JP5478525B2 - 送信方法、及び送信装置 - Google Patents

Description

本発明は、同一の周波数チャネルを用い、異なる複数の送信アンテナより独立な信号系列を空間多重し、１つ以上の通信相手に送信する高速無線アクセスシステムにおける送信方法、及び送信装置に関する。

近年、２．４ＧＨｚ帯、または５ＧＨｚ帯を用いた高速無線アクセスシステムとして、ＩＥＥＥ８０２．１１ｇ規格、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格などの普及が目覚しい。これらのシステムでは、マルチパスフェージング環境での通信品質特性を安定化させるための技術である直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調方式を用い、最大で５４Ｍｂｐｓの物理層伝送速度を実現している。

但し、ここでの伝送速度とは、物理レイヤ上での伝送速度であり、実際には、ＭＡＣ（Medium Access Control）レイヤでの伝送効率が５０〜７０％程度である。このため、実際のスループットの上限値は、３０Ｍｂｐｓ程度であり、情報交換を必要とする通信相手が増えれば、この特性は更に低下する。一方で、有線ＬＡＮの世界では、Ｅｔｈｅｒｎｅｔ（登録商標）の１００Ｂａｓｅ−Ｔインタフェースをはじめ、各家庭にも光ファイバを用いたＦＴＴＨ（Fiber to the home）の普及から、１００Ｍｂｐｓの高速回線の提供が普及しており、無線ＬＡＮの世界においても更なる伝送速度の高速化が求められている。

そのための技術として、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎにおいて、空間多重送信技術としてＭＩＭＯ（Multiple input multiple output）技術が導入された。さらに、ＩＥＥＥ８０２．１１ａｃでは、マルチユーザＭＩＭＯ送信方法が検討されている（例えば、非特許文献１参照）。いずれも送信アンテナ数を増大させることにより、伝送品質やスループットを増大することが可能となるが、アンテナ数が増大すると、演算負荷が増大することとなり、送信に先立って決定すべき変調方式や、符号化率からなる伝送モードや、ＮＡＶ（Network Allocation Vetcor）などで指定する非送信区間の長さについて、瞬時に決定することが難しい問題がある。

先行技術について、送信装置のアンテナ素子数をＭ、通信相手の数をＵ、通信相手の受信アンテナ素子数をＮとし、送信方法の例を示す。図４は、伝搬環境に最適となるように送信指向性を制御し、空間多重により伝送速度を向上させる、従来技術におけるＢＤ指向性制御法を適用した送信部の構成例を示すブロック図である。符号９００は、データ分割回路、９０１−１〜９０１−Ｌは、変調回路、９０２は、送信ウエイト乗算回路、９０３−１〜９０３−Ｍは、無線部、９０４−１〜９０４−Ｍは、アンテナ素子、９１０は、送信ウエイト演算決定回路である。

アンテナ９０４−１〜９０４−Ｍ、及び無線部９０３−１〜９０３−Ｍは、無線信号の送受信を行うことが可能であり、また、これらを介して送信部の各アンテナ９０４−１〜９０４−Ｍと通信相手の各アンテナ間のチャネル応答行列を推定する。このチャネル応答行列の取得方法は、ここでは明記しないが、アンテナ９０４−１〜９０４−Ｍにおいて既知信号の受信を行った際に得られる情報を元に推定するか、もしくは受信信号に含まれる送信側で推定したチャネル情報についてのフィードバック情報を用いて、チャネル行列の情報が取得される。送信を行う通信相手が決定されると、チャネル行列情報を用いて、送信ウエイト演算回路９１０では、ＭＩＭＯ技術、もしくはマルチユーザＭＩＭＯ技術に用いる送信ウエイト等を算出する。すなわち、送信ウエイトと、変調方式や符号化率からなる変調モードとを決定し、データ分割回路９００、変調回路９０１−１〜９０１−Ｌ、送信ウエイト乗算回路９０２に出力する。

次に、送信データが、データ分割回路９００へ入力され、指定された信号系列に分割され、変調回路９０１−１〜９０１−Ｌで変調されて、送信ウエイト乗算回路９０２へ出力される。ここではプリアンブル信号等が付与され、符号化された後、無線部９０３−１〜９０３−Ｍに入力され、アンテナ９０４−１〜９０４−Ｍを介して無線信号として送信される。

Ｍ個の送信アンテナとｉ番目の通信相手に対するチャネル情報を、チャネル応答行列Ｈ_ｉ（Ｍ×Ｎ行列）で表す。すると、ＭＩＭＯ送信における「送信ウエイト」として例えば、Ｈ_ｉの相関行列Ｈ_ｉ ^ＨＨ_ｉ（Ｍ×Ｍ行列）の「固有ベクトル」を用いることができ、「通信品質」は「固有値」から推定できる。ここで、上付き文字のＨはエルミート転置を表す。

なお、ｉ＝１，２，３の通信相手にマルチユーザＭＩＭＯ送信を行う場合には、通信相手１に対しての送信ウエイトに対し、通信相手（ｉ＝２と３）に対するヌル空間が形成されるベクトル群を計算する。具体的には、２Ｎ×Ｍの集合行列（Ｈ_２ ^Ｔ Ｈ_３ ^Ｔ）^Ｔに対して特異値分解を行い、得られる右特異行列のうち、特異値に対応しない（Ｍ−２Ｎ）個のＭ×１ベクトルからなる行列（￣）Ｖ_１ ^（ｎ）を算出する（数式（１）参照）。行列（￣）Ｖ_１ ^（ｎ）がヌル空間が形成されるベクトル群に対応する。上付き文字のＴは転置を表す。

