波形データは問題なく取得できる。
なお、入力波形は、サイン波(正弦波)であって、振幅は3±1Vである。
図11はナイキスト周波数以下の入力波形に対する応答を参考として示す。
図11において、縦軸は入力電圧であり、横軸は時間(sec)を示している。入力した電圧波形(入力波形)をサンプリングしている様子を示している。図11における入力波形の周波数は1Hz(周期1sec)であり、サンプル周波数は50Hz(周期20msec)である。このとき、入力波形の周波数がナイキスト周波数(1/2サンプル周波数)以下であるので、波形データは問題なく取得できる。
なお、入力波形は、サイン波(正弦波)であって、振幅は3±1Vである。
<ナイキスト周波数以上の入力波形に対する応答>
次に、入力波形の周波数成分がナイキスト周波数を超えてしまって、エリアシングにより誤差が起こる例をあげる。図12(a)、(b)、(c)は、入力波形が図11に示した入力波形に対して、ナイキスト周波数以上の入力波形に対する応答例である。図12(a)は位相差0度、図12(b)は位相差30度、図12(c)は位相差90度のときの応答である。
なお、ここでの位相とは入力波形位相とサンプリング位相のずれであって、1波形(波長)分のずれがあれば360度に相当する。そのずれを位相差として角度で表現している。また、図12(a)、(b)、(c)における入力波形は、周波数50Hz(周期20msec)のサイン波(正弦波)であって、振幅は3±1Vである。また、サンプル周波数は50Hz(周期20msec)である。
次に、入力波形の周波数成分がナイキスト周波数を超えてしまって、エリアシングにより誤差が起こる例をあげる。図12(a)、(b)、(c)は、入力波形が図11に示した入力波形に対して、ナイキスト周波数以上の入力波形に対する応答例である。図12(a)は位相差0度、図12(b)は位相差30度、図12(c)は位相差90度のときの応答である。
なお、ここでの位相とは入力波形位相とサンプリング位相のずれであって、1波形(波長)分のずれがあれば360度に相当する。そのずれを位相差として角度で表現している。また、図12(a)、(b)、(c)における入力波形は、周波数50Hz(周期20msec)のサイン波(正弦波)であって、振幅は3±1Vである。また、サンプル周波数は50Hz(周期20msec)である。
≪位相差が0度の場合≫
図12(a)においては、ナイキスト周波数以上の入力波形に対する応答であって、位相差が0度の場合である。この位相差0度は図11の波形(周波数は異なる)を例とすれば時間軸において、0sec(0/360)のときの値を繰り返し取得した場合に相当し、電圧値3Vの値が繰り返し取得される。このときの様子を図12(a)は示している。
このとき、出力の平均電圧はほぼ同一の値とはなっているものの、出力波形は一定であって、偶然、この状態ならば中心電圧が得られるので問題はない。
図12(a)においては、ナイキスト周波数以上の入力波形に対する応答であって、位相差が0度の場合である。この位相差0度は図11の波形(周波数は異なる)を例とすれば時間軸において、0sec(0/360)のときの値を繰り返し取得した場合に相当し、電圧値3Vの値が繰り返し取得される。このときの様子を図12(a)は示している。
このとき、出力の平均電圧はほぼ同一の値とはなっているものの、出力波形は一定であって、偶然、この状態ならば中心電圧が得られるので問題はない。
≪位相差が30度の場合≫
図12(b)においては、ナイキスト周波数以上の入力波形に対する応答であって、位相差が30度の場合である。この位相差30度は図11の波形(周波数は異なる)を例とすれば時間軸において、約0.083sec(30/360sec)のときの値を繰り返し取得した場合に相当し、電圧値は約3.5Vの値が繰り返し取得される。このときの様子を図12(b)は示している。
このとき、出力波形は一定であって、入力波形を再現していない、と同時に平均電圧も約0.5V高い値を示していて、誤差が重畳していることが解る。
図12(b)においては、ナイキスト周波数以上の入力波形に対する応答であって、位相差が30度の場合である。この位相差30度は図11の波形(周波数は異なる)を例とすれば時間軸において、約0.083sec(30/360sec)のときの値を繰り返し取得した場合に相当し、電圧値は約3.5Vの値が繰り返し取得される。このときの様子を図12(b)は示している。