この行列をＨ_１に乗算することで、通信相手（ｉ＝２と３）に干渉を生じないヌルチャネル行列Ｈ_１（￣）Ｖ_１ ^（ｎ）を計算し、このヌルチャネル行列の相関行列（￣）Ｖ_１ ^（ｎ）ＨＨ_１ ^ＨＨ_１（￣）Ｖ_１ ^（ｎ）の固有ベクトル（~）Ｖ_１ ^（ｓ）と（￣）Ｖ_１ ^（ｎ）から、送信ウエイト（￣）Ｖ_１ ^（ｎ）(~）Ｖ_１ ^（ｓ）を決定できる。通信ストリーム数（無線空間を同時に並列送信される通信データの数）をＬとすると、送信ウエイトは行列（￣）Ｖ_１ ^（ｎ）(~）Ｖ_１ ^（ｓ）からＬ個の列ベクトルを選択し、Ｍ×Ｌの送信ウエイトを得ることができる。通信品質を、相関行列（￣）Ｖ_１ ^（ｎ）ＨＨ_１ ^ＨＨ_１（￣）Ｖ_１ ^（ｎ）の固有値から推定することもできる。また、マルチユーザＭＩＭＯのウエイトとして、相関行列（￣）Ｖ_１ ^（ｎ）ＨＨ_１ ^ＨＨ_１（￣）Ｖ_１ ^（ｎ）にグラムシュミットの直交化法などの線形の演算によりベクトルを求め、ベクトル群（￣）Ｖ_１ ^（ｎ）に乗算して得られた行列から、Ｌ個のベクトルを選び、Ｍ×Ｌ行列の送信ウエイトとすることもできる。

または、ｉ番目の通信相手に対し、ｉ番目の通信相手に対応するチャネル行列Ｈｉの固有ベクトル、グラムシュミットの直交化法で得られる基底ベクトル、または線形演算で得られるベクトルをｉ番目の通信相手に対する送信ウエイトとすることができる。

Q. H. Spencer, C. B. Peel, A. L. Swindlehurst, and M. Haardt, "An introduction to the multi-user MIMO downlink," IEEE Comm. Magazine, Oct. 2004, pp. 60-67.

しかしながら、従来技術におけるＭＩＭＯのビームフォーミングでは、通信相手となる受信局の各アンテナと、送信局のアンテナの全ての組合せに相当する数のチャネル情報を推定し、それにより構成されるチャネル行列を算出して、送信ウエイトを決定してデータを送信する。そのため、将来の無線通信システムにおいて、送信アンテナ数を増やしていくと、ＭＩＭＯ送信においても、マルチユーザＭＩＭＯ送信においても、送信アンテナ数の増加に伴って、送信ウエイトの演算負荷が増大し、実装が困難になるという問題がある。これは、定められた時間内に伝送モード、通信ユーザや、その組み合わせ、パケット長などを決定する必要がある無線システムにおいて大きな障害となる。

本発明は、このような事情を考慮してなされたものであり、その目的は、複数の通信相手に対し、同一時間、同一周波数帯において、送信ウエイトの演算、及び伝送モードのための演算負荷を低減することができ、また、送信アンテナ素子を増大することができる送信方法、及び送信装置を提供することにある。

上述した課題を解決するために、本発明は、Ｍ個の第１のアンテナ素子を用いて、第２のアンテナ素子を備える１つ以上の通信相手に対して、Ｍより小さい数であるＬ個の通信データを同一周波数で同時に送信する送信方法であって、前記Ｍ個の第１のアンテナ素子とj番目の通信相手が有するＮ_j個の第２のアンテナ素子とのそれぞれの間のチャネル情報を表すＮ_j×Ｍのチャネル行列について、Ｍ次元からＫ次元（Ｍ＞Ｋ≧Ｌ）にチャネル情報を投影するＭ×Ｋの変換行列を計算するための固定ウエイトを算出する固定ウエイト計算ステップと、前記Ｎ_j×Ｍのチャネル行列を、前記固定ウエイトによりＮ_j×Ｋのチャネル行列に圧縮する固定ウエイト次元圧縮ステップと、前記次元を圧縮されたチャネル情報を用いて、Ｋ×Ｌの送信ウエイト、符号化率、及び変調方式、を決定する送信モード決定ステップと、Ｍ×Ｋの固定ウエイトに前記決定されたＫ×Ｌの送信ウエイトを乗算することで、Ｍ次元に展開し、Ｌ系列の送信信号をＭ個の送信アンテナから送信するウエイトを得る固定ウエイト次元展開ステップと、前記生成されたＬ系列の送信信号を、各送信アンテナから送信する送信ステップとを備えることを特徴とする送信方法である。