このとき、出力波形は一定であって、入力波形を再現していない、と同時に平均電圧も約0.5V高い値を示していて、誤差が重畳していることが解る。
≪位相差が90度の場合≫
図12(c)においては、ナイキスト周波数以上の入力波形に対する応答であって、位相差が90度の場合である。この位相差90度は図11の波形(周波数は異なる)を例とすれば時間軸において、0.25sec(90/360)のときの値を繰り返し取得した場合に相当し、電圧値は約4Vの値が繰り返し取得される。このときの様子を図12(c)は示している。
このとき、出力波形は一定であって、入力波形を再現していない、と同時に平均電圧も約1V高い値を示していて、最大の誤差となって重畳している。
図12(c)においては、ナイキスト周波数以上の入力波形に対する応答であって、位相差が90度の場合である。この位相差90度は図11の波形(周波数は異なる)を例とすれば時間軸において、0.25sec(90/360)のときの値を繰り返し取得した場合に相当し、電圧値は約4Vの値が繰り返し取得される。このときの様子を図12(c)は示している。
このとき、出力波形は一定であって、入力波形を再現していない、と同時に平均電圧も約1V高い値を示していて、最大の誤差となって重畳している。
以上に示した図12(a)、(b)、(c)は一例であって、実際にはナイキスト周波数以上の入力波形の周波数成分は様々であり、その波形成分の電圧値や位相も様々であるので、エリアシングによる影響は一様ではない。しかしながらスキャンサンプリングのような(比較例のような)一定の周波数成分が出現するような方法ではエリアシングによる影響が起きやすい。
次に、本発明のセル電圧検出装置の第2実施形態について説明する。
(第2実施形態)
図13は、第2実施形態のセル電圧検出装置の構成を示すブロック図である。第2実施形態のセル電圧検出装置700は、検出したセル電圧の取り扱い方に特徴がある。セル電圧検出装置700は、二つの電圧検出装置である第1電圧検出部711と第2電圧検出部712を備えている。第1電圧検出部711と第2電圧検出部712は、同一の電池(電池セル)710の電圧を検出している。第1電圧検出部711と第2電圧検出部712の検出電圧は、ともに最大電圧検出部713と比較部714に入力している。
(第2実施形態)
図13は、第2実施形態のセル電圧検出装置の構成を示すブロック図である。第2実施形態のセル電圧検出装置700は、検出したセル電圧の取り扱い方に特徴がある。セル電圧検出装置700は、二つの電圧検出装置である第1電圧検出部711と第2電圧検出部712を備えている。第1電圧検出部711と第2電圧検出部712は、同一の電池(電池セル)710の電圧を検出している。第1電圧検出部711と第2電圧検出部712の検出電圧は、ともに最大電圧検出部713と比較部714に入力している。
なお、図13においては、第1電圧検出部(711)を「電圧検出部1」、第2電圧検出部(712)を「電圧検出部2」と表記している。
また、最大電圧検出部(713)を「MAX」と表記し、また比較部(714)はそのまま「比較部」と表記している。
また、最大電圧検出部(713)を「MAX」と表記し、また比較部(714)はそのまま「比較部」と表記している。
比較部714は同一電池セルの電圧を測定した、第1電圧検出部711と第2電圧検出部712の検出電圧を比較して、その差の絶対値を検出する。そして、比較部714はそれらに所定値以上(異常判定閾値)の差異があれば、電池セルもしくは電圧検出部(711、712)に異常があるとして、異常フラグを比較部714から出力する。
また、最大電圧検出部(MAX)713は第1電圧検出部711と第2電圧検出部712の検出電圧を比較して大きい電圧を選択して出力する。
なお、この最大値を検出された電池セルが、充電の際に過充電となる危険性が最も高い電池セルである。したがって、最大電圧検出部713から出力、送信される電圧値が所定の上限電圧値を超す場合には、過充電の危険性を示す判断基準となる。
また、前記した第1電圧検出部711と第2電圧検出部712による同一のセルに対する電圧検出のタイミングは極力同時が望ましい。