上述した課題を解決するために、本発明は、Ｍ個の第１のアンテナ素子を用いて、第２のアンテナ素子を備える１つ以上の通信相手に対して、Ｍより小さい数であるＬ個の通信データを同一周波数で同時に送信する送信方法であって、前記Ｍ個の第１のアンテナ素子とj番目の通信相手が有するＮ_j個の第２のアンテナ素子とのそれぞれの間のチャネル情報を表すＭ×Ｎ_jのチャネル行列について、Ｍ次元からＫ次元（Ｍ＞Ｋ≧Ｌ）にチャネル情報を投影するＭ×Ｋの変換行列を、周波数チャネル毎に計算するための固定ウエイトを算出する固定ウエイト計算ステップと、前記Ｍ×Ｎのチャネル行列を、前記固定ウエイトによりＫ次元に圧縮する固定ウエイト次元圧縮ステップと、前記次元を圧縮されたチャネル情報を用いて、送信ウエイトを決定する送信モード決定ステップと、Ｍ×Ｋの固定ウエイトに前記決定されたＫ×Ｌの送信ウエイトを乗算することで、Ｍ次元に展開し、Ｌ系列の送信信号をＭ個の送信アンテナから送信するウエイトを得る固定ウエイト次元展開ステップと、前記生成された複数の周波数チャネルに対応するＭ系列の信号を逆フーリエ変換により時系列の信号に変換し、ガードインターバルの挿入を行う逆フーリエ変換ステップと、前記逆フーリエ変換により生成されたＭ系列の送信信号を、各送信アンテナから送信する送信ステップとを備えることを特徴とする送信方法である。

本発明は、上記の発明において、前記固定ウエイト計算ステップは、前記Ｍ個のアンテナ素子とＵ個の前記通信相手が備える第２のアンテナ素子との間の（Ｎ_１＋Ｎ_２＋．．．＋Ｎ_Ｕ）×Ｍの集合チャネル行列の、固有値の高いものに対応するＫ個の固有ベクトルを、固定ウエイトとして決定することを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記固定ウエイト計算ステップは、前記Ｍ個のアンテナ素子と、前記通信相手ではない無線端末の備える前記Ｎ個のアンテナ素子との間のチャネル行列から得られる固有値が大きいものに対応する固有ベクトルと直交するＫ個の基底ベクトルを、固定ウエイトとして決定することを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記Ｋは、２の階乗の値とする、ことを特徴とする。

また、上述した課題を解決するために、本発明は、Ｍ個の第１のアンテナ素子を用いて、第２のアンテナ素子を備える１つ以上の通信相手に対して、Ｍより小さい数であるＬ個の通信データを、同一周波数で同時に送信する送信装置であって、前記Ｍ個の第１のアンテナ素子とｊ番目の通信相手が有するＮ_ｊ個の第２のアンテナ素子とのそれぞれの間のチャネル情報に対応するＮ_ｊ×Ｍのチャネル行列について、Ｍ次元からＫ次元にチャネル情報を投影するＭ×Ｋの変換行列を計算するための固定ウエイトを算出する固定ウエイト計算回路と、前記Ｎ_j×Ｍのチャネル行列を、前記固定ウエイト計算回路により算出された前記固定ウエイトによりＫ次元に圧縮する固定ウエイト次元圧縮回路と、前記固定ウエイト次元 圧縮回路により次元を圧縮されたチャネル情報を用いて、送信ウエイト、符号化率、及び変調方式を決定する送信モード決定回路と、前記送信モード決定回路により決定された符号化率、及び変調方式、またはこれらのうち少なくとも一つを用いて変調を行う変調回路と、前記変調回路により変調された送信信号に送信ウエイトを乗算する送信ウエイト乗算回路と、前記送信ウエイト乗算回路により生成された送信信号をＭ次元に展開するために、固定ウエイトを乗算し、Ｍ系列の送信信号を生成する固定ウエイト次元展開回路と、前記固定ウエイト次元展開回路により生成されたＭ系列の送信信号を、各送信アンテナから送信する無線部とを備えることを特徴とする送信装置である。

また、上述した課題を解決するために、本発明は、Ｍ個の第１のアンテナ素子を用いて、第２のアンテナ素子を備える１つ以上の通信相手に対し、Ｍより小さい数であるＬ個の通信データを同一周波数で同時に送信する送信装置であって、前記Ｍ個の第１のアンテナ素子とｊ番目の通信相手が有するＮ_ｊ個の第２のアンテナ素子とのそれぞれの間のチャネル情報に対応するＮ_ｊ×Ｍのチャネル行列について、Ｍ次元からＫ次元にチャネル情報を投影するＭ×Ｋの変換行列を計算するための固定ウエイトを算出する固定ウエイト計算回路と、前記Ｎ_j×Ｍのチャネル行列を、前記固定ウエイト計算回路により算出された前記固定ウエイトによりＫ次元に圧縮する固定ウエイト次元圧縮回路と、前記固定ウエイト次元圧縮回路により次元を圧縮されたチャネル情報を用いて、送信ウエイト、符号化率、及び変調方式を決定する送信モード決定回路と、前記送信モード決定回路により決定された符号化率、及び変調方式、またはこれらのうち少なくとも一つを用いて変調を行う変調回路と、前記変調回路により変調された送信信号に送信ウエイトを乗算する送信ウエイト乗算回路と、前記送信ウエイト乗算回路により生成された送信信号をＭ次元に展開するために、固定ウエイトを乗算し、Ｍ系列の送信信号を生成する固定ウエイト次元展開回路と、前記固定ウエイト次元展開回路により生成された複数の周波数チャネルに対応するＭ系列の信号を逆フーリエ変換により時系列の信号に変換し、ガードインターバルの挿入を行う逆フーリエ変換回路と、前記逆フーリエ変換回路により生成されたＭ系列の送信信号を、前記Ｍ個の第１のアンテナ素子から送信する無線部とを備えることを特徴とする送信装置である。

この発明によれば、複数の通信相手に対し、同一時間、同一周波数帯において、送信ウエイトの演算、及び伝送モードのための演算負荷を低減することができ、また、送信アンテナ素子を増大することができる。

本発明の第１実施形態における送信部の構成例を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態における送信部の構成例を示すブロック図である。 本発明の第１、第２実施形態による送信方法を説明するためのフローチャートである。 従来技術におけるＢＤ指向性制御法を適用した送信部の構成例を示すブロック図である。 本発明の固定ウエイトの更新頻度が少なくてよいことを示すシミュレーション結果を示す図である。

以下、本発明の一実施形態を、図面を参照して説明する。
発明では、送信ウエイトに対して、さらに行列の次元が小さい固定ウエイトを乗算することにより、算出すべきウエイトの数を低減することによって演算量を削減することを特徴としている。具体的には、チャネル行列によりも要素数の少ない固定ウエイトをチャネル行列に乗算することによって、チャネル行列の要素数を減らし（圧縮し）、そのチャネル行列上で各計算を行うことによって演算量を低減する。また、信号を送信する際には、圧縮したチャネル行列に基づいて算出した送信ウエイトに固定ウエイトを乗算して、各アンテナのウエイトを算出する。なお、固定ウエイトとしては、ユーザ間のチャネル相関の低いものを選択する方法、あるいは、ユーザ間で干渉の生じにくいものを選択する方法を採用する。

Ａ．第１実施形態
図１は、本発明の第１実施形態における送信部の構成例を示すブロック図である。図１において、１００は、データ分割回路、１０１−１〜１０１−Ｌは、変調回路、１０２は、送信ウエイト乗算回路、１０３−１〜１０３−Ｍは、無線部、１０４−１〜１０４−Ｍは、アンテナ素子、１０５は、固定ウエイト次元展開回路、１１０は、送信ウエイト演算回路、１１１は、固定ウエイト演算回路である。なお、上記Ｌは、２の階乗の値とする。

アンテナ１０４−１〜１０４−Ｍ、及び無線部１０３−１〜１０３−Ｍは、無線信号の送受信を行うことが可能であり、また、これらを介して送信部の各アンテナ１０４−１〜１０４−Ｍと通信相手の各アンテナ間の全体チャネル行列を推定することができる。このチャネル応答行列の取得方法は、ここでは明記しないが、アンテナ１０４−１〜１０４−Ｍにおいて既知信号の受信を行った際に得られる情報を元に推定するか、もしくは受信信号に含まれる送信側で推定したチャネル情報についてのフィードバック情報に含まれる情報によって、チャネル行列の情報を取得する。

ｉ番目の通信相手に対する全体チャネル行列はＨ_ｉと表せ、Ｎ_ｉ×Ｍの行列となる（Ｎ_ｉはｉ番目の通信相手の受信アンテナ数）。固定ウエイト演算回路１０５は、Ｈ_ｉを用いて固定ウエイトＷ（Ｍ×Ｋ行列）を算出する。固定ウエイトＷの求め方の例については後述する。

送信ウエイト演算回路１１０は、次式（２）で表される圧縮チャネル行列Ｈ_ｉ ^’を用いて送信ウエイト及び通信品質を評価する。

圧縮チャネル行列を各通信相手に対するチャネル行列とみなして、従来と同様の計算でＭＩＭＯ送信、及びマルチユーザＭＩＭＯ送信における送信ウエイトを算出できる。しかし、Ｈ_ｉ’は、行列のサイズが、Ｎ_ｉ×Ｋであり、Ｈ_ｉがＮ_ｉ×Ｍであるのに対し、行列のサイズが小さくなっている。このため、相関行列Ｈ_ｉ’^ＨＨ_ｉ’の固有ベクトルの演算もＫ×Ｋの行列に対して用いることができ、マルチユーザＭＩＭＯの演算においても、数式（１）のような特異値分解でも右特異行列の行列サイズが小さくなるため、演算負荷が著しく低減される。このため、送信ウエイトや、伝送品質の推定が低い演算負荷で行なえる。

一般に、Ｍ×Ｍの行列の固有ベクトルや、特異値の演算は、Ｍの３乗のオーダーの計算となる。このため、例えば、送信１６素子のアンテナを有する送信装置において、Ｋ＝８として固定ウエイトＷを用いたとすると、圧縮チャネル行列Ｈ_ｉ’の固有ベクトルの演算は、元の全体チャネル行列Ｈ_ｉの１／８になり、著しく演算負荷を削減することが確認できる。

Ｂ．第２実施形態
次に、本発明の第２実施形態について説明する。
図２は、本発明第２実施形態（周波数毎にウエイト処理を行う形態）における送信部の構成例を示すブロック図である。図２において、２００は、データ分割回路、２０１−１〜２０１−Ｌは、変調回路、２０２は、送信ウエイト乗算回路、２０３−１〜２０３−Ｍは、無線部、２０４−１〜２０４−Ｍは、アンテナ素子、２０５は、固定ウエイト次元展開回路、２０６−１〜２０６−Ｍは、ＩＤＦＴ（逆フーリエ変換回路）、２１０は、送信ウエイト演算回路、２１１は、固定ウエイト演算回路である。