なお、この最大値を検出された電池セルが、充電の際に過充電となる危険性が最も高い電池セルである。したがって、最大電圧検出部713から出力、送信される電圧値が所定の上限電圧値を超す場合には、過充電の危険性を示す判断基準となる。
また、前記した第1電圧検出部711と第2電圧検出部712による同一のセルに対する電圧検出のタイミングは極力同時が望ましい。
以上に述べた第2実施形態では、二つの独立したセル電圧検出装置700の出力する電圧値の内、高い方を当該電池セルの電圧と判断するため、セル電圧検出装置700内の回路の不具合により、誤検出が発生した場合でも、より確実にリチウムイオン電池セルの過充電が防止できる。
また、前記したようにセル電圧検出装置700の不具合を検出できるとともに、最大電圧検出部713により高い電圧値を採用しているため、所定の異常判定閾値の設定をより緩く設定できる。したがって、セル電圧検出装置700が故障しているという誤った判断を低減することができる。
なお、第1電圧検出部711、第2電圧検出部712、最大電圧検出部713、比較部714は、セル電圧検出装置700が装置であるので表記したそれぞれの名称である。装置という観点ではなく、方法、つまりセル電圧検出方法と見た場合には、前記の各部の名称を第1電圧検出手段711、第2電圧検出手段712、最大電圧検出手段713、比較手段714と表記するものとする。
<比較回路、方式との対比>
図14は複数(2個)の電圧検出部を備えて検出電圧と異常フラグを出力する回路を、本発明の第2実施形態の比較対象として参考に示したものである。
図14において、電池710、第1電圧検出部711、第2電圧検出部712、比較部714は図13と同一である。しかしながら図13における最大電圧検出部713が図14には存在していない。その代わりに図14では第1電圧検出部711の出力電圧をセル電圧検出装置の検出電圧として出力している。
図14は複数(2個)の電圧検出部を備えて検出電圧と異常フラグを出力する回路を、本発明の第2実施形態の比較対象として参考に示したものである。
図14において、電池710、第1電圧検出部711、第2電圧検出部712、比較部714は図13と同一である。しかしながら図13における最大電圧検出部713が図14には存在していない。その代わりに図14では第1電圧検出部711の出力電圧をセル電圧検出装置の検出電圧として出力している。
したがって、図14の従来にみられた回路方式においては、第1電圧検出部711と第2電圧検出部712との差異による異常フラグは検知できるものの、過充電を防ぐ判断基準となる最も高い電池セルの電圧値は不明であった。
(過充電保護の電池システムの実施形態)
前記した第1実施形態、第2実施形態のセル電圧検出装置を用いて、回生可能な負荷への電力供給用として用いられる組電池のセルを、回生時における過充電から保護する電池システムの実施形態を次に示す。
前記した第1実施形態、第2実施形態のセル電圧検出装置を用いて、回生可能な負荷への電力供給用として用いられる組電池のセルを、回生時における過充電から保護する電池システムの実施形態を次に示す。
<過充電保護の電池システムの制御ブロック図>
図15は組電池のセルを回生時における過充電から保護する電池システムの制御方法のブロック図である。図15において、セル(電池セル)801からセル電圧を、セル電圧センサ802が検出して、電圧データとしてリレー制御部803に送っている。リレー制御部803は、バッテリ805とインバータ806との間に備えられたリレー804のオンオフ(ON、OFF)を制御している。
なお、インバータ806は、バッテリ805を電源としてモータ807に変換した電力を供給している。
また、本発明のセル電圧検出装置の第1実施形態、第2実施形態はセル電圧センサ802として、もしくはそれを補完する装置として用いられる。
図15は組電池のセルを回生時における過充電から保護する電池システムの制御方法のブロック図である。図15において、セル(電池セル)801からセル電圧を、セル電圧センサ802が検出して、電圧データとしてリレー制御部803に送っている。リレー制御部803は、バッテリ805とインバータ806との間に備えられたリレー804のオンオフ(ON、OFF)を制御している。