アンテナ２０４−１〜２０４−Ｍ、及び無線部２０３−１〜２０３−Ｍは、無線信号の送受信を行うことが可能であり、また、これらを介して送信部の各アンテナ２０４−１〜２０４−Ｍと通信相手の各アンテナ間の全体チャネル行列を推定することができる。このチャネル応答行列の取得方法は、ここでは明記しないが、アンテナ２０４−１〜２０４−Ｍにおいて既知信号の受信を行った際に得られる情報を元に推定するか、もしくは受信信号に含まれる送信側で推定したチャネル情報についてのフィードバック情報に含まれる情報によって、チャネル行列の情報を取得する。

ｉ番目の通信相手に対する、ｊ番目の周波数チャネルの全体チャネル行列は、Ｈ_ｉ，ｊと表せ、Ｎ_ｉ×Ｍの行列となる。固定ウエイト演算回路２１１は、Ｈ_ｉ，ｊを用いて固定ウエイトＷ_ｊ（Ｍ×Ｋ行列）を算出する。固定ウエイトＷ_ｊは、チャネル行列の送信側の次元をＭ次元からＫ次元に（Ｎ_ｉ×Ｍ行列からＮ_ｉ×Ｋ行列に）圧縮する効果がある。

送信ウエイト演算回路２１０は、次式（３）で表される圧縮チャネル行列を用いて各周波数チャネルの送信ウエイト及び通信品質を評価する。

圧縮チャネル行列を各通信相手に対するチャネル行列とみなして、従来と同様の計算でＭＩＭＯ送信、及びマルチユーザＭＩＭＯ送信における送信ウエイトを算出することができる。しかし、Ｈ_ｉ，ｊ’は、行列のサイズが、Ｎ_ｉ×Ｋであり、Ｈ_ｉ，ｊがＮ_ｉ×Ｍであるのに対し、行列のサイズが小さくなっている。このため、相関行列Ｈ_ｉ，ｊ’^ＨＨ_ｉ，ｊ’の固有ベクトルの演算もＫ×Ｋの行列に対して用いることができ、マルチユーザＭＩＭＯの演算においても、数式（１）のような特異値分解でも右特異行列の行列サイズが小さくなるため、演算負荷が著しく低減される。本第２の実施形態は、各サブキャリアでそれぞれ演算した固定ウエイトを用いるところが、上述した第１実施形態と異なるものである。

逆フーリエ変換回路２０６−１〜２０６−Ｍは、固定ウエイト次元展開回路２０５で生成された複数の周波数チャネルに対応するＭ系列の信号を逆フーリエ変換により時系列の信号に変換し、ガードインターバルの挿入を行う。

以下、第１実施形態、及び第２実施形態で共通の処理について説明する。
固定ウエイトＷは、以下のように求めることができる。
同一周波数、同一時刻で通信を行う通信相手の数をＵとすると、次式（４）で表される全ユーザの集合行列に対し、送信側相関行列Ｈ_Ａ ^ＨＨ_Ａを計算することで、この相関行列の固有ベクトルのうち、固有値の高いものに対応するＫ個の固有ベクトルを選択し、Ｗとすることができる。

すなわち、送信アンテナ素子数Ｍの次元を持つ送信信号空間から、信号レベルが大きいＫ次元の送信信号空間を選ぶことができる。または、通信に干渉となっている無線端末、または、干渉を与えている無線端末の受信アンテナとの間のチャネル行列Ｈ_Ｉ（Ｎ×Ｍ行列）を推定し（次式（５）参照）、特異値分解で得られる特異値０に対応する右特異ベクトルＶ_Ｉ ^（ｎ）のうちＫ個のベクトルをＷとして用いることができる。特異値０に対応する右特異ベクトルＶ_Ｉ ^（ｎ）がＫ個ない場合には、より小さい特異値に対応する右特異ベクトルＶ_Ｉ ^（ｓ）を用いることもできる。すなわち、干渉となっている、または干渉を与えている無線端末に干渉を与えない、または干渉が小さい送信信号空間を選ぶことができる。

または、上記の特異値０に対応する式（５）のＶ_Ｉ ^（ｎ）およびＶ_Ｉ ^（ｎ）に加えて小さい特異値に対応するＶ_Ｉ ^（s）からＫ_１個のベクトルを選択してＶ_Ｉとし、通信相手の集合行列Ｈ_Ａから、Ｈ_ＡＶ_Ｉを計算し、さらに相関行列Ｖ_Ｉ ^ＨＨ_Ａ ^ＨＨ_ＡＶ_Ｉの固有ベクトルのうち、固有値の高いものに対応するＫ個の固有ベクトルＶ_ＡＩをＶ_Ｉに乗算し、Ｖ_ＩＶ_ＡＩをＷとして用いることができる。または、集合行列Ｈ_Aから得られた相関行列Ｈ_Ａ ^ＨＨ_Ａのうち、高い固有値に対応するＫ₂個の固有ベクトルを選択し、Ｖ_sとし、干渉となっている無線端末との間のチャネル行列Ｈ_Ｉに乗算し、得られるＨ_ＩＶ_ｓに式（５）と同様に特異値分解を行い、特異値０、または特異値０に加えてより小さい特異値に対応するＫ個の右特異ベクトルＶ_ＩＳを、Ｖ_Ｓに乗算して得られるＶ_ＳＶ_ＩＳをＷとして用いることができる。すなわち、上記の干渉となっている、または干渉を与えている無線端末への干渉を低減する送信信号空間であって、通信相手となるユーザ間への信号電力が大きくなる送信信号空間を選択する。Ｋ₁または、Ｋ_２はＫより大きく、Ｍ以下の数を予め設定しておくことができる。