なお、インバータ806は、バッテリ805を電源としてモータ807に変換した電力を供給している。
また、本発明のセル電圧検出装置の第1実施形態、第2実施形態はセル電圧センサ802として、もしくはそれを補完する装置として用いられる。
<リレー制御部判断フロー>
図16はリレー制御部803(図15)の判断フローを示したものである。
バッテリ805を電源として、電力を変換するインバータ806を通し、モータ807を駆動する場合には、リレー804はオン(ON)していなければいけないので、リレー制御部803は格別な判断をする必要はない。
図16はリレー制御部803(図15)の判断フローを示したものである。
バッテリ805を電源として、電力を変換するインバータ806を通し、モータ807を駆動する場合には、リレー804はオン(ON)していなければいけないので、リレー制御部803は格別な判断をする必要はない。
しかしながら、電気自動車が減速に入り回生制動をするようになると、モータ807は発電機となって、インバータ806を介してバッテリ805に直流電力を供給する。このとき、バッテリ805のセル電圧が低い場合には、回生された電力を充電すべきであるが、バッテリ805のセル電圧が高い場合には、セルが過充電となる危険性がある。したがって、リレー制御部900はその判断が必要となる。図16はその際のリレー制御部の判断フローを示したものである。
図16において、リレー制御部900はセル電圧センサ802(図15)からの電圧データ受け取ると、そのデータに基づいてその最大セル電圧が予め定められている過充電の閾値電圧(過充電閾値)より大きいか否かを判定する(ステップS901)。
最大セル電圧が過充電閾値より大きい場合(ステップS901・YES)には、過充電になる状態であると判断して、リレー804(図15)をOPEN(オープン、オフ)する(ステップS902)。
リレー804をOPENした(ステップS902)後は、判断フローを終了する(END904)。
ステップS901において、最大セル電圧が過充電閾値より小さいか同じである場合(ステップS901・NO)には、正常に充電できる状態であると判断して、リレー804(図15)をCLOSE(クローズ、オン)する(ステップS903)。
リレー804をCLOSEした(ステップS903)後は、判断フローを終了する(END904)。
<セル電圧情報の使われ方>
図17は本発明の第1実施形態、第2実施形態のセル電圧検出装置で検出したセル電圧情報のハイブリッドカーにおける使われ方を示したフロー図である。
図17において、セル電圧センサ1002が、セル(電池セル)1001からセル電圧を検出して、電圧データとしてSOC(State Of Charge)算出部1003に送っている。SOC算出部1003において電池の残容量が算出され、その算出結果に基づいて出力リミット計算部1004ではモータの出力計算リミットの計算が行われ、MOT(Motor)出力リミット値がトルク演算部1006へ送られる。
図17は本発明の第1実施形態、第2実施形態のセル電圧検出装置で検出したセル電圧情報のハイブリッドカーにおける使われ方を示したフロー図である。
図17において、セル電圧センサ1002が、セル(電池セル)1001からセル電圧を検出して、電圧データとしてSOC(State Of Charge)算出部1003に送っている。SOC算出部1003において電池の残容量が算出され、その算出結果に基づいて出力リミット計算部1004ではモータの出力計算リミットの計算が行われ、MOT(Motor)出力リミット値がトルク演算部1006へ送られる。
また、アクセルペダル1005が踏まれているペダル角度(θth)の情報がトルク演算部1006に送られる。トルク演算部1006においては、MOT出力リミット値とペダル角度(θth)の情報に基づき、MOT要求トルクとENG(Engine)要求トルクが演算される。なお、MOTトルク演算部1007とトルク演算部1006を備えてトルク制御部1008が構成されている。
トルク演算部1006で演算されたMOT要求トルク(値)は、MOTトルク演算部1007に入力している。MOTトルク演算部1007では、MOT要求トルク(値)を基にMOT出力トルク(値)が演算され、MOT制御部1009にMOT出力トルク(値)が送られている。