上記の干渉を与えている端末に計算するＶ_Ｉ ^（ｎ） _、またはＶ_Ｉの演算は、直交化法を用いた基底ベクトルの算出として行ってもよい。すなわち、Ｍ個のアンテナ素子と、通信相手ではない無線端末の備えるＮ個のアンテナ素子との間のチャネル行列のＭ×１のチャネルベクトルＮ個に対し、直交化法を用い、得られるＮ個の基底ベクトルと直交する基底ベクトルを、Ｖ_Ｉ ^（ｎ） _、またはＶ_Ｉとして決定するようにしてもよい。また、固定ウエイトとして、Ｍ×Ｍで表せる基底ベクトルのうち、Ｋ個選ぶことで得られるＭ×Ｋの基底ベクトルを用いることもできる。

また、複数周波数チャネルを用いた通信の場合には、複数の周波数チャネルに対してそれぞれ固定ウエイトＷ_ｊを算出する。

上記のように固定ウエイトＷを用いて得られるＨ_ｉ’、またはＨ_ｉ，ｊ’を用いて送信ウエイトを決定すると、得られる送信ウエイトのベクトルは通信ストリーム数をＬとすると、Ｋ×Ｌの行列で得られる。このため、実際のＭ素子の送信アンテナに対して用いる送信ウエイトは、Ｈ_ｉ’、またはＨ_ｉ，ｊ’から得られたｉ番目の通信相手へのＫ×Ｌの送信ウエイトをＷ_ｔ，ｉとすると、Ｗ_ｉＷ_ｔ，ｉとして表すことができ、Ｍ×Ｌの送信ウエイトを得ることができる。

図３は、本発明の第１、第２実施形態による送信方法を説明するためのフローチャートである。まず、通信が開始されると、固定ウエイトにより圧縮されたチャネル行列Ｈ_ｉＷを用いて、送信ウエイト、伝送モードを決定する（ステップＳ２０１）。固定ウエイトは予めステップＳ２００で算出されたものを用いる（ステップＳ２００）。次に、符号化・変調を行い、決定された伝送モードを用い、圧縮チャネル送信ウエイトを送信信号に乗算する（ステップＳ２０２）。

ここで生成される送信ウエイト乗算済みの符号化信号ｘ（Ｋ×１ベクトル）は、生成された送信信号系列ｓ（Ｌ×１ベクトル）に送信ウエイトＷ_ｔ（Ｋ×Ｌ行列）を乗算して得られる（ｘ＝Ｗ_ｔｓ）。さらに、Ｍ×Ｋ行列の固定ウエイトＷを乗算し（ステップＳ２０３）、Ｍ×１のベクトルＷｘをアンテナ１０４−１〜１０４−Ｍ（２０４−１〜２０４−Ｍ）から送信する（ステップＳ２０４）。または、送信ウエイトに対し固定ウエイトを乗算し、ＷＷ_ｔを算出して、それを送信信号ｓに対して乗算しても同様である。

固定ウエイト演算回路１１１（２１１）は、固定ウエイトＷを算出する（ステップＳ２００）が、このステップはＳｔａｒｔからＥｎｄまでの通信フローの頻度より動作頻度が小さく設定される。これは、ステップＳ２００の固定ウエイトの算出・更新は、Ｓ２０１の送信ウエイトの演算に比べて要求されるチャネル情報の精度が低いためである。つまりステップＳ２０１〜Ｓ２０３は少なくとも２回以上同じ固定ウエイトを用いる。また、通信相手におけるチャネル情報の推定時に、Ｍ個の独立したアンテナから送信を行い、全体チャネル行列Ｈ_ｉを推定させるのではなく、固定ウエイト込みのＨ_ｉＷを推定させることで、チャネル情報のフィードバック量を圧縮することができる。また、ＯＦＤＭのようなマルチキャリアの通信方式を用いる場合には、各サブキャリアでの固定ウエイトＷ_ｉ、チャネル情報Ｈ_ｉを用い、通信することができる。

上述した第１、第２実施形態によれば、送信ウエイトの計算時の演算負荷を著しく低減することができる。また、セル間干渉の低減も可能にする。

また、本願発明の固定ウエイトの更新頻度が少なくてよいことを示すシミュレーション結果を図５に示す。本シミュレーションは、２６×４０ｍの実際の屋内環境で１ｍｓ毎に取得したチャネル行列を用いた。測定実験は、ＯＦＤＭシステムを用い、ＩＥＥＥ８０２．１１ａに準拠した４８個のサブキャリアのチャネル情報を、１６素子の第１のアンテナを有する基地局（Ｍ＝１６）、受信装置数を２、それぞれ４つの第２のアンテナを有する環境でおこなった。図５は時間ｔ＝０で取得したチャネル行列を用い、その後の時間に送信を行う際にどれだけ伝送容量（Achievable bit rate）が低下するかを示した結果である。Achievable bit rateは本検討では以下のように定義した。

ＳＩＮＲ_{ｉ，ｊ，ｌ}はｉ番目の通信相手のｊ番目のサブキャリアのｌ番目の通信ストリームにおける信号対干渉雑音比を表す。ここでは、ユーザ数を２、各ユーザに対する通信ストリーム数を４と固定した。ｔ＝０のチャネル行列を用いて通信を行うため、チャネル情報の誤差が大きくなるとユーザ間干渉が増大し、ＳＩＮＲ_{ｉ，ｊ，ｌ}は小さくなる。図５において、最も高い特性を示す点線はマルチユーザＭＩＭＯ通信において遅延無し、つまり時間ｔにおいては時間ｔに対応するチャネル行列を用いた場合である。これに対し、最も悪い特性を示している、マルチユーザＭＩＭＯ遅延チャネル情報に対応する破線は大きく特性が劣化している。これは、ｔ＝０におけるチャネル情報を用いているため、ユーザ間干渉が大きくなることによる。このようにマルチユーザＭＩＭＯ通信の送信ウエイトの演算には、非常に短い周期でのチャネル情報の更新が必要であることが分かる。これに対し、固定ウエイトを用いた通信方法を実線で示す。固定ウエイトとしてＫ＝８を選択し、固定ウエイトの演算にはｔ＝０のチャネル行列を用い、圧縮されたチャネル情報の演算には、時間ｔのチャネル情報を用いている。マルチユーザＭＩＭＯのAchievable bit rateと比較して明らかなように、時間ｔによる通信品質への影響が小さく、マルチユーザＭＩＭＯ通信で要求されるチャネル情報更新頻度より、著しく少ない頻度で更新を行っても、高い伝送容量を維持することが期待できる。

以上詳細に説明した様に、本発明によれば、固定ウエイトによりチャネル情報の次元を下げることで、ＭＩＭＯ通信およびマルチユーザＭＩＭＯ通信における送信ウエイトの演算および品質の推定のための演算負荷を軽減し、送信アンテナ数を増加させスループットを増大させる。

１００、２００ データ分割回路
１０１−１〜１０１−Ｌ、２０１−１〜２０１−Ｌ 変調回路
１０２、２０２ 送信ウエイト乗算回路
１０３−１〜１０３−Ｍ、２０３−１〜２０３−Ｍ 無線部
１０４−１〜１０４−Ｍ、２０４−１〜２０４−Ｍ アンテナ
１０５、２０５ 固定ウエイト次元展開回路
１１０、２１０ 送信ウエイト演算回路
１１１、２１１ 固定ウエイト演算回路
２０６−１〜２０６−Ｍ ＩＤＦＴ

Claims (7)