MOT制御部1009では、MOT出力トルク(値)に基づきモータ1010を制御し、モータ1010はMOT実トルクを発生する。
トルク演算部1006で演算されたENG要求トルク(値)は、ENG制御部1011に送られている。
ENG制御部1011では、ENG要求トルク(値)に基づきENG1012を制御(燃料噴射量)し、ENG1012はENG実トルクを発生する。
なお、以上において、前記したように、SOC算出部1003で電池の残容量(SOC)が算出されている。それに基づいた組電池101(図1)が出力できるMOT出力リミット値が出力リミット計算部1004からトルク制御部1008のMOTトルク演算部1007に送られている。このときの電池の残容量に基づいたMOT出力リミット値では、アクセルペダル1005からの要求される出力は必ずしも出力できない。
したがって、燃料消費によるENG制御1011がよいのか、組電池101(図1)によるMOT制御1009がよいのかを、トルク制御部1008は判断して、MOT出力トルク(値)とENG要求トルク(値)を出力している。
したがって、燃料消費によるENG制御1011がよいのか、組電池101(図1)によるMOT制御1009がよいのかを、トルク制御部1008は判断して、MOT出力トルク(値)とENG要求トルク(値)を出力している。
なお、本発明のセル電圧検出装置の第1実施形態、第2実施形態はセル電圧センサ1002として、もしくはそれを補完する装置として用いられる。
また、図17においては、「SOC値」、「MOT出力トルク値」などと表記すべきところをそれぞれ「SOC」、「MOT出力トルク」と簡略化して表記している。
また、図17においては、「SOC値」、「MOT出力トルク値」などと表記すべきところをそれぞれ「SOC」、「MOT出力トルク」と簡略化して表記している。
<電気自動車における各装置の配置>
図18は電気システムの主な各装置が、電気自動車の中で、どのように搭載配置されているかの概要を示したものである。
電気自動車1101の中央から後方部にバッテリ(BAT)1102が備えられ、隣接してインバータ(INV)1103が配置されている。また、電気自動車1101の車体の前部にはモータ(MOT)1104とエンジン(ENG)1105が配置されている。以上の各装置は前述した電気系統によって関連づけられている。
なお、本発明のセル電圧検出装置の第1実施形態、第2実施形態が、以上の電気系統に備えられていると、高電圧系のリプルノイズが発生しやすい環境で使用しても検出精度が低下しない。したがって、信頼性の高い、性能に優れる電気自動車となる。
また、バッテリ(BAT)1102はリチウムイオン組電池で構成されている。
図18は電気システムの主な各装置が、電気自動車の中で、どのように搭載配置されているかの概要を示したものである。
電気自動車1101の中央から後方部にバッテリ(BAT)1102が備えられ、隣接してインバータ(INV)1103が配置されている。また、電気自動車1101の車体の前部にはモータ(MOT)1104とエンジン(ENG)1105が配置されている。以上の各装置は前述した電気系統によって関連づけられている。
なお、本発明のセル電圧検出装置の第1実施形態、第2実施形態が、以上の電気系統に備えられていると、高電圧系のリプルノイズが発生しやすい環境で使用しても検出精度が低下しない。したがって、信頼性の高い、性能に優れる電気自動車となる。
また、バッテリ(BAT)1102はリチウムイオン組電池で構成されている。
(本発明と実施形態の補足)
以上、本発明の第1実施形態によれば、セル電圧検出装置が入力する電池セルの入力波形をランダムサンプリングするので、ナイキスト周波数(サンプリング周波数の1/2の周波数)以上で発生するエリアシング(折り返し雑音、折り返し歪み)の影響を大幅に緩和するという効果がある。
また、ハードウェアの構成としてはエリアシングが発生する程度のRCフィルタの設定にしておくことにより、応答性や精度を確保して、格別に高精度で高コストのAD変換器も用いずにデジタルデータに変換する。そして、ソフトウェア(サンプリング含む)にてエリアシングの影響を緩和する方法をとる。
以上、本発明の第1実施形態によれば、セル電圧検出装置が入力する電池セルの入力波形をランダムサンプリングするので、ナイキスト周波数(サンプリング周波数の1/2の周波数)以上で発生するエリアシング(折り返し雑音、折り返し歪み)の影響を大幅に緩和するという効果がある。
また、ハードウェアの構成としてはエリアシングが発生する程度のRCフィルタの設定にしておくことにより、応答性や精度を確保して、格別に高精度で高コストのAD変換器も用いずにデジタルデータに変換する。そして、ソフトウェア(サンプリング含む)にてエリアシングの影響を緩和する方法をとる。
この構成と方法をとることにより、フィルタ時定数を大きくする必要がないので低コストで回路を組むことができる。また、高速サンプリングが必要ないので低コストのAD変換器を利用できる。また、フィルタ時定数を大きくする必要がないので、電圧の応答性がよい。また、フィルタ時定数を大きくする必要がないので精度がよいという特徴がある。
したがって、この方法により、低コストの構成で、高精度、高応答性が確保でき、過充電や誤動作を防止できる効果がある。
したがって、この方法により、低コストの構成で、高精度、高応答性が確保でき、過充電や誤動作を防止できる効果がある。
また、本発明の第2実施形態によれば、前記したように二つの独立した前記第1電圧検出部と前記第2電圧検出部のそれぞれの出力する電圧値の高い方を当該電池セルの電圧と判断するため、第1電圧検出部もしくは第2電圧検出部の回路の不具合によって誤検出が発生した場合でも、より確実にリチウムイオン電池セルの過充電が防止できる。
したがって、過充電による発熱を確実に防止できる。また、リチウムイオン電池は、特に低温時、充電による過電圧により負極がリチウム金属の還元電位に析出する可能性があり、リチウム金属の析出は、電極活物質の失活の原因となり、顕著な性能劣化を引き起こす。このような性能劣化をより確実に防止できて、電気自動車の耐久年数が向上する。
したがって、過充電による発熱を確実に防止できる。また、リチウムイオン電池は、特に低温時、充電による過電圧により負極がリチウム金属の還元電位に析出する可能性があり、リチウム金属の析出は、電極活物質の失活の原因となり、顕著な性能劣化を引き起こす。このような性能劣化をより確実に防止できて、電気自動車の耐久年数が向上する。
また、本発明の第1実施形態、第2実施形態のセル電圧検出装置は、より上位の電気的制御装置であるECUが統括する電気システムのもとに活用、制御される。またECUを上位の制御装置と適宜、表記している。
また、以上において、本発明の実施形態をセル電圧検出装置として説明したが、装置のみでなく、電池システムにおけるセル電圧検出方法の説明を兼ねている。
また、本願の発明は電気自動車とハイブリッド車を主たる対象としているが、PHEV車(Plug-in Hybrid Electric Vehicle)、あるいは燃料電池自動車においても、電池の過充電防止や、寿命向上の観点から有効な手法である。
また、自動車のみならず、船舶、航空機、鉄道車両等へも適用可能である。
また、自動車のみならず、船舶、航空機、鉄道車両等へも適用可能である。
100、600、700 セル電圧検出装置
101 組電池、バッテリ
102 RCフィルタ群、RCフィルタ群回路(複数のフィルタ回路)
103 サンプリングAD変換器
104、604 CPU
111、112、・・・、11n 電池セル、セル
121、122、・・・、12n 抵抗
131、132、・・・、13n コンデンサ
141 ADコンバータ(ADC)
142 マルチプレクサ(MUX)
151 ローパスデジタルフィルタ、ローパスデジタルフィルタ処理部(D−FLT)、(フィルタ処理機能)、機能ブロック
152 ランダムサンプリング制御部(R-SAMP)、(サンプリング制御機能)
160、660 データ出力端子
201、501 入力波形
202 出力波形、中心電圧値
203 サンプリング出力波形
213 ランダムサンプリングとAD変換の機能ブロック(ランダムサンプル、AD変換)
300 電池電圧生成部分、内部抵抗が無い電池セル
301 電池セル、内部抵抗が有る電池セル、
302 内部抵抗
652 スキャンサンプリング制御部
710 電池、電池セル(リチウムイオン組電池)
711 第1電圧検出部(電圧検出部1)、第1電圧検出手段
712 第2電圧検出部(電圧検出部2)、第2電圧検出手段