1. Ｍ個の第１のアンテナ素子を用いて、第２のアンテナ素子を備える１つ以上の通信相手に対して、Ｍより小さい数であるＬ個の通信データを同一周波数で同時に送信する送信方法であって、
   前記Ｍ個の第１のアンテナ素子とj番目の通信相手が有するＮ_j個の第２のアンテナ素子とのそれぞれの間のチャネル情報を表すＮ_j×Ｍのチャネル行列について、Ｍ次元からＫ次元（Ｍ＞Ｋ≧Ｌ）にチャネル情報を投影するＭ×Ｋの変換行列を計算するための固定ウエイトを算出する固定ウエイト計算ステップと、
   前記Ｎ_j×Ｍのチャネル行列を、前記固定ウエイトによりＮ_j×Ｋのチャネル行列に圧縮する固定ウエイト次元圧縮ステップと、
   前記次元を圧縮されたチャネル情報を用いて、Ｋ×Ｌの送信ウエイト、符号化率、及び変調方式、を決定する送信モード決定ステップと、
   Ｍ×Ｋの固定ウエイトに前記決定されたＫ×Ｌの送信ウエイトを乗算することで、Ｍ次元に展開し、Ｌ系列の送信信号をＭ個の送信アンテナから送信するウエイトを得る固定ウエイト次元展開ステップと、
   前記生成されたＬ系列の送信信号を、各送信アンテナから送信する送信ステップと
   を備えることを特徴とする送信方法。
2. Ｍ個の第１のアンテナ素子を用いて、第２のアンテナ素子を備える１つ以上の通信相手に対して、Ｍより小さい数であるＬ個の通信データを同一周波数で同時に送信する送信方法であって、
   前記Ｍ個の第１のアンテナ素子とj番目の通信相手が有するＮ_j個の第２のアンテナ素子とのそれぞれの間のチャネル情報を表すＭ×Ｎ_jのチャネル行列について、Ｍ次元からＫ次元（Ｍ＞Ｋ≧Ｌ）にチャネル情報を投影するＭ×Ｋの変換行列を、周波数チャネル毎に計算するための固定ウエイトを算出する固定ウエイト計算ステップと、
   前記Ｍ×Ｎのチャネル行列を、前記固定ウエイトによりＫ次元に圧縮する固定ウエイト次元圧縮ステップと、
   前記次元を圧縮されたチャネル情報を用いて、送信ウエイトを決定する送信モード決定ステップと、
   Ｍ×Ｋの固定ウエイトに前記決定されたＫ×Ｌの送信ウエイトを乗算することで、Ｍ次元に展開し、Ｌ系列の送信信号をＭ個の送信アンテナから送信するウエイトを得る固定ウエイト次元展開ステップと、
   前記生成された複数の周波数チャネルに対応するＭ系列の信号を逆フーリエ変換により時系列の信号に変換し、ガードインターバルの挿入を行う逆フーリエ変換ステップと、
   前記逆フーリエ変換により生成されたＭ系列の送信信号を、各送信アンテナから送信する送信ステップと
   を備えることを特徴とする送信方法。
3. 前記固定ウエイト計算ステップは、
   前記Ｍ個のアンテナ素子とＵ個の前記通信相手が備える第２のアンテナ素子との間の（Ｎ_１＋Ｎ_２＋．．．＋Ｎ_Ｕ）×Ｍの集合チャネル行列の、固有値の高いものに対応するＫ個の固有ベクトルを、固定ウエイトとして決定する
   ことを特徴とする請求項１または２に記載の送信方法。
4. 前記固定ウエイト計算ステップは、
   前記Ｍ個のアンテナ素子と、前記通信相手ではない無線端末の備える前記Ｎ個のアンテナ素子との間のチャネル行列から得られる固有値が大きいものに対応する固有ベクトルと直交するＫ個の基底ベクトルを、固定ウエイトとして決定する
   ことを特徴とする請求項１または２に記載の送信方法。
5. 前記Ｋは、２の階乗の値とする、
   ことを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の送信方法。
6. Ｍ個の第１のアンテナ素子を用いて、第２のアンテナ素子を備える１つ以上の通信相手に対して、Ｍより小さい数であるＬ個の通信データを、同一周波数で同時に送信する送信装置であって、
   前記Ｍ個の第１のアンテナ素子とｊ番目の通信相手が有するＮ_ｊ個の第２のアンテナ素子とのそれぞれの間のチャネル情報に対応するＮ_ｊ×Ｍのチャネル行列について、Ｍ次元からＫ次元にチャネル情報を投影するＭ×Ｋの変換行列を計算するための固定ウエイトを算出する固定ウエイト計算回路と、
   前記Ｎ_j×Ｍのチャネル行列を、前記固定ウエイト計算回路により算出された前記固定ウエイトによりＫ次元に圧縮する固定ウエイト次元圧縮回路と、
   前記固定ウエイト次元圧縮回路により次元を圧縮されたチャネル情報を用いて、送信ウエイト、符号化率、及び変調方式を決定する送信モード決定回路と、
   前記送信モード決定回路により決定された符号化率、及び変調方式、またはこれらのうち少なくとも一つを用いて変調を行う変調回路と、
   前記変調回路により変調された送信信号に送信ウエイトを乗算する送信ウエイト乗算回路と、
   前記送信ウエイト乗算回路により生成された送信信号をＭ次元に展開するために、固定ウエイトを乗算し、Ｍ系列の送信信号を生成する固定ウエイト次元展開回路と、
   前記固定ウエイト次元展開回路により生成されたＭ系列の送信信号を、各送信アンテナから送信する無線部と
   を備えることを特徴とする送信装置。
7. Ｍ個の第１のアンテナ素子を用いて、第２のアンテナ素子を備える１つ以上の通信相手に対し、Ｍより小さい数であるＬ個の通信データを同一周波数で同時に送信する送信装置であって、
   前記Ｍ個の第１のアンテナ素子とｊ番目の通信相手が有するＮ_ｊ個の第２のアンテナ素子とのそれぞれの間のチャネル情報に対応するＮ_ｊ×Ｍのチャネル行列について、Ｍ次元からＫ次元にチャネル情報を投影するＭ×Ｋの変換行列を計算するための固定ウエイトを算出する固定ウエイト計算回路と、
   前記Ｎ_j×Ｍのチャネル行列を、前記固定ウエイト計算回路により算出された前記固定ウエイトによりＫ次元に圧縮する固定ウエイト次元圧縮回路と、
   前記固定ウエイト次元圧縮回路により次元を圧縮されたチャネル情報を用いて、送信ウエイト、符号化率、及び変調方式を決定する送信モード決定回路と、
   前記送信モード決定回路により決定された符号化率、及び変調方式、またはこれらのうち少なくとも一つを用いて変調を行う変調回路と、
   前記変調回路により変調された送信信号に送信ウエイトを乗算する送信ウエイト乗算回路と、
   前記送信ウエイト乗算回路により生成された送信信号をＭ次元に展開するために、固定ウエイトを乗算し、Ｍ系列の送信信号を生成する固定ウエイト次元展開回路と、
   前記固定ウエイト次元展開回路により生成された複数の周波数チャネルに対応するＭ系列の信号を逆フーリエ変換により時系列の信号に変換し、ガードインターバルの挿入を行う逆フーリエ変換回路と、
   前記逆フーリエ変換回路により生成されたＭ系列の送信信号を、前記Ｍ個の第１のアンテナ素子から送信する無線部と
   を備えることを特徴とする送信装置。

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