713 最大電圧検出部(MAX)、最大電圧検出手段
714 比較部、比較手段
801、1001 セル(電池セル)
802、1002 セル電圧センサ
803 リレー制御部
804 リレー
805 バッテリ
806 インバータ
807、1010 モータ(駆動モータ)
1003 SOC算出、SOC算出部
1004 出力リミット計算、出力リミット計算部
1005 アクセルペダル
1006 トルク演算、トルク演算部
1007 MOTトルク演算、MOTトルク演算部
1008 トルク制御部
1009 MOT制御、MOT制御部
1011 ENG制御、ENG制御部
1012、1105 ENG、エンジン(ENG)
1101 電気自動車(車両)
1102 バッテリ(BAT)
1103 インバータ(INV)
1104 モータ(MOT)
101 組電池、バッテリ
102 RCフィルタ群、RCフィルタ群回路(複数のフィルタ回路)
103 サンプリングAD変換器
104、604 CPU
111、112、・・・、11n 電池セル、セル
121、122、・・・、12n 抵抗
131、132、・・・、13n コンデンサ
141 ADコンバータ(ADC)
142 マルチプレクサ(MUX)
151 ローパスデジタルフィルタ、ローパスデジタルフィルタ処理部(D−FLT)、(フィルタ処理機能)、機能ブロック
152 ランダムサンプリング制御部(R-SAMP)、(サンプリング制御機能)
160、660 データ出力端子
201、501 入力波形
202 出力波形、中心電圧値
203 サンプリング出力波形
213 ランダムサンプリングとAD変換の機能ブロック(ランダムサンプル、AD変換)
300 電池電圧生成部分、内部抵抗が無い電池セル
301 電池セル、内部抵抗が有る電池セル、
302 内部抵抗
652 スキャンサンプリング制御部
710 電池、電池セル(リチウムイオン組電池)
711 第1電圧検出部(電圧検出部1)、第1電圧検出手段
712 第2電圧検出部(電圧検出部2)、第2電圧検出手段
713 最大電圧検出部(MAX)、最大電圧検出手段
714 比較部、比較手段
801、1001 セル(電池セル)
802、1002 セル電圧センサ
803 リレー制御部
804 リレー
805 バッテリ
806 インバータ
807、1010 モータ(駆動モータ)
1003 SOC算出、SOC算出部
1004 出力リミット計算、出力リミット計算部
1005 アクセルペダル
1006 トルク演算、トルク演算部
1007 MOTトルク演算、MOTトルク演算部
1008 トルク制御部
1009 MOT制御、MOT制御部
1011 ENG制御、ENG制御部
1012、1105 ENG、エンジン(ENG)
1101 電気自動車(車両)
1102 バッテリ(BAT)
1103 インバータ(INV)
1104 モータ(MOT)
Claims (9)
- 複数の電池セルにより構成される組電池のセル電圧を検出するセル電圧検出装置であって、
前記電池セルごとに対応づけられて設けられる複数のフィルタ回路と、
複数の入力端子からの入力信号を選択して出力するマルチプレクサと該マルチプレクサの出力をAD変換するADコンバータとを有するサンプリングAD変換器と、
フィルタ処理機能とサンプリング制御機能とを有するCPUとを備え、
前記複数のフィルタ回路の出力端子が前記マルチプレクサの入力端子に接続され、前記ADコンバータの出力は前記CPUのフィルタ処理機能で処理され、前記CPUのサンプリング制御機能が前記マルチプレクサに指示する制御信号は特定の電池セルにおける複数のセル電圧のデジタルデータのサンプリング間隔が前後で異なるように制御されることを特徴とするセル電圧検出装置。 - 前記CPUのサンプリング制御機能は一定の時間間隔のサンプリング周期のサンプリングタイミングを基準に、少なくともプラスマイナス180度範囲でサンプリングタイミングをずらすことで、サンプリング間隔を前後で異ならせていることを特徴とする請求項1に記載のセル電圧検出装置。
- 前記CPUのサンプリング制御機能は一定のサンプリング回数でのサンプリングタイミングの位相をずらす量の平均値がゼロ近傍となるようにサンプリングタイミングをずらしていることを特徴とする請求項2に記載のセル電圧検出装置。
- 前記CPUのサンプリング制御機能は複数の電池セルのサンプリングタイミング順序を入れ替えることで特定の電池セルにおけるサンプリング間隔を前後で異ならせていることを特徴とする請求項1乃至請求項3のいずれか一項に記載のセル電圧検出装置。
- 前記サンプリングAD変換器は二つのサンプリングAD変換器で構成され、該二つのサンプリングAD変換器を交互に用いて、それぞれのマルチプレクサが同一の順序で複数の電池セルのセル電圧を検出し、かつ複数の電池セルのセル電圧検出開始タイミングをランダムにすることで、特定の電池セルにおけるサンプリング間隔を前後で異ならせていることを特徴とする請求項4に記載のセル電圧検出装置。
- 前記セル電圧検出装置がインバータで直流変換した電力で駆動するモータを用いた電気自動車に搭載されたことを特徴とする請求項1乃至請求項5のいずれか一項に記載のセル電圧検出装置。
- 組電池のセル電圧検出装置と、前記組電池の充放電を制御する制御装置とを含んで構成され、回生可能な負荷への前記組電池からの電力供給および前記組電池への回生充電を行う電池システムであって、
前記セル電圧検出装置は、
前記複数の電池セルの電圧をそれぞれ入力する第1電圧検出部と、
前記第1電圧検出部が取得する電池セルの電圧と同じ電池セルの電圧をそれぞれ入力する第2電圧検出部と、
前記第1電圧検出部および前記第2電圧検出部から入力した同一の電池セルにおける二つの電圧値のうち高い電圧値を出力する最大電圧検出部と、を備えており、
前記制御装置は前記最大電圧検出部の出力した電圧とセル電圧の所定の上限電圧値とを比較して、上限電圧値を上回っている場合に前記負荷から前記組電池への回生電力供給を制限もしくは遮断することを特徴とする電池システム。 - 前記負荷は駆動モータであって、前記組電池は車両用の駆動電源であることを特徴とする請求項7に記載の電池システム。
- 組電池のセル電圧検出手段と、前記組電池の充放電を制御する制御手段とを含んで構成され、回生可能な負荷への前記組電池からの電力供給用および前記組電池への回生充電を行う電池システムにおけるセル電圧検出方法であって、
前記複数の電池セルの電圧をそれぞれ入力する第1電圧検出手段と、
前記第1電圧検出手段が取得する電池セルの電圧と同じ電池セルの電圧をそれぞれ入力する第2電圧検出手段と、
前記第1電圧検出手段および前記第2電圧検出手段から入力した同一の電池セルにおける二つの電圧値のうち高い電圧値を出力する最大電圧検出手段と、を備えており、
前記制御手段は前記最大電圧検出手段の出力した電圧とセル電圧の所定の上限電圧値とを比較して、上限電圧値を上回っている場合に前記負荷から前記組電池への回生電力供給を制限もしくは遮断することを特徴とする電池システムにおけるセル電圧検出方法。
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FR3079976B1 (fr) * | 2018-04-09 | 2020-04-17 | Safran | Module d'acquisition pour un systeme de surveillance d'une machine tournante, systeme et procede de surveillance |
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JP3591177B2 (ja) * | 1996-12-11 | 2004-11-17 | 富士ゼロックス株式会社 | 画像形成装置のトナー濃度制御方法及びトナー濃度制御装置 |
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JP4266489B2 (ja) * | 2000-04-24 | 2009-05-20 | 大阪瓦斯株式会社 | 超音波ガスメータ |
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JP2007021282A (ja) * | 2005-07-12 | 2007-02-01 | Hitachi Ltd | 廃棄物処理装置および処理方法 |
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